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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer stabilisierten Spannung, vorzugsweise in Kameras, mit einem an eine Spannungsquelle angeschlossenen und einem Stelltransistor vorgeschalteten Differenzverstärker, der einen den Emittern zweier Transistoren gemeinsamen Emitterwiderstand aufweist und dessen Eingänge zum Spannungsvergleich je einem Zweig einer Widerstände aufweisenden Brücke zugeordnet sind, wobei in dem dem Referenzeingang des Differenzverstärkers zugeordneten Brückenzweig einerseits ein Vorwiderstand und anderseits ein einen vorbestimmten Schwellwert aufweisender Spannungsbegrenzer, z.
B. eine Zenerdiode, liegt, wogegen der andere Brückenzweig mit dem Gegenkopplungseingang des Differenzverstärkers verbunden ist und zwischen dem Ausgang des Stelltransistors und einem Pol der Spannungsquelle liegt, wobei zwischen der Basis des Stelltransistors und dem andern Pol der Spannungsquelle ein Widerstand vorgesehen ist. Eine derartige Schaltungsanordnung ist bereits bekannt. Nachteilig darin ist jedoch, dass sich der durch den Spannungsbegrenzer, nämlich der durch die Zenerdiode fliessende Strom mit der Eingangsspannung verändert. Dies ist besonders bei niedriger Zenerspannung und bei in Durchlassrichtung geschalteten Dioden der Fall, da bei einer solchen Anordnung die Steilheit gering ist.
Gemäss einem älteren, bisher nicht veröffentlichten Vorschlag wurden diese Nachteile dadurch vermieden, dass dem Spannungsbegrenzer ein verhältnismässig hochohmiger am andern Pol der Spannungsquelle liegender Widerstand in Serie vorgeschaltet ist, dessen Widerstandswert bei normaler Betriebsspannung der Spannungsquelle eine Spannung ergibt, die etwa dem Schwellwert des Spannungsbegrenzers entspricht und der einen Strom aufbringt, der der Summe des Stromes am Referenzeingang des Differenzverstärkers und des minimalen Spannungsbegrenzerstromes entspricht.
Es hat sich nun herausgestellt, dass diese Anordnung zwar im allgemeinen recht brauchbar ist, dass jedoch im Kurzschlussfall ein verhältnismässig grosser Verluststrom durch den Stelltransistor fliesst, wobei sich an diesem Transistor eine relativ grosse Verlustleistung entsprechend dem Produkt aus dem Kurzschlussstrom und der Eingangsspannung ergibt.
Durch die Erfindung sollen wesentlich geringere Verlustleistungen ermöglicht werden, indem bei unverändert gebliebenem Maximalbegrenzungsstrom eine rückläufige Kurzschlussstrombegrenzung erzielt wird. Diese Möglichkeit wurde bisher mit relativ hohem Aufwand realisiert. Erfmdungsgemäss wird nun ohne Erhöhung an Aufwand und Kosten die beschriebene rückläufige Kurzschlussstrombegrenzung dadurch erzielt, dass der Vorwiderstand in zwei Teilwiderstände geteilt ist, zwischen denen eine Elektrode einer in Stromrichtung zum Ausgang des Stelltransistors gepolten Diode, insbesondere der Basis-Emitterdiode eines Steuertransistors, ist, deren andere Elektrode, insbesondere die Basis des Steuertransistors, mit der Ausgangsspannung oder mit einem Spannungsteiler derselben verbunden ist.
Eine derartige Diode war bereits gemäss dem oben zitierten älteren Vorschlag vorgesehen, jedoch anders geschaltet. Es ergibt sich also gegenüber dieser älteren Konstruktion der Vorteil, ohne den geringsten zusätzlichen Aufwand die gewünschte Kurzschlussstrombegrenzung erzielen zu können.
Eine Abschaltung schon bei geringerer Verlustleistung des Stelltransistors ergibt sich dann, wenn die andere Elektrode des Halbleiters an den gleichen Anschlusspunkt wie der Gegenkopplungseingang des Differenzverstärkers gelegt ist. In diesem Falle aber empfiehlt es sich besonders, wenn von dem Steuertransistor der Emitter an dem Verbindungsanschluss der beiden Teilwiderstände, seine Basis an den Ausgang des Stelltransistors und sein Kollektor an den gleichen Pol der Spannungsquelle wie der mit dem Ausgang verbundene Brückenzweig liegt. Um nun den Wiedereinschaltpunkt exakt zu bestimmen ist es gemäss einer Weiterbildung der Erfindung vorteilhaft, wenn zur Temperaturkompensation an den Kollektor dieses Steuertransistors mindestens eine Diode angeschlossen ist.
Eine weitere Massnahme zur exakten Bestimmung des Wiedereinschaltpunktes kann darin liegen, dass der an der Spannungsquelle liegende Teilwiderstand von einer Konstantstromquelle gebildet ist. überdies mag es zweckmässig sein, wenn der Wiedereinschaltstrom einstellbar ist, und es ist deshalb vorzugsweise mindestens ein im einerseits an die Spannungsquelle angeschlossenen und den Halbleiter aufweisenden Stromkreis in Serie liegender Teilwiderstand einstellbar ausgebildet.
Ferner kann es vorteilhaft sein, mindestens einen der in Serie mit der Emitter-Kollektor-Strecke des mit der Basis des Stelltransistors verbundenen Transistors des Differenzverstärkers liegenden Widerstände zur Regelung des Ausgangsstromes einstellbar auszubilden. Besonders aber wenn der zwischen Basis des Stelltransistors und dem andern Pol der Spannungsquelle liegende Widerstand von einer Konstantstromquelle gebildet ist, ergibt sich durch das Zusammenwirken mit dem an dem geteilten Vorwiderstand liegenden Halbleiter eine weitere Verminderung der Verlustleistung und eine günstigere Einstellung des Abschaltpunktes. überdies kann im Rahmen der Erfindung eine Erhöhung der Regelsteilheit der Schaltungsanordnung dadurch erzielt werden, dass der Basis des Stelltransistors ein Spannungsverstärker in Kaskade vorgeschaltet ist.
Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich an Hand der nachfolgenden Beschreibung von in den Zeichnungen schematisch dargestellten Ausführungsbeispielen. Die Fig. 1 und 2 veranschaulichen hiebei verschiedene Ausführungsbeispiele gemäss der Erfindung, wogegen die Fig. 3 ein Diagramm ist, an Hand dessen die Eigenschaften erfmdungsgemässer Schaltungsanordnungen erläutert wird.
Gemäss Fig. l liegt ein aus zwei Transistoren-T1. T2- gebildeter Differenzverstärker zwischen zwei Zweigen einer Widerstände-R1, R2 bzw. R5, R6, R8- aufweisenden Brücke. Überdies liegt in dem dem Transistor --T1-- zugeordneten Brückenzweig ausser dem aus den Teilwiderständen--R1, R2-gebildeten
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Darlington-Schaltung verbunden ist. Zweck dieser Darlington-Schaltung ist es, die Schaltungsanordnung für einen höheren Ausgangsstrom anzupassen. Die Notwendigkeit der Anordnung einer Darlington-Schaltung ergibt sich im Einzelfall aus der Belastbarkeit des Stelltransistors--T3--, wobei an Stelle einer komplementären Darlington-Schaltung auch eine solche aus Transistoren gleichen Leitungstyps vorgesehen sein könnte.
Der Ausgang des Stelltransistors--T3--bzw. der Darlington-Schaltung lässt sich an einer Ausgangsklemme--l-abnehmen. Dieser Ausgang ist nun über den Widerstand --R5-- mit einem Eingang, nämlich der Basis des Transistors--T2--, des Differenzverstärkers verbunden. Da nun also über diesen Eingang das Ausgangssignal gegengekoppelt wird, stellt er den Gegenkopplungseingang des Differenzverstärkers dar, wogegen der am
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Durch diese Schaltung steht nun am Spannungsteilerpunkt zwischen den Widerständen-Rl und R2-die Ausgangsspannung zuzüglich der Diodenspannung. Somit erhält die Zenerdiode-Z-über den Teilwiderstand--R2--konstanten Strom. Was nun die Strombegrenzerwirkung der Schaltungsanordnung
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errechneten Spannung zu seinem Widerstandwert.
Dieser Strom am Emitterwiderstand --R4-- fliesst maximal durch den Emitter des Referenzeingangstransistors --T1--, wenn der andere Transistor--T2--bereits sperrt. Vernachlässigt man nun den Basisstrom am Transistor-T1--, was für die Praxis ohne weiteres möglich ist, so ergibt sich, dass der Maximalstrom am Widerstand --R3-- etwa dem Strom am Emitterwiderstand--R4--gleich ist. Daher entsteht am Widerstand--R3--ein maximaler Spannungsabfall gemäss dem Produkt aus dem Strom an Widerstand--R3--bzw. dem Strom im Widerstand --R4-- mal dem Wert des Widerstandes--R3--.
Wie dies auch bei bekannten Schaltungen der Fall ist, wird der Ausgangsstrom an der Ausgangsklemme --l-- als Spannungsabfall am Widerstand--R8--gemessen. Die Spannung am Widerstand--R8--ergibt sich aber als Differenz aus der Spannung am Widerstand --R3-- abzüglich der Basis-Emitter-Spannung am
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beiden Widerstände --R3,R4-- einstellbar sind.
Sinkt nun die Ausgangsspannung infolge der Strombegrenzung ab, so tritt ab einer Ausgangsspannung die der Summe der Zenerspannung bezüglich der Diodenspannung über die Diode --D1-- eine Reduzierung des Ausgangsstromes ein. Sinkt nämlich die Ausgangsspannung unter diesen Wert, so tritt infolge der Verringerung des Spannungsabfalles am Teilwiderstand--R2--eine Verringerung des Zenerstromes ein, was bereits zu geringem Rückgang der Zenerspannung und damit des Ausgangsstromes führt. Ab einer Ausgangsspannung, die kleiner oder gleich der Zenerspannung ist, sinkt dann der Ausgangsstrom proportional mit der überlastung. Wird der Ausgang kurzgeschlossen, so ist der Kurzschlussstrom durch den verbleibenden Spannungsabfall am Emitter-Widerstand--R4--bestimmt.
Der Kurzschlussstrom ist nun durch in Serie liegende Widerstände einstellbar, die in einem vom positiven
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Ausgangsstrom nahe Null sein.
Soll aber die rücklaufende Wirkung der Strombegrenzung möglichst sofort nach der Begrenzung des Maximalstromes einsetzen, so ist es zweckmässig, wenn die mit dem Ausgang verbundene Elektrode der Diode - nicht, wie dargestellt, unmittelbar mit der Ausgangsklemme-l-verbunden ist, sondern am
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R6--,Widerstand--Rl--zu wählen. In diesem Falle ist es wirtschaftlich, eine Entkopplung durch einen Transistor an Stelle der Diode--Dazu wählen, wie an Hand der Fig. 2 noch beschrieben wird.
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--T1-- und--D1-- an einem Teilabgriff des Widerstandes zu legen, um Spannungsschwankungen durch Vorwärtsregelung zu kompensieren.
In Fig. 1 ist ferner strichliert in Serie mit dem Widerstand--R3-eine Diode-D2-eingezeichnet, die in an sich bekannter Weise zum Ausgleich des Temperaturganges der Emitterdiode des Stelltransistors --T3-- dient. Wenn auch in Fig. 1 bezüglich der Diodenanordnung und der Leitungstypen der Transistoren ein bestimmtes Ausführungsbeispiel gezeigt ist, so sei nicht unerwähnt, dass diese Leitungstypen auch umgekehrt werden können, falls die Eingangsspannung negativ werden soll.
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(Fig. 1)Fig. 2 dargestellt. In diesem Beispiel in dem Teile gleicher Funktion gleiche Bezugszeichen aufweisen, ist der Widerstand-R7--, der gemäss Fig. 1 in Serie mit dem Teilwiderstand--Rl-liegt, durch eine ebenfalls in Serie liegende Diode--D3--ersetzt.
Es wurde oben bereits gesagt, dass dadurch eine thermische Kompensation des Einschaltstromes erzielbar ist.
Eine weitere Abänderung gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 1 besteht darin, dass in Kaskade vor dem Stelltransistor--T3-ein Spannungsverstärker-2-liegt, durch den die Regelsteilheit der Schaltungsanordnung erhöht wird.
Bei der Anordnung gemäss Fig. 2 setzt die Stromreduzierung schon dann ein, wenn die Ausgangsspannung um einen Betrag zurückgeht, der eine Grösse
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entspricht. Bei dieser Schaltungsanordnung ist es auch möglich, die Ausgangsspannung nicht fix zu wählen, sondern in weiten Grenzen zu variieren, ohne dass die Eigenschaften der überlastschaltung verlorengehen.
In Fig. 3 ist der Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom dargestellt. Wie ersichtlich, ist mit dem Maximalstrom-IM-eine Grenze gegeben, bei deren überschreiten im Falle eines Kurzschlusses der Strom wieder auf einen Kurzschlusswert-IK--absinkt. Dieser Effekt ergibt sich bereits bei einfachsten Schaltungsausführungen gemäss der Erfindung entsprechend der dargestellten Kurve--3--, während für den Fall, dass der Widerstand--R3--als Konstantstromquelle ausgebildet ist, sich eine Kurve--4- ergibt, wobei dann eine Leistung am Stelltransistor-T3-entsprechend der Fläche zwischen den beiden Kurven-3, 4- erspart wird.
In allen Fällen ist die Verlustleistung durch die rückläufige Strombegrenzung mit wesentlich kleinerem Kurzschlussstrom-IK-bedeutend geringer.
Im Rahmen der Erfindung mag es beispielsweise zur exakten Bestimmung des Wiedereinschaltpunktes der Schaltungsanordnung zweckmässig sein, den Teilwiderstand --T1-- als Konstantstromquelle auszubilden.
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