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Schaltungsanordnung für einen elektronischen Digitalverstärker
Es ist häufig erforderlich, Eingangssignale kleiner Leistungen zu verstärken. In der Digitaltechnik interessieren nur zwei Werte der Ausgangsspannung, die den Zuständen O"und l"entsprechen. Es wird dort also keine Analogverstärkung, sondern eine digitale Verstärkung mit definiertem Schwellwert des Eingangssignales gefordert. Ähnliche Forderungen bestehen in der Regeltechnik z. B. für die "Nullinstrumente" selbstabgleichender Brückenschaltungen.
Als reine Digitalverstärker sind nur Kippanordnungen anzusprechen, obwohl sich Analogverstärker bei übersteuerung ebenfalls eignen.
Um kleine Signale digital zu verstärken, kann die Unterscheidung, ob das Signal über oder unter dem Schwellwert liegt, am Eingang oder Ausgang vorgenommen werden. Eine Unterscheidung am Eingang verlangt, bezogen auf den Schwellwert, sehr hohe Ansprechempfindlichkeit des Verstärkers, wobei sich dessen Verstärkung jedoch in Abhängigkeit z. B. von der Temperatur, Alterung oder von Spannungsschwankungen in weiten Grenzen ändern darf.
Die Unterscheidung am Ausgang erfordert hohe Nullpunktkonstanz und konstante Verstärkung. Diese Eigenschaften bietet weitgehend der Wechselstromverstärker, während sie bei Gleichstromverstärkern vorzugsweise bei Verwendung von Transistoren nur mit sehr hohem Aufwand erreicht werden können. Dazu kommt noch, dass die Ansprechempfindlichkeit von Gleichstromtransistorverstärkern grundsätzlich nicht sehr gross ist, da in der Emitter- und Kollektorschaltung der Kollektorreststrom als Steuerstrom in der Basis wirkt und von dem äusseren Steuerstrom nicht zu trennen ist. Die Veränderungen am Ausgang, die durch Reststromänderungen hervorgerufen werden, müssen in ihrer Wirkung auf die nächste Stufe durch geeignete Kompensationsschaltungen unwirksam gemacht werden.
Eine Kompensation des Reststromes durch äussere Schaltmittel kann infolge der grossen Exemplarstreuungen und der Alterung nur sehr unvollständig geschehen. Daraus folgt, dass der maximal zu erwartende Reststrom etwa die Schwelle des Ansprechstromes darstellt.
In der Basisschaltung kann wohl der Reststrom an der Eingangsstrecke zwischen Emitter und Basis ausgeschaltet werden, wenn vom potentialfreien Zustand zwischen diesen beiden Elektroden aus geschaltet wird ("offener" Emitter), was hier durchaus zulässig ist. Die Wirkung des Reststromes im Ausgangskreis bleibt jedoch und ist derjenigen bei der Emitter- oder Kollektorschaltung etwa äquivalent, da ja in der Basisschaltung keine Stromverstärkung erfolgt. Da ausserdem bei der Basisschaltung der Steuerstrom gleichzeitig Arbeitsstrom ist und die Stromverstärkung bei kleinen Strömen zwischen Emitter und Kollektor stark absinkt, ist der minimal zu erreichende Schwellwert mindestens in der gleichen Grössenordnung wie bei der Emitter- oder Kollektorschaltung.
Aus den oben angeführten Gründen ist bei Verwendung von Transistoren nur ein Wechselstromverstärker geeignet, um sehr kleine Eingangssignale zu verarbeiten. In der Digitaltechnik stehen aber meistens nur Gleichspannungspotentiale zur Verfügung. Der Aufwand mit einem zusätzlichen Zerhacker und Mittel zu einer anschliessenden Umformung in Gleichstrom ist meistens beträchtlich.
Die Erfindung vermeidet diesen Nachteil und erlaubt mit verhältnismässig geringen Mitteln den Aufbau eines hochempfindlichen Digitalverstärkers. Dies wird dadurch erreicht, dass in den einen Rückkopplungsweg eine Sekundärwicklung eines Übertragers eingeschaltet ist und dass die Primärwicklung des Übertragers über ein aus einem Gleichrichter und einem Kondensator bestehendes Diodentor an einen der beiden Ausgangskreise der Verstärkerelemente gelegt ist und das die Wicklungen derart gepolt sind, dass bei Stromdurchlässigkeit des Diodentores eine Mitkopplung erfolgt.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung lässt sich ein Zeitglied bilden, welches bei gleichgrossen zeitbestimmenden Kondensatoren mindestens die fünffache Verzögerungszeit wie die bekannten Transistorzeitglieder aufweist.
An Hand von drei prinzipiellen Ausführungsbeispielen wird die Erfindung näher erläutert.
Es zeigen : Fig. 1 eine Anordnung zur Digitalverstärkung sehr kleiner Signalspannungen in Form einer Flip-Flop-Stufe, Fig. 2 eine Anordnung für ein Zeitglied und Fig. 3 eine Abwandlung der Anordnung nach Fig. 2.
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Die Transistoren T und T 2 (Fig. 1) sind durch gegenseitige Kollektor-Basis-Verbindungen zu einer Flip-Flop-Stufe verbunden. Am Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors r und dem in seiner Zuleitung liegenden Widerstand R 1 kann das Ausgangspotential abgegriffen werden (Ausgang A).
Zwischen diesem Verbindungspunkt und der Basis des Transistors T 2 befindet sich die Sekundärwicklung W 2 eines Übertragers, dessen Primärwicklung W 1 mit dem einen Anschluss über einen Gleichrichter G an den negativen Pol der die Stufe versorgenden Spannungsquelle U und mit dem andern Anschluss über einen Kondensator C an den Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors T 2 und dem in seiner Zuleitung angeordneten Widerstand R 2 geführt ist. Parallel zur Reihenschaltung aus Primärwicklung W 1 und Gleichrichter G ist ein Widerstand R 3 angeschlossen, der noch über einen Widerstand R 4 mit dem Signaleingang E verbunden ist. Ausserdem ist an die Basis des Transistors r über die Rückstellung R negatives Potential anschaltbar.
Im folgenden wird die Wirkungsweise der Anordnung beschrieben. Über die Rückstelleitung R sei durch einen negativen Impuls die Stufe in Bereitschaftsstellung gebracht worden, wobei der Transistor T2 nichtleitend wird. Ein an den Signaleingang angelegtes Potential, das negativer als das Potential-U ist, sperrt den Gleichrichter G. Eine Veränderung des Potentials am Kollektor des Transistors T 2 erzeugt keine Stromänderung in der Primärwicklung W 1 des Übertragers, demzufolge auch keine Rückkopplung auf die Basis des Transistors T 2. Der Zustand bleibt also stabil. Wird nun jedoch am Signaleingang E ein Potential angelegt, das gegenüber dem Potential-U positiv ist, so geht der Gleichrichter G in den leitenden Zustand über.
Die dabei in der Primärwicklung W 1 erfolgende Stromänderung erzeugt an der Sekundärwicldung W 2 eine Spannung, die den Transistor T 2 auszusteuern beginnt und demzufolge das negative Potential am Kollektor des Transistors T 2 und damit auch an der Basis des Transistors T 2 absinken lässt. Gleichzeitig fliesst der grösste Teil des Kollektorstromes über den Kondensator C durch die
Primärwicklung W 1, wodurch sich die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung wiederum vergrössert, usw., bis die Stufe den zweiten stabilen Zustand erreicht hat. Das Kippen der Stufe wird ausserdem dadurch unterstützt, dass durch die Sperrung des Transistors T 1 das Potential an der Basis des Transistors T 2 nach negativeren Werten hin angehoben wird.
Durch die Primärwicklung W 1 kann nur ein Strom fliessen, der an dem der Basis des Transistors T 2 zugewandten Anschluss der Sekundärwicklung W 2 ein negatives Potential erzeugt. Der Gleichrichter G verhindert ja einen Stromfluss in der anderen Richtung. Dies bewirkt eine unsymmetrische Rückkopplung, so dass nach dem Durchschalten des Transistors T 2 dieser über den Rückkopplungsweg mit Hilfe des Übertragers nicht wieder zurückgesetzt werden kann. Es erfolgt deshalb nur ein einmaliges Kippen in den zweiten stabilen Zustand. Das Zurückkippen erfolgt durch einen negativen Impuls über die Rückstelleitung R. Danach kann sich der Kondensator C über den Widerstand R 2 und den (hochohmigen) Widerstand R 3 entladen.
Mit Hilfe des derart angeordneten und wirkenden Übertragers und dessen entsprechende Dimensionierung erhöht sich die Mitkopplung beträchtlich. Die zum Kippen erforderliche Leistung am Signaleingang betrug z. B. bei einem derart ausgeführten Gerät nur etwa ein Mikrowatt.
Die Anordnung lässt sich auf einfache Weise in ein Zeitglied umwandeln, wie es in der Fig. 2 dargestellt ist. Zu diesem Zweck ist an den Verbindungspunkt zwischen Kondensator C und Primärwicklung W 1 ein Widerstand R 5 angeschlossen. Sein anderer Anschluss ist an den Nullpunkt 0 geführt.
Die Bereitschaftsstellung ist dadurch gegeben, dass der Transistor T 2 leitend und der Transistor T 1 nichtleitend ist. In diesem Zustand besitzt der dem Kollektor zugewandte Belag des Kondensators C praktisch Nullpotential und der andere Belag etwa das negative Potential-U. Zu Beginn der Verzögerungs- zeit wird an den Eingang R ein negativer Impuls gegeben, wodurch der Transistor T 2 in den nichtleitenden Zustand übergeht. Unter der Einwirkung der Versorgungsspannung U beginnt der Kondensator C sich über die Widerstände R 2 und R 5 zu entladen. Während dieser Zeit kann kein Strom durch die Primärwick- lung W 1 fliessen, da der Gleichrichter durch die Spannung am Kondensator C gesperrt wird.
Erst wenn der Kondensator C vollständig entladen ist und sich im folgenden mit umgekehrter Polarität wieder aufzu- laden beginnt, wird auch der Gleichrichter G wieder leitend und leitet den schon beschriebenen Rückkopp- lungsvorgang und damit das Kippen der Stufe in den ursprünglichen Zustand ein.
Bei der Anwendung als Zeitglied wird die erreichbare Verzögerungszeit praktisch nur durch den Sperr- strom des Gleichrichters G begrenzt. Bei Verwendung von Siliziumdioden, die selbst bei hohen Temperaturen nur sehr geringe Restströme aufweisen, lassen sich Verzögerungszeiten in der gleichen Grössenordnung wie bei den bekannten Anordnungen mit Röhren, bzw. um mindestens fünf mal grössere Verzögerungszeiten als bei den bekannten Transistorzeitgliedern erzielen. Die infolge von Temperaturschwankungen zu erwartenden Toleranzen sind dabei gering. Der Einfluss von Spannungsschwankungen wird wie bei den üblichen Schaltungen durch Auf- und Entladen an derselben Spannung weitgehend ausgeschaltet.
Um den Einfluss von eventuell auf das Zeitglied gelangenden Störimpulsen (z. B. durch induktive Beeinflussung) zu vermindern, empfiehlt sich eine Differentialschaltung des verwendeten Übertragers. Zu diesem Zweck (Fig. 3) ist zwischen der Primärwicklung W 1 und dem Widerstand R 5 eine zweite Primärwicklung W 3 eingefügt, die derart gepolt ist, dass sie eine Gegenkopplung hervorruft, die jedoch kleiner als die mögliche Mitkopplung der Primärwicklung W 1 bei durchlässigem Gleichrichter G ist. Die Primärwicklung W 3 lässt sich bei geeigneter Dimensionierung auch an andern Stellen der Anordnung anbringen wie auch in der Anordnung nach Fig. 1 verwenden.
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Eine Veränderung der Spannung am Kollektor des Transistors T 2 bewirkt so lange eine Gegenkopplung an dessen Basis, bis der Gleichrichter G leitend wird, wobei die Gegenkopplung in eine Mitkopplung übergeht.
Es ist selbstverständlich möglich, zum Aufbau der Anordnungen nach Fig. 1 bis 3 auch Kombinationen von n-p-n und p-n-p-Transistoren, steuerbare Elemente mit fallender Kennlinie (z. B. p-n-p-n-Transistoren) oder nicht steuerbare Elemente mit fallender Kennlinie (z. B. p-n-p-n-Dioden) in Verbindung mit verstärkenden Elementen zu verwenden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung für einen elektronischen Digitalverstärker mit zwei Verstärkerelementen, deren Ausgangselektroden über jeweils einen Rückkopplungsweg kreuzweise mit den Eingangselektroden verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass in den einen Rückkopplungsweg eine Sekundärwicklung (W 2) eines Übertragers eingeschaltet ist und dass die Primärwicklung (W 1) des Übertragers über ein aus einem Gleichrichter (G) und einem Kondensator (C) bestehendes Diodentor an einen der beiden Ausgangs-
EMI3.1
dass bei Stromdurchlässigkeit des Diodentores eine Mitkopplung erfolgt.