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Schaltungsanordnung für einen elektronischen Digitalverstärker Es
ist häufig erforderlich, Eingangssignale kleiner Leistungen zu verstärken. In der
Digitaltechnik interessieren nur zwei Werte der Ausgangsspannung, die den Zuständen
»0« und »l« entsprechen. Es wird dort also keine Analogverstärkung,
sondern eine digitale Verstärkung mit definiertem Schwellwert des Eine gangssignals
gefordert. Ähnliche Forderungen bestehen in der Regeltechnik z. B. für die »Nullinstrumente«
selbstabgleichender Brückenschaltungen.
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Als reine Digitalverstärker sind nur Kippanordnungen anzusprechen,
obwohl sich Analogverstärker bei L7bersteuerung ebenfalls eignen.
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Um kleine Signale digital zu verstärken, kann die Schwelldiskrimination
am Eingang oder Ausgang vorgenommen werden. Diskrimination am Eingang verlangt,
bezogen auf den Schwellwert, sehr hohe Ansprechempfindlichkeit des Verstärkers,
wobei sich dessen Verstärkung jedoch in Abhängigkeit z. B. der Temperatur, Alterung
oder Spannungsschwankungen in weiten Grenzen ändern darf.
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Diskrimination am Ausgang erfordert hohe Nullpunktkonstanz und konstante
Verstärkung. Diese Eigenschaften bietet weitgehend der Wechselstromverstärker, während
sie bei Gleichstromverstärkern vorzugsweise bei Verwendung von Transistoren nur
mit sehr hohem Aufwand erreicht werden können. Dazu kommt noch, daß die Ansprechempfindlichkeit
von Gleichstromtransistorverstärkern grundsätzlich nicht sehr groß ist, da in der
Emitter- und Kollektorschaltung der Kollektorreststrom als Steuerstrom in der Basis
wirkt und von dem äußeren Steuerstrom nicht zu trennen ist. Die Veränderungen am
Ausgang, die durch Reststromänderungen hervorgerufen werden, müssen in ihrer Wirkung
auf die nächste Stufe durch geeignete Kompensationsschaltungen unwirksam gemacht
werden. Eine Kompensation des Reststromes durch äußere Schaltmittel kann infolge
der großen Exemplarstreuungen und der Alterung nur sehr unvollständig geschehen.
Daraus folgt, daß der maximal zu erwartende Reststrom etwa die Schwelle des Ansprechstromes
darstellt.
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In der Basisschaltung kann wohl der Reststrom an der Eingangsstrecke
zwischen Emitter und Basis ausgeschaltet werden, wenn vom potentialfreien Zustand
zwischen diesen beiden Elektroden aus geschaltet wird (»offener« Emitter), was hier
durchaus zulässig ist. Die Wirkung des Reststromes im Ausgangskreis bleibt jedoch
und ist derjenigen bei der Emitter- oder Kollektorschaltung etwa äquivalent, da
ja in der Basisschaltung keine Stromverstärkung erfolgt. Da außerdem bei der Basisschaltung
der Steuerstrom gleichzeitig Arbeitsstrom ist und die Stromverstärkung bei kleinen
Strömen zwischen Emitter und Kollektor stark absinkt, ist der minimal zu erreichende
Schwellwert mindestens in der gleichen Größenordnung wie bei der Emitter- oder Kollektorschaltung.
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Aus den oben angeführten Gründen ist bei Verwendung von Transistoren
nur ein Wechselstromverstärker geeignet, um sehr kleine Eingangssignale zu verarbeiten.
In der Digitaltechnik stehen aber meistens nur Gleichspannungspotentiale zur Verfügung.
Der Aufwand mit einem zusätzlichen Zerhacker und Mittel zu einer anschließenden
Umformung in Gleichstrom sind meistens beträchtlich.
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Die Erfindung vermeidet diesen Nachteil und erlaubt mit verhältnismäßig
geringen Mitteln den Aufbau eines hochempfindlichen Digitalverstärkers. Dies wird
dadurch erreicht, daß in den einen Rückkopplungsweg einer an sich bekannten Flip-Flop-Anordnung
eine Sekundärwicklung eines übertragers eingeschaltet ist und daß die Primärwicklung
des übertragers über ein aus einem Gleichrichter und einem Kondensator bestehendes
Diodentor an einen der beiden Arbeitskreise der Flip-Flop-Anordnung gelegt ist und
daß die Wicklungen derart gepolt sind, daß bei Stromdurchlässigkeit des Diodentores
eine Mitkopplung erfolgt.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung läßt sich ein Zeitglied bilden,
welches bei gleich großen zeitbestimmenden Kondensatoren mindestens die fünffache
Verzögerungszeit wie die bekannten Transistorzeitglieder aufweist.
An
Hand von drei prinzipiellen Ausführungsbeispielen wird die Erfindung näher erläutert.
Es zeigt Fig. 1 eine Anordnung zur Digitalverstärkung sehr kleiner Signalspannungen
in Form einer Flip-Flop-Stufe, Fig. 2 eine Anordnung für ein Zeitglied, Fig. 3 eine-Abwandlung
der Anordnung nach Fig. 2. Die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 1) sind durch gegenseitige
Kollektor-Basis-Verbindungen zu einer Flip-Flop-Stufe verbunden. Am Verbindungspunkt
zwischen dem Kollektor des Transistors T 1 und dem in seiner Zuleitung liegenden.
Widerstand R 1 kann das Ausgangspotential abgegriffen werden (Ausgang A). Zwischen
diesem Verbindungspunkt und der Basis des Transistors T2 befindet sich die Sekundärwicklung
W2 eines übertragers, dessen Primärwicklung W 1 mit dem einen Anschluß über einen
Gleichrichter G an den negativen Pol der die Stufe versorgenden Spannungsquelle
U und mit dem anderen Anschluß über einen Kondensator C an den Verbindungspunkt
zwischen dem Kollektor des Transistors T2 und dem in seiner Zuleitung angeordneten
Widerstand R 2 geführt ist. Parallel zur Reihenschaltung aus Primärwicklung W 1
und Gleichricher G ist ein Widerstand R 3 angeschlossen, der noch über einen Widerstand
R 4 mit dem Signaleingang E verbunden ist. Außerdem ist an die Basis des Transistors
T 1
über die Rückstellung R negatives Potential anschaltbar.
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Im folgenden wird die Wirkungsweise der Anordnung beschrieben. Über
die Rückstelleitung R sei durch einen negativen Impuls die Stufe in Bereitschaftsstellung
gebracht worden, wobei der Transistor T2 nichtleitend wird. Ein an den Signaleingang
angelegtes Potential, das negativer als das Potential - U ist, sperrt den Gleichrichter
G. Eine Veränderung des Potentials am Kollektor des Transistors T 2 erzeugt keine
Stromänderung in der Primärwicklung W1 des Übertragers; demzufolge auch keine Rückkopplung
auf die Basis des Transistors T2. Der Zustand bleibt also stabil. Wird nun jedoch
am Signaleingang E ein Potential angelegt, das gegenüber dem Potential - U positiv
ist, so geht der Gleichrichter G in den leitenden Zustand über. Die dabei in der
Primärwicklung W 1 erfolgende Stromänderung erzeugt an der Sekundärwicklung W 2
eine Spannung, die den Transistor T 2 auszusteuern beginnt und demzufolge das negative
Potential am Kollektor des Transistors T2 und damit auch an der Basis des Transistors
T2 absinken läßt. Gleichzeitig fließt der größte Teil des Kollektorstromes über
den Kondensator C durch die Primärwicklung W1, wodurch sich die in der Sekundärwicklung
induzierte Spannung wiederum vergrößert usw., bis die Stufe den zweiten stabilen
Zustand erreicht hat. Das Kippen der Stufe wird außerdem dadurch unterstützt, daß
durch die Sperrung des Transistors T 1 das Potential an der Basis des Transistors
T2 nach negativeren Werten hin angehoben wird.
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Durch die Primärwicklung W 1 kann nur ein Strom fließen, der an dem
der Basis des Transistors T2 zugewandten Anschluß der Sekundärwicklung W 2 ein negatives
Potential erzeugt. Der Gleichrichter G verhindert ja einen Stromfluß in der anderen
Richtung. Dies bewirkt eine unsymmetrische Rückkopplung, so daß nach dem Durchschalten
des Transistors T2 die- i ser über den Rückkopplungsweg mit Hilfe des übertragers
nicht wieder zurückgesetzt werden kann. Es erfolgt deshalb nur ein einmaliges Kippen
in den zweiten stabilen Zustand. Das Zurückkippen erfolgt durch einen negativen
Impuls über die Zückstelleitung R. Danach kann sich der Kondensator C über den Widerstand
R 2 und den (hochohmigen) Widerstand R 3 entladen.
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Mit Hilfe des derart angeordneten und wirkenden Übertragers und dessen
entsprechende Dimensionierung erhöht sich die Mitkopplung beträchtlich. Die zum
Kippen erforderliche Leistung am Signaleingana betrug z. B. bei einem derart ausgeführten
Gerät nur etwa 1 Mikrowatt.
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Die Anordnung läßt sich auf einfache Weise in ein Zeitglied umwandeln,
wie es in der Fig. 2 dargestellt ist. Zu diesem Zweck ist an den Verbindungspunkt
zwischen Kondensator C und Primärwicklung W 1. ein Widerstand R 5 angeschlossen.
Sein anderer Anschluß ist an den Nullpunkt O geführt.
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Die Bereitschaftsstellung ist dadurch gegeben, daß der Transistor
T 2 leitend und der Transistor T 1
nichtleitend ist. In diesem Zustand
besitzt der dem Kollektor zugewandte Belag des Kondensators C praktisch Nullpotential
und der andere Belag etwa das negative Potential - U. Zu Beginn der Verzögerungszeit
wird an den Eingang R ein negativer Impuls.( jgeben, wodurch der Transistor
T2 in den nichtleitenden Zustand übergeht. Unter der Einwirkung der Versorgungsspannung
U beginnt der Kondensator C sich über die Widerstände R 2 und R 5 zu entladen. Während
dieser Zeit kann kein Strom durch die Primärwicklung W 1 fließen, da der Gleichrichter
durch die Spannung am Kondensator C gesperrt wird. Erst wenn der Kondensator C vollständig
entladen ist und sich im folgenden mit umgekehrter Polarität wieder aufzuladen beginnt,
wird auch der Gleichrichter G wieder leitend und leitet den schon beschriebenen
Rückkopplungsvorgang und damit das Kippen der Stufe in den ursprünglichen Zustand
ein.
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Bei der Anwendung als Zeitglied wird die erreichbare Verzögerungszeit
praktisch nur durch den Sperrstrom des Gleichrichters G begrenzt. Bei Verwendung
von Siliziumdioden, die selbst bei hohen Temperaturen nur sehr geringe Restströme
aufweisen, lassen sich Verzögerungszeiten in der gleichen Größenordnung wie bei
den bekannten Anordnungen mit Röhren bzw. um mindestens fünfmal größere Verzögerungszeiten
als bei den bekannten Transistorzeitgliedern erzielen. Die infolge von Temperaturschwankungen
zu erwartenden Toleranzen sind dabei gering. Der Einfluß von Spannungsschwankungen
wird wie bei den üblichen Schaltungen durch Auf- und Entladen an derselben Spannung
weitgehend ausgeschaltet.
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Um den Einfluß von eventuell auf das Zeitglied gelangenden Störimpulsen
(z. B. durch induktive Beeinflussung) zu vermindern, empfiehlt sich eine Differentialschaltung
des verwendeten Übertragers. Zu diesem Zweck (Fig. 3) ist zwischen der Primärwicklung
W 1 und dem Widerstand R 5 eine zweite Primärwicklung W 3 eingefügt, die derart
gepolt ist, daß sie eine Gegenkopplung hervorruft, die jedoch kleiner als die mögliche
Mitkopplung der Primärwicklung W 1 bei durchlässigem Gleichrichter G ist. Die Primärwicklung
W 3 läßt sich bei geeigneter Dimensionierung auch an anderen Stellen der Anordnung
anbringen wie auch in der Anordnung nach Fig. 1 verwenden: Eine Veränderung der
Spannung am Kollektor des Transistors T2 bewirkt so lange eine Gegenkopplung an
dessen Basis, bis der Gleichrichter G leitend wird;
wobei die Gegenkopplung
in eine Mitkopplung übergeht.
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Es ist selbstverständlich möglich, zum Aufbau der Anordnungen nach
Fig. 1 bis 3 auch Kombinationen von n-p-n- und p-n-p-Transistoren, steuerbare Elemente
mit fallender Kennlinie (z. B. p-n-p-n-Transistoren) oder nicht steuerbare Elemente
mit fallender Kennlinie (z. B. p-n-p-n-Dioden) in Verbindung mit verstärkenden Elementen
zu verwenden.