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Schaltung zur Gegentaktfrequenzdemodulation bzw. zum
Phasenvergleich
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Gegentak, frequeizdemodulation bzw. zum Pha- senvergleich mit einem Diskrimiratornetzwerk, welchem die zu demodulierenden oder zu vergleichen- den Signalschwingungen aus einer Quelle zugeführt werden, welche Signalschwingungen durch zwei mit diesem Netzwerk gekoppelte Gleichrichter in Gegentakt demoduliert werden, wobei ein erster dem
Diskriminatornetzwerk entnommener Signalstrom gleichphasig und ein zweiter, ebenfalls dem Diskrimi- natornetzwerk entnommenerSignalstrom gegenphasig die Gleichrichter durchläuft und die beiden Signal- ströme eine gegenseitige Phasenverschiebung, insbesondere eine von der Frequenz der Signalschwingun- gen abhängige Phasenverschiebung mit im Mittelwert 900 aufweisen.
Ein bekannter mit Röhren besttickter Frequenzdemodulator besitzt zwei auf dieselbe Frequenz ab- gestimmte Resonanzkreis, welche so angeordnet sind. dass die an diesen Kreisen erzeugten Schwingun- gen bei ihrer Mittelfrequenz um 900 Phase verschoben sind und die durch Zweipolgleichrichter erzeug- ten gleichgerichteten Signale gleich gross und einander entgegengesetzt sind, weshalb das demodulierte
Signal dann gerade Null ist. Will man in dieser bekannten Schaltung Transistoren verwenden, so muss man die Kreise auf niedrigen Impedanzwerten anzapfen, was Schwierigkeiten in bezug auf die Bemessung und die Empfindlichkeit mit sich bringen kann.
Die Erfindung gibt eine geeignete Lösung dieses Problems an und ist dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichter durch die durch Überbrückung mit für die zu demodulierenden Schwingungen wirksame Drosseln als Spitzengleichrichter geschalteten Emitter-Basisstrecken zweier Transistoren gebildet werden, der erste Signalstrom diese Emitter-Basisstrecker gleichphasig durchläuft und der zweite Signalstrom in einem geschlossenen, die Emitter-Basisstrecken hintereinandergeschaltet enthaltenden ReihenResonanzkreis gewonnen wird, wobei das Ausgangssignal, insbesondere das demodulierte Signal durch Differenzbildung der durch die Transistoren gewonnenen gleichgerichteten Signale erzeugt wird.
Die Erfindung wird an Hand der in der Zeichnung veranschaulichten Schaltscnemen näher erörtert.
Fig. 1 erläutert das Prinzip vorliegender Erfindung und Fig. 2 ein praktisches Ausführungsbeispiel.
Die Schaltung nach Fig. 1 enthält einen ersten Transistor 1, der z. B. in der letzten ZF-Verstärkerstufe eines UKW- (Frequenzmodulations)-empfängers eingeschaltet ist. Im Ausgangskreis diesesTransi - stors 1 liegt ein Resonanzkreis 2, bestehend aus einem Kondensator 3 und einer Selbstinduktionsspule 4. Dieser Kreis ist auf die Mittelfrequenz der zu demodulierenden Schwingungen abgestimmt und induktiv mit einem Resonanzkreis b gekoppelt.
Dieser Kreis 5 wird durch eine mittelangezapfte Spule 6 und Kondensatoren 7 und 8 gebildet und schliesst sich über als Spitzenstrom-Gleichrichter geschaltete Transistoren 9 und 10. Die Emitter und Basen der Transistoren 9 bzw. 10 sind zu diesem Zweck über ZF-Drosselspulen 11 bzw. 12 miteinander verbunden und der demodulierte Strom fliesst über diese Transistoren 9 bzw. 10 und diese Drosseln 11 bzw. 12 gegenphasig zu einer Ausgangsklemme 13, die mittels eines Kondensators 14 für die Frequenz der zu demodulierenden Schwingungen mit Masse verbunden ist.
Die Emitter-Basisstrecke eines Transistors arbeitet als Spitzenstromgleichrichter und bleibt während der ganzen Schwingperiode leitfähig. Diese Emitter-Basisstrecken können in Reihe im geschlossenen Reihenresonanzkreis 6-7-8 aufgenommen werden, ohne dass eine zu grosse Bedämpfung dieses Reihenresonanzkreises zu befürchten ist. Durch diese Reihenanordnung durchläuft der in diesem Reihenresonanz-
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kreis gewonnene Signalstrom die Gleichrichter automatisch gegenphasig.
Die Kondensatoren 7 und 8 sind vorzugsweise gleich gross und ihre Reihenschaltung mit der ganzen
Spule 6 ist auf der Mittelfrequenz der zu demodulierenden Schwingungen abgestimmt. Somit wird im
Kreis 5 ein zweiter Signalstrom erzeugt, der für die Mittelfrequenz gegenüber dem über den Kondensator
15 der Mittelanzapfung der Spule 6 zugeführten ersten Signalstrom um 900 phasenverschoben ist ; die
Transistoren 9 bzw. 10 werden vom letztgenannten Signalstrom gleichphasig und vom erstgenannten Si- gnalstrom gegenphasig durchflossen. In dieser Weise wird eine ausreichende Empfindlichkeit der Schal- tung bei guter Anpassung erhalten.
Der Transistor 1 wird vorzugsweise durch genügend grosse Aussteuerung als Kollektorbegrenzer der
Spannung über dem Kreis 3-4 geschaltet. Mittels des Kondensators 15 kann dann die Empfindlichkeit des Detektors in bezug auf eine Amplitudenmodulation des Eingangssignals weitgehend unterdrückt wer- den. Die begrenzende Wirkung kann nötigenfalls noch verbessert werden durch Anwendung. eines Gleichrichters 16, der den Kollektor des Transistors l mit einer geeigneten Schwellenwertspannung (z. B. das doppelte der Speisespannung) verbindet.
Eine praktische Ausführung dieses Prinzips veranschaulicht Fig. 2, wo in Reihe mit dem Gleichrichter 16 noch eine Drosselspule geschaltet wird, um Stromstösse auf die Speisequelle zu vermeiden.
Meistens erübrigt sich jedoch der Gleichrichter 16 und auch die Kondensatoren 15 und 3 können sogar weggelassen werden. Die Kondensatoren 7 und 8 sind nämlich über die Spule 6 parallel zur Spule 4 wirksam und durch geeignete Bemessung der Spulen 4 und 6 wird schon ohne den Kondensator 3 die für eine gute Begrenzerwirkung erforderliche Resonanz des Kreises 3 erhalten. Meistens jedoch wird für 3 ein kleiner Trimmerkondensator angewendet um eine Nachregelung zu ermöglichen. Aus gleichem Grunde ist parallel zur Spule 6 ein Trimmerkondensator 17 angeordnet. Die parallel zur Spule 4 wirksame Kapa- zität wird jedoch zum grösseren Teil von den Kondensatoren 7 und 8 gebildet.
In einem praktischen Ausführungsbeispiel wurden Schaltelemente folgender Typen und Werte verwendet.
Transistoren 1, 9 und 10 des Typs OC44, Spule 4 = 630 pH, Spule 6 = 550 pH mit Mittelanzapfung, Kondensatoren. 7 und 8 = 230 pF, Drosseln 11 und 12 = 3 mH, Trimmerkondensatoren 3 und 17-62 pF, Kondensator 15 = 100 pF, Kopplung 4 - 6 gleich 0,02.
Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 werden die im Kollektorresonanzkreis 19-20-21-22 des Transistors 1 erzeugten Signalschwingungen über einen Kondensator 20 und über annähernd gleich grosse Kondensatoren 21 und 22 den Emittern der Transistoren 9 und 10 zugeführt. Durch Anordnung der Zwischen- frequenzdrosselspulen 11 bzw. 12 zwischen den Emittern und Basiselektroden'der Transistoren 9 und 10 sind diese Transistoren wiederum als Spitzenstromgleichrichter geschaltet. Der über den Kondensator 21 bzw.
22 den Transistoren 9 bzw. 10 zugeführte erste Signalstrom durchfliesst diese Transistoren somit wiederum in gleicher Phase.
Der zweite den Transistoren 9 und 10 zugeführte Signalstrom wird über einen Trennkondensator 23 und einerseits über einen kleinen Kondensator 24 dem Emitter des Transistors 9 und anderseits über eine Spule 25 dem Emitter des Transistors 10 zugeführt. Der Kondensator 24 und die Spule 25 bilden mit den Emitterbasisstrecken der Transistoren 9 und 10 einen geschlossenen Reihenresonanzkreis und der diesen Reihenresonanzkreis durchfliessende zweite Signalstrom weist somit im Mittelwert 900 Phasenverschiebung gegenüber dem ersten Signalstrom auf und durchfliesst die Transistoren 9 und 10 in entgegen- gesetzter Phase. Von den Widerstandskapazitätsgliedem26und 27 wird die Differenz der demodulierten Ströme abgenommen und das so erhaltene demodulierte Signal wird in Niederfrequenzstufe 28 weiter verstärkt.
In einem praktischen Ausführungsbeispiel war der Kondensator 20 von etwa 800 pF, die Kondensatoren 21 und 22 je von 727 pF, der Kondensator 23 von etwa 450 pF, der Kondensator 24 und 25 pF und die Spule 25 von 236 p : H. Die Drosselspulen 11 und 12 waren je von 470 pH, die Filter 26 und 27 waren je mit einem Widerstand von 470 Ohm und mit einem Kondensator von 33000 pF versehen.
Die veranschaulichte Abänderung der Differenzbildung der demodulierten Ströme mittels der Filter 26 und 27, die auchim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 angewendet werden kann, ermöglicht einerseits eine einfache Gegentaktaussteuerung der Niederfrequenzstufe 28, anderseits, dass an einem gemeinsamen Kollektorwiderstand 29 der Transistoren 9 und 10, eine Regelspannung abgenommen werden kann, die für Schwundregelung bzw. für Stummabstimmung ausgenutzt werden kann. An der Klemme A des Widerstandes 29 gleichen sich nämlich die demodulierten Schwingungen der Transistoren 9 und 10 praktisch aus und wird eine der Trägerwellenamplitude proportionale Gleichspannung erzeugt, die zur selbsttätigen Verstärkungsregelung dienen kann.
Beim Wegfall des Eingangssignals wird am Punkt A eine Rausch-
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weehselspannupg erzeugt, die nach dem Ausfilhrungsbeispiel nach Fig. 2 der Stufe 30 zugeführt wird. in der die Wechselspannuug eine Verstärkerstufe 31, eine weitere Verstärkerstufe 32 mit Schwellwertmittel 33 und Integrationsnetzwerke34und 35 durchläuft und schliessUch eine Triggerstufe 36 steuert, so dass an der
Ausgangsklemme B eine Regelspannung erzeugt wird, die bei ungenügend starkem Signal die erste Veri st11rkerstufe des Niederirequenzverstarkers 28 blockiert.
Selbstverständlich könnten die in Fig. 1 und 2 veranschaulichten Schaltungen auch zum Phasenver- gleich zweier Signalschwingungen angewendet werden. Zu diesem Zweck wäre z. B. in Fig. 1 die gegen- seitige induktive Kopplung zwischen den Spulen 4 und 6 zu vermeiden, und die zweite Signalschwingnng einer mit der Spule 6 gekoppelten Wicklung 38 zuzuführen. Auf ähnliche Welse könnte man in Fig. 2 die I zweite Signalschw1ngung über den Trennkondensator 23 den Transistoren 9 und 10 zuführen und die Ver- bindung dieses Kondensators 23 mit dem Kollektor des Transistors 1 unterbrechen.
Falls erwünscht kann man statt der induktiven Kopplung zwischen den Kreisen 2 und 5 bzw. ausser dieser Kopplung eine kapazitive Kopplung herbeiführen, z. B. wem. die Kondensatoren 7 und 8 verschie- den gross gewählt werden. Auch kann man den Kondensator 15 mit einer in bezug auf die Mitte versetz- I ten Anzapfung der Spule 6 verbinden. Dadurch wird aber die Linearität der Demodulationskennlinie be- einträchtigt. Weiter könnte man anstatt des einzelnen Kondensators 15 den Kreis 2 über je einen Konden- sator mit einem Ende der Spule 6 verbinden, was aber einen grösseren Aufwand an Schaltelementen be- deutet.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltung zur GegentakJrequenzdemodulation bzw. zum Phasenvergleich mit einem Diskrimina- tornetzwerk, welchem die zu demodulierenden oder zu vergleichenden Signalschwingungen aus einer
Quelle zugeführt werden, welche Signalschwingungen durch zwei mit diesem Netzwerk gekoppelte
Gleichrichter in Gegentakt demoduliert werden, wobei ein erster dem Diskriminatornetzwerk entnom- mener Signalstrom gleichphasig und ein zweiter ebenfalls dem Diskriminatometzwerk entnommener Si- gnalstrom gegenDhasigdie Gleichrichte durchläuft und die beiden Signalströme eine gegenseitige Pha- senverschiebung, insbesondere eine von der Frequenz der Signalschwingungen abhängige Phasenverschie- bung mit im Mittelwert 900 1ufweisen, dadurch gekennzeichnet,
dass die Gleichrichter durch die durch Überbrückung mit für die zudemodulierenden Schwingungen wirksame Drosseln (11,12) als Spitzengleich- richter geschalteten Emitter-Basisstrecken zweier Transistoren (9,10) gebildet werden, dass der erste Si- gnalstrom diese Emitter-Basisstrecken gleichphasig durchläuft und der zweite Signalstrom in einem ge- schlossenen, die Emitter-Basisstrecken hintereinandergeschaltet enthaltenden Reihen-Resonanzkreis (6,
7,9, 10,8) gewonnen wird, wobei das Ausgangssignal, insbesondere das demodulierte Signal durch Dif- ferenzbildung (13, 14) der durch die Transistoren gewonnenen gleichgerichteten Signale erzeugt wird.