DE1094312B - Frequenzdemodulator - Google Patents
FrequenzdemodulatorInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
- H03D3/14—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators by means of semiconductor devices having more than two electrodes
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzdemodulator, bei dem eine zwei Steuerelektroden besitzende
Verstärkeranordnung in Abhängigkeit vom Strom und von der Spannung eines aus einer Spule
und einem Kondensator bestehenden Schwingungskreises ausgesteuert wird.
Es ist eine derartige Anordnung bekannt, bei der zwischen dem zweiten Steuergitter und Kathode einer
Hexodenröhre ein Reihenresonanzkreis eingeschaltet ist und bei der das erste Steuergitter mit der Spannung
an der Induktivität dieses Kreises gesteuert wird. Hierbei ist die Spannung am zweiten Steuergitter
wesentlich kleiner als die am ersten Steuergitter, so daß sich ungünstige Aussteuerungsverhältnisse ergeben.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenzdemodulator mit Transistoren auszurüsten.
Transistoren mit mehreren Steuerelektroden stehen aber nicht zur Verfügung, so daß eine einfache Übertragung
der bekannten Röhrenschaltung in die Transistortechnik nicht ohne weiteres möglich ist.
Insbesondere tritt erschwerend in Erscheinung, daß Transistoren wesentlich geringere Impedanzwerte aufweisen,
so daß bei der Zusammenschaltung mit im allgemeinen verhältnismäßig hochohmigen Resonanzkreisen
Schwierigkeiten zu erwarten sind.
Es ist weiter bereits ein Frequenzdemodulator angegeben worden, bei dem die an einer Spule auftretenden
Schwingungen die Basis eines symmetrischen Transistors steuern, während die Spannung von
einem mit der Spule induktiv gekoppelten Schwingungskreis die Emitter-Kollektor-Strecke dieses Transistors
speist. Die Ausgangsschwingungen werden an einem i?C-Glied im Emitter-Kollektor-Kreis abgenommen.
Da hierbei der Schwingkreis verhältnismäßig stark und in Abhängigkeit von der Frequenzschwankung
belastet wird, ergeben sich erhebliche Verzerrungen im demodulierten Signal. Außerdem ist
das Ausgangssignal nur klein, da eine Verstärkung nicht erreicht wird.
Bei einem Frequenzdemodulator der eingangs erwähnten Art werden diese Nachteile vermieden, und
man erhält außer einer guten Demodulation noch eine beträchliche Verstärkung und eine Entkopplung des
Ausgangskreises vom Demodulatorkreis, wenn gemäß der Erfindung die Reihenschaltung der Spule und des
Kondensators an die Basis-Emitter-Strecke eines ersten Transistors geschaltet ist, dessen Kollektor mit
dem Emitter eines zweiten Transistors verbunden ist, und wenn der Basis des zweiten Transistors die über
dem durch die Reihenschaltung der Spule des Kondensators und der Emitter-Basis-Strecke des ersten
Transistors gebildeten Parallelresonanzkreis erzeugte Spannung zugeführt ist und wenn am Kollektor des
Frequenzdemodulafc*©» ΐϋΐ
Anmelder:
N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,
Eindhoven (Niederlande)
Eindhoven (Niederlande)
Vertreter: Dipl.-Ing. K. Lengner, Patentanwalt,
Hamburg 1, Mönckebergstr. 7
Hamburg 1, Mönckebergstr. 7
Beanspruchte Priorität:
Niederlande vom 28. Januar 1956
Niederlande vom 28. Januar 1956
Johannes Meyer Cluwen, Eindhoven (Niederlande),
ist als Erfinder genannt worden
ist als Erfinder genannt worden
zweiten Transistors das demodulierte Signal abgenommen wird.
Bei der Erfindung wird von der bekannten Erscheinung ausgegangen, daß in einem Resonanzkreis
Schwingkreisstrom und Schwingkreisspannung im Resonanzfall um 90° in der Phase verschoben sind,
und es wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, daß ein Transistor vom Strom direkt gesteuert werden
kann, wobei nur ein geringer Spannungsabfall auftritt, so daß die Dämpfung für den Schwingkreis nicht
erheblich ist. Der mit dem ersten Transistor in Reihe liegende zweite Transistor weist dabei einen hohen
Innenwiderstand auf, da der große Kollektor-Innenwiderstand
des ersten Transistors im Emitterzweig des zweiten Transistors liegt. Da dieser zweite Transistor
von der am Schwingkreis auftretenden Spannung gesteuert wird, ergibt sich auch für diesen Transistor
eine günstige Aussteuerung und damit ein optimales Demodulationssignal.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung erläutert, in der
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild,
Fig. 2 ein weiter detailliertes Ausführungsbeispiel und
Fig. 3 eine Abart des Beispiels nach Fig. 2 darstellt.
Nach Fig. 1 werden zu detektierende frequenzmodulierte Schwingungen einem Resonanzkreis zugeführt,
der aus einer Induktivität 3 und einem Kondensator 4 besteht, die zwischen der Basis und dem
Emitter eines in Emitterschaltung liegenden ersten Grenzschichttransistors 1 in Reihe geschaltet sind.
Der Hauptstromkreis, insbesondere die Kollektor-
009 677/343
Emitter-Strecke, dieses Transistors liegt in Reihe mit dem Hauptstromkreis, insbesondere der Kollektor-Emitter-Strecke
eines zweiten Transistors 2, dessen Basis mit einer Anzapfung 8 der Induktivität 3 verbunden
ist. Die Kreisspannung an dieser Anzapfung 8 hat somit, bei hinreichend großem Eingangswiderstand
des Transistors 2 und bei der Resonanzfrequenz des Kreises 3-4, eine Phasenverschiebung von 90°
gegenüber dem den Kreis 3-4 durchfließenden Strom. Somit hat auch der Basisstrom dieses Transistors 2
bei dieser Frequenz eine Phasenverschiebung von 90° gegenüber dem Basisstrom des Transistors 1, während
außerhalb der Resonanzfrequenz eine frequenzabhängige Phasenverschiebung zwischen beiden Strömen
auftritt.
Die Reihenschaltung der Transistoren 1 und 2 wird nur leitend während der negativen Halbperiode der
Spannungen an ihren Basiselektroden. Sie läßt somit einen durch die erwähnte Phasenverschiebung bedingten
Strom zu dem Detektorausgangsfilter 5, 6 durch, über dem demgemäß eine dem Frequenzhub annähernd
proportionale Spannung erzeugt wird, die einer Ausgangsklemme 7 zugeführt wird. Durch Anwendung
des einzigen Resonanzkreises 3-4 wird die bei üblichen Frequenzdetektoren auftretende Gefahr einer Seitenbanddetektion
wesentlich verringert. Insbesondere ergeben sich für die Steuerung der Transistoren günstige
Impedanzverhältnisse, so daß bei verhältnismäßig geringem Aufwand eine gute Empfindlichkeit erreicht
werden kann.
Die Prinzipschaltung nach Fig. 1 hat gewisse Nachteile, die bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2
behoben werden. An erster Stelle bewerkstelligt die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 2 eine Gleichrichtung;
diese kann durch einen hinreichend niedrigen Widerstand parallel zwischen der Basis und dem
Emitter behoben werden. Dabei erfährt eine Halbperiode der zu detektierenden Schwingung jedoch eine
andere Dämpfung als die andere Halbperiode; daher kann man statt dieses Widerstandes besser einen
Gleichrichter 10 (Fig. 2) mit entgegengesetzter Durchlaßrichtung in bezug auf die betreffende Emitter-Basis-Strecke
anbringen.
An zweiter Stelle ist es meistens erwünscht, daß der Detektor gegen etwaige Amplitudenmodulation der
zu detektierenden Schwingungen unempfindlich sein soll. Dazu ist in Fig. 2 der Resonanzkreis 3-4 mit
einem dynamischen Begrenzer verbunden, der aus einem Gleichrichter 11, den Widerständen 12 und 13
und einem Kondensator 14 besteht, welcher Kondensator die Widerstände 12 und 13 auch für die niedrigsten
Modulationsfrequenzen noch kurzschließt. Da die Spannung am Kondensator 14 somit praktisch konstant
und gleich der mittleren Schwingungsamplitude bleibt, wird eine etwaige Amplitudenmodulation der
Schwingungen über dem Kreis 3-4 eine veränderliche, diese Amplitudenmodulation unterdrückende
Dämpfung des Kreises 3-4 herbeiführen. Die Spannung am Kondensator 14 kann weiter zur automatischen
Verstärkungsregelung (Klemme 15) dienen. Außerdem ergibt sich die Möglichkeit, die Empfindlichkeit
für unerwünschte Amplitudenmodulation dadurch weiter zu unterdrücken, daß die Amplitude des
in Reihe die Transistoren 1 und 2 und das Ausgangsfilter 5-6 durchfließenden Stromes auf einen der Spannung
am Kondensator 14 entsprechenden Wert begrenzt wird. Diese Spannung wird dazu, nötigenfalls
nach weiterer Glättung, der Basis des Transistors 2 zugeführt, während zwischen dem Kollektor des Transistors
1 und dem Emitter des Transistors 2 ein Widerstand 17 angebracht ist. Die erwähnte Stromamplitude
kann dabei nicht größer werden als die Spannung an der Basis des Transistors 2, geteilt durch den Widerstand
17, da sonst die Transistoren 1 und 2 nichtleitend werden würden.
Zur praktischen Ausbildung dieses Gedankens wird die Spannung am Kondensator 14 über den Widerstand
12 und die der Anzapfung 8 über einen Gleichrichter 18 der Basis des Transistors 2 zugeführt.
ίο Während der positiven Halbperiode der Kreispannung
der Anzapfung 8 wird der Gleichrichter 18 somit leitend gehalten und sperrt infolgedessen den Transistor
2. Während der negativen Halbperiode dieser Kreisspannung kann die Spannung an der Basis des
Transistors 2 nicht weiter negativ werden als die Spannung, die von dem Kondensator 14 über dem
Widerstand 13 erzeugt wird, da der Gleichrichter 18 unleitend wird. Die Amplitude der Spannung an der
Anzapfung 8 ist dabei einige Male größer als die Gleichspannung über dem Widerstand 13.
Auf diese Weise wird die Basis des Transistors 2 periodisch in der Vorwärtsrichtung mit einer über dem
Widerstand 13 erzeugten, praktisch konstanten Spannung polarisiert. Da die Basis des Transistors 1
während periodischer, in der Phase verschobener Zeitintervalle in der Vorwärtsrichtung polarisiert wird,
fließt nur Strom zu dem Ausgangsfilter 5-6 während einer Zeitspanne, die durch diese Phasenverschiebung,
d. h. durch den Frequenzhub der zu detektierenden Schwingungen, bedingt wird. Die Amplitude dieses
Stromes ist praktisch konstant, so daß die an der Ausgangsklemme 7 erzeugte Niederfrequenzspannung
praktisch unabhängig von Amplitudenmodulation und annähernd proportional mit der Frequenzmodulation
der zu detektierenden Schwingungen ist.
Der Transistor 1 der Fig. 2 kann gewünschtenfalls zur Verringerung seines Eingangswiderstandes in geerdeter
Basisschaltung betrieben werden (s. Fig. 3), in welchem Falle sein Emitter mit dem Kondensator 4
verbunden wird. Die Durchlaßrichtung des Gleichrichters 10 muß dann selbstverständlich umgekehrt werden.
Claims (6)
1. Frequenzdemodulator, bei dem eine zwei Steuerelektroden besitzende Verstärkeranordnung
in Abhängigkeit vom Strom und von der Spannung eines aus einer Spule und einem Kondensator bestehenden
Schwingungskreises ausgesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung der
Spule (3) und des Kondensators (4) an die Basis-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (1) geschaltet
ist, dessen Kollektor mit dem Emitter eines zweiten Transistors (2) verbunden ist, und
daß der Basis des zweiten Transistors die über dem durch die Reihenschaltung der Spule (3) des
Kondensators (4) und der Emitter-Basis-Strecke des ersten Transistors (1) gebildeten Parallelresonanzkreis
erzeugte Spannung zugeführt ist und daß am Kollektor des zweiten Transistors (2) das
demodulierte Signal abgenommen wird.
2. Frequenzdemodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der Basis-Emitter-Strecke
des ersten Transistors ein Gleichrichter mit entgegengesetzter Durchlaßrichtung geschaltet ist.
3. Frequenzdemodulator nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der
erste Transistor in geerdeter Basisschaltung betrieben wird.
4. Frequenzdemodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzkreis mit
einem dynamischen Begrenzer verbunden ist, der einen Gleichrichter und ein Widerstands-Kondensator-Filter
mit hoher Zeitkonstante enthält.
5. Frequenzdemodulator nach einem der Ansprüche 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
Stromamplitude durch die beiden Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren auf einen Wert
begrenzt wird, der der über dem Kondensator des dynamischen Begrenzers erzeugten Spannung entspricht.
6. Frequenzdemodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung an dem
erwähnten Kondensator (14) über einen Widerstand (12) der Basis des zweiten Transistors (2)
zugeführt wird, während die Kreisspannung über den Gleichrichter (18) dieser Basis zugeführt wird,
so daß der zweite Transistor (2) nichtleitend ist während der Halbperiode, in der die Kreisspannung
entgegengesetzte Polarität in bezug auf die Kondensatorspannung hat, während die Amplitude
des den zweiten Transistor (2) durchfließenden Stromes auf einen Wert begrenzt wird, der durch
die an der Basis des zweiten Transistors erzeugte Kondensatorspannung, geteilt durch einen zwischen
dem Kollektor des ersten und dem Emitter des zweiten Transistors geschalteten Widerstand (17),
bedingt wird.
In Betracht gezogene Druckschriften:
USA.-Patentschrift Nr. 2 231 997;
USA.-Patentschrift Nr. 2 231 997;
»Electronic Engineering«, September 1953, S. 361 und 362;
»Electronics«, Juni 1955, S. 134, 135.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
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