WO2024075334A1 - アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 - Google Patents

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WO2024075334A1
WO2024075334A1 PCT/JP2023/019276 JP2023019276W WO2024075334A1 WO 2024075334 A1 WO2024075334 A1 WO 2024075334A1 JP 2023019276 W JP2023019276 W JP 2023019276W WO 2024075334 A1 WO2024075334 A1 WO 2024075334A1
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WO
WIPO (PCT)
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substrate
antenna module
recess
magnetic core
power inductor
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Application number
PCT/JP2023/019276
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English (en)
French (fr)
Inventor
直応 大岩
健吾 尾仲
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q23/00Antennas with active circuits or circuit elements integrated within them or attached to them

Definitions

  • This disclosure relates to an antenna module and a communication device equipped with the same, and more specifically, to a technique for suppressing degradation of antenna characteristics.
  • an antenna module includes a substrate, as well as a radiating element and various electronic components mounted on the substrate.
  • JP 2019-186741 A Patent Document 1 describes an antenna module in which an antenna element is mounted on one side of a substrate and multiple electronic components are arranged on the other side of the substrate.
  • Typical examples of this type of electronic component mounted on the antenna module substrate include RFICs (Radio Frequency Integrated Circuits), PMICs (Power Management Integrated Circuits), and power inductors.
  • RFICs Radio Frequency Integrated Circuits
  • PMICs Power Management Integrated Circuits
  • power inductors By reducing the height of these electronic components in the normal direction to the substrate surface, it is possible to achieve a low-profile antenna module. In particular, since power inductors are significantly larger than other electronic components, making them thinner is effective in reducing the profile of the antenna module.
  • a power inductor is composed of a magnetic core and a winding wound around the magnetic core.
  • it is necessary to increase the thickness of the magnetic core. If the thickness of the power inductor is reduced in order to achieve a low-profile antenna module, the DC bias characteristics of the power inductor will decrease, resulting in a problem of deterioration of the antenna characteristics of the antenna module.
  • This disclosure has been made to solve the problems described above, and its purpose is to reduce the height of the antenna module without degrading the antenna characteristics.
  • the antenna module comprises a first substrate having opposing first and second surfaces, a second substrate having opposing third and fourth surfaces and arranged such that the second and third surfaces of the first substrate face each other, a first ground electrode provided on the first substrate and facing the radiating element in the normal direction of the first substrate, a power inductor provided on the second substrate side of the first ground electrode when the first substrate is viewed in a plan view from the normal direction, and an electronic component provided on the second substrate side on the fourth substrate side and connected to the power inductor, the power inductor having a magnetic core and a winding wound around the magnetic core across the first substrate and the second substrate, and a recess in which the magnetic core is disposed is provided on at least one of the second substrate side of the first substrate and the third substrate side of the second substrate.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication device to which an antenna module according to a first embodiment is applied; 2 is a plan view and a side perspective view of the antenna module of FIG. 1 .
  • 2A to 2C are diagrams showing specific examples of power inductors that are applied to the antenna module of FIG. 1 .
  • FIG. 11 is a side perspective view of an antenna module according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a side perspective view of an antenna module according to a third embodiment.
  • FIG. 13 is a side perspective view of an antenna module according to a fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a side perspective view of an antenna module according to a fifth embodiment.
  • FIG. 13 is a side perspective view of an antenna module according to a sixth embodiment.
  • FIG. 11 is a side perspective view of an antenna module according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a side perspective view of an antenna module according to a third embodiment.
  • FIG. 13 is a side perspective view of an antenna module according to a fourth
  • FIG. 13 is a block diagram of a communication device to which an antenna module according to a seventh embodiment is applied.
  • FIG. 10 is a plan view of the antenna module of FIG. 9 .
  • FIG. 10 is a side view of the antenna module of FIG. 9 in a mounted state.
  • 10 is a diagram for explaining a connection mode of a feeder line to a radiating element in the antenna module of FIG. 9 .
  • the communication device 10 is, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smartphone, or a tablet, or a personal computer equipped with a communication function.
  • An example of the frequency band of radio waves used in the antenna module 100 according to the first embodiment is radio waves in the millimeter wave band with center frequencies of, for example, 28 GHz and 60 GHz, but radio waves in other frequency bands can also be applied to the antenna module according to the present disclosure.
  • the communication device 10 includes an antenna module 100 and a BBIC 200 that constitutes a baseband signal processing circuit.
  • the antenna module 100 includes an RFIC 110, a PMIC 170, a power inductor 180, and an antenna device 120.
  • the RFIC 110 and the PMIC 170 are examples of electronic components (power supply circuit).
  • the PMIC 170 and the RFIC 110 are connected via multiple signal lines.
  • the multiple signal paths include a path that directly connects the PMIC 170 and the RFIC 110, and a path that connects the PMIC 170 and the RFIC 110 via a power inductor 180.
  • a power supply signal is transmitted from the PMIC 170 to the RFIC 110 via the power inductor 180.
  • the communication device 10 upconverts the signal transmitted from the BBIC 200 to the antenna module 100 to a high-frequency signal in the RFIC 110 and radiates it from the antenna device 120.
  • the communication device 10 transmits the high-frequency signal received by the antenna device 120 to the RFIC 110, downconverts it, and processes the signal in the BBIC 200.
  • the antenna device 120 includes dielectric substrates 131 and 132 and radiating elements 141A to 141D.
  • Each of the radiating elements 141A to 141D is a patch antenna having a flat plate shape.
  • the radiating elements 141A to 141D are arranged on the dielectric substrate 131.
  • the dielectric substrate 132 is arranged so as to overlap with the dielectric substrate 131.
  • FIG. 1 an example is shown in which the radiating elements 141A to 141D are arranged in a line to form a one-dimensional array. Instead of such an arrangement, the radiating elements 141A to 141D may be arranged in a two-dimensional array.
  • the number of radiating elements arranged on the dielectric substrate 131 is not limited to four. It is sufficient that one or more radiating elements are arranged on the dielectric substrate 131.
  • the RFIC 110 includes switches 111A-111D, 113A-113D, and 117, power amplifiers 112AT-112DT, low-noise amplifiers 112AR-112DR, attenuators 114A-114D, phase shifters 115A-115D, a signal combiner/demultiplexer 116, a mixer 118, and an amplifier circuit 119.
  • switches 111A-111D and 113A-113D are switched to the power amplifiers 112AT-112DT side, and switch 117 is connected to the transmitting amplifier of amplifier circuit 119.
  • switches 111A-111D and 113A-113D are switched to the low-noise amplifiers 112AR-112DR side, and switch 117 is connected to the receiving amplifier of amplifier circuit 119.
  • the signal transmitted from BBIC 200 to RFIC 110 is amplified by amplifier circuit 119 and up-converted by mixer 118.
  • the up-converted high-frequency transmission signal is split into four by signal combiner/splitter 116 and passes through four signal paths to be fed to radiating elements 141A-141D.
  • the phase shift of phase shifters 115A-115D arranged on each signal path is individually adjusted, so that the directivity of antenna device 120 can be adjusted.
  • attenuators 114A-114D adjust the strength of the transmission signal.
  • the received signals which are high-frequency signals received by the radiating elements 141A to 141D, are each passed through four different signal paths and combined by the signal combiner/demultiplexer 116.
  • the combined received signal is down-converted by the mixer 118, amplified by the amplifier circuit 119, and transmitted to the BBIC 200.
  • the RFIC 110 is formed, for example, as a one-chip integrated circuit component including the above circuit configuration. Alternatively, it may be formed as an individual integrated circuit component for each power supply circuit. Furthermore, for the devices corresponding to each radiating element (switch, power amplifier, low-noise amplifier, attenuator, phase shifter), it may be formed as a one-chip integrated circuit component for each corresponding radiating element.
  • Fig. 2 is a diagram showing the antenna module 100 according to the first embodiment.
  • a plan view (Fig. 2(A)) of the antenna module 100 is shown in the upper part, and a side perspective view (Fig. 2(B)) is shown in the lower part.
  • antenna module 100 includes dielectric substrate 131, dielectric substrate 132, power feed lines 151A-151D, and ground electrode GND1.
  • the dielectric substrates 131 and 132 have a rectangular shape when viewed from the normal direction.
  • the dielectric substrates 131 and 132 are, for example, a low temperature co-fired ceramics (LTCC) multilayer substrate, a multilayer resin substrate formed by laminating multiple resin layers made of resins such as epoxy and polyimide, a multilayer resin substrate formed by laminating multiple resin layers made of liquid crystal polymer (LCP) having a lower dielectric constant, a multilayer resin substrate formed by laminating multiple resin layers made of fluorine-based resin, a multilayer resin substrate formed by laminating multiple resin layers made of PET (Polyethylene Terephthalate), or a ceramic multilayer substrate other than LTCC.
  • the dielectric substrate 131 does not necessarily have to have a multilayer structure and may be a single-layer substrate.
  • the normal direction of the dielectric substrate 131 is defined as the Z-axis direction.
  • the arrangement direction of the radiating elements 141A to 141D is defined as the X-axis, and the direction perpendicular to the X-axis is defined as the Y-axis.
  • the dielectric substrates 131 and 132 are arranged one on top of the other in the Z-axis direction and connected by a number of solder bumps 160.
  • the substrate surface S2 of the dielectric substrate 131 faces the substrate surface S3 of the dielectric substrate 132.
  • Radiating elements 141A to 141D are arranged on the substrate surface S1 of the dielectric substrate 131.
  • the RFIC 110 and PMIC 170 are disposed on the substrate surface S4 of the dielectric substrate 132. As shown by the dashed lines in FIG. 2, the RFIC 110 and PMIC 170 may be sealed in a sealing body 190 that is provided with a sealing resin and a sputter shield. The RFIC 110 and PMIC 170 are connected to the substrate surface S4 by a plurality of solder bumps 160. The RFIC 110 and PMIC 170 may be connected to the dielectric substrate 132 by a multi-pole connector provided on the substrate surface S4.
  • the radiating elements 141A to 141D are flat electrodes having a rectangular shape.
  • the radiating elements 141A to 141D are arranged on the dielectric substrate 131 in a manner that exposes them to the substrate surface S1.
  • the radiating elements 141A to 141D may be arranged inside the dielectric substrate 131.
  • High-frequency signals are supplied to the radiating elements 141A to 141D from the RFIC 110 via the power feed lines 151A to 151D, respectively.
  • the power feed lines 151A to 151D are an example of a power feed line that supplies the high-frequency signals output from the electronic component to the radiating elements.
  • the ground electrode GND1 faces the radiating elements 141A to 141D in the normal direction of the dielectric substrate 131.
  • the ground electrode GND1 is disposed within the dielectric substrate 131 so as to cover substantially the entire area of a plane including the X-axis and Y-axis within the dielectric substrate 131.
  • the power inductor 180 is located between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132.
  • a capacitor for suppressing ripples may be placed in the path between the power inductor 180 and the RFIC 110. Alternatively, to reduce the height, the capacitor for suppressing ripples may be embedded in the same position as the power inductor 180.
  • the power inductor 180 is located closer to the dielectric substrate 132 than the ground electrode GND1.
  • the power inductor 180 is composed of a magnetic core 181 and a winding 182 wound around the magnetic core 181.
  • FIG. 3 is a diagram showing a specific example of a power inductor that can be applied to the antenna module 100 of FIG. 1.
  • FIG. 3(A) shows a power inductor 180 made up of a toroidal coil.
  • the power inductor 180 made up of a toroidal coil is made up of a donut-shaped magnetic core 181 and a winding 182 wound around the magnetic core 181.
  • toroidal coils Unlike coils that use rod-shaped cores, toroidal coils have a low amount of magnetic flux leaking out of the winding 182, making them highly stable. Therefore, by using a toroidal coil, the effects of high-frequency noise can be reduced.
  • the toroidal coil is placed in the recess 1310 shown in FIG. 2 so that the imaginary central axis CL is parallel to the Z-axis direction.
  • FIG. 3B shows a power inductor 180A composed of a rod-shaped magnetic core 181A and a winding 182A.
  • a power inductor 180A may be used in the antenna module 100 instead of the power inductor 180 composed of a toroidal coil.
  • the power inductor 180A is arranged in the recess 1310 shown in FIG. 2.
  • the direction of the magnetic flux generated in the power inductor 180A is parallel to the X-axis direction.
  • the influence of the magnetic flux on the antenna and the RFIC 110 can be reduced compared to when the central axis CL is arranged perpendicular to the X-axis direction, and the stability of the antenna module 100 can be improved.
  • a recess 1310 for disposing the magnetic core 181 is formed on the substrate surface S2 side of the dielectric substrate 131.
  • the surface of the magnetic core 181 on the substrate surface S2 side and the substrate surface S2 are flush with each other.
  • the surface of the magnetic core 181 on the substrate surface S2 side and the substrate surface S3 of the dielectric substrate 132 are connected by a plurality of solder bumps 160.
  • the winding 182 is wound around the magnetic core across the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132.
  • the winding 182 is formed on the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132 and is composed of via conductors that extend in the normal direction of the dielectric substrate 131, wiring that extends perpendicular to the normal direction, and solder bumps 160 that connect the surface of the magnetic core 181 on the substrate surface S2 side to the substrate surface S3 of the dielectric substrate 132.
  • winding 182 One end of the winding 182 is connected to the PMIC 170, and the other end of the winding 182 is connected to the RFIC 110.
  • the winding 182 forms a power supply line that connects the RFIC 110 and the PMIC 170 via the magnetic core 181 of the power inductor 180.
  • a power supply signal is transmitted from the PMIC 170 to the RFIC 110 via the power supply line formed by the winding 182.
  • the RFIC 110 and the PMIC 170 are examples of electronic components connected to the power inductor 180.
  • the windings on the dielectric substrate 132 may be formed only by wiring routed on the substrate surface S3. In this configuration, the windings can be brought closer to the magnetic core 181 than when the windings on the dielectric substrate 132 include vias. As a result, the DC superposition characteristics of the power inductor 180 can be further improved.
  • the antenna module 100 is formed by stacking the dielectric substrate 131, in which the magnetic core 181 is disposed in the recess 1310, and the dielectric substrate 132, on which electronic components such as the RFIC 110 and the PMIC 170 are mounted. Furthermore, the power inductor 180 included in the antenna module 100 is formed by winding the winding 182 around the magnetic core 181 across the dielectric substrates 131 and 132.
  • the thickness of the power inductor 180 in the Z-axis direction can be absorbed by the dielectric substrate 131.
  • the thickness of the antenna module 100 in the Z-axis direction can be prevented from increasing due to the power inductor 180.
  • the magnetic core 181 is particularly intended to be placed in the recess 1310 for the following reasons.
  • the power inductor 180 including the magnetic core 181 is much thicker than other electronic components, so reducing the effect of the thickness of the magnetic core 181 on the thickness of the antenna module 100 is effective in reducing the height of the antenna module.
  • the power inductor 180 is forced to make the magnetic core 181 thicker in order to improve the DC superposition characteristics.
  • the RFIC 110 and PMIC 170 generate a lot of heat, so if they are placed between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132, a heat dissipation structure must be provided, resulting in a complex structure.
  • the magnetic core 181 of the power inductor 180 is selected as the object to be placed in the recess 1310. According to this embodiment, it is possible to reduce the height of the antenna module 100 without sacrificing the thickness of the power inductor 180, that is, without degrading the antenna characteristics due to a decrease in the DC superposition characteristics of the power inductor 180.
  • the thickness of the dielectric substrates 131, 132 must be designed taking into consideration the effect that the substrate thickness has on the antenna characteristics of the radiating elements 141A-141D. This is because if the dielectric substrate 131 is designed to be thin, the distance between the radiating elements 141A-141D and the ground electrode GND1 becomes shorter, and good antenna characteristics cannot be obtained.
  • the area of the dielectric substrate 132 can be divided into areas T1 and T2 by the ground electrode GND1.
  • the thickness of area T1 in the Z-axis direction corresponds to the distance between the radiating elements 141A-141D and the ground electrode GND1.
  • the thickness of region T1 which affects the antenna characteristics, is maintained at an appropriate thickness, while the thickness of region T2 is reduced.
  • the thickness of region T2 is designed taking into consideration the thickness of power inductor 180 including magnetic core 181. In this way, by making the thickness of dielectric substrate 131 smaller, it is possible to further reduce the height of antenna module 100 and prevent the antenna characteristics from deteriorating.
  • the power inductor 180 and the PMIC 170 are arranged so that they overlap.
  • the power inductor 180 and the RFIC 110 are arranged so that they overlap.
  • one end of the winding 182 of the power inductor 180 can be connected to the PMIC 170 at the shortest distance, and the other end of the winding 182 of the power inductor 180 can be connected to the RFIC 110 at the shortest distance.
  • the size (area) of the dielectric substrate 132 can also be reduced.
  • the power inductor 180 is disposed in the area between the PMIC 170 and the RFIC 110 (see FIG. 2). This allows the length of the power feeder connecting the PMIC 170 and the RFIC 110 to be shortened. As a result, high-frequency noise can be reduced.
  • the power feeders 151A-151D are wired through a portion away from the power inductor 180 in the Y-axis direction, rather than passing through the inside of the power inductor 180. That is, in the antenna module 100, the power feeders 151A-151D are arranged at a position where they do not overlap with the power inductor 180 when viewed in a plan view from the normal direction of the dielectric substrate 131. This allows the power feeders 151A-151D to be arranged at a distance from the power inductor 180. As a result, it is possible to suppress noise from being mixed into the signals flowing through the power feeders 151A-151D due to the influence of the power inductor 180.
  • the power feeders 151A-151D are wired in positions that do not overlap with the power inductor 180 when viewed in a plan view from a direction (Y-axis direction) that is perpendicular to the normal direction of the dielectric substrate 131 and perpendicular to the long side of the dielectric substrate 131.
  • This allows the power feeders 151A-151D to be spaced apart from the power inductor 180 while keeping the layout dimensions of the dielectric substrates 131 and 132 limited.
  • the antenna module can be made low-profile without degrading the antenna characteristics.
  • the power inductor 180 is disposed in the antenna module 100 by utilizing the thickness of the dielectric substrate 131, so that the effect of the thickness of the power inductor 180 on the thickness of the antenna module 100 can be reduced.
  • the dielectric substrate 132 may be configured so that only one of the RFIC 110 and the PMIC 170 overlaps the power inductor 180 when the dielectric substrate 132 is viewed in a planar view from the normal direction.
  • the magnetic core 181 is disposed on the dielectric substrate 131, but the magnetic core 181 may also be configured to be disposed on the dielectric substrate 132. In this case, it is conceivable to provide a recess in place of the recess 1310 on the substrate surface S3 side of the dielectric substrate 132.
  • FIG. 4 is a plan view and a side perspective view of an antenna module 100A according to embodiment 2.
  • the antenna module 100A includes an RFIC 110, a PMIC 170, and an antenna device 120A.
  • the antenna module 100A according to the second embodiment differs from the antenna module 100 according to the first embodiment in that a portion of the magnetic core 181 protrudes beyond the substrate surface S2. In the antenna module 100A according to the second embodiment, a portion of the magnetic core 181 protrudes beyond the substrate surface S2, and the protruding portion exists in the space between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132.
  • the magnetic core 181 is arranged to protrude toward the dielectric substrate 132 from the substrate surface S2. According to the second embodiment, since it is not necessary to fit the entire magnetic core 181 into the recess 1310, the depth of the recess 1310 in the Z-axis direction can be made shallower than in the first embodiment. This allows the thickness of the dielectric substrate 131 to be reduced. As a result, an even lower profile can be achieved for the antenna module 100A.
  • the depth of the recess 1310 in the Z-axis direction may be the same size as in the first embodiment.
  • a magnetic core thicker than the magnetic core 181 shown in FIG. 2 may be used in the second embodiment. Even when such a magnetic core is used, the part of the magnetic core protruding from the recess 1310 can be contained in the space between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132.
  • the height of the antenna module 100A can be reduced while the power inductor 180 with better DC superposition characteristics is adopted, thereby improving the performance of the antenna module 100A.
  • a clearance is provided between the surface of the magnetic core 181 and the substrate surface S3 of the dielectric substrate 132.
  • the purpose of providing this clearance is to absorb the variation in size of the power inductor 180 that occurs when manufacturing the power inductor 180.
  • the magnetic core 181 can be contained between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132.
  • the size of the gap between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132 may be designed without providing such a clearance, on the premise that the surface of the magnetic core 181 contacts the substrate surface S3 of the dielectric substrate 132.
  • antenna module 100A is the same as that of antenna module 100, except that a portion of magnetic core 181 protrudes beyond substrate surface S2. For this reason, a detailed description of the other configurations of antenna module 100A will not be repeated here.
  • FIG. 5 is a side perspective view of an antenna module 100B according to embodiment 3.
  • the antenna module 100B includes an RFIC 110, a PMIC 170, and an antenna device 120B.
  • the antenna module 100B according to the third embodiment differs from the antenna module 100 according to the first embodiment in that a portion of the magnetic core 181 protrudes beyond the substrate surface S2, and a portion of the protruding portion is disposed inside the dielectric substrate 132A. As shown in FIG. 5, a recess 1320 in which a portion of the magnetic core 181 is disposed is formed on the substrate surface S3 side of the dielectric substrate 132A.
  • the magnetic core 181 is arranged in the recess 1310 of the dielectric substrate 131, the recess 1320 of the dielectric substrate 132A, and the space between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132A.
  • the recess 1310 is an example of a first recess provided on the substrate surface S2 side of the dielectric substrate 131.
  • the recess 1320 is an example of a second recess provided on the substrate surface S3 side of the dielectric substrate 132, facing the first recess.
  • the depth of the recess 1310 in the Z-axis direction can be made shallower than in the first embodiment. This allows the thickness of the dielectric substrate 131 to be made thinner. As a result, an even lower profile can be achieved for the antenna module 100B.
  • the thickness of the magnetic core 181 is absorbed by the recess 1310 formed in the dielectric substrate 131 and the recess 1320 formed in the dielectric substrate 132A. Therefore, according to the third embodiment, the depth of the recess 1310 in the Z-axis direction can be made shallower than in the second embodiment. As a result, according to the third embodiment, the antenna module 100B can be made lower in height than in the first and second embodiments.
  • the depth of the recess 1310 in the Z-axis direction may be the same size as in the first embodiment.
  • a magnetic core thicker than the magnetic core 181 shown in FIG. 2 may be used in the third embodiment. Even when such a magnetic core is used, the part of the magnetic core protruding from the recess 1310 can be contained in the space between the dielectric substrate 131 and the dielectric substrate 132 and in the recess 1320.
  • the height of the antenna module 100B can be reduced while the power inductor 180 with better DC superposition characteristics is used, thereby improving the performance of the antenna module 100B.
  • antenna module 100B is the same as that of antenna module 100, except that a portion of magnetic core 181 protrudes beyond substrate surface S2, and a portion of this protruding portion is located inside dielectric substrate 132A. For this reason, a detailed description of the other configurations of antenna module 100B will not be repeated here.
  • [Fourth embodiment] 6 is a side perspective view of an antenna module 100C according to embodiment 4.
  • the antenna module 100C includes an RFIC 110, a PMIC 170, and an antenna device 120C.
  • the antenna module 100C according to the fourth embodiment corresponds to the antenna module 100B according to the third embodiment, in which the magnetic core 181 is divided into two.
  • the power inductor 180B is formed by the magnetic core 181b, the magnetic core 181c, and the winding 182 wound around the magnetic cores 181b and 181c.
  • Magnetic core 181b is disposed in recess 1310.
  • Magnetic core 181c is disposed in recess 1320.
  • Magnetic core 181b is an example of a first core.
  • Magnetic core 181c is an example of a second core.
  • a gap exists between the magnetic core 181b and the magnetic core 181c.
  • no such gap exists because the magnetic core 181 is integrally formed.
  • Gaps in the magnetic core can disrupt the flow of magnetic flux, which may adversely affect the DC superposition characteristics of the power inductor.
  • embodiment 3, which employs an integrated magnetic core 181 has more potential for providing an antenna module with better antenna characteristics than embodiment 4, which employs split magnetic cores 181b and 181c.
  • the first thing to consider is the relationship between the size of the recesses 1310, 1320 and the size of the magnetic core 181. If the former size is larger than the latter, the magnetic core 181 will not fit into the recesses 1310, 1320. Normally, the size of the magnetic core 181 varies during the manufacturing process. Therefore, it is necessary to design the sizes of the recesses 1310, 1320 by providing a margin in the X-axis direction for each of the recesses 1310 and 1320, taking into account the variation in the size of the magnetic core 181.
  • the second thing to consider is the positional relationship between magnetic core 181 and the other recess when substrate surface S2 of dielectric substrate 131 and substrate surface S3 of dielectric substrate 132 are overlapped with magnetic core 181 placed in one of recesses 1310, 1320. If there is a large misalignment in this positional relationship, magnetic core 181 may not fit into the other recess, even if a margin in the X-axis direction is provided in each of recesses 1310 and 1320 to take into account the variation in size of magnetic core 181.
  • the gap between the recesses 1310, 1320 and the magnetic core 181 becomes large.
  • the size of the power inductor 180 becomes smaller for the same occupied volume, and as a result, the DC superposition characteristics are degraded.
  • the volume of the recesses 1310, 1320 must be increased, and as a result, the size of the dielectric substrate 131 becomes larger.
  • the margins in the X-axis direction of the recesses 1310 and 1320 can be determined by considering only the relationship between the size of the recess 1310 and the size of the magnetic core 181b, and the relationship between the size of the recess 1320 and the size of the magnetic core 181c.
  • the magnetic core 181b can be placed in the recess 1310 without any problems, and the magnetic core 181c can be placed in the recess 1320 without any problems.
  • the dielectric substrate 131 with the magnetic core 181b in the recess 1310 and the dielectric substrate 132 with the magnetic core 181c in the recess 1320 are overlapped, the magnetic cores 181b and 181c are aligned to manufacture the antenna module 100C shown in FIG. 6.
  • the gap between the recess 1310 and the magnetic core 181b, and the gap between the recess 1320 and the magnetic core 181c can be reduced.
  • the margin in the X-axis direction can be reduced when designing recesses 1310 and 1320 compared to when an integrated magnetic core 181 is used.
  • the size of power inductor 180 can be prevented from becoming smaller, and as a result, the desired DC superposition characteristics can be ensured.
  • the volume of recesses 1310 and 1320 can be prevented from increasing, and as a result, the size of dielectric substrate 131 can be prevented from increasing.
  • the cross-sectional area of magnetic core 181b, which faces magnetic cores 181b, 181c across the gap is made the same as the cross-sectional area of magnetic core 181c.
  • antenna module 100C is the same as that of antenna module 100B, except that the magnetic core is divided into two. For this reason, a detailed description of the other configurations of antenna module 100C will not be repeated here.
  • FIG. 7 is a side perspective view of an antenna module 100D according to embodiment 5.
  • the antenna module 100D includes an RFIC 110, a PMIC 170, and an antenna device 120D.
  • the antenna module 100D according to the fifth embodiment differs from the antenna module 100 according to the first embodiment in the wiring paths of the power feeders 151A to 151D.
  • the power feeders 151C and 151D are wired at positions that overlap with the power inductor 180.
  • the power feeders 151C and 151D do not pass through the inside of the power inductor 180, but are wired through a portion away from the power inductor 180 in the Y-axis direction.
  • the power feeders 151A to 151D are wired so as to overlap the power inductor 180.
  • all of the power feeders 151A to 151D may be wired so as to overlap the power inductor 180.
  • the feeders 151A-151D extending from the RFIC 110 to the radiating elements 141A-141D are deployed in the X-axis direction using region T1 of the dielectric substrate 131 and connected to the radiating elements 141A-141D. Therefore, in the case of the first embodiment, it is necessary to ensure a thickness in region T1 to allow the feeders 151A-151D to be deployed in the X-axis direction. As a result, there is a risk that the dielectric substrate 131 will become thick.
  • the power feeders 151A-151D extending from the RFIC 110 to the radiating elements 141A-141D are deployed in the X-axis direction using the region T2 of the dielectric substrate 131 and are connected to the radiating elements 141A-141D.
  • the power feeders 151C and 151D extending to the radiating elements 141C and 141D pass through a position that overlaps with the power inductor 180 when the dielectric substrate 131 is viewed in a plan view from the Y-axis direction.
  • the power feed lines 151C, 151D are wired to pass between the power inductor 180 and the ground electrode GND11, it is necessary to provide a space between the power inductor 180 and the ground electrode GND11 for wiring the power feed lines 151C, 151D. In this case, it is necessary to make the region T2 thicker. However, as in embodiment 5, by wiring the power feed lines 151C, 151D so that they pass through a position overlapping the power inductor 180, the thickness of the region T2 can be made even smaller.
  • the frequency band of the signals flowing through the power feeders 151A-151D is significantly different from the frequency band of the signals flowing through the power inductor 180. For this reason, even if the power feeders 151A-151D are wired near the power inductor 180, it is unlikely that unwanted electromagnetic field coupling that would adversely affect the antenna characteristics will occur there.
  • a power inductor 180 configured with a toroidal coil as shown in FIG. 3(A).
  • a toroidal coil has high stability because the amount of magnetic flux inside the winding 182 that leaks out is small. Therefore, even if the power feed lines 151A to 151D are wired next to the power inductor 180, it is possible to prevent the magnetic flux generated by the power inductor 180 from interfering with the signals of the power feed lines 151A to 151D.
  • the power feed lines 151C and 151D are wired so as to overlap the power inductor 180.
  • the height of the antenna module 100A can be reduced, while the performance of the antenna module 100D can be improved by employing a power inductor 180 with excellent DC superposition characteristics.
  • antenna module 100D is the same as that of antenna module 100, except for the wiring paths of power feeders 151A-151D. For this reason, detailed descriptions of other configurations of antenna module 100D will not be repeated here.
  • Sixth Embodiment 8 is a side perspective view of an antenna module 100E according to embodiment 6.
  • the antenna module 100E includes an RFIC 110, a PMIC 170, and an antenna device 120E.
  • the antenna module 100E according to the sixth embodiment differs from the antenna module 100 according to the first embodiment in that a ground electrode GND2 is disposed on the dielectric substrate 132.
  • the power inductor 180 is disposed between the ground electrode GND1 on the dielectric substrate 131 side and the ground electrode GND2 on the dielectric substrate 132 side.
  • the ground electrode GND1 can suppress electromagnetic field coupling that may occur between the power inductor 180 and the radiating elements 141A-141D
  • the ground electrode GND2 can suppress electromagnetic field coupling that may occur between the power inductor 180 and the RFIC 110 and the PMIC 170. This can suppress deterioration of the antenna characteristics of the antenna module 100E, and can reduce the introduction of high-frequency noise into the RFIC 110 and the PMIC 170.
  • antenna module 100E is the same as that of antenna module 100, except that ground electrode GND2 is disposed on the dielectric substrate 132 side. For this reason, detailed descriptions of other configurations of antenna module 100E will not be repeated here.
  • FIG. 9 is an example of a block diagram of a communication device 10A to which an antenna module 100F according to the seventh embodiment is applied.
  • the communication device 10A includes an antenna module 100A and a BBIC 200, similar to the communication device 10 shown in FIG. 1.
  • the antenna module 100F includes an RFIC 110A, an antenna device 120F, a power supply circuit 195, and a control circuit 196.
  • the antenna device 120F in the antenna module 100F is configured to include at least one antenna group, and each antenna group includes eight radiating elements.
  • FIG. 9 shows an example in which the antenna device 120F includes one antenna group, in other words, eight radiating elements 121A-121H.
  • the radiating elements H are arranged in a 2x4 array on the dielectric substrate 135.
  • multiple radiating elements may be collectively referred to as "radiating element 121".
  • the antenna group is divided into four element pairs.
  • Each element pair includes two radiating elements adjacent to each other.
  • the first element pair includes radiating elements 121A and 121B
  • the second element pair includes radiating elements 121C and 121D
  • the third element pair includes radiating elements 121E and 121F
  • the fourth element pair includes radiating elements 121G and 121H.
  • a high-frequency signal is supplied to the two radiating elements of each element pair from a common feeder line.
  • the antenna module 100F one RFIC is provided for each antenna group. In other words, high-frequency signals are supplied to eight radiating elements from one RFIC. Therefore, when the antenna module 100F includes multiple antenna groups, the same number of RFICs as the number of antenna groups are provided.
  • the antenna module 100F is a so-called dual-band type antenna module capable of radiating two different polarization directions from each radiating element. Therefore, the RFIC 110A includes a circuit that supplies a high-frequency signal corresponding to radio waves in a first polarization direction, and a circuit that supplies a high-frequency signal corresponding to radio waves in a second polarization direction.
  • RFIC 110A includes switches 111A to 111H, 113A to 113H, 117A, 117B, power amplifiers 112AT to 112HT, low noise amplifiers 112AR to 112HR, attenuators 114A to 114H, phase shifters 115A to 115H, signal combiner/demultiplexers 116A, 116B, mixers 118A, 118B, and amplifier circuits 119A, 119B.
  • the switches 111A to 111D, 113A to 113D, and 117A, the power amplifiers 112AT to 112DT, the low-noise amplifiers 112AR to 112DR, the attenuators 114A to 114D, the phase shifters 115A to 115D, the signal combiner/demultiplexer 116A, the mixer 118A, and the amplifier circuit 119A are circuits for the first polarization.
  • the switches 111E to 111H, 113E to 113H, and 117B, the power amplifiers 112ET to 112HT, the low-noise amplifiers 112ER to 112HR, the attenuators 114E to 114H, the phase shifters 115E to 115H, the signal combiner/demultiplexer 116B, the mixer 118B, and the amplifier circuit 119B are circuits for the second polarization.
  • the configuration of the circuits for each polarization is similar to that of the RFIC 110 shown in FIG. 1, so detailed description will not be repeated.
  • the radiating elements 121A and 121B of the first element pair are supplied with a high frequency signal for the first polarization from the switch 111A, and a high frequency signal for the second polarization from the switch 111E.
  • the radiating elements 121C and 121D of the second element pair are supplied with a high frequency signal for the first polarization from the switch 111B, and a high frequency signal for the second polarization from the switch 111F.
  • the radiating elements 121E and 121F of the third element pair are supplied with a high frequency signal for the first polarization from the switch 111C, and a high frequency signal for the second polarization from the switch 111G.
  • the radiating elements 121G and 121H of the fourth element pair are supplied with a high frequency signal for the first polarization from the switch 111D, and a high frequency signal for the second polarization from the switch 111H.
  • the power supply circuit 195 converts the voltage received from outside the antenna module 100F into a predetermined voltage, and generates a power supply voltage for operating the RFIC 110A, the control circuit 196, and the power supply circuit 195 itself.
  • the power supply circuit 195 includes the PMIC 170 and power inductor 180 in the first embodiment.
  • the control circuit 196 is a circuit for controlling active elements such as switches and amplifier circuits included in the RFIC 110A, and includes a control IC configured, for example, by a digital circuit.
  • Figure 10 is a plan view of the antenna module 100F of Figure 9.
  • Figure 11 is a side view of the antenna module 100F of Figure 9 mounted inside the communication device 10A.
  • the antenna module 100F has a dielectric substrate 135 on which a plurality of radiating elements 121 are arranged, and a dielectric substrate 136 on which an RFIC 100A is mounted.
  • Each of the dielectric substrates 135 and 136 has a flat plate shape, and has a substantially rectangular shape when viewed from above in the normal direction.
  • the normal direction of the dielectric substrate 135 is the Z-axis direction
  • the long side direction is the X-axis direction
  • the short side direction is the Y-axis direction.
  • antenna groups i.e., 64 radiating elements 121
  • the radiating elements 121 are arranged on the inner layer of the dielectric substrate 135, but the radiating elements 121 may be arranged exposed on the substrate surface S10 in the positive direction of the Z axis of the dielectric substrate 135.
  • a dielectric substrate 136 is mounted by solder bumps 165 in the area of the underside of the radiating elements 121 on the substrate surface S11 in the negative direction of the Z axis of the dielectric substrate 135.
  • An RFIC 110A is mounted on the dielectric substrate 136.
  • a high-frequency signal is supplied from the RFIC 110A to each radiating element 121 via the solder bumps 165.
  • the RFIC 110A in FIG. 11 includes eight sets of the circuits described in FIG. 9.
  • a control circuit 196 is disposed on the substrate surface S10 of the dielectric substrate 135.
  • a power supply circuit 195 is disposed on the substrate surface S11 of the dielectric substrate 135. Note that in FIG. 11, the power supply circuit 195 is depicted as a single element, but the elements included in the power supply circuit 195 may be dispersed and disposed on the dielectric substrate 135.
  • the power inductor included in the power supply circuit 195 is arranged, for example, straddling the dielectric substrate 135 and the dielectric substrate 136.
  • the power inductor is arranged straddling the two dielectric substrates.
  • a connector 210 is disposed on the substrate surface S11 of the dielectric substrate 135.
  • the connector 210 is configured so as to be connectable to a connector 215 of a mounting substrate 250 fixed to the housing 50 of the communication device 10A.
  • the antenna module 100F is mounted on the mounting substrate 250.
  • the negative surface of the Z-axis of the RFIC 110A is connected to a heat transfer member 270 arranged on a metal block 260 via a solder bump 166.
  • the heat transfer member 270 is made of a material with a relatively high thermal conductivity, such as copper or aluminum.
  • the metal block 260 is fixed to the housing 50 of the communication device 10A. That is, the RFIC 110A is supported by the metal block 260 and the heat transfer member 270. With this configuration, heat generated by the RFIC 110A is dissipated through the heat transfer member 270, the metal block 260, and the housing 50, so that deterioration of the characteristics of the RFIC 110A due to heat can be suppressed.
  • a heat sink 265 may be arranged between the metal block 260 and the housing 50 to further enhance the heat dissipation effect.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the connection of the feeder line to the radiating elements in each element pair.
  • the connection of the feeder line for the first element pair including radiating elements 121A and 121B is explained.
  • the normal direction of the dielectric substrate 135 is the Z axis
  • the arrangement direction of radiating elements 121A and 121B is the X axis
  • the direction perpendicular to the X axis and Z axis is the Y axis.
  • Radiating element 121B is positioned further away from radiating element 121A in the positive direction of the X axis.
  • each of radiating elements 121A and 121B has one feed point for radio waves polarized in the X-axis direction, and two feed points for radio waves polarized in the Y-axis direction. More specifically, for radiating element 121A, feed point SP1A is located at a position offset in the negative direction of the X-axis from the center of radiating element 121A. In addition, feed point SP21A is located at a position offset in the positive direction of the Y-axis from the center of radiating element 121A, and feed point SP22A is located at a position offset in the negative direction of the Y-axis.
  • feed point SP1B is located at a position offset in the positive direction of the X-axis from the center of radiating element 121B.
  • feed point SP21B is located at a position offset in the positive direction of the Y-axis from the center of radiating element 121B
  • feed point SP22B is located at a position offset in the negative direction of the Y-axis.
  • Feed line 155A from switch 111A (Fig. 9) of RFIC 110A branches at branch point N1 and is connected to feed point SP1A of radiating element 121A and feed point SP1B of radiating element 121B.
  • Feed line 155B from switch 111E (Fig. 9) of RFIC 110A branches at branch point N2, and one of the branches branches further at branch point N3 and is connected to feed points SP21A and SP22A of radiating element 121A.
  • the other of feed line 155B branched at branch point N2 branches further at branch point N4 and is connected to feed points SP21B and SP22B of radiating element 121B.
  • the distance along feeder 155A from branch point N1 to feed point SP1A of radiating element 121A is defined as L1
  • the distance along feeder 155A from branch point N1 to feed point SP1B of radiating element 121B is defined as L2 (L1 ⁇ L2).
  • the effective wavelength in the dielectric substrate of the radio waves radiated from radiating elements 121A and 121B is defined as ⁇
  • the difference between distance L1 and distance L2 is set to ⁇ /2 or an odd multiple of ⁇ /2.
  • the phase of the high frequency signal supplied to feed point SP1A and the phase of the high frequency signal supplied to feed point SP1B are set to be opposite phases.
  • feed point SP1A of radiating element 121A is offset from the center of the element in the negative direction of the X-axis
  • feed point SP1B of radiating element 121B is offset from the center of the element in the positive direction of the X-axis. Therefore, when high-frequency signals of the same phase are supplied to feed points SP1A and SP1B, radio waves of opposite phases are emitted from radiating elements 121A and 121B. Therefore, by making the distances from branch point N1 of feed line 155A to feed points SP1A and SP1B different and supplying high-frequency signals of opposite phases to feed points SP1A and SP1B, it is possible to radiate radio waves of the same phase from radiating elements 121A and 121B.
  • the distance from branch point N3 to feed point SP21A and the distance from branch point N4 to feed point SP21B are defined as L3.
  • the distance from branch point N3 to feed point SP22A and the distance from branch point N4 to feed point SP22B are defined as L4 (L3 ⁇ L4). Note that the distance between branch point N2 and branch point N3 is the same as the distance between branch point N2 and branch point N4.
  • the difference between distances L3 and L4 is set to ⁇ /2 or an odd multiple of ⁇ /2.
  • high-frequency signals of opposite phases are supplied to feed points SP21A and SP22A.
  • high-frequency signals of opposite phases are supplied to feed points SP21B and SP22B.
  • feed point SP21A and feed point SP22A are offset in opposite directions on the Y axis from the center of radiating element 121A.
  • feed point SP21B and feed point SP22B are offset in opposite directions on the Y axis from the center of radiating element 121B. Therefore, in each radiating element, high-frequency signals of opposite phases are supplied to the two feed points, so that the phase of the radio wave corresponding to one feed point and the phase of the radio wave corresponding to the other feed point become the same phase.
  • the high-frequency signals supplied to the two power supply points do not have to be completely out of phase, but may be approximately out of phase.
  • approximately out of phase includes a phase difference in the range of 180° ⁇ 10°.
  • An antenna module includes a first substrate having opposing first and second surfaces, a second substrate having opposing third and fourth surfaces and disposed such that the second and third surfaces of the first substrate face each other, a radiating element disposed on the first substrate on the first substrate side, a first ground electrode disposed on the first substrate and opposed to the radiating element in the normal direction of the first substrate, a power inductor disposed closer to the second substrate side than the first ground electrode when the first substrate is viewed in a plan view from the normal direction, and an electronic component disposed on the fourth substrate side of the second substrate and connected to the power inductor, the power inductor having a magnetic core and a winding wound around the magnetic core across the first and second substrates, and a recess in which the magnetic core is disposed is disposed on at least one of the second substrate side of the first substrate and the third substrate side of the second substrate.
  • the recess is a first recess provided on the second surface side of the first substrate, and a second recess facing the first recess is provided on the third surface side of the second substrate, the magnetic core is separated into a first core and a second core, the first core is disposed in the first recess, and the second core is disposed in the second recess.
  • An antenna module according to any one of 1 to 4, further comprising a power feeder arranged on the first substrate for supplying a signal output from the electronic component to the radiating element, the power feeder being arranged at a position that does not overlap with the power inductor when viewed in a plan view from the normal direction of the first substrate.
  • An antenna module according to any one of paragraphs 1 to 4, further comprising a power feeder arranged on the first substrate for supplying a signal output from the electronic component to the radiating element, the power feeder being wired in a position that overlaps with the power inductor when the first substrate is viewed in a plan view from a direction perpendicular to the normal direction.
  • the antenna module according to any one of 1 to 4, further comprising a power feeder arranged on a first substrate for supplying a signal output from an electronic component to a radiating element, the first substrate being a rectangular substrate having long and short sides, the power feeder being wired at a position perpendicular to the normal direction of the first substrate and not overlapping with the power inductor when viewed in a plan view from a direction perpendicular to the long side.
  • An antenna module according to any one of paragraphs 1 to 7, further comprising a second ground electrode disposed on the second substrate, and the power inductor is disposed between the first ground electrode and the second ground electrode in the normal direction to the second substrate.
  • a communication device is equipped with an antenna module described in any one of the items 1 to 10.

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Abstract

アンテナモジュール(100)は、対向する第1面および第2面を有する第1基板(131)と、対向する第3面および第4面を有し、第1基板(131)の第2面と第3面とが対向するように配置される第2基板(132)と、第1基板(131)において第1面側に設けられる放射素子(141A~141D)と、第1基板(131)に設けられ、第1基板(131)の法線方向において放射素子(141A~141D)と対向する第1接地電極(GND1)と、第1基板(131)を法線方向から平面視した場合に、第1接地電極(GND1)よりも第2基板(132)側に設けられるパワーインダクタ(180)と、第2基板(132)において第4面側に設けられ、パワーインダクタ(180)と接続される電子部品(110,170)とを備え、パワーインダクタ(180)は、磁性体コア(181)と、第1基板(131)と第2基板(132)とに跨がって磁性体コア(181)の周囲を巻回する巻線(182)とを有し、第1基板(131)の第2面側および第2基板(132)の第3面側の少なくとも一方に、磁性体コア(181)が配置される凹部(1310,1320)が設けられている。

Description

アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
 本開示は、アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置に関し、より特定的には、アンテナ特性の劣化を抑制するための技術に関する。
 近年、アンテナモジュールが適用される数々の機器の小型化および薄型化の要請を受けて、アンテナモジュールの低背化が求められている。一般に、アンテナモジュールは、基板、並びに基板に搭載された放射素子および各種の電子部品を含む。たとえば、特開2019-186741号公報(特許文献1)には、基板の一方の面にアンテナエレメントが搭載され、基板の他方の面に複数の電子部品が配置されるアンテナモジュールが記載されている。
特開2019-186741号公報
 アンテナモジュールの基板に搭載されるこの種の電子部品の代表例として、RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)、PMIC(Power Management Integrated Circuit)、およびパワーインダクタなどを挙げることができる。これら電子部品の基板面に対する法線方向の高さを抑えることで、アンテナモジュールの低背化を実現することができる。特に、パワーインダクタは、他の電子部品のサイズよりも格段に大きいため、パワーインダクタを薄くすることは、アンテナモジュールの低背化に有効である。
 パワーインダクタは、磁性体コアと、磁性体コアの周囲に巻回された巻線とにより構成される。パワーインダクタの直流重畳特性を高めるには、磁性体コアの厚さを大きくする必要がある。アンテナモジュールの低背化を実現するためにパワーインダクタの厚さを小さくすると、パワーインダクタの直流重畳特性が低下し、アンテナモジュールのアンテナ特性が劣化するという問題が生じる。
 本開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、アンテナ特性を劣化させずに、アンテナモジュールを低背化することである。
 本開示に係るアンテナモジュールは、対向する第1面および第2面を有する第1基板と、対向する第3面および第4面を有し、第1基板の第2面と第3面とが対向するように配置される第2基板と、第1基板に設けられ、第1基板の法線方向において放射素子と対向する第1接地電極と、第1基板を法線方向から平面視した場合に、第1接地電極よりも第2基板側に設けられるパワーインダクタと、第2基板において第4面側に設けられ、パワーインダクタと接続される電子部品とを備え、パワーインダクタは、磁性体コアと、第1基板と第2基板とに跨がって磁性体コアの周囲を巻回する巻線とを有し、第1基板の第2面側および第2基板の第3面側の少なくとも一方に、磁性体コアが配置される凹部が設けられている。
 本開示によれば、アンテナ特性を劣化させずに、アンテナモジュールを低背化することができる。
実施の形態1に係るアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 図1のアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 図1のアンテナモジュールに適用されるパワーインダクタの具体例を示す図である。 実施の形態2に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態3に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態4に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態5に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態6に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態7に係るアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 図9のアンテナモジュールの平面図である。 図9のアンテナモジュールが実装された状態の側面図である。 図9のアンテナモジュールにおいて、放射素子への給電線の接続態様を説明するための図である。
 以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
 [実施の形態1]
 (通信装置の基本構成)
 図1は、実施の形態1に係るアンテナモジュール100が適用される通信装置10のブロック図の一例である。通信装置10は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。実施の形態1に係るアンテナモジュール100に用いられる電波の周波数帯域の一例は、たとえば28GHzおよび60GHzなどを中心周波数とするミリ波帯の電波であるが、これら以外の周波数帯域の電波についても本開示に係るアンテナモジュールに適用可能である。
 図1を参照して、通信装置10は、アンテナモジュール100と、ベースバンド信号処理回路を構成するBBIC200とを備える。アンテナモジュール100は、RFIC110と、PMIC170と、パワーインダクタ180と、アンテナ装置120とを備える。RFIC110およびPMIC170は、電子部品(給電回路)の一例である。
 PMIC170とRFIC110とは、複数の信号線路を介して接続されている。複数の信号経路には、PMIC170とRFIC110とを直接接続する経路と、パワーインダクタ180を介して、PMIC170とRFIC110とを接続する経路とが含まれる。PMIC170からRFIC110へは、パワーインダクタ180を介して、給電用の信号が伝送される。
 通信装置10は、BBIC200からアンテナモジュール100へ伝達された信号を、RFIC110にて高周波信号にアップコンバートし、アンテナ装置120から放射する。通信装置10は、アンテナ装置120で受信した高周波信号をRFIC110へ送信し、ダウンコンバートしてBBIC200にて信号を処理する。
 アンテナ装置120は、誘電体基板131,132と、放射素子141A~141Dとを含む。放射素子141A~141Dはいずれも、平板形状を有するパッチアンテナである。
 放射素子141A~141Dは、誘電体基板131に配置される。誘電体基板132は、誘電体基板131に対して重畳的に配置される。図1においては、放射素子141A~141Dを一列に配置することにより、一次元のアレイを構成する例が示されている。このような配置に代えて、放射素子141A~141Dを二次元のアレイ状に配置してもよい。誘電体基板131に配置される放射素子の数は4つに限られるものではない。誘電体基板131には1つ以上の放射素子が配置されればよい。
 RFIC110は、スイッチ111A~111D,113A~113D,117と、パワーアンプ112AT~112DTと、ローノイズアンプ112AR~112DRと、減衰器114A~114Dと、移相器115A~115Dと、信号合成/分波器116と、ミキサ118と、増幅回路119とを備える。
 高周波信号を送信する場合には、スイッチ111A~111D,113A~113Dがパワーアンプ112AT~112DT側へ切換えられるとともに、スイッチ117が増幅回路119の送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ111A~111D,113A~113Dがローノイズアンプ112AR~112DR側へ切換えられるとともに、スイッチ117が増幅回路119の受信側アンプに接続される。
 BBIC200からRFIC110に伝達された信号は、増幅回路119で増幅され、ミキサ118でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号である送信信号は、信号合成/分波器116で4分波され、4つの信号経路を通過して放射素子141A~141Dに給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器115A~115Dの移相度が個別に調整されることにより、アンテナ装置120の指向性を調整することができる。また、減衰器114A~114Dは送信信号の強度を調整する。
 放射素子141A~141Dで受信された高周波信号である受信信号は、それぞれ、異なる4つの信号経路を経由し、信号合成/分波器116で合波される。合波された受信信号は、ミキサ118でダウンコンバートされ、増幅回路119で増幅されてBBIC200へ伝達される。
 RFIC110は、たとえば、上記回路構成を含む1チップの集積回路部品として形成される。あるいは、給電回路毎に個別の集積回路部品として形成されてもよい。さらに、各放射素子に対応する機器(スイッチ、パワーアンプ、ローノイズアンプ、減衰器、移相器)について、対応する放射素子毎に1チップの集積回路部品として形成されてもよい。
 (アンテナモジュールの構造)
 次に、図2を用いて、実施の形態1に係るアンテナモジュール100の構成を詳細に説明する。図2は、実施の形態1に係るアンテナモジュール100を示す図である。図2においては、上段にアンテナモジュール100の平面図(図2(A))が示されており、下段に側面透視図(図2(B))が示されている。
 アンテナモジュール100は、放射素子141A~141D、RFIC110、PMIC170、およびパワーインダクタ180に加えて、誘電体基板131と、誘電体基板132と、給電線151A~151Dと、接地電極GND1とを含む。
 誘電体基板131,132は、法線方向から平面視すると矩形形状を有している。誘電体基板131,132は、たとえば、低温同時焼成セラミックス(LTCC:Low Temperature Co-fired Ceramics)多層基板、エポキシ、ポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー(Liquid Crystal Polymer:LCP)から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、PET(Polyethylene Terephthalate)材から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、LTCC以外のセラミックス多層基板である。なお、誘電体基板131は必ずしも多層構造でなくてもよく、単層の基板であってもよい。
 以降の説明において、誘電体基板131の法線方向をZ軸方向とする。また、Z軸方向に垂直な面において、放射素子141A~141Dの配列方向をX軸とし、X軸に直交する方向をY軸として規定する。
 図2に示されるように、誘電体基板131,132は、Z軸方向に重ねて配置され、複数のはんだバンプ160によって接続されている。誘電体基板131の基板面S2と、誘電体基板132の基板面S3とが対向している。誘電体基板131の基板面S1には、放射素子141A~141Dが配置されている。
 誘電体基板132の基板面S4には、RFIC110およびPMIC170が配置されている。図2の破線で示されるように、RFIC110およびPMIC170は、封止樹脂とスパッタシールドとが施された封止体190に封止されていてもよい。RFIC110およびPMIC170と、基板面S4とは、複数のはんだバンプ160によって接続されている。RFIC110およびPMIC170は、基板面S4に設けた多極コネクタによって誘電体基板132に接続されてもよい。
 放射素子141A~141Dは、矩形形状を有する平板状の電極である。放射素子141A~141Dは、基板面S1に露出する態様で誘電体基板131に配置されている。放射素子141A~141Dは、誘電体基板131の内部に配置されてもよい。放射素子141A~141Dには、それぞれ給電線151A~151Dを介して、RFIC110から高周波信号が供給される。給電線151A~151Dは、電子部品から出力される高周波信号を放射素子に供給する給電線の一例である。
 接地電極GND1は、誘電体基板131の法線方向において放射素子141A~141Dと対向する。接地電極GND1は、誘電体基板131内のX軸およびY軸を含む平面の略全域を覆うように、誘電体基板131内に配置されている。
 誘電体基板131と誘電体基板132との間に、パワーインダクタ180が位置している。リップル抑制用のキャパシタを、パワーインダクタ180とRFIC110との間の経路に配置してもよい。あるいは、低背化のために、リップル抑制用のキャパシタを、パワーインダクタ180と同様の位置に埋め込んでもよい。誘電体基板131を法線方向に直交する方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180は、接地電極GND1よりも誘電体基板132側に設けられている。パワーインダクタ180は、磁性体コア181と、磁性体コア181の周囲に巻回された巻線182とにより構成されている。
 ここで、図3を参照して、パワーインダクタ180の具体例を説明する。図3は、図1のアンテナモジュール100に適用されるパワーインダクタの具体例を示す図である。
 図3(A)には、トロイダルコイルによって構成されるパワーインダクタ180が示されている。図3(A)に示されるように、トロイダルコイルによって構成されるパワーインダクタ180は、ドーナツ形状の磁性体コア181と、磁性体コア181の周囲を巻回する巻線182とにより構成されている。
 トロイダルコイルは、棒状のコアを用いたコイルなどと異なり、巻線182内の磁束が外に漏れる量が少ないため、安定性が高い。そのため、トロイダルコイルを採用することにより、高周波ノイズの影響を低減することができる。パワーインダクタ180としてトロイダルコイルが採用される場合、仮想の中心軸CLがZ軸方向に平行になるように、図2に示される凹部1310にトロイダルコイルが配置される。
 図3(B)には、棒状の磁性体コア181Aと、巻線182Aとにより構成されるパワーインダクタ180Aが示されている。トロイダルコイルにより構成されるパワーインダクタ180に替えて、このようなパワーインダクタ180Aをアンテナモジュール100に採用してもよい。パワーインダクタ180Aが採用される場合、図2に示される凹部1310にパワーインダクタ180Aが配置される。このとき、棒状の磁性体コア181Aの中心を貫く仮想の中心軸CLが、X軸方向に平行になるように、パワーインダクタ180Aを配置することが望ましい。このように配置すると、パワーインダクタ180Aに生じる磁束の向きがX軸方向に平行になる。そのため、中心軸CLがX軸方向に平行になるように配置する場合、中心軸CLがX軸方向と垂直になるように配置する場合と比べて、アンテナやRFIC110に対する磁束の影響を低減させることができ、アンテナモジュール100の安定性を高めることができる。
 図2に戻り、アンテナモジュール100の説明を続ける。図2(B)に示されるように、誘電体基板131の基板面S2側には、磁性体コア181を配置するための凹部1310が形成されている。磁性体コア181が凹部1310に配置された状態において、磁性体コア181の基板面S2側の表面と、基板面S2とが面一になる。磁性体コア181の基板面S2側の表面と、誘電体基板132の基板面S3とは、複数のはんだバンプ160によって接続されている。
 巻線182は、誘電体基板131と誘電体基板132とに跨がって前記磁性体コアの周囲を巻回する。巻線182は、誘電体基板131および誘電体基板132に形成され、誘電体基板131の法線方向に延設されるビア導体と、当該法線方向に直交して延設される配線と、磁性体コア181の基板面S2側の表面と誘電体基板132の基板面S3とを接続するはんだバンプ160とによって構成されている。
 巻線182の一方端は、PMIC170に接続され、巻線182の他方端は、RFIC110に接続される。巻線182によって、パワーインダクタ180の磁性体コア181を介してRFIC110とPMIC170とを接続する給電線が構成される。PMIC170からRFIC110へは、巻線182により構成される給電線を介して、給電用の信号が伝送される。RFIC110およびPMIC170は、パワーインダクタ180と接続される電子部品の例示である。巻線182のうち、誘電体基板132における巻線を、基板面S3上に引き回された配線のみによって構成してもよい。このように構成する場合、誘電体基板132における巻線にビアを含ませる場合と比べて、巻線を磁性体コア181に近づけることができる。その結果、パワーインダクタ180の直流重畳特性をより一層、高めることができる。
 以上に説明したとおり、凹部1310に磁性体コア181が配置された誘電体基板131と、RFIC110およびPMIC170などの電子部品が搭載された誘電体基板132とが重ね合わせられることによって、アンテナモジュール100が構成されている。さらに、アンテナモジュール100に含まれるパワーインダクタ180は、巻線182が、誘電体基板131と誘電体基板132とに跨がって磁性体コア181の周囲に巻回されることで形成されている。
 このように、アンテナモジュール100を構成することによって、パワーインダクタ180のZ軸方向の厚さを誘電体基板131で吸収することができる。その結果、アンテナモジュール100のZ軸方向の厚さがパワーインダクタ180によって大きくなることを抑制できる。
 磁性体コア181に替えて、RFIC110またはPMIC170を凹部1310に配置することも考えられる。本実施の形態において、特に、磁性体コア181を凹部1310に配置する対象としているのは、次の理由による。
 第1に、磁性体コア181を含むパワーインダクタ180は、他の電子部品のサイズよりも格段に厚いため、アンテナモジュール100の厚さに対する磁性体コア181の厚さの影響を減らすことは、アンテナモジュールの低背化に有効である。第2に、RFIC110およびPMIC170などは、その厚みをより薄くできる余地がある一方、パワーインダクタ180は、直流重畳特性を高めるために磁性体コア181の厚さを大きくせざるを得ない。第3に、RFIC110およびPMIC170などは、発熱量が多いため、それらを誘電体基板131と誘電体基板132との間に配置すると、放熱構造を設ける必要が生じ、その結果、構造が複雑化する。
 以上の理由より、本実施の形態においては、凹部1310に配置する対象として、パワーインダクタ180の磁性体コア181を選択している。本実施の形態によれば、パワーインダクタ180の厚みを犠牲にすることなく、すなわち、パワーインダクタ180の直流重畳特性の低下に伴ってアンテナ特性を劣化させることなく、アンテナモジュール100を低背化することができる。
 さらに、アンテナモジュール100を低背化するためには、誘電体基板131,132のZ軸方向の厚さをより薄くすることが望ましい。この場合、基板の厚さが放射素子141A~141Dのアンテナ特性に与える影響を考慮して、誘電体基板131の厚さを設計する必要がある。誘電体基板131を薄く設計した結果、放射素子141A~141Dと接地電極GND1との距離が短くなると、良好なアンテナ特性が得られなくなるためである。
 図2(B)に示されるように、接地電極GND1を境にして誘電体基板132の領域を、領域T1と領域T2とに分けることができる。領域T1のZ軸方向の厚さは、放射素子141A~141Dと接地電極GND1との距離に相当する。良好なアンテナ特性を得るためには、放射素子141A~141Dと接地電極GND1との距離を十分に確保することが重要である。このため、アンテナモジュール100の低背化を目指す場合であっても、領域T1の厚さを小さくすることは望ましくない。
 このような観点において、本実施の形態では、アンテナ特性に影響を与える領域T1の厚さを適切な厚さに維持しつつ、領域T2の厚さを小さくしている。たとえば、領域T2の厚さは、磁性体コア181を含むパワーインダクタ180の厚さを考慮して設計される。これにより、誘電体基板131の厚さをより小さくすることで、さらなるアンテナモジュール100の低背化を実現できるとともに、アンテナ特性が低下することを抑制できる。
 図2(A)に示されるように、誘電体基板132を法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180とPMIC170とが重なるように両者が配置されている。同様に、誘電体基板132を法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180とRFIC110とが重なるように両者が配置されている。
 これにより、アンテナモジュール100のX軸方向のサイズを小さくできるという効果が奏される。さらに、パワーインダクタ180の巻線182の一方端を最短距離でPMIC170に接続できるとともに、パワーインダクタ180の巻線182の他方端を最短距離でRFIC110に接続できる。これにより、PMIC170とRFIC110とを接続する給電線の長さを短くすることができる。このように、高周波信号が伝送される給電線の長さを短くすることができるため、放射素子のアンテナ特性に悪影響を与える高周波ノイズを低減することができる。その結果、アンテナモジュール100のアンテナ特性が劣化することを抑制することができる。さらに、PMIC170とRFIC110との距離を詰めることができるので、誘電体基板132のサイズ(面積)も削減できる。実施の形態1において、PMIC170とRFIC110との間の領域にパワーインダクタ180が配置されている(図2参照)。これにより、PMIC170とRFIC110とを接続する給電線の長さを短くすることができる。その結果、高周波ノイズを低減することができる。
 図2(A)に示されるように、給電線151A~151Dは、パワーインダクタ180の内部を通過するのではなく、Y軸方向において、パワーインダクタ180から離れた部分を通って配線されている。すなわち、アンテナモジュール100においては、誘電体基板131の法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180と重ならない位置に給電線151A~151Dが配置されている。これにより、給電線151A~151Dとパワーインダクタ180とを離して配置できる。その結果、パワーインダクタ180の影響を受けて、給電線151A~151Dを流れる信号にノイズが混入することを抑制できる。
 より具体的には、アンテナモジュール100においては、誘電体基板131の法線方向と直交し、かつ誘電体基板131の長辺に直交する方向(Y軸方向)から平面視した場合に、パワーインダクタ180と重ならない位置に給電線151A~151Dが配線されている。これにより、誘電体基板131,132における配置寸法が限られる中で、給電線151A~151Dとパワーインダクタ180とを離して配置できる。その結果、パワーインダクタ180の影響を受けて、給電線151A~151Dを流れる信号にノイズが混入することを抑制できる。
 以上、説明したように、実施の形態1によれば、アンテナ特性を劣化させずに、アンテナモジュールを低背化することができる。特に、実施の形態1においては、パワーインダクタ180が誘電体基板131の厚み部分を利用してアンテナモジュール100に配置されているため、パワーインダクタ180の厚さがアンテナモジュール100の厚さに与える影響を小さくすることができる。
 なお、ここでは、誘電体基板132を法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180に対してRFIC110およびPMIC170の双方が重なる例を説明した。しかし、誘電体基板132を法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180に対してRFIC110およびPMIC170の一方のみが重なるように構成してもよい。
 また、実施の形態1においては、磁性体コア181が誘電体基板131に配置される例を説明したが、磁性体コア181が誘電体基板132に配置されるように構成してもよい。この場合、誘電体基板132の基板面S3側に、凹部1310に変わる凹部を設けることが考えられる。
 [実施の形態2]
 図4は、実施の形態2に係るアンテナモジュール100Aの平面図および側面透視図である。アンテナモジュール100Aは、RFIC110と、PMIC170と、アンテナ装置120Aとを備える。
 実施の形態2に係るアンテナモジュール100Aは、磁性体コア181の一部が基板面S2よりも突出する点において、実施の形態1に係るアンテナモジュール100と異なる。実施の形態2に係るアンテナモジュール100Aは、磁性体コア181の一部が基板面S2よりも突出し、突出するその一部が誘電体基板131と誘電体基板132との間の空間に存在している。
 実施の形態2において、磁性体コア181は、基板面S2よりも誘電体基板132側に突出して配置されている。実施の形態2によれば、磁性体コア181の全体を凹部1310に収める必要がないため、実施の形態1よりも凹部1310のZ軸方向の深さを浅くすることができる。これにより、誘電体基板131の厚みを小さくすることができる。その結果、アンテナモジュール100Aのより一層の低背化を実現することができる。
 実施の形態2において、凹部1310のZ軸方向の深さを実施の形態1と同じサイズにしてもよい。この場合には、図2に示した磁性体コア181よりも厚い磁性体コアを実施の形態2に採用してもよい。そのような磁性体コアを採用した場合であっても、凹部1310から突出する磁性体コアの部分を誘電体基板131と誘電体基板132との間の空間に収めることができる。
 これにより、実施の形態1よりも、より一層、直流重畳特性に優れるパワーインダクタ180を採用することができる。したがって、実施の形態2によれば、アンテナモジュール100Aの低背化を図りつつ、直流重畳特性に優れるパワーインダクタ180を採用し、アンテナモジュール100Aの性能を改善することができる。
 図4に示されるように、実施の形態2においては、磁性体コア181の表面と誘電体基板132の基板面S3との間にクリアランスを設けている。このクリアランスを設けている意図は、パワーインダクタ180を製造する際に生じるパワーインダクタ180のサイズのバラツキを吸収する点にある。
 すなわち、このようなクリアランスを設けることにより、パワーインダクタ180を構成する磁性体コア181のZ軸方向の厚さに多少のバラツキが生じた場合であっても、誘電体基板131と誘電体基板132との間に磁性体コア181を収めることができる。なお、このようなクリアランスを設けることなく、誘電体基板132の基板面S3に対して磁性体コア181の表面が接触することを前提として、誘電体基板131と誘電体基板132との間の隙間の大きさを設計してもよい。
 アンテナモジュール100Aの構成は、磁性体コア181の一部が基板面S2よりも突出する点を除いてアンテナモジュール100の構成と同じである。このため、ここでは、アンテナモジュール100Aのその他の構成の詳細な説明を繰り返さない。
 [実施の形態3]
 図5は、実施の形態3に係るアンテナモジュール100Bの側面透視図である。アンテナモジュール100Bは、RFIC110と、PMIC170と、アンテナ装置120Bとを備える。
 実施の形態3に係るアンテナモジュール100Bは、磁性体コア181の一部が基板面S2よりも突出し、かつ、その突出した部分の一部が誘電体基板132Aの内部に配置される点において、実施の形態1に係るアンテナモジュール100と異なる。図5に示されるように、誘電体基板132Aの基板面S3側には、磁性体コア181の一部が配置される凹部1320が形成されている。
 実施の形態3では、誘電体基板131の凹部1310と、誘電体基板132Aの凹部1320と、誘電体基板131と誘電体基板132Aとの間の空間とにおいて、磁性体コア181が配置される。凹部1310は、誘電体基板131の基板面S2側に設けられている第1凹部の一例である。凹部1320は、誘電体基板132の基板面S3側に設けられている、第1凹部と対向する第2凹部の一例である。
 実施の形態3によれば、磁性体コア181の全体を凹部1310に収める必要がないため、実施の形態1よりも凹部1310のZ軸方向の深さを浅くすることができる。これにより、誘電体基板131の厚みを薄くすることができる。その結果、アンテナモジュール100Bのより一層の低背化を実現することができる。
 特に、実施の形態3では、誘電体基板131に形成された凹部1310と、誘電体基板132Aに形成された凹部1320とによって、磁性体コア181の厚さを吸収している。したがって、実施の形態3によれば、実施の形態2よりも凹部1310のZ軸方向の深さを浅くすることができる。その結果、実施の形態3によれば、実施の形態1,2よりもアンテナモジュール100Bの低背化を実現することができる。
 実施の形態3において、凹部1310のZ軸方向の深さを実施の形態1と同じサイズにしてもよい。この場合には、図2に示した磁性体コア181よりも厚い磁性体コアを実施の形態3に採用してもよい。そのような磁性体コアを採用した場合であっても、凹部1310から突出する磁性体コアの部分を誘電体基板131と誘電体基板132との間の空間と、凹部1320とに収めることができる。
 これにより、実施の形態1および実施の形態2よりも、より一層、直流重畳特性に優れるパワーインダクタ180を採用することができる。したがって、実施の形態3によれば、アンテナモジュール100Bの低背化を図りつつ、直流重畳特性に優れるパワーインダクタ180を採用し、アンテナモジュール100Bの性能を改善することができる。
 アンテナモジュール100Bの構成は、磁性体コア181の一部が基板面S2よりも突出し、かつ、その突出した部分の一部が誘電体基板132Aの内部に位置する点を除いてアンテナモジュール100の構成と同じである。このため、ここでは、アンテナモジュール100Bのその他の構成の詳細な説明を繰り返さない。
 [実施の形態4]
 図6は、実施の形態4に係るアンテナモジュール100Cの側面透視図である。アンテナモジュール100Cは、RFIC110と、PMIC170と、アンテナ装置120Cとを備える。
 実施の形態4に係るアンテナモジュール100Cは、実施の形態3に係るアンテナモジュール100Bの磁性体コア181を2つに分割して構成したものに相当する。図6に示されるように、実施の形態4に係るアンテナモジュール100Cにおいては、磁性体コア181bと、磁性体コア181cと、磁性体コア181b,181cの周囲を巻回する巻線182とによって、パワーインダクタ180Bが構成されている。
 凹部1310に磁性体コア181bが配置されている。凹部1320に磁性体コア181cが配置されている。磁性体コア181bは、第1コアの一例である。磁性体コア181cは、第2コアの一例である。
 実施の形態4に係るアンテナモジュール100Cにおいては、磁性体コア181bと磁性体コア181cとの間にギャップが存在する。これに対して、実施の形態3に係るアンテナモジュール100Bにおいては、磁性体コア181が一体的に構成されているためにそのようなギャップが存在しない。
 磁性体コアに存在するギャップは、磁束の流れを乱す要因となり得るため、パワーインダクタの直流重畳特性に悪影響を与えるおそれがある。この点においては、分割型の磁性体コア181b、181cが採用される実施の形態4よりも、一体型の磁性体コア181が採用される実施の形態3の方が、アンテナ特性の高いアンテナモジュールを提供できる余地がある。
 しかし、分割型の磁性体コア181b、181cを採用する場合、一体型の磁性体コア181を採用する場合と比較して、凹部1310,1320を設計するときのX軸方向のマージンを小さくすることができるというメリットがある。以下、そのメリットの詳細を説明する。
 誘電体基板131,132の間に一体型の磁性体コア181を配置することを前提として、凹部1310,1320のサイズを設計する場合、2つの観点を考慮して、凹部1310,1320のX軸方向のマージンを決定する必要がある。
 第1に考慮すべき点は、凹部1310,1320のサイズと、磁性体コア181のサイズとの関係である。前者のサイズが後者よりも大きいと、凹部1310,1320に磁性体コア181が入らない。通常、製造工程において磁性体コア181のサイズにバラツキが生じる。したがって、磁性体コア181のサイズのバラツキを考慮して、凹部1310および凹部1320の各々にX軸方向のマージンを設けて凹部1310,1320のサイズを設計する必要がある。
 第2に考慮すべき点は、凹部1310,1320のいずれか一方の凹部に磁性体コア181を配置した状態で、誘電体基板131の基板面S2と誘電体基板132の基板面S3とを重ねたときの、磁性体コア181と他方の凹部との位置関係である。その位置関係のずれが大きい場合には、磁性体コア181のサイズのバラツキを考慮して凹部1310および凹部1320の各々にX軸方向のマージンを設けていたとしても、他方の凹部に磁性体コア181が入らないかもしれない。
 したがって、誘電体基板131,132の間に一体型の磁性体コア181を配置することを前提として、凹部1310,1320のサイズを設計する場合、凹部1310,1320のX軸方向のマージンを十分に大きくする必要がある。その結果、製造されたアンテナモジュールにおいて、凹部1310,1320と磁性体コア181との隙間が大きくなってしまう。凹部1310,1320と磁性体コア181との隙間が大きくなることで、同じ占有体積に対して、パワーインダクタ180のサイズが小さくなってしまい、その結果、直流重畳特性が低下してしまう。一方で、直流重畳特性を維持しようとすると、凹部1310,1320の体積を大きくせざるを得ず、その結果、誘電体基板131のサイズが大型化する。
 これに対して、誘電体基板131,132の間に分割型の磁性体コア181b、181cを配置することを前提として、凹部1310,1320のサイズを設計する場合、凹部1310のサイズと磁性体コア181bのサイズとの関係、および凹部1320のサイズと磁性体コア181cのサイズとの関係のみを考慮して、凹部1310,1320のX軸方向のマージンを決定すればよい。
 このようにしてマージンを決定することで、凹部1310に磁性体コア181bを問題なく配置することができ、凹部1320に磁性体コア181cを問題なく配置することができる。凹部1310に磁性体コア181bが誘電体基板131と、凹部1320に磁性体コア181cが配置された誘電体基板132とを重ねる際、磁性体コア181b,181cを位置合わせすることで、図6に示されるアンテナモジュール100Cを製造することができる。このようにしてアンテナモジュール100Cを製造することにより、凹部1310と磁性体コア181bとの隙間、および凹部1320と磁性体コア181cとの隙間を小さくすることができる。
 したがって、分割型の磁性体コア181b、181cを採用する場合、一体型の磁性体コア181を採用する場合と比較して、凹部1310,1320を設計するときのX軸方向のマージンを小さくすることができるというメリットがある。X軸方向のマージンを小さくすることで、パワーインダクタ180のサイズが小型化してしまうことを抑制でき、その結果、所望の直流重畳特性を確保できる。また、凹部1310,1320の体積が増大することを抑制でき、その結果、誘電体基板131のサイズが大型化することを抑制できる。
 既に述べたように、分割型の磁性体コア181b,181cを採用した場合、磁性体コア181b,181cに存在するギャップが、磁束の流れを乱す要因となり得る。そこで、実施の形態4では、磁性体コア181b,181cのギャップを挟んで対向する磁性体コア181bの断面積と、磁性体コア181cの断面積とを同一にしている。
 これによって磁性体コア181bの磁束の流れと磁性体コア181cの磁束の流れとが同じになるため、ギャップが磁束の流れを妨げてしまうことを抑制できる。その結果、分割型の磁性体コア181b、181cを採用しながらも、直流重畳特性の劣化を抑えることが可能なパワーインダクタ180Bを実現することが可能になる。
 アンテナモジュール100Cの構成は、磁性体コアが2つに分割されている点を除いてアンテナモジュール100Bの構成と同じである。このため、ここでは、アンテナモジュール100Cのその他の構成の詳細な説明を繰り返さない。
 [実施の形態5]
 図7は、実施の形態5に係るアンテナモジュール100Dの側面透視図である。アンテナモジュール100Dは、RFIC110と、PMIC170と、アンテナ装置120Dとを備える。
 実施の形態5に係るアンテナモジュール100Dは、実施の形態1に係るアンテナモジュール100と比較して、給電線151A~151Dの配線経路が異なる。特に、誘電体基板131をY軸方向(法線方向に直交する方向)から平面視した場合に、パワーインダクタ180と重なる位置に給電線151C,151Dが配線されている。ただし、給電線151C,151Dは、パワーインダクタ180の内部を通過するのではなく、Y軸方向において、パワーインダクタ180から離れた部分を通って配線されている。
 ここでは、誘電体基板131をY軸方向(法線方向に直交する方向)から平面視した場合に、給電線151A~151Dのうち、給電線151C,151Dがパワーインダクタ180と重なるように配線される例を示している。しかし、パワーインダクタ180のX軸方向のサイズおよび配置位置に応じて、給電線151A~151Dのすべてがパワーインダクタ180と重なるように配線されていてもよい。
 既に説明した実施の形態1においては、RFIC110から放射素子141A~141Dに向かう給電線151A~151Dが、誘電体基板131の領域T1を利用してX軸方向に展開し、放射素子141A~141Dに接続されている。したがって、実施の形態1の場合、給電線151A~151DをX軸方向に展開させるための厚さを領域T1に確保する必要がある。その結果、誘電体基板131が厚くなるおそれがある。
 これに対して、実施の形態5においては、RFIC110から放射素子141A~141Dに向かう給電線151A~151Dが、誘電体基板131の領域T2を利用してX軸方向に展開し、放射素子141A~141Dに接続されている。特に、放射素子141C,141Dに向かう給電線151C,151Dは、誘電体基板131をY軸方向から平面視した場合に、パワーインダクタ180と重なる位置を通過している。
 仮に、パワーインダクタ180と接地電極GND11との間を通過するように給電線151C,151Dを配線する場合には、パワーインダクタ180と接地電極GND11との間に給電線151C,151Dを配線するためのスペースを設ける必要がある。この場合、領域T2を厚くする必要がある。しかしながら、実施の形態5のように、パワーインダクタ180と重なる位置を給電線151C,151Dが通過するように給電線151C,151Dを配線することによって、領域T2の厚さをより一層、小さくすることができる。
 なお、給電線151A~151Dに流れる信号の周波数帯域と、パワーインダクタ180に流れる信号の周波数帯域とは大きく異なる。このため、パワーインダクタ180の付近に給電線151A~151Dを配線した場合であっても、アンテナ特性に悪影響を及ぼす、不要な電磁界結合がそこで生じることは考え難い。
 実施の形態5においては、図3(A)に示した、トロイダルコイルにより構成されるパワーインダクタ180を採用することが望ましい。トロイダルコイルでは、巻線182内の磁束が外に漏れる量が少ないため、安定性が高い。そのため、パワーインダクタ180の横に給電線151A~151Dを配線した場合であっても、給電線151A~151Dの信号に対してパワーインダクタ180から生じる磁束が干渉することを抑止できる。
 このように、実施の形態5では、誘電体基板131をY軸方向から平面視した場合に、給電線151C,151Dがパワーインダクタ180に重なるように配線されている。これにより、領域T2を薄くすることができる。したがって、実施の形態5において、図2に示した磁性体コア181よりも厚い磁性体コア181を採用した場合であっても、その厚さの増加分を給電線の配線の工夫によって吸収することができる。実施の形態5によれば、アンテナモジュール100Aの低背化を図りつつ、直流重畳特性に優れるパワーインダクタ180を採用し、アンテナモジュール100Dの性能を改善することができる。
 アンテナモジュール100Dの構成は、給電線151A~151Dの配線経路の点を除いてアンテナモジュール100の構成と同じである。このため、ここでは、アンテナモジュール100Dのその他の構成の詳細な説明を繰り返さない。
 [実施の形態6]
 図8は、実施の形態6に係るアンテナモジュール100Eの側面透視図である。アンテナモジュール100Eは、RFIC110と、PMIC170と、アンテナ装置120Eとを備える。
 実施の形態6に係るアンテナモジュール100Eは、誘電体基板132に接地電極GND2が配置されている点において、実施の形態1に係るアンテナモジュール100と異なる。実施の形態6に係るアンテナモジュール100Eにおいて、パワーインダクタ180は、誘電体基板131側の接地電極GND1と、誘電体基板132側の接地電極GND2との間に配置されている。
 実施の形態6によれば、パワーインダクタ180と放射素子141A~141Dとの間で生じるおそれのある電磁界結合を接地電極GND1によって抑制することができるとともに、パワーインダクタ180とRFIC110およびPMIC170との間で生じるおそれのある電磁界結合を接地電極GND2によって抑制することができる。これにより、アンテナモジュール100Eのアンテナ特性が劣化することを抑制できるとともに、RFIC110およびPMIC170へ高周波数のノイズが混入することを低減できる。
 アンテナモジュール100Eの構成は、誘電体基板132側に接地電極GND2が配置されている点を除いてアンテナモジュール100の構成と同じである。このため、ここでは、アンテナモジュール100Eのその他の構成の詳細な説明を繰り返さない。
 本開示において、以上説明した各実施の形態のいずれか2つまたは3つ以上を任意に組み合わせることは予定されている。
 [実施の形態7]
 実施の形態7においては、上述のパワーモジュールの構成が適用可能な基地局向けのアンテナモジュールの態様について説明する。
 図9は、実施の形態7の係るアンテナモジュール100Fが適用される通信装置10Aのブロック図の一例である。図9を参照して、通信装置10Aは、図1で示した通信装置10と同様に、アンテナモジュール100Aと、BBIC200とを備える。アンテナモジュール100Fは、RFIC110Aと、アンテナ装置120Fと、電源回路195と、制御回路196とを含む。
 アンテナモジュール100Fにおけるアンテナ装置120Fは、少なくとも1つのアンテナ群を含んで構成されており、1つのアンテナ群には8つの放射素子が含まれている。なお、図9においては、説明を容易にするために、アンテナ装置120Fに1つのアンテナ群が含まれる場合、言い換えると8つの放射素子121A~121Hが含まれる場合の例が記載されている。放射素子Hは、誘電体基板135において、2×4のアレイ状に配列されている。なお、以下の説明において、複数の放射素子を包括して「放射素子121」とも称する場合がある。
 アンテナ群は、4つの素子対に分割される。各素子対は、各々が互いに隣接する2つの放射素子を含む。具体的には、第1素子対は放射素子121A,121Bを含み、第2素子対は放射素子121C,121Dを含む。また、第3素子対は放射素子121E,121Fを含み、第4素子対は放射素子121G,121Hを含む。後述するように、各素子対の2つの放射素子には、共通の給電線からの高周波信号が供給される。
 アンテナモジュール100Fにおいては、各アンテナ群に対して1つのRFICが設けられる。言い換えると、1つのRFICから8つの放射素子に対して高周波信号が供給される。そのため、アンテナモジュール100Fが複数のアンテナ群を含む場合には、アンテナ群の数と同数のRFICが設けられる。
 アンテナモジュール100Fは、各放射素子から異なる2つの偏波方向を放射することが可能な、いわゆるデュアルバンドタイプのアンテナモジュールである。そのため、RFIC110Aには、第1偏波方向の電波に対応する高周波信号を供給する回路、および、第2偏波方向の電波に対応する高周波信号を供給する回路が含まれる。
 具体的には、RFIC110Aは、スイッチ111A~111H,113A~113H,117A,117Bと、パワーアンプ112AT~112HTと、ローノイズアンプ112AR~112HRと、減衰器114A~114Hと、移相器115A~115Hと、信号合成/分波器116A,116Bと、ミキサ118A,118Bと、増幅回路119A,119Bとを含む。このうち、スイッチ111A~111D,113A~113D,117A、パワーアンプ112AT~112DT、ローノイズアンプ112AR~112DR、減衰器114A~114Dと、移相器115A~115D、信号合成/分波器116A、ミキサ118A、増幅回路119Aが、第1偏波用の回路である。また、スイッチ111E~111H,113E~113H,117B、パワーアンプ112ET~112HT、ローノイズアンプ112ER~112HR、減衰器114E~114Hと、移相器115E~115H、信号合成/分波器116B、ミキサ118B、増幅回路119Bが、第2偏波用の回路である。各偏波用の回路の構成は、図1で示したRFIC110と同様であるため、詳細な説明は繰り返さない。
 第1素子対の放射素子121A,121Bには、スイッチ111Aから第1偏波用の高周波信号が供給され、スイッチ111Eから第2偏波用の高周波信号が供給される。第2素子対の放射素子121C,121Dには、スイッチ111Bから第1偏波用の高周波信号が供給され、スイッチ111Fから第2偏波用の高周波信号が供給される。第3素子対の放射素子121E,121Fには、スイッチ111Cから第1偏波用の高周波信号が供給され、スイッチ111Gから第2偏波用の高周波信号が供給される。第4素子対の放射素子121G,121Hには、スイッチ111Dから第1偏波用の高周波信号が供給され、スイッチ111Hから第2偏波用の高周波信号が供給される。
 電源回路195は、アンテナモジュール100Fの外部からの受電電圧を所定の電圧に変換し、RFIC110Aおよび制御回路196、ならびに、電源回路195自身を動作させるための電源電圧を生成する。なお、電源回路195には、実施の形態1におけるPMIC170およびパワーインダクタ180が含まれている。
 制御回路196は、RFIC110Aに含まれるスイッチおよび増幅回路などのアクティブ素子を制御するための回路であり、たとえばデジタル回路によって構成された制御用ICを含む。
 次に、図10および図11を用いて、アンテナモジュール100Fの具体的な構成について説明する。図10は、図9のアンテナモジュール100Fの平面図である。また、図11は、通信装置10Aの内部において、図9のアンテナモジュール100Fが実装された状態の側面図である。
 図10および図11を参照して、アンテナモジュール100Fは、複数の放射素子121が配置された誘電体基板135と、RFIC100Aが実装された誘電体基板136とを有する。誘電体基板135,136の各々は、平板形状を有しており、法線方向から平面視した場合に略矩形形状を有している。図10および図11において、誘電体基板135の法線方向をZ軸方向とし、長辺方向をX軸方向とし、短辺方向をY軸方向とする。
 図10に示されるように、誘電体基板135には、8個のアンテナ群、すなわち64個の放射素子121が8×8のアレイ状に配置されている。図10および図11の例においては、放射素子121は誘電体基板135の内層に配置されているが、放射素子121は誘電体基板135のZ軸の正方向の基板面S10に露出して配置されていてもよい。
 また、誘電体基板135のZ軸の負方向の基板面S11における放射素子121の下面の領域に、誘電体基板136がはんだバンプ165によって実装されている。誘電体基板136には、RFIC110Aが実装されている。はんだバンプ165を介して、RFIC110Aから各放射素子121に対して高周波信号が供給される。なお、図示していないが、図11のRFIC110Aには、図9で説明した回路が8組含まれている。
 誘電体基板135の基板面S10には、制御回路196が配置されている。また、誘電体基板135の基板面S11には、電源回路195が配置されている。なお、図11においては、電源回路195は1つの要素として記載されているが、電源回路195に含まれる素子が、誘電体基板135に分散して配置されていてもよい。
 このとき、電源回路195に含まれるパワーインダクタは、たとえば、誘電体基板135と誘電体基板136とに跨って配置される。あるいは、誘電体基板135が異なる2つの誘電体基板の組み合わせで構成されている場合には、パワーインダクタは、当該2つの誘電体基板に跨って配置される。
 誘電体基板135の基板面S11にはコネクタ210が配置されている。コネクタ210は、通信装置10Aの筐体50に固定された実装基板250のコネクタ215と結合可能に構成されている。コネクタ210とコネクタ215とを結合することによって、アンテナモジュール100Fが実装基板250に実装される。
 RFIC110AのZ軸の負方向の面は、はんだバンプ166を介して、金属ブロック260上に配置された伝熱部材270に接続されている。伝熱部材270は、たとえば銅あるいはアルミのような比較的に熱伝導率の高い部材で形成されている。金属ブロック260は、通信装置10Aの筐体50に固定されている。すなわち、RFIC110Aは、金属ブロック260および伝熱部材270により支持されている。このような構成とすることよって、RFIC110Aで発生する熱が、伝熱部材270、金属ブロック260および筐体50を伝って放熱されるので、熱によるRFIC110Aの特性低下を抑制することができる。なお、図11に示されるように、金属ブロック260と筐体50との間にヒートシンク265を配置して、放熱効果をさらに高めても良い。
 図12は、各素子対における放射素子への給電線の接続態様を説明するための図である。図12においては、例として、放射素子121A,121Bを含む第1素子対についての給電線の接続について説明する。なお、図12においては、誘電体基板135の法線方向をZ軸とし、放射素子121A,121Bの配列方向をX軸とし、X軸およびZ軸に直交する方向をY軸とする。放射素子121Bは、放射素子121AよりもX軸の正方向に離間して配置されている。
 図12を参照して、放射素子121A,121Bの各々には、X軸方向を偏波方向とする電波のための1つの給電点と、Y軸方向を偏波方向とする電波のための2つの給電点が配置されている。より具体的には、放射素子121Aについては、放射素子121Aの中心からX軸の負方向にオフセットした位置に給電点SP1Aが配置されている。また、放射素子121Aの中心からY軸の正方向にオフセットした位置に給電点SP21Aが配置され、Y軸の負方向にオフセットした位置に給電点SP22Aが配置されている。
 放射素子121Bについては、放射素子121Bの中心からX軸の正方向にオフセットした位置に給電点SP1Bが配置されている。また、放射素子121Bの中心からY軸の正方向にオフセットした位置に給電点SP21Bが配置され、Y軸の負方向にオフセットした位置に給電点SP22Bが配置されている。
 RFIC110Aのスイッチ111A(図9)からの給電線155Aは、分岐点N1で分岐して放射素子121Aの給電点SP1Aと、放射素子121Bの給電点SP1Bに接続される。RFIC110Aのスイッチ111E(図9)からの給電線155Bは、分岐点N2で分岐し、分岐された一方は、さらに分岐点N3で分岐して放射素子121Aの給電点SP21A,SP22Aに接続される。分岐点N2で分岐された給電線155Bの他方は、さらに分岐点N4で分岐して放射素子121Bの給電点SP21B,SP22Bに接続される。
 ここで、給電線155Aにおける、分岐点N1から放射素子121Aの給電点SP1Aまでの給電線155Aに沿った距離をL1とし、分岐点N1から放射素子121Bの給電点SP1Bまでの給電線155Aに沿った距離をL2とする(L1<L2)。放射素子121A,121Bから放射される電波の誘電体基板内の実効波長をλとした場合、距離L1と距離L2の差はλ/2、あるいはλ/2の奇数倍となるように設定される。言い換えれば、給電点SP1Aに供給される高周波信号の位相と、給電点SP1Bに供給される高周波信号の位相とが、互いに逆位相となるように設定される。
 上述のように、放射素子121Aの給電点SP1Aは素子の中心からX軸の負方向にオフセットしており、放射素子121Bの給電点SP1Bは素子の中心からX軸の正方向にオフセットしている。そのため、給電点SP1A,SP1Bに同位相の高周波信号が供給されると、放射素子121A,121Bからは互いに逆位相の電波が放射される。そのため、給電線155Aの分岐点N1から給電点SP1A,SP1Bまでの距離を異ならせて、給電点SP1A,SP1Bに互いに逆位相の高周波信号を供給することによって、放射素子121A,121Bから同位相の電波を放射することができる。
 次に、Y軸方向を偏波方向とする電波について説明する。給電線155Bにおいて、分岐点N3から給電点SP21Aまでの距離、および、分岐点N4から給電点SP21Bまでの距離をL3とする。また、給電線155Bにおいて、分岐点N3から給電点SP22Aまでの距離、および、分岐点N4から給電点SP22Bまでの距離をL4とする(L3<L4)。なお、分岐点N2と分岐点N3との間の距離と、分岐点N2と分岐点N4との間の距離は同じ距離とする。
 そして、放射素子121A,121Bから放射される電波の誘電体基板内の実効波長をλとした場合、距離L3と距離L4の差はλ/2、あるいはλ/2の奇数倍となるように設定される。これにより、給電点SP21Aと給電点SP22Aには、互いに逆位相の高周波信号が供給される。同様に、給電点SP21Bと給電点SP22Bには、互いに逆位相の高周波信号が供給される。
 放射素子121Aにおいて、給電点SP21Aと給電点SP22Aとは、放射素子121Aの中心に対して、互いにY軸の逆方向にオフセットしている。同様に、放射素子121Bにおいて、給電点SP21Bと給電点SP22Bとは、放射素子121Bの中心に対して、互いにY軸の逆方向にオフセットしている。そのため、各放射素子において、2つの給電点に互いに逆位相の高周波信号が供給されることよって、一方の給電点に対応する電波の位相と、他方の給電点に対応する電波の位相が同位相になる。
 なお、分岐点N2から分岐点N3、N4までの距離が等しく設定されているため、放射素子121A,121Bから放射されるY軸方向を偏波方向とする電波の位相は同位相となる。
 素子対を構成する2つ放射素子の給電線を上記のような接続態様とすることによって、2つの放射素子から放射される各偏波方向の電波についての位相を揃えることができるので、基板の法線方向のアンテナゲインを最大化することができる。
 なお、2つの給電点に供給される高周波信号は、完全な逆位相でなくとも略逆位相であってもよい。本明細書において略逆位相とは、180°±10°の範囲の位相差を含むものとする。
 [態様]
 上記した各実施の形態は、以下の態様の具体例であることが当業者により理解される。
 (第1項)一態様に係るアンテナモジュールは、対向する第1面および第2面を有する第1基板と、対向する第3面および第4面を有し、第1基板の第2面と第3面とが対向するように配置される第2基板と、第1基板において第1面側に設けられる放射素子と、第1基板に設けられ、第1基板の法線方向において放射素子と対向する第1接地電極と、第1基板を法線方向から平面視した場合に、第1接地電極よりも第2基板側に設けられるパワーインダクタと、第2基板において第4面側に設けられ、パワーインダクタと接続される電子部品とを備え、パワーインダクタは、磁性体コアと、第1基板と第2基板とに跨がって磁性体コアの周囲を巻回する巻線とを有し、第1基板の第2面側および第2基板の第3面側の少なくとも一方に、磁性体コアが配置される凹部が設けられている。
 (第2項)第1項のアンテナモジュールであって、磁性体コアは、第2面よりも第2基板側に突出して配置されている。
 (第3項)第1項または第2項のアンテナモジュールであって、凹部は、第1基板の第2面側に設けられている第1凹部であって、第2基板の第3面側に、第1凹部と対向する第2凹部が設けられており、第1凹部および第2凹部に、磁性体コアが配置される。
 (第4項)第1項または第2項のアンテナモジュールであって、凹部は、第1基板の第2面側に設けられている第1凹部であって、第2基板の第3面側に、第1凹部と対向する第2凹部が設けられており、磁性体コアは、第1コアと第2コアとに分離されており、第1凹部に第1コアが配置され、第2凹部に第2コアが配置される。
 (第5項)第1項~第4項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、第1基板に配置され、電子部品から出力される信号を放射素子に供給する給電線をさらに備え、第1基板の法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタと重ならない位置に給電線が配置されている。
 (第6項)第1項~第4項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、第1基板に配置され、電子部品から出力される信号を放射素子に供給する給電線をさらに備え、第1基板を法線方向に直交する方向から平面視した場合に、パワーインダクタと重なる位置に給電線が配線されている。
 (第7項)第1項~第4項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、第1基板に配置され、電子部品から出力される信号を放射素子に供給する給電線をさらに備え、第1基板は長辺と短辺とを有する矩形状の基板であり、第1基板の法線方向と直交し、かつ長辺に直交する方向から平面視した場合に、パワーインダクタと重ならない位置に給電線が配線されている。
 (第8項)第1項~第7項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、第2基板に配置される第2接地電極をさらに備え、第2基板を法線方向において、パワーインダクタは、第1接地電極と第2接地電極との間に配置されている。
 (第9項)第1項~第8項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、電子部品は、RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)と、PMIC(Power Management Integrated Circuit)とを含み、第2基板を法線方向から平面視した場合に、パワーインダクタと、RFICおよびPMICの少なくとも一方とが重なる。
 (第10項)第1項~第9項のいずれか1項のアンテナモジュールであって、パワーインダクタは、トロイダルコイルによって構成されている。
 (第11項)他の態様に係る通信装置は、第1項~第10項のいずれか1項に記載のアンテナモジュールを搭載している。
 今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
 10,10A 通信装置、50 筐体、100,100A~100F アンテナモジュール、110,110A RFIC、111A~111H,113A~113H,117,117A,117B スイッチ、112AR~112HR ローノイズアンプ、112AT~112HT パワーアンプ、114A~114H 減衰器、115A~115H 移相器、116,116A,116B 信号合成/分波器、118,118A,118B ミキサ、119,119A,119B 増幅回路、120,120A~120F アンテナ装置、121,121A~121H,141,141A~141D 放射素子、131,132,132A,135,136 誘電体基板、151A~151D,155A,155B 給電線、160,165,166 はんだバンプ、170 PMIC、180,180A,180B パワーインダクタ、181,181A,181b,181c 磁性体コア、182,182A 巻線、190 封止体、195 電源回路、196 制御回路、200 BBIC、210,215 コネクタ、250 実装基板、260 金属ブロック、265 ヒートシンク、270 伝熱部材、1310,1320 凹部、CL 中心軸、GND1,GND2 接地電極、S1~S4,S10,S11 基板面、SP1A,SP1B,SP21A,SP21B,SP22A,SP22B 給電点、T1,T2 厚さ。

Claims (11)

  1.  対向する第1面および第2面を有する第1基板と、
     対向する第3面および第4面を有し、前記第1基板の前記第2面と前記第3面とが対向するように配置される第2基板と、
     前記第1基板において前記第1面側に設けられる放射素子と、
     前記第1基板に設けられ、前記第1基板の法線方向において前記放射素子と対向する第1接地電極と、
     前記第1接地電極よりも前記第2基板側に設けられるパワーインダクタと、
     前記第2基板において前記第4面側に設けられ、前記パワーインダクタと接続される電子部品とを備え、
     前記パワーインダクタは、
     磁性体コアと、
     前記第1基板と前記第2基板とに跨がって前記磁性体コアの周囲を巻回する巻線とを有し、
     前記第1基板の前記第2面側および前記第2基板の前記第3面側の少なくとも一方に、前記磁性体コアが配置される凹部が設けられている、アンテナモジュール。
  2.  前記磁性体コアは、前記第2面よりも前記第2基板側に突出して配置されている、請求項1に記載のアンテナモジュール。
  3.  前記凹部は、前記第1基板の前記第2面側に設けられている第1凹部であって、
     前記第2基板の前記第3面側に、前記第1凹部と対向する第2凹部が設けられており、
     前記第1凹部および前記第2凹部に、前記磁性体コアが配置される、請求項1または請求項2に記載のアンテナモジュール。
  4.  前記凹部は、前記第1基板の前記第2面側に設けられている第1凹部であって、
     前記第2基板の前記第3面側に、前記第1凹部と対向する第2凹部が設けられており、
     前記磁性体コアは、第1コアと第2コアとに分離されており、
     前記第1凹部に前記第1コアが配置され、
     前記第2凹部に前記第2コアが配置される、請求項1または請求項2に記載のアンテナモジュール。
  5.  前記第1基板に配置され、前記電子部品から出力される信号を前記放射素子に供給する給電線をさらに備え、
     前記第1基板の法線方向から平面視した場合に、前記パワーインダクタと重ならない位置に前記給電線が配置されている、請求項1~請求項4のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  6.  前記第1基板に配置され、前記電子部品から出力される信号を前記放射素子に供給する給電線をさらに備え、
     前記第1基板を法線方向に直交する方向から平面視した場合に、前記パワーインダクタと重なる位置に前記給電線が配線されている、請求項1~請求項4のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  7.  前記第1基板に配置され、前記電子部品から出力される信号を前記放射素子に供給する給電線をさらに備え、
     前記第1基板は長辺と短辺とを有する矩形状の基板であり、
     前記第1基板の法線方向と直交し、かつ前記長辺に直交する方向から平面視した場合に、前記パワーインダクタと重ならない位置に前記給電線が配線されている、請求項1~請求項4のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  8.  前記第2基板に配置される第2接地電極をさらに備え、
     前記第2基板の法線方向において、前記パワーインダクタは、前記第1接地電極と前記第2接地電極との間に配置されている、請求項1~請求項7のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  9.  前記電子部品は、
     RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)と、
     PMIC(Power Management Integrated Circuit)とを含み、
     前記第2基板を法線方向から平面視した場合に、前記パワーインダクタと、前記RFICおよび前記PMICの少なくとも一方とが重なる、請求項1~請求項8のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  10.  前記パワーインダクタは、トロイダルコイルによって構成されている、請求項1~請求項9のいずれか1項に記載のアンテナモジュール。
  11.  請求項1~請求項10のいずれか1項に記載のアンテナモジュールを搭載した、通信装置。
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JP2006086335A (ja) * 2004-09-16 2006-03-30 Sumida Corporation 磁気素子、コイル部品、アンテナコイルおよび可変パワーインダクタ
JP2020123946A (ja) * 2019-01-30 2020-08-13 株式会社村田製作所 アンテナモジュール及びアンテナ機器

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