WO2024005116A1 - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

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WO2024005116A1
WO2024005116A1 PCT/JP2023/024109 JP2023024109W WO2024005116A1 WO 2024005116 A1 WO2024005116 A1 WO 2024005116A1 JP 2023024109 W JP2023024109 W JP 2023024109W WO 2024005116 A1 WO2024005116 A1 WO 2024005116A1
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WO
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arm
switching element
motor
side switching
low
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PCT/JP2023/024109
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English (en)
French (fr)
Inventor
寿彦 政光
Original Assignee
新電元工業株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control device and a motor control method.
  • An example of a vehicle equipped with a three-phase motor is an EV (electric vehicle, including two-wheeled vehicles and four-wheeled vehicles).
  • EV electric vehicle, including two-wheeled vehicles and four-wheeled vehicles.
  • Patent Documents 1 and 2 describe techniques for suppressing torque fluctuations when switching from rectangular wave control to sine wave control.
  • vibration and sound are generated during the period when 120° square wave control is performed.
  • the present disclosure aims to suppress vibrations and sounds generated during 120° square wave control.
  • the motor control device of the present disclosure includes: an inverter circuit including a first arm, a second arm, and a third arm electrically connected to a first phase terminal, a second phase terminal, and a third phase terminal, respectively, of a three-phase motor;
  • an inverter circuit including a first arm, a second arm, and a third arm electrically connected to a first phase terminal, a second phase terminal, and a third phase terminal, respectively, of a three-phase motor;
  • the high side switching element of the first arm is controlled to be turned on
  • the low side switching element is controlled to be turned off
  • the high side and low side switching elements of the second arm are controlled to be turned off
  • the high side switching element of the second arm is controlled to be turned off.
  • the high-side switching element of the first arm is controlled to be turned off
  • the low-side switching element is controlled to be turned on
  • the high-side switching element of the second arm is controlled to be turned on.
  • the control circuit includes: In the second period, the low-side switching element of the first arm is controlled by pulse width modulation so that the voltage between the first phase terminal of the three-phase motor and the neutral point of the three-phase motor becomes zero. do, It is characterized by
  • the control circuit includes: In a third period following the second period, the high-side switching element of the first arm is controlled to be turned off, the low-side switching element is controlled to be turned on, and the high-side switching element of the second arm is controlled to be turned on. and controlling the low side switching element to turn off, controlling the high side switching element of the third arm to turn on, and controlling the low side switching element to turn off. It is characterized by
  • the control circuit includes: In the third period, the high-side switching element of the third arm is pulse width modulated so that the voltage between the third phase terminal of the three-phase motor and the neutral point of the three-phase motor becomes zero. Control, It is characterized by
  • the motor control method of the present disclosure includes: In the first period, the high-side switching element of the first arm electrically connected to the first phase terminal of the three-phase motor is controlled to be turned on, the low-side switching element is controlled to be turned off, and the three-phase motor is The high side and low side switching elements of the second arm electrically connected to the second phase terminal are controlled off, and the high side of the third arm electrically connected to the third phase terminal of the three-phase motor.
  • the switching element on the low side is controlled to be turned off, the low side switching element is controlled to be turned on,
  • the high-side switching element of the first arm is controlled to be turned off
  • the low-side switching element is controlled to be turned on
  • the high-side switching element of the second arm is controlled to be turned on. and controlling the low side switching element to turn off, controlling the high side switching element of the third arm to turn off, and controlling the low side switching element to turn on. It is characterized by
  • vibrations and sounds generated during the 120° square wave control can be suppressed.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a motor control device of a comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram showing circuit simulation results of a comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the motor control device according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing circuit simulation results of the embodiment.
  • FIG. 5 is a flowchart of the motor control device according to the embodiment.
  • an EV will be described as an example of an object equipped with a motor control device and a motor, but the present disclosure is not limited thereto.
  • the present disclosure is applicable to various types of objects including motor control devices and motors.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a motor control device of a comparative example.
  • the motor control device 101 receives the voltage Vin from the DC power supply 2 and operates the motor 7 .
  • the motor control device 101 includes an inverter 10 and a control circuit 102.
  • the inverter 10 includes a first arm 10U, a second arm 10V, and a third arm 10W.
  • Inverter 10 is a three-phase inverter including three arms.
  • the first arm 10U is a U-phase arm.
  • the second arm 10V is a V-phase arm.
  • the third arm 10W is a W-phase arm.
  • the phase difference between the first arm 10U and the second arm 10V is 120 degrees.
  • the phase difference between the second arm 10V and the third arm 10W is 120 degrees.
  • the phase difference between the third arm 10W and the first arm 10U is 120 degrees.
  • the first arm 10U includes a high-side transistor 11 and a low-side transistor 12.
  • each transistor is a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), but the present disclosure is not limited thereto.
  • Each transistor may be a silicon power device, a GaN power device, a SiC power device, or the like.
  • Each transistor has a parasitic diode (body diode) that can actively conduct current, or has diodes connected in antiparallel.
  • a parasitic diode is a pn junction between the back gate and the source and drain of a MOSFET. The diode can be used as a freewheeling diode to release transient back electromotive force when the transistor is off.
  • Each transistor corresponds to an example of a "switching element" in the present disclosure.
  • the transistor 11 has a diode 11D between its drain and source.
  • Transistor 12 has a diode 12D between its drain and source.
  • the drain of the transistor 11 is electrically connected to the first input terminal 1a of the motor control device 101.
  • the first input terminal 1a is electrically connected to the high potential side end of the DC power supply 2.
  • the source of the transistor 11 is electrically connected to the drain of the transistor 12.
  • a source of the transistor 12 is electrically connected to the second input terminal 1b of the motor control device 101.
  • the second input terminal 1b is electrically connected to the low potential side end of the DC power supply 2.
  • the source of the transistor 11 and the drain of the transistor 12 are electrically connected to the first output terminal 1c of the motor control device 101.
  • the first output terminal 1c is electrically connected to the first phase terminal 7a of the motor 7.
  • the first phase terminal 7a of the motor 7 is a U-phase terminal.
  • the second arm 10V includes a high-side transistor 13 and a low-side transistor 14.
  • the transistor 13 has a diode 13D between its drain and source.
  • the transistor 14 has a diode 14D between its drain and source.
  • the drain of the transistor 13 is electrically connected to the first input terminal 1a.
  • the source of transistor 13 is electrically connected to the drain of transistor 14.
  • a source of the transistor 14 is electrically connected to the second input terminal 1b.
  • the source of the transistor 13 and the drain of the transistor 14 are electrically connected to the second output terminal 1d of the motor control device 101.
  • the second output terminal 1d is electrically connected to the second phase terminal 7b of the motor 7.
  • the second phase terminal 7b of the motor 7 is a V-phase terminal.
  • the third arm 10W includes a high-side transistor 15 and a low-side transistor 16.
  • the transistor 15 has a diode 15D between its drain and source.
  • Transistor 16 has a diode 16D between its drain and source.
  • the drain of the transistor 15 is electrically connected to the first input terminal 1a.
  • the source of transistor 15 is electrically connected to the drain of transistor 16.
  • a source of the transistor 16 is electrically connected to the second input terminal 1b.
  • the source of the transistor 15 and the drain of the transistor 16 are electrically connected to the third output terminal 1e of the motor control device 101.
  • the third output terminal 1e is electrically connected to the third phase terminal 7c of the motor 7.
  • the third phase terminal 7c of the motor 7 is a W-phase terminal.
  • the voltage sensor 3 outputs a signal S1 representing the voltage Vin to the control circuit 102.
  • the current sensor 4 is electrically connected between the first output terminal 1c and the first phase terminal 7a.
  • the current sensor 4 outputs a signal S2 representing the U-phase current output from the first output terminal 1c to the first phase terminal 7a to the control circuit 102.
  • the current sensor 5 is electrically connected between the second output terminal 1d and the second phase terminal 7b.
  • the current sensor 5 outputs a signal S3 representing the V-phase current output from the second output terminal 1d to the second phase terminal 7b to the control circuit 102.
  • the current sensor 6 is electrically connected between the third output terminal 1e and the third phase terminal 7c.
  • the current sensor 6 outputs a signal S4 representing the W-phase current output from the third output terminal 1e to the third phase terminal 7c to the control circuit 102.
  • the motor 7 includes a first phase winding 7U, a second phase winding 7V, and a third phase winding 7W.
  • Motor 7 is a three-phase motor including three windings.
  • the first phase winding 7U is a U-phase winding.
  • the second phase winding 7V is a V-phase winding.
  • the third phase winding 7W is a W-phase winding.
  • the first phase winding 7U includes an inductance component 7Ua and a resistance component 7Ub.
  • the second phase winding 7V includes an inductance component 7Va and a resistance component 7Vb.
  • Third phase winding 7W includes an inductance component 7Wa and a resistance component 7Wb.
  • One end of the first phase winding 7U is electrically connected to the first phase terminal 7a.
  • the other end of the first phase winding 7U is electrically connected to the neutral point 7d of the motor 7.
  • One end of the second phase winding 7V is electrically connected to the second phase terminal 7b.
  • the other end of the second phase winding 7V is electrically connected to the neutral point 7d of the motor 7.
  • One end of the third phase winding 7W is electrically connected to the third phase terminal 7c.
  • the other end of the third phase winding 7W is electrically connected to the neutral point 7d of the motor 7.
  • the position sensor 8 outputs a signal S5 representing the rotational position of the rotor (not shown) of the motor 7 to the control circuit 102.
  • the position sensor 8 is exemplified by a rotary encoder, the present disclosure is not limited thereto.
  • the control circuit 102 outputs a drive pulse P101 to the inverter 10 based on the signals S1 to S5.
  • the control circuit 102 performs 120° rectangular wave control and then performs sine wave control in order to quickly generate large torque.
  • the cause of the vibration and sound is torque ripple when switching the energizing phase. I understand. It has been found that the cause of torque ripple is the rate of reduction (consumption) of the return current that occurs when switching between energized phases.
  • FIG. 2 is a diagram showing the circuit simulation results of a comparative example. Specifically, FIG. 2 is a diagram showing a circuit simulation result of a comparative example when the motor 7 is started.
  • a waveform 211 represents a U-phase current
  • a waveform 212 represents a V-phase current
  • a waveform 213 represents a W-phase current
  • Waveform 214 represents the torque of motor 7.
  • the control circuit 102 performs 120° square wave control from timing t 100 when the motor 7 is started until timing t 104 when the cumulative rotation angle of the rotor of the motor 7 reaches a predetermined angle (for example, 540°). After timing t104 , sine wave control is performed.
  • Timing t101 is the timing when the rotation angle of the rotor of the motor 7 reaches 60 degrees.
  • Timing t 102 is the timing when the rotation angle of the rotor of the motor 7 after timing t 101 reaches 60° (total rotation angle is 120°).
  • Timing t 103 is the timing when the rotation angle of the rotor of the motor 7 after timing t 102 reaches 60° (total rotation angle is 180°).
  • the control circuit 102 turns on the high-side transistor 11 of the first arm 10U of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. . Furthermore, the control circuit 102 turns off the high-side and low-side transistors 13 and 14 of the second arm 10V of the inverter 10. Further, the control circuit 102 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive U-phase current flows, as shown by a waveform 211, and a negative W-phase current flows, as shown by a waveform 213.
  • the control circuit 102 operates based on the voltage Vin so that the absolute values of the positive U-phase current and the negative W-phase current become predetermined current values (for example, rated current value, allowable maximum current value, etc.). Controls the inverter 10.
  • turning on a transistor includes turning it on continuously and turning it on discretely (for example, by PWM).
  • the control circuit 102 turns off the high-side and low-side transistors 11 and 12 of the first arm 10U of the inverter 10 during a period 222 from timing t 101 to timing t 102 . Further, the control circuit 102 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the control circuit 102 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive V-phase current flows, as shown by a waveform 212, and a negative W-phase current flows, as shown by a waveform 213.
  • the control circuit 102 controls the inverter 10 based on the voltage Vin so that the absolute values of the positive V-phase current and the negative W-phase current become predetermined current values.
  • the low side diode 12D of the first arm 10U of the inverter 10 ⁇ the first phase winding 7U of the motor 7 ⁇ the third phase winding 7W of the motor 7 ⁇ the low side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10 ⁇ the inverter A return current flows through the path of the low-side diode 12D of the first arm 10U.
  • the freewheeling current is consumed by the diode 12D of the first arm 10U of the inverter 10 and decreases.
  • the control circuit 102 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the control circuit 102 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Furthermore, the control circuit 102 turns off the high-side and low-side transistors 15 and 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive V-phase current flows, as shown by a waveform 212, and a negative U-phase current flows, as shown by a waveform 211.
  • the control circuit 102 controls the inverter 10 based on the voltage Vin so that the absolute values of the positive V-phase current and the negative U-phase current become predetermined current values.
  • the freewheeling current is consumed by the high-side diode 15D of the third arm 10W of the inverter 10 and decreases.
  • the torque ripple represented by the arrow 231 was 30 Nm (Newton meters). However, this value is a result of circuit simulation, and the present disclosure is not limited thereto.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the motor control device of the embodiment.
  • the motor control device 1 receives the voltage Vin from the DC power supply 2 and operates the motor 7 .
  • the motor control device 1 includes an inverter 10 and a control circuit 20.
  • the control circuit 20 includes a voltage detection section 21, a position detection section 22, a current detection section 23, and an inverter drive control section 24.
  • the voltage detection unit 21 receives the signal S1 from the voltage sensor 3 and outputs it to the inverter drive control unit 24.
  • the position detection unit 22 receives the signal S5 from the position sensor 8 and outputs it to the inverter drive control unit 24.
  • the current detection unit 23 receives signals S2, S3, and S4 from the current sensors 4, 5, and 6, and outputs them to the inverter drive control unit 24.
  • the inverter drive control section 24 outputs the drive pulse P1 to the inverter 10 based on the signals S1 to S5.
  • the inverter drive control unit 24 performs 120° rectangular wave control and then performs sine wave control in order to quickly generate large torque when the EV is stopped or moved forward from reverse.
  • FIG. 4 is a diagram showing the circuit simulation results of the embodiment. Specifically, FIG. 4 is a diagram showing the circuit simulation results of the embodiment when the motor 7 is started.
  • waveform 111 represents the U-phase current
  • waveform 112 represents the V-phase current
  • waveform 113 represents the W-phase current
  • waveform 114 represents the torque of motor 7.
  • the inverter drive control unit 24 generates a 120° rectangular waveform from timing t0 when the motor 7 starts until timing t4 when the cumulative rotation angle of the rotor of the motor 7 reaches a predetermined angle (for example, 540°). After timing t4 , sine wave control is performed.
  • Timing t1 is the timing when the rotation angle of the rotor of the motor 7 reaches 60 degrees.
  • Timing t2 is the timing at which the rotation angle of the rotor of the motor 7 after timing t1 reaches 60 degrees (total rotation angle is 120 degrees).
  • Timing t 3 is the timing when the rotation angle of the rotor of the motor 7 after timing t 2 reaches 60° (total rotation angle is 180°).
  • the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 11 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side and low-side transistors 13 and 14 of the second arm 10V of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive U-phase current flows, and as shown by a waveform 113, a negative W-phase current flows.
  • the inverter drive control unit 24 controls the absolute values of the positive U-phase current and the negative W-phase current to be predetermined current values (e.g., rated current value, allowable maximum current value, etc.) based on the voltage Vin. Then, the inverter 10 is controlled.
  • predetermined current values e.g., rated current value, allowable maximum current value, etc.
  • turning on a transistor includes turning it on continuously and turning it on discretely (for example, by PWM).
  • the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10 during a period 122 from timing t 1 to timing t 2 . Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive V-phase current flows, as shown by a waveform 112
  • a negative W-phase current flows, as shown by a waveform 113.
  • the inverter drive control unit 24 controls the inverter 10 based on the voltage Vin so that the absolute values of the positive V-phase current and the negative W-phase current become predetermined current values.
  • the low side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10 ⁇ the first phase winding 7U of the motor 7 ⁇ the third phase winding 7W of the motor 7 ⁇ the low side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10 ⁇ the inverter A return current flows through the path of the low-side transistor 12 of the first arm 10U.
  • the freewheeling current is consumed by the on-resistance of the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10 and decreases.
  • the power consumption of the on-resistance of the transistor 12 is smaller than the power consumption of the diode 12D. Therefore, when comparing the waveform 211 (comparative example) of the period 222 in FIG. 2 with the waveform 111 (embodiment) of the period 122 in FIG. (waveform 211).
  • the motor control device 1 can suppress torque ripple.
  • slow decreasing rate of the return current means, in other words, that the decreasing rate of the electromagnetic energy of the first phase winding 7U of the motor 7 is slow.
  • the inverter drive control unit 24 controls the connection between one end of the first phase winding 7U of the motor 7 (the end connected to the first phase terminal 7a) and the other end (the end connected to the neutral point 7d).
  • the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10 is controlled by PWM (Pulse Width Modulation) so that the voltage becomes zero.
  • the fact that current no longer flows through the first phase winding 7U of the motor 7 means that the electromagnetic energy of the first phase winding 7U of the motor 7 decreases at a slow rate.
  • the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 15 and turns off the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • a positive V-phase current flows, as shown by a waveform 112, and a negative U-phase current flows, as shown by a waveform 111.
  • the inverter drive control unit 24 controls the inverter 10 based on the voltage Vin so that the absolute values of the positive V-phase current and the negative U-phase current become predetermined current values.
  • the freewheeling current is consumed by the on-resistance of the high-side transistor 15 of the third arm 10W of the inverter 10 and decreases.
  • the power consumption of the on-resistance of the transistor 15 is smaller than the power consumption of the diode 15D. Therefore, when comparing the waveform 213 (comparative example) of the period 223 in FIG. 2 and the waveform 113 (embodiment) of the period 123 in FIG. (waveform 213).
  • slow decreasing rate of the return current means, in other words, that the decreasing rate of the electromagnetic energy of the third phase winding 7W of the motor 7 is slow.
  • the inverter drive control unit 24 controls the connection between one end of the third phase winding 7W of the motor 7 (the end connected to the third phase terminal 7c) and the other end (the end connected to the neutral point 7d).
  • the high-side transistor 15 of the third arm 10W of the inverter 10 is controlled by PWM so that the voltage becomes zero.
  • the fact that current no longer flows through the third phase winding 7W of the motor 7 means that the rate of decrease in electromagnetic energy in the third phase winding 7W of the motor 7 is slow.
  • FIG. 5 is a flowchart of the motor control device according to the embodiment. Specifically, FIG. 5 is a flowchart of the 120° rectangular wave control of the motor control device 1.
  • the motor control device 1 ends the process ( control) and shifts to sine wave control.
  • step S100 the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 11 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side and low-side transistors 13 and 14 of the second arm 10V of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S102 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S102), the process proceeds to step S102. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated by 60 degrees (Yes in step S102), the process proceeds to step S104.
  • step S104 the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S106 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60° (120° rotation, 480° rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S106), the process proceeds to step S106. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (Yes in step S106), the process proceeds to step S108.
  • step S108 the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 15 and turns off the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S110 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60° (180° rotation, 540° rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S110), the process proceeds to step S110. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (Yes in step S110), the process proceeds to step S112.
  • step S112 the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 11 and turns on the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns on the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 15 and turns off the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S114 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (240 degrees rotation, 600 degrees rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S114), the process proceeds to step S114. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated by 60 degrees (Yes in step S114), the process proceeds to step S116.
  • step S116 the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 11 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns on the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 15 and turns off the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S118 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60° (300° rotation, 660° rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S118), the process proceeds to step S118. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (Yes in step S118), the process proceeds to step S120.
  • step S120 the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 11 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns on the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S122 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60° (360° rotation, 720° rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating 60 degrees (No in step S122), the process proceeds to step S122. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated by 60 degrees (Yes in step S122), the process proceeds to step S124.
  • step S124 the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 11 and turns off the low-side transistor 12 of the first arm 10U of the inverter 10. Further, the inverter drive control unit 24 turns on the high-side transistor 13 of the second arm 10V of the inverter 10 and turns off the low-side transistor 14. Further, the inverter drive control unit 24 turns off the high-side transistor 15 and turns on the low-side transistor 16 of the third arm 10W of the inverter 10.
  • step S126 the inverter drive control unit 24 determines whether the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (420 degrees rotation, 780 degrees rotation, etc. in total). If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 is not rotating by 60 degrees (No in step S126), the process proceeds to step S126. That is, the inverter drive control unit 24 waits until the rotor of the motor 7 rotates 60 degrees. If the inverter drive control unit 24 determines that the rotor of the motor 7 has rotated 60 degrees (Yes in step S126), the process proceeds to step S104.
  • the motor control device 1 can suppress torque ripple compared to the motor control device 101.
  • the maximum value of the torque ripple caused by the motor control device 101 was 30 Nm, but the maximum value of the torque ripple caused by the motor control device 1 was 7 Nm.
  • the motor control device 1 can suppress torque ripple to about 1/4 compared to the motor control device 101.
  • this value is a result of circuit simulation, and the present disclosure is not limited thereto.
  • the motor control device 1 can suppress vibrations and sounds generated during the period of 120° square wave control by suppressing torque ripple.

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Abstract

第１期間では、第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第２アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第１期間に引き続く第２期間では、第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御する、制御回路を含む。

Description

モータ制御装置及びモータ制御方法
　本開示は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関する。
　３相モータを備えた物として、ＥＶ（電動車。二輪車、四輪車を含む。）が例示される。ＥＶは、停止又は後進から前進する際に、大きなトルクを早く発生させるため、１２０°矩形波制御を行い、その後、正弦波制御に移行する。特許文献１及び２には、矩形波制御から正弦波制御への切り替え時のトルク変動を抑制する技術が記載されている。
特開平１１－２８５２８８号公報 特開２０１３－５６１８号公報
　３相モータでは、１２０°矩形波制御を行っている期間中に振動及び音が発生する。
　本開示は、１２０°矩形波制御の期間中に発生する振動及び音を抑制することを目的とする。
　本開示のモータ制御装置は、
　３相モータの第１相端子、第２相端子及び第３相端子に夫々電気的に接続される第１アーム、第２アーム及び第３アームを含む、インバータ回路と、
　第１期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記第２アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、
　前記第１期間に引き続く第２期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御する、制御回路と、
　を含む、
　ことを特徴とする。
　本開示のモータ制御装置において、
　前記制御回路は、
　前記第２期間では、前記３相モータの第１相端子と前記３相モータの中性点との間の電圧がゼロになるように、前記第１アームのローサイドのスイッチング素子をパルス幅変調制御する、
　ことを特徴とする。
　本開示のモータ制御装置において、
　前記制御回路は、
　前記第２期間に引き続く第３期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御する、
　ことを特徴とする。
　本開示のモータ制御装置において、
　前記制御回路は、
　前記第３期間では、前記３相モータの第３相端子と前記３相モータの中性点との間の電圧がゼロになるように、前記第３アームのハイサイドのスイッチング素子をパルス幅変調制御する、
　ことを特徴とする。
　本開示のモータ制御方法は、
　第１期間では、３相モータの第１相端子に電気的に接続された第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記３相モータの第２相端子に電気的に接続された第２アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記３相モータの第３相端子に電気的に接続された第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、
　前記第１期間に引き続く第２期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御する、
　ことを特徴とする。
　本開示によれば、１２０°矩形波制御の期間中に発生する振動及び音を抑制することができる。
図１は、比較例のモータ制御装置の構成を示す図である。 図２は、比較例の回路シミュレーション結果を示す図である。 図３は、実施形態のモータ制御装置の構成を示す図である。 図４は、実施形態の回路シミュレーション結果を示す図である。 図５は、実施形態のモータ制御装置のフローチャートである。
　以下、添付図面を参照して、本開示に係る実施形態を詳細に説明する。なお、この実施形態により本開示が限定されるものではなく、また、以下の実施形態において、同一の部位には同一の符号を付することにより重複する説明を省略する。
＜実施形態＞
　実施形態及び比較例では、モータ制御装置及びモータを備えた物として、ＥＶを例にとって説明するが、本開示はこれに限定されない。本開示は、モータ制御装置及びモータを備えた各種の物に適用可能である。
　以下、実施形態について説明するが、実施形態の理解を容易にするために、比較例について先に説明する。
（比較例）
　図１は、比較例のモータ制御装置の構成を示す図である。モータ制御装置１０１は、直流電源２から電圧Ｖｉｎの供給を受けて、モータ７を動作させる。
　モータ制御装置１０１は、インバータ１０と、制御回路１０２と、を含む。
　インバータ１０は、第１アーム１０Ｕと、第２アーム１０Ｖと、第３アーム１０Ｗと、を含む。インバータ１０は、３個のアームを含む３相のインバータである。
　第１アーム１０Ｕは、Ｕ相のアームである。第２アーム１０Ｖは、Ｖ相のアームである。第３アーム１０Ｗは、Ｗ相のアームである。第１アーム１０Ｕと、第２アーム１０Ｖとの間の位相差は、１２０度である。第２アーム１０Ｖと、第３アーム１０Ｗとの間の位相差は、１２０度である。第３アーム１０Ｗと、第１アーム１０Ｕとの間の位相差は、１２０度である。
　第１アーム１０Ｕは、ハイサイドのトランジスタ１１と、ローサイドのトランジスタ１２と、を含む。
　本開示では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）であることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイスなどでも良い。
　各トランジスタは、積極的に電流を流すことができる寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する、又は、逆並列にダイオードが接続されている。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。ダイオードは、トランジスタのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。
　各トランジスタが、本開示の「スイッチング素子」の一例に相当する。
　トランジスタ１１は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１１Ｄを有する。トランジスタ１２は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１２Ｄを有する。
　トランジスタ１１のドレインは、モータ制御装置１０１の第１入力端子１ａに電気的に接続されている。第１入力端子１ａは、直流電源２の高電位側端に電気的に接続されている。
　トランジスタ１１のソースは、トランジスタ１２のドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１２のソースは、モータ制御装置１０１の第２入力端子１ｂに電気的に接続されている。第２入力端子１ｂは、直流電源２の低電位側端に電気的に接続されている。
　トランジスタ１１のソース及びトランジスタ１２のドレインは、モータ制御装置１０１の第１出力端子１ｃに電気的に接続されている。第１出力端子１ｃは、モータ７の第１相端子７ａに電気的に接続されている。モータ７の第１相端子７ａは、Ｕ相端子である。
　第２アーム１０Ｖは、ハイサイドのトランジスタ１３と、ローサイドのトランジスタ１４と、を含む。
　トランジスタ１３は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１３Ｄを有する。トランジスタ１４は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１４Ｄを有する。
　トランジスタ１３のドレインは、第１入力端子１ａに電気的に接続されている。トランジスタ１３のソースは、トランジスタ１４のドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１４のソースは、第２入力端子１ｂに電気的に接続されている。
　トランジスタ１３のソース及びトランジスタ１４のドレインは、モータ制御装置１０１の第２出力端子１ｄに電気的に接続されている。第２出力端子１ｄは、モータ７の第２相端子７ｂに電気的に接続されている。モータ７の第２相端子７ｂは、Ｖ相端子である。
　第３アーム１０Ｗは、ハイサイドのトランジスタ１５と、ローサイドのトランジスタ１６と、を含む。
　トランジスタ１５は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１５Ｄを有する。トランジスタ１６は、ドレイン－ソース間に、ダイオード１６Ｄを有する。
　トランジスタ１５のドレインは、第１入力端子１ａに電気的に接続されている。トランジスタ１５のソースは、トランジスタ１６のドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１６のソースは、第２入力端子１ｂに電気的に接続されている。
　トランジスタ１５のソース及びトランジスタ１６のドレインは、モータ制御装置１０１の第３出力端子１ｅに電気的に接続されている。第３出力端子１ｅは、モータ７の第３相端子７ｃに電気的に接続されている。モータ７の第３相端子７ｃは、Ｗ相端子である。
　電圧センサ３は、電圧Ｖｉｎを表す信号Ｓ１を、制御回路１０２に出力する。
　電流センサ４は、第１出力端子１ｃと第１相端子７ａとの間に電気的に接続されている。電流センサ４は、第１出力端子１ｃから第１相端子７ａに出力されるＵ相電流を表す信号Ｓ２を、制御回路１０２に出力する。
　電流センサ５は、第２出力端子１ｄと第２相端子７ｂとの間に電気的に接続されている。電流センサ５は、第２出力端子１ｄから第２相端子７ｂに出力されるＶ相電流を表す信号Ｓ３を、制御回路１０２に出力する。
　電流センサ６は、第３出力端子１ｅと第３相端子７ｃとの間に電気的に接続されている。電流センサ６は、第３出力端子１ｅから第３相端子７ｃに出力されるＷ相電流を表す信号Ｓ４を、制御回路１０２に出力する。
　モータ７は、第１相巻線７Ｕと、第２相巻線７Ｖと、第３相巻線７Ｗと、を含む。モータ７は、３個の巻線を含む３相モータである。第１相巻線７Ｕは、Ｕ相の巻線である。第２相巻線７Ｖは、Ｖ相の巻線である。第３相巻線７Ｗは、Ｗ相の巻線である。
　第１相巻線７Ｕは、インダクタンス成分７Ｕａと、抵抗成分７Ｕｂと、を含む。第２相巻線７Ｖは、インダクタンス成分７Ｖａと、抵抗成分７Ｖｂと、を含む。第３相巻線７Ｗは、インダクタンス成分７Ｗａと、抵抗成分７Ｗｂと、を含む。
　第１相巻線７Ｕの一端は、第１相端子７ａに電気的に接続されている。第１相巻線７Ｕの他端は、モータ７の中性点７ｄに電気的に接続されている。
　第２相巻線７Ｖの一端は、第２相端子７ｂに電気的に接続されている。第２相巻線７Ｖの他端は、モータ７の中性点７ｄに電気的に接続されている。
　第３相巻線７Ｗの一端は、第３相端子７ｃに電気的に接続されている。第３相巻線７Ｗの他端は、モータ７の中性点７ｄに電気的に接続されている。
　位置センサ８は、モータ７のロータ（図示せず）の回転位置を表す信号Ｓ５を、制御回路１０２に出力する。位置センサ８は、ロータリエンコーダが例示されるが、本開示はこれに限定されない。
　制御回路１０２は、信号Ｓ１から信号Ｓ５までに基づいて、駆動パルスＰ１０１をインバータ１０に出力する。制御回路１０２は、ＥＶを停止又は後進から前進させる際に、大きなトルクを早く発生させるため、１２０°矩形波制御を行い、その後、正弦波制御を行う。
　１２０°矩形波通電の通電相を切り替えるポイント数と、ＥＶの搭乗者が体感できる振動数と、が同じであることから、振動及び音の原因は、通電相の切り替え時のトルクリップルであることがわかった。トルクリップルの原因は、通電相の切り替え時に発生する還流電流の減少（消費）速度が影響していることがわかった。
　図２は、比較例の回路シミュレーション結果を示す図である。詳しくは、図２は、モータ７の始動時の比較例の回路シミュレーション結果を示す図である。
　図２において、波形２１１は、Ｕ相電流を表し、波形２１２は、Ｖ相電流を表し、波形２１３は、Ｗ相電流を表す。波形２１４は、モータ７のトルクを表す。
　なお、図２に示す数値は例示であり、本開示はこれらの数値に限定されない。
　制御回路１０２は、モータ７の始動のタイミングｔ１００から、モータ７のロータの累計の回転角度が予め定められた角度（例えば、５４０°）に達するタイミングｔ１０４までは、１２０°矩形波制御を行い、タイミングｔ１０４以降は、正弦波制御を行う。
　タイミングｔ１０１は、モータ７のロータの回転角度が６０°に達するタイミングである。
　タイミングｔ１０２は、タイミングｔ１０１以降のモータ７のロータの回転角度が６０°（累計の回転角度が１２０°）に達するタイミングである。
　タイミングｔ１０３は、タイミングｔ１０２以降のモータ７のロータの回転角度が６０°（累計の回転角度が１８０°）に達するタイミングである。
　制御回路１０２は、タイミングｔ１００からタイミングｔ１０１までの期間２２１では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイド及びローサイドのトランジスタ１３及び１４をオフする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　これにより、波形２１１で示すように、正のＵ相電流が流れ、波形２１３で示すように、負のＷ相電流が流れる。
　制御回路１０２は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＵ相電流及び負のＷ相電流の絶対値が予め定められた電流値（例えば、定格電流値、許容最大電流値等）となるように、インバータ１０を制御する。
　なお、本開示では、トランジスタをオンするとは、連続的にオンすることと、離散的（例えば、ＰＷＭ）にオンすることと、を含む。
　制御回路１０２は、タイミングｔ１０１からタイミングｔ１０２までの期間２２２では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイド及びローサイドのトランジスタ１１及び１２をオフする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　これにより、波形２１２で示すように、正のＶ相電流が流れ、波形２１３で示すように、負のＷ相電流が流れる。
　制御回路１０２は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＶ相電流及び負のＷ相電流の絶対値が予め定められた電流値となるように、インバータ１０を制御する。
　このとき、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのダイオード１２Ｄ→モータ７の第１相巻線７Ｕ→モータ７の第３相巻線７Ｗ→インバータ１０の第３アーム１０Ｗのローサイドのトランジスタ１６→インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのダイオード１２Ｄの経路に、還流電流が流れる。
　還流電流は、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのダイオード１２Ｄによって消費され、減少する。
　ダイオード１２Ｄの消費電力は、トランジスタ１２のオン抵抗の消費電力よりも大きいので、還流電流の減少速度が速い。これにより、大きなトルクリップルが発生する。
　制御回路１０２は、タイミングｔ１０２からタイミングｔ１０３までの期間２２３では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、制御回路１０２は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイド及びローサイドのトランジスタ１５及び１６をオフする。
　これにより、波形２１２で示すように、正のＶ相電流が流れ、波形２１１で示すように、負のＵ相電流が流れる。
　制御回路１０２は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＶ相電流及び負のＵ相電流の絶対値が予め定められた電流値となるように、インバータ１０を制御する。
　このとき、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのダイオード１５Ｄ→インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３→モータ７の第２相巻線７Ｖ→モータ７の第３相巻線７Ｗ→インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのダイオード１５Ｄの経路に、還流電流が流れる。
　還流電流は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのダイオード１５Ｄによって消費され、減少する。
　ダイオード１５Ｄの消費電力は、トランジスタ１５のオン抵抗の消費電力よりも大きいので、還流電流の減少速度が速い。これにより、矢印２３１で示すように、大きなトルクリップルが発生する。
　本回路シミュレーション結果では、矢印２３１で表されるトルクリップルは、３０Ｎｍ（ニュートンメートル）となった。但し、この値は、回路シミュレーションの一結果であり、本開示はこれに限定されない。
（実施形態）
　実施形態の構成要素のうち、比較例の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　図３は、実施形態のモータ制御装置の構成を示す図である。モータ制御装置１は、直流電源２から電圧Ｖｉｎの供給を受けて、モータ７を動作させる。
　モータ制御装置１は、インバータ１０と、制御回路２０と、を含む。
　制御回路２０は、電圧検出部２１と、位置検出部２２と、電流検出部２３と、インバータ駆動制御部２４と、を含む。
　電圧検出部２１は、電圧センサ３から信号Ｓ１を受け取って、インバータ駆動制御部２４に出力する。
　位置検出部２２は、位置センサ８から信号Ｓ５を受け取って、インバータ駆動制御部２４に出力する。
　電流検出部２３は、電流センサ４、５及び６から信号Ｓ２、Ｓ３及びＳ４を受け取って、インバータ駆動制御部２４に出力する。
　インバータ駆動制御部２４は、信号Ｓ１から信号Ｓ５までに基づいて、駆動パルスＰ１をインバータ１０に出力する。インバータ駆動制御部２４は、ＥＶを停止又は後進から前進させる際に、大きなトルクを早く発生させるため、１２０°矩形波制御を行い、その後、正弦波制御を行う。
　図４は、実施形態の回路シミュレーション結果を示す図である。詳しくは、図４は、モータ７の始動時の実施形態の回路シミュレーション結果を示す図である。
　図４において、波形１１１は、Ｕ相電流を表し、波形１１２は、Ｖ相電流を表し、波形１１３は、Ｗ相電流を表す。波形１１４は、モータ７のトルクを表す。
　なお、図４に示す数値は例示であり、本開示はこれらの数値に限定されない。
　インバータ駆動制御部２４は、モータ７の始動のタイミングｔ０から、モータ７のロータの累計の回転角度が予め定められた角度（例えば、５４０°）に達するタイミングｔ４までは、１２０°矩形波制御を行い、タイミングｔ４以降は、正弦波制御を行う。
　タイミングｔ１は、モータ７のロータの回転角度が６０°に達するタイミングである。
　タイミングｔ２は、タイミングｔ１以降のモータ７のロータの回転角度が６０°（累計の回転角度が１２０°）に達するタイミングである。
　タイミングｔ３は、タイミングｔ２以降のモータ７のロータの回転角度が６０°（累計の回転角度が１８０°）に達するタイミングである。
　インバータ駆動制御部２４は、タイミングｔ０からタイミングｔ１までの期間１２１では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、ローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイド及びローサイドのトランジスタ１３及び１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　これにより、波形１１１で示すように、正のＵ相電流が流れ、波形１１３で示すように、負のＷ相電流が流れる。
　インバータ駆動制御部２４は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＵ相電流及び負のＷ相電流の絶対値が予め定められた電流値（例えば、定格電流値、許容最大電流値等）となるように、インバータ１０を制御する。
　なお、本開示では、トランジスタをオンするとは、連続的にオンすることと、離散的（例えば、ＰＷＭ）にオンすることと、を含む。
　インバータ駆動制御部２４は、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間１２２では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　これにより、波形１１２で示すように、正のＶ相電流が流れ、波形１１３で示すように、負のＷ相電流が流れる。
　インバータ駆動制御部２４は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＶ相電流及び負のＷ相電流の絶対値が予め定められた電流値となるように、インバータ１０を制御する。
　このとき、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのトランジスタ１２→モータ７の第１相巻線７Ｕ→モータ７の第３相巻線７Ｗ→インバータ１０の第３アーム１０Ｗのローサイドのトランジスタ１６→インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのトランジスタ１２の経路に、還流電流が流れる。
　還流電流は、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのトランジスタ１２のオン抵抗によって消費され、減少する。
　トランジスタ１２のオン抵抗の消費電力は、ダイオード１２Ｄの消費電力よりも小さい。従って、図２の期間２２２の波形２１１（比較例）と、図４の期間１２２の波形１１１（実施形態）と、を比較すると、実施形態の還流電流の減少速度（波形１１１）は、比較例（波形２１１）よりも遅い。
　これにより、モータ制御装置１は、トルクリップルを抑制することができる。
　なお、還流電流の減少速度が遅いことは、換言すると、モータ７の第１相巻線７Ｕの電磁エネルギーの減少速度が遅いことである。
　更に、この際、１２０°矩形波通電とするために、モータ７の第１相巻線７Ｕに電流が流れないことが好ましい。そこで、インバータ駆動制御部２４は、モータ７の第１相巻線７Ｕの一端（第１相端子７ａに接続される端）と他端（中性点７ｄに接続される端）との間の電圧がゼロになるように、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのローサイドのトランジスタ１２をＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御する。
　これにより、モータ７の第１相巻線７Ｕに電流が流れなくなるので、１２０°矩形波通電が実現可能である。
　なお、モータ７の第１相巻線７Ｕに電流が流れなくなることは、換言すると、モータ７の第１相巻線７Ｕの電磁エネルギーの減少速度が遅いことである。
　インバータ駆動制御部２４は、タイミングｔ２からタイミングｔ３までの期間１２３では、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオンし、ローサイドのトランジスタ１６をオフする。
　これにより、波形１１２で示すように、正のＶ相電流が流れ、波形１１１で示すように、負のＵ相電流が流れる。
　インバータ駆動制御部２４は、電圧Ｖｉｎに基づいて、正のＶ相電流及び負のＵ相電流の絶対値が予め定められた電流値となるように、インバータ１０を制御する。
　このとき、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５→インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３→モータ７の第２相巻線７Ｖ→モータ７の第３相巻線７Ｗ→インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５の経路に、還流電流が流れる。
　還流電流は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５のオン抵抗によって消費され、減少する。
　トランジスタ１５のオン抵抗の消費電力は、ダイオード１５Ｄの消費電力よりも小さい。従って、図２の期間２２３の波形２１３（比較例）と、図４の期間１２３の波形１１３（実施形態）と、を比較すると、実施形態の還流電流の減少速度（波形１１３）は、比較例（波形２１３）よりも遅い。
　これにより、矢印１３１で示すように、トルクリップルが抑制される。
　本回路シミュレーション結果では、矢印１３１で表されるトルクリップルは、７Ｎｍとなった。但し、この値は、回路シミュレーションの一結果であり、本開示はこれに限定されない。
　なお、還流電流の減少速度が遅いことは、換言すると、モータ７の第３相巻線７Ｗの電磁エネルギーの減少速度が遅いことである。
　更に、この際、１２０°矩形波通電とするために、モータ７の第３相巻線７Ｗに電流が流れないことが好ましい。そこで、インバータ駆動制御部２４は、モータ７の第３相巻線７Ｗの一端（第３相端子７ｃに接続される端）と他端（中性点７ｄに接続される端）との間の電圧がゼロになるように、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をＰＷＭ制御する。
　これにより、モータ７の第３相巻線７Ｗに電流が流れなくなるので、１２０°矩形波通電が実現可能である。
　なお、モータ７の第３相巻線７Ｗに電流が流れなくなることは、換言すると、モータ７の第３相巻線７Ｗの電磁エネルギーの減少速度が遅いことである。
（フローチャート）
　図５は、実施形態のモータ制御装置のフローチャートである。詳しくは、図５は、モータ制御装置１の１２０°矩形波制御のフローチャートである。
　モータ制御装置１は、図５の１２０°矩形波制御の処理を実行中に、モータ７のロータの累計の回転角度が予め定められた角度（例えば、５４０°）に達したら、処理を終了（中止）し、正弦波制御に移行する。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１００において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、ローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイド及びローサイドのトランジスタ１３及び１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１０２において、モータ７のロータが６０°回転したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１０２でＮｏ）、処理をステップＳ１０２に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１０２でＹｅｓ）、処理をステップＳ１０４に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１０４において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１０６において、モータ７のロータが６０°回転（累計で１２０°回転、４８０°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１０６でＮｏ）、処理をステップＳ１０６に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１０６でＹｅｓ）、処理をステップＳ１０８に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１０８において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオンし、ローサイドのトランジスタ１６をオフする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１１０において、モータ７のロータが６０°回転（累計で１８０°回転、５４０°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１１０でＮｏ）、処理をステップＳ１１０に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１１０でＹｅｓ）、処理をステップＳ１１２に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１１２において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオフし、ローサイドのトランジスタ１２をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオフし、ローサイドのトランジスタ１４をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオンし、ローサイドのトランジスタ１６をオフする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１１４において、モータ７のロータが６０°回転（累計で２４０°回転、６００°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１１４でＮｏ）、処理をステップＳ１１４に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１１４でＹｅｓ）、処理をステップＳ１１６に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１１６において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、ローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオフし、ローサイドのトランジスタ１４をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオンし、ローサイドのトランジスタ１６をオフする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１１８において、モータ７のロータが６０°回転（累計で３００°回転、６６０°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１１８でＮｏ）、処理をステップＳ１１８に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１１８でＹｅｓ）、処理をステップＳ１２０に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１２０において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、ローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオフし、ローサイドのトランジスタ１４をオンする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１２２において、モータ７のロータが６０°回転（累計で３６０°回転、７２０°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１２２でＮｏ）、処理をステップＳ１２２に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１２２でＹｅｓ）、処理をステップＳ１２４に進める。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１２４において、インバータ１０の第１アーム１０Ｕのハイサイドのトランジスタ１１をオンし、ローサイドのトランジスタ１２をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第２アーム１０Ｖのハイサイドのトランジスタ１３をオンし、ローサイドのトランジスタ１４をオフする。また、インバータ駆動制御部２４は、インバータ１０の第３アーム１０Ｗのハイサイドのトランジスタ１５をオフし、ローサイドのトランジスタ１６をオンする。
　インバータ駆動制御部２４は、ステップＳ１２６において、モータ７のロータが６０°回転（累計で４２０°回転、７８０°回転、・・・）したか否かを判定する。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転していないと判定したら（ステップＳ１２６でＮｏ）、処理をステップＳ１２６に進める。つまり、インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転するまで待つ。インバータ駆動制御部２４は、モータ７のロータが６０°回転したと判定したら（ステップＳ１２６でＹｅｓ）、処理をステップＳ１０４に進める。
（効果）
　モータ制御装置１は、モータ制御装置１０１と比較して、トルクリップルを抑制することができる。例えば、回路シミュレーションの一結果では、モータ制御装置１０１によるトルクリップルの最大値が３０Ｎｍであったところ、モータ制御装置１によるトルクリップルの最大値は７Ｎｍである。つまり、モータ制御装置１は、モータ制御装置１０１と比較して、トルクリップルを約１／４に抑制できる。但し、この値は、回路シミュレーションの一結果であり、本開示はこれに限定されない。
　このように、モータ制御装置１は、トルクリップルを抑制することにより、１２０°矩形波制御の期間中に発生する振動及び音を抑制することができる。
　以上、本開示の実施形態を説明したが、これら実施形態の内容により本開示が限定されるものではない。また、前述した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のもの、いわゆる均等の範囲のものが含まれる。さらに、前述した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。さらに、前述した実施形態の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。
　１、１０１　モータ制御装置
　２　直流電源
　３　電圧センサ
　４、５、６　電流センサ
　７　モータ
　７Ｕ　第１相巻線
　７Ｖ　第２相巻線
　７Ｗ　第３相巻線
　８　位置センサ
　１０　インバータ
　１０Ｕ　第１アーム
　１０Ｖ　第２アーム
　１０Ｗ　第３アーム
　１１、１２、１３、１４、１５、１６　トランジスタ
　１１Ｄ、１２Ｄ、１３Ｄ、１４Ｄ、１５Ｄ、１６Ｄ　ダイオード
　２０、１０２　制御回路
　２１　電圧検出部
　２２　位置検出部
　２３　電流検出部
　２４　インバータ駆動制御部

Claims (5)

  1. 　３相モータの第１相端子、第２相端子及び第３相端子に夫々電気的に接続される第１アーム、第２アーム及び第３アームを含む、インバータ回路と、
    　第１期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記第２アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、
    　前記第１期間に引き続く第２期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御する、制御回路と、
    　を含む、
    　ことを特徴とする、モータ制御装置。
  2. 　前記制御回路は、
    　前記第２期間では、前記３相モータの第１相端子と前記３相モータの中性点との間の電圧がゼロになるように、前記第１アームのローサイドのスイッチング素子をパルス幅変調制御する、
    　ことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記制御回路は、
    　前記第２期間に引き続く第３期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御する、
    　ことを特徴とする、請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記制御回路は、
    　前記第３期間では、前記３相モータの第３相端子と前記３相モータの中性点との間の電圧がゼロになるように、前記第３アームのハイサイドのスイッチング素子をパルス幅変調制御する、
    　ことを特徴とする、請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　第１期間では、３相モータの第１相端子に電気的に接続された第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記３相モータの第２相端子に電気的に接続された第２アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、前記３相モータの第３相端子に電気的に接続された第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、
    　前記第１期間に引き続く第２期間では、前記第１アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御し、第２アームのハイサイドのスイッチング素子をオンに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオフに制御し、第３アームのハイサイドのスイッチング素子をオフに制御し、ローサイドのスイッチング素子をオンに制御する、
    　ことを特徴とする、モータ制御方法。
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