WO2023199563A1

WO2023199563A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2023199563A1
Application number: PCT/JP2023/001075
Authority: WO
Inventors: 和明戸張; 義行田口; 裕太岩瀬
Original assignee: 株式会社日立産機システム
Priority date: 2022-04-14
Filing date: 2023-01-17
Publication date: 2023-10-19
Also published as: CN118451648A; JP2023157371A

Abstract

モータの出力周波数と出力電圧および出力電流を制御する制御部を有する電力変換装置であって、制御部は、モータの速度指令値と速度推定値の偏差から第１のトルク電流指令を演算し、モータの速度の脈動を抑制する制御モードと、モータのトルクの脈動を抑制する制御モードのいずれかに、制御モードを切り替え、第１のトルク電流指令と切り替えた制御モードから、第２のトルク電流指令を演算する電力変換装置。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関する。

　位置センサレス制御による圧縮機システムなどの負荷トルク脈動の制御としては、特許文献１に記載のように、モータ速度と速度指令との差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタにより抽出された脈動成分を用いて、速度制御の出力であるトルク電流指令を修正する技術の記載がある。

特開２００６－１９１７３７号公報

　特許文献１は、共振型フィルタと速度制御の出力を加算して、モータの速度の脈動を抑制しているが、トルクの脈動を抑制する制御については考慮していない。

　本発明の目的は、モータの速度の脈動を抑制するとともに、トルクの脈動を抑制することより、高精度で高効率な制御特性を実現する電力変換装置を提供することにある。

　本発明の好ましい一例としては、モータの出力周波数と出力電圧および出力電流を制御する制御部を有する電力変換装置であって、
前記制御部は、
前記モータの速度指令値と速度推定値の偏差から第１のトルク電流指令を演算し、
前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードと、前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードのいずれかに、制御モードを切り替え、
第１のトルク電流指令と切り替えた制御モードから、第２のトルク電流指令を演算する電力変換装置である。

　本発明によれば、モータの速度の脈動を抑制するとともに、トルクの脈動を抑制することより、高精度で高効率な制御特性を実現できる。

実施例１における電力変換装置などの構成図。実施例１におけるフィルタ演算部の構成図。実施例１における２つの抑制制御モードの周波数特性を示す図。比較例の低速域の制御特性を示す図。実施例１を用いた場合の低速域の制御特性を示す図。比較例の中高速域の制御特性を示す図。実施例１を用いた場合の中高速域の制御特性を示す図。本実施例を採用した場合の検証について説明する図。本実施例を採用した場合のｑ軸の電流波形を示す図。実施例２における電力変換装置など構成図。実施例２におけるフィルタ演算部の構成図。実施例３における電力変換装置などの構成図。実施例３のフィルタ演算部の構成図。実施例４における電力変換装置などの構成図。実施例５における電力変換装置などの構成図。

　以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。

　図１は、実施例１における電力変換装置および磁石モータの構成図を示す。本実施例の電力変換装置は、電力変換器２、直流電源３、電流検出器４、座標変換部５、速度制御演算部６、フィルタ演算部７、ベクトル制御演算部８、位相誤差推定演算部９、周波数および位相の推定演算部１０、座標変換部１１を備える。

　本実施例は、圧縮機システムをモータで駆動すると機械角度１回転で変化する負荷トルク脈動に伴い発生するモータのトルクや速度の脈動を自在に抑制する制御技術に適用できる。ただし、本実施例が適用できるシステムは、圧縮機システムに限らない。

　磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

　電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、磁石モータ１は駆動され、磁石モータ１の出力電圧と出力電流と出力周波数および出力電流は可変に制御される。

　直流電源３は、電力変換器２に直流電圧を供給する。

　電流検出器４は、磁石モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値であるi_uc、i_vc、i_wcを出力する。また、電流検出器４は、磁石モータ１の３相の内の２相、例えば、u相とw相の交流電流を検出し、v相の交流電流は、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、i_v=－(i_u＋i_w)として求めてもよい。本実施例では、電流検出器４を、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

　制御部は、以下に説明する座標変換部５、速度制御演算部６、フィルタ演算部７、ベクトル制御演算部８、位相誤差推定演算部９、周波数および位相の推定演算部１０、座標変換部１１を備える。そして、制御部は、磁石モータ１の出力電圧値と出力周波数値および出力電流を可変に制御するように電力変換器２の出力を制御する。

　制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、メモリなどの記録装置に保持するプログラムを読み出して、上記した座標変換部５などの各部の処理を実行する。

　次に、制御部の各構成要素について、説明する。

　座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相推定値θ_dcからｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcを出力する。

　速度制御演算部６は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω_dcの偏差に基づいて第１のトルク電流指令i_q0 ^*を演算して出力する。

　フィルタ演算部７は、第１のトルク電流指令i_q0 ^*と速度指令値ω_r ^*および、ラプラス演算子sの二次伝達関数フィルタに基づいて演算した第２のトルク電流指令i_q ^*を出力する。

　ベクトル制御演算部８は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、電流検出値i_dc、i_qc、速度推定値ω_dcと磁石モータ１の電気回路パラメータに基づいて演算したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を出力する。

　位相誤差推定演算部９は、制御軸であるｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、速度推定値ω_dc、電流検出値i_dc、i_qcおよび磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて、制御軸の位相θ_dcと磁石モータ１の磁石の位相θ_dとの偏差である位相誤差Δθの推定値Δθ_cを出力する。

　周波数および位相の推定演算部１０は、低速域の位相誤差の推定値Δθ_cに基づいて、速度推定値ω_dcと位相推定値θ_dcを出力する。

　座標変換部１１は、d_c軸およびq_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と、位相推定値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

　最初に、本実施例のフィルタ演算部７を用いた場合のセンサレスベクトル制御の基本動作について説明する。

　速度制御演算部６は、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が追従するよう、比例制御と積分制御により（数式１）に従い第１のq軸の電流指令i_q0 ^*を演算する。

ここで、K_spは速度制御の比例ゲイン、K_siは速度制御の積分ゲインである。

　フィルタ演算部７について説明する。図２は、フィルタ演算部７のブロックを示す。フィルタ演算部７は、ラプラス演算子ｓの二次伝達関数フィルタ７１、機械速度変換部７２、制御モード選択部７３、減衰比選択部７４を有する。第１のq軸の電流指令i_q0 ^*、磁石モータ１の機械速度である脈動成分ω_n、減衰比パラメータζ_a、ζ_bを用いて、二次伝達関数フィルタ７１は、第２のトルク電流指令i_q ^*を（数式２）に従い演算する。

　機械速度変換部７２は、磁石モータ１の極対数P_mの値であり、二次伝達関数フィルタ７１に設定する脈動成分ω_nを（数式３）に従い演算する。

　制御モード選択部７３は、速度指令ω_r ^*の大きさにより低速域と中速域および高速域を判定する。低速域と判断したときは磁石モータ１の「速度の脈動を抑制する制御モード」を、中高速域と判断したときは「トルクの脈動を抑制する制御モード」のどちらか一方を選択する。

　減衰比選択部７４は、「速度の脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、速度の脈動を抑制する制御に関する減衰比パラメータζ_a、ζ_bを設定する。また、「トルクの脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、トルクの脈動を抑制する制御に関する減衰比パラメータζ_a、ζ_bを設定する。減衰比パラメータζ_aは、二次伝達関数フィルタ７１の分子項のラプラス演算子の一次成分の係数である。減衰比パラメータζ_bは、前記二次伝達関数フィルタの分母項のラプラス演算子の一次成分の係数である。

　図３は、実施例１における２つの抑制制御モードの周波数特性を示す。「速度の脈動を抑制する制御モード」を選択する場合には、脈動成分ω_nにおいてゲインは極大となるように設定する。一方、「トルクの脈動を抑制する制御モード」を選択する場合には、脈動成分ω_nにおいてゲインは極小となるように設定する。この特性は減衰比パラメータζ_a、ζ_bの設定により得ることができる。

　ベクトル制御演算部８は、第１に永久磁石モータ１の電気回路パラメータである巻線抵抗の設定値R^*、ｄ軸インダクタンスの設定値L_d ^*、ｑ軸のインダクタンスの設定値L_q ^*、誘起電圧係数の値K_e ^*、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と速度推定値ω_dcを用いて、（数式４）に従いｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧基準値v_dc ^*、v_qc ^*を出力する。

ここで、T_acrは電流制御の応答時定数である。

　ベクトル制御演算部８は、第２に、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*に各成分の電流検出値i_dc、i_qcが追従するよう比例制御と積分制御により、（数式５）に従いｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧補正値Δv_dc、Δv_qcを演算する。

ここで、K_pdはｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_idはｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pqはｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqはｑ_c軸の電流制御の積分ゲインである。
さらに（数式６）に従い、ベクトル制御演算部８は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を演算する。

　位相誤差推定演算部９は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、電流検出値i_dc、i_qcと磁石モータ１の電気回路パラメータ (R^*、L_q ^*)に基づき、拡張誘起電圧式（数式７）に従い、位相誤差の推定値Δθ_cを演算する。

　周波数および位相の推定演算部１０は、前述の位相誤差の推定値Δθ_cが、その指令値Δθ_c ^*（＝0）に追従するよう、P（比例）+I（積分）制御により（数式８）に従い速度推定値ω_dcを、I（積分）制御により（数式９）に従い位相推定値θ_dcをそれぞれ演算する。

ここで、Kp_pllはPLL制御の比例ゲイン、Ki_pllはPLL制御の積分ゲインである。

　つぎに、本実施例が高精度で高効率な制御特性となる原理について説明する。

　図４は、低速域において、本実施例のフィルタ演算部７を用いない比較例における、負荷脈動トルクがあるときの制御特性を示す図である。脈動負荷トルクは直流成分が最大５０％、脈動成分が最大５０％の合計１００％の負荷トルクをランプ状に印加している。

　速度指令を基底速度の１０％に設定したときのシミュレーション結果である。図４において、上段は負荷脈動トルクとモータトルク、下段は速度指令とモータ速度を表示している。このとき負荷脈動トルクの最大値は６０％程度であるが、図４の時刻Aにおいてモータ速度はゼロ付近まで減速し、磁石モータ１は脱調して停止状態となってしまう。

　図５は、本実施例のフィルタ演算部７を用いて、「速度の脈動を抑制する制御モード」を選択したときの制御特性を示す。図４と同様に速度指令を基底速度の１０％に設定したときのシミュレーション結果である。

　負荷脈動トルクの最大値は時刻Bにおいて１００％まで増加しているが、速度の脈動成分ω_nに対するゲインが増大するため、モータトルクは負荷脈動トルクに追従し、速度の脈動幅をほぼゼロに低減することができるので、高精度な運転を実現できる。

　図６は、高速域において本実施例のフィルタ演算部７を用いない比較例における、負荷脈動トルクがあるときの制御特性を示す図である。速度指令を基底速度の９０％に設定したときのシミュレーション結果である。図６において、上段は負荷脈動トルクとモータトルク、下段は速度指令とモータ速度を表示している。速度が高速域になると低速域の図４のときに比べ、モータトルクの脈動は低下する。これは速度制御演算部６の制御帯域からより決まるものである。

　脈動負荷トルクの影響で、図６の時刻Cにおけるモータトルクの最大値は７２％程度である。このときモータの出力Pはモータ速度ω_rとトルクτ_mにより（数式１０）の関係で発生するため、高速域ではモータの出力Pの脈動は大きく、モータ効率は良いと言えない状態にある。

　図７は、本実施例のフィルタ演算部７を用いて、「トルクの脈動を抑制する制御モード」を選択したときの制御特性を示す図である。図６と同様に速度指令を基底速度の９０％に設定したときのシミュレーション結果である。速度の脈動成分ω_nに対するゲインを低減するため、モータトルクの最大値は５２％となり、図６に比べてトルクの脈動幅を２２％（＝７２－５０）から２％（＝５２－５０）へ大幅に低減することで、モータの出力Pの脈動は小さくなり、高効率な運転を実現できる。

　低速域は「速度の脈動を抑制する制御モード」、高速域は「トルクの脈動を制御する制御モード」を選択することで、本発明の効果が明白であることがわかる。

　本実施例は、例として速度指令ω_r ^*の大きさが基底速度の１０％と９０％ときの制御特性を表示したが、磁石モータ１が負荷脈動トルクにより脱調する範囲を低速域、それ以上を中高速域としてもよい。さらに速度指令の大きさにより低速域と中高速を一義的に決めてもよい。また速度指令ω_r ^*の大きさに応じて前記の減衰比パラメータζ_a, ζ_bを変更すると、モータ速度ω_rとモータトルクt_mの脈動幅を意図的に制御することができる。

　ここで、図８を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。磁石モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、磁石モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

　ベクトル電圧・電流成分の計算部２４には、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc、v_qc、ベクトル電流成分のi_dc、i_qcと、位置θを微分した速度検出値ω_rcを演算する。

　電力変換器２のコントローラに与える速度指令ω_r ^*を低速域に設定し、磁石モータ１が内蔵された圧縮機を駆動する。

　図９は、本実施例を採用した場合のｑ軸の電流波形を示す図である。図９の左図に、低速域におけるベクトル電流成分i_qcの波形を示す。低速域のベクトル電流成分i_qcは負荷脈動トルクに比例するため、ベクトル電流成分i_qcはほぼゼロまで低下する波形となる。

　つぎに電力変換器２のコントローラに与える速度指令ω_r ^*を中高速域に設定し、磁石モータ１が内蔵された圧縮機を駆動する。図９の右図に,中高速域におけるベクトル電流成分i_qcの波形を示す。高速域のベクトル電流成分i_qcは負荷脈動トルクとは無関係となるため、i_qcはほぼ直流成分になり、脈動成分は直流成分の１０％以下となる。

　速度指令の大きさを基底速度の１０％毎に設定し、同様な試験をすれば、「速度の脈動を抑制する制御モード」、「トルクの脈動を抑制する制御モード」、二次伝達関数フィルタ７１の機能をＯＦＦにしたときなどの制御モードの状態が明白となる。上記はベクトル電流成分i_qcの波形を観測したが、速度検出値ω_rcの波形を観測してよい。

　図１０は、実施例２における電力変換装置および磁石モータの構成図である。実施例１では、フィルタ演算部７の二次伝達関数フィルタ７１に設定する減衰比パラメータζ_a、ζ_bを、速度指令を用いて低速域は「速度の脈動を抑制する制御モード」と中高速域は「トルクの脈動を抑制する制御モード」に切替える構成とした。

　本実施例では、フィルタ演算部７ａに２つの二次伝達関数フィルタ７ａ１、７ａ５を用意し、それぞれを低速域と中高速域で切替える構成である。

　図１０における磁石モータ１～速度制御演算部６、ベクトル制御演算部８～座標変換部１１は、図１における同じ符号の構成要素と同一である。

　図１１は、実施例２におけるフィルタ演算部７ａのブロックを示す。フィルタ演算部７ａでは、第１のq軸の電流指令i_q0 ^*、脈動成分ω_n、「速度の脈動を抑制する制御モード」の減衰比パラメータζ_a1、ζ_b1を用いて、ラプラス演算子ｓの二次伝達関数フィルタ７ａ１は、第２のトルク電流指令i_q1 ^*を（数式１１）に従い演算する。

　さらに、第１のq軸の電流指令i_q0 ^*、脈動成分ω_n、「トルクの脈動を抑制する制御モード」の減衰比パラメータζ_a2、ζ_b2を用いて、二次伝達関数フィルタ７ａ５は、第２のトルク電流指令i_q2 ^*を（数式１２）に従い演算する。

　機械速度変換部７ａ２は、磁石モータ１の極対数P_mの値であり、二次伝達関数フィルタ７ａ１、７ａ５に設定する脈動成分ω_nを、上述の（数式３）に従い演算する。

　制御モード選択部７ａ３は、速度指令値ω_r ^*の大きさにより低速域と中高速域を判定する。低速域と判断したときは「速度の脈動を抑制する制御モード」を、中高速域と判断したときは「トルクの脈動を抑制する制御モード」をそれぞれ選択する。

　フィルタ切替え部７ａ４は、制御モード選択部７ａ３において、「速度の脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、二次伝達関数フィルタ７ａ１の出力であるi_q1 ^*を、ｑ軸の電流指令i_q ^*として出力する。制御モード選択部７ａ３において、「トルクの脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、二次伝達関数フィルタ７ａ５の出力であるi_q2 ^*を、フィルタ切替え部７ａ４は、ｑ軸の電流指令i_q ^*として出力する。

　二次伝達関数フィルタを２つ準備して、低速域と中高速域で切替える本実施例を用いても実施例１と同様に、高精度で高効率な制御特性を実現することができる。

　図１２は、実施例３における電力変換装置および磁石モータの構成図である。実施例１では、フィルタ演算部７の二次伝達関数フィルタ７１に設定する減衰比パラメータζ_a、ζ_bを、速度指令を用いて低速域の「速度の脈動を抑制する制御モード」と高速域の「トルクの脈動を抑制する制御モード」で切替える構成とした。

　本実施例では、電力値を用いて、低電力域は「速度の脈動を抑制する制御モード」、中高電力域は「トルクの脈動を抑制する制御モード」で切替える構成である。図１２における磁石モータ１～速度制御演算部６、位相誤差推定演算部９～座標変換部１１は、図１の同じ符号の構成要素と同一である。

　ベクトル制御演算部８ａは、（数式４）から（数式６）の演算の他に、磁石モータ１の電力の内積である有効電力Ｐaを（数式１３）に従い演算する。

　図１３は、実施例３のフィルタ演算部７ｂのブロックを示す。ここで、二次伝達関数フィルタ７ｂ１、機械速度変換部７ｂ２、減衰比選択部７ｂ４は、図２に示す二次伝達関数フィルタ７１、機械速度変換部７２、減衰比選択部７４と同一であり、この説明は省略する。

　制御モード選択部７ｂ３は、「速度の脈動を抑制する制御モード」と「トルクの脈動を抑制する制御モード」とを切替えるための境界の電力値が設定されている。制御モード選択部７ｂ３は、有効電力Ｐaの大きさにより、低電力域と中高電力域を判定する。低電力域と判断したときは「速度の脈動を抑制する制御モード」を、中高電力域と判断したときは「トルクの脈動を抑制する制御モード」を選択する。

　減衰比選択部７ｂ４は、「速度の脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、速度の脈動を抑制する制御に関する減衰比パラメータζ_a、ζ_bを設定する。「トルクの脈動を抑制する制御モード」が選択されたときは、トルクの脈動を抑制する制御に関する減衰比パラメータζ_a、ζ_b、を設定して、ｑ軸の電流指令i_q ^*を演算する。

　低電力域と中高電力域で切替える本実施例を用いても、実施例１と同様に高精度で高効率な制御特性を実現することができる。

　ここでは、フィルタ演算部７ｂの二次伝達関数フィルタ７ｂ１において、低電力域と中高電力域で減衰比パラメータζ_a、ζ_bを切替えた例を示した。これに限らず、実施例２と同様に、二次伝達関数フィルタを２つ装備し、それぞれを低電力域用と中高電力域用に切り替えるようにしてもよい。

　図１４は、実施例４における電力変換装置および磁石モ－タの構成図である。実施例１から実施例３では、電力変換装置のコントローラ（マイクロコンピユータなど）にフィルタ演算部の減衰比パラメータζ_a、ζ_bや、「速度の脈動を抑制する制御モード」および「トルクの脈動を抑制する制御モード」を切替えるための速度ω_chg、、または「速度の脈動を抑制する制御モード」および「トルクの脈動を抑制する制御モード」を切替えるための電力値を設定する。

　本実施例では、制御の状態量を上位のＩＯＴ（Internet of Things）コントローラ１２にフィードバックし、機械学習した上述の減衰比パラメータζ_a、ζ_bおよび切替え速度ω_chgなどの制御モードを切り替える値を、コントローラに再設定する構成である。

　図１４における磁石モータ１～座標変換部１１は、図１の同じ符号の構成要素と同一である。ＩＯＴコントローラ１２は、電圧指令値および電流検出値、位相誤差および速度の推定値といった制御の状態量を機械学習し、減衰比パラメータζ_a、ζ_bおよび切替え速度ω_chgを算出する。

　ここでは、ＩＯＴコントローラ１２は、電力変換装置の外部に設けた場合で説明したが、ＩＯＴコントローラ１２が電力変換装置の内部の制御部として組み込まれていてもかまわない。

　本実施例を用いても、実施例１と同様に、また調整レスでより高精度で高効率な制御特性を実現することができる。

　図１５は、実施例５における電力変換装置および磁石モータの構成図である。本実施例は、磁石モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図１５において、構成要素の磁石モータ１、座標変換部５～座標変換部１１は、図１の同じ符号の構成要素と同じである。

　図１５の磁石モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。本実施例における電力変換装置２０は、図１の座標変換部５～座標変換部１１がソフトウェア２０ａ、図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４がハードウェアとして実装されている。またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの「低速域/中高速域の切替速度２６であるω_chg」、「低速域/中高速域の減衰比パラメータであるζ_a _、 ζ_b」などの制御モードを切り替える値を設定・変更することができる。

　ここでは、「低速域/中高速域の切替速度２６であるω_chg」を例にして説明したが、実施例３のように、「速度の脈動を抑制する制御モード」および「トルクの脈動を抑制する制御モード」を切替えるための電力値を外部機器から設定するようにしてもよい。

　本実施例を磁石モータで駆動する圧縮機システムに適用すれば、位置センサレスベクトル制御においても、高精度で高効率な制御特性を実現することができる。また「低速域/中高速域の切替速度２６であるω_chg」、「低速域/中高速域の減衰比パラメータであるζ_a , ζ_b」は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、ＩＯＴコントローラなどのフィールドバス上に設定してもよい。

　さらに本実施例では、実施例１を用いて説明してあるが、実施例２から実施例４を用いてもよい。

　実施例１から実施例５においては、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから電圧修正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数式６）に示す演算を行ったが、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcからベクトル制御演算に使用する（数式１４）に示す中間的な電流指令値i_d ^**、i_q ^**を作成し、速度推定値ω_dcおよび磁石モータ1の電気回路パラメータを用いて（数式１５）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、K_pd1はｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_id1はｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq1はｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq1はｑ_c軸の電流制御の積分ゲイン、T_dはｄ軸の電気時定数(L_d/R^*)、T_qはｑ軸の電気時定数(L_q/R^*)である。

　あるいは、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用するｄ_c軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{d_p} ^*、ｄ_c軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{d_i} ^*、ｑ_c軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{q_p} ^*、ｑ_c軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{q_i} ^* を（数式１６）により作成し、速度推定値ω_dcおよび磁石モータ1の電気回路パラメータを用いた（数式１７）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、K_pd2はｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_id2はｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq2はｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq2はｑ_c軸の電流制御の積分ゲインである。

　またｄ_c軸の電流指令値i_d ^*およびｑ_c軸の電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctd、速度推定値ω_dcと、磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて（数式１８）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

　なお、実施例１から実施例５において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

　実施例１から実施例５において、モータは、磁石モータを例にして説明したが、誘導モータに置き換えても、同様な効果を得ることができる。

１…磁石モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…速度制御演算部、７…フィルタ演算部、８…ベクトル制御演算部、９…位相誤差推定演算部、１０…周波数および位相の推定演算部、１１…座標変換部、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフトウェア、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電圧検出器、２２…電流検出器、２３…エンコーダ、２４…ベクトル電流成分の計算部、２５…各部電流波形の観測部、２６…低速域/中高速域の切替速度、２７…低速域/中高速域に設定する減衰比パラメータ、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、３０…スマートフォン、i_d ^*…ｄ軸の電流指令値、i_q ^*…ｑ軸電流の指令値、ω_dc…速度推定値、ω_n…機械角速度、ω_r…磁石モータの速度、v_dc ^*、 v_dc ^**、v_dc ^**、v_dc ^***、v_dc ^****、v_dc ^*****…ｄ軸の電圧指令値、v_qc ^*、 v_qc ^**、v_qc ^***、v_qc ^****、v_qc ^*****…ｑ軸の電圧指令値、P…電力値、Pa…有効電力値、Δθ_c…位相誤差の推定値、ζ_a、ζ_b…減衰比パラメータ

Claims

モータの出力周波数と出力電圧および出力電流を制御する制御部を有する電力変換装置であって、
前記制御部は、
前記モータの速度指令値と速度推定値の偏差から第１のトルク電流指令を演算し、
前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードと、前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードのいずれかに、制御モードを切り替え、
第１のトルク電流指令と切り替えた制御モードから、第２のトルク電流指令を演算する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの前記速度指令値から、二次伝達関数フィルタに設定するパラメータを変更し、
前記制御モードを切り替える電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの電力値を演算し、
前記モータの前記電力値から、二次伝達関数フィルタに設定するパラメータを変更し、
前記制御モードを切り替える電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードに対応した第１の二次伝達関数フィルタと、
前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードに対応した第２の二次伝達関数フィルタとを有し、
前記モータの前記速度指令値から、第１の二次伝達関数フィルタもしくは第２の二次伝達関数フィルタのいずれかを選択する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードに対応した第１の二次伝達関数フィルタと、
前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードに対応した第２の二次伝達関数フィルタとを有し、
前記モータの電力値を演算し、
前記モータの前記電力値から、第１の二次伝達関数フィルタもしくは第２の二次伝達関数フィルタのいずれかを選択する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの速度が、低速域の場合には、前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードにし、
前記モータの速度が、中高速域の場合には、前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードにする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記モータの電力値を演算し、
前記電力値が、低電力域の場合には、前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードにし、
前記電力値が、中高電力域の場合には、前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードにする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
二次伝達関数フィルタに設定する減衰比パラメータを変更することで、前記制御モードを切り替える電力変換装置。
請求項８に記載の電力変換装置において、
前記減衰比パラメータは、第１の減衰比パラメータと、第２の減衰比パラメータとからなる電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
外部の機器から、
前記制御モードを切替える値の設定をする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
電圧指令値および電流検出値、位相誤差および速度の推定値を、学習することで、前記制御部は、前記制御モードを切り替える値の設定をする電力変換装置。
請求項９に記載の電力変換装置において、
第１の減衰比パラメータは、前記二次伝達関数フィルタの分子項のラプラス演算子の一次成分の係数であり、
第２の減衰比パラメータは、前記二次伝達関数フィルタの分母項のラプラス演算子の一次成分の係数であり、
前記制御部は、
前記モータの速度の脈動を抑制する制御モードを選択した場合には、前記モータの速度の脈動を抑制する第１の減衰比パラメータおよび第２の減衰比パラメータに変更し、
前記モータのトルクの脈動を抑制する制御モードを選択した場合には、前記モータのトルクの脈動を抑制する第１の減衰比パラメータおよび第２の減衰比パラメータに変更する電力変換装置。