WO2023127595A1 - アンテナおよび回路基板 - Google Patents

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WO2023127595A1
WO2023127595A1 PCT/JP2022/046847 JP2022046847W WO2023127595A1 WO 2023127595 A1 WO2023127595 A1 WO 2023127595A1 JP 2022046847 W JP2022046847 W JP 2022046847W WO 2023127595 A1 WO2023127595 A1 WO 2023127595A1
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WO
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phase
degrees
input signal
antenna
shifted
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PCT/JP2022/046847
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English (en)
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Inventor
浩年 水野
和博 小和板
Original Assignee
株式会社ヨコオ
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart

Definitions

  • the present invention relates to antennas that can be mounted on vehicles, robots, and moving bodies such as drones that are desired to be small and lightweight. More particularly, the present invention relates to a technology for aligning the phases when integrating the phase differences of a plurality of signals input from antenna elements with different phase differences, for example, with the phase differences approaching zero.
  • a four-point feeding antenna is used as an antenna for satellite broadcasting.
  • a four-point feed antenna is a type of right-handed or left-handed circularly polarized antenna, and when receiving, phase-shifting and combining four received signals each having a phase difference of 90 degrees from adjacent signals.
  • a combined signal is input to the receiving circuit after being converted to be in-phase.
  • the flow is the reverse of that during reception, except that combining replaces division. That is, one signal is distributed to a plurality of paths, phase shifting is performed in each path to generate four transmission signals having a phase difference of 90 degrees from adjacent signals, and these transmission signals are fed to a four-point feeding antenna. feed each feed point.
  • a feeding circuit for a four-point feeding circularly polarized antenna disclosed in Patent Document 1 is known as a feeding circuit.
  • This feeding circuit has a first feeding circuit, a second feeding circuit, and a 180-degree combining/dividing section.
  • the first feeding circuit distributes the transmission signal to two paths with the same phase and amplitude.
  • signals having a phase difference of 90 degrees for feeding two of the four feeding points of the two distributed paths and the circularly polarized antenna are respectively output.
  • the second feeding circuit also outputs signals with a phase difference of 90 degrees for feeding transmission signals to the remaining two feeding points of the four feeding points of the circularly polarized antenna.
  • the 180-degree synthesizing/dividing section outputs signals with a phase difference of 180 degrees to two paths.
  • Patent Document 2 discloses an antenna system for polarized signal reception. This antenna system differs from that of US Pat. No. 5,300,000 in that it has a dual microstrip patch stack structure, each provided with four feed pins. However, the configuration of the circuit that performs the phase shift in the antenna system will be substantially the same.
  • the circuit that performs this phase shift comprises a combining bridge 21 .
  • the combining bridge 21 combines the signals S11, S12, S13, S14 received, for example, at the four feeding points of the radiating element 11 according to 90-degree phase steps and -90-degree phase steps, respectively, to produce a right-handed circularly polarized signal S21 and a left-hand circularly polarized wave signal S22 are output.
  • the output of this multiplexing bridge 21 is input to low noise amplifiers 31-34.
  • JP 2021-111813 A Chinese Patent Application Publication No. 110994199
  • the power supply circuit and the phase shift circuit (hereinafter referred to as "power supply circuit etc.") in Patent Documents 1 and 2 shift the phase of one of the two signals by -90 degrees and the other of the two signals by +90 degrees. They are distributed with a phase difference of 180 degrees, or synthesized with a phase difference of 0 degrees.
  • the loss of power passing through the signal increases as the amount of phase shift increases.
  • one of two target signals has a phase shift amount of 0 degrees and the other signal has a phase shift amount of 180 degrees, and these signals are synthesized. In this case, there is little amplitude attenuation for the signal with the phase shift amount of 0 because there is no passing power loss.
  • L1 band (1560 MHz to 1605 MHz), L2 band (1197 MHz to 1260 MHz), and L5 band (1150 MHz to 1210 MHz) are used as frequency bands for GNSS (Global Navigation Satellite System).
  • GNSS Global Navigation Satellite System
  • the circuits disclosed in Patent Documents 1 and 2 are sufficient.
  • the L1 band on the high side or the L5 band on the low side Alternatively, the gain of one of the L2 bands must be sacrificed.
  • Such a problem occurs not only when combining multiple signals received by an antenna element for circular polarization, but also when distributing a signal when feeding a transmission signal to an antenna element for circular polarization. occurs in
  • An example of the object of the present invention is to provide a phase shift technique capable of suppressing loss of passing power over a wide frequency band when phase shifting a signal input from an antenna element.
  • One aspect of the present invention includes an antenna element, and a circuit board that converts a plurality of input signals input from the antenna with a predetermined phase difference so that they have the same phase and outputs them as one signal, and the circuit
  • the substrate has a phase circuit unit that phase-shifts each of the plurality of input signals in a direction opposite to that of an adjacent input signal and combines the plurality of phase-shifted input signals, the phase circuit unit comprising:
  • the antenna comprises a cascaded phase shifter in which a plurality of single phase shifters each providing a predetermined amount of phase shift are connected in series.
  • Another aspect of the present invention is a circuit board that converts four input signals input from antenna elements with mutually different phase differences so that they have the same phase and outputs them as one signal, wherein: a first phase circuit unit for phase-shifting each input signal in the opposite direction to each adjacent input signal and for synthesizing two of each of the four phase-shifted input signals to output two first synthesized signals; a second phase circuit unit for phase-shifting each of the two first synthesized signals in opposite shift directions, and synthesizing the two phase-shifted first synthesized signals to output the one signal; wherein at least one of the first phase circuit section and the second phase circuit section includes a cascaded phase shifter in which a plurality of single phase shifters each performing a predetermined amount of phase shift are connected in series It is a circuit board constructed.
  • phase shift for the input signal is shared and gradually performed. Therefore, compared to the case where one single phase shifter shifts the same amount of phase, the loss of signal passing power can be suppressed over a wide frequency band.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the component structure of the antenna according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a diagram showing a structural example of a patch electrode
  • FIG. 4 is a perspective view showing a state in which a power feeding circuit is provided on the back surface of a circuit board
  • FIG. 2 is an exemplary diagram of a circuit configuration of a power supply circuit
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a cascaded PS with a two-stage connection
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a cascade PS with three-stage connection
  • FIG. 3 is an exemplary diagram of circuit configurations of a ⁇ -type 1-stage PS, a ⁇ -type 2-stage PS, and a ⁇ -type 3-stage PS when performing a phase shift of ⁇ 90 degrees
  • FIG. 11 is an exemplary diagram of the circuit configuration of a T-type 1-stage PS, a T-type 2-stage PS, and a T-type 3-stage PS when performing a phase shift of ⁇ 90 degrees
  • FIG. 11 is an exemplary diagram of circuit configurations of a ⁇ -type 1-stage PS, a ⁇ -type 2-stage PS, and a ⁇ -type 3-stage PS when a phase shift of +90 degrees is performed;
  • FIG. 10 is an exemplary diagram of the circuit configuration of a T-type 1-stage PS, a T-type 2-stage PS, and a T-type 3-stage PS when performing a phase shift of +90 degrees;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the design value and the reactance of the substrate stripline in the examples of the ⁇ 90° ⁇ -type two-stage cascade PS and the +90° ⁇ -type two-stage cascade PS.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example in which an adjusting reactance is connected to a substrate stripline;
  • FIG. 4 is a characteristic diagram of loss of passing power by phase shift amount of a -90-degree ⁇ -type single-stage PS.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of a ⁇ 90-degree T-type single-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of the loss of passing power for each phase shift amount of the +90-degree ⁇ -type single-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of +90-degree T-type single-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of the -90-degree ⁇ -type two-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power by phase shift amount of a ⁇ 90 degree T-type two-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power by phase shift amount of a ⁇ 90 degree T-type two-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of +90-degree ⁇ -type two-stage PS;
  • FIG. 4 is a characteristic diagram of loss of passing power by phase shift amount of the +90-degree T-type two-stage PS;
  • FIG. 10 is a characteristic comparison diagram of loss of passing power by the number of stages of ⁇ 90-degree ⁇ -type PS.
  • FIG. 3 is a characteristic comparison diagram of passing power loss for each stage number of -90-degree T-type PS.
  • FIG. 4 is a characteristic comparison diagram of passing power loss for each stage number of +90-degree ⁇ -type PS.
  • FIG. 3 is a characteristic comparison diagram of the loss of passing power by the number of stages of the +90-degree T-type PS.
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a power supply circuit with the second COM omitted;
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a power supply circuit with the first COM omitted;
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a power supply circuit with the first COM and the second COM omitted;
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a power supply circuit with the first COM and the second COM omitted;
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a power supply circuit in which the first-stage single PS is replaced with a cascade PS;
  • FIG. 3 is a characteristic diagram of loss of power passing through a feeding circuit with all COMs;
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of loss of power passing through a power supply circuit in which the second COM is omitted;
  • FIG. 4 is a characteristic diagram of loss of power passing through a power supply circuit in which the first COM is omitted;
  • FIG. 4 is a characteristic diagram of passing power loss in a feeder circuit with all COMs omitted;
  • FIG. 4 is an exemplary diagram of a three-dimensional antenna element;
  • FIG. 5 is a side cross-sectional view showing a structural example of an antenna according to the second embodiment;
  • FIG. 11 is a side cross-sectional view showing a structural example of an antenna according to a third embodiment;
  • FIG. 11 is a side cross-sectional view showing a structural example of an antenna according to a fourth embodiment;
  • FIG. 1 is an exploded view of the antenna 1.
  • the antenna 1 is configured by housing a GNSS board assembly 12 in an antenna case 10 that is hermetically and watertightly sealed with a packing 11 .
  • the antenna case 10 is a radio-wave-transmitting housing composed of a top cover 10a and a base cover 10b.
  • the top cover 10a is a bottomed cylindrical hard resin box, such as a plastic box, which has slightly rounded side portions, a substantially square opening, and a substantially square upper base. The four corners are equally notched. In addition, screw holes corresponding to the screws 101 are formed in the inner ends of the respective corners.
  • the base cover 10b is an annular body with a substantially square outer shape, and has four corners formed with projections 111 which are used for positioning with the top cover 10a and have holes through which the screws 101 pass. .
  • the protrusions 111 are shaped and sized to seal the four corners of the top cover 10a when the base cover 10b is covered with the top cover 10a.
  • Ribs 112 for supporting the GNSS board assembly 12 are formed inside four sides between the corners of the base cover 10b, and a cable guide 113 having a recess is formed on one side.
  • the recess of the cable guide 113 is formed with a diameter equal to or less than the outer diameter of the power supply cable 124, which will be described later. That is, it is molded so as to push and hold the power supply cable 124 .
  • the GNSS board assembly 12 includes a circuit board 121 made of a thin insulating plate having front and back surfaces, a dielectric 122 placed substantially in the center of the surface of the circuit board 121, and an antenna element attached to the surface of the dielectric 122. and an example patch electrode 123 . Furthermore, the GNSS board assembly 12 includes a power supply cable 124 and a packing 11 made of a soft insulator such as rubber or silicon.
  • a power supply circuit 20 is provided on the back surface of the circuit board 121 .
  • One end of the feeder cable 124 is conductively connected to the output terminal of the feeder circuit 20 , and the other end is supported by the cable guide 113 of the base cover 10 b and exposed to the outside of the antenna case 10 .
  • One end of the power supply cable 124 is kept airtight and watertight by the packing 11 .
  • the GNSS board assembly 12 is not limited to this shape.
  • the mounting tape 13 has four corners cut inward in an arc shape for passing the screws 101 through the holes of the protrusions 111 of the base cover 10b. Also, the mounting tape 13 is attached to the back surface of the base cover 10b.
  • a shield cover is provided on the back side of the circuit board 121 so as to cover all or part of the power supply circuit 20 .
  • the patch electrode 123 may be a metal plate having a predetermined shape, such as a square shape, substantially parallel to the ground conductor (eg, vehicle roof).
  • the patch electrode 123 can be attached slightly inward from the perimeter of the surface of the dielectric 122 .
  • a structural example of the patch electrode 123 is shown in FIG. In the example of FIG. 2, the patch electrode 123 is formed with four power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 at equidistant, equidistant, and point-symmetrical positions from the center point. These four power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 correspond one-to-one with four board terminal portions of the circuit board 121, which will be described later.
  • the distance between the center point of the patch electrode 123 and the positions of the power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 is set to a distance that can match the impedance of the patch electrode 123 (for example, 50 ohms) in the frequency band used, for example. be done.
  • the patch electrode 123 has four slots SL1, SL2, SL3, and SL4 formed along each side of the square inside the periphery thereof and outside the power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14. ing.
  • a "slot" is a cut-out portion of a metal plate.
  • the slots SL1, SL2, SL3, and SL4 are located line-symmetrically with respect to the axis of symmetry passing through the center point of the patch electrode 123 and point-symmetrically with respect to the center point.
  • Meandering portions SL1m, SL2m, SL3m, and SL4m are formed at substantially intermediate positions of straight portions parallel to each side of the four slots SL1, SL2, SL3, and SL4.
  • the power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 are formed substantially at the central portions of the nearest meander portions SL1m, SL2m, SL3m, and SL4m.
  • the meander portions SL1m, SL2m, SL3m, and SL4m are formed to increase the electrical length and lower the transmission/reception frequency than when these meander portions are not provided.
  • the four power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 are equidistant from the center point of the patch electrode 123, one each.
  • the power supply phase (the phase during power supply, hereinafter the same) at each of the power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 is different from the power supply phases of the other adjacent power supply terminal portions p11, p12, p13, and p14 by 90 degrees. . Therefore, the patch electrode 123 performs antenna operation and slot operation.
  • Antenna operation is an operation of transmitting and receiving radio waves having a frequency that satisfies resonance conditions due to the length of one side and the dielectric constant of the dielectric 122 .
  • the slot operation is an operation of transmitting/receiving radio waves of frequencies satisfying resonance conditions in consideration of the electrical lengths of the slots SL1, SL2, SL3 and SL4 and the meander portions SL1m, SL2m, SL3m and SL4m.
  • the frequency that satisfies the resonance condition is the frequency at which the electrical length determined by the length of one side of the patch electrode 123 and the dielectric constant of the dielectric 122 is approximately 1/2 wavelength (and an integer multiple thereof) in antenna operation.
  • the electrical length determined from the total length of the meander portions SL1m, SL2m, SL3m, SL4m and the slots SL1, SL2, SL3, SL4 and the dielectric constant of the dielectric 122 is approximately 1/2 wavelength (and an integral multiple thereof). is the frequency.
  • the total length of the meander portions SL1m, SL2m, SL3m, SL4m and the slots SL1, SL2, SL3, SL4 is, for example, the edge length from one end to the other end of the slot and the edge length from one end to the other end of the meander portion. is.
  • the radio wave received by the patch electrode 123 is a circularly polarized wave.
  • the wave is right-handed circularly polarized wave, and when it increases in the counterclockwise direction, the wave is left-handed circularly polarized wave. That is, according to the first embodiment, it becomes easy to realize reception of circularly polarized waves in two GNSS frequency bands (for example, L1 band and L5 band, or L1 band and L2 band) with one antenna 1. .
  • slots with meander portions are provided along each side of the square of the patch electrode 123 .
  • the slot may have any shape (for example, a shape without a meandering portion). ) or anywhere (eg, along each corner of the square of the patch electrode).
  • FIG. 3 is a perspective view showing a state in which the power supply circuit 20 is provided on the back surface of the circuit board 121.
  • the feeder circuit 20 can be composed of a distributed constant line (conductor pattern group) printed on the back surface of the circuit board 121 and a lumped constant circuit including passive elements.
  • the feeder circuit 20 may be configured entirely of distributed constant lines.
  • FIG. 5 shows the signal states when the feeder circuit 20 is configured as shown in FIG.
  • the feeding circuit 20 has four substrate terminal portions p21, p22, p23, p24, a first phase circuit portion 200A, a second phase circuit portion 200B, and one output terminal s31.
  • the substrate terminal portions p21, p22, p23 and p24 are conductively connected to the four power supply terminal portions p11, p12, p13 and p14 formed on the patch electrode 123 one-to-one by conductive pins or the like.
  • the output terminal s31 is connected to an amplifier (AMP) in the circuit board 121 and then conductively connected to an external device via the power supply cable 124 described above.
  • AMP amplifier
  • a first input signal s1 serving as a reference phase is input from the power supply terminal portion p11 to the substrate terminal portion p21.
  • the reference phase is a phase angle that is the starting point of the phase difference with respect to the other first input signals s2 to s4, and may be 0 degrees or may be other than 0 degrees.
  • a second input signal s2 whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the first input signal s1 is input to the substrate terminal portion p22 from the power supply terminal portion p12.
  • a third input signal s3 whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the second input signal s2 is input from the power supply terminal p13 to the substrate terminal p23.
  • a third input signal s3 whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the third input signal s3 is input from the power supply terminal p14 to the substrate terminal p24.
  • the phase difference of the second input signal s2 is -90 degrees
  • the phase difference of the third input signal s3 is -180 degrees
  • the phase difference of the third input signal s3 is -180 degrees.
  • the phase difference between the four input signals is -270 degrees.
  • the illustrated example is an example of a right-handed circularly polarized signal, and in the case of a left-handed circularly polarized signal, the phase difference "s1-90 degrees" of the second input signal s2 is "s1+90 degrees”.
  • the input signals s1 to s4 of adjacent feeding points have a phase difference of 90 degrees with respect to the input signals of adjacent feeding points.
  • the first phase circuit section 200A has MCs (abbreviation of matching circuits, hereinafter the same) 211, 212, 213, 214 corresponding to the substrate terminal sections p21 to p24 one-to-one.
  • MCs 211 to 214 are circuits that perform impedance matching between the patch electrode 123 and the feeder circuit 20 . These four circuits can be implemented by lumped constant circuits, distributed constant circuits, or a combination of these, all with the same shape/area conductor patterns and layout relationships.
  • the MC 211 is connected to a first single PS (single PS is a single-type phase shifter or phase shift circuit, hereinafter the same) 221 that performs A-degree phase shift on the first input signal s1.
  • a second single PS 222 that performs a phase shift of B degrees with respect to the second input signal s2.
  • a third single PS 223 is connected to the MC 213 to perform a phase shift of C degrees with respect to the third input signal s3.
  • Connected to MC 214 is a fourth single PS 224 that phase-shifts the fourth input signal s4 by D degrees.
  • MC211 to 214 can be omitted as appropriate. By omitting the MCs 211 to 214, the configuration of the feeding circuit 20 is simplified, and the size of the circuit board 121 can be reduced, and thus the size and weight of the antenna 1 can be reduced.
  • the two signals sf11 and sf12 that are phase-shifted so that the phase difference is 0 degrees are combined in a first COM (COM is a combiner, hereinafter the same) 231 to form one first combined signal m11 into a first cascade PS (
  • the cascaded PS is input to a cascaded phase shifter or phase shift circuit (hereinafter the same) 241 .
  • the other two signals sf13 and sf14 phase-shifted so that the phase difference is 0 degrees are synthesized by the first COM 232, which is another synthesizing unit, and input to the second cascade PS 242 as one first synthesized signal m12. be done.
  • the first cascade PS 241 serially connects a plurality of single PSs that are phase-shifted by a predetermined amount, performs a phase shift of E degrees in total on the first synthesized signal m11, and outputs a signal sf21.
  • the second cascaded PS 242 includes a plurality of single PSs that are phase-shifted by a predetermined amount and connected in series to perform a phase shift of F degrees in total on the first synthesized signal m12, which is another synthesized signal. , and outputs a signal sf22.
  • the two signals sf21 and sf22 phase-shifted in this manner are combined by the second COM 251 and output as one second combined signal m21 from the output terminal s31 toward the subsequent AMP or the like.
  • phase shift amounts of A degree and B degree, C degree and D degree, and E degree and F degree are opposite in shift direction (polarity notation) between one and the other. It is assumed that each of the single PSs 221 to 224 and each of the cascaded PSs 241 and 242 are configured by connecting ideal elements with transmission lines that can ignore phase changes during transmission. Design values (ideal values) in one aspect of this assumption are +45 for A and C, -45 for B and D, +90 for E, and -90 for F. In this case, the phase difference between E degrees and F degrees is 180 degrees.
  • Each cascaded PS 241, 242 is constructed by serially connecting a plurality of single PSs each having a predetermined amount of phase shift.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram of a two-stage connected cascade PS
  • FIG. 7 is an exemplary diagram of a three-stage connected cascade PS.
  • the same parts and signals as those in FIGS. 4 and 5 are given the same reference numerals.
  • the first cascade PS 241 is configured by connecting in series a first-stage single PS 611 with a phase shift amount of N degrees and a second-stage single PS 612 with a phase shift amount of M degrees.
  • the second cascade PS 242 is configured by connecting in series a first-stage single PS 621 with a phase shift amount of P degrees and a next-stage single PS 622 with a phase shift amount of Q degrees.
  • the first cascade PS 241 connects in series a first-stage single PS 711 with a phase shift amount of X degrees, a second-stage single PS 712 with a phase shift amount of Y degrees, and a three-stage single PS 713 with a phase shift amount of Z degrees. It consists of The second cascade PS 242 is configured by connecting in series a first-stage single PS 721 with a phase shift amount of U degrees, a second-stage single PS 722 with a phase shift amount of V degrees, and a three-stage single PS 723 with a phase shift amount of W degrees.
  • X, Y, Z, U, V, and W are as follows.
  • Each of the cascaded PSs 241 and 242 can be composed of a ⁇ -type circuit or a T-type circuit whose cutoff frequency (cutoff frequency) is set to a frequency near the band edge of the GNSS frequency band.
  • a ⁇ -type circuit and a T-type circuit are known circuit configurations in which an inductor and a capacitor are combined in a ⁇ -type or T-type.
  • a plurality of single PSs 611, 612, 621, 622, 711 to 713, 721 to 723 may all be composed of ⁇ -type circuits or T-type circuits, or both may be combined.
  • phase shift amount E degree is +90 degrees
  • phase shift amount F degree is ⁇ 90 degrees
  • the characteristics of the loss of passing power when the phase of the signal is shifted by a single PS configured with a ⁇ -type circuit may be referred to as a “ ⁇ -type one-stage”
  • a single PS configured with a T-type circuit may be referred to as a “T-type one-stage”.
  • a cascade PS composed of two ⁇ -type circuits connected in series is called a “ ⁇ -type 2-stage”, and a cascade PS composed of three ⁇ -type circuits connected in series is called a “ ⁇ -type 3-stage”.
  • a cascade PS composed of two T-shaped circuits connected in series is sometimes called a "T-shaped 2-stage”
  • a cascaded PS composed of three T-shaped circuits connected in series is sometimes called a "T-shaped 3-stage”.
  • FIG. 8 is a circuit configuration example of a ⁇ -type 1-stage PS, a ⁇ -type 2-stage PS, and a ⁇ -type 3-stage PS when performing a phase shift of ⁇ 90 degrees.
  • an inductor L 101 is connected between one ends of two capacitors C 101 and C 102 whose other ends are grounded.
  • an inductor L 201 is connected between one ends of two capacitors C 201 and C 202 whose other ends are grounded.
  • an inductor L 202 is connected between one ends of two capacitors C 202 and C 203 whose other ends are grounded.
  • the middle capacitor C 202 is obtained by reducing the number of elements by combining two capacitors that are parallel when connected in series into one.
  • an inductor L 301 is connected between one ends of two capacitors C 301 and C 302 whose other ends are grounded.
  • an inductor L 302 is connected between one ends of two capacitors C 302 and C 303 each having the other end grounded.
  • an inductor L 303 is connected between one ends of two capacitors C 303 and C 304 whose other ends are grounded.
  • the capacitors C 302 and C 303 are obtained by reducing the number of elements by combining two capacitors that are parallel when connected in series into one.
  • FIG. 9 is a circuit configuration example of a T-type 1-stage PS, a T-type 2-stage PS, and a T-type 3-stage PS when performing a phase shift of -90 degrees.
  • a capacitor C111 the other end of which is grounded, is connected between two series-connected inductors L111 and L112 .
  • a capacitor C 211 whose other end is grounded is connected between two inductors L 211 and L 212 .
  • a capacitor C 212 whose other end is grounded is connected between two inductors L 212 and L 213 .
  • the middle inductor L 212 is obtained by reducing the number of elements by combining two inductors that are connected in series when connected in series into one.
  • a capacitor C 311 whose other end is grounded is connected between two inductors L 311 and L 312
  • another set of two inductors L 312 and L 313 is connected between another set of two inductors L 312 and L 313 .
  • a capacitor C 313 whose other end is grounded is connected between another set of two inductors L 313 and L 314 .
  • the inductors L 312 and L 313 are obtained by reducing the number of elements by combining two inductors that are connected in series when they are connected in series into one.
  • FIG. 10 shows circuit configuration examples of a ⁇ -type 1-stage PS, a ⁇ -type 2-stage PS, and a ⁇ -type 3-stage PS when performing a phase shift of +90 degrees.
  • a capacitor C 121 is connected between one ends of two inductors L 121 and L 122 whose other ends are grounded.
  • the ⁇ -type two-stage PS has a capacitor C 221 connected between one ends of two inductors L 221 and L 222 whose other ends are grounded.
  • a capacitor C 222 is connected between one ends of two inductors L 222 and L 223 whose other ends are grounded.
  • the middle inductor L 222 is obtained by reducing the number of elements by combining two inductors that are parallel when connected in series into one.
  • a capacitor C 321 is connected between one ends of two inductors L 321 and L 322 whose other ends are grounded.
  • the ⁇ -type three-stage PS has two inductors L 322 and L 323 whose other ends are grounded, respectively, and a capacitor C 322 is connected between one ends of the inductors L 322 and L 323 .
  • a capacitor C 323 is connected across one end of L 324 .
  • the inductors L 322 and L 323 are obtained by reducing the number of elements by combining two inductors that are parallel when connected in series into one.
  • FIG. 11 is a circuit configuration example of a T-shaped 1-stage PS, a T-shaped 2-stage PS, and a T-shaped 3-stage PS in the case of performing a phase shift of +90 degrees.
  • an inductor L131 the other end of which is grounded, is connected between two series-connected capacitors C131 and C132 .
  • an inductor L 231 whose other end is grounded is connected between two capacitors C 231 and C 232 .
  • an inductor L 232 whose other end is grounded is connected between two capacitors C 232 and C 233 .
  • the middle capacitor C 232 is obtained by reducing the number of elements by combining two capacitors that are in series when connected in series into one.
  • an inductor L 331 whose other end is grounded is connected between two capacitors C 331 and C 332
  • another set of two capacitors C 332 and C 333 is connected between another set of two capacitors C 332 and C 333 .
  • an inductor L 333 whose other end is grounded is connected between another set of two capacitors C 333 and C 334 .
  • the capacitors C 332 and C 333 are obtained by reducing the number of elements by combining two capacitors that are connected in series when they are connected in series into one.
  • Inductors and capacitors of the same standard manufactured by the same manufacturer have variations in electrical characteristics, and may not match the electrical characteristics of ideal elements. Also, when mounting on a dielectric substrate, the reactance of the substrate stripline increases depending on the dielectric constant of the substrate, the length of the transmission line, etc., and this causes the amount of phase shift to deviate significantly from the design value.
  • FIG. 12 shows an example of the relationship between the design value and the reactance of the substrate stripline in the examples of the -90° ⁇ type two-stage cascade PS and the +90° ⁇ type two-stage cascade PS described above.
  • Capacitors C 201 , C 202 , C 203 , C 221 , C 222 , inductors L201, L202, L221, L222, and L223 surrounded by solid lines are design values
  • L 1 to L 10 indicated by dashed lines are the substrate values.
  • the substrate stripline reactances L 1 to L 10 may cause a phase shift of about 30 degrees with respect to the design value in the L1, L2, and L5 frequency bands. Therefore, even if the design value of the phase shift amount is, for example, +90 degrees, the phase may actually shift by only about +60 degrees.
  • a phase shift of E degrees or F degrees is shared by a plurality of single PSs connected in series. Therefore, even if there is a variation in the electrical characteristics of any single PS, it can be compensated for by reversing the electrical characteristics of the other single PS.
  • the distribution constant of the transmission line connecting the first single PS 611 of the cascade PS 241 and the second single PS 612 and 2) the transmission line connecting the first single PS 621 of the cascade PS 242 and the second single PS 622.
  • phase shift amount of the first cascade PS 241 which is 90 degrees as a design value, changes to 60 degrees due to the influence of substrate stripline reactances L 1 to L 10 .
  • the phase shift amount of the second cascade PS 242 also changes from -90 degrees to -120 degrees due to the influence of the substrate stripline reactances L 1 to L 10 .
  • the phase difference between the two first phase shift signals sf21 and sf22 is the same as the designed value. That is, the substrate stripline reactances L 1 to L 10 can be canceled out. The same can be said for the example of FIG.
  • the number of inductors and capacitors is increased, and even if there is variation in any element, it is covered by another element. As a result, variations in the elements can be eliminated or mitigated. Also, by equalizing the total length of the transmission lines, it becomes easier to cancel out the reactances L 1 to L 10 of the substrate striplines.
  • FIG. 13 shows an example of adjusting reactance in which adjusting capacitors C 501 and C 502 are inserted in the substrate strip line shown in FIG.
  • the insertion positions of the adjustment capacitors C 501 and C 502 are not limited to the example shown in FIG. 13, and may be other positions.
  • the adjustment reactance may be an adjustment inductor or a combination of an adjustment capacitor and an adjustment reactance.
  • a pair of conductive pads for element connection may be provided in advance at arbitrary positions, and a pair of terminals of the adjusting reactance may be connected to the conductive pads afterward.
  • loss of passing power (power loss) of the first cascade PS241 and the second cascade PS242 will be described.
  • 14 to 25 show calculated values from simulations, where the vertical axis represents loss of passing power [dB] and the horizontal axis represents frequency [MHz].
  • the resonance frequency (the frequency at which the loss of passing power becomes zero) is set to approximately 1400 MHz (approximately intermediate frequency between the lower limit frequency of the L2 and L5 bands and the upper limit frequency of the L1 band).
  • FIG. 14 is a characteristic diagram of passing power loss for each phase shift amount of a -90-degree ⁇ -type single-stage PS.
  • FIG. 15 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of the -90 degree T-type single-stage PS.
  • the 1st stage PS is the above single PS.
  • FIG. 16 is a characteristic diagram of the loss of passing power for each phase shift amount of a +90-degree ⁇ -type single-stage PS.
  • FIG. 17 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of the +90-degree T-type single-stage PS. These examples show the magnitude of the passage loss when the phase shift amount is changed by 10 degrees from +10 degrees to +90 degrees. As is clear from FIGS. 16 and 17, there is almost no transmission power loss when the absolute value of the phase shift amount is 30 degrees or less, especially less than 20 degrees. On the other hand, as the amount of phase shift exceeds 30 degrees or as the frequency increases, the loss of passing power increases rapidly, making it difficult to match the resonance frequency.
  • FIG. 18 is a characteristic diagram of passing power loss for each phase shift amount of a -90-degree ⁇ -type two-stage PS.
  • FIG. 19 is a characteristic diagram of loss of passing power by phase shift amount of the -90-degree T-type two-stage PS.
  • FIG. 18 shows the loss of passing power in the ⁇ 90° ⁇ -type single-stage PS shown in FIG. 14, and
  • FIG. 19 shows the loss of passing power in the ⁇ 90° T-type single-stage PS shown in FIG. are written together as -90 degrees (1 step).
  • the 2-stage PS and the 3-stage PS, which will be described later, are the cascade PS described above. (-10-80) degrees indicates that "N" shown in FIG. 6 is -10 and "M" is -80.
  • FIG. 20 is a characteristic diagram of passing power loss for each phase shift amount of a +90-degree ⁇ -type two-stage PS.
  • FIG. 21 is a characteristic diagram of loss of passing power for each phase shift amount of the +90-degree T-type two-stage PS.
  • FIG. 20 shows the loss of passing power in the +90-degree ⁇ -type one-stage PS shown in FIG. 16, and FIG. Each is written together as 90 degrees (one stage). (10+80) degrees indicates that "N" is 10 and "M” is 80 shown in FIG. The same applies to combinations of other phase shift amounts. As is clear from FIGS.
  • FIG. 22 is a characteristic comparison diagram of loss of passing power by the number of stages of -90-degree ⁇ -type PS.
  • FIG. 23 is a characteristic comparison diagram of loss of passing power by the number of stages of -90 degree T-type PS.
  • 1 step represents a -90 degree 1 step PS
  • 2 steps represents a -90 degree 2 step PS
  • 3 steps represents a -90 degree 3 step PS.
  • the second and third stages are examples in which the phase amounts N and M shown in FIG. 6 are both 45 and the phase amounts X, Y and Z shown in FIG. As is clear from FIGS.
  • FIG. 24 is a characteristic comparison diagram of passing power loss by the number of stages of +90-degree ⁇ -type PS.
  • FIG. 25 is a characteristic comparison diagram of loss of passing power by the number of stages of the +90-degree T-type PS.
  • 1 stage represents +90 degrees 1 stage PS
  • 2 stages represents +90 degrees 2 stages PS
  • 3 stages represents +90 degrees 3 stages PS.
  • the second and third stages are examples in which the phase amounts N and M shown in FIG. 6 are both 45 and the phase amounts X, Y and Z shown in FIG. As is clear from FIGS.
  • FIG. 26 is a bandwidth comparison diagram of ⁇ 90 degree ⁇ type 1st to 3rd stages PS.
  • "90 degrees 1 step” is an example of -90 degrees pi type 1 step.
  • the average passing power loss is -0.3678 [dB]
  • the bandwidth is 201 [MHz].
  • "90 degree two steps” is an example of (-45-45) degrees ⁇ type two steps.
  • the average passing power loss is ⁇ 0.0063 [dB]
  • the ⁇ bandwidth is 932 [MHz].
  • “90 degree 3 steps” is an example of (-30-30-30) degree ⁇ type 3 steps.
  • the average passing power loss is -0.0010 [dB]
  • the bandwidth is 1001 [MHz].
  • FIG. 27 is a bandwidth comparison diagram of -90 degree T type 1st to 3rd stage PS.
  • "90 degree 1 step” is an example of a -90 degree T type 1 step. The average passing power loss is -0.4622 [dB] and the bandwidth is 176 [MHz].
  • “90 degree 2 steps” is an example of a (-45-45) degree T type 2 steps. The average passing power loss is -0.0063 [dB], and the bandwidth is 935 [MHz].
  • “90 degree 3 steps” is an example of (-30-30-30) degree T-type 3 steps. The average passing loss is -0.0009 [dB] and the bandwidth is 1001 [MHz].
  • FIG. 28 is a bandwidth comparison diagram of +90 degree ⁇ type 1st to 3rd stages PS.
  • "90 degrees 1 step” is an example of +90 degrees pi type 1 step.
  • the average passing power loss is -0.1873 [dB], and the bandwidth is 201 [MHz].
  • “90 degrees 2 steps” is an example of (45+45) degree ⁇ type 2 steps.
  • the average passing power loss is -0.0047 [dB], and the bandwidth is 990 [MHz].
  • “90 degree 3 steps” is an example of (30+30+30) degree ⁇ type 3 steps.
  • the average passing power loss is -0.0008 [dB] and the bandwidth is 1001 [MHz].
  • FIG. 29 is a bandwidth comparison diagram of +90 degree T-type 1st to 3rd stage PS.
  • "90 degrees 1 step” is an example of +90 degrees T type 1 step.
  • the average passing power loss is -0.2286 [dB] and the bandwidth is 180 [MHz].
  • “90 degree two steps” is an example of a (45+45) degree T-type two steps.
  • the average passing power loss is -0.0048 [dB], and the bandwidth is 1001 [MHz].
  • “90 degree 3 steps” is an example of a case of (30+30+30) degree T type 3 steps.
  • the average passing power loss is -0.0008 [dB], and the band within -0.01 dB is 1001 [MHz].
  • FIG. 30 is an exemplary diagram of a configuration in which the second COM 251 is omitted.
  • FIG. 31 is an exemplary diagram of a configuration in which the two second first COMs 231 and 232 are omitted.
  • FIG. 32 is an exemplary diagram of a configuration in which the second first COMs 231 and 232 and the second COM 251 are omitted.
  • FIG. 33 is an illustration of a configuration in which four single PSs 221, 222, 223 and 224 are replaced with cascade PSs 321, 322, 323 and 324, respectively. The effect of replacing the single PS with the cascade PS as shown in FIG. 33 is as described above.
  • FIG. 34 is a characteristic diagram of passing power loss when all of the first COMs 231, 232 and the second COM 251 are provided.
  • FIG. 35 is a characteristic diagram of passing power loss in the configuration example of FIG.
  • FIG. 36 is a characteristic diagram of passing power loss in the configuration example of FIG.
  • FIG. 37 is a characteristic diagram of passing power loss in the configuration example of FIG.
  • the vertical axis represents the loss amount (dB) of the passing power
  • the horizontal axis represents the frequency.
  • S12 is the loss of power passing between the power supply terminal p11 of the four power supply terminals p11, p12, p13, and p14 formed on the patch electrode 123 and the output terminal p31 of the power supply circuit 20. quantity.
  • S13 is the amount of power loss passing between the power supply terminal p12 and the output terminal p31.
  • S14 is the amount of power loss passing between the power supply terminal p13 and the output terminal p31.
  • S15 is the amount of power loss passing between the power supply terminal p14 and the output terminal p31.
  • the loss amount (dB) fluctuates more depending on the frequency than in the configuration example of FIG.
  • the difference in total loss amount is slight (around 1 dB). Therefore, in terms of the antenna as a whole, the omission of these components may contribute more to the simplification and miniaturization of the feeding circuit 20 and the miniaturization and weight reduction of the antenna 1 .
  • the transmission line is set so that the reactance of the substrate strip line is the same as that of the paired single PS221 and 224. A longer length is desirable.
  • the second phase circuit section 200B may be replaced with a single PS, and only the single PSs 221 to 224 of the first phase circuit section 200A may be replaced with cascaded PSs.
  • the transmission line is set so that the reactance of the substrate strip line is the same as that of the paired single PS221, 224. A longer length is desirable.
  • the second phase circuit section 200B can be replaced with a single PS, and only the single PSs 221 to 224 of the first phase circuit section 200A can be replaced with cascaded PSs.
  • the antenna element is a four-feed patch electrode 123 having four feeding terminal portions p11, p12, p13, and p14 has been described. The same can be applied to a two-feed patch electrode antenna element having a feeding terminal portion.
  • two power supply terminal portions are present one by one at equal intervals from the center point of the patch electrode.
  • the power supply phase (the phase during power supply, hereinafter the same) at one power supply terminal portion is different from the power supply phase at the other adjacent power supply terminal portion by 90 degrees.
  • An input signal serving as a reference phase is input from one of the two power supply terminal portions.
  • the reference phase is a phase angle that is the starting point of the phase difference with respect to the other input signal, and may be 0 degrees or may be other than 0 degrees.
  • An input signal whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the input signal is input from one power supply terminal to the other power supply terminal.
  • This allows, for example, an embodiment in which one input signal is phase-shifted by A degrees in the first single PS of FIG. 4 and the other input signal is phase-shifted by B degrees in the second single PS. is.
  • two signals phase-shifted so that the phase difference is 0 degrees are synthesized by the first COM 231 and output as one synthesized signal to the
  • the circuit configuration of the feeder circuit in the two-feeder patch electrode having two feeder terminals is composed of, for example, the first single PS 221, the second single PS 222, and the first COM 231 of the feeder circuit 20 shown in FIG. Other configurations are omitted.
  • the first COM 231 is connected to the AMP via the output terminal p31.
  • the input signal phase-shifted by A degrees in the first single PS 221 and the input signal phase-shifted by B degrees in the second single PS 222 are combined in the first COM 231 and output as one combined signal to the AMP. be done.
  • the first single PS 221 and the second single PS 222 may be changed to the cascade PS 241 and cascade PS 242 shown in FIGS. 6 and 7, respectively.
  • FIG. 38 is an illustration of a three-dimensional antenna element.
  • This antenna element includes a planar electrode 160 on which four feeding terminal portions p11, p12, p13, and p14 are formed, and four wires extending spirally in the Z direction from the feeding terminal portions p11, p12, p13, and p14, respectively. It comprises linear conductive elements 161 , 162 , 163 , 164 . Each linear conductive element 161, 162, 163, 164 receives signals with a phase difference of 90 degrees from each other without contacting adjacent linear conductive elements.
  • the feeder circuit 20 used during reception of the GNSS L1, L2, and L5 bands has been described, but implementation as a feeder circuit or the like used during transmission is also possible.
  • the direction of signal flow is opposite to that described in the first embodiment. That is, a signal input to the output terminal s31 becomes an input signal, and the second COM 251 and the first COMs 231 and 232 become distribution circuits. Also, each of the input signals s1 to s4 becomes a signal having a phase difference of 90 degrees from the adjacent signal.
  • ⁇ Second embodiment> A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Parts having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • an example of an antenna 2 in which a GNSS substrate assembly 12, an XM substrate assembly 13, and a TEL substrate 14 are mounted together in one antenna case will be described.
  • the antenna case includes a shark fin-shaped antenna cover 10c made of a radio wave transparent member, a resin-made dent in which a GNSS substrate assembly 12, an XM substrate assembly 13, and a TEL substrate 14 are accommodated.
  • the GNSS board assembly 12 is the same as the antenna 1 of the first embodiment in that it has a circuit board 121, a dielectric 122, a patch electrode 123, and a feeding circuit 20.
  • the circuit board 121 is The area of the antenna base 10d is large.
  • the feeder circuit 20 is equipped with a shield cover 126 that provides a stronger shield than the shield of the first embodiment.
  • the XM board assembly 13 includes an XM patch antenna 130 , a circuit board 131 and a shield cover 132 . Each configuration and structure is the same as the GNSS substrate assembly 12 . However, the frequency band used by the XM substrate assembly 13 is the 2.3 GHz band. The XM board assembly 13 is arranged at a distance that prevents interference with the GNSS board assembly 12 .
  • the TEL board assembly 14 is an assembly for telecommunication, and includes a TEL element 140, a circuit board 141, and a shield plate 142.
  • a frequency band that can be transmitted and received by the TEL element 140 is, for example, a telephone frequency band of 600 MHz to 6 GHz.
  • the circuit board 141 is a matching circuit for widening the antenna during reception.
  • the shield plate 142 is a metal plate that becomes a ground potential during operation, and is provided along the recess of the antenna base 10d between the noise source and the circuit board 141. As shown in FIG.
  • the TEL element 140 is formed such that the tip is higher than the GNSS substrate assembly 12 and the XM substrate assembly 13, and the area near the tip is relatively larger than that near the base.
  • the shape near the tip is rectangular, but this shape may be other shapes.
  • the TEL substrate assembly 14 is spaced apart from the GNSS substrate assembly 12 and the XM substrate assembly 13 by a distance that ensures isolation.
  • the antenna 2 configured in this way enables mobile communication not only in the GNSS band but also in the XM band and the TEL band with only the antenna 2 arranged in one case. can respond flexibly.
  • a third embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG. Parts having the same functions as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • the antenna 3 has an antenna cover 10a made of a radio wave transmitting member and an antenna base 10d made of resin having a hollow box-like surface with a flat surface in the +Z direction.
  • the antenna cover 10a is bent in the ⁇ Z direction from the main surface facing in parallel to the upper surface of the antenna base 10d and extends toward the antenna mounting surface from the periphery of the main surface, and is joined to the outer periphery of the side surface of the antenna base 10d. and a side portion that is
  • An opening is formed in the upper surface of the antenna base 10d.
  • the circuit board 121 of the GNSS board assembly 12 is attached to the rear side of the upper surface of the antenna base 10d.
  • a dielectric 122 and a patch electrode 123 fixed to the substantially central portion of the circuit board 121 are exposed from the opening of the antenna base 10d. It is the same as the first embodiment in that the feeder circuit 20 is attached to the back side of the circuit board 121, but in the third embodiment, the feeder circuit 20 is covered with the shield cover 126 as in the second embodiment. ing.
  • the two TEL substrate assemblies 15A and 15B are assemblies provided with mobile communication elements that enable simultaneous or switched transmission/reception communication in the same frequency band.
  • Mobile communication elements may adopt various shapes and sizes depending on the frequencies used.
  • the mobile communication element of the TEL substrate assembly 15A is part of the back side of the main surface including one of the four corners of the antenna cover 10a and part of the inner walls of two adjacent side surfaces. It is a three-dimensional metal plate that sticks to It may have a shape that extends across two of the four corners.
  • the mobile communication element of the TEL substrate assembly 15B but it is desirable to provide it in the antenna cover 10a at a position farthest from the mobile communication element of the TEL substrate assembly 15A. This ensures a practically sufficient isolation (10 dB to 15 dB).
  • the antenna 3 configured in this way includes a GNSS board assembly 12 and two TEL board assemblies 15A and 15B in a low antenna case with a height of about 20 mm. Therefore, the antenna 3 is compact and low-profile, and can flexibly cope with multi-functional vehicle-side communication devices.
  • TEL substrate assemblies 15A and 15B are shown in the third embodiment, four TEL substrate assemblies in total are provided near the four corners of the antenna cover 10a. can be By providing two or more TEL substrate assemblies in this way, one antenna 3 can perform MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) communication.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • an example of an antenna 4 in which the thickness of the antenna 3 of the third embodiment is further reduced will be described. Parts having the same functions as those of the third embodiment are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • the antenna 4 is obtained by arranging the feeding circuit 20 and the shield cover 126 on the surface of the dielectric 122 of the GNSS substrate assembly 12 . Specifically, the dielectric 122 and the feeding circuit 20 are arranged on the surface of the circuit board 121 , and the feeding circuit 20 is covered with the shield cover 126 .
  • Other configurations and functions of the antenna 4 are the same as those of the antenna 3 of the third embodiment.
  • the dielectric 122 having the patch electrode 123 on its surface and the feeding circuit 20 are arranged on the same surface of the circuit board 121, so that the thickness of the antenna base 10d in the Z direction can be reduced. can be done. Therefore, the height of the entire antenna 4 can be made even lower than that of the antenna 3 of the third embodiment.
  • the antennas of the first to fourth embodiments can be mounted on mobile objects such as robots and drones by themselves. It can also be used in

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

アンテナエレメントから入力された信号を位相シフトする際の通過損失の増加を広い周波数帯域にわたって抑制するアンテナを提供する。アンテナエレメントから９０度ずつ異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力端子ｓ３１から出力する給電回路２０を備えてアンテナを構成する。給電回路２０は、４つの入力信号を位相シフトして２つずつ合成し、２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部２００Ａと、２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして９０度ずつ位相シフトして合成する第２位相回路部２００Ｂとを備える。第２位相回路部２００Ｂは、２つの４５度移相器または３つの３０度移相器が直列に接続されたカスケード型移相器２４１、２４２を含んでいる。

Description

アンテナおよび回路基板
　本発明は、車両、ロボットのほか、小型軽量化が望まれるドローンのような移動体に搭載可能なアンテナに関する。より詳しくは、例えば、アンテナエレメントから互いに異なる位相差をもって入力される複数の信号の位相差をゼロに近づけて統合する際の位相を合わせる技術に関する。
　衛星放送用のアンテナとして４点給電式アンテナが使用されている。４点給電式アンテナは右旋又は左旋の円偏波アンテナの一種であり、受信時は、隣り合う信号とそれぞれ９０度の位相差をもつ４つの受信信号の位相シフトと合成とを行うことで同相になるように変換して１つの合成信号を受信回路へ入力する。送信時は、合成が分配に代わる以外は受信時と逆の流れになる。すなわち、１つの信号を複数の経路に分配し、各経路で位相シフトを行って隣り合う信号と９０度の位相差をもつ４つの送信信号を生成し、これらの送信信号を４点給電式アンテナの各給電点に給電する。
　このような位相シフトを行う回路のうち、給電用の回路として、特許文献１に開示された４点給電円偏波アンテナ用給電回路が知られている。この給電回路は、第１給電回路、第２給電回路および１８０度合成分配部を有する。第１給電回路は、送信用信号を同相且つ同振幅で２つの経路に分配する。そして、分配された２つの経路と円偏波アンテナの４つの給電点のうち２つの給電点へ給電するための、位相差が９０度となる信号をそれぞれ出力する。第２給電回路も同様にして、送信用信号を円偏波アンテナの４つの給電点のうち残りの２つの給電点へ給電するための、位相差が９０度となる信号をそれぞれ出力する。１８０度合成分配部は、位相差が１８０度となる信号をそれぞれ２つの経路に出力する。
　特許文献２には、偏波信号受信用のアンテナシステムが開示されている。このアンテナシステムは、それぞれ４つの給電ピンが設けられた二重マイクロストリップパッチ積層構造を有する点で特許文献１のものと異なる。しかし、アンテナシステムにおいて位相シフトを行う回路の構成は、概ね同一となる。この位相シフトを行う回路は、合波ブリッジ２１を有する。合波ブリッジ２１は、例えば放射素子１１の４つの給電点で受信された信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４を、それぞれ９０度位相ステップ及び－９０度位相ステップに従って合成し、右旋円偏波信号Ｓ２１と左旋円偏波信号Ｓ２２を出力する。この合波ブリッジ２１の出力が、低雑音増幅器３１－３４に入力される。
特開２０２１－１１１８１３号公報 中国特許出願公開第１１０９９４１９９号明細書
　特許文献１，２における給電回路および位相シフトを行う回路（以下、「給電回路等」）は、２つの信号の一方を－９０度位相シフトし、２つの信号の他方を＋９０度位相シフトして１８０度の位相差で分配し、もしくは０度の位相差で合成する。信号の位相シフトを行う場合、シフトする位相量が大きくなるにつれて、当該信号の通過電力の損失も大きくなる。例えば、対象となる２つの信号のうち一方の位相シフト量を０度とし、他方の信号の位相シフト量を１８０度として、これらの信号を合成したとする。この場合、位相シフト量０の信号については通過電力の損失が生じないことから振幅の減衰が少ない。一方、位相シフト量１８０度の信号については、通過電力が損失する影響で、振幅の減衰が著しいものとなる。そのため、２つの信号間の振幅差が極端に大きくなり、所望のアンテナ利得が得られる周波数の帯域幅が狭くなってしまう。
　例えば、ＧＮＳＳ（Global Navigation Satellite System）用の周波数帯として、Ｌ１バンド（１５６０ＭＨｚ～１６０５ＭＨｚ）、Ｌ２バンド（１１９７ＭＨｚ～１２６０ＭＨｚ）、Ｌ５バンド（１１５０ＭＨｚ～１２１０ＭＨｚ）が使用されている。１つのアンテナエレメントと１つの給電回路等とでＬ１バンドだけを受信するか、あるいはＬ５バンドだけを受信するのであれば、特許文献１，２に開示された回路で充分対応が可能である。しかし、１つのアンテナエレメントと１つの給電回路等で２つのバンド、例えばＬ１バンドとＬ２バンド、あるいはＬ１バンドとＬ５バンド、を受信しようとすると、高域側のＬ１バンドか低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの一方の利得を犠牲にしなければならなくなる。
　このような問題は、円偏波用のアンテナエレメントで受信した複数の信号を合成する場合のみならず、送信信号を円偏波用のアンテナエレメントに給電する際の信号を分配する場合においても同様に生じる。
　本発明の目的の一例は、アンテナエレメントから入力された信号を位相シフトする際の通過電力の損失を広い周波数帯域にわたって抑制することができる位相シフト技術を提供することにある。
　本発明の一つの態様は、アンテナエレメントと、前記アンテナから所定の位相差をもって入力された複数の入力信号を同相となるように変換して１つの信号として出力する回路基板とを備え、前記回路基板は、前記複数の入力信号の各々を隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに位相シフトした前記複数の入力信号を合成する位相回路部を有し、前記位相回路部は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成されるアンテナである。
　本発明の他の態様は、アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの信号として出力する回路基板であって、前記４つの入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記４つの入力信号を２つずつ合成して２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部と、前記２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記２つの第１合成信号を合成して前記１つの信号を出力する第２位相回路部と、を含み、前記第１位相回路部と前記第２位相回路部の少なくとも一方が、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される回路基板である。
　複数のシングル型移相器を直列に接続することにより入力された信号に対する位相シフトが分担して徐々に行われる。そのため、１つのシングル型移相器で同量の位相シフトする場合に比べて信号の通過電力の損失を広い周波数帯域にわたって抑制することができる。
第１実施形態におけるアンテナの部品構造例を示す図。 パッチ電極の構造例を示す図。 給電回路が回路基板の裏面に設けられた状態を示す斜視図。 給電回路の回路構成の例示図。 図４における信号状態を示す図。 ２段接続のカスケードＰＳの例示図。 ３段接続のカスケードＰＳの例示図。 －９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成の例示図。 －９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成の例示図。 ＋９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成の例示図。 ＋９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成の例示図。 －９０度π型２段のカスケードＰＳと＋９０度π型２段のカスケードＰＳの例における設計値と基板ストリップラインのリアクタンスとの関係例を示す図。 基板ストリップラインに調整用リアクタンスを接続した構成例を示す図。 －９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 －９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 ＋９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 ＋９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 －９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 －９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 ＋９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 ＋９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。 －９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。 －９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。 ＋９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。 ＋９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。 －９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。 －９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。 ＋９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。 ＋９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。 第２ＣＯＭを省略した給電回路の例示図。 第１ＣＯＭを省略した給電回路の例示図。 第１ＣＯＭと第２ＣＯＭとを省略した給電回路の例示図。 初段のシングルＰＳをカスケードＰＳに置き換えた給電回路の例示図。 すべてのＣＯＭを備えた給電回路の通過電力の損失の特性図。 第２ＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。 第１ＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。 すべてのＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。 立体形状のアンテナエレメントの例示図。 第２実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。 第３実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。 第４実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。
＜第１実施形態＞
　以下、本発明の実施の形態例を説明する。第１実施形態では、本発明を、ＧＮＳＳのＬ１バンドとＬ５バンド、あるいは、Ｌ１バンドとＬ２バンドを同時に受信可能な衛星測位システムのアンテナ（以下、単にアンテナと称する）に適用した場合の例について説明する。便宜上、Ｘ軸、Ｙ軸及びＺ軸の直交三次元軸を図面上に記載する。Ｘ軸はアンテナの長さ方向、Ｙ軸はアンテナの幅方向、Ｚ軸はアンテナの天頂（鉛直上方）方向を表す。
　第１実施形態におけるアンテナの部品構造例を図１に示す。図１は、アンテナ１の分解組立図である。図１を参照すると、アンテナ１は、アンテナケース１０内に、パッキン１１で気密及び水密に封止されたＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２を収容して構成される。
　アンテナケース１０は、トップカバー１０ａとベースカバー１０ｂとで構成される電波透過性の筐体である。トップカバー１０ａは、若干の丸みを持つ側部と、略正方形状の開口部とを有し、上底部が略正方形となる有底筒状の硬質樹脂箱、例えばプラスチック箱であり、開口部の４つの角部が均等に切り欠かれている。また、各角部の内端部には、それぞれネジ１０１に対応するネジ穴が螺刻されている。ベースカバー１０ｂは、外形が略正方形の環状体であって、４つの角部には、トップカバー１０ａとの位置決めに用いると共にネジ１０１を貫通させる孔が形成された突起部１１１が形成されている。
　突起部１１１は、ベースカバー１０ｂにトップカバー１０ａを被せたときに、トップカバー１０ａの４つの角部を封止する形状・サイズに成形されている。ベースカバー１０ｂの角部間の４つの辺部の内側にはＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２を支持するためのリブ１１２が形成され、１つの辺部には、窪みを有するケーブルガイド１１３が形成されている。ケーブルガイド１１３の窪みは、後述する給電ケーブル１２４の外径以下の径で成形されている。つまり、給電ケーブル１２４を押し込んで保持するように成形されている。
　ＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２は、表裏面を有する薄い絶縁板から成る回路基板１２１と、回路基板１２１の表面のほぼ中央部に設置される誘電体１２２と、誘電体１２２の表面に取り付けられたアンテナエレメントの一例となるパッチ電極１２３とを含んで構成される。さらに、ＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２は、給電ケーブル１２４と、ゴム、シリコンなどの軟質絶縁体で構成されるパッキン１１とを含んで構成される。
　回路基板１２１の裏面には，給電回路２０が設けられている。給電ケーブル１２４の一端は給電回路２０の出力端子と導通接続されており、他端はベースカバー１０ｂのケーブルガイド１１３に支持されてアンテナケース１０の外部に露出する。また、給電ケーブル１２４の一端は、パッキン１１によって気密性と水密性が保持されている。なお、ＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２は、この形状に限ることはない。取付テープ１３は、ネジ１０１をベースカバー１０ｂの突起部１１１の孔に貫通させるための４つの角部が内側に弧状に切り欠かれている。また、取付テープ１３は、ベースカバー１０ｂの裏面に貼り付けられている。なお、図示していないが、回路基板１２１の裏面側には、給電回路２０の全部または一部を覆うようにシールドカバーが設けられている。
　パッチ電極１２３は、地導体（例えば車両ルーフ）と略平行となる所定形状、例えば正方形状の金属板であってよい。パッチ電極１２３は、誘電体１２２の表面の外周から僅かに内側寄りに固着することができる。パッチ電極１２３の構造例を図２に示す。図２の例では、パッチ電極１２３には、その中心点から等距離、等間隔、かつ点対称となる位置に、４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が形成されている。これら４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４は、後述する回路基板１２１の４つの基板端子部と１対１に対応する。パッチ電極１２３の中心点と各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４の位置との距離は、例えば、使用する周波数帯でパッチ電極１２３のインピーダンスの整合（例えば、５０オーム）がとれる距離に設定される。
　パッチ電極１２３には、その外周の内側で、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４に対しては外側に、正方形の各辺に沿って４つのスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４が形成されている。「スロット」は金属板が切り欠かれた部分をいう。各スロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４は、パッチ電極１２３の中心点を通る対称軸に対して線対称で、かつ、中心点に対して点対称に位置する。
　また、４つのスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４のうち、各辺と平行となる直線部分の略中間位置にはミアンダ（蛇行）部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍが形成されている。給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４は、直近のミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍのほぼ中央部に形成されている。ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍは、これらミアンダ部が設けられていない場合よりも電気長を長くし、送受信周波数を低くするために形成される。そのため、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍのサイズを製造後又は製造前に適宜調整することで送受信可能周波数の微調整が可能になる。そして、アンテナの設計の自由度が増し、要求される送受信帯域に柔軟に対応可能となる。
　第１実施形態では、４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が、パッチ電極１２３の中心点から等距離で１つずつ存在する。そして、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４における給電位相（給電時の位相、以下同じ）が隣り合う他の給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４の給電位相と９０度ずつ異なっている。そのため、パッチ電極１２３は、アンテナ動作とスロット動作とを行う。アンテナ動作は、一辺の長さ及び誘電体１２２の誘電率に起因する共振条件を満たす周波数の電波を送受信する動作である。スロット動作は、スロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍの電気長をも考慮した共振条件を満たす周波数の電波を送受信する動作である。
　共振条件を満たす周波数は、アンテナ動作においては、パッチ電極１２３の一辺の長さ及び誘電体１２２の誘電率から定まる電気長が略１／２波長（及びその整数倍）となる周波数である。スロット動作においては、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍ及びスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４の全長及び誘電体１２２の誘電率から定まる電気長が略１／２波長（及びその整数倍）となる周波数である。ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍ及びスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４の全長は、例えば、スロットの一端から他端までの縁の長さ及びミアンダ部の一端から他端までの縁の長さである。
　線対称及び点対称の位置で、等振幅で順次隣り合う給電端子部との間に９０度の位相をシフトしながら４点給電を行うため、パッチ電極１２３で受信される電波は円偏波となる。位相のシフト量が、パッチ電極１２３の上面から見て右回りに大きくなる場合は右旋円偏波となり、左回りに大きくなる場合は左旋円偏波となる。つまり、第１実施形態によれば、ＧＮＳＳの２周波数帯（例えばＬ１バンドとＬ５バンド、あるいは、Ｌ１バンドとＬ２バンド）の円偏波の受信を１つのアンテナ１で実現することが容易になる。
　なお、第１実施形態では、パッチ電極１２３の正方形の各辺に沿って、ミアンダ部を形成したスロットを設けたことについて説明した。しかし、スロットは、パッチ電極１２３の中心点を通る対称軸に対して線対称で、かつ、中心点に対して点対称に位置していれば、いずれの形状（例えば、ミアンダ部を設けない形状）でも、いずれの箇所（例えば、パッチ電極の正方形の各角部に沿った箇所）でもよい。
　次に、回路基板１２１について説明する。回路基板１２１は、低通過損失の位相シフトを行う給電回路２０を有する。図３は、給電回路２０が回路基板１２１の裏面に設けられた状態を示す斜視図である。図３ではその詳細を省略しているが、給電回路２０は、回路基板１２１の裏面にプリント形成された分布定数線路（導体パターン群）と受動素子を含む集中定数回路で構成することができる。あるいは、すべて分布定数線路で給電回路２０を構成することもできる。
　給電回路２０の回路構成例を図４に示す。また、給電回路２０を図４のように構成したときの信号状態を図５に示す。給電回路２０は、４つの基板端子部ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４と、第１位相回路部２００Ａと、第２位相回路部２００Ｂと、１つの出力端子ｓ３１と、を有する。基板端子部ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４は、それぞれパッチ電極１２３に形成された４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４と１対１に導電ピン等で導通接続される。出力端子ｓ３１は、回路基板１２１内にある増幅部（ＡＭＰ）に接続された後上述の給電ケーブル１２４を介して外部装置と導通接続される。
　基板端子部ｐ２１には、給電端子部ｐ１１から基準位相となる第１入力信号ｓ１が入力される。基準位相は、他の第１入力信号ｓ２～ｓ４に対する位相差の起点となる位相角であり、０度であってもよいが、０度以外であってもよい。基板端子部ｐ２２には、給電端子部ｐ１２から第１入力信号ｓ１に対して９０度位相がずれた第２入力信号ｓ２が入力される。基板端子部ｐ２３には給電端子部ｐ１３から第２入力信号ｓ２に対して９０度位相がずれた第３入力信号ｓ３が入力される。基板端子部ｐ２４には給電端子部ｐ１４から第３入力信号ｓ３に対して９０度位相がずれた第３入力信号ｓ３が入力される。
　パッチ電極１２３の円偏波信号の受信タイミングにより生じる上記基準位相が０度である場合、第２入力信号ｓ２の位相差は－９０度、第３入力信号ｓ３の位相差は－１８０度、第４入力信号の位相差は－２７０度となる。また、図示の例は右旋円偏波信号の例であり、左旋円偏波信号の場合、第２入力信号ｓ２の位相差「ｓ１－９０度」は「ｓ１＋９０度」となる。第３入力信号ｓ３、第４入力信号ｓ４についても同様である。このように、隣り合う給電点の各入力信号ｓ１～ｓ４は、隣り合う給電点の入力信号に対して９０度の位相差を持つものとなる。
　第１位相回路部２００Ａは、基板端子部ｐ２１～ｐ２４と各々１対１に対応するＭＣ（マッチング回路の略、以下同じ）２１１，２１２，２１３，２１４を有する。ＭＣ２１１～２１４は、パッチ電極１２３と給電回路２０との間のインピーダンス整合を行う回路である。この４つの回路は、すべて同じ形状・面積の導体パターン及び配置関係で、集中定数回路、分布定数回路あるいはこれらの組み合わせにより実装することができる。
　ＭＣ２１１には、第１入力信号ｓ１に対してＡ度の位相シフトを行う第１シングルＰＳ（シングルＰＳはシングル型の移相器ないし位相シフト回路、以下同じ）２２１が接続されている。ＭＣ２１２には第２入力信号ｓ２に対してＢ度の位相シフトを行う第２シングルＰＳ２２２が接続されている。ＭＣ２１３には第３入力信号ｓ３に対してＣ度の位相シフトを行う第３シングルＰＳ２２３が接続されている。ＭＣ２１４には第４入力信号ｓ４に対してＤ度の位相シフトを行う第４シングルＰＳ２２４が接続されている。
　なお、ＭＣ２１１～２１４は，適宜省略することができる。ＭＣ２１１～２１４を省略することで給電回路２０の構成が簡略化され、回路基板１２１の小型化、ひいてはアンテナ１の小型軽量化を図ることができる。
　位相差が０度となるように位相シフトされた２つの信号ｓｆ１１、ｓｆ１２は、第１ＣＯＭ（ＣＯＭは合成部、以下同じ）２３１で合成され、１つの第１合成信号ｍ１１として第１カスケードＰＳ（カスケードＰＳはカスケード型の移相器ないし位相シフト回路、以下同じ）２４１に入力される。位相差が０度となるように位相シフトされた他の２つの信号ｓｆ１３、ｓｆ１４は、もう１つの合成部である第１ＣＯＭ２３２で合成され、１つの第１合成信号ｍ１２として第２カスケードＰＳ２４２に入力される。
　第１カスケードＰＳ２４１は、所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続し、第１合成信号ｍ１１に対して合計でＥ度の位相シフトを行って、信号ｓｆ２１を出力する。第２カスケードＰＳ２４２も同様に、所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続し、もう１つの合成信号である第１合成信号ｍ１２に対して合計でＦ度の位相シフトを行って、信号ｓｆ２２を出力する。このようにして位相シフトされた２つの信号ｓｆ２１，ｓｆ２２は、第２ＣＯＭ２５１で合成され、１つの第２合成信号ｍ２１として出力端子ｓ３１から後段のＡＭＰ等に向けて出力される。
　なお、位相シフト量であるＡ度とＢ度、Ｃ度とＤ度、Ｅ度とＦ度は、それぞれ一方と他方のシフト方向（極性表記）が逆となる。各シングルＰＳ２２１～２２４と各カスケードＰＳ２４１，２４２が、それぞれ理想素子を伝送時の位相変化を無視できる伝送線路で接続して構成されると仮定する。この仮定におけるある態様での設計値（理想値）は、ＡとＣが＋４５、ＢとＤが－４５、Ｅが＋９０、Ｆが－９０となる。この場合、Ｅ度とＦ度との位相差は１８０度となる。しかし、実際の各シングルＰＳ２２１～２２４、各カスケードＰＳ２４１，２４２には、後述する通り、位相シフト量が必ずしも設計値どおりにならない事情がある。そのため、例えば以下に示される様々なパターンを適宜採用することができるが、いずれもほぼ当該数字に近似する位相シフト量となる。
　・第１パターン：Ａ＝Ｃ＝＋４５、Ｂ＝Ｄ＝－４５、
　　　　　　　　　Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
　・第２パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋６０、Ｄ＝－３０、
　　　　　　　　　Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
　・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋５０、Ｄ＝－４０、
　　　　　　　　　Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－８０。
　これらのパターンは一例であり、これらに限ることはない。
　なお、本発明は、基板端子部ｐ２１～ｐ２４にそれぞれ位相差をもって入力された入力信号ｓ１～ｓ４が第１カスケードＰＳ２４１と第２カスケード２４２の出力で位相差０度になっていれば実施が可能なので、Ａ～Ｆは、上記３つのパターンに限られない。また、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、上記Ａ～Ｆの極性は、上記と逆になる。
　次に、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２の具体的な構成例について説明する。各カスケードＰＳ２４１，２４２は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続して構成される。
　図６は２段接続のカスケードＰＳの例示図であり、図７は３段接続のカスケードＰＳの例示図である。図４および図５と同じ部品、信号については同一符号を付してある。
　図６の例では、第１カスケードＰＳ２４１は、位相シフト量Ｎ度の初段シングルＰＳ６１１と位相シフト量Ｍ度の次段シングルＰＳ６１２とを直列に接続して構成している。また、第２カスケードＰＳ２４２は、位相シフト量Ｐ度の初段シングルＰＳ６２１と位相シフト量Ｑ度の次段シングルＰＳ６２２とを直列に接続して構成している。Ｎ，Ｍ，Ｐ，Ｑの関係は下記の通りである。ただし、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、Ｎ，Ｍ，Ｐ，Ｑの極性は上記と逆になる。
　　・＋Ｎ＋Ｍ＝Ｅ
　　・＋Ｐ＋Ｑ＝Ｆ
　図７の例では、第１カスケードＰＳ２４１は、位相シフト量Ｘ度の初段シングルＰＳ７１１と、位相シフト量Ｙ度の次段シングルＰＳ７１２と、位相シフト量Ｚ度の三段シングルＰＳ７１３とを直列に接続して構成している。また、第２カスケードＰＳ２４２は、位相シフト量Ｕ度の初段シングルＰＳ７２１と位相シフト量Ｖ度の次段シングルＰＳ７２２と、位相シフト量Ｗ度の三段シングルＰＳ７２３とを直列に接続して構成している。Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗの関係は下記の通りである。ただし、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗの極性は上記と逆になる。
　　・＋Ｘ＋Ｙ＋Ｚ＝Ｅ
　　・＋Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝Ｆ
　各カスケードＰＳ２４１，２４２は、それぞれカットオフ周波数（遮断周波数）がＧＮＳＳ周波数帯のバンドエッジ近傍となる周波数に設定されたπ型回路あるいはＴ型回路で構成することができる。π型回路、Ｔ型回路は、インダクタとコンデンサとをπ型あるいはＴ型で組み合わせた公知の回路構成である。複数のシングルＰＳ６１１，６１２，６２１，６２２，７１１～７１３，７２１～７２３をすべてπ型回路あるいはＴ型回路で構成してもよいが、両者を組み合わせてもよい。
　以下、説明の便宜上、上記の位相シフト量Ｅ度を＋９０度、位相シフト量Ｆ度を－９０度とし、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２のように２段又は３段のシングルＰＳで分担して信号の位相をシフトした場合の通過電力の損失の特性について説明する。便宜上、π型回路で構成されたシングルＰＳを「π型１段」、Ｔ型回路で構成されたシングルＰＳを「Ｔ型１段」と称することがある。また、直列接続された２つのπ型回路で構成されたカスケードＰＳを「π型２段」、直列接続された３つのπ型回路で構成されたカスケードＰＳを「π型３段」、直列接続された２つのＴ型回路で構成されたカスケードＰＳを「Ｔ型２段」、直列接続された３つのＴ型回路で構成されたカスケードＰＳを「Ｔ型３段」と称することがある。
　まず、回路構成例について説明する。図８は、－９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成例である。π型１段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ１０１、Ｃ１０２の一端間にインダクタＬ１０１が接続される。π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ２０１、Ｃ２０２の一端間にインダクタＬ２０１が接続される。さらに、π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ２０２、Ｃ２０３の一端間にインダクタＬ２０２が接続される。真ん中のコンデンサＣ２０２は、直列接続された際に並列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０１、Ｃ３０２の一端間にインダクタＬ３０１が接続される。さらに、π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０２、Ｃ３０３の一端間にインダクタＬ３０２が接続される。さらに、π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０３、Ｃ３０４の一端間にインダクタＬ３０３が接続される。コンデンサＣ３０２、Ｃ３０３は、それぞれ直列接続された際に並列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。
　図９は、－９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成例である。Ｔ型１段ＰＳは、直列接続された２つのインダクタＬ１１１、Ｌ１１２の間に、他端が接地されているコンデンサＣ１１１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのインダクタＬ２１１、Ｌ２１２の間に他端が接地されているコンデンサＣ２１１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのインダクタＬ２１２、Ｌ２１３の間に、他端が接地されているコンデンサＣ２１２が接続される。真ん中のインダクタＬ２１２は、直列接続された際に直列接続となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。Ｔ型３段ＰＳは、２つのインダクタＬ３１１、Ｌ３１２の間に他端が接地されているコンデンサＣ３１１が接続され、もう１組の２つのインダクタＬ３１２、Ｌ３１３の間に、他端が接地されているコンデンサＣ３１２が接続される。Ｔ型３段ＰＳは、さらにもう１組の２つのインダクタＬ３１３、Ｌ３１４の間に、他端が接地されているコンデンサＣ３１３が接続される。インダクタＬ３１２、Ｌ３１３は、それぞれ直列接続された際に直列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。
　図１０は、＋９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成例である。π型１段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ１２１、Ｌ１２２の一端間にコンデンサＣ１２１が接続される。π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ２２１、Ｌ２２２の一端間にコンデンサＣ２２１が接続される。さらに、π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ２２２、Ｌ２２３の一端間にコンデンサＣ２２２が接続される。真ん中のインダクタＬ２２２は、直列接続された際に並列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２１、Ｌ３２２の一端間にコンデンサＣ３２１が接続される。π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２２、Ｌ３２３の一端間にコンデンサＣ３２２が接続され、さらに、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２３、Ｌ３２４の一端間にコンデンサＣ３２３が接続される。インダクタＬ３２２、Ｌ３２３は、それぞれ直列接続された際に並列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。
　図１１は、＋９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成例である。Ｔ型１段ＰＳは、直列接続された２つのコンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の間に、他端が接地されているインダクタＬ１３１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのコンデンサＣ２３１、Ｃ２３２の間に他端が接地されているインダクタＬ２３１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのコンデンサＣ２３２、Ｃ２３３の間に、他端が接地されているインダクタＬ２３２が接続される。真ん中のコンデンサＣ２３２は、直列接続された際に直列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。Ｔ型３段ＰＳは、２つのコンデンサＣ３３１、Ｃ３３２の間に他端が接地されているインダクタＬ３３１が接続され、もう１組の２つのコンデンサＣ３３２、Ｃ３３３の間に、他端が接地されているインダクタＬ３３２が接続される。さらに、Ｔ型３段ＰＳは、もう１組の２つのコンデンサＣ３３３、Ｃ３３４の間に、他端が接地されているインダクタＬ３３３が接続される。コンデンサＣ３３２、Ｃ３３３は、それぞれ直列接続された際に直列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。
　ここで、図８～１１に示した回路構成を具現化する際に考慮しなければならない事情について触れる。インダクタやコンデンサには同じメーカによる同じ規格品であっても電気的特性にバラツキがあり、理想素子の電気的特性と一致しない場合がある。また、誘電体製の基板に実装する場合、基板の誘電率や伝送線路の長さ等によっては基板ストリップラインのリアクタンスが大きくなり、それが原因で位相シフト量が設計値から大きくずれてしまうことがある。
　例えば、図１２は、上述した－９０度π型２段のカスケードＰＳと＋９０度π型２段のカスケードＰＳの例における設計値と基板ストリップラインのリアクタンスとの関係例を示す。実線で囲まれたコンデンサＣ２０１、Ｃ２０２、Ｃ２０３、Ｃ２２１、Ｃ２２２、インダクタＬ２０１、Ｌ２０２、Ｌ２２１、Ｌ２２２、Ｌ２２３が設計値であり、破線で示されているＬ１～Ｌ１０が基板ストリップラインのリアクタンスである。この基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０は、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ５バンドの周波数帯では、設計値に対して約３０度程度の位相のずれを生じさせることがある。そのため、位相シフト量の設計値が例えば＋９０度であっても実際は約＋６０度程度しか位相がシフトしないことがある。
　第１実施形態では、図６又は図７に例示される通り、例えばＥ度又はＦ度の位相シフトを直列接続された複数のシングルＰＳの分担で行う。そのため、いずれかのシングルＰＳの電気的特性にバラツキがあっても他のシングルＰＳの電気的特性を逆にすることでそれを補うことができる。また、例えば図６において、１）カスケードＰＳ２４１の初段シングルＰＳ６１１と次段シングルＰＳ６１２とを接続する伝送線路の分布定数と、２）カスケードＰＳ２４２の初段シングルＰＳ６２１と次段シングルＰＳ６２２とを接続する伝送線路の分布定数と、が互いに相殺しあう長さや面積にすることで、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響を解消ないし緩和することができる。
　例えば、設計値で９０度の第１カスケードＰＳ２４１の位相シフト量が基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響で６０度に変化したとする。この場合、誘電体が同じで伝送線路の長さも同じであれば、第２カスケードＰＳ２４２の位相シフト量も基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響で－９０度から－１２０度になる。その結果、２つの第１位相シフト信号ｓｆ２１，ｓｆ２２の位相差は設計値と変わらないものとなる。つまり、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺することができる。図７の例でも同じことがいえる。そのため、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２のように、インダクタおよびコンデンサの数を多くし、いずれかの素子にバラツキがあっても他の素子でそれをカバーする。これにより、素子のバラツキを解消ないし緩和することができる。また、伝送線路の合計長を等しくすることで、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺させ易くなる。
　なお、実際の製造に際しては、基板ストリップラインを一旦形成した後にその長さや面積を変える作業は容易でない。このようなことから、調整リアクタンスを基板ストリップラインに挿入することで、簡易に基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺することができる。図１３は、調整リアクタンスの例として、調整用コンデンサＣ５０１、Ｃ５０２を、図１２に示した基板ストリップラインに挿入した例である。なお、調整用コンデンサＣ５０１、Ｃ５０２の挿入位置は、図１３の例に限らず、他の位置であってもよい。また、調整リアクタンスは、調整用インダクタあるいは、調整コンデンサと調整リアクタンスとの組み合わせであってもよい。また、予め任意の位置に素子接続用の一対の導電性パッドを設けておき、導電性パッドに調整用リアクタンスの一対の端子を事後に接続するようにしてもよい。
　次に、図１４～図２６を参照して、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２の通過電力の損失（電力ロス）について説明する。図１４～図２５はシミュレーションからの計算値であり、縦軸は通過電力の損失［ｄＢ］、横軸は周波数［ＭＨｚ］である。共振周波数（通過電力の損失がゼロになるときの周波数）は、いずれも約１４００ＭＨｚ（Ｌ２，Ｌ５バンドの下限周波数とＬ１バンドの上限周波数のほぼ中間の周波数）に設定されている。
　図１４は、－９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１５は、－９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。１段ＰＳは、上記のシングルＰＳである。これらの例では、位相シフト量を－１０度から－９０度まで１０度ずつ変化させた場合の通過電力の損失の大きさが示されている。図１４および図１５から明らかな通り、絶対値が３０度以下、特に２０度未満の位相シフト量では、通過電力の損失が殆どない。これに対し、位相シフト量の絶対値が３０度を超えて大きくなり、あるいは周波数が高くになるにつれて通過電力の損失が急激に大きくなり、共振周波数が合わせづらくなる。
　図１６は、＋９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１７は、＋９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。これらの例では、位相シフト量を＋１０度から＋９０度まで１０度ずつ変化させた場合の通過損失の大きさが示されている。図１６および図１７から明らかな通り、絶対値が３０度以下、特に２０度未満の位相シフト量では、殆ど通過電力の損失がない。これに対し、位相シフト量が３０度を超えて大きくなり、あるいは周波数が高くなるにつれて通過電力の損失が急激に大きくなり、共振周波数が合わせづらくなる。
　図１８は、－９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１９は、－９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。比較の便宜上、図１８には、図１４に示した－９０度π型１段ＰＳの通過電力の損失、図１９には図１５に示した－９０度Ｔ型１段ＰＳの通過電力の損失が、それぞれ－９０度（１段）として併記されている。なお、２段ＰＳ及び後述する３段ＰＳは、上記のカスケードＰＳである。（－１０－８０）度は、図６に示した「Ｎ」が－１０で「Ｍ」が－８０であることを示す。他の位相シフト量の組み合わせについても同様である。図１８および図１９から明らかな通り、－９０度２段ＰＳにすることで、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で、－９０度１段ＰＳよりも格段に小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
　図２０は、＋９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図２１は、＋９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。比較の便宜上、図２０には、図１６に示した＋９０度π型１段ＰＳの通過電力の損失、図２１には図１７に示した＋９０度Ｔ型１段ＰＳの通過電力の損失が、それぞれ９０度（１段）として併記されている。（１０＋８０）度は、図６に示した「Ｎ」が１０で「Ｍ」が８０であることを示す。他の位相シフト量の組み合わせについても同様である。図２０および図２１から明らかな通り、＋９０度２段ＰＳにすることで、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で、＋９０度１段ＰＳよりも格段に小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
　図２２は、－９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。また、図２３は、－９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。１段は－９０度１段ＰＳ、２段は－９０度２段ＰＳ、３段は－９０度３段ＰＳを表す。２段および３段は、便宜上、図６に示した位相量Ｎ，Ｍは共に４５、図７に示した位相量Ｘ，Ｙ，Ｚはいずれも３０である場合の例である。図２２および図２３から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、段数が多いほど高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
　図２４は、＋９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。また、図２５は、＋９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。１段は＋９０度１段ＰＳ、２段は＋９０度２段ＰＳ、３段は＋９０度３段ＰＳを表す。２段および３段は、便宜上、図６に示した位相量Ｎ，Ｍは共に４５、図７に示した位相量Ｘ，Ｙ，Ｚはいずれも３０である場合の例である。図２４および図２５から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、段数が多いほど高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
　次に、図２６～図２９を参照して、回路構成別および段数別の帯域幅について説明する。図２６～図２９において、縦軸は－０．０１ｄＢ以内の帯域幅［ＭＨｚ］、横軸は位相シフト量が±９０度のときの段数である。
　図２６は、－９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は－９０度π型１段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．３６７８［ｄＢ］であり、帯域幅は２０１［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（－４５－４５）度π型２段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．００６３［ｄＢ］であり、－帯域幅は９３２［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（－３０－３０－３０）度π型３段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．００１０［ｄＢ］であり、帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
　図２７は、－９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は－９０度Ｔ型１段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．４６２２［ｄＢ］であり、帯域幅は１７６［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（－４５－４５）度Ｔ型２段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．００６３［ｄＢ］であり、帯域幅は９３５［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は、（－３０－３０－３０）度Ｔ型３段の場合の例である。通過損失の平均は－０．０００９［ｄＢ］であり、帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
　図２８は、＋９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は＋９０度π型１段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．１８７３［ｄＢ］であり、帯域幅は２０１［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（４５＋４５）度π型２段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．００４７［ｄＢ］であり、帯域幅は９９０［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（３０＋３０＋３０）度π型３段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．０００８［ｄＢ］であり帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
　図２９は、＋９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は＋９０度Ｔ型１段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．２２８６［ｄＢ］であり、帯域幅は１８０［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は、（４５＋４５）度Ｔ型２段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．００４８［ｄＢ］であり、帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（３０＋３０＋３０）度Ｔ型３段の場合の例である。通過電力の損失の平均は－０．０００８［ｄＢ］であり、－０．０１ｄＢ以内帯域は、１００１［ＭＨｚ］である。
　図２６～図２９から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、直列接続する段数が多いほど、－０．０１ｄＢ以下の低通過電力の損失を維持する帯域幅が格段に拡がることがわかる。そのため、１つのパッチ電極１２３とカスケードＰＳ１４１、１４２を用いた１つの給電回路２０だけで、ＧＮＳＳの高域側であるＬ１バンドと低域側であるＬ５バンドあるいはＬ２バンドでの使用をカバーすることができる。
＜変形例１＞
　第１実施形態では、本発明を実施する上でＭＣ２１１～２１４を省略できることを説明したが、その他にも様々な構成の変形が可能である。図３０は第２ＣＯＭ２５１を省略した構成の例示図である。図３１は２つの第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２を省略した構成の例示図である。図３２は、第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２と第２ＣＯＭ２５１とを省略した構成の例示図である。また、図３３は、４つのシングルＰＳ２２１，２２２，２２３，２２４をそれぞれカスケードＰＳ３２１，３２２，３２３，３２４に置き換えた構成の例示図である。図３３のように、シングルＰＳをカスケードＰＳに置き換えたことの効用については、上述の通りである。
一方、図３０～図３２のようにＣＯＭを省略することにより位相シフトされた２つの信号がダイレクトに後段のカスケードＰＳに入力される。そのため、省略の態様が通過電力の損失の程度にどのような影響を及ぼすについて、以下に説明する。
　図３４は、第１ＣＯＭ２３１，２３２、第２ＣＯＭ２５１をすべて設けた場合の通過電力の損失の特性図である。図３５は、図３０の構成例による通過電力の損失の特性図である。図３６は、図３１の構成例による通過電力の損失の特性図である。図３７は、図３２の構成例による通過電力の損失の特性図である。それぞれ縦軸は通過電力の損失量（ｄＢ）、横軸は周波数である。また、図中、Ｓ１２は、パッチ電極１２３に形成された４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４のうち、給電端子部ｐ１１と給電回路２０の出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１３は、給電端子部ｐ１２と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１４は給電端子部ｐ１３と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１５は、給電端子部ｐ１４と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。
　図３５～図３７の構成例では、図３４の構成例に比べて周波数に応じた損失量（ｄＢ）の変動が大きい。しかし、Ｌ１，Ｌ５，Ｌ２バンドだけに着目すると、第１ＣＯＭ２３１，２３２、第２ＣＯＭ２５１をすべて省略した図３７の構成例であっても、これらをすべて設けた図３４の構成例に比較してバンド内総損失量の差分が僅か（１ｄＢ前後）である。従って、アンテナトータルで考えると、これらを省略したことによる給電回路２０の簡略化、小型化、アンテナ１の小型軽量化に対する貢献度の方が大きいことがある。
　なお、図３３の構成例において、前述の第２パターンにおいて、例えば、Ａが６０となるシングルＰＳ２２１と、Ｃが－６０となるシングルＰＳ２２４だけ、つまり位相シフト量の絶対値が相対的に大きいシングルＰＳだけをカスケードＰＳに置き換えてもよい。ただし、この例の場合、Ｂが－３０となるシングルＰＳ２２２と、Ｄが＋３０となるシングルＰＳ２２４については、基板ストリップラインのリアクタンスが、対となるシングルＰＳ２２１、２２４と同じになるように、伝送線路長を長くすることが望ましい。また、第２位相回路部２００ＢをシングルＰＳとし、第１位相回路部２００Ａの各シングルＰＳ２２１～２２４だけをカスケードＰＳに置き換えることもできる。
　また、第３パターンにおいて、例えば、Ａが６０となるシングルＰＳ２２１と、Ｃが－５０となるシングルＰＳ２２４だけ、つまり位相シフト量の絶対値が相対的に大きいシングルＰＳだけをカスケードＰＳに置き換えてもよい。ただし、この例の場合、Ｂが－３０となるシングルＰＳ２２２と、Ｄが＋４０となるシングルＰＳ２２４については、基板ストリップラインのリアクタンスが、対となるシングルＰＳ２２１、２２４と同じになるように、伝送線路長を長くすることが望ましい。また、第３パターンも第２パターンと同様に、第２位相回路部２００ＢをシングルＰＳとし、第１位相回路部２００Ａの各シングルＰＳ２２１～２２４だけをカスケードＰＳに置き換えることもできる。
＜変形例２＞
　第１実施形態では、アンテナエレメントが４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４を有する４給電式のパッチ電極１２３である場合の例を説明したが、立体状のアンテナエレメント、あるいは、２つの給電端子部を有する２給電式のパッチ電極のアンテナエレメントについても同様に適用が可能である。
　例えば、２つの給電端子部は、パッチ電極の中心点から等距離、等間隔で１つずつ存在する。そして、一方の給電端子部における給電位相（給電時の位相、以下同じ）が隣り合う他方の給電端子部の給電位相と９０度異なっている。２つの給電端子部のうちの一方の給電端子部から基準位相となる入力信号が入力される。基準位相は、他方の入力信号に対する位相差の起点となる位相角であり、０度であってもよいが、０度以外であってもよい。他方の給電端子部には、一方の給電端子部から入力信号に対して９０度位相がずれた入力信号が入力される。これにより、例えば、一方の入力信号が図４の第１シングルＰＳでＡ度の位相シフトが行われ、他方の入力信号が第２シングルＰＳでＢ度の位相シフトが行われるという実施形態が可能である。この実施形態では、位相差が０度となるように位相シフトされた２つの信号を、第１ＣＯＭ２３１で合成して１つの合成信号としてＡＭＰに出力される。
　２つの給電端子を有する２給電式のパッチ電極における給電回路の回路構成は、例えば、図４に示す給電回路２０の第１シングルＰＳ２２１、第２シングルＰＳ２２２、第１ＣＯＭ２３１で構成される。その他の構成は省略される。第１ＣＯＭ２３１は出力端子ｐ３１を介してＡＭＰに接続される。そして、第１シングルＰＳ２２１でＡ度の位相シフトが行われた入力信号と第２シングルＰＳ２２２でＢ度の位相シフトが行われた入力信号が第１ＣＯＭ２３１で合成され、１つの合成信号としてＡＭＰに出力される。ここで、第１シングルＰＳ２２１と第２シングルＰＳ２２２は、図６や図７で示すカスケードＰＳ２４１やカスケードＰＳ２４２に変更してもよい。２つの給電端子部を有する２給電式のパッチ電極のアンテナエレメントについても、例えば以下に示される様々なパターンを適宜採用することができる。
・第１パターン：Ａ＝０、Ｂ＝－９０。
・第２パターン：Ａ＝＋４５、Ｂ＝－４５。
・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０。
　また、例えば、図３８は立体形状のアンテナエレメントの例示図である。このアンテナエレメントは、４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が形成された面状電極１６０と、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４からそれぞれ螺旋状にＺ方向に延びる４本の線状導電素子１６１，１６２，１６３，１６４を備える。各線状導電素子１６１，１６２，１６３，１６４は、隣り合う線状導電素子と接触することなく、互いに９０度の位相差で信号を受信する。
＜変形例３＞
　第１実施形態では、ＧＮＳＳのＬ１，Ｌ２，Ｌ５バンドの受信時に用いる給電回路２０について説明したが、送信時に用いる給電回路等としての実施も可能である。この場合、信号の流れは、第１実施形態で説明した流れと逆の方向となる。すなわち、出力端子ｓ３１に入力される信号が入力信号となり、第２ＣＯＭ２５１、第１ＣＯＭ２３１、２３２が分配回路となる。また、各入力信号ｓ１～ｓ４がそれぞれ隣り合う信号と９０度の位相差をもつ信号となる。
＜第２実施形態＞
　図３９を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。第１実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第２実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、ＸＭ用基板アセンブリ１３と、ＴＥＬ用基板１４とを１つのアンテナケース内に混載したアンテナ２の例について説明する。
　アンテナケースは、電波透過性部材から成るシャークフィン形状のアンテナカバー１０ｃと、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２、ＸＭ用基板アセンブリ１３、および、ＴＥＬ用基板１４を収容するための窪みが形成された樹脂製のアンテナベース１０ｄとで構成される。ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２は、回路基板１２１、誘電体１２２、パッチ電極１２３、給電回路２０を有する点については第１実施形態のアンテナ１と同じであるが、第２実施形態では、回路基板１２１の面積がアンテナベース１０ｄのサイズが大きい。また、回路基板１２１の周囲にある送信アンテナや他のアンテナからの放射性ノイズからシールドするために、給電回路２０は実施形態１のシールドより強固なシールドが得られるシールドカバー１２６を装着している。
　ＸＭ用基板アセンブリ１３は、ＸＭパッチアンテナ１３０と回路基板１３１とシールドカバー１３２を含んで構成される。各々の構成、構造については、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２と同じである。ただし、ＸＭ用基板アセンブリ１３の使用周波数帯は２．３ＧＨｚ帯である。ＸＭ用基板アセンブリ１３は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２との干渉が抑制される距離で配置されている。
　ＴＥＬ用基板アセンブリ１４は、遠距離通信（Telecommunication）用のアセンブリであり、ＴＥＬ用エレメント１４０と回路基板１４１とシールドプレート１４２とを含んで構成される。ＴＥＬ用エレメント１４０で送受信可能な周波数帯は、例えば６００ＭＨｚ～６ＧＨｚの電話周波数帯である。回路基板１４１は、受信時にはアンテナを広帯域にするためのマッチング回路である。シールドプレート１４２は動作時に接地電位となる金属板であり、ノイズ発生源と回路基板１４１との間に、アンテナベース１０ｄの窪みに沿って設けられている。
　ＴＥＬ用エレメント１４０は、先端部の高さがＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２およびＸＭ用基板アセンブリ１３よりも高く、かつ先端部付近の面積が基端部付近よりも相対的に大きく形成されている。先端部付近の形状は長方形であるが、この形状は他の形状であってもよい。ＴＥＬ用基板アセンブリ１４は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２およびＸＭ用基板アセンブリ１３とのアイソレーションを確保できる距離だけ離して配置されている。
　このように構成されるアンテナ２は、ＧＮＳＳバンドだけでなく、ＸＭバンドやＴＥＬ帯までも１つのケースに配置するアンテナ２だけで移動通信も可能になるので、車載通信機器の高機能化に対しても柔軟に対応することができる。
＜第３実施形態＞
　次に、図４０を参照して、本発明の第３実施形態について説明する。第２実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第３実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５ＢをＺ方向の厚みが２０ｍｍ以下となるフラット型のアンテナケースに収容したアンテナ３の例について説明する。このアンテナ３は、電波透過性部材から成るアンテナカバー１０ａと中空箱状で＋Ｚ方向の表面が平面となる樹脂製のアンテナベース１０ｄとを有する。アンテナカバー１０ａは、アンテナベース１０ｄの上表面と平行に対向する主面部と、主面部の周縁からそれぞれ－Ｚ方向に屈曲してアンテナ取付面に向かって延び、アンテナベース１０ｄの側面部外周に接合される側面部とを有する。
　アンテナベース１０ｄの上表面には、開口部が形成されている。ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のうち回路基板１２１は、アンテナベース１０ｄの上表面の裏面側に取り付けられている。回路基板１２１の略中央部に固定された誘電体１２２およびパッチ電極１２３は、アンテナベース１０ｄの開口部から露出している。給電回路２０が回路基板１２１の裏面側に取り付けられている点は第１実施形態と同じであるが、第３実施形態では、第２実施形態のように、給電回路２０をシールドカバー１２６が覆っている。
　２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂは、それぞれ同じ周波数帯での同時期または送受を切り替えた通信を可能にする移動通信用エレメントを備えたアセンブリである。移動通信用エレメントは、使用周波数によって様々な形状およびサイズを採用し得る。一つの態様では、ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａの移動通信用エレメントは、アンテナカバー１０ａの４つの角部のうち１つの角部を含む主面裏側の一部と隣り合う２つの側面部内壁の一部とに貼り付く立体金属板である。４つの角部のうち２つの角部付近に跨がって延びる形状であってもよい。ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ｂの移動通信用エレメントも同様であるが、アンテナカバー１０ａ内で、ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａの移動通信用エレメントと最も離れた部位に設けることが望ましい。これにより、実用上充分なアイソレーション（１０ｄＢ～１５ｄＢ）を確保することができる。
　このように構成されるアンテナ３は、高さが約２０ｍｍの低いアンテナケースに、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２と２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂとが併設されている。よって、アンテナ３は、小型低背でありながら、車両側通信機器が多機能化されても柔軟に対応することができる。
　なお、第３実施形態では、２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂが示されているが、アンテナカバー１０ａの４つの角部付近にそれぞれ１つずつ、合計で４つのＴＥＬ用基板アセンブリを設けるようにしてもよい。このように２つ以上のＴＥＬ用基板アセンブリを設けることにより、１つのアンテナ３でＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信を行うことができる。
＜第４実施形態＞
　図４１を参照して、本発明の第４実施形態について説明する。第４実施形態では、第３実施形態のアンテナ３の厚みをさらに薄くしたアンテナ４の例を説明する。第３実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。
　アンテナ４は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のうち給電回路２０およびシールドカバー１２６を誘電体１２２の表面上に配置したものである。具体的には回路基板１２１の表面に、誘電体１２２と給電回路２０とを配置し、シールドカバー１２６で給電回路２０を覆って構成される。アンテナ４の他の構成および作用等については、第３実施形態のアンテナ３と同じである。
　このアンテナ４は、その表面にパッチ電極１２３が設けられた誘電体１２２と給電回路２０とが回路基板１２１の同一面上に配されているので、Ｚ方向のアンテナベース１０ｄの厚みを薄くすることができる。そのため、アンテナ４全体の高さを第３実施形態のアンテナ３よりもさらに低くすることができる。
　第１～第４実施形態のアンテナは、それ自体でロボット、ドローンのような移動体に搭載可能であるが、近年、様々な周波数帯のアンテナ部を１つのケースに混載した車載用のアンテナ装置においても使用可能である。
１・・・アンテナ、１０・・・アンテナケース、１２・・・ＧＮＳＳ基板アッセンブリ、１２１，１４１・・・回路基板、１２２・・・誘電体、１２３・・・パッチ電極、１２６・・・シールドカバー、２０・・・給電回路、ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４・・・給電端子部、ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４・・・基板端子部、２００Ａ・・・第１位相回路部、２００Ｂ・・・第２位相回路部、２４１，２４２，３２１，３２２，３２３，３２４・・・カスケードＰＳ、２２１～２２４，６１１，６１２，６２１，６２２，７１１～７１３，７２１～７２３・・・シングルＰＳ、１６０・・・面状電極、１６１，１６２，１６３，１６４・・・線状導電素子、１３・・・ＸＭ用基板アセンブリ、１４・・・ＴＥＬ用基板、１４０・・・ＴＥＬ用エレメント、１４２・・・シールドプレート、１５Ａ，１５Ｂ・・・ＴＥＬ用基板アセンブリ。

Claims (10)

  1. 　アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された複数の入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力する回路基板であって、
    　前記複数の入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに位相シフトした前記複数の入力信号を合成する位相回路部を有し、
    　前記位相回路部は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される、回路基板。
  2. 　前記複数の入力信号は、第１入力信号と、前記第１入力信号に対して９０度位相が異なる第２入力信号と、第２入力信号に対して９０度位相が異なる第３入力信号と、前記第３入力信号に対して９０度位相が異なる第４入力信号であり、
    　前記位相回路部は、前記第１入力信号をＡ度位相シフトさせ、前記第２入力信号をＢ度位相シフトさせるとともに、前記第３入力信号をＣ度位相シフトさせ、前記第４入力信号をＤ度位相シフトさせて、当該Ａ度位相シフトした第１入力信号と当該Ｂ度位相シフトした第２入力信号を合成した第1合成信号と、当該Ｃ度位相シフトした第３入力信号と当該Ｄ度位相シフトした第４入力信号を合成した第２合成信号を出力する第１位相回路部と（ただし、Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ＝０）、
    　前記第１位相回路部から出力された前記第１合成信号をＥ度位相シフトさせる第１のカスケード型移相器と、前記第１位相回路部から出力された前記第２合成信号をＦ度位相シフトさせる第２の前記カスケード型移相器と、を有する第２位相回路部と（ただし、Ｅ＋Ｆ＝－１０以上＋１０以下）、を備える、請求項１に記載の回路基板。
  3. 　前記複数の入力信号は、第１入力信号と、前記第１入力信号に対して９０度位相が異なる第２入力信号と、第２入力信号に対して９０度位相が異なる第３入力信号と、前記第３入力信号に対して９０度位相が異なる第４入力信号であり、
    　前記位相回路部は、前記第１入力信号をＡ度位相シフトさせ、前記第２入力信号をＢ度位相シフトさせるとともに、前記第３入力信号をＣ度位相シフトさせ、前記第４入力信号をＤ度位相シフトさせて、当該Ａ度位相シフトした第１入力信号と当該Ｂ度位相シフトした第２入力信号を合成した第1合成信号と、当該Ｃ度位相シフトした第３入力信号と当該Ｄ度位相シフトした第４入力信号を合成した第２合成信号を出力する第１位相回路部と（ただし、Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ≠０）、
    　前記第１位相回路部から出力された前記第１合成信号をＥ度位相シフトさせる第１のカスケード型移相器と、前記第１位相回路部から出力された前記第２合成信号をＦ度位相シフトさせる第２の前記カスケード型移相器と、を有する第２位相回路部と（ただし、Ｅ＋Ｆ＝－１０以上＋１０以下）、を備える、請求項１に記載の回路基板。
  4. 　前記第１位相回路部は、それぞれ位相シフトした前記第１入力信号と前記第２入力信号、および／又は、それぞれ位相シフトした前記第３入力信号と前記第４入力信号をダイレクトに合成する、請求項２又は３に記載の回路基板。
  5. 　前記第２位相回路部は、それぞれ位相シフトした前記２つの合成信号をダイレクトに合成する、請求項２又は３に記載の回路基板。
  6. 　請求項１～５のいずれか一項に記載の回路基板と、
    　パッチ電極を有するアンテナエレメントと、を備える、アンテナ。
  7. 　請求項１に記載の回路基板と、
    　パッチ電極を有するアンテナエレメントを有し、
    　前記パッチ電極は、給電位相が９０度異なっている２つ以上の給電端子が形成されている、アンテナ。
  8. 　前記アンテナベースの同一面上に、前記アンテナエレメントおよび前記回路基板の組が複数組配置されている、請求項６又は７に記載のアンテナ。
  9. 　アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力する回路基板であって、
    　前記４つの入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記４つの入力信号を２つずつ合成して２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部と、
    　前記２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記２つの第１合成信号を合成して前記１つの信号を出力する第２位相回路部と、を含み、
    　前記第１位相回路部と前記第２位相回路部の少なくとも一方が、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される、回路基板。
  10. 　請求項９に記載の回路基板と、
    　パッチ電極を有するアンテナエレメントと、を備える、アンテナ。
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