JP2002033635A - ９０度移相器及びこれを用いたイメージ除去ミキサ並びに受信装置 - Google Patents
９０度移相器及びこれを用いたイメージ除去ミキサ並びに受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来構成の９０度移相器では、９０度付近の
位相差を持つ出力信号が得られる入力信号の周波数範囲
は必ずしも十分ではなく、さらに広い周波数範囲で９０
度付近の位相差を得たいというニーズに応えることがで
きない。 【解決手段】 本発明では移相回路１４−１〜ｎ、１５
−１〜ｎを直列に接続して成る第１、第２多段移相回路
１４、１５から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの
出力信号を得る９０度移相器１０において、第１、第２
多段移相回路１４、１５の各位相特性に差を設けるとと
もに、各移相回路１４−１〜ｎ、１５−１〜ｎ毎の位相
特性にもそれぞれ差を設けている。
位相差を持つ出力信号が得られる入力信号の周波数範囲
は必ずしも十分ではなく、さらに広い周波数範囲で９０
度付近の位相差を得たいというニーズに応えることがで
きない。 【解決手段】 本発明では移相回路１４−１〜ｎ、１５
−１〜ｎを直列に接続して成る第１、第２多段移相回路
１４、１５から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの
出力信号を得る９０度移相器１０において、第１、第２
多段移相回路１４、１５の各位相特性に差を設けるとと
もに、各移相回路１４−１〜ｎ、１５−１〜ｎ毎の位相
特性にもそれぞれ差を設けている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は半導体集積回路化に
適した広帯域の９０度移相器、特に受信装置のイメージ
除去ミキサに用いられる９０度移相器に関するものであ
る。
適した広帯域の９０度移相器、特に受信装置のイメージ
除去ミキサに用いられる９０度移相器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】入力信号の位相を９０度シフトさせる９
０度移相器は、多くの技術分野で非常に重要な役割を担
っている。図８は９０度移相器の第１従来例を示すブロ
ック図である。本図に示すように、この９０度移相器４
０は１つの共通入力端子４１と２つの出力端子４３、４
４を有している。共通入力端子４１に加えられる入力信
号は２系統に分離されて出力端子４３、４４からそれぞ
れ出力される。
０度移相器は、多くの技術分野で非常に重要な役割を担
っている。図８は９０度移相器の第１従来例を示すブロ
ック図である。本図に示すように、この９０度移相器４
０は１つの共通入力端子４１と２つの出力端子４３、４
４を有している。共通入力端子４１に加えられる入力信
号は２系統に分離されて出力端子４３、４４からそれぞ
れ出力される。
【０００３】このとき、分離された一系統の入力信号は
そのまま出力端子４３に送出されるが、他系統の入力信
号は１次のオールパスフィルタ４２（以下、ＡＰＦ４２
と呼ぶ）を介して出力端子４４に送出される。ここで、
ＡＰＦ４２は利得変化を伴うことなく入力信号の位相の
みをシフトさせるので、出力端子４３、４４の各出力信
号間にはその分だけ位相差が生じる。
そのまま出力端子４３に送出されるが、他系統の入力信
号は１次のオールパスフィルタ４２（以下、ＡＰＦ４２
と呼ぶ）を介して出力端子４４に送出される。ここで、
ＡＰＦ４２は利得変化を伴うことなく入力信号の位相の
みをシフトさせるので、出力端子４３、４４の各出力信
号間にはその分だけ位相差が生じる。
【０００４】図９は９０度移相器４０から送出される各
出力信号間の位相差を表すグラフである。ただし、この
位相差はＡＰＦ４２の位相特性そのものであるため、図
９はＡＰＦ４２の位相特性を表すグラフであると言うこ
ともできる。なお、本図の横軸は入力信号の周波数を示
しており、縦軸は各出力信号間の位相差（もしくはＡＰ
Ｆ４２における位相シフト量）を示している。また、実
線Ｌは入力信号の周波数変化に伴って各出力信号間の位
相差が変化する様子を示している。
出力信号間の位相差を表すグラフである。ただし、この
位相差はＡＰＦ４２の位相特性そのものであるため、図
９はＡＰＦ４２の位相特性を表すグラフであると言うこ
ともできる。なお、本図の横軸は入力信号の周波数を示
しており、縦軸は各出力信号間の位相差（もしくはＡＰ
Ｆ４２における位相シフト量）を示している。また、実
線Ｌは入力信号の周波数変化に伴って各出力信号間の位
相差が変化する様子を示している。
【０００５】図中に示すように、９０度移相器４０から
送出される各出力信号間の位相差が９０度付近となるの
は、入力信号の周波数が所定の周波数幅ｗ内である場合
に限られる。ただし、各出力信号間の位相差が９０度付
近となる領域では入力信号の周波数変化に対する位相差
の変化率が大きくなるため、９０度付近の位相差を得る
ことができる入力信号の周波数幅ｗは非常に狭いものと
なっている。従って、本構成の９０度移相器４０では、
入力信号の周波数帯域が広範囲に及ぶ場合、その入力信
号の全周波数帯域にわたる９０度位相シフトを行うこと
はできない。
送出される各出力信号間の位相差が９０度付近となるの
は、入力信号の周波数が所定の周波数幅ｗ内である場合
に限られる。ただし、各出力信号間の位相差が９０度付
近となる領域では入力信号の周波数変化に対する位相差
の変化率が大きくなるため、９０度付近の位相差を得る
ことができる入力信号の周波数幅ｗは非常に狭いものと
なっている。従って、本構成の９０度移相器４０では、
入力信号の周波数帯域が広範囲に及ぶ場合、その入力信
号の全周波数帯域にわたる９０度位相シフトを行うこと
はできない。
【０００６】上記課題を解決する技術が、例えば特開平
８−３０７２０８号公報に提案されている。図１０は９
０度移相器の第２従来例を示すブロック図である。前出
の９０度移相器４０と同様、この９０度移相器５０も１
つの共通入力端子５１と２つの出力端子５４、５５を有
している。共通入力端子５１に加えられる入力信号は２
系統に分離されて出力端子５４、５５からそれぞれ出力
される。
８−３０７２０８号公報に提案されている。図１０は９
０度移相器の第２従来例を示すブロック図である。前出
の９０度移相器４０と同様、この９０度移相器５０も１
つの共通入力端子５１と２つの出力端子５４、５５を有
している。共通入力端子５１に加えられる入力信号は２
系統に分離されて出力端子５４、５５からそれぞれ出力
される。
【０００７】このとき、分離された一系統の入力信号は
１次のオールパスフィルタ５２（以下、ＡＰＦ５２と呼
ぶ）を介して出力端子５４に送出され、他系統の入力信
号は１次のオールパスフィルタ５３（以下、ＡＰＦ５３
と呼ぶ）を介して出力端子５５に送出される。ここで、
ＡＰＦ５２、５３はいずれも利得変化を伴うことなく入
力信号の位相のみをシフトさせる回路であり、その位相
特性は互いに異なるものである。
１次のオールパスフィルタ５２（以下、ＡＰＦ５２と呼
ぶ）を介して出力端子５４に送出され、他系統の入力信
号は１次のオールパスフィルタ５３（以下、ＡＰＦ５３
と呼ぶ）を介して出力端子５５に送出される。ここで、
ＡＰＦ５２、５３はいずれも利得変化を伴うことなく入
力信号の位相のみをシフトさせる回路であり、その位相
特性は互いに異なるものである。
【０００８】図１１は９０度移相器５０から送出される
各出力信号間の位相差、及びＡＰＦ５２、５３の位相特
性を表すグラフである。本図の横軸は入力信号の周波数
を示しており、縦軸は各出力信号間の位相差及びＡＰＦ
５２、５３における位相シフト量を示している。なお、
図中の実線Ｌは入力信号の周波数変化に伴って各出力信
号間の位相差が変化する様子を示している。また、一点
鎖線ａ、二点鎖線ｂはそれぞれＡＰＦ５２、５３の位相
特性を示している。
各出力信号間の位相差、及びＡＰＦ５２、５３の位相特
性を表すグラフである。本図の横軸は入力信号の周波数
を示しており、縦軸は各出力信号間の位相差及びＡＰＦ
５２、５３における位相シフト量を示している。なお、
図中の実線Ｌは入力信号の周波数変化に伴って各出力信
号間の位相差が変化する様子を示している。また、一点
鎖線ａ、二点鎖線ｂはそれぞれＡＰＦ５２、５３の位相
特性を示している。
【０００９】一点鎖線ａ、二点鎖線ｂで示すように、Ａ
ＰＦ５２、５３における位相シフト量が９０度付近とな
る入力信号の周波数幅はいずれも非常に狭いことが分か
る。しかし、ＡＰＦ５２における位相シフト量とＡＰＦ
５３における位相シフト量とが互いにほぼ一定の差を保
ちながら推移する区間は、比較的広い周波数範囲にわた
って形成されている。
ＰＦ５２、５３における位相シフト量が９０度付近とな
る入力信号の周波数幅はいずれも非常に狭いことが分か
る。しかし、ＡＰＦ５２における位相シフト量とＡＰＦ
５３における位相シフト量とが互いにほぼ一定の差を保
ちながら推移する区間は、比較的広い周波数範囲にわた
って形成されている。
【００１０】従って、本図に示すように、ＡＰＦ５２、
５３の位相特性を互いに異なる設定とすることで、９０
度移相器５０から送出される各出力信号間の位相差（実
線Ｌ）が９０度付近となる入力信号の周波数幅ｗを広げ
ることができる。
５３の位相特性を互いに異なる設定とすることで、９０
度移相器５０から送出される各出力信号間の位相差（実
線Ｌ）が９０度付近となる入力信号の周波数幅ｗを広げ
ることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来技術を適用した９０度移相器であっても、９０度
付近の位相差が得られる周波数範囲は必ずしも十分では
なく、さらに広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得
たいというニーズに応えることはできない。
た従来技術を適用した９０度移相器であっても、９０度
付近の位相差が得られる周波数範囲は必ずしも十分では
なく、さらに広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得
たいというニーズに応えることはできない。
【００１２】例えば、近年、携帯情報機器向けの無線通
信技術として、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈと呼ばれる近距離無
線インターフェースが提案されている。このＢｌｕｅｔ
ｏｏｔｈを用いると、ノートパソコンやＰＤＡ（Person
al Digital Assistants）、携帯電話などをケーブルを
使わずに接続し、音声やデータをやりとりすることがで
きる。なお、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈでは免許なしで自
由に使うことのできる２．４５ＧＨｚ帯の電波をキャリ
アとして使用している。
信技術として、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈと呼ばれる近距離無
線インターフェースが提案されている。このＢｌｕｅｔ
ｏｏｔｈを用いると、ノートパソコンやＰＤＡ（Person
al Digital Assistants）、携帯電話などをケーブルを
使わずに接続し、音声やデータをやりとりすることがで
きる。なお、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈでは免許なしで自
由に使うことのできる２．４５ＧＨｚ帯の電波をキャリ
アとして使用している。
【００１３】また、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈでは周波数
ホッピング方式のスペクトラム拡散技術が用いられてお
り、信号の変調方式としてはＧＦＳＫ（Gaussian-filte
redFrequency Shift Keying）が採用されている。な
お、信号伝送レートが１Ｍｂｐｓ、変調指数が０．２８
〜０．３５であるため、信号の周波数偏移幅は±１４０
ｋＨｚ〜±１７５ｋＨｚとなる。
ホッピング方式のスペクトラム拡散技術が用いられてお
り、信号の変調方式としてはＧＦＳＫ（Gaussian-filte
redFrequency Shift Keying）が採用されている。な
お、信号伝送レートが１Ｍｂｐｓ、変調指数が０．２８
〜０．３５であるため、信号の周波数偏移幅は±１４０
ｋＨｚ〜±１７５ｋＨｚとなる。
【００１４】ここで、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの規格に
準拠した２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信するＢｌｕｅｔ
ｏｏｔｈ受信装置には、イメージ除去ミキサが設けられ
ている。イメージ除去ミキサとは受信信号を中間周波数
信号（以下、ＩＦ信号と呼ぶ）に変換するとともに、受
信妨害の原因となるイメージ周波数成分の除去を行う回
路である。そして、このイメージ除去ミキサの内部には
９０度移相器が用いられている。
準拠した２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信するＢｌｕｅｔ
ｏｏｔｈ受信装置には、イメージ除去ミキサが設けられ
ている。イメージ除去ミキサとは受信信号を中間周波数
信号（以下、ＩＦ信号と呼ぶ）に変換するとともに、受
信妨害の原因となるイメージ周波数成分の除去を行う回
路である。そして、このイメージ除去ミキサの内部には
９０度移相器が用いられている。
【００１５】このとき、前記９０度移相器の入力信号と
なる前記ＩＦ信号には前述の通りＦＭ変調が施されてい
るため、前記９０度移相器ではその周波数偏移幅をカバ
ーし得る広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得る必
要がある。また、前記イメージ除去ミキサの精度向上の
ためには、前記９０度移相器自身の位相特性ずれ（コン
デンサや抵抗の製造ばらつき等に起因する）や、送受信
回路に設けられた局部発振器のずれ幅等についてもカバ
ーする必要がある。
なる前記ＩＦ信号には前述の通りＦＭ変調が施されてい
るため、前記９０度移相器ではその周波数偏移幅をカバ
ーし得る広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得る必
要がある。また、前記イメージ除去ミキサの精度向上の
ためには、前記９０度移相器自身の位相特性ずれ（コン
デンサや抵抗の製造ばらつき等に起因する）や、送受信
回路に設けられた局部発振器のずれ幅等についてもカバ
ーする必要がある。
【００１６】以上のことを考慮すると、前記Ｂｌｕｅｔ
ｏｏｔｈにおける前記ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚとし
た場合、前記９０度移相器でカバーすべき周波数範囲は
約０．４ＭＨｚ〜１．６ＭＨｚという広帯域となる。従
来の９０度移相器ではこれほど広帯域にわたって一様で
安定した９０度位相シフトを行うことはできない。
ｏｏｔｈにおける前記ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚとし
た場合、前記９０度移相器でカバーすべき周波数範囲は
約０．４ＭＨｚ〜１．６ＭＨｚという広帯域となる。従
来の９０度移相器ではこれほど広帯域にわたって一様で
安定した９０度位相シフトを行うことはできない。
【００１７】本発明は上記の問題点に鑑み、半導体集積
回路化に適した広帯域の９０度移相器を提供することを
目的とする。また、前記９０度移相器を用いた高精度の
イメージ除去ミキサ並びに受信装置を提供することを目
的とする。
回路化に適した広帯域の９０度移相器を提供することを
目的とする。また、前記９０度移相器を用いた高精度の
イメージ除去ミキサ並びに受信装置を提供することを目
的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る９０度移相器においては、入力信号の
位相をシフトさせる移相回路を複数段直列に接続して成
る第１、第２多段移相回路を有しており、第１、第２多
段移相回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの
出力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段
移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、第
２多段移相回路を構成する各移相回路毎の位相特性にも
それぞれ差を設けたことを特徴としている。
に、本発明に係る９０度移相器においては、入力信号の
位相をシフトさせる移相回路を複数段直列に接続して成
る第１、第２多段移相回路を有しており、第１、第２多
段移相回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの
出力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段
移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、第
２多段移相回路を構成する各移相回路毎の位相特性にも
それぞれ差を設けたことを特徴としている。
【００１９】また、差動入力信号の位相をシフトさせる
差動移相回路を複数段直列に接続して成る第１、第２多
段差動移相回路を有しており、第１、第２多段差動移相
回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの差動出
力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段差
動移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、
第２多段差動移相回路を構成する各差動移相回路毎の位
相特性にもそれぞれ差を設けた構成としてもよい。
差動移相回路を複数段直列に接続して成る第１、第２多
段差動移相回路を有しており、第１、第２多段差動移相
回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの差動出
力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段差
動移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、
第２多段差動移相回路を構成する各差動移相回路毎の位
相特性にもそれぞれ差を設けた構成としてもよい。
【００２０】なお、前記差動移相回路はそれぞれ、入力
信号が差動的に加えられる第１、第２入力端子と、出力
信号を差動的に送出する第１、第２出力端子と、一端が
第１入力端子に他端が第２出力端子に接続された第１抵
抗と、一端が第２入力端子に他端が第１出力端子に接続
された第２抵抗と、一端が第２入力端子に他端が第２出
力端子に接続された第１コンデンサと、一端が第１入力
端子に他端が第１出力端子に接続された第２コンデンサ
と、から構成するとよい。
信号が差動的に加えられる第１、第２入力端子と、出力
信号を差動的に送出する第１、第２出力端子と、一端が
第１入力端子に他端が第２出力端子に接続された第１抵
抗と、一端が第２入力端子に他端が第１出力端子に接続
された第２抵抗と、一端が第２入力端子に他端が第２出
力端子に接続された第１コンデンサと、一端が第１入力
端子に他端が第１出力端子に接続された第２コンデンサ
と、から構成するとよい。
【００２１】さらに、第１、第２抵抗の各抵抗値を各差
動移相回路内では同一とし、また第１、第２コンデンサ
の各静電容量値も各差動位相回路内では同一とするとよ
い。
動移相回路内では同一とし、また第１、第２コンデンサ
の各静電容量値も各差動位相回路内では同一とするとよ
い。
【００２２】上記構成の９０度移相器の応用装置として
は、前記９０度移相器をその内部に有するイメージ除去
ミキサを構成するとよい。さらには前記イメージ除去ミ
キサをその内部に有する受信装置を構成するとよい。
は、前記９０度移相器をその内部に有するイメージ除去
ミキサを構成するとよい。さらには前記イメージ除去ミ
キサをその内部に有する受信装置を構成するとよい。
【００２３】
【発明の実施の形態】まず、本発明に係る９０度移相器
の第１実施形態について説明を行う。図１は本発明に係
る９０度移相器の第１実施形態を示すブロック図であ
る。本図に示すように、この９０度移相器１０にはｎ段
の移相回路１４−１〜１４−ｎを直列に接続して成る第
１多段移相回路１４と、ｎ段の移相回路１５−１〜１５
−ｎを直列に接続して成る第２多段移相回路１５とが設
けられている。なお、第１、第２多段移相回路１４、１
５を構成する各移相回路１４−１〜１４−ｎ、１５−１
〜１５−ｎは、いずれも利得変化を伴うことなく入力信
号の位相のみをシフトさせる回路である。
の第１実施形態について説明を行う。図１は本発明に係
る９０度移相器の第１実施形態を示すブロック図であ
る。本図に示すように、この９０度移相器１０にはｎ段
の移相回路１４−１〜１４−ｎを直列に接続して成る第
１多段移相回路１４と、ｎ段の移相回路１５−１〜１５
−ｎを直列に接続して成る第２多段移相回路１５とが設
けられている。なお、第１、第２多段移相回路１４、１
５を構成する各移相回路１４−１〜１４−ｎ、１５−１
〜１５−ｎは、いずれも利得変化を伴うことなく入力信
号の位相のみをシフトさせる回路である。
【００２４】各移相回路１４−１〜１４−ｎ、１５−１
〜１５−ｎの最前段となる移相回路１４−１、１５−１
の各入力端子は、それぞれ第１、第２多段移相回路１
４、１５の各入力端子１２、１３に相当しており、最後
段となる移相回路１４−ｎ、１５−ｎの各出力端子は、
それぞれ第１、第２多段移相回路１４、１５の各出力端
子、すなわち９０度移相器１０の各出力端子１６、１７
に相当している。
〜１５−ｎの最前段となる移相回路１４−１、１５−１
の各入力端子は、それぞれ第１、第２多段移相回路１
４、１５の各入力端子１２、１３に相当しており、最後
段となる移相回路１４−ｎ、１５−ｎの各出力端子は、
それぞれ第１、第２多段移相回路１４、１５の各出力端
子、すなわち９０度移相器１０の各出力端子１６、１７
に相当している。
【００２５】本実施形態の９０度移相器１０では１つの
共通入力端子１１に対して第１、第２多段移相回路１
４、１５の各入力端子１２、１３が共通接続されてい
る。よって、共通入力端子１１に加えられる入力信号は
２系統に分離されることになり、一系統の入力信号は第
１多段移相回路１４を介して出力端子１６に送出され、
他系統の入力信号は第２多段移相回路１５を介して出力
端子１７に送出される。
共通入力端子１１に対して第１、第２多段移相回路１
４、１５の各入力端子１２、１３が共通接続されてい
る。よって、共通入力端子１１に加えられる入力信号は
２系統に分離されることになり、一系統の入力信号は第
１多段移相回路１４を介して出力端子１６に送出され、
他系統の入力信号は第２多段移相回路１５を介して出力
端子１７に送出される。
【００２６】ただし、必ずしも第１、第２多段移相回路
１４、１５の各入力端子１２、１３を共通入力端子１１
に共通接続する必要はなく、用途によっては各入力端子
１２、１３にそれぞれ別の信号を入力する構成としても
よい。また、必要に応じて第１、第２多段移相回路１
４、１５を構成する移相回路１４−１〜１４−ｎ、１５
−１〜１５−ｎの各出力端子にインピーダンス変換回路
（図示せず）を設けてもよい。
１４、１５の各入力端子１２、１３を共通入力端子１１
に共通接続する必要はなく、用途によっては各入力端子
１２、１３にそれぞれ別の信号を入力する構成としても
よい。また、必要に応じて第１、第２多段移相回路１
４、１５を構成する移相回路１４−１〜１４−ｎ、１５
−１〜１５−ｎの各出力端子にインピーダンス変換回路
（図示せず）を設けてもよい。
【００２７】ここで、本実施形態の９０度移相器１０に
おいては、第１、第２多段移相回路１４、１５の各位相
特性に差を設けるとともに、第１、第２多段移相回路１
４、１５を構成する各移相回路１４−１〜１４−ｎ、１
５−１〜１５−ｎ毎の位相特性にもそれぞれ差を設けて
いる。以下では、図２及び図３を参照しながら、第１、
第２多段移相回路１４、１５をともに２段の移相回路１
４−１、１４−２、及び１５−１、１５−２によって構
成した例を挙げて説明を行うことにする。
おいては、第１、第２多段移相回路１４、１５の各位相
特性に差を設けるとともに、第１、第２多段移相回路１
４、１５を構成する各移相回路１４−１〜１４−ｎ、１
５−１〜１５−ｎ毎の位相特性にもそれぞれ差を設けて
いる。以下では、図２及び図３を参照しながら、第１、
第２多段移相回路１４、１５をともに２段の移相回路１
４−１、１４−２、及び１５−１、１５−２によって構
成した例を挙げて説明を行うことにする。
【００２８】図２は９０度移相器１０から送出される各
出力信号間の位相差を表すグラフである。本図の横軸は
入力信号の周波数を示しており、縦軸は各出力信号間の
位相差を示している。なお、図中の実線Ｌは入力信号の
周波数変化に伴って各出力信号間の位相差が変化する様
子を示している。
出力信号間の位相差を表すグラフである。本図の横軸は
入力信号の周波数を示しており、縦軸は各出力信号間の
位相差を示している。なお、図中の実線Ｌは入力信号の
周波数変化に伴って各出力信号間の位相差が変化する様
子を示している。
【００２９】また、図３は第１、第２多段移相回路１
４、１５を構成する各移相回路の位相特性を表すグラフ
である。本図の横軸は入力信号の周波数を示しており、
縦軸は各移相回路における位相シフト量を示している。
なお、実線ａ１、ａ２はそれぞれ移相回路１４−１、１
４−２の位相特性を示しており、一点鎖線ｂ１、ｂ２は
それぞれ移相回路１５−１、１５−２の位相特性を示し
ている。
４、１５を構成する各移相回路の位相特性を表すグラフ
である。本図の横軸は入力信号の周波数を示しており、
縦軸は各移相回路における位相シフト量を示している。
なお、実線ａ１、ａ２はそれぞれ移相回路１４−１、１
４−２の位相特性を示しており、一点鎖線ｂ１、ｂ２は
それぞれ移相回路１５−１、１５−２の位相特性を示し
ている。
【００３０】図３に示すように、第１、第２多段移相回
路１４、１５の各位相特性に差を設けるとともに、第
１、第２多段移相回路１４、１５を構成する各移相回路
１４−１、１４−２、及び１５−１、１５−２の各位相
特性にもそれぞれ差を設けることにより、９０度移相器
１０から送出される各出力信号間の位相差（図２中の実
線Ｌ）が９０度付近となる入力信号の周波数幅ｗを従来
に比べて大幅に拡大することができる。よって、従来の
９０度移相器ではカバーできない広帯域にわたって一様
で安定した９０度位相差を得たいというニーズに応える
ことができる。
路１４、１５の各位相特性に差を設けるとともに、第
１、第２多段移相回路１４、１５を構成する各移相回路
１４−１、１４−２、及び１５−１、１５−２の各位相
特性にもそれぞれ差を設けることにより、９０度移相器
１０から送出される各出力信号間の位相差（図２中の実
線Ｌ）が９０度付近となる入力信号の周波数幅ｗを従来
に比べて大幅に拡大することができる。よって、従来の
９０度移相器ではカバーできない広帯域にわたって一様
で安定した９０度位相差を得たいというニーズに応える
ことができる。
【００３１】なお、本実施形態では第１、第２多段移相
回路１４、１５をともに２段の移相回路１４−１、１４
−２、及び１５−１、１５−２によって構成した例を挙
げて説明を行ったが、用途によっては第１、第２多段移
相回路１４、１５を構成する移相回路の段数をさらに増
してもよい。このような構成とすることにより、さらに
広帯域にわたって位相差が９０度付近となる出力信号を
得ることができる。
回路１４、１５をともに２段の移相回路１４−１、１４
−２、及び１５−１、１５−２によって構成した例を挙
げて説明を行ったが、用途によっては第１、第２多段移
相回路１４、１５を構成する移相回路の段数をさらに増
してもよい。このような構成とすることにより、さらに
広帯域にわたって位相差が９０度付近となる出力信号を
得ることができる。
【００３２】続いて、本発明に係る９０度移相器の第２
実施形態について説明を行う。図４は本発明に係る９０
度移相器の第２実施形態を示すブロック図である。本図
に示すように、この９０度移相器２０にはｎ段の差動移
相回路２２−１〜２２−ｎを直列に接続して成る第１多
段差動移相回路２２と、ｎ段の差動移相回路２３−１〜
２３−ｎを直列に接続して成る第２多段差動移相回路２
３とが設けられている。なお、第１、第２多段差動移相
回路２２、２３を構成する各差動移相回路２２−１〜２
２−ｎ、２３−１〜２３−ｎは、いずれも利得変化を伴
うことなく差動入力信号の位相のみをシフトさせる回路
である。
実施形態について説明を行う。図４は本発明に係る９０
度移相器の第２実施形態を示すブロック図である。本図
に示すように、この９０度移相器２０にはｎ段の差動移
相回路２２−１〜２２−ｎを直列に接続して成る第１多
段差動移相回路２２と、ｎ段の差動移相回路２３−１〜
２３−ｎを直列に接続して成る第２多段差動移相回路２
３とが設けられている。なお、第１、第２多段差動移相
回路２２、２３を構成する各差動移相回路２２−１〜２
２−ｎ、２３−１〜２３−ｎは、いずれも利得変化を伴
うことなく差動入力信号の位相のみをシフトさせる回路
である。
【００３３】各差動移相回路２２−１〜２２−ｎ、２３
−１〜２３−ｎの最前段となる差動移相回路２２−１、
２３−１の各差動入力端子は、いずれも共通差動入力端
子２１に接続されている。また、最後段となる差動移相
回路２２−ｎ、２３−ｎの各差動出力端子は、それぞれ
第１、第２多段差動移相回路２２、２３の各差動出力端
子、すなわち９０度移相器２０の各差動出力端子２４、
２５に相当している。
−１〜２３−ｎの最前段となる差動移相回路２２−１、
２３−１の各差動入力端子は、いずれも共通差動入力端
子２１に接続されている。また、最後段となる差動移相
回路２２−ｎ、２３−ｎの各差動出力端子は、それぞれ
第１、第２多段差動移相回路２２、２３の各差動出力端
子、すなわち９０度移相器２０の各差動出力端子２４、
２５に相当している。
【００３４】上記構成により、本実施形態の９０度移相
器２０においても共通差動入力端子２１に加えられる差
動入力信号は２系統に分離されることになる。そして、
一系統の差動入力信号は第１多段差動移相回路２２を介
して差動出力端子２４に送出され、他系統の差動入力信
号は第２多段差動移相回路２３を介して差動出力端子２
５に送出される。
器２０においても共通差動入力端子２１に加えられる差
動入力信号は２系統に分離されることになる。そして、
一系統の差動入力信号は第１多段差動移相回路２２を介
して差動出力端子２４に送出され、他系統の差動入力信
号は第２多段差動移相回路２３を介して差動出力端子２
５に送出される。
【００３５】ただし、必ずしも第１、第２多段差動移相
回路２２、２３に対して共通の差動入力信号を供給する
必要はなく、用途によっては第１、第２多段差動移相回
路２２、２３にそれぞれ別の差動信号を入力する構成と
してもよい。また、必要に応じて第１、第２多段差動移
相回路２２、２３を構成する差動移相回路２２−１〜２
２−ｎ、２３−１〜２３−ｎの各差動出力端子にインピ
ーダンス変換回路（図示せず）を設けてもよい。
回路２２、２３に対して共通の差動入力信号を供給する
必要はなく、用途によっては第１、第２多段差動移相回
路２２、２３にそれぞれ別の差動信号を入力する構成と
してもよい。また、必要に応じて第１、第２多段差動移
相回路２２、２３を構成する差動移相回路２２−１〜２
２−ｎ、２３−１〜２３−ｎの各差動出力端子にインピ
ーダンス変換回路（図示せず）を設けてもよい。
【００３６】ここで、本実施形態の９０度移相器２０に
おいても、第１実施形態と同様に、第１、第２多段差動
移相回路２２、２３の各位相特性に差を設けるととも
に、第１、第２多段差動移相回路２２、２３を構成する
各差動移相回路２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−
ｎ毎の位相特性にもそれぞれ差を設けている。
おいても、第１実施形態と同様に、第１、第２多段差動
移相回路２２、２３の各位相特性に差を設けるととも
に、第１、第２多段差動移相回路２２、２３を構成する
各差動移相回路２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−
ｎ毎の位相特性にもそれぞれ差を設けている。
【００３７】このような構成とすることにより、９０度
移相器２０から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することができる。加えて、本実施形態の９０度移
相器２０は回路全体が差動構成で実現されているため、
電源ノイズやクロストーク等に対して良好な特性を有す
る９０度移相器を得ることが可能である。
移相器２０から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することができる。加えて、本実施形態の９０度移
相器２０は回路全体が差動構成で実現されているため、
電源ノイズやクロストーク等に対して良好な特性を有す
る９０度移相器を得ることが可能である。
【００３８】次に、上記で説明した第１、第２多段差動
移相回路２２、２３を構成する各差動位相回路の回路構
成について説明する。図５は９０度移相器２０に使用さ
れる差動移相回路の一構成例を示す回路図である。本図
に示すように、本実施形態の差動移相回路２６は入力信
号が差動的に加えられる第１、第２入力端子２７ａ、２
７ｂと、出力信号を差動的に送出する第１、第２出力端
子２８ａ、２８ｂとを有している。また、差動移相回路
２６には第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２、及び第１、第２コ
ンデンサＣ１、Ｃ２が設けられている。
移相回路２２、２３を構成する各差動位相回路の回路構
成について説明する。図５は９０度移相器２０に使用さ
れる差動移相回路の一構成例を示す回路図である。本図
に示すように、本実施形態の差動移相回路２６は入力信
号が差動的に加えられる第１、第２入力端子２７ａ、２
７ｂと、出力信号を差動的に送出する第１、第２出力端
子２８ａ、２８ｂとを有している。また、差動移相回路
２６には第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２、及び第１、第２コ
ンデンサＣ１、Ｃ２が設けられている。
【００３９】本図に示す差動移相回路２６において、第
１抵抗Ｒ１の一端は第１入力端子２７ａに接続されてお
り、他端は第２出力端子２８ｂに接続されている。ま
た、第２抵抗Ｒ２の一端は第２入力端子２７ｂに接続さ
れており、他端は第１出力端子２８ａに接続されてい
る。一方、第１コンデンサＣ１の一端は第２入力端子２
７ｂに接続されており、他端は第２出力端子２８ｂに接
続されている。また、第２コンデンサＣ２の一端は第１
入力端子２７ａに接続されており、他端は第１出力端子
２８ａに接続されている。
１抵抗Ｒ１の一端は第１入力端子２７ａに接続されてお
り、他端は第２出力端子２８ｂに接続されている。ま
た、第２抵抗Ｒ２の一端は第２入力端子２７ｂに接続さ
れており、他端は第１出力端子２８ａに接続されてい
る。一方、第１コンデンサＣ１の一端は第２入力端子２
７ｂに接続されており、他端は第２出力端子２８ｂに接
続されている。また、第２コンデンサＣ２の一端は第１
入力端子２７ａに接続されており、他端は第１出力端子
２８ａに接続されている。
【００４０】このとき、差動移相回路２６から送出され
る差動出力信号Ｖoutは、差動移相回路２６に入力され
る差動入力信号Ｖinを用いて、次の（１）式で表すこと
ができる。
る差動出力信号Ｖoutは、差動移相回路２６に入力され
る差動入力信号Ｖinを用いて、次の（１）式で表すこと
ができる。
【数１】
【００４１】上式中の変数Ｒは第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ
２の各抵抗値を示しており、変数Ｃは第１、第２コンデ
ンサＣ１、Ｃ２の各静電容量値を示している。このよう
に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値と第１コンデンサＣ１の静電
容量値との積が、第２抵抗Ｒ２の抵抗値と第２コンデン
サＣ２の静電容量値との積に等しい関係となるように設
定することで差動移相回路２６を実現することができ
る。
２の各抵抗値を示しており、変数Ｃは第１、第２コンデ
ンサＣ１、Ｃ２の各静電容量値を示している。このよう
に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値と第１コンデンサＣ１の静電
容量値との積が、第２抵抗Ｒ２の抵抗値と第２コンデン
サＣ２の静電容量値との積に等しい関係となるように設
定することで差動移相回路２６を実現することができ
る。
【００４２】このような回路構成から成る差動移相回路
２６を、図４に示した９０度移相器２０の各差動移相回
路２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−ｎとして用
い、各差動移相回路間にエミッタフォロワ等によるイン
ピーダンス変換回路を設けることにより、回路規模が小
さく半導体集積回路化に適した広帯域の９０度移相器を
実現することができる。
２６を、図４に示した９０度移相器２０の各差動移相回
路２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−ｎとして用
い、各差動移相回路間にエミッタフォロワ等によるイン
ピーダンス変換回路を設けることにより、回路規模が小
さく半導体集積回路化に適した広帯域の９０度移相器を
実現することができる。
【００４３】特に、本実施形態の差動移相回路２６では
第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値をともにＲとし、第
１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量値をともにＣ
としている。このように、第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の
各抵抗値を各差動移相回路内では同一とし、また第１、
第２コンデンサＣ１、Ｃ２の各静電容量値も各差動位相
回路内では同一とすることにより、第１、第２抵抗Ｒ
１、Ｒ２の各抵抗値、及び第１、第２コンデンサＣ１、
Ｃ２の各静電容量値の相対的な製造ばらつきの影響を受
けにくくなるため、差動信号のバランスが崩れにくい差
動移相回路を得ることができる。
第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値をともにＲとし、第
１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量値をともにＣ
としている。このように、第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の
各抵抗値を各差動移相回路内では同一とし、また第１、
第２コンデンサＣ１、Ｃ２の各静電容量値も各差動位相
回路内では同一とすることにより、第１、第２抵抗Ｒ
１、Ｒ２の各抵抗値、及び第１、第２コンデンサＣ１、
Ｃ２の各静電容量値の相対的な製造ばらつきの影響を受
けにくくなるため、差動信号のバランスが崩れにくい差
動移相回路を得ることができる。
【００４４】続いて、本発明に係る９０度移相器の応用
装置として、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置に用いられる
イメージ除去ミキサを例に挙げて説明を行う。図６は本
発明に係るＢｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置の一構成例を示
すブロック図であり、特に高周波信号の処理を行うＲＦ
信号処理部を重点的に示している。
装置として、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置に用いられる
イメージ除去ミキサを例に挙げて説明を行う。図６は本
発明に係るＢｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置の一構成例を示
すブロック図であり、特に高周波信号の処理を行うＲＦ
信号処理部を重点的に示している。
【００４５】前述したように、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈとは
ノートパソコンやＰＤＡ、携帯電話などの接続手段とし
て期待されている携帯情報機器向けの近距離無線インタ
ーフェースであり、本図に示すＢｌｕｅｔｏｏｔｈ受信
装置３０は前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの規格に準拠した
２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信する装置である。
ノートパソコンやＰＤＡ、携帯電話などの接続手段とし
て期待されている携帯情報機器向けの近距離無線インタ
ーフェースであり、本図に示すＢｌｕｅｔｏｏｔｈ受信
装置３０は前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの規格に準拠した
２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信する装置である。
【００４６】まず、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置３０の
構成について説明する。２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信
するアンテナ３１はローノイズアンプ３２（以下、ＬＮ
Ａ３２と呼ぶ）を介してイメージ除去ミキサ３３（以
下、ＩＲＭ（Image RejectionMixer）３３と呼ぶ）に接
続されている。
構成について説明する。２．４５ＧＨｚ帯の信号を受信
するアンテナ３１はローノイズアンプ３２（以下、ＬＮ
Ａ３２と呼ぶ）を介してイメージ除去ミキサ３３（以
下、ＩＲＭ（Image RejectionMixer）３３と呼ぶ）に接
続されている。
【００４７】ＩＲＭ３３の出力端はバンドパスフィルタ
３４（以下、ＢＰＦ３４と呼ぶ）、リミッタアンプ３
５、及びＦＳＫ復調器３６を介して、後段に設置された
ベースバンド信号処理部（図示せず）に接続されてい
る。また、ＩＲＭ３３には電圧制御発振器３７（以下、
ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）３７と呼
ぶ）が接続されており、ＶＣＯ３７にはＰＬＬ（Phase
Locked Loop）回路３８が接続されている。
３４（以下、ＢＰＦ３４と呼ぶ）、リミッタアンプ３
５、及びＦＳＫ復調器３６を介して、後段に設置された
ベースバンド信号処理部（図示せず）に接続されてい
る。また、ＩＲＭ３３には電圧制御発振器３７（以下、
ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）３７と呼
ぶ）が接続されており、ＶＣＯ３７にはＰＬＬ（Phase
Locked Loop）回路３８が接続されている。
【００４８】次に、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置３０の
動作について説明する。アンテナ３１で検出された２．
４５ＧＨｚ帯の受信信号はＬＮＡ３２で増幅され、ＩＲ
Ｍ３３に送出される。ＩＲＭ３３はＶＣＯ３７の出力信
号を局部発振信号として用い、２．４５ＧＨｚ帯である
ＬＮＡ３２の出力信号を、例えば１ＭＨｚの中間周波数
信号（以下、ＩＦ信号と呼ぶ）に変換するとともに、前
記ＩＦ信号から受信妨害の原因となるイメージ周波数成
分を除去する。なお、局部発振器となるＶＣＯ３７の発
振周波数はＰＬＬ回路３８によって制御されている。
動作について説明する。アンテナ３１で検出された２．
４５ＧＨｚ帯の受信信号はＬＮＡ３２で増幅され、ＩＲ
Ｍ３３に送出される。ＩＲＭ３３はＶＣＯ３７の出力信
号を局部発振信号として用い、２．４５ＧＨｚ帯である
ＬＮＡ３２の出力信号を、例えば１ＭＨｚの中間周波数
信号（以下、ＩＦ信号と呼ぶ）に変換するとともに、前
記ＩＦ信号から受信妨害の原因となるイメージ周波数成
分を除去する。なお、局部発振器となるＶＣＯ３７の発
振周波数はＰＬＬ回路３８によって制御されている。
【００４９】ＩＲＭ３３にて生成された前記ＩＦ信号は
ＢＰＦ３４によって帯域制限が施される。ここで、前記
ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚ程度の低い値に設定するこ
とにより、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの仕様で規定される
ような１ＭＨｚ離れた周波数で大きな減衰量を持ち、な
おかつ良好な相互変調歪み及び雑音指数を有するＢＰＦ
３４を実現することが可能となる。
ＢＰＦ３４によって帯域制限が施される。ここで、前記
ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚ程度の低い値に設定するこ
とにより、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの仕様で規定される
ような１ＭＨｚ離れた周波数で大きな減衰量を持ち、な
おかつ良好な相互変調歪み及び雑音指数を有するＢＰＦ
３４を実現することが可能となる。
【００５０】ＢＰＦ３４により帯域制限された前記ＩＦ
信号は次段のリミッタアンプ３５によって振幅制限さ
れ、その後ＦＳＫ復調器３６において情報信号の復調が
行われる。なお、ＦＳＫ復調器３６の出力信号は後段に
設置されるベースバンド信号処理部に送出され、以降の
信号処理が行われる。
信号は次段のリミッタアンプ３５によって振幅制限さ
れ、その後ＦＳＫ復調器３６において情報信号の復調が
行われる。なお、ＦＳＫ復調器３６の出力信号は後段に
設置されるベースバンド信号処理部に送出され、以降の
信号処理が行われる。
【００５１】続いて、ＩＲＭ３３の回路構成及び動作に
ついて説明を行う。図７はＩＲＭ３３の一構成例を示す
ブロック図である。まず、ＩＲＭ３３の回路構成につい
て説明する。本図に示すように、ＩＲＭ３３の入力端子
３３ａには２つのミキサ回路３３ｂ、３３ｃが接続され
ている。ミキサ回路３３ｂには９０度移相器３３ｄを介
してＶＣＯ３７が接続されており、ミキサ回路３３ｃに
は直接ＶＣＯ３７が接続されている。
ついて説明を行う。図７はＩＲＭ３３の一構成例を示す
ブロック図である。まず、ＩＲＭ３３の回路構成につい
て説明する。本図に示すように、ＩＲＭ３３の入力端子
３３ａには２つのミキサ回路３３ｂ、３３ｃが接続され
ている。ミキサ回路３３ｂには９０度移相器３３ｄを介
してＶＣＯ３７が接続されており、ミキサ回路３３ｃに
は直接ＶＣＯ３７が接続されている。
【００５２】また、ミキサ回路３３ｂ、３３ｃの各出力
端はそれぞれローパスフィルタ３３ｅ、３３ｆ（以下、
ＬＰＦ３３ｅ、３３ｆと呼ぶ）に接続されており、ＬＰ
Ｆ３３ｅ、３３ｆの各出力端は９０度移相器３３ｇの入
力端子にそれぞれ接続されている。９０度移相器３３ｇ
の各出力端子は加算器３３ｈの二入力端にそれぞれ接続
されており、加算器３３ｈの出力端はＩＲＭ３３の出力
端子３３ｉに接続されている。
端はそれぞれローパスフィルタ３３ｅ、３３ｆ（以下、
ＬＰＦ３３ｅ、３３ｆと呼ぶ）に接続されており、ＬＰ
Ｆ３３ｅ、３３ｆの各出力端は９０度移相器３３ｇの入
力端子にそれぞれ接続されている。９０度移相器３３ｇ
の各出力端子は加算器３３ｈの二入力端にそれぞれ接続
されており、加算器３３ｈの出力端はＩＲＭ３３の出力
端子３３ｉに接続されている。
【００５３】次に、上記構成から成るＩＲＭ３３の動作
について説明する。ただし、イメージ除去ミキサの動作
については、例えば「実用アナログ電子回路設計法」
（総合電子出版社）ｐ．１７３〜ｐ．１７５に詳述され
ているため、ここでは概略的な動作のみを説明する。
について説明する。ただし、イメージ除去ミキサの動作
については、例えば「実用アナログ電子回路設計法」
（総合電子出版社）ｐ．１７３〜ｐ．１７５に詳述され
ているため、ここでは概略的な動作のみを説明する。
【００５４】ＬＮＡ３２から入力端子３３ａに入力され
る２．４５ＧＨｚ帯の受信信号は二系統に分離され、そ
れぞれミキサ回路３３ｂ、３３ｃによって１ＭＨｚの前
記ＩＦ信号に変換される。ここで、ミキサ回路３３ｂ、
３３ｃからそれぞれ送出される前記ＩＦ信号には、互い
の位相差が９０度となるように９０度移相器３３ｄによ
る位相シフトが施されている。
る２．４５ＧＨｚ帯の受信信号は二系統に分離され、そ
れぞれミキサ回路３３ｂ、３３ｃによって１ＭＨｚの前
記ＩＦ信号に変換される。ここで、ミキサ回路３３ｂ、
３３ｃからそれぞれ送出される前記ＩＦ信号には、互い
の位相差が９０度となるように９０度移相器３３ｄによ
る位相シフトが施されている。
【００５５】ミキサ回路３３ｂ、３３ｃから送出される
前記ＩＦ信号はそれぞれＬＰＦ３３ｅ、３３ｆによって
アッパーサイド成分を除去され、その中間周波数成分の
みが選択される。ＬＰＦ３３ｅ、３３ｆから送出される
前記ＩＦ信号は、９０度移相器３３ｇによって互いの位
相差が９０度となるように位相シフトされた後に、加算
器３３ｈに送出される。加算器３３ｈではＬＰＦ３３
ｅ、３３ｆからそれぞれ入力された前記ＩＦ信号同士の
加算処理が行われる。このような動作により、ＩＲＭ３
３ではＬＮＡ３２の出力信号を前記ＩＦ信号に変換する
とともに、前記ＩＦ信号から受信妨害の原因となるイメ
ージ周波数成分を除去することができる。
前記ＩＦ信号はそれぞれＬＰＦ３３ｅ、３３ｆによって
アッパーサイド成分を除去され、その中間周波数成分の
みが選択される。ＬＰＦ３３ｅ、３３ｆから送出される
前記ＩＦ信号は、９０度移相器３３ｇによって互いの位
相差が９０度となるように位相シフトされた後に、加算
器３３ｈに送出される。加算器３３ｈではＬＰＦ３３
ｅ、３３ｆからそれぞれ入力された前記ＩＦ信号同士の
加算処理が行われる。このような動作により、ＩＲＭ３
３ではＬＮＡ３２の出力信号を前記ＩＦ信号に変換する
とともに、前記ＩＦ信号から受信妨害の原因となるイメ
ージ周波数成分を除去することができる。
【００５６】ここで、９０度移相器３３ｄでは単一周波
数で発振するＶＣＯ３７の出力信号を９０度移相すれば
よいので、９０度移相器３３ｄを広帯域仕様とする必要
はなく、従来構成の９０度移相器をそのまま適用するこ
とができる。
数で発振するＶＣＯ３７の出力信号を９０度移相すれば
よいので、９０度移相器３３ｄを広帯域仕様とする必要
はなく、従来構成の９０度移相器をそのまま適用するこ
とができる。
【００５７】それに対して、ＬＰＦ３３ｅ、３３ｆから
出力される前記ＩＦ信号にはＦＭ変調が施されているた
め、９０度移相器３３ｇではその周波数偏移幅をカバー
し得る広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得る必要
がある。また、ＩＲＭ３３の精度向上のためには、９０
度移相器３３ｇ自身の位相特性ずれ（コンデンサや抵抗
の製造ばらつき等に起因する）や、ＶＣＯ３７のずれ幅
等についてもカバーする必要がある。そのため、９０度
移相器３３ｇについては広帯域仕様とする必要がある。
出力される前記ＩＦ信号にはＦＭ変調が施されているた
め、９０度移相器３３ｇではその周波数偏移幅をカバー
し得る広い周波数範囲で９０度付近の位相差を得る必要
がある。また、ＩＲＭ３３の精度向上のためには、９０
度移相器３３ｇ自身の位相特性ずれ（コンデンサや抵抗
の製造ばらつき等に起因する）や、ＶＣＯ３７のずれ幅
等についてもカバーする必要がある。そのため、９０度
移相器３３ｇについては広帯域仕様とする必要がある。
【００５８】特に、前記Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈにおける前
記ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚとした場合、９０度移相
器３３ｇでカバーすべき周波数範囲は約０．４ＭＨｚ〜
１．６ＭＨｚという広帯域となる。従来の９０度移相器
ではこれほど広帯域にわたって一様で安定した９０度位
相シフトを行うことはできない。
記ＩＦ信号の周波数を１ＭＨｚとした場合、９０度移相
器３３ｇでカバーすべき周波数範囲は約０．４ＭＨｚ〜
１．６ＭＨｚという広帯域となる。従来の９０度移相器
ではこれほど広帯域にわたって一様で安定した９０度位
相シフトを行うことはできない。
【００５９】ここで、本発明に係る９０度移相器１０
（もしくは９０度移相器２０）は上記で説明した通り、
非常に広帯域の入力信号に対して一様で安定した９０度
位相シフトを行うことが可能である。よって、９０度移
相器１０（もしくは９０度移相器２０）を９０度移相器
３３ｇとして採用すれば、非常に良好な特性を有するＩ
ＲＭ３３を実現することができる。従って、ＩＲＭ３３
によって受信妨害の原因となるイメージ周波数成分の除
去を高精度に行うことが可能となるので、Ｂｌｕｅｔｏ
ｏｔｈ受信装置３０における受信感度等の受信品質を大
幅に向上させることができる。
（もしくは９０度移相器２０）は上記で説明した通り、
非常に広帯域の入力信号に対して一様で安定した９０度
位相シフトを行うことが可能である。よって、９０度移
相器１０（もしくは９０度移相器２０）を９０度移相器
３３ｇとして採用すれば、非常に良好な特性を有するＩ
ＲＭ３３を実現することができる。従って、ＩＲＭ３３
によって受信妨害の原因となるイメージ周波数成分の除
去を高精度に行うことが可能となるので、Ｂｌｕｅｔｏ
ｏｔｈ受信装置３０における受信感度等の受信品質を大
幅に向上させることができる。
【００６０】
【発明の効果】本発明に係る９０度移相器においては、
入力信号の位相をシフトさせる移相回路を複数段直列に
接続して成る第１、第２多段移相回路を有しており、第
１、第２多段移相回路から互いの位相差がほぼ９０度と
なる２つの出力信号を得る９０度移相器において、第
１、第２多段移相回路の各位相特性に差を設けるととも
に、第１、第２多段移相回路を構成する各移相回路毎の
位相特性にもそれぞれ差を設けたことを特徴としてい
る。
入力信号の位相をシフトさせる移相回路を複数段直列に
接続して成る第１、第２多段移相回路を有しており、第
１、第２多段移相回路から互いの位相差がほぼ９０度と
なる２つの出力信号を得る９０度移相器において、第
１、第２多段移相回路の各位相特性に差を設けるととも
に、第１、第２多段移相回路を構成する各移相回路毎の
位相特性にもそれぞれ差を設けたことを特徴としてい
る。
【００６１】このような構成とすることにより、前記９
０度移相器から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することが可能となる。従って、従来の９０度移相
器ではカバーできない広帯域にわたって一様で安定した
９０度位相差を得たいというニーズに応えることができ
る。
０度移相器から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することが可能となる。従って、従来の９０度移相
器ではカバーできない広帯域にわたって一様で安定した
９０度位相差を得たいというニーズに応えることができ
る。
【００６２】また、差動入力信号の位相をシフトさせる
差動移相回路を複数段直列に接続して成る第１、第２多
段差動移相回路を有しており、第１、第２多段差動移相
回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの差動出
力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段差
動移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、
第２多段差動移相回路を構成する各差動移相回路毎の位
相特性にもそれぞれ差を設けた構成としてもよい。
差動移相回路を複数段直列に接続して成る第１、第２多
段差動移相回路を有しており、第１、第２多段差動移相
回路から互いの位相差がほぼ９０度となる２つの差動出
力信号を得る９０度移相器において、第１、第２多段差
動移相回路の各位相特性に差を設けるとともに、第１、
第２多段差動移相回路を構成する各差動移相回路毎の位
相特性にもそれぞれ差を設けた構成としてもよい。
【００６３】このような構成とすることにより、前記９
０度移相器から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することができる。加えて、前記９０度移相器は回
路全体が差動構成で実現されているため、電源ノイズや
クロストーク等に対して良好な特性を有する９０度移相
器を得ることが可能である。
０度移相器から送出される各出力信号間の位相差が９０
度付近となる入力信号の周波数幅を従来に比べて大幅に
拡大することができる。加えて、前記９０度移相器は回
路全体が差動構成で実現されているため、電源ノイズや
クロストーク等に対して良好な特性を有する９０度移相
器を得ることが可能である。
【００６４】なお、前記差動移相回路はそれぞれ、入力
信号が差動的に加えられる第１、第２入力端子と、出力
信号を差動的に送出する第１、第２出力端子と、一端が
第１入力端子に他端が第２出力端子に接続された第１抵
抗と、一端が第２入力端子に他端が第１出力端子に接続
された第２抵抗と、一端が第２入力端子に他端が第２出
力端子に接続された第１コンデンサと、一端が第１入力
端子に他端が第１出力端子に接続された第２コンデンサ
と、から構成するとよい。
信号が差動的に加えられる第１、第２入力端子と、出力
信号を差動的に送出する第１、第２出力端子と、一端が
第１入力端子に他端が第２出力端子に接続された第１抵
抗と、一端が第２入力端子に他端が第１出力端子に接続
された第２抵抗と、一端が第２入力端子に他端が第２出
力端子に接続された第１コンデンサと、一端が第１入力
端子に他端が第１出力端子に接続された第２コンデンサ
と、から構成するとよい。
【００６５】このような回路構成から成る差動移相回路
を、前記９０度移相器の各差動移相回路として用い、各
差動移相回路間にエミッタフォロワ等によるインピーダ
ンス変換回路を設けることにより、回路規模が小さく半
導体集積回路化に適した広帯域の９０度移相器を実現す
ることができる。
を、前記９０度移相器の各差動移相回路として用い、各
差動移相回路間にエミッタフォロワ等によるインピーダ
ンス変換回路を設けることにより、回路規模が小さく半
導体集積回路化に適した広帯域の９０度移相器を実現す
ることができる。
【００６６】さらに、第１、第２抵抗の各抵抗値を各差
動移相回路内では同一とし、また第１、第２コンデンサ
の各静電容量値も各差動位相回路内では同一とするとよ
い。このような構成とすることにより、第１、第２抵抗
の各抵抗値、及び第１、第２コンデンサの各静電容量値
の相対的な製造ばらつきの影響を受けにくくなるため、
差動信号のバランスが崩れにくい差動移相回路を得るこ
とができる。
動移相回路内では同一とし、また第１、第２コンデンサ
の各静電容量値も各差動位相回路内では同一とするとよ
い。このような構成とすることにより、第１、第２抵抗
の各抵抗値、及び第１、第２コンデンサの各静電容量値
の相対的な製造ばらつきの影響を受けにくくなるため、
差動信号のバランスが崩れにくい差動移相回路を得るこ
とができる。
【００６７】また、上記構成の９０度移相器の応用装置
としては、前記９０度移相器をその内部に有するイメー
ジ除去ミキサを構成するとよい。上記で説明した通り、
本発明に係る９０度移相器は非常に広帯域の入力信号に
対して一様で安定した９０度位相シフトを行うことが可
能である。従って、前記９０度移相器をその内部に有す
る前記イメージ除去ミキサは非常に良好な特性を有する
ものとなり、受信妨害の原因となるイメージ周波数成分
の除去を高精度に行うことが可能となる。
としては、前記９０度移相器をその内部に有するイメー
ジ除去ミキサを構成するとよい。上記で説明した通り、
本発明に係る９０度移相器は非常に広帯域の入力信号に
対して一様で安定した９０度位相シフトを行うことが可
能である。従って、前記９０度移相器をその内部に有す
る前記イメージ除去ミキサは非常に良好な特性を有する
ものとなり、受信妨害の原因となるイメージ周波数成分
の除去を高精度に行うことが可能となる。
【００６８】さらには前記イメージ除去ミキサをその内
部に有する受信装置を構成するとよい。上記したよう
に、本発明に係る９０度移相器をその内部に有する前記
イメージ除去ミキサは非常に良好な特性を有するため、
このようなイメージ除去ミキサを受信装置に内蔵するこ
とで、前記受信装置における受信感度等の受信品質を大
幅に向上させることができる。これにより、Ｂｌｕｅｔ
ｏｏｔｈに好適な受信装置を実現することが可能とな
る。
部に有する受信装置を構成するとよい。上記したよう
に、本発明に係る９０度移相器をその内部に有する前記
イメージ除去ミキサは非常に良好な特性を有するため、
このようなイメージ除去ミキサを受信装置に内蔵するこ
とで、前記受信装置における受信感度等の受信品質を大
幅に向上させることができる。これにより、Ｂｌｕｅｔ
ｏｏｔｈに好適な受信装置を実現することが可能とな
る。
【図１】 本発明に係る９０度移相器の第１実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 ９０度移相器１０から送出される各出力信
号間の位相差を表すグラフである。
号間の位相差を表すグラフである。
【図３】 第１、第２多段移相回路１４、１５を構成
する各移相回路の位相特性を表すグラフである。
する各移相回路の位相特性を表すグラフである。
【図４】 本発明に係る９０度移相器の第２実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】 ９０度移相器２０に使用される差動移相回
路の一構成例を示す回路図である。
路の一構成例を示す回路図である。
【図６】 本発明に係るＢｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図７】 ＩＲＭ３３の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図８】 ９０度移相器の第１従来例を示すブロック
図である。
図である。
【図９】 ９０度移相器４０から送出される各出力信
号間の位相差を表すグラフである。
号間の位相差を表すグラフである。
【図１０】 ９０度移相器の第２従来例を示すブロック
図である。
図である。
【図１１】 ９０度移相器５０から送出される各出力信
号間の位相差、及びＡＰＦ５２、５３の位相特性を表す
グラフである。
号間の位相差、及びＡＰＦ５２、５３の位相特性を表す
グラフである。
１０ ９０度移相器 １４ 第１多段移相回路 １４−１〜ｎ 移相回路 １５ 第２多段移相回路 １５−１〜ｎ 移相回路 ２０ ９０度移相器 ２２ 第１多段差動移相回路 ２２−１〜ｎ 差動移相回路 ２３ 第２多段差動移相回路 ２３−１〜ｎ 差動移相回路 ２６ 差動移相回路 ２７ａ 第１入力端子 ２７ｂ 第２入力端子 ２８ａ 第１出力端子 ２８ｂ 第２出力端子 ３０ Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ受信装置 ３３ イメージ除去ミキサ
Claims (6)
- 【請求項１】入力信号の位相をシフトさせる移相回路を
複数段直列に接続して成る第１、第２多段移相回路を有
しており、第１、第２多段移相回路から互いの位相差が
ほぼ９０度となる２つの出力信号を得る９０度移相器に
おいて、 第１、第２多段移相回路の各位相特性に差を設けるとと
もに、第１、第２多段移相回路を構成する各移相回路毎
の位相特性にもそれぞれ差を設けたことを特徴とする９
０度移相器。 - 【請求項２】差動入力信号の位相をシフトさせる差動移
相回路を複数段直列に接続して成る第１、第２多段差動
移相回路を有しており、第１、第２多段差動移相回路か
ら互いの位相差がほぼ９０度となる２つの差動出力信号
を得る９０度移相器において、 第１、第２多段差動移相回路の各位相特性に差を設ける
とともに、第１、第２多段差動移相回路を構成する各差
動移相回路毎の位相特性にもそれぞれ差を設けたことを
特徴とする９０度移相器。 - 【請求項３】前記差動移相回路はそれぞれ、入力信号が
差動的に加えられる第１、第２入力端子と、出力信号を
差動的に送出する第１、第２出力端子と、一端が第１入
力端子に他端が第２出力端子に接続された第１抵抗と、
一端が第２入力端子に他端が第１出力端子に接続された
第２抵抗と、一端が第２入力端子に他端が第２出力端子
に接続された第１コンデンサと、一端が第１入力端子に
他端が第１出力端子に接続された第２コンデンサと、か
ら成ることを特徴とする請求項２に記載の９０度移相
器。 - 【請求項４】第１、第２抵抗の各抵抗値を各差動移相回
路内では同一とし、また第１、第２コンデンサの各静電
容量値も各差動位相回路内では同一としたことを特徴と
する請求項３に記載の９０度移相器。 - 【請求項５】請求項１〜請求項４のいずれかに記載の９
０度移相器をその内部に有することを特徴とするイメー
ジ除去ミキサ。 - 【請求項６】請求項５に記載のイメージ除去ミキサをそ
の内部に有することを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000216800A JP2002033635A (ja) | 2000-07-18 | 2000-07-18 | ９０度移相器及びこれを用いたイメージ除去ミキサ並びに受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000216800A JP2002033635A (ja) | 2000-07-18 | 2000-07-18 | ９０度移相器及びこれを用いたイメージ除去ミキサ並びに受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002033635A true JP2002033635A (ja) | 2002-01-31 |
Family
ID=18712002
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000216800A Pending JP2002033635A (ja) | 2000-07-18 | 2000-07-18 | ９０度移相器及びこれを用いたイメージ除去ミキサ並びに受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002033635A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7253610B1 (ja) | 2021-12-27 | 2023-04-06 | 株式会社ヨコオ | アンテナおよび回路基板 |
-
2000
- 2000-07-18 JP JP2000216800A patent/JP2002033635A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7253610B1 (ja) | 2021-12-27 | 2023-04-06 | 株式会社ヨコオ | アンテナおよび回路基板 |
| JP2023096343A (ja) * | 2021-12-27 | 2023-07-07 | 株式会社ヨコオ | アンテナおよび回路基板 |
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