JP2010021630A - 広帯域バラン - Google Patents

Abstract

【課題】 地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能とする。
【解決手段】 遅れ位相の第１の位相回路１１０と進み位相の第２の位相回路１１１とを備え、第１の位相回路１１０の一端および第２の位相回路１１１の一端であるＰ０端子に不平衡インピーダンス回路１１２が接続されている。また、第１の位相回路１１０の他端であるＰ１端子と、第２の位相回路１１１の他端であるＰ２端子との間に平衡インピーダンス回路１１３が接続されている。Ｐ１−Ｐ２端子間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相が約１８０°となるように、第１の位相回路１１０において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°に設定され、第２の位相回路１１１において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°に設定されている
【選択図】 図１

Description

本発明は、広帯域で動作する広帯域バランに関するものである。

２００３年１２月に開始された地上デジタル放送は、２００６年１２月に全国のデジタル親局の本放送が開始され、２０１１年７月に地上アナログ放送の終了に向けて、地上デジタル放送が安定して受信できるように中継網の整備が進められている。デジタル放送の電波が高層ビルや建造物で遮られたり、地理的条件によりデジタル放送が良好に受信できない場所の受信障害対策として極微小電力局（ギャップフィラー）が提案されている。ギャップフィラーは小規模な無線設備とされ、送信電力が０．０５Ｗ（原則０．０１Ｗ）以下のデジタル受信障害対策中継放送を行う放送局とされている。ギャップフィラーは、山間部等で地形により電波が遮られて受信できない辺地、ビルなどの建造物で電波が遮られて受信できない都市、地下街や地下鉄の構内およびトンネル内などの電波が遮蔽されている場所に設置される。

ギャップフィラーの送信局には送信用のアンテナが少なくとも設けられるが、アンテナが折り返しダイポールアンテナ等の平衡型の給電が必要とされる場合には、給電部に平衡−不平衡変換器（以下、「バラン」という）を設けて、不平衡伝送線とされる同軸ケーブルから給電するようにしている。従来のバラン２００の一例を図３９に示す。図３９に示す構成のバラン２００は、Ｐ０端子に不平衡インピーダンス回路２１２が接続され、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスＺ₀は、例えば７５Ωとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間には平衡インピーダンス回路２１３が接続され、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスＺ_1-2は、例えば３００Ωとされている。Ｐ０端子とＰ１端子間は特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１０により接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間には、使用周波数帯域の中心周波数（地上デジタル放送の場合は６２０ＭＨｚ）の波長をλとした際にλ／２の長さとされた特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１１により接続されている。なお、同軸ケーブル２１０と同軸ケーブル２１１のシールド導体はアースされている。このバラン２００において、Ｐ１端子で電流が２分割されて半分が平衡インピーダンス回路２１３に流れ、同軸ケーブル２１１の作用によりＰ１端子とＰ２端子とに電圧が逆位相で給電されて平衡インピーダンス回路２１３の両端の電圧が２倍となる事から、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスを、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスの４倍とした際に整合するようになる。このように、図３９に示すバランにおいては不平衡のインピーダンスＺ₀（７５Ω）と、平衡のインピーダンスＺ_1-2（３００Ω）とが整合するようになる。

図３９に示すバラン２００において、同軸ケーブル２１１の長さをλ／２とした際のリターンロスの周波数特性を図４０に示す。図４０を参照すると、中心周波数が６２０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）におけるリターンロスが２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約１００ＭＨｚしか得られておらず、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、リターンロスの最小値は約１０ｄＢまで劣化している。このことから、図３９に示す従来のバラン２００は３００ＭＨｚの広い周波数帯域が必要とされる地上デジタル放送の用途には使用することができないという問題点があった。
また、バランにおいては上記したように位相を反転させる素子が必要となり、フェライトコアを用いたトランスにより位相を反転させるバランも従来から用いられている。しかしながら、フェライトコアを用いると挿入損失が多いと共に、通過電力が大きい場合に電気的な歪みや発熱の問題が発生するようになる。さらに、フェライトコアは物理的に脆弱であって、温度・磁界・衝撃に弱い素子とされ、位相（逆相）の周波数特性も完璧なものは得難く、広い周波数帯域に渡り平衡度の高いバランを実現することが困難であった。
そこで、本発明は地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の広帯域バランは、遅れ位相の第１の位相回路と進み位相の第２の位相回路とを備え、第１の位相回路の一端および第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相が約１８０°となるように、第１の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°の遅れ位相に設定され、第２の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°の進み位相に設定されていることを最も主要な特徴としている。

本発明の広帯域バランでは、第１の位相回路と第２の位相回路との相対位相差が約１８０°となっており、周波数に対する第１の位相回路と第２の位相回路の位相変化は同じ傾向を示すことから、地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランとすることができる。

本発明にかかる広帯域バランの原理を図１を参照して説明する。
図１に示す広帯域バラン１００は、遅れ位相の位相回路Ａ（１１０）と進み位相の位相回路Ｂ（１１１）の２つの位相回路を有している。位相回路Ａの遅れ位相θａは−９０°とされ、位相回路Ｂの進み位相θｂは+９０°とされている。位相回路Ａの一端はＰ０端子に接続され、位相回路Ａの他端はＰ１端子に接続されている。また、位相回路Ｂの一端もＰ０端子に接続され、位相回路Ｂの他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子は一端がアースされた不平衡インピーダンス回路１１２が接続されており、そのインピーダンスはＺａとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差φは+９０°−（−９０°）＝１８０°となる。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、平衡インピーダンス回路１１３が接続されており、そのインピーダンスはＺｂとされ、インピーダンスＺｂが４Ｚａとされた際に整合するようになる。例えば、インピーダンスＺａ＝７５Ωとされると、インピーダンスＺｂ＝３００Ωで整合する。そこで、Ｐ１−Ｐ２間に接続されている平衡インピーダンス回路１１３として、例えば平衡型の折り返しダイポールアンテナとすることができ、Ｐ０端子に約７５Ωの不平衡型の出力インピーダンスとされた送信機を接続し、約３００Ωの平衡型のアンテナをＰ１端子とＰ２端子間に接続することにより、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。また、位相回路Ａの遅れ位相θａと位相回路Ｂの進み位相θｂの周波数に対する位相変化率がほぼ同様の変化率となる周波数範囲において、広帯域バラン１００はバランとして機能するようになる。

図１に示す広帯域バラン１００を実現するための図１に示す広帯域バラン１００の等価回路を図２に示す。図２に示す等価回路では、遅れ位相の位相回路Ａ（１１０）と進み位相の位相回路Ｂ（１１１）とを独立した位相回路に置き換えている。このため、不平衡インピーダンス回路１１２’は並列接続されることから２Ｚａとなり、平衡インピーダンス回路１１３’は電圧がゼロになる中点で分離できることから、中点をアースすることにより２つに分離されてそれぞれＺｂ／２となる。また、整合させるために位相回路Ａと位相回路Ｂのインピーダンスを２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）とすることにより、原理的には全周波数で整合する広帯域バラン１００とすることができる。

遅れ位相の位相回路Ａ（１１０）と進み位相の位相回路Ｂ（１１１）とをストリップ線路等の線路により構成した本発明の第１実施例にかかる広帯域バラン１の構成を図３に示す。
図３に示す広帯域バラン１は、使用周波数帯域の中心周波数の波長をλとした際に、長さがλ／４とされた第１のストリップ線路１０と、長さが３λ／４とされた第２のストリップ線路１１とを備えている。第１のストリップ線路１０の一端はＰ０端子に接続され、第１のストリップ線路１０の他端はＰ１端子に接続されている。Ｐ０端子には、一端がアースされているインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス回路１２が接続されている。また、第２のストリップ線路１１の一端もＰ０端子に接続され、第２のストリップ線路１１の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子を構成しており、Ｐ１−Ｐ２間にインピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路１３が接続されている。Ｚｂ＝４Ｚａとすることにより整合される。長さλ／４の第１のストリップ線路１０は−９０°位相器として作用し、長さ３λ／４の第２のストリップ線路１１は−２７０°位相器、すなわち+９０°位相器として作用している。また、第１のストリップ線路１０と第２のストリップ線路１１の特性インピーダンスＺｃは、図２に示したようにＰ０端子の不平衡インピーダンス回路１２のインピーダンスＺａの２倍とされている。あるいは、平衡インピーダンス回路１３のインピーダンスＺｂの１／２倍ということもできる。例えば、インピーダンスＺａが約７５Ωとされた際に、第１のストリップ線路１０と第２のストリップ線路１１の特性インピーダンスＺｃは約１５０Ωとされる。ここで、Ｐ１−Ｐ２間に接続する平衡インピーダンス回路１３として、例えば約３００Ωの平衡型の折り返しダイポールアンテナとすることができ、Ｐ０端子に約７５Ωの不平衡の出力インピーダンスとされた送信機を接続することで、不平衡型出力の送信機から平衡型の折り返しダイポールアンテナに整合して給電することができる。また、ストリップ線路１０の遅れ位相とストリップ線路１１の進み位相の周波数に対する位相変化率がほぼ同様の変化率となる周波数範囲において、第１実施例の広帯域バラン１はバランとして機能するようになる。

そこで、図３に示す第１実施例の広帯域バラン１において、使用周波数帯域を地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚとしてλを中心周波数６２０ＭＨｚの波長とした際のリターンロスの周波数特性を図４に示す。図４を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４８０ＭＨｚ〜約７６０ＭＨｚとされた約２８０ＭＨｚの周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、広帯域バラン１はバランとしてほぼ機能するようになる。なお、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域が約２８０ＭＨｚしか得られないのは、第１のストリップ線路１０と第２のストリップ線路１１の線路長が１：３とされて第１のストリップ線路１０と第２のストリップ線路１１において同様の位相変化率を示す周波数範囲が狭いためと考えられる。

そこで、第１実施例の広帯域バラン１より実用周波数帯域を広帯域化することのできるよう広帯域バランにおいてストリップ線路に替えて集中定数回路を用いることを考えてみる。ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という）は位相遅れ特性を示すことから、図１に示す位相回路Ａとして用いることができ、ハイパスフィルタ（以下、「ＨＰＦ」という）は位相進み特性を示すことから、図１に示す位相回路Ｂとして用いることができる。そこで、ＬＰＦおよびＨＰＦの構成について考察する。
図５に示す回路はπ型のＬＰＦであり、入力端子ＩＮに一端がアースされた第１キャパシタＣａの他端とインダクタＬａの一端が接続され、出力端子ＯＵＴに一端がアースされた第２キャパシタＣｂの他端とインダクタＬａの他端が接続されている。このＬＰＦにおいて、６２０ＭＨｚにおける遅れ位相が−９０°となるようにインダクタＬａのインダクタンスを約３８．５０５ｎＨとし、第１キャパシタＣａおよび第２キャパシタＣｂの容量を約１．７１１ｐＦとする。

第１キャパシタＣａないしインダクタＬａが上記数値とされた際の図５に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を図６に示す。図６を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約５４０ＭＨｚ〜約６７０ＭＨｚとされた約１３０ＭＨｚの周波数帯域しか得られていない。また、第１キャパシタＣａないしインダクタＬａが上記数値とされた際の図５に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を図７に示す。図７を参照すると、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）における位相は、中心周波数の６２０ＭＨｚにおいては約−９０°が得られているが、地上デジタル放送の周波数帯域の全体では約−６５°〜−１２０°まで大きく位相変化してしまっている。

次に、図８に示す回路はπ型のＨＰＦであり、入力端子ＩＮに一端がアースされた第１インダクタＬａの他端とキャパシタＣａの一端が接続され、出力端子ＯＵＴに一端がアースされた第２インダクタＬｂの他端とキャパシタＣａの他端が接続されている。このＨＰＦにおいて、６２０ＭＨｚにおける位相が＋９０°となるように第１インダクタＬａおよび第２インダクタＬｂのインダクタンスを約３８．５０５ｎＨとし、キャパシタＣａの容量を約１．７１１ｐＦとする。
第１インダクタＬａないしキャパシタＣａが上記数値とされた際の図８に示すＨＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を図９に示す。図９を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約５７０ＭＨｚ〜約７００ＭＨｚとされた約１３０ＭＨｚの周波数帯域しか得られていない。また、第１インダクタＬａないしキャパシタＣａが上記数値とされた際の図８に示すＨＰＦにおける位相の周波数特性を図１０に示す。図１０を参照すると、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）における位相は、中心周波数の６２０ＭＨｚにおいては約＋９０°が得られているが、地上デジタル放送の周波数帯域の全体では約＋１３５°〜＋７０°まで大きく位相変化してしまっている。

次に、広帯域化を実現するためにπ型の２段のＬＰＦの回路を図１１に示す。図１１に示すＬＰＦは、入力端子ＩＮに一端がアースされた第１キャパシタＣａの他端と第１インダクタＬａの一端が接続され、第１インダクタＬａの他端に一端がアースされた第２キャパシタＣｂの他端と第２インダクタＬｂの一端が接続され、出力端子ＯＵＴに一端がアースされた第３キャパシタＣｃの他端と第２インダクタＬｂの他端が接続されている。このＬＰＦにおいて、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの各段の位相が−４５°となり２段の合計の位相が−９０°となるように第１インダクタＬａおよび第２インダクタＬｂのインダクタンスを約２７．２２７ｎＨとし、第１キャパシタＣａおよび第３キャパシタＣｃの容量を約０．７０９ｐＦとし、第２キャパシタＣｂの容量を約１．４１８ｐＦとする。
第１インダクタＬａないし第３キャパシタＣｃが上記数値とされた際の図１１に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を図１２に示す。図１２を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３７０ＭＨｚ〜約８７０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。また、第１インダクタＬａないし第３キャパシタＣｃが上記数値とされた際の図１１に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を図１３に示す。図１３を参照すると、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）における位相は、中心周波数の６２０ＭＨｚにおいては約−９０°が得られており、地上デジタル放送の周波数帯域の全体では約−７０°〜−１１０°までの位相変化に抑えられるようになる。

次に、π型の２段のＨＰＦの回路を図１４に示す。図１４に示すＨＰＦは、入力端子ＩＮに一端がアースされた第１インダクタＬａの他端と第１キャパシタＣａの一端が接続され、第１キャパシタＣａの他端に一端がアースされた第２インダクタＬｂの他端と第２キャパシタＣｂの一端が接続され、出力端子ＯＵＴに一端がアースされた第３インダクタＬｃの他端と第２キャパシタＣｂの他端が接続されている。このＨＰＦにおいて、６２０ＭＨｚにおけるＨＰＦの各段の位相が+４５°となり２段の合計の位相が＋９０°となるように第１インダクタＬａおよび第３インダクタＬｃのインダクタンスを約９２．９６０ｎＨとし、第２インダクタＬｂのインダクタンスを約４６．４８０ｎＨとし、第１キャパシタＣａおよび第２キャパシタＣｂの容量を約２．４２０ｐＦとする。
第１インダクタＬａないし第２キャパシタＣｂが上記数値とされた際の図１４に示すＨＰＦのリターンロスの周波数特性を図１５に示す。図１５を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３７０ＭＨｚ〜約８７０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。また、第１インダクタＬａないし第２キャパシタＣｂが上記数値とされた際の図１４に示すＨＰＦにおける位相の周波数特性を図１６に示す。図１６を参照すると、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）における位相は、中心周波数の６２０ＭＨｚにおいては約＋９０°が得られており、地上デジタル放送の周波数帯域の全体では約＋１２０°〜＋７５°までの位相変化に抑えられるようになる。

そこで、図１に示す位相回路Ａ（１１０）を２段構成のＬＰＦにより構成し、位相回路Ｂ（１１１）を２段構成のＨＰＦにより構成した本発明の第２実施例にかかる広帯域バラン２の構成を示すブロック図を図１７に示す。
図１７に示す広帯域バラン２は、ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１が直列接続された遅れ位相の第１の位相回路と、ＨＰＦ２２とＨＰＦ２３とが直列接続された進み位相の第２の位相回路の２つの位相回路を有している。ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１がそれぞれ得ようとする遅れ位相θ１は−４５°とされ、ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１が直列接続された第１の位相回路で得ようとする遅れ位相は−９０°とされている。また、ＨＰＦ２２とＨＰＦ２３がそれぞれ得ようとする進み位相θ２は＋４５°とされ、ＨＰＦ２２とＨＰＦ２３が直列接続された第２の位相回路で得ようとする進み位相は＋９０°とされている。広帯域バラン２において、ＬＰＦ２０の一端はＰ０端子に接続されていると共にＬＰＦ２０の他端はＬＰＦ２１の一端に接続されており、ＬＰＦ２１の他端はＰ１端子に接続されている。また、ＨＰＦ２２の一端はＰ０端子に接続されていると共にＨＰＦ２２の他端はＨＰＦ２３の一端に接続されており、ＨＰＦ２３の他端はＰ２端子に接続されている。

Ｐ０端子は一端がアースされたインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス回路２４とされており、Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差として１８０°を得るようにしている。Ｐ１端子とＰ２端子には、インピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路２５が接続されている。上述したように、インピーダンスＺｂを４Ｚａとすることにより広帯域バラン２は整合する。例えば、Ｚａ＝７５Ωとされると、Ｚｂ＝３００Ωとなる。そこで、Ｐ１−Ｐ２間の平衡インピーダンス回路２５として、例えば平衡型の折り返しダイポールアンテナとすることができ、Ｐ０端子に約７５Ωの不平衡の出力インピーダンスとされた送信機を接続し、約３００Ωの平衡型のアンテナをＰ１端子とＰ２端子間に接続することにより、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。また、ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１が直列接続された第１の位相回路の遅れ位相と、ＨＰＦ２２とＨＰＦ２３とが直列接続された第２の位相回路の進み位相の周波数に対する位相変化率がほぼ同様の変化率となる周波数範囲において、第２実施例の広帯域バラン２はバランとして機能するようになる。なお、ＬＰＦ２０、ＬＰＦ２１、ＨＰＦ２２、ＨＰＦ２３はπ型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。

本発明の第２実施例の広帯域バラン２の具体的回路の例を図１８に示す。
図１８に示す広帯域バラン２の回路において、第１位相回路を構成するＬＰＦ２０とＬＰＦ２１とはπ型のＬＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第１キャパシタＣ２１の他端と第１インダクタＬ２０の一端が接続され、第１インダクタＬ２０の他端に一端がアースされた第２キャパシタＣ２２の他端と第２インダクタＬ２１の一端が接続され、Ｐ１端子に一端がアースされた第３キャパシタＣ２３の他端と第２インダクタＬ２１の他端が接続されている。また、第２位相回路を構成するＨＰＦ２２とＨＰＦ２３はπ型のＨＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第３インダクタＬ２２の他端と第４キャパシタＣ２４の一端が接続され、第４キャパシタＣ２４の他端に一端がアースされた第４インダクタＬ２３の他端と第５キャパシタＣ２５の一端が接続され、Ｐ２端子に一端がアースされた第５インダクタＬ２４の他端と第５キャパシタＣ２５の他端が接続されている。

図１８に示す広帯域バラン２の使用周波数帯域を地上デジタル放送とする場合は、ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１において、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの各段の遅れ位相が−４５°となり２段の合計の遅れ位相が−９０°となるように第１インダクタＬ２０および第２インダクタＬ２１のインダクタンスを約２７．２２７３１ｎＨとし、第１キャパシタＣ２１および第３キャパシタＣ２３の容量を約０．７０８８６ｐＦとし、第２キャパシタＣ２２の容量を約１．４１７７２ｐＦとする。また、広帯域バラン２のＨＰＦ２２とＨＰＦ２３において、６２０ＭＨｚにおけるＨＰＦの各段の進み位相が+４５°となり２段の合計の進み位相が＋９０°となるように第３インダクタＬ２２および第５インダクタＬ２４のインダクタンスを約９２．９５９８４ｎＨとし、第４インダクタＬ２３のインダクタンスを約４６．４７９９２ｎＨとし、第４キャパシタＣ２４および第５キャパシタＣ２５の容量を約２．４２０２１ｐＦとする。

ここで、図１７および図１８に示す第２実施例の広帯域バラン２において、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１９に示す。図１９を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３７０ＭＨｚ〜約８７０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第２実施例の広帯域バラン２はバランとして十分機能するようになる。
また、第２実施例の広帯域バラン２の位相特性を示す図表を図２０に示す。図２０を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−６７．４７°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１２１．２２°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．６９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．６９°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−９０．００°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋９０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１０３．９６°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋７８．０９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．０５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．０５°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１１３．４８°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋７１．７９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８５．２７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋５．２７°となっている。このように、第２実施例の広帯域バラン２は地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示している。

ところで、図１８に示す第２実施例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記した値は理想的な数値であり、このような値の素子を入手するのは困難である。そこで、キャパシタやインダクタの値を実用的な数値に置き換えてみると、第１インダクタＬ２０および第２インダクタＬ２１のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ２１および第３キャパシタＣ２３の容量は約０．７５ｐＦとなり、第２キャパシタＣ２２の容量は約１．５ｐＦとなる。また、第３インダクタＬ２２および第５インダクタＬ２４のインダクタンスは約９１．０ｎＨとなり、第４インダクタＬ２３のインダクタンスは約４７．０ｎＨとなり、第４キャパシタＣ２４および第５キャパシタＣ２５の容量は約２．４ｐＦとなる。
第２実施例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図２１に示す。図２１を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３７０ＭＨｚ〜約８７０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるものの、約６１０ＭＨｚ近辺の使用周波数帯域内において大きな反射が生じるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第２実施例の広帯域バラン２はバランとして機能しない周波数帯域が生じるようになる。

また、第２実施例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図２２に示す。図２２を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−７３．０１°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１０９．１７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．１８°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．１８°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−９７．６２°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋８１．３７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７８．９９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は−１．０１°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１１２．９１°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋７０．７０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８３．６１°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋３．６１°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１２３．３８°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋６５．０４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．４２°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．４２°となっている。このように、地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示しているが、約６１０ＭＨｚ近辺において大きな反射が生じている。

第２実施例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの素子の値を実用的な数値とすると使用周波数帯域内において大きな反射が生じる理由は次の通りと考えられる。ＬＰＦ２０とＬＰＦ２１からなる遅れ位相の第１の位相回路、および、ＨＰＦ２２とＨＰＦ２３からなる進み位相の第２の位相回路における素子の値を実用的な数値に置き換えることにより、素子の値が理想的な数値から若干ずれるようになり、Ｐ１端子およびＰ２端子において平衡インピーダンス回路２５との整合が若干とれなくなって不整合反射が生じるようになる。この不整合反射は第１の位相回路からの反射成分と第２の位相回路からの反射成分となり、Ｐ０端子において６１０ＭＨｚ近辺で同位相となって合成されるため大きな反射が生じたものと考えられる。同位相となるのは、６２０ＭＨｚの中心周波数において第１の位相回路は−９０°の遅れ位相となるよう設計されると共に、第２の位相回路は+９０°の進み位相となるよう設計されていることから、第１の位相回路を往復した不整合反射成分と第２の位相回路を往復した不整合反射成分は、設計周波数である６２０ＭＨｚの近傍において共に１８０°移相されて同位相となるからと考えられる。

そこで、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることのない本発明の第３実施例の広帯域バラン３の構成を示すブロック図を図２３に示す。
図２３に示す第３実施例の広帯域バラン３は、ＬＰＦ３０とＬＰＦ３１が直列接続された２段のＬＰＦからなる遅れ位相の第１の位相回路と、ＨＰＦ３２の１段のＨＰＦからなる進み位相の第２の位相回路の２つの位相回路を有している。この場合、第１の位相回路を往復した不整合反射成分と第２の位相回路を往復した不整合反射成分がＰ０端子において同位相とならないように、第１の位相回路で得ようとする遅れ位相は−９０°が除かれると共に、第２の位相回路で得ようとする進み位相は＋９０°が除かれる。
第１の位相回路において、ＬＰＦ３０とＬＰＦ３１とでそれぞれ得ようとする遅れ位相θ１は例えば−６０°とされ、ＬＰＦ３０とＬＰＦ３１とにより例えば−１２０°の遅れ位相を得るようにしている。また、第２の位相回路において、ＨＰＦ３２が得ようとする進み位相θ２は、例えば+６０°とされている。ＬＰＦ３０の一端はＰ０端子に接続されていると共にＬＰＦ３０の他端はＬＰＦ３１の一端に接続されており、ＬＰＦ３１の他端はＰ１端子に接続されている。また、ＨＰＦ３２の一端はＰ０端子に接続されていると共にＨＰＦ３２の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子は一端がアースされたインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス回路３３に接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差として、２θ１+θ２＝１８０°を得るようにしている。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、インピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路３４が接続される。インピーダンスＺｂを４Ｚａとすることにより、広帯域バラン３は整合する。例えば、Ｚａ＝７５Ωとされると、Ｚｂ＝３００Ωとなり、第３実施例の広帯域バラン３においても、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。なお、ＬＰＦ３０、ＬＰＦ３１、ＨＰＦ３２はπ型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。

本発明の第３実施例の広帯域バラン３の具体的回路の例を図２４に示す。
図２４に示す広帯域バラン３の回路において、第１位相回路を構成するＬＰＦ３０とＬＰＦ３１とはπ型のＬＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第１キャパシタＣ３１の他端と第１インダクタＬ３０の一端が接続され、第１インダクタＬ３０の他端に一端がアースされた第２キャパシタＣ３２の他端と第２インダクタＬ３１の一端が接続され、Ｐ１端子に一端がアースされた第３キャパシタＣ３３の他端と第２インダクタＬ３１の他端が接続されている。また、第２位相回路を構成するＨＰＦ３２はＴ型のＨＰＦとされており、Ｐ０端子に第４キャパシタＣ３４の一端が接続され、第４キャパシタＣ３４の他端に一端がアースされた第３インダクタＬ３２の他端と第５キャパシタＣ３５の一端が接続され、Ｐ２端子に第５キャパシタＣ３５の他端が接続されている。

図２４に示す広帯域バラン３の使用周波数帯域を地上デジタル放送とした場合におけるキャパシタとインダクタの理想的な数値を置き換えた実用的な数値の例を次に上げる。なお、理想的な数値は（）内に示す。広帯域バラン３のＬＰＦ３０とＬＰＦ３１では、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの各段の遅れ位相が−６０°となり２段の合計の遅れ位相が−１２０°となるように第１インダクタＬ３０および第２インダクタＬ３１のインダクタンスを約３６．０（３５．６４６）ｎＨとし、第１キャパシタＣ３１および第３キャパシタＣ３３の容量を約１．０（１．０５６）ｐＦとし、第２キャパシタＣ３２の容量を約２．０（２．１１２）ｐＦとする。また、広帯域バラン３のＨＰＦ３２において、６２０ＭＨｚにおける進み位相が＋６０°となるように第３インダクタＬ３２のインダクタンスを約５１．０（４７．５２８）ｎＨとし、第４キャパシタＣ３４および第５キャパシタＣ３５の容量を約３．３（３．１６９）ｐＦとする。
第３実施例の広帯域バラン３においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図２５に示す。図２５を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４４５ＭＨｚ以上の約８７０ＭＨｚを超える広帯域の周波数帯域が得られている。そして、約４２０ＭＨｚ近辺において大きな反射が生じているが、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の周波数帯域外となっていることから、第３実施例の広帯域バラン３は地上デジタル放送の周波数帯域においてバランとして十分機能するようになる。

また、第３実施例の広帯域バラン３においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図２６に示す。図２６を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−９３．３６°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋７１．４４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１６４．８０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は−１５．２０°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１２６．０１°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋５２．５６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７８．５７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−１．４３°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１４６．９０°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋４５．５４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１９２．４４°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋１２．４４°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１６１．６７°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋４１．８６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は２０３．５３°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋２３．５３°となっている。このように、第３実施例の広帯域バラン３は地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示している。

上記した第３実施例の広帯域バラン３においては、第１の位相回路の遅れ位相を使用周波数帯域の中心周波数において−９０°を除く、例えば−１２０°の位相が得られるＬＰＦ３０およびＬＰＦ３１から構成し、さらに、第２の位相回路の進み位相を使用周波数帯域の中心周波数において＋９０°を除く、例えば＋６０°の位相が得られるＨＰＦ３２から構成することにより、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差φとして１８０°が得られるようにしている。これにより、第３実施例の広帯域バラン３におけるキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値に置き換えても、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることを防止することができ、使用周波数帯域内において第３実施例の広帯域バラン３はバランとして機能するようになる。

次に、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることのない本発明の第４実施例の広帯域バラン４の構成を示すブロック図を図２７に示す。
図２７に示す第４実施例の広帯域バラン４は、ＬＰＦ４０の１段のＬＰＦからなる遅れ位相の第１の位相回路と、ＨＰＦ４１とＨＰＦ４２が直列接続された２段のＨＰＦからなる進み位相の第２の位相回路との２つの位相回路を有している。この場合、第１の位相回路を往復した不整合反射成分と第２の位相回路を往復した不整合反射成分が同位相とならないように、第１の位相回路で得ようとする遅れ位相は−９０°が除かれると共に、第２の位相回路で得ようとする進み位相は＋９０°が除かれる。
第１の位相回路において、ＬＰＦ４０が得ようとする遅れ位相θ３は、例えば−６０°とされている。また、第２の位相回路において、ＨＰＦ４１とＨＰＦ４２とでそれぞれ得ようとする進み位相θ４は例えば＋６０°とされ、ＨＰＦ４１とＨＰＦ４２とにより例えば−１２０°の進み位相を得るようにしている。そして、ＬＰＦ４０の一端はＰ０端子に接続されていると共にＬＰＦ４０の他端はＰ１端子に接続されている。また、ＨＰＦ４１の一端はＰ０端子に接続されていると共にＨＰＦ４０の他端はＨＰＦ４２の一端に接続されており、ＨＰＦ４２の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子は一端がアースされたインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス回路４３に接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差として、２θ３+θ４＝１８０°を得るようにしている。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、インピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路４４が接続されている。インピーダンスＺｂを４Ｚａとすることにより、広帯域バラン４は整合する。例えば、Ｚａ＝７５Ωとされると、Ｚｂ＝３００Ωとなり、第４実施例の広帯域バラン４においても、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。なお、ＬＰＦ４０、ＨＰＦ４１、ＨＰＦ４２はπ型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。

本発明の第４実施例の広帯域バラン４の具体的回路の例を図２８に示す。
図２８に示す広帯域バラン４の回路において、第１位相回路を構成するＬＰＦ４０はＴ型のＬＰＦとされており、Ｐ０端子に第１インダクタＬ４０の一端が接続され、第１インダクタＬ４０の他端に一端がアースされた第１キャパシタＣ４０の他端と第２インダクタＬ４１の一端が接続され、Ｐ２端子に第２インダクタＬ４１の他端が接続されている。また、第２位相回路を構成するＨＰＦ４１とＨＰＦ４２とはπ型のＨＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第３インダクタＬ４３の他端と第２キャパシタＣ４１の一端が接続され、第２キャパシタＣ４１の他端に一端がアースされた第４インダクタＬ４４の他端と第３キャパシタＣ４２の一端が接続され、Ｐ１端子に一端がアースされた第５インダクタＬ４５の他端と第３キャパシタＣ４２の他端が接続されている。

図２８に示す広帯域バラン４の使用周波数帯域を地上デジタル放送とした場合におけるキャパシタとインダクタの理想的な数値を置き換えた実用的な数値の例を次に上げる。なお、理想的な数値は（）内に示す。広帯域バラン４のＬＰＦ４０では、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの遅れ位相が−６０°となるように第１インダクタＬ４０および第２インダクタＬ４１のインダクタンスを約２２．０（２３．７６４）ｎＨとし、第１キャパシタＣ４０の容量を約１．５（１．５８４）ｐＦとする。また、広帯域バラン４のＨＰＦ４１とＨＰＦ４２において、６２０ＭＨｚにおける各段の進み位相がそれぞれ＋６０°となり２段の合計の進み位相が＋１２０°となるように第３インダクタＬ４３および第５インダクタＬ４５のインダクタンスを約６８．０（７１．２９３）ｎＨとし、第２キャパシタＣ４１および第３キャパシタＣ４２の容量を約２．０（２．１１２）ｐＦとする。
第４実施例の広帯域バラン４においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図２９に示す。図２９を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４００ＭＨｚ〜約８２０ＭＨｚの広帯域の周波数帯域が得られている。そして、約８４０ＭＨｚ近辺において大きな反射が生じているが、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の周波数帯域外となっていることから、第４実施例の広帯域バラン４は地上デジタル放送の周波数帯域においてバランとして十分機能するようになる。

また、第４実施例の広帯域バラン４においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図３０に示す。図３０を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−４４．６３°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１５６．６６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は２０１．２９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋２１．２９°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−６０．０５°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１１４．５９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７４．６４°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−５．３６°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−６９．９６°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋９９．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１６８．９６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は−１１．０４°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−７６．９２°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋９０．８４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１６７．７６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は−１２．２４°となっている。このように、第４実施例の広帯域バラン４は地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示している。

上記した第４実施例の広帯域バラン４においては、第１の位相回路の遅れ位相を使用周波数帯域の中心周波数において−９０°を除く、例えば−６０°の遅れ位相が得られるＬＰＦ４０から構成し、さらに、第２の位相回路の進み位相を使用周波数帯域の中心周波数において＋９０°を除く、例えば＋１２０°の進み位相が得られるＨＰＦ４１およびＨＰＦ４２とから構成することにより、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差φとして１８０°が得られるようにしている。これにより、第４実施例の広帯域バラン４におけるキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値に置き換えても、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることを防止することができ、使用周波数帯域内において第４実施例の広帯域バラン４はバランとして機能するようになる。

次に、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることのない本発明の第５実施例の広帯域バラン５の構成を示すブロック図を図３１に示す。
図３１に示す第５実施例の広帯域バラン５は、ＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とが直列接続された３段のＬＰＦからなる遅れ位相の第１の位相回路と、ＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とが直列接続された２段のＨＰＦからなる進み位相の第２の位相回路の２つの位相回路を有している。この場合、第１の位相回路を往復した不整合反射成分と第２の位相回路を往復した不整合反射成分が同位相とならないように、第１の位相回路で得ようとする位相は−９０°が除かれると共に、第２の位相回路で得ようとする位相は＋９０°が除かれる。
第１の位相回路において、ＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とにおいてそれぞれ得ようとする遅れ位相θ５は例えば−４０°とされ、ＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とにより例えば−１２０°の遅れ位相を得るようにしている。また、ＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とにおいてそれぞれ得ようとする進み位相θ６は、例えば+３０°とされ、ＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とにより例えば+６０°の進み位相を得るようにしている。ＬＰＦ５０の一端はＰ０端子に接続されていると共にＬＰＦ５０の他端はＬＰＦ５１の一端に接続されており、ＬＰＦ５１の他端はＬＰＦ５２の一端に接続されており、ＬＰＦ５２の他端はＰ１端子に接続されている。また、ＨＰＦ５３の一端はＰ０端子に接続されていると共にＨＰＦ５３の他端はＨＰＦ５４の一端に接続されており、ＨＰＦ５４の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子は一端がアースされたインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス５５に接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差として、３θ５+２θ６＝１８０°を得るようにしている。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、インピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路５６が接続される。インピーダンスＺｂを４Ｚａとすることにより広帯域バラン５は整合する。例えば、Ｚａ＝７５Ωとされると、Ｚｂ＝３００Ωとなり、第５実施例の広帯域バラン５においても、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。なお、ＬＰＦ５０、ＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２、ＨＰＦ５３、ＨＰＦ５４はπ型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。

本発明の第５実施例の広帯域バラン５の具体的回路の例を図３２に示す。
図３２に示す広帯域バラン５の回路において、第１の位相回路を構成するＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とはπ型のＬＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第１キャパシタＣ５０の他端と第１インダクタＬ５０の一端が接続され、第１インダクタＬ５０の他端に一端がアースされた第２キャパシタＣ５１の他端と第２インダクタＬ５１の一端が接続され、さらに、第２インダクタＬ５１の他端に一端がアースされた第３キャパシタＣ５２の他端と第３インダクタＬ５２の一端が接続され、Ｐ１端子に一端がアースされた第４キャパシタＣ５３の他端と第３インダクタＬ５２の他端が接続されている。また、第２の位相回路を構成するＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とはＴ型のＨＰＦとされており、Ｐ０端子に第５キャパシタＣ５４の一端が接続され、第５キャパシタＣ５４の他端に一端がアースされた第４インダクタＬ５３の他端と第６キャパシタＣ５５の一端が接続され、第６キャパシタＣ５５の他端に一端がアースされた第５インダクタＬ５４の他端と第７キャパシタＣ５６の一端が接続され、Ｐ２端子に第７キャパシタＣ５６の他端が接続されている。

図３２に示す広帯域バラン５の使用周波数帯域を地上デジタル放送とした場合におけるキャパシタとインダクタの理想的な数値を置き換えた実用的な数値の例を次に上げる。なお、理想的な数値は（）内に示す。広帯域バラン５のＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とでは、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの各段の遅れ位相が−４０°となり３段の合計の遅れ位相が−１２０°となるように第１インダクタＬ５０ないし第３インダクタＬ５２のインダクタンスを約２７．０（２６．４５８）ｎＨとし、第１キャパシタＣ５０および第４キャパシタＣ５３の容量を約０．７５（０．６６６）ｐＦとし、第２キャパシタＣ５１および第３キャパシタＣ５２の容量を約１．２５（１．３３２）ｐＦとする。また、広帯域バラン５のＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とにおいて、６２０ＭＨｚにおけるＨＰＦの各段の進み位相が＋３０°となり２段の合計の進み位相が＋６０°となるように第４インダクタＬ５３および第５インダクタＬ５４のインダクタンスを約７５．０（８２．３３２）ｎＨとし、第５キャパシタＣ５４および第７キャパシタＣ５６の容量を約６．８（６．８２７）ｐＦとし、第６キャパシタＣ５５の容量を約３．６（３．４１４）ｐＦとする。
第５実施例の広帯域バラン５においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図３３に示す。図３３を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４３０ＭＨｚ以上の約８７０ＭＨｚを超える広帯域の周波数帯域が得られている。そして、約４２０ＭＨｚ近辺において大きな反射が生じているが、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の周波数帯域外となっていることから、第５実施例の広帯域バラン５は地上デジタル放送の周波数帯域においてバランとして十分機能するようになる。

また、第５実施例の広帯域バラン５においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図３４に示す。図３４を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−９５．７９°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋７７．２８°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７３．０７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−６．９３°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１２７．６５°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋５８．１０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８５．７５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋５．７５°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１４７．２４°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋５０．６０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１９７．８４°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋１７．８４°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−１６０．５７°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋４６．６０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は２０７．１７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋２７．１７°となっている。このように、第５実施例の広帯域バラン５は地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示している。

上記した第５実施例の広帯域バラン５においては、第１の位相回路の遅れ位相を使用周波数帯域の中心周波数において−９０°を除く、例えば−１２０°の位相が得られるＬＰＦ５０とＬＰＦ５１とＬＰＦ５２とから構成し、さらに、第２の位相回路の進み位相を使用周波数帯域の中心周波数において＋９０°を除く、例えば＋６０°の進み位相が得られるＨＰＦ５３とＨＰＦ５４とから構成することにより、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差φとして１８０°が得られるようにする。これにより、第５実施例の広帯域バラン５におけるキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値に置き換えても、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることを防止することができ、使用周波数帯域内において第５実施例の広帯域バラン５はバランとして機能するようになる。

次に、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることのない本発明の第６実施例の広帯域バラン６の構成を示すブロック図を図３５に示す。
図３５に示す第６実施例の広帯域バラン６は、ＬＰＦ６０とＬＰＦ６１とが直列接続された２段のＬＰＦからなる遅れ位相の第１の位相回路と、ＨＰＦ６２とＨＰＦ６３とＨＰＦ６４とが直列接続された３段のＨＰＦからなる進み位相の第２の位相回路との２つの位相回路を有している。この場合、第１の位相回路を往復した不整合反射成分と第２の位相回路を往復した不整合反射成分が同位相とならないように、第１の位相回路で得ようとする位相は−９０°が除かれると共に、第２の位相回路で得ようとする位相は＋９０°が除かれる。
第１の位相回路において、ＬＰＦ６０およびＬＰＦ６１がそれぞれ得ようとする遅れ位相θ７は、例えば−３０°とされ、ＬＰＦ６０とＬＰＦ６１とにより例えば−６０°の遅れ位相を得るようにしている。また、第２の位相回路において、ＨＰＦ６２、ＨＰＦ６３およびＨＰＦ６４がそれぞれ得ようとする進み位相θ８は例えば＋４０°とされ、ＨＰＦ６２とＨＰＦ６３とＨＰＦ６４とにより例えば＋１２０°の進み位相を得るようにしている。そして、ＬＰＦ５０の一端はＰ０端子に接続されていると共にＬＰＦ５０の他端はＬＰＦ５１の一端に接続されており、ＬＰＦ５１の他端はＰ１端子に接続されている。また、ＨＰＦ６２の一端はＰ０端子に接続されていると共にＨＰＦ６２の他端はＨＰＦ６３の一端に接続されており、ＨＰＦ６３の他端はＨＰＦ６４の一端に接続されており、ＨＰＦ６４の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子は一端がアースされたインピーダンスＺａの不平衡インピーダンス回路６５に接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差として、２θ７+３θ８＝１８０°を得るようにしている。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、インピーダンスＺｂの平衡インピーダンス回路６６が接続されている。インピーダンスＺｂを４Ｚａとすることにより広帯域バラン５は整合する。例えば、Ｚａ＝７５Ωとされると、Ｚｂ＝３００Ωとなり、第６実施例の広帯域バラン６においても、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。なお、ＬＰＦ６０、ＬＰＦ６１、ＨＰＦ６２、ＨＰＦ６３、ＨＰＦ６４はπ型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。

本発明の第６実施例の広帯域バラン６の具体的回路の例を図３６に示す。
図３６に示す広帯域バラン６の回路において、第１位相回路を構成するＬＰＦ６０とＬＰＦ６１とはＴ型のＬＰＦとされており、Ｐ０端子に第１インダクタＬ６０の一端が接続され、第１インダクタＬ６０の他端に一端がアースされた第１キャパシタＣ６０の他端と第２インダクタＬ６１の一端が接続され、第２インダクタＬ６１の他端に一端がアースされた第２キャパシタＣ６１の他端と第３インダクタＬ６２の一端が接続され、Ｐ２端子に第３インダクタＬ６２の他端が接続されている。また、第２位相回路を構成するＨＰＦ６２とＨＰＦ６３とＨＰＦ６４とはπ型のＨＰＦとされており、Ｐ０端子に一端がアースされた第４インダクタＬ６３の他端と第２キャパシタＣ６２の一端が接続され、第２キャパシタＣ６２の他端に一端がアースされた第５インダクタＬ６４の他端と第４キャパシタＣ６３の一端が接続され、第３キャパシタＣ６３の他端に一端がアースされた第６インダクタＬ６５の他端と第５キャパシタＣ６４の一端が接続され、Ｐ１端子に一端がアースされた第７インダクタＬ６６の他端と第５キャパシタＣ６４の他端が接続されている。

図３６に示す広帯域バラン６の使用周波数帯域を地上デジタル放送とした場合におけるキャパシタとインダクタの理想的な数値を置き換えた実用的な数値の例を次に上げる。なお、理想的な数値は（）内に示す。広帯域バラン６のＬＰＦ６０およびＬＰＦ６１では、６２０ＭＨｚにおけるＬＰＦの各段の遅れ位相が−３０°となり２段の合計の遅れ位相が−６０°となるように第１インダクタＬ６０および第３インダクタＬ６２のインダクタンスを約１０．０（１１．０２９）ｎＨとし、第１キャパシタＣ６０および第２キャパシタＣ６１の容量を約１．０（０．９１５）ｐＦとする。また、広帯域バラン６のＨＰＦ６２、ＨＰＦ６３およびＨＰＦ６４において、６２０ＭＨｚにおける位相がそれぞれ＋４０°となり３段の合計の位相が＋１２０°となるように第４インダクタＬ６３および第７インダクタＬ６６のインダクタンスを約１１０．０（１１３．０８８）ｎＨとし、第５インダクタＬ６４および第６インダクタＬ６５のインダクタンスを約５６．０（５６．５４４）ｎＨとし、第３キャパシタＣ６２、第４キャパシタＣ６３および第５キャパシタＣ６４の容量を約２．７（２．８４６）ｐＦとする。
第６実施例の広帯域バラン６においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図３７に示す。図３７を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３９５ＭＨｚ〜約８１５ＭＨｚの広帯域の周波数帯域が得られている。そして、約８３０ＭＨｚ近辺において大きな反射が生じているが、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の周波数帯域外となっていることから、第６実施例の広帯域バラン６は地上デジタル放送の周波数帯域においてバランとして十分機能するようになる。

また、第６実施例の広帯域バラン６においてキャパシタおよびインダクタの値を上記した実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図３８に示す。図３８を参照すると、４７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−４８．３１°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１５５．３１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は２０３．６２°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は＋２３．６２°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−６４．０７°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１１６．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．０７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋０．０７°となっている。７１０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−７３．６５°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋１００．８３°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７４．４８°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−５．５２°となっている。７７０ＭＨｚにおいてＰ１端子の絶対位相は−８０．０９°となり、Ｐ２端子の絶対位相は＋９２．７７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７２．８６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−７．１４°となっている。このように、第６実施例の広帯域バラン６は地上デジタルの周波数帯域内において良好な位相特性を示している。

上記した第６実施例の広帯域バラン６においては、第１の位相回路の遅れ位相を使用周波数帯域の中心周波数において−９０°を除く、例えば−６０°の遅れ位相が得られるＬＰＦ６０とＬＰＦ６１とから構成し、さらに、第２の位相回路の進み位相を使用周波数帯域の中心周波数において＋９０°を除く、例えば＋１２０°の進み位相が得られるＨＰＦ６２とＨＰＦ６３とＨＰＦ６４とから構成することにより、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差φとして１８０°が得られるようにしている。これにより、第６実施例の広帯域バラン６におけるキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値に置き換えても、使用周波数帯域内において大きな反射が生じることを防止することができ、使用周波数帯域内において第６実施例の広帯域バラン６はバランとして機能するようになる。

以上説明した本発明にかかる広帯域バランは、遅れ位相の第１の位相回路と進み位相の第２の位相回路とを備え、第１の位相回路の一端および第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される。本発明の第１実施例および第２実施例の広帯域バランでは、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相が約１８０°となるように、第１の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°の遅れ位相に設定され、第２の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°の進み位相に設定される。また、本発明の第３実施例ないし第６実施例の広帯域バランでは、第１の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°を除く遅れ位相に設定され、第２の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°を除く進み位相に設定されると共に、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相差が約１８０°となるように上記遅れ位相と上記進み位相が設定されている。この場合、帯域幅を中心周波数で割った比帯域に応じて第１の位相回路に設定する遅れ位相を設定している。例えば、地上デジタル放送における比帯域は約０．４８４と大きな比帯域となることから、遅れ位相の大きさを−６０°以上あるいは−１２０°以下とするのが好適とされる。第２の位相回路においても同様であり、進み位相の大きさを＋６０°以下あるいは＋１２０°以上とするのが好適とされる。なお、比帯域が小さくなるに従い設定される遅れ位相を−９０°に近づけることができると共に設定される進み位相を+９０°に近づけることができる。
また、第１の位相回路を複数段のＬＰＦで構成する場合は、以上の説明では各段の遅れ位相の大きさを同一としたが、これに限るものではなく各段において異なる大きさの遅れ位相としてもよい。同様に、第２の位相回路を複数段のＨＰＦで構成する場合においても、各段において異なる大きさの進み位相としてもよい。

本発明にかかる広帯域バランの原理を説明するための図である。 図１に示す広帯域バランの等価回路を示す図である。 本発明の第１実施例にかかる広帯域バランの構成を示す図である。 本発明にかかる第１実施例の広帯域バランのリターンロスの周波数特性を示す図である。 π型のＬＰＦの回路を示す図である。 図５に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を示す図である。 図５に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を示す図である。 π型のＨＰＦの回路を示す図である。 図８に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を示す図である。 図８に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を示す図である。 π型の２段のＬＰＦの回路を示す図である。 図１１に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を示す図である。 図１１に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を示す図である。 π型の２段のＨＰＦの回路を示す図である。 図１４に示すＬＰＦにおけるリターンロスの周波数特性を示す図である。 図１４に示すＬＰＦにおける位相の周波数特性を示す図である。 本発明の第２実施例にかかる広帯域バランの構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施例の広帯域バランの具体的回路の例を示す図である。 本発明の第２実施例の広帯域バランにおけるリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第２実施例の広帯域バランにおける位相特性を示す図表である。 本発明の第２実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第２実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。 本発明の第３実施例にかかる広帯域バランの構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施例の広帯域バランの具体的回路の例を示す図である。 本発明の第３実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第３実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。 本発明の第４実施例にかかる広帯域バランの構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施例の広帯域バランの具体的回路の例を示す図である。 本発明の第４実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第４実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。 本発明の第５実施例にかかる広帯域バランの構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施例の広帯域バランの具体的回路の例を示す図である。 本発明の第５実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第５実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。 本発明の第６実施例にかかる広帯域バランの構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施例の広帯域バランの具体的回路の例を示す図である。 本発明の第６実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。 本発明の第６実施例の広帯域バランにおいて実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。 従来のバランの一例の構成を示す図である。 従来のバランのリターンロスの周波数特性を示す図である。

符号の説明

１ 広帯域バラン、２ 広帯域バラン、３ 広帯域バラン、４ 広帯域バラン、５ 広帯域バラン、６ 広帯域バラン、１０ 第１のストリップ線路、１１ 第２のストリップ線路、１２ 不平衡インピーダンス回路、１３ 平衡インピーダンス回路、２０ ＬＰＦ、２１ ＬＰＦ、２２ ＨＰＦ、２３ ＨＰＦ、２４ 不平衡インピーダンス回路、２５ 平衡インピーダンス回路、３０ ＬＰＦ、３１ ＬＰＦ、３２ ＨＰＦ、３３ 不平衡インピーダンス回路、３４ 平衡インピーダンス回路、４０ ＬＰＦ、４０ ＨＰＦ、４１ ＨＰＦ、４２ ＨＰＦ、４３ 不平衡インピーダンス回路、４４ 平衡インピーダンス回路、５０ ＬＰＦ、５１ ＬＰＦ、５２ ＬＰＦ、５３ ＨＰＦ、５４ ＨＰＦ、５５ 不平衡インピーダンス、５６ 平衡インピーダンス回路、６０ ＬＰＦ、６１ ＬＰＦ、６２ ＨＰＦ、６３ ＨＰＦ、６４ ＨＰＦ、６５ 不平衡インピーダンス回路、６６ 平衡インピーダンス回路、１００ 広帯域バラン、１１０ 第１の位相回路、１１１ 第２の位相回路、１１２ 不平衡インピーダンス回路、１１３ 平衡インピーダンス回路、２００ バラン、２１０ 同軸ケーブル、２１１ 同軸ケーブル、２１２ 不平衡インピーダンス回路、２１３ 平衡インピーダンス回路

Claims (5)

1. 遅れ位相の第１の位相回路と進み位相の第２の位相回路とを備え、前記第１の位相回路の一端および前記第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、前記第１の位相回路の他端と前記第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、
   前記第１の位相回路の他端と前記第２の位相回路の他端との間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相が約１８０°となるように、前記第１の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°の遅れ位相に設定され、前記第２の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°の進み位相に設定されていることを特徴とする広帯域バラン。
2. 前記第１の位相回路は、使用周波数帯域の中心周波数における波長をλとした際に約λ／４の線路から構成され、前記第２の位相回路は、約３λ／４の線路から構成されていることを特徴とする請求項１記載の広帯域バラン。
3. 前記第１の位相回路は集中定数回路からなる少なくとも１段の低域通過フィルタにより構成され、前記第２の位相回路は集中定数回路からなる少なくとも１段の高域通過フィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１記載の広帯域バラン。
4. 遅れ位相の第１の位相回路と進み位相の第２の位相回路とを備え、前記第１の位相回路の一端および前記第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、前記第１の位相回路の他端と前記第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、
   前記第１の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における遅れ位相が−９０°を除く遅れ位相に設定され、前記第２の位相回路において使用周波数帯域の中心周波数における進み位相が＋９０°を除く進み位相に設定されると共に、前記第１の位相回路の他端と前記第２の位相回路の他端との間の使用周波数帯域の中心周波数における相対位相が約１８０°となるように前記遅れ位相と前記進み位相が設定されていることを特徴とする広帯域バラン。
5. 前記第１の位相回路は集中定数回路からなる少なくとも１段の低域通過フィルタにより構成され、前記第２の位相回路は集中定数回路からなる少なくとも１段の高域通過フィルタにより構成されていることを特徴とする請求項４記載の広帯域バラン。

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