WO2023073871A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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裕一 清水
和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device.
  • a power conversion device has been proposed in which a DC voltage converted from an AC voltage is supplied as an output voltage from an output terminal to a load (see Patent Document 1, for example).
  • This power conversion device has a rectifier circuit and a boost chopper circuit.
  • the boost chopper circuit has a reactor connected to a rectifier circuit, a smoothing capacitor for reducing pulsation of the output voltage, and a switching element for short-circuiting the reactor.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of reducing output voltage pulsation, a motor drive device including the power conversion device, and a refrigeration cycle application device provided with the motor drive device.
  • a power conversion device of the present disclosure is a device that supplies an output voltage from an output terminal to a load, and includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage and outputs the rectified voltage, and the output voltage is supplied between the output terminals. a voltage detection unit that detects the output voltage and outputs a voltage detection value indicating the output voltage; and a control unit, wherein the boost circuit is a reactor connected to the rectifier circuit.
  • a smoothing capacitor that smoothes the rectified voltage to generate the output voltage
  • a switching element that short-circuits the reactor during a conduction period that is an on-state period, and the control unit controls the output
  • the conducting period of the switching element based on the voltage detection value such that a first pulsation frequency, which is the frequency of pulsation of the voltage, is higher than a second pulsation frequency, which is the frequency of pulsation of the rectified voltage. to control.
  • a motor drive device includes the power conversion device described above and an inverter that converts the output voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the motor.
  • a refrigeration cycle application device of the present disclosure includes the motor drive device described above and a refrigeration cycle device having a motor driven by the motor drive device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the control part of the power converter device of a comparative example. It is a figure which shows the example of the operation
  • 3 is a block diagram showing the configuration of a control section of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a flow chart showing the operation of the control unit of the power converter according to Embodiment 1; 4 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of a control unit of the power conversion device according to Embodiment 2; 9 is a flow chart showing the operation of the control unit of the power conversion device according to Embodiment 2; FIG. 10 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power conversion device according to Embodiment 2; FIG. 10 is a diagram showing configurations of a motor drive device and a refrigerating cycle application device according to Embodiment 3; (A) and (B) are diagrams showing examples of operating waveforms of a motor drive device of a comparative example. (A) and (B) are diagrams showing examples of operation waveforms of the motor drive device according to the third embodiment.
  • a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device will be described below with reference to the drawings.
  • the following embodiments are merely examples, and the embodiments can be combined as appropriate and each embodiment can be modified as appropriate.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power converter 100 according to Embodiment 1.
  • the power converter 100 converts alternating current (AC) supplied from an alternating current power supply (that is, AC power supply) 10 into direct current (DC) and supplies the direct current from output terminals 41 and 42 to a load 50 .
  • Alternating current is, for example, three-phase alternating current.
  • load 50 is assumed to be an inverter. However, load 50 is not limited to an inverter.
  • the inverter can drive the motor. Therefore, the power conversion device 100 and the inverter constitute a motor drive device.
  • the power converter 100 has a rectifier circuit 20 , a booster circuit (a booster chopper circuit in the example of FIG. 1 ) 30 , a voltage detector 40 and a controller 60 .
  • the rectifier circuit 20 rectifies the AC voltage supplied from the AC power supply 10 and outputs the rectified voltage (that is, the voltage before boosting).
  • the booster circuit 30 supplies an output voltage (that is, a boosted voltage) between the output terminals 41 and 42 .
  • the voltage detection unit 40 is a detection circuit that detects the voltage between the output terminals 41 and 42 and outputs a voltage detection value Vdc indicating the output voltage.
  • the booster circuit 30 includes a reactor 31 connected to the rectifier circuit 20, a smoothing capacitor 33 that smoothes the voltage rectified by the rectifier circuit 20 to generate an output voltage, and the reactor 31 during the conduction period that is the ON state period. It has a switching element 32 for short-circuiting and a diode 34 as a backflow prevention element connected between the reactor 31 and the smoothing capacitor 33 .
  • Reactor 31 may be connected to either the input side or the output side of rectifier circuit 20 .
  • the smoothing capacitor 33 and the switching element 32 are connected in parallel. Diode 34 prevents reverse current flow from smoothing capacitor 33 to AC power supply 10 .
  • the control unit 60 outputs a drive signal to the switching element 32 to control the switching element 32 .
  • the switching element 32 is on/off controlled. When the switching element 32 is on, it is a conducting period, and when it is off, it is a non-conducting period.
  • the control unit 60 controls the rectification circuit 20 to rectify the pulsation frequency (also referred to as “first pulsation frequency”), which is the pulsation frequency of the output voltage (that is, boosted voltage) between the output terminals 41 and 42 .
  • the conduction period of the switching element 32 is adjusted so as to be higher than the pulsation frequency (also referred to as “second pulsation frequency”), which is the pulsation frequency of the voltage (that is, the voltage before boosting). , that is, it controls the ON period.
  • the pulsation frequency also referred to as “second pulsation frequency”
  • the switching element 32 is, for example, a semiconductor switching element such as a power transistor, a power MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • a freewheeling diode (not shown) may be connected in parallel to the switching element 32 for the purpose of suppressing a surge voltage due to switching.
  • the freewheeling diode may be a parasitic diode of the switching element 32, which is a semiconductor switching element.
  • the freewheeling diode may be a MOSFET, and in this case, the MOSFET as the freewheeling diode is turned on at the timing of the freewheeling.
  • the material forming the switching element 32 is not limited to silicon (Si).
  • the switching element 32 may be a wide bandgap semiconductor. Low loss and high-speed switching can be achieved by using silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), or diamond as the wide bandgap semiconductor.
  • the control unit 60 controls the output voltage supplied from the output terminals 41 and 42 to the load 50 by on/off controlling the switching element 32 .
  • the control unit 60 adjusts the on/off time of the switching element 32 using proportional integral (PI) control or the like (that is, duty).
  • PI proportional integral
  • PWM pulse width modulation
  • the control unit 60 can be configured by a discrete system of a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), or a microcomputer.
  • the control unit 60 may be a control circuit configured by an electric circuit such as an analog circuit or a digital circuit.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the control section 60a of the power converter of the comparative example.
  • the power conversion device in FIG. 2 differs from the power conversion device 100 in FIG. 1 in terms of the configuration of the control unit 60a.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of operating waveforms of a power conversion device of a comparative example.
  • the control unit 60a includes an average value calculation unit 61 that calculates the average value Vav of the voltage detection values Vdc, and a PI control unit that performs PI control based on the difference between the average value Vav and the target voltage Vta. 62.
  • a capacitor having a capacitance of about several hundred ⁇ F is used as the smoothing capacitor 33, and as shown in FIG.
  • the duty of the switching element 32 (that is, the ratio of the ON time of the switching element 32 to one control period, which is also called “PWM duty”) is PI-controlled.
  • the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 (that is, the output voltage between the output terminals 41 and 42) has a large amplitude pulsation, as indicated by the waveform after boosting.
  • the pulsation frequency which is the pulsation frequency of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33, is n times (n is a positive integer) the frequency of the AC voltage input to the rectifier circuit 20.
  • FIG. n is 2 if the AC voltage is single-phase and 6 if it is three-phase.
  • the average value Vav of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 is boosted, the beat phenomenon occurs due to the large pulsation.
  • the voltage peak value (for example, the portion surrounded by the dashed circle in the upper waveform of FIG. 3) becomes excessively high, and may exceed the withstand voltage of the inverter, resulting in destruction of the elements forming the inverter.
  • the control unit 60 controls the first pulsation frequency which is the pulsation frequency of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 (that is, the output voltage between the output terminals 41 and 42). Based on the voltage detection value Vdc, the frequency of the switching element is set to be higher than the second pulsation frequency, which is the pulsation frequency of the voltage before being boosted by the booster circuit 30 (that is, the voltage rectified by the rectifier circuit 20). 32 conduction periods (ie, ON periods). This reduces the peak value of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 .
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the control section 60 of the power converter 100 according to Embodiment 1.
  • the control unit 60 is a PI control unit that adjusts the duty (duty during PI control) so that the average value Vav of the voltage detection value Vdc of the voltage detection unit 40 becomes the predetermined target voltage Vta.
  • 62 and a duty command switching unit 63 that outputs either the output of the PI control unit 62 or a predetermined duty (fixed duty).
  • This fixed duty is also called “low duty” or "first duty”.
  • FIG. 5 is a flow chart showing the operation of the control unit 60 of the power converter 100 according to Embodiment 1.
  • the control unit 60 compares the voltage detection value Vdc of the voltage detection unit 40 with a predetermined threshold value Vth (for example, the target voltage ta or the average value Vav of the voltage detection values Vdc). step S11).
  • Vth for example, the target voltage ta or the average value Vav of the voltage detection values Vdc.
  • Vth for example, the target voltage ta or the average value Vav of the voltage detection values Vdc.
  • the voltage detection value Vdc of the voltage detection unit 40 may be filtered by software or hardware for removing noise during detection.
  • step S11 When the voltage detection value is equal to or less than the threshold value Vth (NO in step S11), the control unit 60 switches the duty command switching unit 63 in FIG. 4 to the contact A side to perform PI control (step S13).
  • the control unit 60 switches the duty command switching unit 63 of FIG. 4 to the contact B side to control the switching element 32 with a fixed duty. (step S13).
  • the fixed duty is a value smaller than the PI control duty.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power conversion device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6 shows operation waveforms when 0 is set as the fixed duty and the target voltage Vta is set as the threshold value Vth.
  • the first pulsation of the terminal voltage (that is, the output voltage) of the smoothing capacitor 33 The pulsation frequency can be made higher than the second pulsation frequency of the voltage pulsation before boosting, and the voltage peak value can be reduced.
  • the average value Vav of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 since the average value Vav of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 is controlled to be the target voltage Vta, the average value of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 may be used as the threshold value Vth.
  • Embodiment 1 when an inverter and a motor are used as the load 50 of the power converter 100, the operating range of the motor can be expanded, and beats are suppressed even when overmodulation control is performed. Vibration and noise of the motor can be reduced. Also, since voltage peaks can be reduced, overvoltage failures of devices can be prevented.
  • the power conversion device according to the second embodiment differs from the power conversion device 100 according to the first embodiment in terms of the configuration and operation of the control section.
  • the control unit of the power converter according to the second embodiment PI-controls the conduction period of the switching element 32 so that the voltage detection value Vdc approaches the predetermined target voltage Ta, and the voltage detection value Vdc exceeds the threshold value Vth.
  • the PI control gain Gb when the voltage detection value Vdc exceeds the threshold value Vth is controlled to be greater than the PI control gain Ga when the voltage detection value Vdc is equal to or less than the threshold value Vth.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the control section 60b of the power converter according to Embodiment 2.
  • the control section 60 b has a gain switching section 64 , a PI control section 65 and an upper/lower limit section 66 .
  • the gain switching unit 64 switches the control gain used for the PI control of the PI control unit 65 to a predetermined gain Ga or Gb based on the comparison result between the voltage detection value Vdc and the threshold value Vth.
  • the threshold Vth may be set to a value equal to the target voltage Vta or the average value Vav of the voltage detection values Vdc, for example.
  • the integration result in the PI control unit 65 may change sharply by switching the control gain, the integration value is saved (that is, temporarily stored) and restored.
  • the upper/lower limit unit 66 When the upper/lower limit unit 66 is provided, when the output of the PI control unit 65 reaches the upper limit value or the lower limit value set by the upper/lower limit unit 66, unnecessary integration is not performed. It is desirable to perform an anti-windup action to An example of anti-windup action is the action of stopping the integral action.
  • FIG. 8 is a flow chart showing the operation of the control unit 60b of the power converter according to the second embodiment.
  • the control unit 60b compares the voltage detection value Vdc of the voltage detection unit 40 with a preset threshold value Vth (step S21).
  • the control unit 60b compares the previous voltage detection value Vdc1 with the threshold Vth (step S24). If the previous voltage detection value Vdc1 is equal to or less than the threshold value Vth (NO in step S24), the control unit 60b sets the control gain used by the PI control unit 65 to gain Ga (step S27). If the previous voltage detection value Vdc1 is greater than the threshold value Vth (YES in step S24), the control unit 60b sets the integral value temporarily stored as the integral value of the PI control (step S25), and the PI control unit 65 is set to gain Ga (step S26).
  • control unit 60b When the voltage detection value Vdc is greater than the threshold value Vth (YES in step S21), the control unit 60b temporarily stores the integral value of the PI control (step S22), and sets the control gain used in the PI control unit 65 to the gain Gb (Gb>Ga) is set (step S27).
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power converter according to the second embodiment.
  • control unit 60b performs PI control of the conduction period of switching element 32 so that voltage detection value Vdc approaches target voltage Vta.
  • the control gain Gb is controlled to be greater than the PI control gain Ga when the voltage detection value Vdc is equal to or less than the threshold value Vth. Therefore, as shown in FIG. 9, the pulsation of the output voltages of the output terminals 41 and 42 (that is, the voltage boosted by the booster circuit 30) can be reduced.
  • FIG. 10 is a diagram showing configurations of a motor drive device 300 and a refrigeration cycle application device 400 according to Embodiment 3.
  • the motor drive device 300 has a power conversion device 100 and an inverter 51 as a load.
  • the refrigerating cycle applied equipment 400 has a motor drive device 300 and a refrigerating cycle device 200 .
  • the refrigeration cycle application equipment 400 is, for example, an air conditioner, a refrigerator, or the like.
  • the power conversion device 100 the power conversion device according to Embodiment 1 or 2 can be used.
  • the refrigeration cycle device 200 has a compressor 201, a four-way valve 202, an internal heat exchanger 203, an expansion mechanism 204, a heat exchanger 205, and a refrigerant pipe 206 connecting these components in order. ing.
  • a compression mechanism 207 for compressing refrigerant and a motor 208 for operating the compression mechanism 207 are provided inside the compressor 201 . Also, the motor 208 is driven by an inverter 51 connected as a load to the power converter 100 .
  • FIGS. 11A and 11B are diagrams showing examples of operating waveforms of the motor driving device of the comparative example.
  • the control unit 60a shown in FIG. 2 has the first pulsation frequency of the output terminal at the first pulsation frequency of the rectified voltage. 2 pulsation frequency is not performed.
  • FIG. 11A in the motor drive device of the comparative example, a low-frequency beat is superimposed on the current flowing through the motor 208 due to the influence of the pulsation of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33, causing deterioration of vibration and noise. there is a possibility.
  • the pulsation frequency of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 is n times the frequency of the AC voltage input to the rectifier circuit 20 . where n is 2 if the AC voltage is single-phase and 6 if it is three-phase.
  • FIGS. 12A and 12B are diagrams showing examples of operating waveforms of the motor drive device 300 according to Embodiment 3.
  • the control unit that is, the control unit 60 or 60b
  • the conduction period of the switching element 32 is controlled based on the voltage detection value Vdc so as to be higher than the second pulsation frequency which is the frequency of . That is, in the motor drive device 300 according to the third embodiment, the pulsation frequency of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 can be increased.
  • the power conversion device 100 according to the first embodiment is used as the power conversion device of the motor drive device 300, as shown in FIG.
  • the pulsation frequency is about twice that in the case.
  • the pulsating frequency of the terminal voltage of the smoothing capacitor 33 is approximately double the pulsating frequency of FIG. 11(B) showing a comparative example. (A). From FIG. 12A, it can be seen that the low frequency beat can be reduced by increasing the pulsation frequency. As a result, low vibration and low noise of the device can be realized.
  • the power conversion device according to Embodiment 1 or 2 is used to reduce the pulsation of the voltage applied to the inverter 51. Frequency beat can be reduced. As a result, the refrigerating cycle equipment 400 including the motor drive device 300 can achieve low vibration and low noise.

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Abstract

電力変換装置（１００）は、出力端子（４１、４２）から出力電圧を負荷に供給する装置（１００）であって、ＡＣ電圧を整流し、整流された電圧を出力する整流回路（２０）と、出力端子（４１、４２）間に出力電圧を供給する昇圧回路（３０）と、出力電圧を示す電圧検出値（Ｖｄｃ）を出力する電圧検出部（４０）と、制御部（６０）とを有し、昇圧回路（３０）は、整流回路（２０）に接続されたリアクトル（３１）と、整流された電圧を平滑化して出力電圧を生成する平滑コンデンサ（３３）と、リアクトル（３１）を短絡させるスイッチング素子（３２）とを有し、制御部（６０）は、出力電圧の脈動の周波数である第１の脈動周波数が整流された電圧の脈動の周波数である第２の脈動周波数よりも高くなるように、電圧検出値（Ｖｄｃ）に基づいてスイッチング素子（３２）の導通期間を制御する。冷凍サイクル適用機器は、電力変換装置（１００）を有する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、電力変換装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　ＡＣ電圧から変換されたＤＣ電圧を出力電圧として出力端子から負荷に供給する電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。この電力変換装置は、整流回路と、昇圧チョッパ回路とを有している。昇圧チョッパ回路は、整流回路に接続されたリアクトルと、出力電圧の脈動を小さくするための平滑コンデンサと、リアクトルを短絡させるためのスイッチング素子とを有している。出力電圧の脈動をより小さくするためには大容量の平滑コンデンサを用いることが望ましいが、この場合、平滑コンデンサの体積が大きくなる。
特開２０１２－６５３９９号公報
　上記電力変換装置において平滑コンデンサの容量を小さくすると、出力電圧の脈動が大きくなり、その結果、ビート現象が発生しやすくなり、また負荷であるインバータにおける素子破壊が生じやすくなる。
　本開示は、出力電圧の脈動を小さくすることができる電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、及びモータ駆動装置を備えた冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。
　本開示の電力変換装置は、出力端子から出力電圧を負荷に供給する装置であって、交流電圧を整流し、整流された電圧を出力する整流回路と、前記出力端子間に前記出力電圧を供給する昇圧回路と、前記出力電圧を検出して、前記出力電圧を示す電圧検出値を出力する電圧検出部と、制御部と、を有し、前記昇圧回路は、前記整流回路に接続されたリアクトルと、前記整流された電圧を平滑化して前記出力電圧を生成する平滑コンデンサと、オン状態の期間である導通期間に前記リアクトルを短絡させるスイッチング素子と、を有し、前記制御部は、前記出力電圧の脈動の周波数である第１の脈動周波数が前記整流された電圧の脈動の周波数である第２の脈動周波数よりも高くなるように、前記電圧検出値に基づいて前記スイッチング素子の前記導通期間を制御する。
　本開示のモータ駆動装置は、上述した電力変換装置と、前記出力電圧をＡＣ電圧に変換してモータに供給するインバータとを備えている。
　本開示の冷凍サイクル適用機器は、上述した記モータ駆動装置と、前記モータ駆動装置によって駆動されるモータを有する、冷凍サイクル装置とを備えている。
　本開示によれば、出力電圧の脈動を小さくすることができ、ビート現象の発生及び負荷であるインバータにおける素子破壊を発生しにくくすることができる。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 比較例の電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 比較例の電力変換装置の動作波形の例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の動作を示すフローチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作波形の例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２に係る電力変換装置の動作波形の例を示す図である。 実施の形態３に係るモータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器の構成を示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、比較例のモータ駆動装置の動作波形の例を示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、実施の形態３に係るモータ駆動装置の動作波形の例を示す図である。
　以下に、実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器を、図面を参照しながら説明する。以下の実施の形態は、例にすぎず、実施の形態を適宜組み合わせること及び各実施の形態を適宜変更することが可能である。
《実施の形態１》
〈構成〉
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。電力変換装置１００は、交流電源（すなわち、ＡＣ電源）１０から供給される交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換して、この直流を出力端子４１、４２から負荷５０に供給する。交流は、例えば、三相交流である。実施の形態１では、負荷５０として、インバータを想定している。ただし、負荷５０は、インバータに限定されない。インバータは、モータを駆動することができる。したがって、電力変換装置１００とインバータとは、モータ駆動装置を構成する。
　電力変換装置１００は、整流回路２０と、昇圧回路（図１の例では、昇圧チョッパ回路）３０と、電圧検出部４０と、制御部６０とを有している。整流回路２０は、ＡＣ電源１０から供給されたＡＣ電圧を整流し、整流された電圧（すなわち、昇圧前の電圧）を出力する。昇圧回路３０は、出力端子４１、４２間に出力電圧（すなわち、昇圧後の電圧）を供給する。電圧検出部４０は、出力端子４１、４２間の電圧を検出して、出力電圧を示す電圧検出値Ｖｄｃを出力する検出回路である。
　昇圧回路３０は、整流回路２０に接続されたリアクトル３１と、整流回路２０によって整流された電圧を平滑化して出力電圧を生成する平滑コンデンサ３３と、オン状態の期間である導通期間にリアクトル３１を短絡させるスイッチング素子３２と、リアクトル３１と平滑コンデンサ３３との間に接続された逆流防止素子としてのダイオード３４とを有している。リアクトル３１は、整流回路２０の入力側又は出力側のいずれに接続されてもよい。平滑コンデンサ３３とスイッチング素子３２とは、並列に接続されている。ダイオード３４は、平滑コンデンサ３３からＡＣ電源１０への電流の逆流を防止する。
　制御部６０は、駆動信号をスイッチング素子３２に出力して、スイッチング素子３２を制御する。スイッチング素子３２は、オンオフ制御される。スイッチング素子３２がオンのときには、導通期間になり、オフのときには、非導通期間となる。制御部６０は、出力端子４１、４２間の出力電圧（すなわち、昇圧後の電圧）の脈動の周波数である脈動周波数（「第１の脈動周波数」ともいう。）が、整流回路２０で整流された電圧（すなわち、昇圧前の電圧）の脈動の周波数である脈動周波数（「第２の脈動周波数」ともいう。）よりも高くなるように、電圧検出値Ｖｄｃに基づいてスイッチング素子３２の導通期間、すなわち、オン期間を制御する。
　スイッチング素子３２は、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子である。スイッチング素子３２には、スイッチングによるサージ電圧を抑制する目的で、環流ダイオード（図示せず）が並列に接続されていてもよい。なお、環流ダイオードは、半導体スイッチング素子であるスイッチング素子３２の寄生ダイオードであってもよい。また、環流ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴであってもよく、この場合は、環流のタイミングで還流ダイオードとしてのＭＯＳＦＥＴをオン状態とする。また、スイッチング素子３２を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）に限定されない。スイッチング素子３２は、ワイドバンドギャップ半導体であってもよい。ワイドバンドギャップ半導体を、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、又はダイヤモンドで構成することで、低損失化及び高速スイッチング化を実現できる。
　制御部６０は、スイッチング素子３２をオンオフ制御することにより、出力端子４１、４２から負荷５０に供給される出力電圧を制御する。例えば、制御部６０は、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖが目標電圧Ｖｔａになるように、比例積分（ＰＩ）制御などを用いてスイッチング素子３２のオンオフ時間を調整（すなわち、デューティを調整）する。なお、オンオフ制御には、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を用いればよい。制御部６０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能である。例えば、制御部６０は、アナログ回路又はデジタル回路などの電気回路などで構成された制御回路であってもよい。
〈課題〉
　実施の形態１が解決しようとする課題について説明する。図２は、比較例の電力変換装置の制御部６０ａの構成を示すブロック図である。図２の電力変換装置は、制御部６０ａの構成の点で、図１の電力変換装置１００と相違する。図３は、比較例の電力変換装置の動作波形の例を示す図である。
　図２の比較例では、制御部６０ａは、電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖを算出する平均値算出部６１と、平均値Ｖａｖと目標電圧Ｖｔａとの差に基づいてＰＩ制御を行うＰＩ制御部６２とを有している。例えば、平滑コンデンサ３３として数百μＦ程度の静電容量を持つコンデンサを用い、図３に示されるように、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖが目標電圧Ｖｔａとなるように、スイッチング素子３２のデューティ（すなわち、１制御周期に対するスイッチング素子３２のオン時間の割合であり「ＰＷＭデューティ」ともいう。）をＰＩ制御する。この場合には、平滑コンデンサ３３の端子電圧（すなわち、出力端子４１、４２間の出力電圧）に昇圧後の波形として示されるように、大きな振幅の脈動が生じる。平滑コンデンサ３３の端子電圧の脈動の周波数である脈動周波数は、整流回路２０に入力されるＡＣ電圧の周波数のｎ倍（ｎは正の整数）である。ｎは、ＡＣ電圧が単相の場合には２であり、三相の場合には６である。平滑コンデンサ３３の端子電圧の平均値Ｖａｖは昇圧されるものの、脈動が大きいため、ビート現象が発生する。また、電圧ピーク値（例えば、図３の上側の波形の破線の円で囲まれた箇所）が過大となり、インバータの耐圧を超えてインバータを構成する素子の破壊を招く恐れがある。
　このような課題を解決するために、実施の形態１では、制御部６０は、平滑コンデンサ３３の端子電圧（すなわち、出力端子４１、４２間の出力電圧）の脈動の周波数である第１の脈動周波数を、昇圧回路３０による昇圧前の電圧（すなわち、整流回路２０で整流された電圧）の脈動の周波数である第２の脈動周波数よりも高くなるように、電圧検出値Ｖｄｃに基づいてスイッチング素子３２の導通期間（なわち、オン期間）を制御している。これにより、平滑コンデンサ３３の端子電圧のピーク値を低減している。
〈動作〉
　図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部６０の構成を示すブロック図である。実施の形態１では、制御部６０は、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖが予め定められた目標電圧Ｖｔａとなるようにデューティ（ＰＩ制御時のデューティ）を調整するＰＩ制御部６２と、ＰＩ制御部６２の出力と予め定められたデューティ（固定のデューティ）のいずれか一方を出力するデューティ指令切替部６３とを有している。この固定のデューティは、「低デューティ」又は「第１のデューティ」ともいう。
　図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部６０の動作を示すフローチャートである。制御部６０は、図５に示されるように、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃと予め定められた閾値Ｖｔｈ（例えば、目標電圧ｔａ又は電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖ）とを比較する（ステップＳ１１）。なお、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃには、検出時のノイズなどを除去するためのフィルタ処理を、ソフトウェア又はハードウェア上で施してもよい。
　制御部６０は、電圧検出値が閾値Ｖｔｈ以下の場合（ステップＳ１１においてＮＯ）には、図４のデューティ指令切替部６３を接点Ａ側に切り替えさせて、ＰＩ制御を行う（ステップＳ１３）。制御部６０は、電圧検出値が閾値Ｖｔｈより大きい場合（ステップＳ１１においてＹＥＳ）には、図４のデューティ指令切替部６３を接点Ｂ側に切り替えさせて、固定のデューティでスイッチング素子３２の制御を行う（ステップＳ１３）。固定のデューティは、ＰＩ制御のデューティよりも小さい値である。
　図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の動作波形の例を示す図である。図６は、固定のデューティとして０を設定し、閾値Ｖｔｈに目標電圧Ｖｔａを設定した場合の動作波形を示す。図６に示されるように、電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖが閾値Ｖｔｈを超えた際にデューティを０にすることにより、平滑コンデンサ３３の端子電圧（すなわち、出力電圧）の脈動の第１の脈動周波数を、昇圧前の電圧の脈動の第２の脈動周波数よりも高くすることができ、かつ電圧ピーク値を低減することができる。
　実施の形態１においては、平滑コンデンサ３３の端子電圧の平均値Ｖａｖが目標電圧Ｖｔａとなるように制御しているため、閾値Ｖｔｈとして平滑コンデンサ３３の端子電圧の平均値を用いてもよい。
〈効果〉
　実施の形態１によれば、電力変換装置１００の負荷５０としてインバータ及びモータを用いた場合に、モータの運転範囲を拡げることができ、過変調制御を行う場合にもビートが抑制されることでモータの振動及び騒音を低減することが可能となる。
　また、電圧ピークを低減できるため機器の過電圧故障などを防止することができる。
《実施の形態２》
　実施の形態２に係る電力変換装置は、制御部の構成及び動作の点で、実施の形態１に係る電力変換装置１００と相違する。実施の形態２に係る電力変換装置の制御部は、電圧検出値Ｖｄｃを予め定められた目標電圧Ｔａに近づけるように、スイッチング素子３２の導通期間をＰＩ制御し、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈを越えているときにおけるＰＩ制御のゲインＧｂを、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈ以下であるときにおけるＰＩ制御のゲインＧａよりも大きくなるように制御する。
　図７は、実施の形態２に係る電力変換装置の制御部６０ｂの構成を示すブロック図である。制御部６０ｂは、ゲイン切替部６４と、ＰＩ制御部６５と、上下限リミット部６６とを有している。ただし、上下限リミット部６６を備えないことも可能である。ゲイン切替部６４は、電圧検出値Ｖｄｃと閾値Ｖｔｈとの比較結果に基づいて、ＰＩ制御部６５のＰＩ制御に使用される制御ゲインを、予め定められたゲインＧａ又はＧｂのいずれかに切り替える。ここで、Ｇｂ＞Ｇａである。なお、閾値Ｖｔｈは、例えば、目標電圧Ｖｔａ又は電圧検出値Ｖｄｃの平均値Ｖａｖに等しい値に設定してもよい。
　また、制御ゲインを切り替えることでＰＩ制御部６５における積分結果が急峻に変化する場合があるため、積分値の退避（すなわち、一時的な保存）と復元を行う。また、ＰＩ制御部６５の出力が過大又は過少になることを防ぐため、上下限リミット部６６を設けることが望ましい。上下限リミット部６６を設ける場合には、ＰＩ制御部６５の出力が上下限リミット部６６で設定されている上限リミット値又は下限リミット値に達した場合に、不要な積分が行われないようにするアンチワインドアップ動作を行うことが望ましい。アンチワインドアップ動作の一例は、積分動作を停止する動作である。
　図８は、実施の形態２に係る電力変換装置の制御部６０ｂの動作を示すフローチャートである。制御部６０ｂは、電圧検出部４０の電圧検出値Ｖｄｃと予め設定された閾値Ｖｔｈとを比較する（ステップＳ２１）。
　制御部６０ｂは、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈ以下の場合（ステップＳ２１においてＮＯ）には、前回の電圧検出値Ｖｄｃ１と閾値Ｖｔｈとを比較する（ステップＳ２４）。前回の電圧検出値Ｖｄｃ１が閾値Ｖｔｈ以下である場合（ステップＳ２４においてＮＯ）には、制御部６０ｂは、ＰＩ制御部６５で使用する制御ゲインをゲインＧａに設定する（ステップＳ２７）。前回の電圧検出値Ｖｄｃ１が閾値Ｖｔｈより大きい場合（ステップＳ２４においてＹＥＳ）には、制御部６０ｂは、ＰＩ制御の積分値として一時保存されていた積分値を設定し（ステップＳ２５）、ＰＩ制御部６５で使用する制御ゲインをゲインＧａに設定する（ステップＳ２６）。
　制御部６０ｂは、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈより大きい場合（ステップＳ２１においてＹＥＳ）には、ＰＩ制御の積分値を一時保存して（ステップＳ２２）、ＰＩ制御部６５で使用する制御ゲインをゲインＧｂ（Ｇｂ＞Ｇａ）に設定する（ステップＳ２７）。
　図９は、実施の形態２に係る電力変換装置の動作波形の例を示す図である。実施の形態２においては、制御部６０ｂは、電圧検出値Ｖｄｃを目標電圧Ｖｔａに近づけるように、スイッチング素子３２の導通期間をＰＩ制御し、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈを越えているときにおけるＰＩ制御のゲインＧｂを、電圧検出値Ｖｄｃが閾値Ｖｔｈ以下であるときにおけるＰＩ制御のゲインＧａよりも大きくなるように制御している。このため、図９に示されるように、出力端子４１、４２の出力電圧（すなわち、昇圧回路３０による昇圧後の電圧）の脈動を低減することができる。
《実施の形態３》
　図１０は、実施の形態３に係るモータ駆動装置３００及び冷凍サイクル適用機器４００の構成を示す図である。モータ駆動装置３００は、電力変換装置１００と、負荷としてのインバータ５１とを有する。冷凍サイクル適用機器４００は、モータ駆動装置３００と、冷凍サイクル装置２００とを有する。冷凍サイクル適用機器４００は、例えば、空気調和機、冷蔵庫、などである。電力変換装置１００としては、実施の形態１又は２に係る電力変換装置を用いることができる。
　冷凍サイクル装置２００は、圧縮機２０１と、四方弁２０２と、内部熱交換器２０３と、膨張機構２０４と、熱交換器２０５と、これらの構成を順次接続している冷媒配管２０６とを有している。また、圧縮機２０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構２０７と、この圧縮機構２０７を動作させるモータ２０８とが設けられている。また、モータ２０８は、電力変換装置１００に負荷として接続されたインバータ５１により駆動される。
　図１１（Ａ）及び（Ｂ）は、比較例のモータ駆動装置の動作波形の例を示す図である。比較例のモータ駆動装置では、制御部６０ａ（図２に示される）は、実施の形態１又は２の制御部６０又は６０ｂと異なり、出力端子の第１の脈動周波数が整流された電圧の第２の脈動周波数よりも高くなるようにスイッチング素子３２の導通期間を制御する処理を実行していない。図１１（Ａ）に示されるように、比較例のモータ駆動装置では、平滑コンデンサ３３の端子電圧の脈動の影響によってモータ２０８に流れる電流に低周波ビートが重畳し、振動及び騒音の悪化を引き起こす可能性がある。このとき、平滑コンデンサ３３の端子電圧の脈動周波数は、整流回路２０に入力されるＡＣ電圧の周波数のｎ倍である。ここで、ｎは、ＡＣ電圧が単相の場合には２であり、三相の場合には６である。
　図１２（Ａ）及び（Ｂ）は、実施の形態３に係るモータ駆動装置３００の動作波形の例を示す図である。実施の形態３では、制御部（すなわち、制御部６０又は６０ｂ）は、出力電圧の第１の脈動周波数（例えば、図１２（Ｂ）に示される脈動の脈動周波数）が整流された電圧の脈動の周波数である第２の脈動周波数よりも高くなるように、電圧検出値Ｖｄｃに基づいてスイッチング素子３２の導通期間を制御する。つまり、実施の形態３に係るモータ駆動装置３００では、平滑コンデンサ３３の端子電圧の脈動周波数を高くすることができる。
　例えば、モータ駆動装置３００の電力変換装置として、実施の形態１に係る電力変換装置１００を用いた場合には、図６に昇圧後の電圧として示されるように、図３に示される比較例の場合に比べて、脈動周波数は、概ね２倍程度である。平滑コンデンサ３３の端子電圧の脈動周波数を、図１２（Ｂ）に示されるように、比較例を示す図１１（Ｂ）の脈動周波数に対して概ね２倍とした場合の動作波形は、図１２（Ａ）に示される。図１２（Ａ）から、脈動周波数を高くすることで、低周波ビートを低減することができていることがわかる。これにより、機器の低振動化及び低騒音化を実現できる。
　以上に説明したように、実施の形態３に係るモータ駆動装置３００では、実施の形態１又は２に係る電力変換装置を用いてインバータ５１に印加される電圧の脈動を低減しているので、低周波ビートを低減することができる。その結果、モータ駆動装置３００を備えた冷凍サイクル適用機器４００では、低振動化及び低騒音化を実現することができる。
　１０　ＡＣ電源、　２０　整流回路、　３０　昇圧回路、　３１　リアクトル、　３２　スイッチング素子、　３３　平滑コンデンサ、　３４　ダイオード（逆流防止素子）、　４０　電圧検出部（検出回路）、　５０　負荷、　５１　インバータ、　６０、６０ｂ　制御部（制御回路）、　６１　平均値算出部、　６２　ＰＩ制御部、　６３　デューティ指令切替部、　６４　ゲイン切替部、　６５　ＰＩ制御部、　６６　上下限リミット部、　１００　電力変換装置、　２００　冷凍サイクル装置、　２０１　圧縮機、　２０２　四方弁、　２０３　内部熱交換器、　２０４　膨張機構、　２０５　熱交換器、　２０６　冷媒配管、　２０７　圧縮機構、　２０８　モータ、　３００　モータ駆動装置、　４００　冷凍サイクル適用機器。

Claims (10)

  1. 　出力端子から出力電圧を負荷に供給する電力変換装置であって、
    　交流電圧を整流し、整流された電圧を出力する整流回路と、
    　前記出力端子間に前記出力電圧を供給する昇圧回路と、
    　前記出力電圧を検出して、前記出力電圧を示す電圧検出値を出力する電圧検出部と、
    　制御部と、
    　を有し、
    　前記昇圧回路は、
    　前記整流回路に接続されたリアクトルと、
    　前記整流された電圧を平滑化して前記出力電圧を生成する平滑コンデンサと、
    　オン状態の期間である導通期間に前記リアクトルを短絡させるスイッチング素子と、
    　を有し、
    　前記制御部は、前記出力電圧の脈動の周波数である第１の脈動周波数が前記整流された電圧の脈動の周波数である第２の脈動周波数よりも高くなるように、前記電圧検出値に基づいて前記スイッチング素子の前記導通期間を制御する
    　電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記電圧検出値が予め定められた閾値以下であるときにおける前記導通期間を、前記電圧検出値の平均値を予め定められた目標電圧に近づけるように制御し、
    　前記電圧検出値が前記閾値を越えているときにおける前記導通期間を、前記電圧検出値が前記閾値以下であるときにおける前記導通期間よりも短くなるように制御する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、
    　前記電圧検出値が予め定められた閾値以下であるときに、前記電圧検出値の平均値を前記目標電圧に近づけるように、前記スイッチング素子のデューティを制御し、
    　前記電圧検出値が前記閾値を越えているときに、前記電圧検出値の平均値を前記目標電圧に近づけるように、前記デューティより低い予め定められた第１のデューティを用いた制御を行う
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１のデューティは、０である
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記閾値は、前記目標電圧又は前記電圧検出値の前記平均値に等しい
    　請求項２から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、
    　前記電圧検出値を予め定められた目標電圧に近づけるように前記導通期間をＰＩ制御し、
    　前記電圧検出値が予め定められた閾値を越えているときにおける前記ＰＩ制御のゲインを、前記電圧検出値が前記閾値以下であるときにおける前記ＰＩ制御のゲインよりも大きくなるように制御する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記スイッチング素子に前記導通期間を指令するデューティが、予め定められた下限リミット値以上で予め定められた上限リミット値以下に制限する上下限リミット部を有する
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記閾値は、前記目標電圧又は前記電圧検出値の平均値に等しい
    　請求項６又は７に記載の電力変換装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    　前記出力電圧をＡＣ電圧に変換してモータに供給するインバータと、
    　を備えたモータ駆動装置。
  10. 　請求項９に記載のモータ駆動装置と、
    　前記モータ駆動装置によって駆動されるモータを有する、冷凍サイクル装置と、
    　を備えた冷凍サイクル適用機器。
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