JP2012065399A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧検出のみの簡単なフィードフォワード制御により、電源入力電流の高力率化、及びリアクトルの小型化を図ることができる電力変換装置を実現する。
【解決手段】多相の交流電源２を整流する整流回路３と、整流回路３の出力に接続した昇圧チョッパ回路４と、昇圧チョッパ回路４の出力に接続した平滑コンデンサ５から構成される電力変換装置１において、整流回路３の出力電圧を検出する第１電圧検出器１０と、平滑コンデンサの端子電圧を検出する第２電圧検出器１１と、第１電圧検出器１０の検出電圧と第２電圧検出器１１の検出電圧との比に基づき昇圧チョッパ回路４のスイッチ８の導通期間を制御することにより、昇圧チョッパ回路４のスイッチ８の両端電圧の平均値を整流回路の出力電圧と同じ電圧にする制御回路１２とを備えた。
【選択図】図１

Description

この発明は、多相交流電源を直流電源に変換する電力変換装置に関するものである。

電圧型インバータの直流電源として、三相全波整流方式のコンバータを用いた場合、このコンバータにパルス状の電源電流が流れるため、電力系統に障害を及ぼすとともに、電源の力率が０．６〜０．７と小さいという問題があった。
この問題を解決するため、電力変換装置を単一の三相整流回路と単一の昇圧チョッパ回路から構成し、昇圧チョッパ回路の直流出力電圧を検出し、これが一定となるように電圧制御を行うとともに、リアクトルの電流を検出し、これが指令値と一致するように電流制御を行う電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第２８６９４９８号（５頁 実施例第１から３段落、図１）

従来の電力変換装置では、電圧制御系と電流制御系が必要であり、制御構成が複雑であるとの問題点があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、電圧検出のみの簡単なフィードフォワード制御により、電源入力電流の高力率化、及びリアクトルの小型化を図ることを目的とする。

この発明に係る電圧変換装置は、多相の交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力に接続したリアクトル、スイッチおよびダイオードで構成した昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力に接続した平滑コンデンサから構成される電力変換装置において、整流回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、平滑コンデンサの端子電圧を検出する第２電圧検出器と、第１電圧検出器の検出電圧と第２電圧検出器の検出電圧との比に基づき昇圧チョッパ回路のスイッチの導通期間を制御することにより、昇圧チョッパ回路のスイッチの両端電圧の平均値を整流回路の出力電圧と同じ電圧にする制御回路とを備えた。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源を整流する整流回路と昇圧チョッパ回路と平滑コンデンサから構成され、整流回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、平滑コンデンサの端子電圧を検出する第２電圧検出器と、第１および第２電圧検出器の検出電圧の比に基づき昇圧チョッパ回路のスイッチの導通期間を制御して昇圧チョッパ回路のスイッチの両端電圧の平均値を整流回路の出力電圧と同じ電圧にする制御回路とを備えたので、電圧検出のみの簡単なフィードフォワード制御により、電源入力電流の高力率化、及びリアクトルの小型化を図ることができる。

この発明の実施の形態１の電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の制御回路の構成図である。 この発明の実施の形態１の制御回路の各部の信号波形図である。 この発明の実施の形態１の三相交流電源の電圧、電流波形図である。 この発明の実施の形態２の電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２の制御回路の構成図である。 この発明の実施の形態２の制御回路の各部の信号波形図である。 この発明の実施の形態２の昇圧チョッパ回路の動作説明図である。 この発明の実施の形態２の三相交流電源の電圧、電流およびリアクトルの電流波形例である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
以下、本願発明の実施の形態１について、図に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１に係る構成図である。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の構成を図１に基づいて説明する。
電力変換装置１は、ダイオードブリッジである三相交流整流回路３、昇圧チョッパ回路４および平滑コンデンサ５、さらに第１電圧検出器１０、第２電圧検出器１１および制御回路１２から構成されている。三相交流電源２が、電力変換装置１の入力として三相交流整流回路３の入力端子に接続され、電力変換装置１の負荷としての抵抗６が平滑コンデンサ５の端子に接続されている。
昇圧チョッパ回路４は、リアクトル７、スイッチ８およびダイオード９から構成され、三相交流整流回路３の出力電荷をリアクトル７で蓄積し、リアクトル７に蓄積された電荷の充放電をスイッチ８のスイッチングによって制御し、昇圧された直流電力はダイオード９を介して平滑コンデンサに出力される。
第１電圧検出器１０は、三相交流整流回路３の出力直流電圧を検出し、第２電圧検出器１１は、昇圧チョッパ回路４の出力電圧すなわち平滑コンデンサ５の端子電圧を検出する。
制御回路１２は、後で説明するように図２の回路構成からなり、第１電圧検出器１０と第２電圧検出器１２で検出した電圧信号に基づいて、例えば１０ｋＨｚの高周波を用いてＰＷＭ（パルス幅変調制御）信号を生成してスイッチ８をオンオフ制御すなわちスイッチ８の導通期間を制御する。

制御回路１２の構成図である図２に基づき、制御回路１２の構成を説明する。
制御回路１２は、乗算器１３、三角波の搬送波を発生するキャリア信号発生器１４、比較器１５およびＮＯＴ回路１６から構成される。
比較器１５の＋側入力には、第１電圧検出器の出力電圧が入力される。乗算器１３には、第２電圧検出器の出力電圧とキャリア信号発生器１４の搬送波信号が入力される。乗算器１３の出力は、比較器１５の−側入力に入力される。比較器１５の出力信号は、ＮＯＴ回路１６で信号が反転されて、昇圧チョッパ回路のスイッチ８にゲート信号として出力される。

次に、電力変換装置１の動作について、図１から図４に基づいて説明する。
ここで、図３は制御回路１２の各部の信号波形図、図４は三相交流電源２の電圧、電流波形図である。
まず、電力変換装置１の動作すなわち制御回路１２の制御動作の概要を説明する。三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１とスイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値が等しくなるようにスイッチ８をオンオフ制御する。具体的には三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１と平滑コンデンサ５の端子電圧Ｖ３を検出し、スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値がＶ１となるように、（１）式の比率でスイッチ８をオン制御する。これによりリアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロとなり、直流電流のみが流れ交流成分としてのリプル電流は流れなくなる。
１−Ｖ１／Ｖ３ （１）

ここで、図２から図４に基づいて動作を詳細に説明する。
図３の（ａ）は、比較器１５の２つの入力信号を表しており、変調信号としての三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１とキャリア信号発生器１４が発生する三角波の搬送信号に平滑コンデンサ５の端子電圧Ｖ３を乗じて、搬送波の波高値をＶ３とした信号である。
図３の（ｂ）は、比較器１５の出力信号であり、Ｖ１≧波高値Ｖ３の鋸波の期間は「１」、Ｖ１＜波高値Ｖ３の鋸波の期間は「０」である。図３の（ｃ）は、ＮＯＴ回路１６の出力信号であり、比較器１５の出力信号に対して、反転している。
図３の（ｄ）は、スイッチ８の両端電圧Ｖ２を表している。スイッチ８をオンするとＶ２がゼロ、オフすると平滑コンデンサの端子電圧Ｖ３がスイッチ８の両端子間に発生する。
上記（１）式に基づき、制御回路１２で、スイッチ８のゲートへ出力するＰＷＭ制御信号を発生することにより、スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均電圧を三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１に一致させることができる。

スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均電圧が三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１となった状態においては、リアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロとなり、直流電流のみ流れ交流成分としてのリプル電流が流れなくなる。
なお、リアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロであるが、図３の（ｄ）からわかるように、スイッチ８の両端にはキャリア信号発生器１４のキャリア周波数に依存する高周波電圧が発生している。このため、リプル電流が発生するが、適切なリアクタンスのリアクトル７を選定することで、リアクトル７を流れるリプル電流成分を無視できる値に抑制することができる。

図４は、この状態における三相交流電源２の電圧、電流の波形である。
リアクトル７の両端電圧の平均値は理想的にはゼロとなり、直流電流のみが流れる。またリアクトル７に流れる直流電流は、ダイオード整流動作により、三相交流電源２の各相に振り分けられることになり、結果として１２０度の通電期間を持つ電流波形が得られる。
ただし、図４では、三相の内の一相分のみを表しており、他の相の電圧、電流波形は、それぞれ１２０度ずれた波形となる。

このように実施の形態１によれば、電力変換装置１のスイッチ８の制御に用いる情報は三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１と平滑コンデンサ５の端子電圧Ｖ３のみであり、電流の情報は不要であることから、電力変換装置を簡単なフィードフォワード制御回路構成で実現し、かつ三相交流電源２における高調波電流を低減し、入力電流の高力率化、及びリアクトルの小型化を図れるという効果がある。

実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２に係る構成図である。図において、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。
本実施の形態２は、実施の形態１の電力変換装置１の機能を備えながら、電力変換装置の出力電圧を可変としたものである。

この発明の実施の形態２に係る電力変換装置２１の構成を、図５に基づいて説明する。
電力変換装置２１は、三相交流整流回路３、昇圧チョッパ回路４および平滑コンデンサ５、さらに第１電圧検出器１０および制御回路３２から構成されている。三相交流電源２が、電力変換装置２１の入力として三相交流整流回路３の入力端子に接続され、電力変換装置２１の負荷としての抵抗２６が平滑コンデンサ５の端子に接続されている。
第１電圧検出器１０は、三相交流整流回路３の出力直流電圧を検出する。
制御回路３２は、後で説明するように図６の回路構成からなり、第１電圧検出器１０が検出した電圧信号と設定された目標電圧信号に基づいて、ＰＷＭ（パルス幅変調制御）信号を生成してスイッチ８をオンオフ制御すなわちスイッチ８の導通期間を制御する。

制御回路３２の構成図である図６に基づき、制御回路３２の構成を説明する。
制御回路３２は、乗算器３３、キャリア信号発生器３４、比較器３５、ＮＯＴ回路３６および電圧設定器３７から構成される。
比較器３５の＋側入力には、第１電圧検出器の出力電圧が入力される。乗算器３３には、電圧設定器３７の出力電圧とキャリア信号発生器３４の搬送波信号が入力される。乗算器３３の出力は、比較器３５の−側入力に入力される。比較器３５の出力信号は、ＮＯＴ回路３６で信号が反転されて、昇圧チョッパ回路のスイッチ８にゲート信号として出力される。

次に、電力変換装置２１の動作について、図６から図８に基づいて説明する。
ここで、図７は制御回路３２の各部の信号波形図、図８は昇圧チョッパ回路４の動作説明図である。
まず、電力変換装置２１の動作すなわち制御回路３２の制御動作の概要を説明する。電力変換装置２１の出力電圧すなわち平滑コンデンサ５の端子電圧が、目標の設定電圧になるようにするとともに、三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１とスイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値が自律的に等しくなるようにスイッチ８をオンオフ制御する。具体的には、電圧設定器３７で目標の出力電圧Ｖ３’を設定するとともに、三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１を検出し、スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値が自律的にＶ１となるように（２）式の比率でスイッチ８をオン制御する。これによりリアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロとなり、直流電流のみが流れ交流成分としてのリプル電流は流れなくなる。
１−Ｖ１／Ｖ３’ （２）

ここで、図６、７に基づいて動作を詳細に説明する。
図７の（ａ）は、比較器３５の２つの入力信号を表しており、変調波としての三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１とキャリア信号発生器１４が発生する三角波の搬送波に電圧設定器３７で設定されたＶ３’を乗じて、搬送波の波高値をＶ３’とした信号である。
図７の（ｂ）は、比較器３５の出力信号であり、Ｖ１≧波高値のＶ３’の鋸波の期間は「１」、Ｖ１＜波高値のＶ３’の鋸波の期間は「０」である。図７の（ｃ）は、ＮＯＴ回路３６の出力信号であり、比較器３５の出力信号に対して反転している。
図７の（ｄ）は、スイッチ８の両端電圧Ｖ２を表している。スイッチ８をオンするとＶ２がゼロ、オフすると平滑コンデンサ５の端子電圧であるＶ３がスイッチ８の両端子間に発生する。
上記（２）式に基づき、制御回路３２で、スイッチ８のゲートへ出力するＰＷＭ制御信号を発生することにより、スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均電圧を自律的に三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１とすることができる。

スイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均電圧が自律的に三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１となった状態においては、リアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロとなり、直流電流のみ流れ交流成分としてのリプル電流が流れなくなる。
なお、リアクトル７の両端に印加される平均電圧はゼロであるが、図７の（ｄ）からわかるように、スイッチ８の両端にはキャリア信号発生器３４のキャリア周波数に依存する高周波電圧が発生している。このため、リプル電流が発生するが、適切なリアクタンスのリアクトル７を選定することで、リアクトル７を流れるリプル電流成分を無視できる値に抑制することができる。

電力変換装置２１の出力電圧を変化させる動作を、図８に基づいて具体的に説明する。
例えば目標電圧Ｖ３’が３５０Ｖのときに実際の電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が３００Ｖであったと仮定すると、図５、６で説明したＰＷＭ制御で得られるスイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値は三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１よりも小さい値となる。この様子を図８（ａ）に示す。Ｖ２の平均電圧は３００／３５０×Ｖ１となり、この結果リアクトルの７の両端に図中の±の向きに直流電圧が発生する。これにより、三相交流電源３からリアクトル７に電流が流れ込み、結果として平滑コンデンサ５を充電して、電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３を上昇させる。
一方、目標電圧Ｖ３’が実際の電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３よりも小さいと仮定する。ここでは目標電圧Ｖ３’が３５０Ｖのときに実際の電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が４００Ｖであった（Ｖ３’＝３５０Ｖ、Ｖ３＝４００Ｖ）と仮定すると、ＰＷＭ制御で得られるスイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値は三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１よりも大きい値となる。この様子を図８（ｂ）に示す。Ｖ２の平均電圧は４００／３５０×Ｖ１となり、この結果リアクトル７の両端に図中の±の向きに直流電圧が発生する。これにより、三相交流電源３からリアクトル７に流れる電流が抑制され、抵抗２６によるコンデンサの放電動作により、電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が低下する。
なお目標電圧Ｖ３’と実際の電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が３５０Ｖで等しい（Ｖ３’＝Ｖ３＝３５０Ｖ）と仮定すると実際の電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が３５０Ｖでと、ＰＷＭ制御で得られるスイッチ８の両端電圧Ｖ２の平均値は三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１と同じ値となる。この様子を図８（ｃ）に示す。Ｖ２の平均電圧はＶ１と等しくなり、この結果リアクトル７の両端に発生する直流電圧はゼロとなる。これにより、三相交流電源３からリアクトル７に流れる電流が保持されると共に、Ｖ３の電圧も３５０Ｖで安定する。
以上のとおり、電圧設定器３７で設定した搬送波の高さＶ３’に従って電力変換装置２１の出力電圧Ｖ３が追従することがわかる。

次に、負荷としての抵抗２６が消費する電力量が少ない場合の動作について説明する。
抵抗２６の消費電力が少なければ、スイッチ８をオフのままとしても三相交流電源２における高調波電流は少ない。この様子を図９に示す。図９の（ａ）は三相交流電源２の電圧、電流の波形であり、図９の（ｂ）はリアクトル７に流れる電流波形である。
スイッチ８はオフとしているため、スイッチ８には電流は流れないが、抵抗２６で消費される電力を供給するための電流がリアクトルに流れる（図９（ｂ））。また、これに対応する電流が、三相交流電源２に流れる（図９（ａ））。
負荷の消費電力を検出する回路を追加して、制御回路３２にこの信号をフィードバックすることにより、負荷の消費電力が少ない場合は、スイッチ８のオフ比率を増加あるいはオフのままとする制御を行うことができる。これによりスイッチ８の不要な動作を抑制し、スイッチングロスを低減することができ、電力変換装置２１が発生するロスを抑制することができるという効果がある。

このように実施の形態２によれば、電力変換装置２１のスイッチ８の制御に必要な情報は、三相交流整流回路３の出力電圧Ｖ１のみで電流の情報は用いずに、出力電圧を可変できる電力変換装置を簡単なフィードフォワード制御回路構成で実現し、かつ三相交流電源２における高調波電流を低減し、入力電流の高力率化、及びリアクトルの小型化を図れるという効果がある。

実施の形態３．
図１０はこの発明の実施の形態３に係る構成図である。図において、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。
本実施の形態３は、実施の形態２の電力変換装置の負荷をインバータ４６とモータ４７のセットとしたものである。
電力変換装置４１のスイッチ８のスイッチングによる高周波振動電流がスイッチ８やダイオード９に流れて、これらがＥＭＩノイズの発生源になりうる。このため、本実施の形態３では、電力変換装置４１を構成するリアクトル７、スイッチ８、ダイオード９、平滑コンデンサ５およびインバータ１０と三相交流整流回路３を１つの筐体５０に実装している。
この場合、特にＥＭＩノイズの発生源になりうるスイッチ８、ダイオード９、平滑コンデンサ５およびインバータ１０のみを１つの筐体に実装してもよい。
これにより、ＥＭＩノイズを筐体の中に封じ込め、外部への伝播を抑制することができるという効果がある。また一体化した筐体となることから、製品納め時の部品間の配線作業が省略できるという効果がある。

実施の形態４．
上記実施の形態１から３で説明した電力変換装置においては、スイッチ８がターンオンする毎にダイオード９に逆電圧が印加される。そこでダイオード９に逆電圧が印加されるときの逆回復電流が少なくなるショットキーバリアダイオードを適用する。また高耐圧なダイオードを必要とする電力変換装置では、ワイドバンドギャップによるダイオードを適用する。
これによりダイオードの逆回復に伴うスイッチングロスを低減し、電力変換装置のロスを抑制することができるという効果がある。またスイッチ８をワイドバンドギャップの半導体で構成してもよい。ワイドバンドギャップ化によりスイッチ８のスイッチングが速くなり、搬送波の周波数を更に高くすることによりリアクトル７を小型化できるという効果がある。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドがある。

ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチやダイオードは、耐熱性が高く、許容電流密度も高いためスイッチやダイオードの小型化が可能であり、電力変換装置の小型化が可能となる。
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能であり、さらに電力損失が低いため、スイッチやダイオードの高効率化が可能であるため、電力変換装置の一層の小型化が可能となる。

実施の形態５．
上記実施の形態１から３で説明した電力変換装置においては、図４に示すように三相交流電源２の高調波電流が低減され、リアクトル７に流れる電流は直流電流のみとなるため、平滑コンデンサ５による平滑動作が容易となる。すなわち平滑コンデンサ５の静電容量を低減することができるため、平滑コンデンサ５を電解コンデンサ以外のフィルムコンデンサ、セラミックコンデンサを適用することができる。これにより電解コンデンサの寿命に関わる温度依存性を排除することができ、電力変換装置の信頼性が向上できるという効果がある。

１，２１，４１ 電力変換装置、２ 三相交流電源、３ 三相交流整流回路、
４ 昇圧チョッパ回路、５ 平滑コンデンサ、６，２６ 抵抗、７ リアクトル、
８ スイッチ、９ ダイオード、１０ 第１電圧検出器、１１ 第２電圧検出器、
１２，３２ 制御回路、１３，３３ 乗算器、１４，３４ キャリア信号発生器、
１５，３５ 比較器、１６，３６ ＮＯＴ回路、４６ インバータ、４７ モータ、
５０ 筺体。

Claims (5)

1. 多相の交流電源を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力に接続したリアクトル、スイッチおよびダイオードで構成した昇圧チョッパ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路の出力に接続した平滑コンデンサから構成される電力変換装置において、
   前記整流回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、
   前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する第２電圧検出器と、
   前記第１電圧検出器の検出電圧と前記第２電圧検出器の検出電圧との比に基づき前記昇圧チョッパ回路のスイッチの導通期間を制御することにより、前記昇圧チョッパ回路のスイッチの両端電圧の平均値を前記整流回路の出力電圧と同じ電圧にする制御回路とを備えた電力変換装置。
2. 多相の交流電源を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力に接続したリアクトル、スイッチおよびダイオードで構成した昇圧チョッパ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路の出力に接続した平滑コンデンサから構成される電力変換装置において、
   前記整流回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、
   前記電力変換装置の出力電圧を設定する電圧設定器と、
   前記第１電圧検出器の検出電圧と前記電圧設定器の設定電圧との比に基づき前記昇圧チョッパ回路のスイッチの導通期間を制御することにより、電力変換装置の出力電圧を前記設定電圧にするとともに前記昇圧チョッパ回路のスイッチの両端電圧の平均値を前記整流回路の出力電圧と同じ電圧にする制御回路とを備えた電力変換装置。
3. 前記昇圧チョッパ回路のスイッチおよび／またはダイオードがワイドバンドギャップ半導体である請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 前記平滑コンデンサは、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサである請求項１または２記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置の負荷はインバータとモータからなり、前記整流回路、前記昇圧チョッパ回路、前記平滑コンデンサ、前記電圧検出器、前記制御回路および前記インバータが１つの筺体に実装される請求項１または２記載の電力変換装置。

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