WO2022168168A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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哲 村上
卓弘 岡上
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • This disclosure relates to a power converter that supplies power to a connected load.
  • a power conversion device is used to supply power to loads such as motors and to control their operation.
  • loads such as motors and to control their operation.
  • the position (angle) of the rotor in order to accurately control the motor, the position (angle) of the rotor must be accurately determined, and an inverter that converts DC voltage to AC voltage can be used to adjust the current of each phase of the motor. need to control.
  • the inverter is a controller that adjusts the motor current by changing the voltage applied to each phase of the motor.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • is used to adjust the voltage by adjusting the length of ON/OFF time of the pulse. method) is often used, and the effective value of the voltage applied to the motor is controlled by this ON/OFF time ratio.
  • This control detects the current flowing in the motor and feeds it back to the PWM operation of the inverter. Therefore, if the detected current value used for control and the actual current value differ, the motor cannot be controlled correctly, causing NV (Noise Vibration) of the motor. ) may affect the properties.
  • This disclosure has been made to solve the above-described problems. Even if an error voltage occurs in a current detection circuit due to electromagnetic induction, the error voltage is calculated from the operating state of the inverter, Since the current of the inverter can be detected with high accuracy by performing the correction, it is possible to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in the size of the inverter and improving the accuracy of motor control.
  • a power conversion device is a power conversion device having one end connected to a DC voltage source and the other end connected to a load, wherein an upper arm and a lower arm each having a switching element and a resistor are connected in series.
  • An inverter circuit which has a connected leg and a smoothing capacitor connected in parallel to the leg, converts the DC voltage from the DC voltage source to AC voltage and outputs it to the load, and detects the voltage across the resistor.
  • a current detection circuit that detects the current flowing through the resistor and a control circuit that controls the inverter circuit, the control circuit correcting the current value detected by the current detection circuit based on the operating conditions of the inverter circuit, and correcting the current value.
  • the inverter circuit is controlled based on the current value obtained.
  • the power conversion device According to the power conversion device according to the present disclosure, it is possible to correct errors occurring in the current detection circuit without increasing the size of the circuit.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an induced voltage to the current detection circuit according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining back electromotive force generated in the inverter according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining gate driving and inverter current detection timing according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the influence of an induced voltage that occurs in the current detection circuit according to Embodiment 1;
  • 5 is a characteristic diagram showing the relationship between the error voltage of the current detection circuit obtained from the theoretical formula according to the first embodiment and the duty;
  • FIG. 4 is a flowchart for determining whether or not correction is necessary according to the first embodiment;
  • 3 is a diagram showing an example of a hardware configuration of a control circuit according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a power converter and a motor system according to Embodiment 1.
  • the motor system includes a DC voltage source 1, a power converter 2, and a motor 3 as a load.
  • the DC voltage source 1 is a voltage source that outputs a DC voltage, and is, for example, a power storage device such as a battery, but it is needless to say that it is not limited to this.
  • the power converter 2 has one end connected to the DC voltage source 1 and the other end connected to the motor 3 as a load.
  • the power conversion device 2 converts the DC power from the DC voltage source 1 into AC power and outputs the AC power to the motor 3 to operate the motor.
  • the motor 3 is used as the load is shown here, any load may be used.
  • the power conversion device 2 is a three-phase inverter circuit including a smoothing capacitor 11, an inverter circuit 12, a current detection circuit 15, and a control circuit 17.
  • a three-phase inverter device is shown, but the inverter circuit does not necessarily have to be three-phase, and may be a single-phase or four-phase or more inverter circuit.
  • the smoothing capacitor 11 has one end connected to the positive side of the DC bus and the other end connected to the negative side of the DC bus, and is connected in parallel to each leg of the DC voltage source 1 and an inverter circuit 12 to be described later. .
  • the inverter circuit 12 is a power conversion circuit that converts the DC voltage output from the DC voltage source 1 into an AC voltage and outputs the AC voltage, and includes three legs connected in parallel. Each leg has a configuration in which an upper arm and a lower arm having switching elements and a resistor are connected in series, and both ends of each leg are connected to both ends of a smoothing capacitor 11 and both ends of a DC voltage source 1 .
  • switching element 13a, switching element 13b, and resistor 14a are connected in series
  • switching element 13c, switching element 13d, and resistor 14b are connected in series
  • switching element 13e, switching element 13f, and Resistors 14c are connected in series with each other.
  • a connection point between the switching element 13a and the switching element 13b, a connection point between the switching element 13c and the switching element 13d, and a connection point between the switching element 13e and the switching element 13f are connected to the motor 3, respectively. supply current.
  • a molded module of the inverter circuit 12 is called an inverter module.
  • the current detection circuit 15 is a detection circuit that detects the voltage across the resistors 14a to 14c provided in each leg of the inverter circuit 12 to detect the current flowing through each resistor, and includes differential amplifiers 15a to 15c.
  • a current detection line 16aH connected between the switching element 13b and the resistor 14a and a current detection line 16aL connected to the other end of the resistor 14a are connected to the differential amplifier 15a.
  • the voltage generated across the resistor 14a is amplified while in-phase noise generated in the current detection line 16aL is cancelled.
  • a current detection line 16bH connected between the switching element 13d and the resistor 14b and a current detection line 16bL connected to the other end of the resistor 14b are connected to the differential amplifier 15b.
  • the voltage generated across the resistor 14b is amplified while in-phase noise generated in the line 16bH and the current detection line 16bL is cancelled.
  • a current detection line 16cH connected between the switching element 13f and the resistor 14c and a current detection line 16cL connected to the other end of the resistor 14c are connected to the differential amplifier 15c.
  • the voltage generated across the resistor 14c is amplified while in-phase noise generated in the current detection line 16cH and the current detection line 16cL is cancelled.
  • the electric power converter shown in FIG. 1 showed the structure which provides a current detection circuit in all the three legs, it does not necessarily need to be provided in all the legs.
  • the control circuit 17 is a control circuit that controls the switching operation of the inverter circuit 12, and controls the inverter circuit 12 based on the current value detected by the current detection circuit 15 and the information on the magnetic pole position and rotation speed of the motor 3. .
  • the control circuit 17 also includes an error correction circuit 171 that corrects the current value detected by the current detection circuit 15 based on the operating state of the inverter circuit 12, and compares the current value corrected by the error correction circuit 171 with the current command value. It includes a comparison calculation unit 172 that calculates and generates a duty command value, and a gate drive signal generation unit 173 that generates gate drive timing of the inverter circuit 12 from the duty command value.
  • the control circuit 17 selects an inverter based on the voltage of the DC voltage source 1, which is the input voltage of the inverter circuit 12, a motor rotation speed command value and a torque command value from a host controller (not shown), and the magnetic pole position and rotation speed of the motor 3.
  • a current command value for the circuit 12 is generated.
  • the error correction circuit 171 the operation state of the inverter circuit 12 (for example, the current command value and the duty command value from the comparison calculation unit 172) is input, the current detection error amount is calculated, and the current detected by the current detection circuit 15 is calculated.
  • a corrected current value is generated by correcting the current detection error amount for the value, and is output to the comparison calculation unit 172 .
  • a comparison calculation unit 172 compares and calculates the current command value and the corrected current from the error correction circuit 171 to generate a duty command value.
  • the gate drive signal generator 173 generates a gate drive signal for driving the inverter circuit 12 based on the duty command value generated by the comparator 172 .
  • the control circuit 17 may be configured by hardware or may be configured by software. When configured by hardware, a combination of known controllers, arithmetic circuits, and the like may be used. Moreover, when configured by software, for example, as shown in FIG. 8, a processor and memory can be used in combination, and the processor executes a control program input from the memory.
  • the motor 3 is an example of a load that is connected to the output end of the power conversion device 2 and operates by being supplied with AC power from the power conversion device 2 .
  • the motor 3 has a mechanism for measuring the magnetic pole position, that is, the position (angle) of the rotor provided inside, and the number of revolutions, and outputs information on the measured magnetic pole position and number of revolutions to the control circuit 17. .
  • the magnetic pole position and the number of revolutions do not have to be measured values, and may be calculated from estimated values or command values.
  • FIG. FIG. 2 shows a model of electromagnetic interference to the current detection circuit, taking as an example a leg composed of an upper-arm switching element 13a, a lower-arm switching element 13b, and a resistor 14a. Since the other leg models are the same, only the leg consisting of the upper arm switching element 13a, the lower arm switching element 13b, and the resistor 14a will be described here.
  • the electromagnetic interference model shown in FIG. 2 is generated across the resistor 14a when the switching element 13a of the upper arm is switched from on to off, the current of the motor 3 is circulated to the lower arm, and the switching element 13b is switched on. A state in which the current of each phase of the inverter circuit 12 is detected from the voltage is shown.
  • FIG. 2A shows a state in which the switching element 13a of the upper arm is turned on, and the current path passes from the positive electrode side of the smoothing capacitor 11 through the switching element 13a of the upper arm to the smoothing capacitor 11 via the motor 3.
  • FIG. to the negative side of FIG. 2(b) shows a state in which the upper arm switching element 13a is turned off from the state shown in FIG. 2(a).
  • loop inductance L1 the inductance of the loop circuit from the smoothing capacitor 11 through the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a to the other end of the smoothing capacitor. Since a mutual inductance MH exists between the current detection line 16aH and the current detection line 16aH, an induced voltage is generated in the current detection line 16aH by electromagnetic induction. Similarly, since a mutual inductance ML exists between the loop inductance L1 and the current detection line 16aL, an induced voltage is generated in the current detection line 16aL by electromagnetic induction.
  • the mutual inductance MH and the mutual inductance ML are not equal, the absolute values of the induced voltages generated in the same phase are different and are not ideally canceled by the differential amplifier 15a, resulting in an error voltage. That is, the voltage generated from the smoothing capacitor 11 to the circuit composed of the inductance and resistance of the open circuit composed of the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a is electromagnetically induced by the mutual inductance M and input to the differential amplifier. (Fig. 2(c)).
  • L1 is the inductance of the loop circuit composed of the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a from the smoothing capacitor 11
  • Vin is the voltage generated in the circuit
  • the loop circuit from the smoothing capacitor 11 to the switching devices 13a and 13b and the current detection line
  • Vout be the output voltage generated by the electromagnetic induction of the differential amplifier 15a with a gain of 1, that is, the error voltage.
  • the mutual inductance M between the current detection lines 16aH and 16aL and the inductance L1 of the loop circuit composed of the smoothing capacitor 11, the switching elements 13a and 13b, and the resistor 14c is determined by the physical arrangement and wiring of the inverter module. Since it is determined by the layout, if the influence of electromagnetic induction on the current detection circuit 15 can be obtained according to the operating state of the inverter, the current detection can be performed by correcting the current detection error in the current detection circuit 15 . As a result, the degree of freedom in designing the inverter module is improved, miniaturization can be achieved, and the controllability of the motor 3 can be improved since a more accurate current value is used.
  • FIG. 3 shows an explanatory diagram of the back electromotive voltage generated in the inverter when the switching element 13a of the upper arm changes from on to off.
  • a back electromotive force VR is generated to continuously flow the current to the motor 3.
  • FIG. Motor current output from the inverter circuit 12 and flowing to the motor 3 is Imot
  • resistance of the resistor 14a is R
  • inductance of the motor 3 is L
  • the current is detected from when the switching element 13a changes from on to off.
  • the back electromotive voltage VR can be expressed by Equation (2).
  • the motor current Imot is the output current from the inverter circuit 12 or the measured value of the current flowing through the motor 3, the current command value calculated by the control circuit 17 (or the current command value multiplied by a certain coefficient). or other).
  • the peak of the back electromotive voltage is proportional to the motor current Imot and the resistance value of the resistor 14a, and the time response is such that the larger the resistance value of the resistor 14a and the smaller the inductance of the motor 3, the smaller the fluctuation convergence.
  • a motor has a large inductance in order to obtain an electromagnetic force, and a resistor is configured to have a small resistance value from the viewpoint of suppressing heat generation. It is not affected by the current detection timing as explained in FIG.
  • this counter-electromotive voltage is a voltage change to the motor and at the same time a voltage change to a circuit from the smoothing capacitor 11 to the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a. Since it is a parasitic inductance of wiring composed of a lead frame or the like, it is very small. Since an induced voltage is generated in the current detection circuit 15 due to electromagnetic induction, the current detection value may be influenced by this. Therefore, the back electromotive voltage VR can be expressed as in Equation (3) using the loop inductance L1.
  • Fig. 4 shows the relationship between the gate drive timing of the inverter circuit and the current detection timing.
  • (a) shows the relationship between the triangular wave of the reference frequency and the magnitude of the duty command.
  • (b) shows the gate drive timing of the switching element 13a in the upper arm of the inverter when the duty command is small
  • (c) shows the gate drive timing of the switching element 13a in the upper arm of the inverter when the duty command is large. showing the timing.
  • the triangular wave of the reference frequency and the duty command are compared to generate the gate drive timing of the switching element 13a of the upper arm, and after the switching element 13a of the upper arm is turned off, the next peak timing of the triangular wave of the reference frequency is generated. It shows that current detection is performed at .
  • FIG. 5 shows the current detection characteristics obtained by current conversion from the voltage across the resistor 14a in an ideal state and when a detection error voltage occurs in the current detection circuit 15 due to electromagnetic induction.
  • FIG. 5 shows, as an example, a state in which 80 A is flowing through the inverter, and the ideal state is a square-wave current response.
  • the back electromotive voltage is generated in the circuit from the smoothing capacitor 11 to the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a, and the voltage response is affected by the electromagnetic induction in the current detection circuit 15, causing the current detection timing to change. It can be seen that there is a current error of about 6 A from the ideal current value of 80 A, which is 85.9 A at times.
  • Equation (4) the error voltage Vout due to electromagnetic induction generated in the input to the differential amplifier 15a is expressed by Equation (4) using Equations (1) and (3).
  • the error correction circuit 171 corrects the current value detected by the current detection circuit 15 based on the error voltage Vout obtained by Equation (4).
  • the resistance value R of the resistor 14a, the open-loop inductance L1, and the mutual inductance M are values determined by circuit constants and physical layout, they can be set as predetermined coefficients.
  • the error correction circuit 171 corrects the current value detected by the current detection circuit 15 based on the operating state of the inverter circuit 12, here the motor current Imot and the time t until the current detection timing.
  • the comparison calculation unit 172 generates a duty command based on the corrected current value
  • the gate drive signal generation unit 173 generates a gate drive signal based on the generated duty command to control the inverter circuit 12.
  • the error correction circuit 171 is detected by the current detection circuit 15 based on the current command value and the duty command value. Correction of the current value can be performed. That is, in the present embodiment in which the load is the motor 3, the control circuit 17 controls the voltage of the DC voltage source 1, which is the input voltage of the inverter circuit 12, and the motor rotation speed command value and torque command from the host controller (not shown). , the current command value for the inverter circuit 12 calculated from the magnetic pole position and rotation speed of the motor 3, and 1/2 of the value obtained by taking the difference of the duty command value from the predetermined control cycle. The current value detected by the detection circuit 15 can be corrected.
  • the case where the current is detected at the peak timing of the triangular wave is shown, but it goes without saying that the time t can be calculated from the duty command value even if the current is detected at other timings.
  • the time t can be calculated from the duty command value even if the current is detected at other timings.
  • the time t can be calculated from the duty command value even if the current is detected
  • FIG. 6 shows the amount of deviation (current error) of the current value obtained using the experimental value obtained by the current detection circuit 15 and the present theoretical formula from the ideal state.
  • the actual measurement value and the current error obtained from the theoretical formula are almost in agreement, confirming the validity of this theoretical formula.
  • the error correction circuit 171 uses this current detection error to correct the current value obtained by the current detection circuit 15, so that the correct current value flowing through the motor 3 can be obtained, thereby improving the accuracy of motor control. becomes possible.
  • FIG. 7 shows a judgment flow for judging whether correction of the current detection error in the control circuit 17 is necessary.
  • the control circuit 17 includes the voltage of the DC voltage source 1 which is the input voltage of the inverter circuit 12, the motor rotation speed command value and the torque command value from the host control unit (not shown), the magnetic pole position of the motor 3 and the rotation speed.
  • a current command value for the inverter circuit 12 is generated from the number and a duty command value is calculated from the current command value.
  • the error correction circuit 171 does not perform current correction (step S101).
  • the predetermined constant value is determined, for example, from the range of errors allowed in motor control.
  • the error correction circuit 171 does not perform current correction (step S102).
  • the predetermined constant value is determined, for example, from the range of errors allowed in motor control, as in step S101.
  • the time t from when the upper arm switching element 13a is turned off to when the current detection circuit 15 detects the current is smaller than a predetermined constant value, the error correction circuit 171 detects the current. No correction is performed (step S103).
  • the predetermined constant value is determined, for example, from the range of errors allowed in motor control, as in step S101.
  • the leg composed of the switching elements 13a and 13b and the resistor 14a that constitute the inverter circuit 12, the corresponding differential amplifier 15a that constitutes the current detection circuit 15, and the current detection line.
  • 16aH and 16aL have been described, the same applies to other legs (other phases), except that the current phases are different.
  • the error voltage can be detected from the operating state of the inverter by performing the configuration and operation as described above.
  • the current of the inverter can be detected with high accuracy. Therefore, it is possible to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in the size of the inverter and improving the accuracy of motor control.
  • it is determined from the operating state whether the detection error is small and can be ignored, and if the detection error is small and can be ignored, the load on the control circuit is reduced by not correcting the value detected by the current detection circuit. making it possible to reduce

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Abstract

本開示に係る電力変換装置は、一端が直流電圧源に接続されるとともに他端に負荷が接続される電力変換装置であって、それぞれスイッチング素子を有する上アームおよび下アーム、ならびに抵抗が直列に接続されたレグと、レグに並列に接続された平滑コンデンサとを有し、直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力するインバータ回路と、抵抗の両端電圧を検出して抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路と、インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、インバータ回路の動作条件に基づいて電流検出回路により検出された電流値を補正し、補正した電流値に基づいてインバータ回路を制御することを特徴とする。これにより、電流検出回路において生じた誤差を補正することが可能となる。

Description

電力変換装置
　この開示は、接続される負荷に電力を供給する電力変換装置に関するものである。
　モータ等の負荷に対して電力を供給し、動作を制御するために電力変換装置が用いられる。例えば、負荷としてモータが接続される場合、モータを精度よく制御するには、回転子の位置（角度）を正確に把握し、直流電圧を交流電圧に変換するインバータにより、モータ各相の電流を制御する必要がある。インバータはモータ各相に印加する電圧を変化させてモータ電流を調節する制御器であり、電圧調整にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルスのＯＮ／ＯＦＦ時間の長さを調整して電圧を変化させる方法）がよく利用され、このＯＮ／ＯＦＦ時間の比率によりモータに印加する電圧の実効値を制御する。この制御は、モータに流れる電流を検出してインバータのＰＷＭ動作にフィードバックするため、制御に用いる検出電流値と実際に流れる電流値が異なると、モータを正しく制御できず、モータのＮＶ（Noise Vibration）特性に影響を及ぼすことがある。
　インバータの電流を精度よく検出するため、検出回路の伝送線路に電磁誘導で生じる誘導電圧の逆相電圧を生成する回路を設け、検出回路で生成した電圧に加算してキャンセルする電流検出回路が示されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１８－４０６３２号公報
　特許文献１に示すような電力変換装置では、電磁誘導による電流検出回路への誤差電圧をキャンセルするため、極性を反転させた誤差電圧を生成する回路、および加算する回路が必要となり回路規模が大型化するという課題があった。
　この開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電磁誘導によって電流検出回路に誤差電圧が生じた場合であっても、インバータの動作状態からその誤差電圧を算出し、補正を行うことで精度よくインバータの電流を検出することができるため、インバータの大型化を抑制するとともに、モータ制御の精度を向上させることが可能な電力変換装置を得ることができる。
　本開示に係る電力変換装置は、一端が直流電圧源に接続されるとともに他端に負荷が接続される電力変換装置であって、それぞれスイッチング素子を有する上アームおよび下アーム、ならびに抵抗が直列に接続されたレグと、レグに並列に接続された平滑コンデンサとを有し、直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力するインバータ回路と、抵抗の両端電圧を検出して抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路と、インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、インバータ回路の動作条件に基づいて電流検出回路により検出された電流値を補正し、補正した電流値に基づいてインバータ回路を制御する。
　本開示に係る電力変換装置によれば、電流検出回路において生じた誤差を、回路を大型化させることなく補正することが可能となる。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。 実施の形態１に係る電流検出回路への誘導電圧を説明する図である。 実施の形態１に係るインバータに生じる逆起電圧を説明する図である。 実施の形態１に係るゲート駆動とインバータ電流検出タイミングを説明する図である。 実施の形態１に係る電流検出回路に生じる誘導電圧の影響を説明する図である 実施の形態１に係る理論式で得られる電流検出回路の誤差電圧とデューティの関係を示した特性図である。 実施の形態１に係る補正の要否を判断するフローチャートである。 実施の形態１に係る制御回路のハードウェア構成の一例を示した図である。
実施の形態１．
　本開示の実施の形態１に係る電力変換装置およびこの電力変換装置を用いたモータシステムについて、図面を用いて説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置およびモータシステムを示す構成図である。図１において、モータシステムは、直流電圧源１、電力変換装置２、および負荷としてのモータ３を備えている。直流電圧源１は、直流電圧を出力する電圧源であり、例えば、バッテリなどの蓄電装置であるが、これに限ったものではないことはいうまでもない。
　電力変換装置２は、一端が直流電圧源１に接続されており、他端に負荷としてのモータ３が接続されている。電力変換装置２は、直流電圧源１からの直流電力を交流電力に変換してモータ３に出力することによりモータを動作させる。なお、ここでは負荷としてモータ３を用いた場合について示すが、負荷がどのようなものであってもよい。
　電力変換装置２は、平滑コンデンサ１１、インバータ回路１２、電流検出回路１５、および制御回路１７を備える三相インバータ回路である。なお、本実施の形態では、三相インバータ装置について示すが、必ずしも三相である必要はなく、単相または四相以上のインバータ回路であってもよい。
　平滑コンデンサ１１は、一端が直流母線の正側に、他端が直流母線の負側に接続されており、直流電圧源１および後述するインバータ回路１２の各レグに対して並列に接続されている。
　インバータ回路１２は、直流電圧源１から出力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する電力変換回路であり、互いに並列接続された３つのレグを備えている。各レグは、スイッチング素子を有する上アームおよび下アーム、ならびに抵抗が直列に接続した構成をしており、各レグの両端は平滑コンデンサ１１の両端および直流電圧源１の両端に接続される。図１に示す例では、スイッチング素子１３ａ、スイッチング素子１３ｂ、および抵抗１４ａが直列に接続され、スイッチング素子１３ｃ、スイッチング素子１３ｄ、および抵抗１４ｂが直列に接続され、スイッチング素子１３ｅ、スイッチング素子１３ｆ、および抵抗１４ｃが互いに直列に接続されている。スイッチング素子１３ａとスイッチング素子１３ｂとの接続点、スイッチング素子１３ｃとスイッチング素子１３ｄとの接続点、およびスイッチング素子１３ｅとスイッチング素子１３ｆとの接続点がそれぞれモータ３に接続され、モータ３に対して交流電流を供給する。なお、このインバータ回路１２をモールドモジュール化したものをインバータモジュールと称す。
　電流検出回路１５は、インバータ回路１２の各レグに設けられた抵抗１４ａ～１４ｃの両端電圧を検出して、各抵抗に流れる電流を検出する検出回路であり、差動アンプ１５ａ～１５ｃを備えている。差動アンプ１５ａには、スイッチング素子１３ｂと抵抗１４ａとの間に接続された電流検出線１６ａＨと、抵抗１４ａのもう一端に接続された電流検出線１６ａＬが接続されており、電流検出線１６ａＨと電流検出線１６ａＬに生じた同相のノイズをキャンセルしながら、抵抗１４ａの両端に生じた電圧を増幅する。同様に、差動アンプ１５ｂには、スイッチング素子１３ｄと抵抗１４ｂとの間に接続された電流検出線１６ｂＨと、抵抗１４ｂのもう一端に接続された電流検出線１６ｂＬが接続されており、電流検出線１６ｂＨと電流検出線１６ｂＬに生じた同相のノイズをキャンセルしながら、抵抗１４ｂの両端に生じた電圧を増幅する。また、差動アンプ１５ｃには、スイッチング素子１３ｆと抵抗１４ｃとの間に接続された電流検出線１６ｃＨと、抵抗１４ｃのもう一端に接続された電流検出線１６ｃＬが接続されており、電流検出線１６ｃＨと電流検出線１６ｃＬに生じた同相のノイズをキャンセルしながら、抵抗１４ｃの両端に生じた電圧を増幅する。なお、図１に示す電力変換装置では、３つのレグすべてに電流検出回路を設ける構成について示したが、必ずしもすべてのレグに設けられている必要はない。
　制御回路１７は、インバータ回路１２のスイッチング動作を制御する制御回路であり、電流検出回路１５により検出された電流値やモータ３の磁極位置や回転数に関する情報に基づいてインバータ回路１２の制御を行う。また、制御回路１７は、インバータ回路１２の動作状態に基づいて電流検出回路１５により検出された電流値を補正する誤差補正回路１７１、誤差補正回路１７１により補正された電流値と電流指令値を比較演算しデューティ指令値を生成する比較演算部１７２、およびデューティ指令値からインバータ回路１２のゲート駆動タイミングを生成するゲート駆動信号生成部１７３を備える。
　制御回路１７は、インバータ回路１２の入力電圧である直流電圧源１の電圧と、図示しない上位制御部からのモータ回転数指令値およびトルク指令値と、モータ３の磁極位置および回転数とからインバータ回路１２の電流指令値を生成する。誤差補正回路１７１では、インバータ回路１２の動作状態（例えば、電流指令値と比較演算部１７２からのデューティ指令値）が入力されて電流検出誤差量が演算され、電流検出回路１５により検出された電流値に対し、電流検出誤差量を補正した補正済の電流値を生成し、比較演算部１７２に出力する。比較演算部１７２は電流指令値と誤差補正回路１７１からの補正済電流を比較演算してデューティ指令値を生成する。ゲート駆動信号生成部１７３は、比較演算部１７２により生成されたデューティ指令値に基づいてインバータ回路１２を駆動するゲート駆動信号を生成する。なお、制御回路１７は、ハードウェアで構成してもよく、ソフトウェアで構成してもよい。ハードウェアで構成する場合には、公知の制御器および演算回路等の組み合わせを用いてもよい。また、ソフトウェアで構成する場合には、例えば図８に示すように、プロセッサおよびメモリを組み合わせて用いることができ、プロセッサはメモリから入力された制御プログラムを実行する。
　モータ３は、電力変換装置２の出力端に接続され、電力変換装置２から交流電力を供給されて動作する負荷の一例である。モータ３は、磁極位置、すなわち内部に設けられた回転子の位置（角度）、および回転数を計測する機構を備えており、計測された磁極位置および回転数の情報を制御回路１７に出力する。なお、磁極位置および回転数は計測値である必要はなく、推定値や指令値より算出したものであってもよい。
　ここで、電流検出誤差量の算出方法についてインバータ回路１２の電磁干渉モデルを用いて説明する。インバータ回路１２を構成するレグの１つである上アームのスイッチング素子１３ａ、下アームのスイッチング素子１３ｂ、および抵抗１４ａからなるレグを例にとり、電流検出回路への電磁干渉モデルを図２に示す。なお、他のレグにモデルについて同様であるので、ここでは上アームのスイッチング素子１３ａ、下アームのスイッチング素子１３ｂ、および抵抗１４ａからなるレグについてのみ説明する。図２に示す電磁干渉モデルは、上アームのスイッチング素子１３ａがオンからオフに切り替わり、モータ３の電流が下アームに還流してスイッチング素子１３ｂがオンに切り替わったときの、抵抗１４ａの両端に生じる電圧からインバータ回路１２の各相の電流を検出している状態を示す。
　図２（ａ）は、上アームのスイッチング素子１３ａがオンしている状態であり、電流経路は、平滑コンデンサ１１の正極側から上アームのスイッチング素子１３ａを通過し、モータ３を経て平滑コンデンサ１１の負極側に戻る。図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す状態から、上アームのスイッチング素子１３ａがオフした状態を示すものであり、モータ３からの電流は下アームのスイッチング素子１３ｂ、抵抗１４ａを経てモータ３に戻る還流経路をたどる。
　このスイッチング素子１３ａ,１３ｂの電流経路が切り替わる際、平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３a,１３ｂ、抵抗１４ａを経て平滑コンデンサのもう一端に至る一巡回路のインダクタンス（以下、一巡インダクタンスＬ１とする）と、電流検出線１６ａＨとの間に相互インダクタンスＭＨが存在するため、電磁誘導により電流検出線１６ａＨに誘導電圧が生じる。同様に、一巡インダクタンスＬ１と電流検出線１６ａＬとの間にも相互インダクタンスＭＬが存在するため、電磁誘導により電流検出線１６ａＬに誘導電圧が生じる。相互インダクタンスＭＨと相互インダクタンスＭＬが等しくないため、同相で生じる誘導電圧の絶対値が異なり、差動アンプ１５ａで理想的にキャンセルされず、誤差電圧が生じることになる。つまり、平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３a,１３ｂ、抵抗１４ａで構成される一巡回路のインダクタンスと抵抗で構成された回路に生じた電圧が、相互インダクタンスＭにて電磁誘導され差動アンプに入力されるモデルで表すことができる（図２（ｃ））。
　平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３ａ,１３ｂ、抵抗１４ａで構成される一巡回路のインダクタンスをＬ１、その回路に生じた電圧をＶｉｎ、平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３a,１３ｂの一巡回路と電流検出線１６ａＨ、１６ａＬ間との相互インダクタンスをＭ（＝ＭＨ－ＭＬ）とし、ゲインを１とした差動アンプ１５ａの電磁誘導により生じる出力電圧、すなわち誤差電圧をＶｏｕｔとすると、Ｖｏｕｔは以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（１）より、相互インダクタンスＭが小さいほど、一巡インダクタンスＬ１が大きいほど差動アンプに生じる誘導電圧を小さくなることがわかる。しかし、インバータモジュールを小型化すると、平滑コンデンサ１１、スイッチング素子１３ａ,１３ｂおよび抵抗１４ａで構成される一巡回路と、電流検出線１６ａＨ,１６ａＬが近接することとなるため、相互インダクタンスＭを小さくすることが困難となる。また、一巡インダクタンスＬ１を大きくするとスイッチング素子１３ａ,１３ｂのオフサージ等の影響がでて、これもまた好ましくない。
　しかしながら、この平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３ａ,１３ｂ、抵抗１４ｃで構成される一巡回路のインダクタンスをＬ１と電流検出線１６ａＨ,１６ａＬとの間の相互インダクタンスＭは、インバータモジュールの配置配線の物理的レイアウトで決まるため、電磁誘導による電流検出回路１５への影響をインバータの動作状態に応じて求めることができれば、電流検出回路１５における電流検出誤差を補正した電流検出を行うことができる。そのため、インバータモジュールの設計の自由度が向上し小型化が図れ、より精度のよい電流値を用いるためモータ３の制御性を向上させることができる。
　図３に、上アームのスイッチング素子１３ａがオンからオフに変化したときのインバータに生じる逆起電圧の説明図を示す。図３（ａ）に示すように、上アームのスイッチング素子１３ａがオンからオフに変化したとき、モータ３に電流を継続して流すための逆起電圧ＶＲが生じることとなる。インバータ回路１２から出力されモータ３に流れる電流であるモータ電流をＩｍｏｔ、抵抗１４ａの抵抗値をＲ、モータ３のインダクタンスをＬ、スイッチング素子１３ａがオンからオフに変化したときから電流を検出するまでの時間をｔとし、下アームのスイッチング素子１３ｂの抵抗成分を無視すると、逆起電圧ＶＲは式（２）で表すことができる。ここで、モータ電流Ｉｍｏｔは、インバータ回路１２からの出力電流またはモータ３を流れる電流の実測値であっても、制御回路１７により算出される電流指令値（または電流指令値に一定の係数をかけたもの）であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（２）からわかるように、逆起電圧のピークはモータ電流Ｉｍｏｔと抵抗１４ａの抵抗値に比例し、時間応答は抵抗１４ａの抵抗値が大きく、モータ３のインダクタンスが小さいほど変動の収束は早い（図３（ｂ））。一般には、モータは電磁力をえるためインダクタンスが大きく、抵抗は発熱抑制の観点で抵抗値が小さくなるように構成されるため、この逆起電圧がモータに生じても電圧の時間応答が遅く、図４で説明するような電流検出タイミングによる影響は受けない。
　しかしながら、この逆起電圧はモータへの電圧変化であると同時に、平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３ａ,１３ｂ、抵抗１４ａの一巡回路への電圧変化でもあり、この一巡回路のインダクタンスはインバータモジュールのリードフレーム等で構成される配線の寄生インダクタンスであるため非常に小さく、上アームのスイッチング素子１３ａがオンからオフに変化後、電流を検出するまでの時間が短いと、一巡回路内に生じた電圧応答が電流検出回路１５に電磁誘導による誘導電圧が生じているので、この影響を受けた電流検出値となることがある。そのため、逆起電圧ＶＲは一巡インダクタンスＬ１を用いて式（３）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図４にインバータ回路のゲート駆動タイミングと電流検出のタイミング関係を記す。図４において、（ａ）は、基準周波数の三角波と、デューティ指令大小の場合の関係を記している。また、（ｂ）は、デューティ指令が小さいときのインバータの上アームのスイッチング素子１３ａのゲート駆動タイミングを示し、（ｃ）は、デューティ指令が大きいときのインバータの上アームのスイッチング素子１３aのゲート駆動タイミングを示している。いずれも基準周波数の三角波とデューティ指令を比較して、上アームのスイッチング素子１３ａのゲート駆動タイミングを生成し、上アームのスイッチング素子１３ａがオフ後、次の基準周波数の三角波の山の頂点のタイミングで電流検出を行うことを示したものである。
　負荷であるモータ３に大電流を供給する場合や高回転時は、モータ３へ印加する平均電圧が大きくなるようデューティが大きくなるため、上アームのスイッチング素子のオン時間が長くなり、スイッチング素子１３ａがオンからオフに変化して電流を検出するタイミングまでの時間が短くなる。そのため、スイッチング時の過渡応答が残っていると検出電流に誤差が生じやすくなる。
　図５に、理想状態および電流検出回路１５に電磁誘導による検出誤差電圧が生じた場合の、抵抗１４ａに生じた両端電圧から電流変換した電流検出特性を示す。図５では、一例として、インバータに８０Ａが流れている状態を示しており、理想状態は矩形波状の電流応答となる。しかし、図５に示す例では、逆起電圧が平滑コンデンサ１１からスイッチング素子１３a,１３ｂ、抵抗１４ａの一巡回路に生じて電圧応答が、電流検出回路１５に電磁誘導する影響で、電流検出タイミング時には８５．９Ａとなり、理想状態の電流値である８０Ａから約６Ａの電流誤差が生じていることがわかる。
　ここで、差動アンプ１５ａへの入力に生じる電磁誘導による誤差電圧Ｖｏｕｔは、式(１)および式（３）を用いて式（４）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図５の電流の時間応答波形と式（４）からもわかるように、スイッチング素子１３ａがオンからオフ後、電流検出タイミングまでの時間ｔが短い、すなわち、上アームのスイッチング素子１３ａのデューティが大きい場合、検出誤差が大きくなることがわかる。誤差補正回路１７１では、式（４）で得られた誤差電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流検出回路１５により検出された電流値の補正を行う。ここで、抵抗１４ａの抵抗値Ｒ、一巡インダクタンスＬ１、相互インダクタンスＭは、回路定数や物理的なレイアウトで定まる値であるため、あらかじめ定められた係数とすることができる。したがって、誤差補正回路１７１は、インバータ回路１２の動作状態、ここではモータ電流Ｉｍｏｔおよび電流検出タイミングまでの時間ｔに基づいて電流検出回路１５により検出された電流値の補正を行う。比較演算部１７２では、この補正した電流値に基づいてデューティ指令を生成し、ゲート駆動信号生成部１７３は、生成されたデューティ指令に基づいてゲート駆動信号を生成しインバータ回路１２を制御する
　また、動作状態としてのモータ電流Ｉｍｏｔおよび時間ｔは、それぞれ電流指令値およびデューティ指令値より算出できることから、誤差補正回路１７１は、電流指令値およびデューティ指令値に基づいて電流検出回路１５により検出された電流値の補正を行うができる。すなわち、負荷がモータ３である本実施の形態では、制御回路１７により、インバータ回路１２の入力電圧である直流電圧源１の電圧と、図示しない上位制御部からのモータ回転数指令値およびトルク指令値と、モータ３の磁極位置および回転数とから算出されたインバータ回路１２の電流指令値と、あらかじめ定められた制御周期からデューティ指令値の差分をとった値の１／２とに基づいて電流検出回路１５により検出された電流値の補正を行うことができる。なお、ここでは、三角波の山の頂点のタイミングで電流検出を行うこととした場合について示したが、その他のタイミングで検出する場合であっても、時間ｔはデューティ指令値より算出できることはいうまでもない。
　図６に、電流検出回路１５により取得した実験値と本理論式を用いて求めた電流値が理想状態からずれる量（電流誤差）を示す。実測値と理論式により求めた電流誤差とがほぼ一致しており、本理論式の妥当性が確認できた。誤差補正回路１７１では、この電流検出誤差を用いて、電流検出回路１５で得られた電流値を補正することにより、モータ３に流れる正しい電流値を得ることができ、モータ制御の精度を向上させることが可能となる。
　ここで、式（４）からわかるように、モータ電流が小さい場合や、デューティが小さく、電流検出タイミングに十分時間が取ることができ、電磁誘導による応答が一定値以下で、検出誤差が小さく無視できる場合は、補正をする必要がない。電流指令値およびデューティ指令値により、あらかじめ補正演算量が計算で求まるため、電流検出時間まで応答おさまるようなこれらの指令値が一定以下であれば、検出誤差を演算して電流検出回路１５の電流に対して補正をする必要はなく、制御部の負荷を減らすことが可能となる。
　図７に、制御回路１７における電流検出誤差の補正の要否を判断する判断フローを示す。図７において、制御回路１７は、インバータ回路１２の入力電圧である直流電圧源１の電圧と、図示しない上位制御部からのモータ回転数指令値およびトルク指令値と、モータ３の磁極位置と回転数とからインバータ回路１２の電流指令値を生成し、その電流指令値からデューティ指令値を算出する。制御回路１７では、算出したデューティ指令があらかじめ定められた一定値以上でない場合には、誤差補正回路１７１は電流補正を行わない（ステップＳ１０１）。ここであらかじめ定められた一定値とは、例えば、モータ制御において許容される誤差の範囲から定まるものである。次に、電流指令値があらかじめ定められた一定値以下の場合には、誤差補正回路１７１は電流補正を行わない（ステップＳ１０２）。ここで、あらかじめ定められた一定値とは、ステップＳ１０１の場合と同様に、例えば、モータ制御において許容される誤差の範囲から定まるものである。また、上アームのスイッチング素子１３ａがオンからオフとなってから電流検出回路１５が電流検出を行うタイミングまでの時間ｔが、あらかじめ定められた一定値より小さい場合には、誤差補正回路１７１は電流補正を行わない（ステップＳ１０３）。ここで、あらかじめ定められた一定値とは、ステップＳ１０１の場合と同様に、例えば、モータ制御において許容される誤差の範囲から定まるものである。このように、検出誤差が小さく無視できる場合に、電流検出回路１５による検出値に対して補正を行わないことにより、制御回路の負荷を減らすことが可能となる。なお、図７に示すフローチャートでは、Ｓ１０１～Ｓ１０３の３つの判断を行うこととしているが、これに限ったものではなく、Ｓ１０１～Ｓ１０３のうちのいずれか１つ以上の判断手順があればよい。
　電磁誘導による電流検出特性に対する影響について、インバータ回路１２を構成するスイッチング素子１３ａ,１３ｂ、抵抗１４ａで構成されるレグと、これに対応する電流検出回路１５を構成する差動アンプ１５ａ、電流検出線１６ａＨ、１６ａＬ間の関係をもちいて説明したが、他レグ（他相）においても、電流位相が異なるだけで同様である。
　本実施の形態に示す電力変換装置では、上述のような構成および動作をすることにより、電磁誘導によって電流検出回路に誤差電圧が生じた場合であっても、インバータの動作状態からその誤差電圧を算出し、補正を行うことで精度よくインバータの電流を検出することができる。そのため、インバータの大型化を抑制するとともに、モータ制御の精度を向上させることが可能な電力変換装置を得ることができる。また、動作状態から検出誤差が小さく無視できる場合であるかどうかを判断し、検出誤差が小さく無視できる場合に、電流検出回路による検出値に対して補正を行わないことにより、制御回路の負荷を減らすことを可能としている。
１　直流電圧源、２　電力変換装置、３　モータ、１１　平滑コンデンサ、１２　インバータ回路、１３ａ～１３ｆ　スイッチング素子、１４ａ～１４ｃ　抵抗、１５　電流検出回路、１５ａ～１５ｃ　差動アンプ、１６ａＨ,１６ａＬ,１６ｂＨ,１６ｂＬ,１６ｃＨ,１６ｃＬ　電流検出線、１７　制御回路、１７１　誤差補正回路、１７２　比較演算部、１７３　ゲート駆動信号生成部

Claims (7)

  1. 　一端が直流電圧源に接続されるとともに他端に負荷が接続される電力変換装置であって、
    　それぞれスイッチング素子を有する上アームおよび下アーム、ならびに抵抗が直列に接続されたレグと、前記レグに並列に接続された平滑コンデンサとを有し、前記直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に出力するインバータ回路と、
    　前記抵抗の両端電圧を検出して前記抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路と、
    　前記インバータ回路を制御する制御回路と、
    を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記インバータ回路の動作状態に基づいて前記電流検出回路により検出された電流値を補正し、補正した前記電流値に基づいて前記インバータ回路を制御する電力変換装置。
  2. 　前記制御回路は、
    　前記負荷へ出力する電流に関する指令値である電流指令値と、前記スイッチング素子のデューティに関する指令値であるデューティ指令値と、に基づいて前記電流検出回路により検出された電流値を補正する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御回路は、
    　前記平滑コンデンサ、前記上アーム、前記下アーム、および前記抵抗を有する一巡回路のインダクタンスである一巡インダクタンスと、
    　前記一巡回路と前記電流検出回路の電流検出線との相互インダクタンスと、
    　前記抵抗の抵抗値と、
    　に基づいてあらかじめ定められる係数を算出し、前記係数に基づいて前記電流検出回路により検出された電流値を補正し、補正した電流値に基づいて前記インバータ回路を制御する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御回路は、
    　前記平滑コンデンサ、前記上アーム、前記下アーム、および前記抵抗を有する一巡回路のインダクタンスである一巡インダクタンスをＬ１、
    　前記一巡回路と前記電流検出回路の電流検出線との相互インダクタンスをＭ、
    　前記抵抗の抵抗値をＲ、
    　前記上アームがオンからオフとなった時から、電流を検出するまでの時間をｔ、
    　前記負荷へ出力する電流値をＩｍｏｔ、
    　とした場合、前記補正する誤差量Ｖｏｕｔが
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
    であらわされる関係式を満たす、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記負荷はモータであり、
    　前記制御回路は、
    　前記直流電圧源からの直流電圧、前記モータの磁極位置、前記モータの回転数、前記モータの回転数指令値、および前記モータのトルク指令値に基づいて、前記インバータ回路の電流指令値を生成し、生成した前記電流指令値があらかじめ定められた一定値以下の場合に、前記電流検出回路により検出した電流値の補正を行わない、請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記負荷はモータであり、
    　前記制御回路は、
    　前記直流電圧源からの直流電圧、前記モータの磁極位置、前記モータの回転数、前記モータの回転数指令値、および前記モータのトルク指令値に基づいて、前記インバータ回路の電流指令値を生成し、生成した前記電流指令値と前記電流検出回路により検出された電流値とに基づいてデューティ指令を生成し、生成した前記デューティ指令があらかじめ定められた一定値以下の場合に、前記電流検出回路により検出した電流値の補正を行わない、請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御回路は、
    　前記上アームのスイッチング素子が、オンからオフに切り替わった時から、前記電流検出回路が電流を検出するまでの時間があらかじめ定められた一定値以下の場合に、前記電流検出回路により検出した電流値の補正を行わない、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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