CN116802977A - 电力变换装置 - Google Patents

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CN116802977A CN202180092270.8A CN202180092270A CN116802977A CN 116802977 A CN116802977 A CN 116802977A CN 202180092270 A CN202180092270 A CN 202180092270A CN 116802977 A CN116802977 A CN 116802977A
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Abstract

本公开的电力变换装置为一端连接于直流电压源并且在另一端连接有负载的电力变换装置，其特征在于具备：逆变器电路，具有分支和并联连接于分支的平滑电容器，将来自直流电压源的直流电压变换为交流电压并输出至负载，其中该分支是分别具有开关元件的上支路及下支路、和电阻串联连接而成的；电流检测电路，检测电阻的两端电压以检测流过电阻的电流；以及控制电路，控制逆变器电路，其中，控制电路基于逆变器电路的工作条件对由电流检测电路检测出的电流值进行校正，基于校正后的电流值控制逆变器电路。据此，能够对在电流检测电路中产生的误差进行校正。

Description

电力变换装置
技术领域
本公开涉及向连接的负载供给电力的电力变换装置。
背景技术
为了对马达等负载供给电力并控制工作，使用电力变换装置。例如，在连接有马达作为负载的情况下，为了高精度地控制马达，需要准确掌握转子的位置(角度)、利用将直流电压变换为交流电压的逆变器控制马达各相的电流。逆变器是使施加于马达各相的电压变化而调节马达电流的控制器，作为电压调整，常利用PWM(Pulse Width Modulation(脉冲宽度调制)：调整脉冲的ON/OFF(通/断)时间长度来使电压变化的方法)，利用该ON/OFF时间的比率来控制施加于马达的电压的有效值。在该控制中，由于检测流过马达的电流并反馈于逆变器的PWM工作，因此当用于控制的检测电流值与实际流过的电流值不同时，有时会无法正确控制马达，对马达的NV(Noise Vibration(噪声振动)特性造成影响。
为了高精度地检测逆变器的电流，公开有如下电流检测电路：设置生成由于电磁感应而在检测电路的传输线路产生的感应电压的反相电压的电路，并将该反相电压与由检测电路生成的电压相加以进行抵消(例如参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-40632号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
在如专利文献1所示的电力变换装置中，存在如下技术课题：为了抵消由电磁感应引起的对于电流检测电路的误差电压，需要生成使极性反转后的误差电压的电路以及进行加法运算的电路，电路规模大型化。
本公开是为了解决上述的技术课题而做出的，能够得到如下电力变换装置：即使在由于电磁感应而在电流检测电路产生了误差电压的情况下，也能够通过根据逆变器的工作状态计算该误差电压并进行校正来高精度地检测逆变器的电流，因此能够抑制逆变器的大型化并且使马达控制的精度提高。
用于解决技术课题的技术方案
本公开的电力变换装置为一端连接于直流电压源并且在另一端连接有负载的电力变换装置，具备：逆变器电路，具有分支(leg)和并联连接于分支的平滑电容器，将来自直流电压源的直流电压变换为交流电压并输出至负载，该分支是分别具有开关元件的上支路(arm)及下支路、和电阻串联连接而成的；电流检测电路，检测电阻的两端电压以检测流过电阻的电流；以及控制电路，控制逆变器电路，其中，控制电路基于逆变器电路的工作条件对由电流检测电路检测出的电流值进行校正，基于校正后的电流值控制逆变器电路。
发明效果
根据本公开的电力变换装置，能够不使电路大型化而对电流检测电路中产生的误差进行校正。
附图说明
图1为实施方式1的电力变换装置的结构图。
图2为说明实施方式1的对于电流检测电路的感应电压的图。
图3为说明实施方式1的在逆变器产生的反电动势电压的图。
图4为说明实施方式1的栅极驱动和逆变器电流检测定时的图。
图5为说明实施方式1的在电流检测电路产生的感应电压的影响的图
图6为示出实施方式1的通过理论公式得到的电流检测电路的误差电压与占空比的关系的特性图。
图7为实施方式1的判断是否需要校正的流程图。
图8为示出实施方式1的控制电路的硬件结构的一例的图。
附图标记
1：直流电压源；2：电力变换装置；3：马达；11：平滑电容器；12：逆变器电路；13a～13f：开关元件；14a～14c：电阻；15：电流检测电路；15a～15c：差动放大器；16aH、16aL、16bH、16bL、16cH、16cL：电流检测线；17：控制电路；171：误差校正电路；172：比较运算部；173：栅极驱动信号生成部
具体实施方式
实施方式1.
使用附图对本公开实施方式1的电力变换装置及使用该电力变换装置的马达系统进行说明。图1为示出实施方式1的电力变换装置及马达系统的结构图。在图1中，马达系统具备直流电压源1、电力变换装置2及作为负载的马达3。直流电压源1为输出直流电压的电压源，例如为电池等蓄电装置，但毋庸赘言，直流电压源1不限于此。
电力变换装置2的一端连接于直流电压源1，在另一端连接有作为负载的马达3。电力变换装置2通过将来自直流电压源1的直流电力变换为交流电力并输出至马达3从而使马达工作。此外，虽然在此示出了使用马达3作为负载的情况，但负载可以为任何负载。
电力变换装置2为具备平滑电容器11、逆变器电路12、电流检测电路15及控制电路17的三相逆变器电路。此外，虽然在本实施方式中示出了三相逆变器装置，但不一定必须为三相，也可以为单相或四相以上的逆变器电路。
平滑电容器11的一端连接于直流母线的正侧，另一端连接于直流母线的负侧，与直流电压源1及后述的逆变器电路12的各分支并联连接。
逆变器电路12为将从直流电压源1输出的直流电压变换为交流电压并输出的电力变换电路，具备相互并联连接的3个分支。各分支形成具有开关元件的上支路及下支路、和电阻串联连接的结构，各分支的两端连接于平滑电容器11的两端及直流电压源1的两端。在图1所示的例子中，开关元件13a、开关元件13b及电阻14a串联连接，开关元件13c、开关元件13d及电阻14b串联连接，开关元件13e、开关元件13f及电阻14c相互串联连接。开关元件13a与开关元件13b的连接点、开关元件13c与开关元件13d的连接点以及开关元件13e与开关元件13f的连接点分别连接于马达3，对马达3供给交流电流。此外，将对该逆变器电路12进行模制模块化后而得到的结构称为逆变器模块。
电流检测电路15为检测设置于逆变器电路12的各分支的电阻14a～14c的两端电压以检测流过各电阻的电流的检测电路，具备差动放大器15a～15c。对差动放大器15a连接有在开关元件13b与电阻14a之间连接的电流检测线16aH和连接于电阻14a的另一端的电流检测线16aL，在使在电流检测线16aH和电流检测线16aL产生的同相噪声抵消的同时放大在电阻14a的两端产生的电压。同样地，对差动放大器15b连接有在开关元件13d与电阻14b之间连接的电流检测线16bH和连接于电阻14b的另一端的电流检测线16bL，在使在电流检测线16bH和电流检测线16bL产生的同相噪声抵消的同时放大在电阻14b的两端产生的电压。另外，对差动放大器15c连接有在开关元件13f与电阻14c之间连接的电流检测线16cH和连接于电阻14c的另一端的电流检测线16cL，在使在电流检测线16cH和电流检测线16cL产生的同相噪声抵消的同时放大在电阻14c的两端产生的电压。此外，虽然在图1所示的电力变换装置中示出了在3个分支都设置电流检测电路的结构，但不一定必须在全部分支设置。
控制电路17为对逆变器电路12的开关工作进行控制的控制电路，基于与由电流检测电路15检测出的电流值、马达3的磁极位置、转速相关的信息进行对逆变器电路12的控制。另外，控制电路17具备：误差校正电路171，基于逆变器电路12的工作状态对由电流检测电路15检测出的电流值进行校正；比较运算部172，对由误差校正电路171校正后的电流值与电流指令值进行比较运算并生成占空比指令值；以及栅极驱动信号生成部173，根据占空比指令值生成逆变器电路12的栅极驱动定时。
控制电路17根据作为逆变器电路12的输入电压的直流电压源1的电压、来自未图示的上级控制部的马达转速指令值及转矩指令值和马达3的磁极位置及转速，生成逆变器电路12的电流指令值。在误差校正电路171中，被输入逆变器电路12的工作状态(例如电流指令值和来自比较运算部172的占空比指令值)，运算电流检测误差量，生成针对由电流检测电路15检测出的电流值校正了电流检测误差量而得到的已校正的电流值，输出至比较运算部172。比较运算部172对电流指令值与来自误差校正电路171的已校正电流进行比较运算并生成占空比指令值。栅极驱动信号生成部173基于由比较运算部172生成的占空比指令值生成驱动逆变器电路12的栅极驱动信号。此外，控制电路17可以由硬件构成，也可以由软件构成。在由硬件构成的情况下，可以使用公知的控制器及运算电路等的组合。另外，在由软件构成的情况下，例如如图8所示，能够组合使用处理器及存储器，处理器执行从存储器输入的控制程序。
马达3为连接于电力变换装置2的输出端、从电力变换装置2被供给交流电力而进行工作的负载的一例。马达3具备测量磁极位置、即在内部设置的转子的位置(角度)及转速的机构，将测量出的磁极位置及转速的信息输出至控制电路17。此外，磁极位置及转速不是必须为测量值，而可以为推定值或根据指令值计算出的值。
在此，使用逆变器电路12的电磁干扰模型对电流检测误差量的计算方法进行说明。以作为构成逆变器电路12的分支之一的由上支路的开关元件13a、下支路的开关元件13b及电阻14a构成的分支为例，在图2中示出对于电流检测电路的电磁干扰模型。此外，在其它分支中模型也是同样的，所以在此仅对由上支路的开关元件13a、下支路的开关元件13b及电阻14a构成的分支进行说明。图2所示的电磁干扰模型示出如下状态：根据上支路的开关元件13a从接通被切换为断开、马达3的电流回流至下支路而开关元件13b被切换为接通时在电阻14a的两端产生的电压来检测逆变器电路12的各相的电流。
图2的(a)为上支路的开关元件13a接通的状态，电流路径从平滑电容器11的正极侧通过上支路的开关元件13a，经过马达3返回到平滑电容器11的负极侧。图2的(b)示出从图2的(a)所示的状态到上支路的开关元件13a断开的状态，来自马达3的电流沿着经过下支路的开关元件13b、电阻14a而返回至马达3的回流路径行进。
在该开关元件13a、13b的电流路径被切换时，在从平滑电容器11经过开关元件13a、13b、电阻14a到平滑电容器的另一端的单环(one-loop)电路的电感(以下称为单环电感L1)与电流检测线16aH之间存在互感MH，因此由于电磁感应而在电流检测线16aH产生感应电压。同样地，在单环电感L1与电流检测线16aL之间也存在互感ML，因此由于电磁感应而在电流检测线16aL产生感应电压。由于互感MH与互感ML不相等，因此在同相产生的感应电压的绝对值不同，在差动放大器15a未被理想地抵消，而会产生误差电压。也就是说，能够用如下模型来表示：在由从平滑电容器11到开关元件13a、13b、电阻14a构成的单环电路的电感和电阻所构成的电路产生的电压受互感M的电磁感应而被输入到差动放大器(图2的(c))。
当将由平滑电容器11到开关元件13a、13b、电阻14a而构成的单环电路的电感设为L1，将在该电路产生的电压设为Vin，将从平滑电容器11到开关元件13a、13b的单环电路与电流检测线16aH、16aL之间的互感设为M(＝MH－ML)，将增益被设为1的差动放大器15a的由于电磁感应而产生的输出电压、即误差电压设为Vout时，Vout通过以下式(1)来表示。
[数学式1]
根据式(1)可知，互感M越小、单环电感L1越大则在差动放大器产生的感应电压越小。但是，当使逆变器模块小型化时，由平滑电容器11、开关元件13a、13b及电阻14a构成的单环电路与电流检测线16aH、16aL变得靠近，因此难以使互感M变小。另外，如果使单环电感L1变大，则会出现开关元件13a、13b的断开浪涌(OFF surge)等的影响，这也不是优选的。
然而，该由平滑电容器11到开关元件13a、13b、电阻14c构成的单环电路的电感L1与电流检测线16aH、16aL之间的互感M是由逆变器模块的配置布线的物理布局所决定的，因此如果能够根据逆变器的工作状态来求出电磁感应对电流检测电路15的影响，则能够进行对电流检测电路15中的电流检测误差进行过校正的电流检测。因此，逆变器模块的设计自由度提高并实现了小型化，由于使用更高精度的电流值，因此能够使马达3的控制性提高。
图3中示出上支路的开关元件13a从接通变成断开时在逆变器产生的反电动势电压的说明图。如图3的(a)所示，在上支路的开关元件13a从接通变成断开时，会产生用于使电流持续流过马达3的反电动势电压VR。当将从逆变器电路12输出并流至马达3的电流即马达电流设为Imot、将电阻14a的电阻值设为R、将马达3的电感设为L、将从开关元件13a由接通变成断开时到对电流进行检测为止的时间设为t、并且忽略下支路的开关元件13b的电阻分量时，反电动势电压VR能够用式(2)来表示。在此，马达电流Imot可以为来自逆变器电路12的输出电流或流经马达3的电流的实测值，也可以为由控制电路17计算的电流指令值(或对电流指令值乘以一定系数而得到的值)。
[数学式2]
根据式(2)可知，反电动势电压的峰值与马达电流Imot和电阻14a的电阻值成比例，关于时间响应，电阻14a的电阻值越大、马达3的电感越小，则变动的收敛越快(图3的(b))。通常，为了获得电磁力，马达被构成为电感大，根据抑制发热的观点，电阻被构成为使电阻值变小，因此即使在马达产生该反电动势电压，电压的时间响应也慢，不会受到如图4中说明的电流检测定时导致的影响。
然而，该反电动势电压是对于马达的电压变化，同时也是对于从平滑电容器11到开关元件13a、13b、电阻14a的单环电路的电压变化，该单环电路的电感为由逆变器模块的引线框架等构成的布线的寄生电感，因此非常小，如果上支路的开关元件13a由接通变成断开之后到对电流进行检测为止的时间短，则在单环电路内产生的电压响应会在电流检测电路15产生基于电磁感应的感应电压，因此有时会得到受到该影响后的电流检测值。因此，能够使用单环电感L1如式(3)那样地表示反电动势电压VR。
[数学式3]
图4中记载了逆变器电路的栅极驱动定时与电流检测定时的关系。在图4中，(a)记载了基准频率三角波与占空比指令大和小的情况下的关系。另外，(b)示出占空比指令小时逆变器的上支路的开关元件13a的栅极驱动定时，(c)示出占空比指令大时逆变器的上支路的开关元件13a的栅极驱动定时。都示出了对基准频率三角波与占空比指令进行比较而生成上支路的开关元件13a的栅极驱动定时，在上支路的开关元件13a断开之后的下一个基准频率三角波的山顶的定时进行电流检测。
当在向作为负载的马达3供给大电流的情况下或高速旋转时，占空比变大以使向马达3施加的平均电压变大，因此上支路的开关元件的接通时间变长，开关元件13a由接通变成断开而到检测出电流的定时为止的时间变短。因此，如果进行开关时的瞬态响应残留，则检测电流容易产生误差。
图5中示出理想状态及在电流检测电路15产生由电磁感应引起的检测误差电压的情况下根据在电阻14a产生的两端电压进行电流变换而得到的电流检测特性。在图5中，作为一例，示出逆变器中流过80A的状态，理想状态为矩形波状的电流响应。但是，在图5所示的例子中，在从平滑电容器11到开关元件13a、13b、电阻14a的单环电路产生反电动势电压，而电压响应对电流检测电路15产生电磁感应，受其影响，在电流检测定时为85.9A，可见与理想状态的电流值80A产生约6A的电流误差。
在此，使用式(1)及式(3)，用式(4)表示在对于差动放大器15a的输入所产生的由电磁感应引起的误差电压Vout。
[数学式4]
根据图5的电流的时间响应波形和式(4)可知，在开关元件13a由接通到断开之后到电流检测定时为止的时间t短、即上支路的开关元件13a的占空比大的情况下，检测误差变大。在误差校正电路171中，基于通过式(4)得到的误差电压Vout，进行对由电流检测电路15检测出的电流值的校正。在此，由于电阻14a的电阻值R、单环电感L1、互感M为由电路常数、物理布局决定的值，因此能够设为预定的系数。由此，误差校正电路171基于逆变器电路12的工作状态、在此为马达电流Imot及到电流检测定时为止的时间t，进行对由电流检测电路15检测出的电流值的校正。在比较运算部172中，基于该校正后的电流值生成占空比指令，栅极驱动信号生成部173基于生成的占空比指令生成栅极驱动信号，控制逆变器电路12
另外，能够分别根据电流指令值及占空比指令值来计算作为工作状态的马达电流Imot及时间t，因此误差校正电路171能够基于电流指令值及占空比指令值进行对由电流检测电路15检测出的电流值的校正。即，在负载为马达3的本实施方式中，利用控制电路17，基于作为逆变器电路12的输入电压的直流电压源1的电压、来自未图示的上级控制部的马达转速指令值及转矩指令值、根据马达3的磁极位置及转速计算出的逆变器电路12的电流指令值和取预定的控制周期与占空比指令值之差所得到的值的1/2，能够进行对由电流检测电路15检测出的电流值的校正。此外，在此示出了在三角波的山顶的定时进行电流检测的情况，但毋庸赘言，即使是在其它定时进行检测的情况下，也能够根据占空比指令值来计算时间t。
图6中示出由电流检测电路15获取的实验值和使用本理论公式求出的电流值偏离理想状态的量(电流误差)。实测值与根据理论公式求出的电流误差大体一致，确认了本理论公式的合理性。在误差校正电路171中，通过使用该电流检测误差对由电流检测电路15得到的电流值进行校正，从而能够得到流过马达3的正确的电流值，能够使马达控制的精度提高。
在此，根据式(4)可知，在马达电流小的情况下，或者在占空比小、对于电流检测定时能够取得足够时间、基于电磁感应的响应在一定值以下而检测误差小到能够忽略的情况下，无需进行校正。由于利用电流指令值及占空比指令值，预先通过计算来求出校正运算量，因此如果这些指令值为一定值以下使得响应在电流检测时间之前平息，则无需运算检测误差以对电流检测电路15的电流进行校正，能够减少控制部的负荷。
图7中示出判断控制电路17中是否需要校正电流检测误差的判断流程。在图7中，控制电路17根据作为逆变器电路12的输入电压的直流电压源1的电压、来自未图示的上级控制部的马达转速指令值及转矩指令值和马达3的磁极位置及转速来生成逆变器电路12的电流指令值，根据该电流指令值计算占空比指令值。在控制电路17中，在计算出的占空比指令不在预定的一定值以上的情况下，误差校正电路171不进行电流校正(步骤S101)。此处，预定的一定值是指例如根据马达控制中允许的误差范围而决定的值。接下来，在电流指令值为预定的一定值以下的情况下，误差校正电路171不进行电流校正(步骤S102)。在此与步骤S101的情况同样地，预定的一定值是指例如根据马达控制中允许的误差范围而决定的值。另外，在从上支路的开关元件13a由接通变成断开到电流检测电路15进行电流检测的定时为止的时间t小于预定的一定值的情况下，误差校正电路171不进行电流校正(步骤S103)。在此与步骤S101的情况同样地，预定的一定值是指例如根据马达控制中允许的误差范围而决定的值。像这样，在检测误差小到能够忽略的情况下，不对电流检测电路15的检测值进行校正，从而能够减轻控制电路的负荷。此外，虽然在图7所示的流程图中，设为进行S101～S103这3个判断，但不限于此，只要有S101～S103当中任意一个以上的判断步骤即可。
关于电磁感应对电流检测特性的影响，虽然利用构成逆变器电路12的由开关元件13a、13b、电阻14a构成的分支和与之对应的构成电流检测电路15的差动放大器15a、电流检测线16aH、16aL之间的关系来进行了说明，但对于其它分支(其它相)也是同样的，仅有电流相位不同。
在本实施方式所示的电力变换装置中，通过采用如上述那样的结构及工作，即使在由于电磁感应而在电流检测电路产生了误差电压的情况下，也能够通过根据逆变器的工作状态计算该误差电压并进行校正来高精度地检测逆变器的电流。因此，能够得到抑制逆变器的大型化并且能够使马达控制的精度提高的电力变换装置。另外，根据工作状态判断是否为检测误差小到能够忽略的情况，在检测误差小到能够忽略的情况下，不对电流检测电路的检测值进行校正，从而能够减轻控制电路的负荷。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，一端连接于直流电压源并且在另一端连接有负载，该电力变换装置具备：
逆变器电路，具有分支和并联连接于所述分支的平滑电容器，将来自所述直流电压源的直流电压变换为交流电压并输出至所述负载，其中该分支是分别具有开关元件的上支路及下支路、和电阻串联连接而成的；
电流检测电路，检测所述电阻的两端电压以检测流过所述电阻的电流；以及
控制电路，控制所述逆变器电路，
其中，所述控制电路基于所述逆变器电路的工作状态对由所述电流检测电路检测出的电流值进行校正，基于校正后的所述电流值控制所述逆变器电路。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路基于与向所述负载输出的电流相关的指令值即电流指令值和与所述开关元件的占空比相关的指令值即占空比指令值，对由所述电流检测电路检测出的电流值进行校正。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路基于单环电感、互感和所述电阻的电阻值来计算预定的系数，基于所述系数对由所述电流检测电路检测出的电流值进行校正，基于校正后的电流值控制所述逆变器电路，
其中所述单环电感为具有所述平滑电容器、所述上支路、所述下支路以及所述电阻的单环电路的电感，所述互感为所述单环电路与所述电流检测电路的电流检测线的互感。
4.根据权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其中，
在所述控制电路中，
在将具有所述平滑电容器、所述上支路、所述下支路以及所述电阻的单环电路的电感即单环电感设为L1、
将所述单环电路与所述电流检测电路的电流检测线的互感设为M、
将所述电阻的电阻值设为R、
将从所述上支路由接通变成断开时到对电流进行检测为止的时间设为t、
将向所述负载输出的电流值设为Imot的情况下，
所述校正的误差量Vout满足用下式表示的关系式：
5.根据权利要求1～4中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述负载为马达，
所述控制电路基于来自所述直流电压源的直流电压、所述马达的磁极位置、所述马达的转速、所述马达的转速指令值以及所述马达的转矩指令值，生成所述逆变器电路的电流指令值，在生成的所述电流指令值为预定的一定值以下的情况下，不进行对由所述电流检测电路检测出的电流值的校正。
6.根据权利要求1～5中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述负载为马达，
所述控制电路基于来自所述直流电压源的直流电压、所述马达的磁极位置、所述马达的转速、所述马达的转速指令值以及所述马达的转矩指令值，生成所述逆变器电路的电流指令值，基于生成的所述电流指令值和由所述电流检测电路检测出的电流值生成占空比指令，在生成的所述占空比指令为预定的一定值以下的情况下，不进行对由所述电流检测电路检测出的电流值的校正。
7.根据权利要求1～6中任意一项所述的电力变换装置，其中，
在从所述上支路的开关元件从接通切换为断开时直到所述电流检测电路对电流进行检测为止的时间为预定的一定值以下的情况下，所述控制电路不进行对由所述电流检测电路检测出的电流值的校正。
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