WO2022162989A1 - 電動機の制御装置 - Google Patents

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rotor
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健太郎 松尾
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Hitachi Astemo Ltd
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
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    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor control device.
  • a permanent magnet synchronous motor is designed so that the magnetic flux produced by the stator and the magnetic flux produced by the rotor are sine waves.
  • harmonics synchronized with the rotor position (the phase of the rotor as seen from the stator) are superimposed on the interlinking magnetic flux due to the structure of the stator teeth, the arrangement of the rotor magnets, and the like. This distorts the interlinkage magnetic flux, which causes motor noise and torque pulsation.
  • an electric motor is mounted on an electric vehicle, the drivability and marketability of the vehicle deteriorate.
  • the distortion of the interlinking magnetic flux appears as the distortion of the induced voltage.
  • the harmonic voltage contained in the induced voltage is generated in synchronization with the phase of the rotor. Therefore, distortion can be suppressed by superimposing a harmonic voltage of opposite phase based on the phase of the rotor by an inverter (controller), and noise and torque pulsation generated from the motor can be suppressed.
  • an inverter controller
  • noise and torque pulsation generated from the motor can be suppressed.
  • Patent Literature 1 The invention described in Patent Literature 1 is a technique that calculates an anti-phase harmonic voltage based on the phase of the rotor and superimposes it on the voltage command value on the two-phase fixed coordinates.
  • PWM phase lag compensation for superimposed harmonic voltages in the controller Therefore, it is difficult to correctly superimpose the harmonic voltages at high motor speeds.
  • the problem to be solved by the present invention is to superimpose the anti-phase harmonic voltage superimposed by the controller in order to suppress the noise and torque pulsation generated from the electric motor without phase delay.
  • a control apparatus for an electric motor includes: a harmonic voltage calculation unit for calculating a harmonic voltage to be added to a fundamental wave voltage command value on a two-phase rotating coordinate system synchronized with a rotor phase; a harmonic phase delay compensating section for compensating for a phase delay during calculation in the section based on the harmonic order of the harmonic voltage and the electrical angle frequency of the fundamental voltage.
  • FIG. 3 is a processing block diagram illustrating conventional processing of the controller 104; It is a figure which shows the principle of PWM phase lag compensation.
  • 3 is a processing block diagram of a harmonic superimposing unit 211; FIG. It is a simulation waveform in conventional processing of the controller 104 .
  • FIG. 3 is a processing block diagram for explaining the processing of the controller 104 according to the present invention; It is a simulation waveform in the processing of the controller 104 according to the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic circuit configuration of a power converter.
  • the power conversion device for the electric motor 102 is mainly composed of an inverter 101, a battery 103, a controller 104, and the like.
  • Inverter 101 is a three-phase voltage source two-level inverter.
  • the electric motor 102 is connected to the drive mechanism of the electric vehicle system, and the electric motor 102 rotates to propel the vehicle.
  • the electric motor 102 of this embodiment is an AC electric motor, which is a three-phase interior permanent magnet type synchronous motor (IPMSM).
  • the electric motor 102 interacts with a magnetic flux generated by a permanent magnet provided in a rotor (not shown) and a magnetic field generated by currents iu, iv, and iw flowing through three-phase windings 105, 106, and 107 fixed to the armature. It works by iu, iv, and iw are the U-phase current, V-phase current, and W-phase current, respectively.
  • a permanent magnet synchronous motor is used for explanation, but the present invention can also be applied to other synchronous motors such as wound field synchronous motors.
  • the electric motor 102 is equipped with a magnetic pole position sensor 108 .
  • the magnetic pole position sensor 108 has a function of detecting the magnetic pole position of the rotor of the electric motor 102 as a phase with respect to the stator.
  • Magnetic pole position sensor 108 outputs rotor phase 109 ( ⁇ ), which is input to controller 104 .
  • the processing in the controller 104 for the rotor phase 109( ⁇ ) will be described later with reference to FIG.
  • the magnetic pole position sensor 108 can be configured by a resolver, rotary encoder, absolute encoder, or the like.
  • Current sensor 110 detects currents flowing through windings 105, 106 and 107, and based on this, U-phase current sensor signal 111 (signal indicating current iu), V-phase current sensor signal 112 (signal indicating current iv), W A phase current sensor signal 113 (a signal indicating the current iw) is output and input to the controller 104 . Processing of current sensor signals 111, 112, and 113 in controller 104 will also be described later with reference to FIG.
  • the inverter 101 includes switching elements 114, 115, 116, 117, 118, 119 and freewheeling diodes 120, 121, 122, 123, 124, 125.
  • the switching elements 114 to 119 of this embodiment are Si-IGBTs and include gate terminals, collector terminals, and emitter terminals. Freewheeling diodes 120-125 are connected between respective collector and emitter terminals of switching elements 114-119. The freewheeling diodes 120-125 allow current to flow through the freewheeling diodes 120-125 when the potential of the collector terminals of the switching elements 114-119 is higher than that of the emitter terminals of the switching elements 114-119, thereby preventing a high reverse voltage from being applied to the switching elements 114-119.
  • the inverter circuit is not limited to the combination of the Si-IGBT and the free wheel diode, and may be configured by other semiconductor elements.
  • the ON/OFF switching of the switching elements 114-119 is performed by gate drive signals 126, 127, 128, 129, 130, 131 connected to the gate terminals of the respective switching elements 114-119.
  • a gate signal 132 that is the basis of each of the gate drive signals 126 to 131 is generated by the controller 104 and output to the gate drive circuit 135 .
  • the gate drive circuit 135 converts the gate signal 132 into a potential required to turn on and off the switching elements 114, 115, 116, 117, 118, and 119 to generate the gate drive signals 126, 127, 128, 129, and 130. , 131.
  • Generation of gate signal 132 in controller 104 will be described later with reference to FIG.
  • the emitter terminal of the switching element 114 and the collector terminal of the switching element 115 are connected to each other, and the connection point is connected to the winding 105 to flow the current iu.
  • the emitter terminal of switching element 116 and the collector terminal of switching element 117 are connected to each other, and the connection point is connected to winding 106 to allow current iv to flow.
  • the emitter terminal of switching element 118 and the collector terminal of switching element 119 are connected to each other, and the connection point is connected to winding 107 to allow current iw to flow.
  • the collector terminals of the switching elements 114 , 116 and 118 are connected together and connected to the high potential DC wiring 133 .
  • the emitter terminals of the switching elements 115 , 117 , 119 are connected to each other and connected to the low-potential DC wiring 134 .
  • the controller 104 Based on the generated gate signal 132, the controller 104 turns on and off the switching elements 114, 115, 116, 117, 118, and 119 at appropriate timings, and the current iu flowing through the windings 105, 106, and 107 is , iv, and iw to realize rotation control of the electric motor 102 .
  • the gating signal 132 is in the form of a PWM (Pulse Width Modulated) signal such that the currents iu, iv, iw are sinusoidal signals that are 120 degrees out of phase with each other.
  • the voltage sensor 136 is connected to the high-potential DC wiring 133 and the low-potential DC wiring 134 and detects the potential difference between them. Since the potential difference between the high-potential DC wiring 133 and the low-potential DC wiring 134 is normally a high voltage of 100 V or more, the voltage sensor 136 generates a DC voltage sensor signal 137 (Vdc) converted to a low voltage detectable by the controller 104. and input to the controller 104 .
  • Vdc DC voltage sensor signal 137
  • a smoothing capacitor 138 included in the inverter 101 is connected between the high potential DC wiring 133 and the low potential DC wiring 134 .
  • the smoothing capacitor 138 functions to suppress pulsation of the DC voltage generated by the switching operations of the switching elements 114-119.
  • the high potential side terminal of the battery 103 and the high potential DC wiring 133 are connected to the battery 103, and the low potential side terminal of the battery 103 and the low potential DC wiring 134 are connected. Thereby, it functions as a DC power supply that supplies power to the inverter 101 and the electric motor 102 .
  • the controller 104 receives a torque command 139 (T*) given from a vehicle host controller such as an ECU (Electronic Control Unit).
  • the controller 104 performs torque control of the electric motor 102 based on this torque command 139 (T*).
  • the rotor temperature of the electric motor 102 is input to the controller 104 .
  • the rotor temperature is desirably detected by a temperature sensor, but may be configured to use a temperature estimated by a known method.
  • FIG. 2 is a processing block diagram illustrating conventional processing of the controller 104.
  • the processing blocks of the controller 104 include a current command calculation unit 201, a three-phase two-phase conversion unit 202, a current control unit 203, a two-phase three-phase conversion unit 204, a speed calculation unit 205, and a PWM gate control signal generation unit ( control signal generator) 206 , deviation calculator 207 , deviation calculator 208 , PWM phase lag compensator 209 , and harmonic superimposer 211 .
  • the current command calculator 201, the three-phase two-phase converter 202, the current controller 203, the two-phase three-phase converter 204, the deviation calculator 207, and the deviation calculator 208 form a three-phase voltage command value generator.
  • the controller 104 controls the rotation by supplying three-phase currents iu, iv, and iw to the electric motor 102. Inside the controller 104, the rotor phase represented by the d-axis and the q-axis is changed from the three-phase fixed coordinates. A so-called current vector control method is used in which processing is performed in a coordinate system converted into synchronized two-phase rotating coordinates.
  • a current command calculation unit 201 calculates a d-axis current command value id* and a q-axis current command value iq*.
  • a torque command 139 (T*), a rotational angular velocity ⁇ , and a DC voltage sensor signal 137 (Vdc) are input to a current command calculation unit 201, and a d-axis current command value id* and a q-axis current command value iq* are obtained. calculated.
  • the rotational angular velocity ⁇ is calculated by the speed calculator 205 based on the rotor phase 109 ( ⁇ ).
  • a three-phase to two-phase conversion unit 202 performs coordinate conversion of the current sensor signals 111 (iu), 112 (iv), and 113 (iw) to the d-axis and the q-axis based on the information of the rotor phase 109 ( ⁇ ). to output the d-axis detection current id and the q-axis detection current iq.
  • a deviation calculator 207 calculates the deviation between the d-axis current command value id* output from the current command calculation unit 201 and the d-axis detection current id output from the three-phase to two-phase conversion unit 202, and calculates the d-axis current deviation. ⁇ id is output to current control section 203 .
  • a deviation calculator 208 computes the deviation between the q-axis current command value iq* output from the current command computation unit 201 and the q-axis detection current iq output from the three-phase to two-phase conversion unit 202 to obtain a q-axis current deviation ⁇ iq. is output to the current control unit 203 .
  • the current control unit 203 performs feedback control so that the d-axis current deviation ⁇ id and the q-axis current deviation ⁇ iq that indicate the deviation between the command value that is the target value and the measured value that is the output value become zero, and the output value is A d-axis voltage command Vd* and a q-axis voltage command Vq*, which are voltage commands for updating, are calculated and output.
  • Feedback control in the current control unit 203 is performed by PI control, for example.
  • the adder 212 adds Vd* and Vdhrm* output from the harmonic superimposer 211, which will be described later, and outputs a new d-axis voltage command value Vd**.
  • Adder 213 adds Vq* and Vqhrm* output from harmonic superimposer 211, which will be described later, and outputs a new q-axis voltage command value Vq**.
  • Vd** and Vq** are input to a two-to-three-phase converter 204, which calculates and outputs three-phase voltage command values Vu*, Vv*, and Vw* based on the corrected rotor phase 210 ( ⁇ delay). do.
  • the corrected rotor phase 210 ( ⁇ delay) input to the two-to-three-phase converter 204 is calculated by the PWM phase delay compensator 209 as shown in Equations (1) and (2).
  • ⁇ delay ⁇ + ⁇ Tdelay (1)
  • Tdelay Ts[n]+0.5Ts[n+1] (2)
  • Tdelay is the control delay time
  • Ts[n] is the current control cycle (carrier cycle)
  • Ts[n+1] is the control cycle for the next interrupt.
  • PWM phase lag compensation which is a technology related to the present invention, will be described.
  • the coordinate conversion is performed by estimating the rotor phase advanced during the control delay time. It is a function to perform. The reason why the control delay time occurs and the method of compensation will be explained below.
  • FIG. 3 shows an example of the relationship between the operation timing of the controller 4 (phase current and rotor phase detection and current control, PWM duty update), rotor phase, and control delay time when the horizontal axis is time. .
  • the detection timing of the DC voltage sensor signal 137 (Vdc) used for PWM duty calculation is omitted.
  • the PWM duty update timing is delayed by the current control period Ts[n] with respect to the detection of the phase current and rotor phase.
  • the PWM duty is constant during the period of the control cycle Ts[n+1] at the time of the next interrupt, and it is necessary to set the average PWM duty during this period. Therefore, the control delay time Tdelay from the detection of the phase current and rotor phase to the update of the PWM duty is expressed by Equation (2) described above.
  • the rotor phase difference ⁇ diff progressing during Tdelay can be calculated as shown in Equation (3).
  • a PWM gate control signal generator (control signal generator) 206 calculates a PWM duty from the three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw* and Vdc. By comparing the PWM duty with a carrier wave (not shown), six gate signals 132 that are PWM signals are generated and output to the gate drive circuit 135 .
  • FIG. 4 is a processing block diagram of the harmonic superimposing unit 211.
  • a d-axis harmonic voltage command value Vdhrm* and a q-axis harmonic voltage command value Vqhrm* are output by the calculations of equations (4) and (5).
  • Vdhrm* ⁇ (Adi ⁇ SIN(ni( ⁇ + ⁇ i))
  • Vqhrm* ⁇ (Aqi ⁇ SIN(ni( ⁇ + ⁇ i)) (5)
  • Adi is the d-axis harmonic voltage amplitude
  • Aqi is the q-axis harmonic voltage amplitude
  • ni is the harmonic order
  • ⁇ i is the harmonic voltage phase.
  • Vdhrm* and Vqhrm* are signals obtained by synthesizing harmonic voltages of a plurality of orders, and the harmonic voltage to be superimposed is selected according to the harmonic voltage contained in the induced voltage of the motor.
  • the harmonic voltage contained in the induced voltage is mainly 6n ⁇ 1 order on fixed coordinates (n is a natural number excluding 0, in the case of three-phase equilibrium), and 6n on rotating coordinates synchronized with the rotor phase. Next. Therefore, the harmonic to be superimposed should be selected to be the 6nth order.
  • Adi, Aqi and ⁇ i are set so as to cancel the harmonic voltage superimposed on the induced voltage. These values may not be constant values, but may be changed using a lookup table or the like depending on torque, current, number of revolutions, and the like.
  • FIG. 5 shows waveforms (simulation waveforms) of the U-phase current iu and the q-axis harmonic voltage Vqhrm when the harmonic voltage is superimposed only on the q-axis in the conventional processing of the controller 104 shown in FIG.
  • the dotted line represents the waveform in the ideal state
  • the dotted line represents the waveform in the conventional control.
  • two results of 300 rpm and 3000 rpm are compared.
  • the ideal state shows the analytical results in a continuous system.
  • simulation was performed using a model that takes into consideration the delay due to discrete control without simulating the PWM control of the inverter.
  • the control period is 10 kHz.
  • the conventional control q-axis harmonic voltage lags behind the ideal state, but there is no significant lag. Therefore, it can be seen that there is no large difference in the U-phase current between the ideal state and the conventional control.
  • the q-axis harmonic voltage under conventional control lags significantly behind the ideal state, so it can be seen that there is a large difference in the U-phase current as well.
  • the harmonic voltage to be superimposed cannot be correctly superimposed as the motor speed increases.
  • noise and torque pulsation generated from the electric motor cannot be suppressed, and depending on the magnitude of the lag phase, the noise and torque pulsation may be amplified.
  • FIG. 6 is a processing block diagram explaining the processing of the controller 104 according to the present invention.
  • FIG. 6 has a configuration in which a harmonic phase delay compensator 601 is added to FIG.
  • Vdhrm* ⁇ (Adi ⁇ SIN(ni( ⁇ + ⁇ Tdelay+ ⁇ i)) (7)
  • Vqhrm* ⁇ (Aqi ⁇ SIN(ni( ⁇ + ⁇ Tdelay+ ⁇ i)) (8)
  • the above formula can be transformed as follows using formula (1).
  • Vdhrm* ⁇ (Adi ⁇ SIN(ni( ⁇ delay+ ⁇ i)) (9)
  • Vqhrm* ⁇ (Aqi ⁇ SIN(ni( ⁇ delay+ ⁇ i)) (10)
  • phase delay compensation for harmonics can be realized by replacing the input ⁇ in FIG.
  • Vdhrm* and Vqhrm* calculated as described above are added to the dq-axis voltage commands on the rotating coordinates, respectively, and converted into three-phase voltage command values by the two-to-three-phase converter 204 .
  • phase delay compensation by the harmonic phase delay compensator 601 and phase delay compensation by the two-to-three-phase converter 204 and the PWM phase delay compensator 209 are doubled with respect to the superimposed harmonic voltage command. This principle will be explained below.
  • Vdhrm Ad ⁇ SIN(n( ⁇ + ⁇ )) (11)
  • Vqhrm Aq ⁇ SIN(n( ⁇ + ⁇ )) (12)
  • Phase voltages Vu, Vv, and Vw after harmonic superimposition can be expressed as follows.
  • phase lag compensation by the harmonic phase lag compensator 601 and phase lag compensation by the two-to-three phase converter 204 and the PWM phase lag compensator 209 are required.
  • FIG. 7 shows waveforms (simulated waveforms) of the U-phase current iu and the q-axis harmonic voltage Vqhrm when the harmonic voltage is superimposed only on the q-axis in the processing of the present invention by the controller 104 shown in FIG. ing. Simulation conditions are the same as those shown in FIG.
  • the q-axis harmonic voltage of the control of the present invention does not lag behind the ideal state. Therefore, although there is a difference in the U-phase current due to the discretization error, it can be seen that there is no large difference between the ideal state and the control of the present invention.
  • the motor control apparatus includes: a harmonic voltage calculation unit for calculating a harmonic voltage to be added to a fundamental voltage command value on a two-phase rotating coordinate system synchronized with a rotor phase; a harmonic phase delay compensator for compensating a phase delay during calculation in the wave voltage calculator based on the harmonic order of the harmonic voltage and the electrical angle frequency of the fundamental voltage.
  • 101 inverter, 102: electric motor, 103: battery, 104: controller, 105 to 107: three-phase winding, 108: magnetic pole position sensor, 109: rotor phase, 110: current sensor, 111: U-phase current sensor signal, 112: V-phase current sensor signal, 113: W-phase current sensor signal, 114-119: switching element, 120-125: IGBT, 126-131: gate drive signal, 132: gate signal, 133: high potential DC wiring, 134 : low potential DC wiring, 135: gate drive circuit, 136: voltage sensor, 137: DC voltage sensor signal, 138: smoothing capacitor, 139: torque command, 201: current command calculation unit, 202: three-phase to two-phase conversion unit, 203: current control unit, 204: two-phase three-phase conversion unit, 205: speed calculation unit, 206: PWM gate control signal generation unit (control signal generation unit), 207: deviation calculator, 208: deviation calculator, 209: PWM phase lag compensator, 211

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Abstract

電動機の制御装置は、基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備える。

Description

電動機の制御装置
　本発明は、電動機の制御装置に関する。
　永久磁石同期電動機は、固定子が作る磁束と回転子が作る磁束が正弦波となるように設計されている。しかし、多くの電動機では固定子のティースの構造や、回転子の磁石の配置方法等により鎖交磁束に回転子位置（固定子から見た回転子の位相）に同期した高調波が重畳する。これにより鎖交磁束がひずむため、電動機のノイズやトルク脈動の原因となる。電動機を電気自動車に搭載する場合、車両の運転性や商品性が悪化する。
　鎖交磁束のひずみは、誘起電圧のひずみとして現れる。また、誘起電圧に含まれる高調波電圧は回転子の位相に同期して発生する。従って、回転子の位相をもとに逆位相の高調波電圧をインバータ（制御器）によって重畳することでひずみを抑制でき、電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制することができる。このような従来技術としては、例えば特許文献１に記載されている。
日本国特開２００４－０３２９４４号公報
　回転子の位相をもとに電圧指令値を生成する場合、回転子の位相を検出してからインバータの電圧に反映されるまでの遅れ時間を考慮する必要がある。遅れ時間の間に回転子の位相が進むためである。電流ベクトル制御では、電流制御器が生成した回転座標上での電圧指令値を固定座標上の電圧指令値に座標変換する際に、検出した回転子の位相の遅れを補償している。以降はこれをＰＷＭ位相遅れ補償と表現する。ＰＷＭ位相遅れ補償は基本波電圧に対しての補償であり、制御器で重畳する高調波電圧に対しては機能しない。
　特許文献１に記載の発明は、逆位相の高調波電圧を回転子の位相をもとに演算し、二相の固定座標上の電圧指令値へ重畳する技術である。しかし、制御器で重畳する高調波電圧に対するＰＷＭ位相遅れ補償が存在しない。従って、電動機の速度が高い場合には高調波電圧を正しく重畳することが難しい。
　本発明が解決しようとする課題は、電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することである。
　そこで本発明に係る電動機の制御装置は、基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備える。
　電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することが可能となる。
電力変換装置の概略回路構成を示す図である。 コントローラ１０４の従来処理を説明する処理ブロック図である。 ＰＷＭ位相遅れ補償の原理を示す図である。 高調波重畳器２１１の処理ブロック図である。 コントローラ１０４の従来処理でのシミュレーション波形である。 コントローラ１０４の本発明での処理を説明する処理ブロック図である。 コントローラ１０４の本発明での処理でのシミュレーション波形である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　図１は、電力変換装置の概略回路構成を示す図である。図１において、電動機１０２の電力変換装置は、主にインバータ１０１、バッテリ１０３、コントローラ１０４などから構成される。インバータ１０１は、三相電圧形２レベルインバータである。
　電動機１０２は、電動車両システムの駆動機構と接続されており、電動機１０２が回転することにより車両を推進させる。本実施例の電動機１０２は交流電動機であり、三相埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である。電動機１０２は図示しない回転子に設けられた永久磁石から発生する磁束と、電機子に固定された三相巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗにより発生する磁界との相互作用により動作する。ｉｕ、ｉｖ、ｉｗはそれぞれＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流である。なお本実施例では永久磁石同期電動機を用いて説明するが、巻線界磁同期電動機などの他の同期電動機であっても本発明は成立する。
　電動機１０２は磁極位置センサ１０８を備える。磁極位置センサ１０８は電動機１０２の回転子の磁極位置を固定子に対する位相として検出する機能を有する。磁極位置センサ１０８は回転子位相１０９（θ）を出力し、回転子位相１０９はコントローラ１０４に入力される。回転子位相１０９（θ）についてのコントローラ１０４における処理は図２を用いて後述する。磁極位置センサ１０８としては、レゾルバ、ロータリーエンコーダ、アブソリュートエンコーダなどによって構成することができる。
　電流センサ１１０は巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流を検出し、それに基づいてＵ相電流センサ信号１１１（電流ｉｕを示す信号）、Ｖ相電流センサ信号１１２（電流ｉｖを示す信号）、Ｗ相電流センサ信号１１３（電流ｉｗを示す信号）を出力し、コントローラ１０４に入力する。電流センサ信号１１１、１１２、１１３のコントローラ１０４における処理も図２を用いて後述する。
　インバータ１０１は、スイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９と還流ダイオード１２０、１２１、１２２、１２３、１２４、１２５を含む。本実施例のスイッチング素子１１４～１１９は、Ｓｉ－ＩＧＢＴであり、ゲート端子、コレクタ端子、エミッタ端子を含む。還流ダイオード１２０～１２５は、スイッチング素子１１４～１１９のそれぞれのコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続される。還流ダイオード１２０～１２５は、スイッチング素子１１４～１１９のコレクタ端子がエミッタ端子より高電位となる場合、還流ダイオード１２０～１２５を通じて電流を流し、スイッチング素子１１４～１１９に高い逆電圧がかかることを防止する。ただし、Ｓｉ－ＩＧＢＴと還流ダイオードとの組み合わせに限られず、その他の半導体素子によってインバータ回路を構成してもよい。
　スイッチング素子１１４～１１９のオンとオフの切替えは、それぞれのスイッチング素子１１４～１１９のゲート端子に接続されるゲートドライブ信号１２６、１２７、１２８、１２９、１３０、１３１によって行われる。それぞれのゲートドライブ信号１２６～１３１の元になるゲート信号１３２は、コントローラ１０４により生成されゲートドライブ回路１３５に出力される。ゲートドライブ回路１３５は、ゲート信号１３２をスイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９のオンとオフの切り替えに必要な電位に変換して、ゲートドライブ信号１２６、１２７、１２８、１２９、１３０、１３１を出力する。コントローラ１０４におけるゲート信号１３２の生成は図２を用いて後述する。
　スイッチング素子１１４のエミッタ端子とスイッチング素子１１５のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０５に接続され電流ｉｕを流す。スイッチング素子１１６のエミッタ端子とスイッチング素子１１７のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０６に接続され電流ｉｖを流す。スイッチング素子１１８のエミッタ端子とスイッチング素子１１９のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０７に接続され電流ｉｗを流す。スイッチング素子１１４、１１６、１１８のコレクタ端子は互いに接続されて高電位ＤＣ配線１３３に接続される。また、スイッチング素子１１５、１１７、１１９のエミッタ端子は互いに接続されて低電位ＤＣ配線１３４に接続される。
　これによりコントローラ１０４は、生成したゲート信号１３２をもとにスイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９のオンとオフを適切なタイミングで行い、巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御し電動機１０２の回転制御を実現する。ゲート信号１３２は電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが互いに１２０度位相の異なる正弦波状の信号になるようＰＷＭ（パルス幅変調）信号の形態を成す。
　電圧センサ１３６は、高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４に接続され、これらの電位差を検出する。高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４の電位差は通常例えば１００Ｖ以上の高電圧であるため、電圧センサ１３６はコントローラ１０４が検出可能な低電圧に変換したＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）を生成しコントローラ１０４に入力する。
　インバータ１０１に含まれる平滑コンデンサ１３８は、高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４の間に接続される。平滑コンデンサ１３８は、スイッチング素子１１４～１１９のスイッチング動作により発生するＤＣ電圧の脈動を抑制する働きがある。
　バッテリ１０３は、バッテリ１０３の高電位側の端子と高電位ＤＣ配線１３３とが接続され、バッテリ１０３の低電位側の端子と低電位ＤＣ配線１３４とが接続される。これにより、インバータ１０１や電動機１０２に電力を供給する直流電源として機能する。
　コントローラ１０４には、例えばＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）などの車両の上位コントローラから与えられるトルク指令１３９（Ｔ＊）が入力される。このトルク指令１３９（Ｔ＊）をもとにコントローラ１０４は電動機１０２のトルク制御を行う。また、図１には図示されていないが、コントローラ１０４には、電動機１０２の回転子温度が入力される。回転子温度は、温度センサにより検出することが望ましいが、公知の方法によって推定された温度を用いる構成としてもよい。
　図２は、コントローラ１０４の従来処理を説明する処理ブロック図である。図２において、コントローラ１０４の処理ブロックは、電流指令演算部２０１、三相二相変換部２０２、電流制御部２０３、二相三相変換部２０４、速度演算部２０５、ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）２０６、偏差算出器２０７、偏差算出器２０８、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９、高調波重畳器２１１を含む。電流指令演算部２０１、三相二相変換部２０２、電流制御部２０３、二相三相変換部２０４、偏差算出器２０７及び偏差算出器２０８により、三相電圧指令値生成部が形成される。
　コントローラ１０４は、電動機１０２に三相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流して回転制御を行うが、コントローラ１０４の内部では三相の固定座標から、ｄ軸とｑ軸で表される回転子位相に同期した二相の回転座標に変換した座標系にて処理する、いわゆる電流ベクトル制御方式の手法が用いられる。
　電流指令演算部２０１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を算出する。電流指令演算部２０１にはトルク指令１３９（Ｔ＊）と、回転角速度ωと、ＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）とが入力され、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が演算される。回転角速度ωは、回転子位相１０９（θ）をもとに速度演算部２０５で演算される。
　三相二相変換部２０２は、電流センサ信号１１１（ｉｕ）、１１２（ｉｖ）、１１３（ｉｗ）について、回転子位相１０９（θ）の情報をもとにｄ軸及びｑ軸への座標変換を行い、ｄ軸検出電流ｉｄとｑ軸検出電流ｉｑを出力する。
　偏差算出器２０７は、電流指令演算部２０１から出力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊と三相二相変換部２０２から出力されるｄ軸検出電流ｉｄとの偏差を演算し、ｄ軸電流偏差Δｉｄを電流制御部２０３に出力する。偏差算出器２０８は、電流指令演算部２０１から出力されるｑ軸電流指令値ｉｑ＊と三相二相変換部２０２から出力されるｑ軸検出電流ｉｑの偏差を演算し、ｑ軸電流偏差Δｉｑを電流制御部２０３に出力する。
　電流制御部２０３は、目標値である指令値と出力値である測定値との偏差を示すｄ軸電流偏差Δｉｄとｑ軸電流偏差Δｉｑとがゼロになるようにフィードバック制御を行い、出力値を更新するために電圧指令であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算し出力する。電流制御部２０３におけるフィードバック制御は例えばＰＩ制御で行われる。
　加算器２１２は、Ｖｄ＊と、後述する高調波重畳器２１１から出力されるＶｄｈｒｍ＊を加算し、新しいｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を出力する。加算器２１３は、Ｖｑ＊と後述する高調波重畳器２１１から出力されるＶｑｈｒｍ＊を加算し、新しいｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を出力する。
　Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊は、二相三相変換部２０４に入力され、補正後回転子位相２１０（θｄｅｌａｙ）をもとに三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算し出力する。
　二相三相変換部２０４に入力される補正後回転子位相２１０（θｄｅｌａｙ）は、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９により式（１）、式（２）のように演算される。
　θｄｅｌａｙ＝θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ　　　・・・（１）
　Ｔｄｅｌａｙ＝Ｔｓ［ｎ］＋０．５Ｔｓ［ｎ＋１］　　　・・・（２）
　ただし、式（１）、式（２）において、Ｔｄｅｌａｙは制御遅れ時間、Ｔｓ［ｎ］は現在の制御周期（キャリア周期）、Ｔｓ［ｎ＋１］は次回割り込み時の制御周期である。
　ここで本発明に関わる技術である、ＰＷＭ位相遅れ補償について説明する。ＰＷＭ位相遅れ補償は、回転子位相に同期した回転座標上の電圧指令値をＵＶＷ固定座標上の値に変換する際に、制御遅れ時間の間に進んだ回転子位相を推定して座標変換を行う機能である。以下、制御遅れ時間が生じる理由と補償の方法について解説する。
　図３は横軸を時間としたときの、コントローラ４の動作タイミング（相電流および回転子位相の検出と電流制御、ＰＷＭ　ｄｕｔｙ更新）と回転子位相の関係および制御遅れ時間の一例を表している。ただし、ＰＷＭ　ｄｕｔｙ算出に用いるＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）の検出タイミングは省略している。図３で示す通り、相電流と回転子位相の検出に対し、ＰＷＭ　ｄｕｔｙの更新タイミングは現在の制御周期Ｔｓ［ｎ］だけ遅れる。また、次回割り込み時の制御周期Ｔｓ［ｎ＋１］の期間中ＰＷＭｄｕｔｙは一定であり、この期間中の平均のＰＷＭ　ｄｕｔｙを設定する必要がある。従って、相電流および回転子位相の検出からＰＷＭ　ｄｕｔｙ更新までの制御遅れ時間Ｔｄｅｌａｙは前述した式（２）で表される。
　回転角速度ωの変化が遅く、制御遅れ時間Ｔｄｅｌａｙの間に変化しないとすれば、Ｔｄｅｌａｙ間に進む回転子位相差θｄｉｆｆは式（３）のように計算できる。
　θｄｉｆｆ＝ω×Ｔｄｅｌａｙ　　　・・・（３）
　検出した回転子位相θにθｄｉｆｆを加算することで、ＰＷＭ　ｄｕｔｙ更新時の回転子位相θｄｅｌａｙを式（１）のように推定できる。以上がＰＷＭ位相遅れ補償の原理である。
　ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）２０６は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とＶｄｃによりＰＷＭ　ｄｕｔｙを演算する。そして、ＰＷＭ　ｄｕｔｙと図示しないキャリア搬送波との比較により、ＰＷＭ信号である６本のゲート信号１３２を生成しゲートドライブ回路１３５に出力する。
　図４は高調波重畳器２１１の処理ブロック図である。式（４）、式（５）の演算によりｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｈｒｍ＊とｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｈｒｍ＊を出力する。
　Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋Φｉ））　　　・・・（４）
　Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋Φｉ））　　　・・・（５）
　ただし、式（４）、式（５）において、Ａｄｉはｄ軸高調波電圧振幅、Ａｑｉはｑ軸高調波電圧振幅、ｎｉは高調波次数、Φｉは高調波電圧位相である。また、ｉは１～ｍの整数である。Ｖｄｈｒｍ＊とＶｑｈｒｍ＊は複数次数の高調波電圧を合成した信号となっており、電動機の誘起電圧に含まれる高調波電圧に応じて、重畳する高調波電圧を選択する。また、誘起電圧に含まれる高調波電圧は、主に固定座標上で６ｎ±１次（ｎは０を除く自然数、三相平衡の場合）であり、回転子位相に同期した回転座標上では６ｎ次となる。従って、重畳する高調波は６ｎ次を選択すればよい。
　Ａｄｉ、ＡｑｉおよびΦｉは誘起電圧に重畳する高調波電圧を打ち消すように設定する。これらの値は一定値ではなく、トルクや電流、回転数などに依存して、ルックアップテーブル等で変更する構成としてもよい。
　以上がコントローラ４の従来処理である。ここで、従来処理の課題について説明する。
　図５は、図２で示したコントローラ１０４の従来処理において、ｑ軸のみに高調波電圧を重畳した際のＵ相電流ｉｕとｑ軸高調波電圧Ｖｑｈｒｍの波形（シミュレーション波形）を示している。理想状態での波形を点線で、従来制御での波形を点線で表している。また、低回転と高回転を比較するため、３００ｒｐｍと３０００ｒｐｍの二つの結果を比較している。理想状態は連続系での解析結果を示している。従来制御は比較を容易にするため、インバータのＰＷＭ制御を模擬せず、離散制御による遅れを考慮したモデルによりシミュレーションを行った。制御周期は１０ｋＨｚである。
　低回転である３００ｒｐｍの場合、従来制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して遅れがあるものの、大きな遅れは生じていない。そのため、Ｕ相電流には理想状態と従来制御で大きな差が生じていないことがわかる。一方、高回転である３０００ｒｐｍでは、従来制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して大きく遅れているため、Ｕ相電流にも大きな差が生じていることがわかる。
　このように、制御器で重畳する高調波電圧に対するＰＷＭ位相遅れ補償が存在しない場合、電動機が高速になるにつれて重畳すべき高調波電圧を正しく重畳できなくなる。これにより電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制することができなくなるばかりか、遅れ位相の大きさによってはノイズやトルク脈動を増幅させる可能性もある。
　図６は、コントローラ１０４の本発明での処理を説明する処理ブロック図である。図６は、図２に対し、高調波位相遅れ補償部６０１を追加した構成となっている。
　図３で説明した通り、回転子位相を検出してから、電圧指令に反映されるまでにはＴｄｅｌａｙだけ遅れる。ｎ次高調波の位相は基本波に対してｎ倍進むので、ｎ次高調波がＴｄｅｌａｙの間に進む位相θｄｉｆｆｎは式（６）となる。
　θｄｉｆｆｎ＝ｎ×ω×Ｔｄｅｌａｙ　　　・・・（６）
　高調波位相遅れ補償部６０１は、重畳する高調波の位相をθｄｉｆｆｎだけ進めることで、高調波に対する位相遅れを補償している。また、式（４）、（５）を高調波に対する位相遅れ補償を考慮して表すと下記となる。
　Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ＋Φｉ））　　　・・・（７）
　Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ＋Φｉ））　　　・・・（８）
　上記式は（１）式を用いて下記のように変形できる。
　Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θｄｅｌａｙ＋Φｉ））　　　・・・（９）
　Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θｄｅｌａｙ＋Φｉ））　　　・・・（１０）
　（９）、（１０）式より、実際の実装では図４における入力θを、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９の出力θｄｅｌａｙに置き換えることで、高調波に対する位相遅れ補償を実現できる。
　上記のように演算されたＶｄｈｒｍ＊およびＶｑｈｒｍ＊は、それぞれ回転座標上でｄｑ軸電圧指令に加算され、二相三相変換部２０４により三相電圧指令値に変換される。
　この構成では、重畳する高調波電圧指令に対して、高調波位相遅れ補償部６０１による位相遅れ補償と、二相三相変換部２０４およびＰＷＭ位相遅れ補償器２０９での位相遅れ補償が二重に行われることになる。この原理について以下で説明する。
　重畳する高調波電圧Ｖｄｈｒｍ、Ｖｑｈｒｍを次の式（１１）、（１２）で表す。
　Ｖｄｈｒｍ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））　　　・・・（１１）
　Ｖｑｈｒｍ＝Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））　　　・・・（１２）
　高調波重畳後の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗは以下のように表せる。
　Ｖｕ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳθ　－　Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮθ　　　・・・（１３）
　Ｖｖ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳ（θ－２π／３）　－　Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮ（θ－２π／３）　　　・・・（１４）
　Ｖｗ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳ（θ＋２π／３）－Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮ（θ＋２π／３）　　　・・・（１５）
　式（１３）において、Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））やＡｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））は重畳する高調波を表し、それらの後ろの項は座標変換の項を表している。式（１４）、（１５）においても同様である。高調波計算と座標変換に用いるθは、インバータの電圧が反映されるときのθを使用して計算する必要がある。すなわちそれぞれの計算に対し位相遅れ補償が必要となる。
　従って、高調波位相遅れ補償部６０１による位相遅れ補償と、二相三相変換部２０４およびＰＷＭ位相遅れ補償器２０９での位相遅れ補償が必要となる。
　図７は、図６で示したコントローラ１０４の本発明での処理において、ｑ軸のみに高調波電圧を重畳した際のＵ相電流ｉｕとｑ軸高調波電圧Ｖｑｈｒｍの波形（シミュレーション波形）を示している。シミュレーション条件は図５で示したものと同様である。
　３００ｒｐｍおよび３０００ｒｐｍいずれの場合も、本発明の制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して遅れは発生していない。そのため、Ｕ相電流には離散化誤差による差はあるものの、理想状態と本発明の制御で大きな差が生じていないことがわかる。
　以上のように本発明に係る電動機の制御装置は、基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備える。これによって電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することが可能となる。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
１０１：インバータ、１０２：電動機、１０３：バッテリ、１０４：コントローラ、１０５～１０７：三相巻線、１０８：磁極位置センサ、１０９：回転子位相、１１０：電流センサ、１１１：Ｕ相電流センサ信号、１１２：Ｖ相電流センサ信号、１１３：Ｗ相電流センサ信号、１１４～１１９：スイッチング素子、１２０～１２５：ＩＧＢＴ、１２６～１３１：ゲートドライブ信号、１３２：ゲート信号、１３３：高電位ＤＣ配線、１３４：低電位ＤＣ配線、１３５：ゲートドライブ回路、１３６：電圧センサ、１３７：ＤＣ電圧センサ信号、１３８：平滑コンデンサ、１３９：トルク指令、２０１：電流指令演算部、２０２：三相二相変換部、２０３：電流制御部、２０４：二相三相変換部、２０５：速度演算部、２０６：ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）、２０７：偏差算出器、２０８：偏差算出器、２０９：ＰＷＭ位相遅れ補償器、２１１：高調波重畳器、６０１：高調波位相遅れ補償部

Claims (2)

  1. 　基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、
    　前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備えた電動機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載された電動機の制御装置であって、
    　前記高調波電圧演算部によって演算された高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で前記基本波電圧指令値に加算する電動機の制御装置。
     
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