WO2022158195A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2022158195A1
WO2022158195A1 PCT/JP2021/046679 JP2021046679W WO2022158195A1 WO 2022158195 A1 WO2022158195 A1 WO 2022158195A1 JP 2021046679 W JP2021046679 W JP 2021046679W WO 2022158195 A1 WO2022158195 A1 WO 2022158195A1
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WO
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phase
phase current
voltage
switching element
motor
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雄志 荒木
辰樹 柏原
Original Assignee
サンデンホールディングス株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device that applies a three-phase AC voltage to a motor by an inverter circuit to drive the motor.
  • electric compressor Due to environmental problems in recent years, for example, hybrid vehicles and electric vehicles have become popular in the automobile industry.
  • the size of the electric compressor is required to be the same as that of the conventional belt-driven compressor, so the motor and the inverter device for driving the motor must be made smaller.
  • a main cause of conduction noise is common mode noise due to fluctuations in the neutral point potential (common mode voltage) of the motor caused by PWM operation.
  • the fluctuation timing of the neutral point potential of the motor is caused by either operation of the upper or lower arm switching element provided with dead time, but this timing changes depending on the polarity of the phase current. That is, when the direction of the phase current is the direction (positive) flowing into the motor, the phase voltage changes at the timing when the upper arm switching element is turned OFF, but the direction of the phase current is the direction (negative) flowing out of the motor. In some cases, the phase voltage changes at the timing when the lower arm switching element turns OFF.
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems. It is an object of the present invention to provide an inverter device capable of effectively eliminating or suppressing the influence of dead time and the generation of common mode noise accompanying erroneous determination of the polarity of phase currents during switching.
  • an upper arm switching element and a lower arm switching element are connected in series for each phase between an upper arm power supply line and a lower arm power supply line. to the motor as a three-phase AC output, and a control device for controlling the switching of the upper and lower arm switching elements of each phase by providing a dead time.
  • the phase current prediction unit that predicts the phase current in the motor and the phase current of each phase at the switching timing predicted by this phase current prediction unit, the change in the phase voltage applied to the motor is canceled by the change in the other phase voltage. It is characterized by having a correction control section for correcting the switching operation.
  • the control device includes a voltage command calculation unit for calculating a voltage command value of each phase, and the phase current prediction unit calculates the voltage of each phase calculated by the voltage command calculation unit.
  • the correction control unit predicts the phase current of each phase at the switching timing predicted by the phase current prediction unit. Based on this, the voltage command value of each phase calculated by the voltage command calculation unit is corrected and the switching timing of each phase is synchronized, thereby canceling changes in phase voltage applied to the motor with changes in other phase voltages.
  • the control device includes a phase current detection unit that samples the phase current of each phase, and the phase current prediction unit includes the phase current sampled by the phase current detection unit, The phase current of each phase at the switching timing is predicted from the amount of increase or decrease in the phase current from the sampling timing to the switching timing.
  • the phase current prediction unit includes the phase current sampled by the phase current detection unit, the ON time of the upper arm switching element or the lower arm switching element of each phase, the ON time of each phase of the motor.
  • the phase current of each phase at the switching timing is predicted based on the back electromotive force, the neutral point potential of the motor, and the inductance of each phase of the motor.
  • the inverter device of the invention of claim 5 is characterized in that in the above invention, the phase current prediction unit predicts the phase current of each phase at the switching timing using the following formula (I).
  • i uvw (t + t uvw ) is the phase current of U phase, V phase, and W phase at the switching timing
  • t uvw is the ON time of the upper arm switching element or the lower arm switching element of the U phase
  • i uvw (t) is the sampled phase current of U-phase, V-phase and W-phase
  • L uvw is the inductance of the U-phase
  • Vdc is the DC link voltage
  • e uvw is the U-phase of the motor
  • V np is the neutral point potential of the motor
  • sgn(V uvw ) is the sign function of the phase voltage, 1 when the phase voltage is V dc , and 0 when the phase voltage is 0 becomes -1.
  • the correction control unit is configured such that the phase voltage that changes due to switching and the other phase voltage that rises or falls to cancel the change in the phase voltage are converted into direct current. It is characterized by shifting the switching timing so as to cross at the link voltage V dc /2.
  • the inverter device of the invention of claim 7 is characterized in that in the above invention, the correction control unit shifts the switching timing of the phase with the larger absolute value of the phase current.
  • An inverter device is characterized in that in the sixth or seventh aspect of the invention, the correction control unit does not shift the switching timing for the phase with the smallest absolute value of the phase current. do.
  • the upper arm switching element and the lower arm switching element are connected in series for each phase between the upper arm power supply line and the lower arm power supply line, and the voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements of each phase is changed to
  • an inverter device that includes an inverter circuit that applies a three-phase AC output to a motor and a control device that controls switching of upper and lower arm switching elements of each phase by providing a dead time
  • the control device controls the switching timing of each phase.
  • the phase current prediction unit that predicts the current and the phase current of each phase at the switching timing predicted by the phase current prediction unit
  • switching is performed so that changes in the phase voltages applied to the motor are canceled out by changes in the other phase voltages. Since it has a correction control unit that corrects the operation, it is possible to correct the switching operation more accurately based on the polarity of the phase current at the switching timing.
  • the control device includes a voltage command calculator that calculates the voltage command value of each phase.
  • the correction control unit predicts the phase current at the switching timing for turning off the upper arm switching element or the lower arm switching element that is turned on by the voltage command value of the phase current prediction unit.
  • control device includes a phase current detection section for sampling the phase current of each phase, and the phase current prediction section detects the phase current sampled by the phase current detection section and the sampling timing. It is assumed that the phase current of each phase at the switching timing is predicted from the increase/decrease amount of the phase current up to the switching timing.
  • the phase current predictor detects the phase current sampled by the phase current detector, the ON time of the upper arm switching element or the lower arm switching element of each phase, and the back electromotive force of each phase of the motor. , the neutral point potential of the motor, and the inductance of each phase of the motor, the phase current at the switching timing can be predicted accurately. be able to
  • the phase current prediction unit predicts the phase current at the switching timing using the above-described formula (I). This makes it possible to more accurately predict the phase current at the switching timing.
  • the correction control unit uses the phase voltage that changes due to switching and the change in the phase voltage. If the switching timing is shifted so that the rising or falling phase voltage intersects with the DC link voltage V dc /2 in order to cancel the phase voltage change , it is possible to more effectively suppress the fluctuation of the neutral point potential.
  • phase current with a larger absolute value is less likely to change the slope of the phase voltage change even if the phase current is shifted.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of an inverter device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing functions of a phase voltage command calculation unit in FIG. 1
  • 2 is a diagram showing phase currents (i u , iv , i w ) flowing in the motor of FIG. 1
  • FIG. FIG. 5 is a diagram showing voltage command values, carrier triangular waves, PWM waveforms, phase voltages, motor neutral point potentials, and U-phase currents in a conventional general three-phase modulation system
  • FIG. 5 is a diagram showing a voltage command value, a carrier triangular wave, a PWM waveform, a phase voltage, a motor neutral point potential, and a U-phase current for explaining conventional control in which a change in phase voltage is canceled out by a change in another phase voltage;
  • FIG. 4 is a diagram showing a voltage command value, a carrier triangular wave, a PWM waveform, a phase voltage, a neutral point potential of a motor, and a U-phase current when the U-phase current has different polarities at sampling timing and switching timing;
  • a voltage command value, a carrier triangular wave, a PWM waveform, a phase voltage, a neutral point potential of the motor, and a U-phase current for explaining conventional control in which a change in phase voltage in the case of FIG. FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing; 7 is a diagram showing a corrected voltage command value, a carrier triangular wave, a PWM waveform, a phase voltage, a motor neutral point potential, and a U-phase current for explaining the correction control of the control device of FIG. 1 in the case of FIG. 6;
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing actual changes when the phase voltage falls;
  • FIG. 5 is a diagram showing actual changes when phase voltages rise;
  • FIG. 2 is a diagram for explaining shift control of switching timing by the control device of FIG. 1;
  • the inverter device 1 of the embodiment is mounted on a so-called inverter-integrated electric compressor that drives a compression mechanism by a motor 8.
  • the electric compressor is an air conditioner for a vehicle that air-conditions the interior of an electric vehicle or a hybrid vehicle, for example. shall constitute a refrigerant circuit.
  • the inverter device 1 includes a three-phase inverter circuit 28 and a control device 21 .
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts the DC voltage of a DC power source (vehicle battery: for example, 300 V) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the motor 8 .
  • This inverter circuit 28 has a U-phase half-bridge circuit 19U, a V-phase half-bridge circuit 19V, and a W-phase half-bridge circuit 19W.
  • 18C and lower arm switching elements 18D to 18F are individually provided. Further, a flywheel diode 31 is connected in anti-parallel to each of the switching elements 18A-18F.
  • Each of the switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like in which a MOS structure is incorporated in the gate portion in the embodiment.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the collectors of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the upper arm power supply line (positive bus line) 10 of the smoothing capacitor 32 .
  • the emitters of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the lower arm power supply line (negative side bus line) 15 of the smoothing capacitor 32, and the DC link voltage V smoothed by the smoothing capacitor 32 is obtained. dc is applied to the inverter circuit 28 .
  • the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half bridge circuit 19U are connected in series, and the collector terminal of the lower arm switching element 18D is connected to the emitter terminal of the upper arm switching element 18A.
  • An upper arm switching element 18B and a lower arm switching element 18E of the V-phase half bridge circuit 19V are connected in series, and the emitter terminal of the upper arm switching element 18B and the collector terminal of the lower arm switching element 18E are connected.
  • the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W are connected in series, and the emitter terminal of the upper arm switching element 18C and the collector terminal of the lower arm switching element 18F are connected.
  • a connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half bridge circuit 19U is connected to the U-phase armature coil 2 of the motor 8, and the upper arm switching element of the V-phase half bridge circuit 19V is connected to the U-phase armature coil 2 of the motor 8.
  • 18B and the lower arm switching element 18E is connected to the V-phase armature coil 3 of the motor 8, and the connection point of the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W is connected to the motor 8 is connected to the W-phase armature coil 4 .
  • control device 21 is composed of a microcomputer having a processor. , based on these, the ON/OFF state (switching operation) of each of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is controlled. Specifically, it controls the gate voltage applied to the gate terminals of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F.
  • the control device 21 of the embodiment includes a phase voltage command calculator 33, a PWM signal generator 36, a gate driver 37, a U-phase current i u and a V-phase current i v , and W-phase currents i w .
  • FIG. 2 shows the configuration of the phase voltage command calculator 33 of the controller 21.
  • the phase voltage command calculation unit 33 includes a voltage command calculation unit 38, a phase current detection unit 39, a phase current prediction unit 41, and a correction control unit 42 as functions configured by a program.
  • (2-1-1) Voltage command calculator 38 calculates V-phase and W-phase voltage command values C v and C w using the following formulas (II) and (III). Since the U -phase voltage command value Cu is output after inverting PWM, a switching pattern is calculated by inverting the V -phase and W -phase voltage command values Cv and Cw. Three-phase modulation for generating the U -phase voltage Vu , V -phase voltage Vv, and W -phase voltage Vw applied to the armature coils 2 to 4 of each phase of the motor 8 by these Cu, Cv, and Cw voltage command value. Note that the voltage command calculator 38 updates the voltage command values Cu , Cv , and Cw of each phase at the carrier cycle (trough).
  • the voltage command values Cu , Cv , and Cw for each phase are values normalized by the carrier count.
  • Vdc is the DC ring voltage described above
  • Vm is the magnitude of the voltage vector command value, which are obtained by the following formula (IV).
  • ⁇ m is the phase of the voltage vector command value and is obtained by the following formula (V).
  • ⁇ re is the motor electrical angle
  • CA is the peak value of the carrier count (triangular wave carrier)
  • V d ref is the d-axis voltage command value
  • V q ref is the q-axis voltage command value.
  • phase current detector 39 samples the U-phase current i u using the current sensor 26A and samples the V-phase current iv using the current sensor 26B. Then, the W-phase current i w is obtained by calculation from these. In this case, the phase current detector 39 samples the phase current at peak and valley timings of the triangular wave carrier.
  • a single shunt resistor is used to detect the current value of the lower arm power supply line 15.
  • the method for detecting and estimating each phase current is not particularly limited.
  • phase current prediction unit 41 compares the voltage command values Cu, Cv, and Cw of the U -phase, V -phase, and W -phase calculated by the voltage command calculation unit 38 with the triangular wave carrier, and when switching is performed, , the phase current at the switching timing when the upper arm switching elements 18A to 18C or the lower arm switching elements 18D to 18F of each phase in the ON state are turned OFF.
  • the phase current predictive control by the phase current predictor 41 will be described in detail later.
  • (2-1-4) Correction control section 42 Based on the phase currents of the respective phases at the switching timings predicted by the phase current prediction section 41, the correction control section 42 adjusts changes in the phase voltages Vu , Vv , and Vw applied to the motor 8 to other phase voltages.
  • the voltage command values Cu , Cv , and Cw of each phase calculated by the voltage command calculator 38 are corrected so that the switching operation is canceled by the change in . Correction control by the correction control unit 42 will also be described in detail later.
  • the PWM signal generation unit 36 receives the voltage command values Cu , Cv , and Cw of each phase corrected by the correction control unit 42 of the phase voltage command calculation unit 33, and these voltage command values Cu , Cv , C w and the triangular wave carrier, a PWM signal that serves as a drive command signal for the U-phase half-bridge circuit 19U, the V-phase half-bridge circuit 19V, and the W-phase half-bridge circuit 19W of the inverter circuit 28 is generated. and output.
  • the functions of the phase current prediction unit 41 and the correction control unit 42 are provided in the phase voltage command calculation unit 33.
  • the PWM signal generator 36 may correct the voltage command values Cu , Cv , and Cw for each phase output by the PWM signal generator 33, and each corrected value may be compared with the triangular wave carrier.
  • Gate driver 37 Based on the PWM signal output from the PWM signal generator 36, the gate driver 37 outputs the gate voltage of the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half bridge circuit 19U, and the voltage of the V-phase half bridge circuit 19V. Gate voltages of the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E, and gate voltages of the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W are generated.
  • the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 are turned ON/OFF based on the gate voltage output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is turned on (predetermined voltage value), the switching element is turned on, and when the gate voltage is turned off (zero), the switching element is turned off.
  • This gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on a PWM signal when the upper and lower arm switching elements 18A to 18F are the aforementioned IGBTs. Configured.
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is applied as the U-phase voltage Vu (phase voltage) to the U-phase armature coil 2 of the motor 8 (output ), and the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half bridge circuit 19V is applied to the V-phase armature coil 3 of the motor 8 as the V -phase voltage Vv (phase voltage) (
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half bridge circuit 19W is applied to the W-phase armature coil 4 of the motor 8 as the W-phase voltage V w (phase voltage). (output).
  • FIG. 3 shows phase currents i u , i v , and i w flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase armature coils 2 , 3 , and 4 of the motor 8 .
  • each phase current i u , i v , i w contains ripples (oscillations). u ), it can be seen that the U-phase current i u continues to fluctuate between zero A (amperes) and the polarity changes minutely.
  • FIG. 4 shows a conventional general three-phase modulation method.
  • X1 is the triangular wave carrier described above
  • Cu, Cv, and Cw are the voltage command values of the U , V , and W phases normalized by the carrier count
  • the U upper phase is the upper U phase.
  • the ON/OFF state of the arm switching element 18A, the U lower phase is the ON/OFF state of the U phase lower arm switching element 18D
  • the V upper phase is the ON/OFF state of the V phase upper arm switching element 18B
  • the V lower phase is The ON/OFF state of the V-phase lower arm switching element 18E, the ON/OFF state of the W-phase upper arm switching element 18C in the W upper phase, and the ON/OFF state of the W-phase lower arm switching element 18F in the W lower phase ( PWM waveform)
  • U-phase Vu is U -phase voltage Vu
  • V -phase Vv is V -phase voltage Vv
  • Vw W -phase voltage Vw
  • Vnp neutral point potential of motor 8
  • bottom indicates the U -phase current iu.
  • the polarity of the U-phase current i u is positive (direction flowing into the motor 8: i u >0), and the polarities of the V-phase current i v and W-phase current i w are negative (from the motor 8 Outflow direction: i v ⁇ 0, i w ⁇ 0).
  • the upper arm switching element 18A is turned on in the section where the voltage command value Cu is smaller than the triangular wave carrier X1
  • the lower arm switching element 18D is turned on in the section where the voltage command value Cu is larger than the triangular wave carrier X1.
  • the upper arm switching element 18B is turned ON in the section where the voltage command value Cv is greater than the triangular wave carrier X1
  • the lower arm switching element 18E is turned ON in the section where the voltage command value Cv is smaller than the triangular wave carrier X1.
  • the upper arm switching element 18C is turned ON in the section in which the voltage command value Cw is greater than the triangular wave carrier X1
  • the lower arm switching element 18F is turned ON in the section in which the voltage command value Cw is smaller than the triangular wave carrier X1.
  • a dead time Td is provided to prevent the upper and lower arm switching elements 18A and 18D, 18B and 18E, and 18C and 18F of each phase from turning ON at the same time. After the time T d has passed, the OFF switching element is turned ON.
  • t u , t v , and t w are ON times of the U-phase, V-phase, and W-phase upper arm switching elements 18A to 18C and lower arm switching elements 18D to 18F.
  • the sampling timing of the phase current is the peak (timing at which the peak value CA) and trough (timing at which the triangular wave carrier X1 becomes 0) of the triangular wave carrier X1 as described above.
  • the ON times t u , t v , and t w of 18C to 18C are the ON times from the timing when the triangular wave carrier X1 becomes 0, and the ON times t u , t v , and t w of the lower arm switching elements 18D to 18F are the triangular waves.
  • the ON time starts from the timing when the carrier X1 reaches the peak value CA.
  • the W-phase voltage command value C w is the peak value CA of the carrier triangular wave X1 in the entire interval of one carrier cycle
  • the U-phase voltage command value C u and the V-phase voltage command value C v are the same value.
  • the U -phase voltage command value Cu has a switching pattern obtained by inverting each V -phase voltage command value Cv).
  • the timing and the timing at which the U -phase voltage Vu rises, and the timing at which the V -phase voltage Vv rises and the timing at which the U -phase voltage Vu falls are synchronized.
  • the neutral point potential Vnp of the motor 8 does not fluctuate as shown in FIG. This suppresses the occurrence of common mode noise.
  • FIG. 1 Such a case is shown in FIG.
  • the polarity of the V-phase current i v is negative (direction flowing out of the motor 8: i v ⁇ 0), and the polarity of the W-phase current i w is positive (direction flowing into the motor 8: i w >0).
  • the black circles in the figure indicate the sampling timings of the phase currents iu , iv , and iw (peak and valley timings of the triangular wave carrier X1), and the black squares indicate the U-phase lower arm switching element 18D and the V-phase upper arm switching element 18D.
  • Switching timings of the switching element 18B (first half), the U -phase upper arm switching element 18A, and the V -phase lower arm switching element 18E (second half) (voltage command values Cu, Cv, Cw of each phase before correction)
  • the U-phase lower arm switching element 18D and the V-phase upper arm switching element 18B (first half) are turned ON, and the U-phase upper arm switching element 18A and the V-phase lower arm switching element 18E (second half) are turned OFF. switching timing).
  • a solid line L1 in FIG. 6 indicates changes in the U-phase current i u actually flowing through the motor 8 .
  • the neutral point potential Vnp of the motor 8 fluctuates in the first half of the carrier cycle.
  • the polarity of the U -phase current i u is positive (the direction of flow into the motor 8: i u >0).
  • FIG. 7 shows the case where C v and C w are corrected. In FIG. 7, the polarity of the sampled U-phase current i u is positive (the direction of flow into the motor 8: i u >0).
  • the thick dashed line L2 in FIG. 7 represents the value of the sampled U -phase current iu.
  • the polarity of the V-phase current i v is negative (direction flowing out of the motor 8: i v ⁇ 0), and the V-phase voltage V v falls at the timing when the lower arm switching element 18E turns ON. 7, the timing at which the U -phase voltage Vu rises is earlier than the timing at which the V -phase voltage Vv falls by the dead time Td . width), the neutral point potential V np fluctuates in the rising direction in a pulse-like manner. This makes it impossible to suppress the occurrence of common mode noise (see the first half of the carrier cycle in FIG. 7).
  • phase current prediction unit 41 Phase current prediction unit 41
  • the phase current prediction unit 41 predicts the phase current i uvw (t+t uvw ) of each phase at the switching timing using the following formula (I).
  • i uvw (t+ t uvw ) is the upper arm switching element 18A that is turned ON by the voltage command values Cu , Cv, and Cw (voltage command values before correction) of each phase calculated by the voltage command calculator 38.
  • t uvw is the upper arm switching elements 18A-18C of the U-phase, V-phase, and W-phase
  • the ON time of the lower arm switching elements 18D to 18F i uvw (t) is the phase current of the U phase, V phase, and W phase sampled by the phase current detection unit 39 at the sampling timing
  • L uvw is the U phase of the motor 8.
  • V-phase and W-phase inductances Vdc is the DC link voltage described above
  • euvw is the back electromotive voltage of the U-phase, V-phase, and W-phase of the motor 8
  • Vnp is the neutral point potential of the motor 8
  • sgn(V uvw ) is the sign function of the phase voltages V u , V v , V w , and is 1 when the phase voltages V u , V v , V w are V dc , the phase voltages V u , V v , V w is -1 when is 0.
  • i u (t+t u ) in the above formulas (VI) and (VII) is the upper arm switching element that is turned ON by the U-phase voltage command value C u (voltage command value before correction) calculated by the voltage command calculator 38.
  • 18A or the U-phase phase current at the switching timing when the lower arm switching element 18D is turned OFF tu is the ON time of the U-phase upper arm switching element 18A or the lower arm switching element 18D
  • iu ( t ) is The phase current of the U phase sampled by the phase current detector 39 at the sampling timing
  • Lu is the inductance of the U phase of the motor 8
  • e u is the back electromotive force of the U phase of the motor 8
  • sgn(Vu) is the U phase voltage. It is a sign function of Vu, and becomes 1 when the U -phase voltage Vu is Vdc , and becomes -1 when the U -phase voltage Vu is 0.
  • i v (t+t v ) in the above formulas (VIII) and (IX) is the upper arm switching element that is turned ON by the V-phase voltage command value C v (voltage command value before correction) calculated by the voltage command calculator 38.
  • t v is the ON time of the V-phase upper arm switching element 18B or the lower arm switching element 18E
  • iv (t) is The V-phase current sampled by the phase current detector 39 at the sampling timing
  • Lv is the V -phase inductance of the motor 8
  • ev is the V-phase back electromotive voltage of the motor 8
  • sgn(Vv) is the V -phase voltage. It is a sign function of Vv, and becomes 1 when the V -phase voltage Vv is Vdc , and becomes -1 when the V -phase voltage Vv is 0.
  • i w (t+t w ) in the above formulas (X) and (XI) is the upper arm switching element that is turned ON by the W-phase voltage command value C w (voltage command value before correction) calculated by the voltage command calculator 38.
  • 18C or the W-phase phase current at the switching timing when the lower arm switching element 18F is turned OFF t w is the ON time of the W-phase upper arm switching element 18C or the lower arm switching element 18F
  • i w (t) is The phase current of the W phase sampled by the phase current detector 39 at the sampling timing (actually calculated by calculation as described above), Lw is the inductance of the W phase of the motor 8, and ew is the back electromotive force of the W phase of the motor 8.
  • the voltage sgn(V w ) is a sign function of the W-phase voltage V w , and is 1 when the W-phase voltage V w is V dc and -1 when the W-phase voltage V w is 0.
  • the value in the braces of the above equation (VI) is the voltage applied to the U-phase armature coil 2 of the motor 8, and the value obtained by multiplying this by 1/L u is the slope of the U-phase current i u [A/ s]. Therefore, since the second term on the right side of equation (VI) indicates the amount of increase or decrease in the U-phase current i u , the phase current prediction unit 41 predicts the U-phase current i u (t) sampled by the phase current detection unit 39 . By adding the increase/decrease amount of the U-phase current i u from the sampling timing to the switching timing, the U-phase current i u (t+t u ) at the switching timing is predicted.
  • the value in the curly braces of formula (VIII) is the voltage applied to the V-phase armature coil 3 of the motor 8, and the value obtained by multiplying this by 1/L v is the slope of the V-phase current iv [A /s]. Therefore, since the second term on the right side of equation (VIII) indicates the amount of increase or decrease in the V-phase current i v , the phase current prediction unit 41 predicts the V-phase current i v (t) sampled by the phase current detection unit 39 By adding the increase/decrease amount of the V-phase current i v from the sampling timing to the switching timing, the V-phase current i v (t+t v ) at the switching timing is predicted.
  • the value inside the braces of the formula (X) is also the voltage applied to the W-phase armature coil 4 of the motor 8, and the value obtained by multiplying this by 1/ Lw is the slope of the W -phase current iw [A/s ] means. Therefore, since the second term on the right side of equation (X) indicates the amount of increase or decrease in the W-phase current i w , the phase current prediction unit 41 predicts the W-phase current i sampled (actually calculated) by the phase current detection unit 39 The W-phase current i w (t+t w ) at the switching timing is predicted by adding the increase/decrease amount of the W-phase current i w from the sampling timing to the switching timing to w (t).
  • correction control of voltage command values C u , C v , C w (correction control unit 42)
  • the phase in which the polarity of the phase current is likely to change between the sampling timing and the switching timing (the U phase whose absolute value is the smallest in the vicinity of 2 ms in FIG. 3)
  • the phase current prediction unit 41 predicts as described above.
  • the voltage command values Cu , C v , and C w of each phase calculated by the voltage command calculator 38 are corrected.
  • the correction control unit 42 corrects the V-phase voltage command value C v (the value before correction shown in FIG. 6).
  • phase current prediction unit 41 may predict the phase currents of all three phases at the switching timing, instead of only the phase with the smallest absolute value of the phase current (the U phase near 2 ms in FIG. 3).
  • the black circles represent the sampling timings of the phase currents iu , iv , and iw
  • the black squares represent the same switching timings as in FIG. , C v and C w
  • the U-phase lower arm switching element 18D and the V-phase upper arm switching element 18B (first half) are turned ON, the U-phase upper arm switching element 18A and the V-phase lower arm switching element 18E.
  • the solid line L1 at the bottom shows changes in the U-phase current i u actually flowing through the motor 8 as described above, and the thick dashed line L3 shows the U-phase current i u (t+t u ) predicted by the phase current prediction unit 41 . ing.
  • the correction control unit 42 adjusts the V-phase voltage command value to synchronize the ON timing of the V-phase lower arm switching element 18E with the OFF timing of the U-phase lower arm switching element 18D. Only C v is corrected in the direction of decreasing by CAT d /T s (indicated by the white arrow in the first half of FIG. 8). Note that T s is one carrier period.
  • the control device 21 includes the phase current prediction unit 41 that predicts the phase current at the switching timing of each phase, and the phase current of each phase at the switching timing predicted by the phase current prediction unit 41. Since the correction control unit 42 is provided for correcting the switching operation so that the change in the phase voltage applied to the motor 8 is canceled by the change in the other phase voltage, more accurate switching operation can be performed based on the polarity of the phase current at the switching timing. It becomes possible to compensate for the switching operation.
  • the control device 21 includes a voltage command calculation unit 38 that calculates the voltage command value of each phase, and the phase current prediction unit 41 calculates the voltage command value of each phase calculated by the voltage command calculation unit 38.
  • the phase currents at the switching timings for turning off the upper arm switching elements 18A to 18C or the lower arm switching elements 18D to 18F that are in the ON state are predicted, and the correction control unit 42 predicts the phase currents at the switching timings predicted by the phase current prediction unit 41.
  • control device 21 includes a phase current detection unit 39 that samples the phase current of each phase, and the phase current prediction unit 41 detects the phase current sampled by the phase current detection unit 39 and the switching timing from the sampling timing.
  • the phase current of each phase at the switching timing is predicted from the increase/decrease amount of the relevant phase current up to .
  • the phase current prediction unit 41 calculates the phase current sampled by the phase current detection unit 39, the ON time of the upper arm switching elements 18A to 18C or the lower arm switching elements 18D to 18F of each phase, and the motor 8 Since the phase current of each phase at the switching timing is predicted based on the back electromotive voltage of each phase, the phase current at the switching timing can be accurately predicted from the sampled phase current.
  • phase current prediction unit 41 predicts the phase current at the switching timing using the above-described formula (I) (formulas (VI) to (XI)), the phase current at the switching timing is more accurately predicted. It becomes possible to predict the phase current.
  • FIG. (3-4-1) Changes in Phase Voltages During Switching
  • changes in the phase voltages V u , V v , and V w actually depend on the polarities and magnitudes of the phase currents i u , iv , and i w .
  • Slope changes. That is, the phase voltage starts to change after a certain period of time after the gate voltages of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F change, and the falling and rising shapes change depending on the polarity and magnitude of the phase current.
  • FIG. 9 shows the operation when the phase voltage falls (the upper arm switching element turns off and the lower arm switching element turns on), and FIG. 10 shows the operation when the phase voltage rises (the lower arm switching element turns off). , the upper arm switching element is ON).
  • i is a general term for each phase current
  • i c is a discharge current of the output capacitance of the upper and lower arm switching elements.
  • This discharge current i c is calculated by the following formula (XII).
  • C p is the output capacitance of the upper and lower arm switching elements (parasitic capacitance peculiar to semiconductors).
  • the upper part of FIG. 9 shows the case where the polarity of the phase current i is negative (i ⁇ 0). descending almost vertically toward
  • the middle part of FIG. 9 shows the case of 0 ⁇ i ⁇ i c , where the phase voltage gradually drops after the upper arm switching element turns off, and almost vertically at the timing when the lower arm switching element turns on after the dead time T d . falling towards 0.
  • the lower part of FIG. 9 shows the case of i c ⁇ i, where the phase voltage drops at a predetermined angle after the upper arm switching element is turned off, and becomes 0 before the dead time T d elapses.
  • the upper part of FIG. 10 shows the case where the polarity of the phase current i is positive (0 ⁇ i). It rises almost vertically towards V dc .
  • the middle part of FIG. 10 shows the case of ⁇ i c ⁇ i ⁇ 0. After the lower arm switching element turns off, the phase voltage gradually rises, and at the timing when the upper arm switching element turns on after the dead time T d , the phase voltage rises almost vertically. rises toward the DC link voltage Vdc .
  • the lower part of FIG. 10 shows the case of i ⁇ -ic, where the phase voltage rises at a predetermined angle after the lower arm switching element is turned off, and reaches the DC link voltage V dc before the dead time T d elapses. ing.
  • the correction control unit 42 shifts the switching timing of the phase of the phase voltage L5 in which the absolute value of the phase current i is large.
  • the reason is that the slope of the phase voltage change is less likely to change even if the phase of the phase current i having a larger absolute value is shifted.
  • the phase voltage L4 and the phase voltage L5 can be crossed more accurately at the DC link voltage V dc /2.
  • the correction control unit 42 does not shift the switching timing for the phase with the smallest absolute value of the phase current i.
  • the phase with the smallest absolute value is the phase in which the phase current i is close to zero A (amperes), and the phase voltage This is because there is a high possibility that the way in which the phase voltage changes will change due to the shift.
  • phases with a relatively large absolute value of phase current i phases other than the intermediate phase have phase voltages that change as shown in the upper and lower stages of FIGS. is difficult to change.
  • the correction control unit 42 shifts the switching timing of the phase with the largest absolute value of the phase current i.
  • the switching timing of the phase in which the phase voltage rises is shifted. This will shift the switching timing of the phases.
  • the embodiment shows an example of canceling operation in left-right symmetrical PWM operation using a triangular wave carrier
  • the effect of the present invention does not depend on the shape of the PWM carrier determined by the controller (control device) used. , a sawtooth carrier, or any other carrier signal.
  • the present invention is applied to the case where the current detection is performed at the timing of peaks and troughs of the triangular wave carrier, but the present invention is not limited to the embodiment with respect to the current detection method and timing. For example, even in the above-described one-shunt current detection method in which current reading is performed by PWM operation timing using a single shunt resistor, by performing sequential current estimation and switching timing correction as described in this application, the effect is obtained.
  • the present invention is applied to the inverter device that drives and controls the motor of the electric compressor, but the present invention is not limited to this and is effective for the drive control of motors of various devices.
  • inverter device motor 10 upper arm power supply line 15 lower arm power supply line 18A to 18F upper and lower arm switching elements 19U U-phase half-bridge circuit 19V V-phase half-bridge circuit 19W W-phase half-bridge circuit 21 control device 26A, 26B current sensor 28 inverter Circuit 33 phase voltage command calculator 36 PWM signal generator 37 gate driver 38 voltage command calculator 39 phase current detector 41 phase current predictor 42 correction controller

Abstract

【課題】相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すことでモータの中性点電位の変動を抑制する場合に、デッドタイムの影響と、スイッチング時の相電流の極性誤判定に伴うコモンモードノイズの発生を効果的に解消するインバータ装置を提供する。 【解決手段】制御装置の相電圧指令演算部３３は、各相のスイッチングタイミングにおける相電流を予測する相電流予測部４１と、相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようスイッチング動作を補正する補正制御部４２を有する。

Description

インバータ装置
　本発明は、インバータ回路により三相交流電圧をモータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。
　近年の環境問題から、例えば自動車業界においてもハイブリッド自動車や電気自動車が普及するに至っており、これら自動車の室内を空調するための車両用空気調和装置においては、従来のベルト駆動では無く、モータにより駆動される電動コンプレッサが使用される。この場合、電動コンプレッサは従来のベルト駆動によるコンプレッサと同等の寸法が求められるため、モータやそれを駆動するインバータ装置については、小型化が必要になる。
　このインバータ装置の小型化を目的として、受動部品の一つであるノイズフィルタの小型化と、ＥＭＩ性能の両立が求められており、これを達成するために従来より伝導ノイズの低減が種々模索されている。伝導ノイズの主要因としては、ＰＷＭ動作に起因するモータの中性点電位（コモンモード電圧）の変動によるコモンモードノイズがある。
　そこで、各相の電圧指令値に補正を加えてインバータ回路を構成するＵ、Ｖ、Ｗ各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、モータの中性点電位が変動しないようにする制御が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０２０－１３７３２９号公報
　ここで、モータの中性点電位の変動タイミングは、デッドタイムを設けた上下アームスイッチング素子の動作の何れかにより発生することになるが、このタイミングは相電流の極性によって変化する。即ち、相電流の向きがモータに流入する方向（正）である場合は、上アームスイッチング素子がＯＦＦするタイミングで相電圧が変化するが、相電流の向きがモータから流出する方向（負）である場合には、下アームスイッチング素子がＯＦＦするタイミングで相電圧が変化することになる。
　一方、相電流が零Ａ（アンペア）付近にある場合は、リプル（振動）の影響でその極性は変化し続けるため、サンプリングタイミングでの相電流と、スイッチングタイミングにおける相電流の極性が異なった場合、相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すタイミングがデッドタイム（実際にはデッドタイムにスイッチング素子の遅延時間も加算される。以下、同じ）分ずれてしまい、中性点電位が変動して、コモンモードノイズを抑制できなくなると云う問題があった。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すことでモータの中性点電位の変動を抑制する場合に、デッドタイムの影響と、スイッチング時の相電流の極性誤判定に伴うコモンモードノイズの発生を効果的に解消、若しくは、抑制することができるインバータ装置を提供することを目的とする。
　本発明のインバータ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、デッドタイムを設けて各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、各相のスイッチングタイミングにおける相電流を予測する相電流予測部と、この相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようスイッチング動作を補正する補正制御部を有することを特徴とする。
　請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、各相の電圧指令値を算出する電圧指令算出部を備え、相電流予測部は、電圧指令算出部が算出した各相の電圧指令値によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子をＯＦＦするスイッチングタイミングにおける相電流を予測すると共に、補正制御部は、相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、電圧指令算出部が算出した各相の電圧指令値を補正して各相のスイッチングタイミングを同期させることにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする。
　請求項３の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御装置は、各相の相電流をサンプリングする相電流検出部を備え、相電流予測部は、相電流検出部がサンプリングした相電流と、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでの当該相電流の増減量から、スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする。
　請求項４の発明のインバータ装置は、上記発明において相電流予測部は、相電流検出部がサンプリングした相電流、各相の上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子のＯＮ時間、モータの各相の逆起電圧、モータの中性点電位、及び、モータの各相のインダクタンスに基づいてスイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする。
　請求項５の発明のインバータ装置は、上記発明において相電流予測部は、下記数式（Ｉ）を用いてスイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　但し、ｉuvw（ｔ＋ｔuvw）はスイッチングタイミングにおけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、ｔuvwはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子のＯＮ時間、ｉuvw（ｔ）はサンプリングしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、ＬuvwはモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインダクタンス、Ｖdcは直流リンク電圧、ｅuvwはモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の逆起電圧、Ｖnpはモータの中性点電位、ｓｇｎ（Ｖuvw）は相電圧の符号関数であり、相電圧がＶdcのときは１、相電圧が０のときは－１となる。
　請求項６の発明のインバータ装置は、上記各発明において補正制御部は、スイッチングにより変化する相電圧と、当該相電圧の変化を打ち消すために立ち上がり、又は、立ち下がる他の相電圧とが、直流リンク電圧Ｖdc／２で交差するようにスイッチングタイミングをシフトすることを特徴とする。
　請求項７の発明のインバータ装置は、上記発明において補正制御部は、相電流の絶対値が大きい方の相のスイッチングタイミングをシフトすることを特徴とする。
　請求項８の発明のインバータ装置は、請求項６又は請求項７の発明において補正制御部は、相電流の絶対値の大きさが最も小さい相についてはスイッチングタイミングのシフトを行わないことを特徴とする。
　本発明によれば、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、デッドタイムを設けて各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、制御装置は、各相のスイッチングタイミングにおける相電流を予測する相電流予測部と、この相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようスイッチング動作を補正する補正制御部を有しているので、スイッチングタイミングにおける相電流の極性に基づき、より正確なスイッチング動作の補正を行うことができるようになる。
　これにより、デッドタイムの影響を排除して、的確に相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すことができるようになり、中性点電位の変動に伴うコモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。
　より具体的には、請求項２の発明の如く制御装置は、各相の電圧指令値を算出する電圧指令算出部を備えており、相電流予測部は、電圧指令算出部が算出した各相の電圧指令値によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子をＯＦＦするスイッチングタイミングにおける相電流を予測すると共に、補正制御部は、相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、電圧指令算出部が算出した各相の電圧指令値を補正して各相のスイッチングタイミングを同期させることにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにする。
　また、請求項３の発明の如く制御装置は、各相の相電流をサンプリングする相電流検出部を備えており、相電流予測部は、相電流検出部がサンプリングした相電流と、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでの当該相電流の増減量から、スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測するものとする。
　この場合、請求項４の発明の如く相電流予測部が、相電流検出部がサンプリングした相電流、各相の上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子のＯＮ時間、モータの各相の逆起電圧、モータの中性点電位、及び、モータの各相のインダクタンスに基づいてスイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測するようにすれば、サンプリングした相電流から、正確にスイッチングタイミングにおける相電流を予測することができるようになる。
　具体的には、請求項５の発明の如く相電流予測部は、前述した数式（Ｉ）を用いてスイッチングタイミングにおける相電流を予測する。これにより、一層正確にスイッチングタイミングにおける相電流を予測することが可能となる。
　尚、相電圧の変化は、実際には相電流の極性や大きさにより傾きが変化するので、請求項６の発明の如く補正制御部が、スイッチングにより変化する相電圧と、当該相電圧の変化を打ち消すために立ち上がり、又は、立ち下がる他の相電圧とが、直流リンク電圧Ｖdc／２で交差するようにスイッチングタイミングをシフトするようにすれば、相電圧の変化を他の相電圧の変化でより的確に打ち消して、中性点電位の変動をより効果的に抑制することが可能となる。
　この場合、より絶対値が大きい相電流の方が、シフトしても相電圧の変化の傾きが変わり難いので、請求項７の発明の如く補正制御部が、相電流の絶対値が大きい方の相のスイッチングタイミングをシフトするようにすることで、より正確に直流リンク電圧Ｖdc／２で交差させることができるようになる。
　逆に相電流が零Ａ（アンペア）に近い相は、シフトにより相電圧の変化の仕方が変わる可能性が高いので、請求項８の発明の如く補正制御部が、相電流の絶対値の大きさが最も小さい相についてはスイッチングタイミングのシフトを行わないようにするとよい。
本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。 図１の相電圧指令演算部の機能を示すブロック図である。 図１のモータに流れる相電流（ｉu、ｉv、ｉw）を示す図である。 従来の一般的な三相変調方式の電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ波形、相電圧、モータの中性点電位、Ｕ相電流を示す図である。 相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消す従来の制御を説明するための電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ波形、相電圧、モータの中性点電位、Ｕ相電流を示す図である。 サンプリングタイミングとスイッチングタイミングでＵ相電流の極性が異なる場合の電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ波形、相電圧、モータの中性点電位、Ｕ相電流を示す図である。 図６の場合における相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消す従来の制御を説明するための電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ波形、相電圧、モータの中性点電位、Ｕ相電流を示す図である。 図６の場合における図１の制御装置の補正制御を説明するための補正された電圧指令値とキャリア三角波、ＰＷＭ波形、相電圧、モータの中性点電位、Ｕ相電流を示す図である。 相電圧が立ち下がる際の実際の変化を示す図である。 相電圧が立ち上がる際の実際の変化を示す図である。 図１の制御装置によるスイッチングタイミングのシフト制御を説明する図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。実施例のインバータ装置１は、モータ８により圧縮機構を駆動する所謂インバータ一体型の電動コンプレッサに搭載されるものであり、電動コンプレッサは例えば電気自動車やハイブリッド自動車の室内を空調する車両用空気調和装置の冷媒回路を構成するものとする。
　（１）インバータ装置１の構成
　図１においてインバータ装置１は、三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３００Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　尚、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタは、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタは、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続され、平滑コンデンサ３２で平滑された直流リンク電圧Ｖdcがインバータ回路２８に印加される構成とされている。
　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、上アームスイッチング素子１８Ａのエミッタ端子に下アームスイッチング素子１８Ｄのコレクタ端子が接続されている。また、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、上アームスイッチング素子１８Ｂのエミッタ端子と下アームスイッチング素子１８Ｅのコレクタ端子が接続されている。更に、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続され、上アームスイッチング素子１８Ｃのエミッタ端子と下アームスイッチング素子１８Ｆのコレクタ端子が接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点は、モータ８のＵ相の電機子コイル２に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点は、モータ８のＶ相の電機子コイル３に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点は、モータ８のＷ相の電機子コイル４に接続されている。
　（２）制御装置２１の構成
　制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８から相電流（モータ電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング動作）を制御する。具体的には、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　実施例の制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相の相電流であるＵ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv、Ｗ相電流ｉwを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは相電圧指令演算部３３に接続されている。
　（２－１）相電圧指令演算部３３
　図２は上記制御装置２１の相電圧指令演算部３３の構成を示す。相電圧指令演算部３３はプログラムにより構成される機能として、電圧指令算出部３８と、相電流検出部３９と、相電流予測部４１と、補正制御部４２を備えている。
　（２－１－１）電圧指令算出部３８
　上記電圧指令算出部３８は、下記数式（ＩＩ）、（ＩＩＩ）を用いてＶ相及びＷ相の電圧指令値Ｃv、Ｃwを算出する。尚、Ｕ相の電圧指令値Ｃuは、ＰＷＭを反転して出力するため、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令値Ｃv、Ｃwを反転したスイッチングパターンが算出される。これらＣu、Ｃv、Ｃwがモータ８の各相の電機子コイル２～４に印加するＵ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv、Ｗ相電圧Ｖwを生成するための三相変調電圧指令値である。尚、電圧指令算出部３８は、キャリア周期（谷）で各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwはキャリアカウントで正規化した値である。また、Ｖdcは前述した直流リング電圧、Ｖmは電圧ベクトル指令値の大きさであり、下記数式（ＩＶ）で求められる。また、θmは電圧ベクトル指令値の位相であり、下記数式（Ｖ）で求められる。更に、θreはモータ電気角、ＣＡはキャリアカウント（三角波キャリア）のピーク値、Ｖd refはｄ軸電圧指令値、Ｖq refはｑ軸電圧指令値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（２－１－２）相電流検出部３９
　前記相電流検出部３９は、前述した電流センサ２６ＡによりＵ相電流ｉuをサンプリングし、電流センサ２６ＢによりＶ相電流ｉvをサンプリングする。そして、Ｗ相電流ｉwはこれらから計算により求める。この場合、相電流検出部３９は三角波キャリアの山と谷の
タイミングで相電流をサンプリングする。
　尚、各相の相電流を検出する方法については、実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、例えば単一のシャント抵抗を用いて下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から電流を推定する所謂ワンシャント電流検出方式などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。
　（２－１－３）相電流予測部４１
　前記相電流予測部４１は、前述した電圧指令算出部３８が算出したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwと三角波キャリアとを比較してスイッチングした場合に、ＯＮ状態となっている各相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆが、ＯＦＦされるスイッチングタイミングにおける相電流を予測する。この相電流予測部４１による相電流の予測制御については後に詳述する。
　（２－１－４）補正制御部４２
　前記補正制御部４２は、相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、モータ８に印加される相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようなスイッチング動作となるよう、電圧指令算出部３８により算出された各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを補正する。この補正制御部４２による補正制御についても後に詳述する。
　（２－２）ＰＷＭ信号生成部３６
　前記ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３の補正制御部４２により補正された各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを入力し、これら電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwと、三角波キャリアとの大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。
　尚、実施例では相電流予測部４１と補正制御部４２の機能を相電圧指令演算部３３に設けているが、それに限らず、ＰＷＭ信号生成部３６にそれらを設けて、相電圧指令演算部３３が出力する各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、ＣwをＰＷＭ信号生成部３６にて補正し、補正後の各値と三角波キャリアを比較するようにしてもよい。
　（２－３）ゲートドライバ３７
　前記ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ、下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ、下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧を発生させる。
　そして、インバータ回路２８の各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖu（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル２に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖv（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル３に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖw（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４に印加（出力）される。
　（３）制御装置２１の動作
　次に、図３～図１１を参照しながら、制御装置２１の実際の制御動作について説明する。最初に、図３はモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子コイル２、３、４に流れる相電流ｉu、ｉv、ｉwを示している。この図から明らかなように、各相電流ｉu、ｉv、ｉwはリプル（振動）を含んでおり、特に、零Ａ（アンペア）付近にある相電流（例えば２ｍｓ付近ではＵ相電流ｉu）に着目すると、当該Ｕ相電流ｉuは零Ａ（アンペア）を上下し続けて、極性が細かく変化していることが分かる。
　（３－１）従来一般的な三相変調方式
　次に、図４に従来一般的な三相変調方式を示す。この図において、最上段からＸ１は前述した三角波キャリア、Ｃu、Ｃv、Ｃwはキャリアカウントで正規化したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値、Ｕ上相はＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡのＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｕ下相はＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤのＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｖ上相はＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢのＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｖ下相はＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｗ上相はＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣのＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｗ下相はＷ相の下アームスイッチング素子１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（何れもＰＷＭ波形）、Ｕ相ＶuはＵ相電圧Ｖu、Ｖ相ＶvはＶ相電圧Ｖv、ＶwはＷ相電圧Ｖw、Ｖnpはモータ８の中性点電位、最下段はＵ相電流ｉuを示している。
　尚、この図４ではＵ相電流ｉuの極性は正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であり、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwの極性は負（モータ８から流出する方向：ｉv＜０、ｉw＜０）であるものとする。
　この図において、電圧指令値Ｃuが三角波キャリアＸ１より小さい区間で上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、電圧指令値Ｃuが三角波キャリアＸ１より大きい区間で下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮする。また、電圧指令値Ｃvが三角波キャリアＸ１より大きい区間で上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮし、電圧指令値Ｃvが三角波キャリアＸ１より小さい区間で下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮする。更に、電圧指令値Ｃwが三角波キャリアＸ１より大きい区間で上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮし、電圧指令値Ｃwが三角波キャリアＸ１より小さい区間で下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮするものであるが、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａと１８Ｄ、１８Ｂと１８Ｅ、１８Ｃと１８Ｆが同時にＯＮしないようにするためのデッドタイムＴdが設けられ、ＯＮしている方のスイッチング素子がＯＦＦしてからこのデッドタイムＴdが経過した後に、ＯＦＦしているスイッチング素子がＯＮされる。
　また、ｔu、ｔv、ｔwはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦのＯＮ時間である。相電流のサンプリングタイミングは前述同様に三角波キャリアＸ１の山（ピーク値ＣＡとなるタイミング）と谷（三角波キャリアＸ１が０となるタイミング）のタイミングであるので、図４の場合、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＣのＯＮ時間ｔu、ｔv、ｔwは、三角波キャリアＸ１が０となったタイミングからのＯＮ時間、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦのＯＮ時間ｔu、ｔv、ｔwは、三角波キャリアＸ１がピーク値ＣＡとなったタイミングからのＯＮ時間となる。
　この図４のように各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがスイッチングされた場合、各相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwは図４のようにそれぞれ変化するため、各相電圧の総和（Ｖu＋Ｖv＋Ｖw）であるモータ８の中性点電位Ｖnpは大きく変動している。そのため、コモンモードノイズが大きく発生することになる。
　（３－２）中性点電位Ｖnpの変動を抑制する従来の補正制御
　（３－２－１）中性点電位Ｖnpの変動を抑制できる場合
　そこで、上記中性点電位Ｖnpの変動を抑制する制御として、図５に示す制御（従来の制御）が提案されている。この制御では、相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すように電圧指令値が補正される。尚、この場合もＵ相電流ｉuの極性は正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であり、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwの極性は負（モータ８から流出する方向：ｉv＜０、ｉw＜０）である。また、Ｕ相電流ｉuは零Ａ（アンペア）より十分大きいものとする。
　この例では、１キャリア周期の全区間においてＷ相の電圧指令値Ｃwはキャリア三角波Ｘ１のピーク値ＣＡであり、Ｕ相の電圧指令値ＣuとＶ相の電圧指令値Ｃvは同じ値とされている（前述した如くＵ相の電圧指令値Ｃuは、Ｖ相の各電圧指令値Ｃvを反転したスイッチングパターンとなる）。
　図４の各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを、図５のような電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwに補正することで、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ｃは１キャリア周期内でＯＮしたまま、下アームスイッチング素子１８ＦはＯＦＦしたままで、Ｗ相電圧Ｖwは変化せず、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングが、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングに同期され、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦするタイミングが、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングに同期されるため、Ｖ相電圧Ｖvが立ち下がるタイミングとＵ相電圧Ｖuが立ち上がるタイミング、及び、Ｖ相電圧Ｖvが立ち上がるタイミングとＵ相電圧Ｖuが立ち下がるタイミングが同期され、Ｖ相電圧Ｖvの変化が、Ｕ相電圧Ｖuの変化で打ち消されるようになり、モータ８の中性点電位Ｖnpは図５に示すように変動しなくなる。これにより、コモンモードノイズの発生が抑制される。
　（３－２－２）中性点電位Ｖnpの変動を抑制できない場合
　しかしながら、前述した図３の２ｍｓ付近の場合のように、Ｕ相電流ｉuがほぼ零Ａ（アンペア）であるときは、Ｕ相電流ｉuが零Ａを上下し続けて（リプル）、その極性が細かく変化するため、サンプリングしたＵ相電流ｉuと、実際にＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤをスイッチングするタイミングでのＵ相電流ｉuの極性が異なってくる場合がある。
　このような場合を図６に示す。尚、この図においてＶ相電流ｉvの極性は負（モータ８から流出する方向：ｉv＜０）、Ｗ相電流ｉwの極性は正（モータ８に流入する方向：ｉw＞０）であるものとする。また、図中の黒丸は各相電流ｉu、ｉv、ｉwのサンプリングタイミング（三角波キャリアＸ１の山と谷のタイミング）、黒四角はＵ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ及びＶ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ（前半）と、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａ及びＶ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ（後半）のスイッチングタイミング（補正する前の各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、ＣwによりＯＮ状態となるＵ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ及びＶ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ（前半）と、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａ及びＶ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ（後半）がＯＦＦするスイッチングタイミング）である。また、図６中の実線Ｌ１はモータ８に実際に流れるＵ相電流ｉuの変化を示している。
　この図６では電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwの補正を行っていないため、キャリア周期の前半でモータ８の中性点電位Ｖnpが変動している。そこで、サンプリングタイミング（黒丸）ではＵ相電流ｉuの極性が正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であるので、図５の場合と同様に各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを補正した場合を図７に示す。尚、図７ではサンプリングしたＵ相電流ｉuの極性が正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であるので、図５の場合と同様に、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングを同期させるために、図６におけるＵ相の電圧指令値Ｃuと、Ｖ相の電圧指令値Ｃvをキャリア周期の前半では下げる方向で補正している。尚、図７中の太い破線Ｌ２はサンプリングしたＵ相電流ｉuの値である。
　図７の場合、サンプリングタイミング（黒丸）ではＵ相電流ｉuの極性は正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であったが、実際のスイッチングタイミング（図６の左側の黒四角）では、Ｕ相電流ｉuの極性は負（モータ８から流出する方向：ｉu＜０）に変わっているため、Ｕ相電流ｉuの極性誤判定となり、図５の場合と同様にＵ相とＶ相の電圧指令値Ｃu、Ｃvを補正してしまうと、Ｕ相電圧Ｖuは実際には下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングで立ち上がることになる。
　一方、Ｖ相電流ｉvの極性は負（モータ８から流出する方向：ｉv＜０）であり、Ｖ相電圧Ｖvは下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングで立ち下がるので、図５の場合に比較して、図７に示すようにＵ相電圧Ｖuが立ち上がるタイミングが、Ｖ相電圧Ｖvが立ち下がるタイミングよりデッドタイムＴd分早くなってしまい、この幅（デッドタイムＴdの幅）で中性点電位Ｖnpがパルス状に立ち上がる方向で変動している。これでは、コモンモードノイズの発生を抑制することができない（図７のキャリア周期の前半参照）。
　（３－３）中性点電位Ｖnpの変動を抑制する本発明の補正制御
　そこで、本発明では前述した相電流予測部４１がスイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測し、予測した相電流に基づき、電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを、補正制御部４２が補正する。以下、図８を参照しながら、本発明の補正制御について説明する。
　（３－３－１）スイッチングタイミングにおける相電流の予測（相電流予測部４１）
　先ず、相電流予測部４１によるスイッチングタイミングにおける相電流の予測制御について説明する。相電流予測部４１は、下記数式（Ｉ）を用いてスイッチングタイミングにおける各相の相電流ｉuvw（ｔ＋ｔuvw）を予測する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　但し、ｉuvw（ｔ＋ｔuvw）は、電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃw（補正前の電圧指令値）によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、或いは、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＦＦするスイッチングタイミングにおけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、ｔuvwはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦのＯＮ時間、ｉuvw（ｔ）は相電流検出部３９がサンプリングタイミングでサンプリングしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、Ｌuvwはモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインダクタンス、Ｖdcは前述した直流リンク電圧、ｅuvwはモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の逆起電圧、Ｖnpはモータ８の前述した中性点電位、ｓｇｎ（Ｖuvw）は相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの符号関数であり、相電圧Ｖu、Ｖv、ＶwがＶdcのときは１、相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwが０のときは－１となる。
　尚、上記数式（Ｉ）をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相を合わせて示したものであるため、分かり易くするために、各相に分離した数式を下記数式（ＶＩ）～（ＸＩ）で示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記数式（ＶＩ）、（ＶＩＩ）におけるｉu（ｔ＋ｔu）は電圧指令算出部３８が算出したＵ相の電圧指令値Ｃu（補正前の電圧指令値）によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子１８Ａ、又は、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするスイッチングタイミングにおけるＵ相の相電流、ｔuはＵ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、又は、下アームスイッチング素子１８ＤのＯＮ時間、ｉu（ｔ）は相電流検出部３９がサンプリングタイミングでサンプリングしたＵ相の相電流、Ｌuはモータ８のＵ相のインダクタンス、ｅuはモータ８のＵ相の逆起電圧、ｓｇｎ（Ｖu）はＵ相電圧Ｖuの符号関数であり、Ｕ相電圧ＶuがＶdcのときは１、Ｕ相電圧Ｖuが０のときは－１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記数式（ＶＩＩＩ）、（ＩＸ）におけるｉv（ｔ＋ｔv）は電圧指令算出部３８が算出したＶ相の電圧指令値Ｃv（補正前の電圧指令値）によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子１８Ｂ、又は、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするスイッチングタイミングにおけるＶ相の相電流、ｔvはＶ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、又は、下アームスイッチング素子１８ＥのＯＮ時間、ｉv（ｔ）は相電流検出部３９がサンプリングタイミングでサンプリングしたＶ相の相電流、Ｌvはモータ８のＶ相のインダクタンス、ｅvはモータ８のＶ相の逆起電圧、ｓｇｎ（Ｖv）はＶ相電圧Ｖvの符号関数であり、Ｖ相電圧ＶvがＶdcのときは１、Ｖ相電圧Ｖvが０のときは－１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記数式（Ｘ）、（ＸＩ）におけるｉw（ｔ＋ｔw）は電圧指令算出部３８が算出したＷ相の電圧指令値Ｃw（補正前の電圧指令値）によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子１８Ｃ、又は、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦするスイッチングタイミングにおけるＷ相の相電流、ｔwはＷ相の上アームスイッチング素子１８Ｃ、又は、下アームスイッチング素子１８ＦのＯＮ時間、ｉw（ｔ）は相電流検出部３９がサンプリングタイミングでサンプリング（実際は前述したように計算で求める算出）したＷ相の相電流、Ｌwはモータ８のＷ相のインダクタンス、ｅwはモータ８のＷ相の逆起電圧、ｓｇｎ（Ｖw）はＷ相電圧Ｖwの符号関数であり、Ｗ相電圧ＶwがＶdcのときは１、Ｗ相電圧Ｖwが０のときは－１となる。
　前記数式（ＶＩ）の中括弧内は、モータ８のＵ相の電機子コイル２に印加される電圧であり、これに１／Ｌuを掛けた値はＵ相電流ｉuの傾き［Ａ／ｓ］を意味している。従って、数式（ＶＩ）の右辺の第２項はＵ相電流ｉuの増減量を示しているので、相電流予測部４１は、相電流検出部３９がサンプリングしたＵ相電流ｉu（ｔ）に、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでのＵ相電流ｉuの増減量を加算することで、スイッチングタイミングにおけるＵ相電流ｉu（ｔ＋ｔu）を予測していることになる。
　同様に数式（ＶＩＩＩ）の中括弧内は、モータ８のＶ相の電機子コイル３に印加される電圧であり、これに１／Ｌvを掛けた値はＶ相電流ｉvの傾き［Ａ／ｓ］を意味している。従って、数式（ＶＩＩＩ）の右辺の第２項はＶ相電流ｉvの増減量を示しているので、相電流予測部４１は、相電流検出部３９がサンプリングしたＶ相電流ｉv（ｔ）に、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでのＶ相電流ｉvの増減量を加算することで、スイッチングタイミングにおけるＶ相電流ｉv（ｔ＋ｔv）を予測していることになる。
　数式（Ｘ）の中括弧内も、モータ８のＷ相の電機子コイル４に印加される電圧であり、これに１／Ｌwを掛けた値はＷ相電流ｉwの傾き［Ａ／ｓ］を意味している。従って、数式（Ｘ）の右辺の第２項はＷ相電流ｉwの増減量を示しているので、相電流予測部４１は、相電流検出部３９がサンプリング（実際は計算）したＷ相電流ｉw（ｔ）に、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでのＷ相電流ｉwの増減量を加算することで、スイッチングタイミングにおけるＷ相電流ｉw（ｔ＋ｔw）を予測していることになる。
　（３－３－２）電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwの補正制御（補正制御部４２）
　実施例では、サンプリングタイミングとスイッチングタイミングとで相電流の極性が変化し易い相（図３の２ｍｓ付近では絶対値が最小となるＵ相）に着目し、上述した如く相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミングにおけるＵ相電流ｉu（ｔ＋ｔu）に基づいて、電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、Ｃwを補正する。図８の例では補正制御部４２がＶ相の電圧指令値Ｃv（図６に示した補正前の値）を補正す
る。
　尚、相電流の絶対値が最小となる相（図３の２ｍｓ付近ではＵ相）のみで無く、スイッチングタイミングにおける三相全ての相電流を相電流予測部４１が予測するようにしてもよい。また、図８でも黒丸は各相電流ｉu、ｉv、ｉw、のサンプリングタイミング、黒四角は図６と同様のスイッチングタイミング（電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値Ｃu、Ｃv、ＣwによりＯＮ状態となるＵ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ及びＶ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ（前半）と、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａ及びＶ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ（後半）がＯＦＦするスイッチングタイミング：補正する前のスイッチングタイミング）、黒三角は本発明の補正制御で補正した後のＶ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ（前半）がＯＦＦするスイッチングタイミングを示している（後半は補正しないので、黒四角と黒三角は同じ位置にある）。また、最下段の実線Ｌ１は前述同様にモータ８に実際に流れるＵ相電流ｉuの変化を示し、太い破線Ｌ３は相電流予測部４１が予測したＵ相電流ｉu（ｔ＋ｔu）を示している。
　図８の例の場合、左端のサンプリングタイミング（黒丸）でサンプリングしたＵ相電流ｉuの極性は正（モータ８に流入する方向：ｉu＞０）であったが、相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミング（黒四角）におけるＵ相電流ｉu（ｔ＋ｔu）の極性は負（モータ８から流出する方向：ｉu＜０）であるので（Ｖ相電流ｉvの極性も負）、補正制御部４２は、キャリア周期の前半では、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングを、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングに同期させるために、Ｖ相の電圧指令値Ｃvのみを、ＣＡＴd／Ｔsだけ下げる方向で補正する（図８の前半に白抜き矢印で示す）。尚、Ｔsは１キャリア周期である。
　これにより、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦするスイッチングタイミングのみが、黒四角から黒三角に移動するので（スイッチング動作の補正）、それからデッドタイムＴd分遅れてＶ相電圧Ｖvが立ち下がるタイミング（Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミング）と、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦされてＵ相電圧Ｖuが立ち上がるタイミングとが同期し、中性点電位Ｖnpが変動しなくなる（図８の前半）。
　このように本発明では、制御装置２１が、各相のスイッチングタイミングにおける相電流を予測する相電流予測部４１と、この相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようスイッチング動作を補正する補正制御部４２を有しているので、スイッチングタイミングにおける相電流の極性に基づき、より正確なスイッチング動作の補正を行うことができるようになる。
　これにより、デッドタイムの影響を排除して、的確に相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すことができるようになり、中性点電位の変動に伴うコモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。
　この場合、実施例では制御装置２１が、各相の電圧指令値を算出する電圧指令算出部３８を備え、相電流予測部４１が、電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値によりＯＮ状態となる上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ又は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦをＯＦＦするスイッチングタイミングにおける相電流を予測すると共に、補正制御部４２が、相電流予測部４１が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、電圧指令算出部３８が算出した各相の電圧指令値を補正して各相のスイッチングタイミングを同期させることにより、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにしている。
　また、実施例では制御装置２１が、各相の相電流をサンプリングする相電流検出部３９を備え、相電流予測部４１が、相電流検出部３９がサンプリングした相電流と、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでの当該相電流の増減量から、スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測している。
　この場合、実施例では相電流予測部４１が、相電流検出部３９がサンプリングした相電流、各相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ又は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦのＯＮ時間、及び、モータ８の各相の逆起電圧に基づいてスイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測するようにしているので、サンプリングした相電流から、正確にスイッチングタイミングにおける相電流を予測することができるようになる。
　具体的には、相電流予測部４１は、前述した数式（Ｉ）（数式（ＶＩ）～（ＸＩ））を用いてスイッチングタイミングにおける相電流を予測するようにしたので、一層正確にスイッチングタイミングにおける相電流を予測することが可能となる。
　（３－４）スイッチングタイミングのシフト
　次に、図９～図１１を参照しながら補正制御部４２が更に行うシフト制御について説明する。
　（３－４－１）スイッチング時の相電圧の変化
　ここで、相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの変化は、実際には相電流ｉu、ｉv、ｉwの極性や大きさにより傾きが変化する。即ち、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート電圧が変化した後、一定期間後に相電圧の変化が開始し、相電流の極性や大きさにより立ち下がり、及び、立ち上がりの形状が変化する。
　この様子を図９と図１０に示す。尚、図９は相電圧の立ち下がり時の動作（上アームスイッチング素子がＯＦＦして、下アームスイッチング素子がＯＮ）、図１０は相電圧の立ち上がり時の動作（下アームスイッチング素子がＯＦＦして、上アームスイッチング素子がＯＮ）を示している。
　また、各図においてｉは各相電流を総称したものであり、ｉcは上下アームスイッチング素子の出力容量の放電電流である。この放電電流ｉcは、下記数式（ＸＩＩ）により算出される。尚、Ｃpは上下アームスイッチング素子の出力容量（半導体特有の寄生容量）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　図９の上段は相電流ｉの極性が負（ｉ＜０）の場合であり、上アームスイッチング素子がＯＦＦした後、下アームスイッチング素子がＯＮするタイミングで相電圧は直流リンク電圧Ｖdcから０に向けてほぼ垂直に立ち下がっている。図９の中段は０≦ｉ≦ｉcの場合であり、上アームスイッチング素子がＯＦＦしてから相電圧は徐々に降下し、デッドタイムＴd後に下アームスイッチング素子がＯＮするタイミングでほぼ垂直に０に向けて立ち下がっている。図９の下段はｉc＜ｉの場合であり、上アームスイッチング素子がＯＦＦしてから相電圧は所定の角度で降下し、デッドタイムＴdが経過する以前に０になっている。
　また、図１０の上段は相電流ｉの極性が正（０＜ｉ）の場合であり、下アームスイッチング素子がＯＦＦした後、上アームスイッチング素子がＯＮするタイミングで相電圧は０から直流リンク電圧Ｖdcに向けてほぼ垂直に立ち上がっている。図１０の中段は－ｉc≦ｉ≦０の場合であり、下アームスイッチング素子がＯＦＦしてから相電圧は徐々に上昇し、デッドタイムＴd後に上アームスイッチング素子がＯＮするタイミングでほぼ垂直に直流リンク電圧Ｖdcに向けて立ち上がっている。図１０の下段はｉ＜－ｉcの場合であり、下アームスイッチング素子がＯＦＦしてから相電圧は所定の角度で上昇し、デッドタイムＴdが経過する以前に直流リンク電圧Ｖdcになっている。
　このため、例えば図１１の左側に示すように、スイッチングにより立ち下がる相の相電流ｉの大きさが図９の中段（０≦ｉ≦ｉc）のような場合で、相電圧（図１１にＬ４で示す）の変化が、上アームスイッチング素子がＯＦＦしてから徐々に降下し、デッドタイムＴd後に下アームスイッチング素子がＯＮするタイミングでほぼ垂直に０に向けて立ち下がるときに、その変化を打ち消すために相電圧が立ち上がる相の相電流ｉが図１０の下段（ｉ＜－ｉc）のような大きさであった場合は、相電圧（図１１にＬ５で示す）の変化が、下アームスイッチング素子がＯＦＦしてから所定の角度で上昇し、デッドタイムＴdが経過する以前に直流リンク電圧Ｖdcになるため、相電圧Ｌ４と相電圧Ｌ５はＶdc／２より大きい状態で交差するようになる。そのため、中性点電位が変動し易くなる。
　（３－４－２）補正制御部４２によるシフト制御
　そこで、制御装置２１の補正制御部４２は、図１１の右側に示すように、相電圧Ｌ４と相電圧Ｌ５とが、直流リンク電圧Ｖdc／２で交差するように、相電圧Ｌ５の相のスイッチングタイミングを、ΔＴだけシフトする（遅らせる）。これにより、降下する相電圧Ｌ４変化に、上昇する相電圧Ｌ５の変化が近づき、相電圧Ｌ４の変化を相電圧Ｌ５の変化でより効果的に打ち消すことが可能となって、中性点電位の変動が抑えられるようになる。
　特に、補正制御部４２は、相電流ｉの絶対値が大きい相電圧Ｌ５の相のスイッチングタイミングをシフトする。その理由は、より絶対値が大きい相電流ｉの相の方が、シフトしても相電圧の変化の傾きが変わり難いからである。それにより、相電圧Ｌ４と相電圧Ｌ５をより正確に直流リンク電圧Ｖdc／２で交差させることができるようになる。
　また、補正制御部４２は、相電流ｉの絶対値の大きさが最も小さい相についてはスイッチングタイミングのシフトを行わない。その理由は、三相の相電流のうち、絶対値の大きさが最も小さい相は、相電流ｉが零Ａ（アンペア）に近い相であり、図９や図１０の中段のように相電圧が変化するため、シフトにより相電圧の変化の仕方が変わる可能性が高いからである。一方、相電流ｉの絶対値が比較的大きい相（中間の相以外の相）は、図９や図１０の上段や下段のように相電圧が変化するため、シフトしても相電圧の傾きが変化し難い。これにより、補正制御部４２は、相電流ｉの絶対値が最も大きい相のスイッチングタイミングをシフトすることになる。
　尚、図１１の例では相電圧が立ち上がる相のスイッチングタイミングをシフトするようにしたが、相電流ｉの絶対値が最も大きい相が、相電圧が立ち下がる相である場合は、立ち下がる方の相のスイッチングタイミングをシフトすることになる。
　また、実施例では三角波キャリアを用いた左右対称型ＰＷＭ動作における打ち消し動作の例を示したが、本発明の効果は使用するコントローラ（制御装置）により決定されるＰＷＭキャリアの形状には依存せず、鋸波キャリアなど如何なるキャリア信号を用いた場合でも有効である。更に、実施例では三角波キャリアの山、及び、谷のタイミングで電流検出を行う場合について本発明を適用したが、電流検出方法、及び、タイミングに関して本発明は実施例に限られるものではない。例えば、単一のシャント抵抗を用いてＰＷＭ動作タイミングにより電流読み取りを行う前述したワンシャント電流検出方式においても、本出願に記載した通りに逐次電流推定、及び、スイッチングタイミング補正を行うことにより、効果が得られるものである。
　更にまた、実施例では電動コンプレッサのモータを駆動制御するインバータ装置に本発明を適用したが、それに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　１　インバータ装置
　８　モータ
　１０　上アーム電源ライン
　１５　下アーム電源ライン
　１８Ａ～１８Ｆ　上下アームスイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相ハーフブリッジ回路
　１９Ｖ　Ｖ相ハーフブリッジ回路
　１９Ｗ　Ｗ相ハーフブリッジ回路
　２１　制御装置
　２６Ａ、２６Ｂ　電流センサ
　２８　インバータ回路
　３３　相電圧指令演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ
　３８　電圧指令算出部
　３９　相電流検出部
　４１　相電流予測部
　４２　補正制御部

Claims (8)

  1. 　上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
    　デッドタイムを設けて前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
    　前記制御装置は、
    　前記各相のスイッチングタイミングにおける相電流を予測する相電流予測部と、
    　該相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようスイッチング動作を補正する補正制御部と、
    　を有することを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記制御装置は
    、
    　前記各相の電圧指令値を算出する電圧指令算出部を備え、
    　前記相電流予測部は、前記電圧指令算出部が算出した前記各相の電圧指令値によりＯＮ状態となる前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子をＯＦＦするスイッチングタイミングにおける相電流を予測すると共に、
    　前記補正制御部は、前記相電流予測部が予測したスイッチングタイミングにおける各相の相電流に基づき、前記電圧指令算出部が算出した前記各相の電圧指令値を補正して前記各相のスイッチングタイミングを同期させることにより、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記制御装置は、
    　前記各相の相電流をサンプリングする相電流検出部を備え、
    　前記相電流予測部は、前記相電流検出部がサンプリングした相電流と、サンプリングタイミングからスイッチングタイミングまでの当該相電流の増減量から、前記スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
  4. 　前記相電流予測部は、前記相電流検出部がサンプリングした相電流、前記各相の上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子のＯＮ時間、前記モータの各相の逆起電圧、前記モータの中性点電位、及び、前記モータの各相のインダクタンスに基づいて前記スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
  5. 　前記相電流予測部は、下記数式（Ｉ）を用いて前記スイッチングタイミングにおける各相の相電流を予測することを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　但し、ｉuvw（ｔ＋ｔuvw）は前記スイッチングタイミングにおけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、ｔuvwはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子のＯＮ時間、ｉuvw（ｔ）は前記サンプリングしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流、Ｌuvwは前記モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインダクタンス、Ｖdcは直流リンク電圧、ｅuvwは前記モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の逆起電圧、Ｖnpは前記モータの中性点電位、ｓｇｎ（Ｖuvw）は相電圧の符号関数であり、相電圧がＶdcのときは１、相電圧が０のときは－１となる。
  6. 　前記補正制御部は、スイッチングにより変化する相電圧と、当該相電圧の変化を打ち消すために立ち上がり、又は、立ち下がる他の相電圧とが、直流リンク電圧Ｖdc／２で交差するようにスイッチングタイミングをシフトすることを特徴とする請求項１乃至請求項５
    のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  7. 　前記補正制御部は、相電流の絶対値が大きい方の相のスイッチングタイミングをシフトすることを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置。
  8. 　前記補正制御部は、相電流の絶対値の大きさが最も小さい相については前記スイッチングタイミングのシフトを行わないことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載のインバータ装置。
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