WO2022138140A1 - 複合フィルタ装置 - Google Patents

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幸治 宮本
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a composite filter device in which at least one band-passing type filter is commonly connected to a ladder type filter.
  • a composite filter device has been used in the IF stage of mobile communication devices such as smartphones.
  • one end of a plurality of band-passing type filters is commonly connected to each other.
  • one end of a ladder type filter and another band-passing type filter are commonly connected to each other.
  • This ladder type filter has a series arm resonator composed of elastic wave resonators and a parallel arm resonator.
  • the composite filter device described in Patent Document 1 uses a leaked surface wave, but ripple due to the Rayleigh wave appears outside the pass band.
  • ripple is located in the pass band of another commonly connected pass-through filter, there is a problem that the loss in the pass band increases and the characteristics deteriorate in the other pass-through filters. ..
  • An object of the present invention is to provide a composite filter device capable of suppressing the occurrence of ripple in the pass band of another commonly connected band pass type filter.
  • the composite filter apparatus has at least one series arm resonator including a first series arm resonator and at least one parallel arm resonator including a first parallel arm resonator.
  • the series-arm resonator and the parallel-arm resonator are at least one band-passing type in which a ladder type filter, which is an elastic wave resonator having an IDT electrode, and one end of the ladder type filter are connected to each other by a common terminal.
  • the first series arm resonator comprises a filter, the first series arm resonator is closest to the common terminal among the series arm resonators of the ladder type filter, and the first parallel arm resonator is parallel to the ladder type filter.
  • the IDTs of the first series arm resonator, the first parallel arm resonator, the remaining series arm resonator, and the parallel arm resonator are arranged closest to the common terminal.
  • the duty of the electrode is Sa, Pa, and Ta, respectively, any one of the following equations (1), (2), and (3) is satisfied.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view showing an electrode structure of an elastic wave resonator used in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A is a front sectional view of the elastic wave resonator used in the first embodiment, and
  • FIG. 3B is a front sectional view showing a modified example of the elastic wave resonator.
  • FIG. 4 is a diagram showing the filter characteristics of the ladder type filter when the duty of the first series arm resonator in the ladder type filter is 0.5 or 0.425.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view showing an electrode structure of an elastic wave resonator used in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A is a front sectional view of the elastic wave resonator used in the first embodiment
  • FIG. 3B is a front sectional
  • FIG. 5 shows the return loss of the Rayleigh wave of the other commonly connected band-passing type filters when the duty of the first series arm resonator in the ladder type filter is changed from 0.5 to 0.425. It is a figure which shows the characteristic.
  • FIG. 6A shows the return loss characteristic of the ladder type filter and the return loss characteristic when the first series arm resonator is removed from the ladder type filter
  • FIG. 6B shows the return of the ladder type filter.
  • the loss characteristics and the return loss characteristics when the second series arm resonator is removed from the ladder type filter are shown.
  • FIG. 6C shows the return loss characteristics of the ladder type filter and the third series from the ladder type filter. It is a figure which shows the return loss characteristic when the arm resonator is removed.
  • FIG. 6A shows the return loss characteristic of the ladder type filter and the return loss characteristic when the first series arm resonator is removed from the ladder type filter
  • FIG. 6B shows the return of the ladder type filter.
  • FIG. 7A shows the return loss characteristic of the ladder type filter and the return loss characteristic when the first parallel arm resonator is removed from the ladder type filter
  • FIG. 7B shows the return of the ladder type filter.
  • the loss characteristics and the return loss characteristics when the second parallel arm resonator is removed from the ladder type filter are shown.
  • FIG. 7 (c) shows the return loss characteristics of the ladder type filter and the third parallel from the ladder type filter. It is a figure which shows the return loss characteristic when the arm resonator is removed.
  • FIG. 8A is a diagram showing the return loss characteristic of the ladder type filter and the return loss characteristic when the fourth series arm resonator is removed from the ladder type filter
  • FIG. 8B is a diagram showing the return loss characteristic.
  • FIG. 9A shows the response of the Rayleigh wave by the first parallel arm resonator P1 and the response of the Rayleigh wave by the first series arm resonator S1 are lower than the passband of the other passband type filters.
  • FIG. 9 (b) is a concrete explanatory diagram showing a configuration for shifting to the side, in which FIG.
  • FIG. 9B shows the response of the Rayleigh wave by the first parallel arm resonator P1 and the response of the Rayleigh wave by the first series arm resonator S1.
  • FIG. 9 (c) shows the response of the Rayleigh wave by the first parallel arm resonator P1.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to the first embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 1 one ends of the ladder type filter 10 and the other band-passing type filters 11, 12, ... are commonly connected at the common terminal 13.
  • the common terminal 13 is connected to, for example, an antenna terminal.
  • the ladder type filter 10 has a series arm connecting the common terminal 13 and the terminal 14.
  • the first to fifth series arm resonators S1 to S5 are connected in series with each other.
  • the first parallel arm resonator P1 is connected between the node between the first and second series arm resonators S1 and S2 and the ground potential.
  • a second parallel arm resonator P2 is connected between the node between the second series arm resonator S2 and the third series arm resonator S3 and the ground potential.
  • a third parallel arm resonator P3 is connected between the node between the third series arm resonator S3 and the fourth series arm resonator S4 and the ground potential.
  • a fourth parallel arm resonator P4 is connected between the node and the ground potential between the fourth series arm resonator S4 and the fifth series arm resonator S5.
  • the first series arm resonator S1 to the fifth series arm resonator S5 and the first parallel arm resonator P1 to the fourth parallel arm resonator P4 are all made of elastic wave resonators.
  • the circuit configurations of the other band-passing filters 11 and 12 are not limited to this. It may be a ladder type filter, or may be a bandpass type filter including a longitudinally coupled resonator type elastic wave filter and the like.
  • the pass band of the band-passing filters 11 and 12 is different from the pass band of the ladder filter 10.
  • the ladder type filter 10 is a Band1Tx filter, and the pass band is 1920 MHz to 1980 MHz.
  • the band-passing filter 11 is a Band 32 filter, and the pass band is 1452 MHz to 1496 MHz.
  • the electrode structure of the elastic wave resonator constituting the first series arm resonator S1 to the fifth series arm resonator S5 and the first parallel arm resonator P1 to the fourth parallel arm resonator P4 is shown in the figure. Shown in 2.
  • FIG. 3A is a front sectional view of the elastic wave resonator of the first embodiment.
  • the IDT electrodes 7 and reflectors 8 and 9 are provided on the piezoelectric substrate 2 as the piezoelectric layer.
  • the piezoelectric substrate 2 is made of a LiTaO 3 substrate. However, the piezoelectric substrate 2 may be made of another piezoelectric single crystal.
  • FIG. 3B is a front sectional view for explaining a modified example of the elastic wave resonator.
  • the IDT electrode 7 and the reflectors 8 and 9 are provided on the composite piezoelectric substrate 5.
  • the low sound velocity layer 4 and the piezoelectric layer 2A are laminated on the support substrate 3 made of Si or the like.
  • the piezoelectric layer 2A is made of LiTaO 3 or LiNbO 3 , and its thickness is 10 ⁇ or less, where ⁇ is the wavelength determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode 7. It is preferably 5 ⁇ or less.
  • the low sound velocity layer 4 is made of a low sound velocity material in which the sound velocity of the propagating bulk wave is lower than the sound velocity of the bulk wave propagating in the piezoelectric layer 2A.
  • a low-pitched sound material include silicon oxide, glass, silicon nitride, tantalum oxide, and a medium containing the above-mentioned material as a main component, such as a compound obtained by adding fluorine, carbon, or boron to silicon oxide.
  • the support substrate 3 may be composed of various dielectrics and piezoelectric materials in addition to Si.
  • the support substrate 3 is made of a high sound velocity material.
  • the high sound velocity material means a material in which the sound velocity of the propagating bulk wave is higher than the sound velocity of the elastic wave propagating in the piezoelectric layer 2A.
  • high-pitched materials include aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, zirconia, cozilite, mulite, steatite, and forsterite. , Magnesia, DLC (diamond-like carbon) film or diamond, a medium containing the above material as a main component, a medium containing a mixture of the above materials as a main component, and the like.
  • the composite piezoelectric substrate 5 has the above-mentioned laminated structure, elastic waves are effectively confined in the piezoelectric layer 2A. Thereby, the Q value can be increased.
  • the support substrate 3 instead of the configuration using the support substrate made of the high sound velocity material, a structure in which the high sound velocity member 3b is laminated on the substrate 3a may be used.
  • the high sound velocity member 3b is made of the above high sound velocity material.
  • the substrate 3a may be made of a material other than the high sound velocity material. As such a material, various dielectrics and semiconductors can be used.
  • the features of the composite filter device 1 are as follows.
  • the series arm resonator closest to the common terminal 13 is the first series arm resonator S1
  • the parallel arm resonator closest to the common terminal 13 is the first parallel arm resonator P1.
  • the duty of the IDT electrode of the first series arm resonator S1 is set to Sa
  • the duty of the IDT electrode of the first parallel arm resonator P1 is set to Pa
  • the duty of the remaining second series arm resonators S2 to 5 is set to Pa.
  • Ta be the duty of the IDT electrode of the series arm resonator S5 and the second parallel arm resonator P2 to the fourth parallel arm resonator P4. In this case, any one of the following equations (1), (2) and (3) is satisfied.
  • the duty of the elastic wave resonator of the ladder type filter 10 satisfies any of the equations (1) to (3), the generation of ripple in the pass band of the band pass type filter 11 is suppressed. This makes it possible to suppress deterioration of the passband loss of the passband type filter 11 and improve the filter characteristics.
  • FIG. 4 is a diagram showing the filter characteristics of the ladder type filter 10 when the duty of the first series arm resonator S1 is 0.425 and when the duty is 0.5.
  • the wavelength and crossing width determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode were adjusted by the amount of change in duty, and the characteristics were adjusted.
  • the response by the Rayleigh wave is generated at a position 0.76 times the resonance frequency fr.
  • Table 1 below also shows the crossing width of the IDT electrode of the first series arm resonator S1 and the logarithm of the electrode fingers when the duty is 0.5 and 0.425.
  • the relationship between the duty magnitude and the wavelength magnitude determined by the electrode finger pitch is opposite. It is preferable that this relationship is also established between a plurality of series arm resonators or between a plurality of parallel arm resonators.
  • FIG. 5 shows the response waveform of the Rayleigh wave, that is, the return loss characteristic when the duty is changed from 0.5 to 0.425 as described above.
  • the response by the Rayleigh wave is shifted from 1447.2 MHz to 1429.8 MHz. That is, the response by the Rayleigh wave is shifted to the low frequency side.
  • the present invention utilizes the fact that the frequency position of the response due to the Rayleigh wave is shifted by changing the duty of the IDT electrode in this way.
  • FIGS. 6 (a) to 6 (c), FIGS. 7 (a) to 7 (c), and FIGS. 8 (a) to 8 (c) show that any resonator from the ladder type filter 10 is present. It is a return loss characteristic diagram which shows the response of a Rayleigh wave when it is removed. The broken lines in FIGS. 6 (a), 6 (b) and 7 (a) show the return loss characteristics of the ladder type filter 10 itself.
  • the solid line in FIG. 6A shows the return loss characteristic of the filter from which the first series arm resonator S1 has been removed
  • the solid line in FIG. 6B shows the return loss characteristic of the filter from which the second series arm resonator S2 has been removed.
  • the return loss characteristic of the filter is shown
  • the solid line in FIG. 6C shows the return loss characteristic of the filter from which the third series arm resonator S3 is removed.
  • the solid line in FIG. 7A shows the return loss characteristics of the filter from which the first parallel arm resonator P1 has been removed
  • the solid line in FIG. 7B shows the return loss characteristic of the filter from which the second parallel arm resonator P2 has been removed.
  • the return loss characteristic of the filter is shown
  • the solid line in FIG. 7C shows the return loss characteristic of the filter from which the third parallel arm resonator P3 is removed.
  • the solid line in FIG. 8A shows the return loss characteristics of the filter from which the fourth series arm resonator S4 has been removed
  • the solid line in FIG. 8B shows the return loss characteristic of the filter from which the fifth series arm resonator S5 has been removed.
  • the return loss characteristic of the filter is shown
  • the solid line in FIG. 8C shows the return loss characteristic of the filter from which the fourth parallel arm resonator P4 is removed.
  • the frequency position of the response by the Rayleigh wave can be significantly changed by changing the duty of the first series arm resonator S1 and the first parallel arm resonator P1.
  • the duty of the IDT electrode of the first series arm resonator S1 is Sa
  • the duty of the IDT electrode of the first parallel arm resonator P1 is Pa
  • the remaining second series arm resonators S2 to No.
  • the duty of the IDT electrode of the series arm resonator S5 of 5 and the second parallel arm resonator P2 to the fourth parallel arm resonator P4 is Ta
  • any of the above equations (1) to (3) can be used.
  • the filter characteristics of the bandpass type filter 11 can be improved in the following forms [1] to [3].
  • the response by the Rayleigh wave can be shifted out of the pass band lower than the pass band of the band pass type filter 11.
  • the resonance frequency of the series arm resonator is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator. Therefore, when shifting the Rayleigh wave response from the passband of the bandpass filter 11 to the outside of the passband, the duty Sa of the IDT electrode of the first series arm resonator S1 is the IDT of the first parallel arm resonator P1. It is smaller than the duty Pa of the electrode. Therefore, if Sa ⁇ Pa ⁇ Ta, as shown in FIG. 9A, the generation of ripple in the pass band of the band pass type filter 11 can be suppressed, and the filter characteristics of the band pass type filter 11 can be improved. Can be done.
  • the response of the Rayleigh wave by the first series arm resonator S1 is shifted to a higher frequency side than the pass band of the band pass type filter 11.
  • the response of the Rayleigh wave by the first parallel arm resonator P1 is shifted to the low frequency side of the pass band of the band pass type filter 11.
  • Pa ⁇ Ta ⁇ Sa is shifted to the low frequency side of the pass band of the band pass type filter 11.
  • the duty of the first series arm resonator S1 and the first parallel arm resonator P1 greatly affects the frequency position of the response by the Rayleigh wave in the ladder type filter 10. It is configured to satisfy the above equation (1), equation (2) or equation (3). As a result, the ripple due to the Rayleigh wave is shifted out of the pass band of the band pass type filter 11. Therefore, it is possible to improve the filter characteristics of the band-passing filter 11 which is another band-passing filter that is commonly connected.
  • the pass band of the band-passing filter 11 is shown as the pass band of the other band-passing filter, but the band-passing filter 12 and other band-passing filters that are commonly connected are used.
  • the duty of the IDT electrode of the first series arm resonator S1 and the duty of the IDT electrode of the first parallel arm resonator P1 are set to the above equations (1) to (3). It may be configured to satisfy either of them.
  • the above filter characteristics can be improved without affecting the insertion loss and the attenuation characteristics of other commonly connected band-passing type filters and ladder type filters themselves. Can be planned.
  • the common terminal 13 is on the side connected to the antenna terminal, but in the present invention, the common terminal may be on the output end side. That is, in the case of the ladder type filter 10, the common terminal 13 is the input terminal in the case of the reception filter, and the common terminal 13 is the output terminal in the case of the transmission filter. In any case, according to the present invention, it is possible to suppress the generation of ripple in the pass band of another band pass type filter.

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Abstract

共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過帯域内におけるリップルの発生を抑制することができる、複合フィルタ装置を提供する。　第１の直列腕共振子Ｓ１を含む少なくとも１つの直列腕共振子と、第１の並列腕共振子Ｐ１を含む少なくとも１つの並列腕共振子とを有するラダー型フィルタ１０と、ラダー型フィルタ１０と一端同士が共通接続されている少なくとも１つの帯域通過型フィルタ１１，１２と、を備え、第１の直列腕共振子Ｓ１は、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５の内、最も共通端子１３に近く、第１の並列腕共振子Ｐ１は、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４の内、最も共通端子１３に近く配置されており、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴのデューティをＳａ、第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴのデューティをＰａ、残りの直列腕共振子Ｓ２～Ｓ５及び並列腕共振子Ｐ２～Ｐ４のＩＤＴのデューティをＴａとしたとき、下記の式（１）、式（２）及び式（３）の内のいずれか1つを満足している、複合フィルタ装置。　Ｓａ＜Ｐａ＜Ｔａ　…式（１）　Ｔａ＜Ｓａ＜Ｐａ　…式（２）　Ｐａ＜Ｔａ＜Ｓａ　…式（３）

Description

複合フィルタ装置
　本発明は、ラダー型フィルタに少なくとも１つの帯域通過型フィルタが共通接続されている、複合フィルタ装置に関する。
　従来、スマートフォンなどの移動体通信機器のＩＦ段に、複合フィルタ装置が用いられている。複合フィルタ装置では、複数の帯域通過型フィルタの一端同士が共通接続されている。下記の特許文献１に記載の複合フィルタ装置では、ラダー型フィルタと、他の帯域通過型フィルタの一端同士が共通接続されている。このラダー型フィルタは、弾性波共振子からなる直列腕共振子及び並列腕共振子を有する。
特開２０１３－８１０６８号公報
　特許文献１に記載の複合フィルタ装置では、漏洩表面波を利用しているが、レイリー波によるリップルが通過帯域外に現れる。共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過帯域内に、上記リップルが位置する場合、他の帯域通過型フィルタにおいて、通過帯域内の損失が増加し、特性が劣化するという問題があった。
　本発明の目的は、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過帯域内におけるリップルの発生を抑制することができる、複合フィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係る複合フィルタ装置は、第１の直列腕共振子を含む少なくとも１つの直列腕共振子と、第１の並列腕共振子を含む少なくとも１つの並列腕共振子と、を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子である、ラダー型フィルタと、前記ラダー型フィルタと一端同士が共通端子で接続されている、少なくとも１つの帯域通過型フィルタと、を備え、前記第１の直列腕共振子は、前記ラダー型フィルタの直列腕共振子のうち最も前記共通端子に近く、前記第１の並列腕共振子は、前記ラダー型フィルタの並列腕共振子のうち、最も前記共通端子に近く配置されており、前記第１の直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子及び残りの前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のＩＤＴ電極のデューティをそれぞれ、Ｓａ、Ｐａ、Ｔａとした場合、下記の式（１）、式（２）及び式（３）のうちのいずれか１つを満足している。
　Ｓａ＜Ｐａ＜Ｔａ　…式（１）
　Ｔａ＜Ｓａ＜Ｐａ　…式（２）
　Ｐａ＜Ｔａ＜Ｓａ　…式（３）
　本発明に係る複合フィルタ装置では、共通接続されている他の帯域通過型フィルタにおける通過帯域内のリップルの発生を抑制することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態で用いられている弾性波共振子の電極構造を示す模式的平面図である。 図３（ａ）は、第１の実施形態で用いられる弾性波共振子の正面断面図であり、図３（ｂ）は、該弾性波共振子の変形例を示す正面断面図である。 図４は、ラダー型フィルタにおける第１の直列腕共振子のデューティが、０．５または０．４２５の場合の、当該ラダー型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図５は、ラダー型フィルタにおける第１の直列腕共振子のデューティを、０．５から０．４２５に変化させた場合の、共通接続されている他の帯域通過型フィルタのレイリー波のリターンロス特性を示す図である。 図６（ａ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第１の直列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示し、図６（ｂ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第２の直列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示し、図６（ｃ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第３の直列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示す図である。 図７（ａ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第１の並列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示し、図７（ｂ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第２の並列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示し、図７（ｃ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、ラダー型フィルタから第３の並列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示す図である。 図８（ａ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、該ラダー型フィルタから第４の直列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示す図であり、図８（ｂ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、該ラダー型フィルタから第５の直列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示す図であり、図８（ｃ）は、ラダー型フィルタのリターンロス特性と、該ラダー型フィルタから第４の並列腕共振子を取り除いた場合のリターンロス特性を示す図である。 図９（ａ）は、第１の並列腕共振子Ｐ１によるレイリー波のレスポンスと、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンスを、他の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側にシフトさせる構成を示す具体的説明図であり、図９（ｂ）は、第１の並列腕共振子Ｐ１によるレイリー波のレスポンスと、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンスを、他の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも高域側にシフトさせる構成を示す具体的説明図であり、図９（ｃ）は、第１の並列腕共振子Ｐ１によるレイリー波のレスポンスを他の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンスを該通過帯域の高域側にシフトさせる構成を説明するための具体的説明図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置１では、ラダー型フィルタ１０と、他の帯域通過型フィルタ１１，１２，…の一端同士が共通端子１３において共通接続されている。共通端子１３は、例えばアンテナ端子に接続される。
　ラダー型フィルタ１０は、共通端子１３と、端子１４とを結ぶ直列腕を有する。この直列腕において、第１～第５の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５が互いに直列に接続されている。第１，第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２間のノードとグラウンド電位との間に第１の並列腕共振子Ｐ１が接続されている。第２の直列腕共振子Ｓ２と第３の直列腕共振子Ｓ３との間のノードと、グラウンド電位との間に、第２の並列腕共振子Ｐ２が接続されている。第３の直列腕共振子Ｓ３と第４の直列腕共振子Ｓ４との間のノードと、グラウンド電位との間に、第３の並列腕共振子Ｐ３が接続されている。第４の直列腕共振子Ｓ４と第５の直列腕共振子Ｓ５の間のノードとグラウンド電位との間に、第４の並列腕共振子Ｐ４が接続されている。
　第１の直列腕共振子Ｓ１～第５の直列腕共振子Ｓ５及び第１の並列腕共振子Ｐ１～第４の並列腕共振子Ｐ４は、いずれも弾性波共振子からなる。
　他の帯域通過型フィルタ１１，１２の回路構成は、これに限定されない。ラダー型フィルタであってもよく、縦結合共振子型弾性波フィルタなどを含む帯域通過型フィルタであってもよい。
　もっとも、帯域通過型フィルタ１１，１２の通過帯域は、ラダー型フィルタ１０の通過帯域とは異なる。
　本実施形態では、ラダー型フィルタ１０は、Ｂａｎｄ１Ｔｘフィルタであり、通過帯域は、１９２０ＭＨｚ～１９８０ＭＨｚである。また、帯域通過型フィルタ１１は、Ｂａｎｄ３２のフィルタであり、通過帯域は、１４５２ＭＨｚ～１４９６ＭＨｚである。
　第１の直列腕共振子Ｓ１～第５の直列腕共振子Ｓ５や、第１の並列腕共振子Ｐ１～第４の並列腕共振子Ｐ４を構成している弾性波共振子の電極構造を図２に示す。
　弾性波共振子では、ＩＤＴ電極７の弾性波伝搬方向両側に反射器８，９が配置されている。それによって、１ポート型の弾性波共振子が構成されている。
　図３（ａ）は、第１の実施形態の弾性波共振子の正面断面図である。圧電層としての圧電基板２上に、上記ＩＤＴ電極７及び反射器８，９が設けられている。圧電基板２は、ＬｉＴａＯ３基板からなる。もっとも、圧電基板２は他の圧電単結晶により構成されていてもよい。
　図３（ｂ）は、弾性波共振子の変形例を説明するための正面断面図である。本変形例では、複合圧電基板５上に、ＩＤＴ電極７及び反射器８，９が設けられている。複合圧電基板５では、Ｓｉなどからなる支持基板３上に、低音速層４及び圧電層２Ａが積層されている。圧電層２Ａは、ＬｉＴａＯ３やＬｉＮｂＯ３からなり、その厚みは、ＩＤＴ電極７の電極指ピッチで定まる波長をλとしたとき、１０λ以下とされている。好ましくは、５λ以下である。低音速層４は、伝搬するバルク波の音速が圧電層２Ａを伝搬するバルク波の音速よりも低い低音速材料からなる。このような低音速材料としては、酸化ケイ素、ガラス、酸窒化ケイ素、酸化タンタル、また、酸化ケイ素にフッ素や炭素やホウ素を加えた化合物など、上記材料を主成分とした媒質などがあげられる。
　支持基板３は、Ｓｉの他様々な誘電体や圧電体により構成され得る。好ましくは、支持基板３は、高音速材料からなる。
　高音速材料とは、伝搬するバルク波の音速が、圧電層２Ａを伝搬する弾性波の音速よりも高い材料をいう。このような高音速材料としては、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、シリコン、サファイア、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、水晶、アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト、マグネシア、ＤＬＣ（ダイヤモンドライクカーボン）膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等の様々な材料などがあげられる。
　複合圧電基板５では、上記積層構造を有するため、弾性波が圧電層２Ａに効果的に閉じ込められる。それによってＱ値を高めることができる。
　なお、支持基板３として、高音速材料からなる支持基板を用いた構成に代えて、基板３ａ上に高音速部材３ｂを積層した構造を用いてもよい。高音速部材３ｂは、上記高音速材料からなる。この場合、基板３ａは、高音速材料以外の材料で構成されてもよい。このような材料として、様々な誘電体や半導体を用いることができる。
　複合フィルタ装置１の特徴は、以下の通りである。
　ラダー型フィルタ１０では、共通端子１３に最も近い直列腕共振子は第１の直列腕共振子Ｓ１であり、共通端子１３に最も近い並列腕共振子は第１の並列腕共振子Ｐ１である。ここで、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極のデューティをＳａ、第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴ電極のデューティをＰａ、並びに残りの第２の直列腕共振子Ｓ２～第５の直列腕共振子Ｓ５及び第２の並列腕共振子Ｐ２～第４の並列腕共振子Ｐ４のＩＤＴ電極のデューティをＴａとする。この場合、下記の式（１）、式（２）及び式（３）のうちのいずれか１つが満足されている。
　Ｓａ＜Ｐａ＜Ｔａ　…式（１）
　Ｔａ＜Ｓａ＜Ｐａ　…式（２）
　Ｐａ＜Ｔａ＜Ｓａ　…式（３）
　複合フィルタ装置１では、ラダー型フィルタ１０の弾性波共振子のデューティが式（１）～（３）のいずれかを満たしているため、帯域通過型フィルタ１１における通過帯域内におけるリップルの発生を抑制することができ、それによって、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域の損失の劣化を抑制し、フィルタ特性を高めることができる。
　これを、より詳細に説明する。
　図４は、第１の直列腕共振子Ｓ１のデューティが０．４２５である場合と、０．５である場合のラダー型フィルタ１０のフィルタ特性を示す図である。破線がデューティ＝０．５の場合の結果を示し、実線がデューティ＝０．４２５の場合を示す。
　なお、デューティを変更した分だけ、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長及び交差幅を調整し、特性の調整を図った。
　図４から明らかなように、デューティを０．５から０．４２５に変化させたとしても、両者のフィルタ特性がほぼ一致しており、デューティの変化によるフィルタ特性における挿入損失の劣化や減衰特性の劣化が生じない。
　なお、ＬｉＴａＯ３基板を圧電基板として用いた場合、レイリー波によるレスポンスは、共振周波数ｆｒの０．７６倍の位置に発生する。
　下記の表１に、上記デューティが０．５の場合及び０．４２５の場合の第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極の交差幅、電極指の対数を併せて示す。表１に示すように、第１の直列腕共振子Ｓ１においては、デューティの大きさの関係と、電極指ピッチで定まる波長の大きさの関係とが逆である。なお、この関係は、複数の直列腕共振子間、または複数の並列腕共振子間においても成立していることが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　図５は、上記のようにデューティを０．５から０．４２５に変化させた場合のレイリー波のレスポンスの波形すなわちリターンロス特性を示す。図５の実線が、デューティ＝０．４２５の場合の結果を示し、破線がデューティ＝０．５の場合の結果を示す。
　第１の直列腕共振子Ｓ１のデューティを０．５から０．４２５に変化させることにより、レイリー波によるレスポンスが、１４４７．２ＭＨｚから１４２９．８ＭＨｚにシフトしている。すなわち、レイリー波によるレスポンスが低域側にシフトしている。本願発明は、このようにＩＤＴ電極のデューティを変化させることにより、レイリー波によるレスポンスの周波数位置がシフトすることを利用している。
　図６（ａ）～図６（ｃ）、図７（ａ）～図７（ｃ）及び図８（ａ）～図８（ｃ）の実線は、ラダー型フィルタ１０からいずれかの共振子が取り除かれた場合のレイリー波のレスポンスを示すリターンロス特性図である。図６（ａ），図６（ｂ）及び図７（ａ）中の破線は、ラダー型フィルタ１０自体のリターンロス特性を示す。
　図６（ａ）の実線は、第１の直列腕共振子Ｓ１が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図６（ｂ）の実線は、第２の直列腕共振子Ｓ２が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図６（ｃ）の実線は、第３の直列腕共振子Ｓ３が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示す。
　図７（ａ）の実線は、第１の並列腕共振子Ｐ１が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図７（ｂ）の実線は、第２の並列腕共振子Ｐ２が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図７（ｃ）の実線は、第３の並列腕共振子Ｐ３が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示す。
　図８（ａ）の実線は、第４の直列腕共振子Ｓ４が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図８（ｂ）の実線は、第５の直列腕共振子Ｓ５が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示し、図８（ｃ）の実線は、第４の並列腕共振子Ｐ４が取り除かれたフィルタのリターンロス特性を示す。
　なお、各直列腕共振子または各並列腕共振子を取り除く方法としては、直列腕共振子については短絡し、並列腕共振子については、オープンとした。
　図６（ａ）～図８（ｃ）から明らかなように、共通端子１３に最も近い直列腕共振子である第１の直列腕共振子Ｓ１を取り除いた場合及び共通端子１３に最も近い並列腕共振子である第１の並列腕共振子Ｐ１を取り除いた場合に、レイリー波のレスポンスの周波数位置の影響が大きく、その他の共振子の場合には、影響が小さいことがわかる。
　上記のように、第１の直列腕共振子Ｓ１及び第１の並列腕共振子Ｐ１のデューティを変化させることにより、レイリー波によるレスポンスの周波数位置を大きく変化させ得ることがわかる。そして、本発明では、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極のデューティをＳａ、第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴ電極のデューティをＰａ、残りの第２の直列腕共振子Ｓ２～第５の直列腕共振子Ｓ５及び第２の並列腕共振子Ｐ２～第４の並列腕共振子Ｐ４のＩＤＴ電極のデューティをＴａとした場合、前述した式（１）～（３）のいずれかを満たしている。それによって、下記の［１］～［３］の形態で、帯域通過型フィルタ１１のフィルタ特性を改善することができる。
　［１］第１の形態では、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極のデューティＳａを小さくした場合、前述したようにレイリー波によるレスポンスの周波数位置が低域側にシフトする。同様に、第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴ電極のデューティＰａを小さくした場合もレイリー波によるレスポンスが低域側にシフトする。従って、図９（ａ）に示すように、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域よりも低域側に、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンス及び第１の並列腕共振子Ｐ１のレイリー波によるレスポンスを帯域通過型フィルタ１１の通過帯域よりも低い通過帯域外にシフトさせることができる。ラダー型フィルタ１０では、直列腕共振子の共振周波数は並列腕共振子の共振周波数よりも高くなる。従って、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域から通過帯域外にレイリー波のレスポンスをシフトさせる場合、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極のデューティＳａは、第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴ電極のデューティＰａよりも小さくなる。従って、Ｓａ＜Ｐａ＜Ｔａであれば、図９（ａ）に示すように、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域内におけるリップルの発生を抑制でき、帯域通過型フィルタ１１のフィルタ特性を改善することができる。
　［２］第２の形態では、図９（ｂ）に示すように、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域よりも高域側に、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンスと、第１の並列腕共振子Ｐ１によるレイリー波のレスポンスを高域側の通過帯域外にシフトさせる。従って、Ｔａ＜Ｓａ＜Ｐａとすればよい。
　［３］第３の形態では、図９（ｃ）に示すように、第１の直列腕共振子Ｓ１によるレイリー波のレスポンスを帯域通過型フィルタ１１の通過帯域よりも高域側にシフトさせ、第１の並列腕共振子Ｐ１によるレイリー波のレスポンスを帯域通過型フィルタ１１の通過帯域よりも低域側にシフトさせる。この場合、Ｐａ＜Ｔａ＜Ｓａとなる。
　上記のように、本発明では、第１の直列腕共振子Ｓ１及び第１の並列腕共振子Ｐ１のデューティが、ラダー型フィルタ１０におけるレイリー波によるレスポンスの周波数位置に大きく影響することに鑑み、上記式（１）、式（２）または式（３）を満たすように構成されている。それによって、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域外にレイリー波によるリップルをシフトさせている。そのため、共通接続されている他の帯域通過型フィルタである帯域通過型フィルタ１１のフィルタ特性の改善を図ることができる。
　また、上記実施形態では、他の帯域通過型フィルタの通過帯域として、帯域通過型フィルタ１１の通過帯域を示したが、帯域通過型フィルタ１２や共通接続されているさらに他の帯域通過型フィルタの通過帯域におけるフィルタ特性の改善を図るために、第１の直列腕共振子Ｓ１のＩＤＴ電極のデューティ及び第１の並列腕共振子Ｐ１のＩＤＴ電極のデューティを上記式（１）～（３）のいずれかを満たすように構成してもよい。
　この場合であっても、同様に、共通接続されている他の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を改善することができる。
　しかも、本発明では、デューティにより調整しているため、共通接続されている他の帯域通過型フィルタやラダー型フィルタ自体の挿入損失や減衰特性のほとんど影響を与えることなく、上記フィルタ特性の改善を図ることができる。
　なお、上記実施形態では、共通端子１３は、アンテナ端子に接続される側であったが、本発明において、共通端子が出力端側であってもよい。すなわち、ラダー型フィルタ１０は、受信フィルタの場合、共通端子１３が入力端子となり、送信フィルタの場合には、共通端子１３が出力端子となる。いずれの場合であっても、本発明によって、他の帯域通過型フィルタの通過帯域におけるリップルの発生を抑制することができる。
１…複合フィルタ装置
２…圧電基板
２Ａ…圧電層
３…支持基板
３ａ…基板
３ｂ…高音速部材
４…低音速層
５…複合圧電基板
７…ＩＤＴ電極
８，９…反射器
１０…ラダー型フィルタ
１１，１２…帯域通過型フィルタ
１３…共通端子
１４…端子
Ｐ１～Ｐ４…第１～第４の並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ５…第１～第５の直列腕共振子

Claims (6)

  1. 　第１の直列腕共振子を含む少なくとも１つの直列腕共振子と、第１の並列腕共振子を含む少なくとも１つの並列腕共振子と、を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子は、ＩＤＴ電極を有する弾性波共振子である、ラダー型フィルタと、
    　前記ラダー型フィルタと一端同士が共通端子で接続されている、少なくとも１つの帯域通過型フィルタと、
    を備え、
    　前記第１の直列腕共振子は、前記ラダー型フィルタの直列腕共振子のうち最も前記共通端子に近く、前記第１の並列腕共振子は、前記ラダー型フィルタの並列腕共振子のうち、最も前記共通端子に近く配置されており、
    　前記第１の直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子及び残りの前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のＩＤＴ電極のデューティをそれぞれ、Ｓａ、Ｐａ、Ｔａとした場合、下記の式（１）、式（２）及び式（３）のうちのいずれか１つを満足している、複合フィルタ装置。
    　Ｓａ＜Ｐａ＜Ｔａ　…式（１）
    　Ｔａ＜Ｓａ＜Ｐａ　…式（２）
    　Ｐａ＜Ｔａ＜Ｓａ　…式（３）
  2. 　前記第１の直列腕共振子及び前記第１の並列腕共振子は、それぞれ、圧電層と、前記圧電層上に設けられた前記ＩＤＴ電極とを有し、前記圧電層がＬａＴｉＯ３基板からなる、請求項１に記載の複合フィルタ装置。
  3. 　前記第１の直列腕共振子及び前記第１の並列腕共振子は、それぞれ、圧電層と、前記圧電層上に設けられた前記ＩＤＴ電極と、前記圧電層の前記ＩＤＴ電極とは反対側の面に積層された高音速部材を有し、前記高音速部材は、伝搬するバルク波の音速が、前記圧電層を伝搬する弾性波の音速よりも高い高音速材料からなる、請求項１に記載の複合フィルタ装置。
  4. 　前記高音速部材と、前記圧電層との間に積層されており、伝搬するバルク波の音速が、前記圧電層を伝搬するバルク波の音速よりも低い低音速材料からなる低音速層をさらに備える、請求項３に記載の複合フィルタ装置。
  5. 　複数の前記直列腕共振子において、前記デューティの大きさと、電極指ピッチで定まる波長の大きさとの関係が逆である、請求項１～４のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  6. 　複数の前記並列腕共振子において、前記デューティの大きさと、電極指ピッチで定まる波長の大きさとの関係が逆である、請求項１～４のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
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