WO2022130710A1 - レーダ装置 - Google Patents

レーダ装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2022130710A1
WO2022130710A1 PCT/JP2021/033521 JP2021033521W WO2022130710A1 WO 2022130710 A1 WO2022130710 A1 WO 2022130710A1 JP 2021033521 W JP2021033521 W JP 2021033521W WO 2022130710 A1 WO2022130710 A1 WO 2022130710A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
antenna
virtual
signal
receiving antennas
receiving
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/033521
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
美裕 中尾
幸徳 赤峰
浩司 黒田
Original Assignee
日立Astemo株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立Astemo株式会社 filed Critical 日立Astemo株式会社
Priority to DE112021005487.2T priority Critical patent/DE112021005487T5/de
Publication of WO2022130710A1 publication Critical patent/WO2022130710A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates

Definitions

  • the present invention relates to a radar device.
  • Millimeter-wave radar can determine the distance, speed, and azimuth angle of distant targets, and is used as a sensor for autonomous driving and advanced driving support systems.
  • the angular resolution is determined by the aperture length of the antenna array, and it is necessary to increase the aperture length of the antenna array in order to obtain high angular resolution.
  • the antenna spacing In order to increase the antenna array opening length, the antenna spacing must be increased or the number of antennas must be increased. However, if the antenna spacing is excessively widened, there is a problem that folding back to detect a virtual image of the target occurs even in a direction in which the target does not actually exist, and there is a problem that the cost increases when the number of antennas is increased.
  • the MIMO radar uses multiple transmitting antennas and multiple receiving antennas, and the aperture length of the receiving antenna can be virtually expanded to the number of products of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas. As a result, the opening length can be efficiently expanded with a small number of antennas.
  • the MUSIC method is a method that utilizes the orthogonality between the eigenvectors of the signal and the eigenvectors of noise. After calculating the correlation matrix of the array received signal, the number of wave sources is estimated by expanding the eigenvalues, and the orthogonality is generated while sweeping the angle. Performs null detection operation. High resolution can be obtained due to null detection by angle sweep, but the calculation load is heavy.
  • Direction estimation in a general millimeter-wave radar is realized by reading the phase difference of the received signal caused by the path difference of the received signal.
  • the angular direction of the target can be obtained.
  • the phase difference ⁇ is ⁇ or more, a virtual image due to angle folding occurs because it cannot be distinguished from the angular direction of the target whose phase difference is ( ⁇ ).
  • the antenna spacing d In order to prevent angle turning, it is necessary to set the antenna spacing d to ⁇ / 2 or less.
  • the angular resolution is determined by the aperture length, which is the distance from the antenna end to the antenna end. Therefore, increasing the number of antennas in order to expand the aperture length without generating a virtual image due to angle folding increases the cost.
  • a virtual signal is generated from the received signal obtained from the receiving antenna at a position where the receiving antenna does not actually exist by calculation. Since the phase information of the received signal differs depending on the target orientation and the position of the receiving antenna, each value of the real part and the imaginary part of the received signal can be expressed by a polynomial whose variable is the antenna coordinates.
  • the aperture length can be virtually expanded by performing extrapolation processing by polynomial approximation based on the received complex signal.
  • FIG. 1 shows the received signal value 41 of the receiving antenna 40 represented by Rx1, Rx2, ..., Rx12.
  • the receiving antennas Rx1, Rx2, ..., Rx12 are located at the antenna positions x1, x2, ..., X12, respectively.
  • the received signal value 41 is an ideal received signal value and is on the curve p represented by the curve 42.
  • the receiving antenna 40 actually has only Rx1 to Rx6, and the receiving antennas Rx7 to Rx12 are virtual antennas for which the received signal value is obtained by extrapolation processing.
  • the curve p is obtained from the received signal values 41 corresponding to the antenna positions x1 to x6 by polynomial approximation, and the received signal values corresponding to the antenna positions x7 to x12 are predicted. As a result, the opening length is virtually expanded.
  • the curve connecting the values of the received signals corresponding to the antenna positions of each receiving antenna with the antenna coordinates as a variable draws the gentlest curve when the direction of the target is the front, and the direction away from the front.
  • the characteristic is that the vibration cycle is shortened. If the vibration of the signal value is fine, the accuracy of the curve obtained by polynomial approximation will deteriorate. Therefore, before generating a virtual signal by polynomial approximation, obtain rough orientation information of the target and make the orientation the front. Phase shift the received signal to. By this processing, it is possible to obtain a vibration curve equivalent to that in the case of being in front of the target even if it is away from the front.
  • the direction information of the target is required.
  • a virtual image is generated due to the angle folding, and the correct directional information of the target cannot be obtained.
  • There is an unequally spaced antenna as a method of preventing the generation of a virtual image due to angle folding while making the antenna spacing larger than ⁇ / 2 (see Non-Patent Document 2), but reflected waves from a plurality of targets are mixed and received. Not applicable in some cases.
  • the present invention realizes a high-resolution radar device capable of detecting the direction with stable accuracy even for a plurality of targets arranged at various intervals with a low calculation load while using a small number of transmission / reception antennas.
  • the purpose is.
  • the receiving antennas Rx1 to Rx6 shown in FIG. 1 include both a receiving antenna provided with an antenna element (pattern) and a receiving antenna obtained by using the transmitting / receiving antenna as MIMO, and are not specified. As long as the two are not distinguished, they are called actual receiving antennas. Similarly, when referred to as a virtual receiving antenna or a virtual antenna, it refers to a receiving antenna (received antennas Rx7 to Rx12 in FIG. 1) whose received signal value is predicted by polynomial approximation.
  • the radar device is a radar device that performs orientation estimation processing of a target from received signals from a plurality of receiving antennas, and the plurality of receiving antennas are arranged on the same axis and the antenna spacing is set. Includes a first antenna array that is evenly spaced and one or more other receiving antennas that are spaced longer than the adjacent receiving antenna and the antenna spacing of the first antenna array. Based on the target orientation estimation unit that performs the orientation estimation process of the target based on the received signal from, the received signals from multiple receiving antennas including other receiving antennas, and the target orientation estimated by the first orientation estimation unit.
  • a virtual signal generation unit that generates virtual signals from virtual reception antennas located in a range exceeding the aperture length of multiple reception antennas on the same axis, and a reception signal and virtual signal generation unit from multiple reception antennas. It has a second azimuth estimation unit that performs azimuth estimation processing of a target based on a virtual signal from a virtual receiving antenna.
  • the receiving antennas are arranged on the same axis (on the same straight line) at equal intervals of ⁇ / 2 and at intervals wider than ⁇ / 2. Arrangement with a part. All the actual receiving antennas may be arranged as antenna elements, but may be realized as a receiving antenna arrangement after MIMO processing, whereby the number of antenna elements can be minimized.
  • the direction information of the target is required, but the direction information at this stage may be a rough direction estimation.
  • the direction information at this stage may be a rough direction estimation.
  • the directional estimation is performed including a receiving antenna with a wider interval than ⁇ / 2, a virtual image may occur, so the ⁇ / 2 interval is on the same axis.
  • Direction estimation is performed using only the received signals of the antennas arranged at equal intervals. Since the opening length is short, the estimation accuracy is lowered, but there is an advantage that the directional estimation can be performed with the required accuracy and the directional estimation can be performed with a small amount of calculation.
  • the received signals from all antennas on the same axis including antennas arranged at intervals wider than ⁇ / 2, and select the polynomial that best fits the polynomial approximation curve.
  • the received signal of the virtual receiving antenna is obtained at a position where the actual receiving antenna does not actually exist, such as between or outside the real receiving antenna.
  • FIG. 2A shows an example of the arrangement of the transmitting antenna element 11 and the receiving antenna element 21 in the radar device of this embodiment.
  • the antenna element shown in FIG. 2A is formed, for example, by forming an antenna pattern on a dielectric substrate.
  • one of the intervals of the three transmitting antenna elements 11 arranged on the same axis is d (d ⁇ ⁇ / 2), and the other is d'(d ⁇ d').
  • the receiving antenna elements 21 of the three elements are arranged on the same axis at intervals of 2d.
  • FIG. 2B is a diagram showing an arrangement example of the actual receiving antenna in the radar device of this embodiment, and corresponds to the arrangement of the actual receiving antenna after MIMO processing in the antenna element arrangement shown in FIG. 2A.
  • the actual receiving antenna of this embodiment is one or more other receiving antennas arranged at a distance longer than the antenna spacing of the first antenna array L1 arranged on the same axis and the adjacent receiving antenna and the first antenna array L1.
  • the first antenna array L1 is an evenly spaced antenna array having an antenna spacing of ⁇ / 2 or less.
  • the second antenna array L2 corresponds to the other receiving antenna, and either the distance between the first antenna array L1 and the second antenna array L2 or the antenna spacing of the second antenna array L2 is ⁇ /.
  • the antenna intervals of the second antenna array L2 may be equal intervals or unequal intervals.
  • the first antenna array L1 is composed of six elements at equal intervals of the interval d, and the received signal of the first antenna array L1 is input to the first direction estimation unit 33 described later.
  • the antenna spacing d of the first antenna array L1 is made to be approximately half of the wavelength ⁇ of the transmitting radar.
  • the virtual antenna shown by the dotted line in FIG. 2C is based on the received signal of the entire actual receiving antenna (first antenna array L1 and second antenna array L2) and the orientation estimation result by the first antenna array L1. Obtain a virtual signal corresponding to the array LV.
  • the first antenna array L1 and the virtual antenna array LV form an antenna arrangement that becomes an evenly spaced antenna array as a whole.
  • FIG. 2C shows an example in which the antenna position of the virtual antenna array LV and the antenna position of the second antenna array L2 do not match, but they may match.
  • the antenna arrangement shown in the illustration is merely an example, and the number of antenna elements of the transmitting antenna element 11 and the receiving antenna element 21 is not limited to this, for example.
  • FIG. 3 shows the configuration of the radar device.
  • the radar device has a transmitting unit 1, a receiving unit 2, and a signal processing unit 3. It is assumed that the antenna elements 11 and 21 of the radar device are arranged as shown in FIG. 2A, for example, and MIMO processing is performed in the signal processing unit 3.
  • the transmission unit 1 has an oscillator 12 and a plurality of transmission antenna elements 11.
  • the oscillator 12 generates a chirp signal whose oscillation frequency changes continuously with time, and the generated chirp signal is transmitted as a transmission wave from the transmission antenna element 11.
  • the transmitted wave that is transmitted is reflected by a target such as another vehicle and becomes a reflected wave.
  • the receiving unit 2 has a plurality of receiving antenna elements 21, a mixer 22 connected to each antenna element, and an A / D converter 23. A part of the reflected wave reflected by the target is received by the receiving antenna element 21. The received signal is input to the mixer 22, and the mixer 22 generates a beat signal by mixing the received signal and the transmission signal (oscillation signal of the oscillator 12), and then is converted into a digital signal by the A / D converter 23. Is output to the signal processing unit 3.
  • the received signal input to the signal processing unit 3 performs a two-dimensional FFT in the time / frequency FFT unit 31.
  • the power spectrum of distance and velocity can be obtained by FFT processing.
  • the distance and velocity of the detected target can be obtained.
  • the obtained peak bin is the same for all receiving antennas, but the complex information of the amplitude and phase of the frequency spectrum at the peak bin is different for each receiving antenna. Since the difference in the complex information for each receiving antenna is determined by the antenna arrangement and the target orientation, the object orientation can be obtained from the complex information and the antenna arrangement obtained by each receiving antenna.
  • the complex information of the amplitude and phase of the frequency spectrum at the peak bin will be referred to as a complex signal.
  • the complex signal from the time / frequency FFT unit 31 is arranged by the MIMO processing unit 32 so as to correspond to the reception antenna arrangement when the transmit / receive antenna is used as MIMO.
  • the receiving antenna arrangement obtained by MIMO has an arrangement as shown in FIG. 2B, and has a first antenna array L1 in which the distance between adjacent receiving antennas is ⁇ / 2 or less and is evenly spaced.
  • the MIMO processing unit 32 outputs only the complex signal corresponding to the receiving antenna of the first antenna array L1 to the first direction estimation unit 33.
  • the first direction estimation unit 33 estimates the direction of the target using the input complex signal of the first antenna array L1. Since the directional estimation is performed using only a part of the equally spaced antenna portion, which is narrower than the opening length of the receiving antenna originally possessed by the antenna, the directional estimation by the first azimuth estimation unit 33 is a rough target orientation with low angular resolution. Become. However, since the directional estimation by the first directional estimation unit 33 is performed later as a preparation for performing the directional estimation with high angular resolution, it may have low resolution. Therefore, spatial FFT or digital beamforming that can obtain the rough direction of the target with a light calculation load is used. In this way, the first azimuth estimation unit 33 outputs rough target orientation information estimated from the complex signal of the first antenna array L1 which is an evenly spaced antenna portion.
  • the complex signal of all the receiving antennas and the rough direction of the target obtained by the first direction estimation unit 33 are input to the virtual signal generation unit 34.
  • the arrangement of the receiving antenna after MIMO processing in the virtual signal generation unit 34 is known. Therefore, in the virtual signal generation unit 34, the complex signal received by all the receiving antennas (first antenna array L1 and second antenna array L2) arranged on the same axis is used, and the position where the antenna does not exist on the same axis ( A virtual signal is generated at the virtual antenna array LV antenna position shown in FIG. 2C), and the generated complex signal is output.
  • a complex signal corresponding to the real virtual antenna arrangement (antenna arrangement of the receiving antennas of the first antenna array L1 and the virtual antenna array LV shown in FIG. 2C) generated by the virtual signal generation unit 34 is input to the second direction estimation unit 35. Then, the angular orientation is calculated by an angular orientation estimation process such as spatial FFT or digital beamforming.
  • the processing of the virtual signal generation unit 34 will be described with reference to FIG.
  • the complex signal input to the virtual signal generation unit 34 is phase-shifted so that the orientation of the target obtained by the first orientation estimation unit 33 becomes 0 degrees (step S101). This is because, as described above, in the case of a reflected wave from an angular direction away from 0 degrees, the change in the complex information of the received signal becomes large, and it becomes difficult to draw a polynomial approximation curve.
  • the complex signal after phase shift is divided into a real part (real part signal) and an imaginary part (imaginary part signal).
  • a polynomial approximation curve is obtained for each of the real part signal and the imaginary part signal (steps S102 and S103).
  • the value corresponding to the virtual antenna position on the obtained polynomial approximation curve is the virtual signal.
  • the opening length of the actual receiving antenna used to obtain the polynomial approximation curve (the opening length determined by the receiving antennas Rx1 to Rx6 in the example of FIG. 1) is the target opening length obtained by the virtual antenna (FIG. 1).
  • step S104 Select an extrapolation range that expands the aperture length in order to suppress such excessive fitting to noise (step S104).
  • the number of vibrations of the polynomial approximation curve is limited by its order, and the value of the polynomial approximation curve diverges at a position away from the actual receiving antenna. In other words, if the extrapolation range is too wide, the fitting accuracy will deteriorate due to divergence. Therefore, in extrapolation (expansion of aperture length) using a polynomial approximation curve, a range sufficient to obtain the required separation resolution is selected, and virtual signals outside the selected range are not used for azimuth estimation.
  • the signals divided into the real part and the imaginary part are combined again and returned to the complex signal (step S105).
  • the phase shift is performed so that the target orientation by the first azimuth estimation unit 33 faces the front. Therefore, the complex signal obtained at the end of the virtual signal generation is subjected to the antiphase shift (step S106). As a result, a signal with the correct direction can be obtained.
  • the virtual signal generation unit 34 outputs a complex signal subjected to antiphase shift as a virtual signal.
  • step S104 a method of selecting the extrapolation range in step S104 will be described.
  • the directional estimation spectrum of the reflected wave from the two targets with the three-degree interval of the degree azimuth and the 1.5-degree azimuth is shown.
  • the directional estimation spectrum of the reflected wave from is shown.
  • the degree of the polynomial is fixed to the third order. In this way, even with the same order and the same aperture length, even though the separation resolution of 3 degrees is obtained as shown in FIG. 5A, the target with 6 degree intervals as shown in FIG. 5B It may not be possible to separate.
  • FIG. 6A shows a polynomial approximation curve when the spectrum of FIG. 5A is obtained
  • FIG. 6B shows a polynomial approximation curve when the spectrum of FIG. 5B is obtained.
  • FIG. 6A no divergence is observed between the approximate curve 51 of the signal real part and the approximate curve 52 of the signal imaginary part within the range of the virtual antenna opening length for 50 elements.
  • the approximate curve 53 of the signal real part and the approximate curve 54 of the signal imaginary part both diverge as the distance from the actual receiving antenna opening length increases. Therefore, it is considered that the directional estimation spectrum has deteriorated.
  • the selection of the extrapolation range is performed in order to suppress the deterioration of the directional estimation spectrum due to the divergence of the polynomial approximation curve, and the selection of the extrapolation range is determined by the value of the polynomial approximation curve.
  • FIG. 7 shows an example of the method of selecting the extrapolation range. Here, it is assumed that the first antenna array L1 is extrapolated to the right side of the antenna coordinates.
  • end_re real part signal
  • end_re imaging part signal
  • end_re and end_im are equal.
  • end_re and end_im are 49, respectively.
  • the approximate curve takes an extreme value near the antenna position 19, and the right side of the extremum point is a monotonous increase.
  • the antenna position that takes the extreme value of the polynomial approximation curve is searched for (step S201).
  • the maximum value of the absolute value of the approximate curve in the interval from the coordinate 0 which is the left end of the MIMO antenna to the coordinate which takes the extreme value is searched.
  • the maximum value of the absolute value extracted here is max_re (step S202).
  • the vicinity of the antenna position 0 is the antenna position that gives max_re.
  • the virtual signal position p_re whose value exceeds max_re is searched on the right side (positive direction of the antenna coordinates) from the antenna coordinates where the extreme value is taken (step S203).
  • step S204 step S204
  • step S205 step S204
  • the imaginary part signal searches for a virtual signal position p_im that exceeds the maximum value max_im of the absolute value in the section up to the extreme value (step S206 to step S210). If the virtual signal position p_re or virtual signal position p_im exists within the original extrapolation range, the smaller one (the one located on the left side of the virtual signal position p_re and the virtual signal position p_im) is set as the right end of the extrapolation range. The extrapolation range is set (step S211).
  • FIG. 8A is an approximate curve in the virtual signal generation range selected by the process shown in FIG. 7.
  • extrapolation may be performed on the left side of the receiving antenna or on both the left and right sides.
  • the polynomial approximation curve is derived a plurality of times with different degrees in the processing of the virtual signal generation unit 34, and the difference from the received signal is the smallest. That is, the polynomial approximation curve of the degree with the highest fitting accuracy may be selected.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

アンテナ素子を物理的に増やすことなく角度分解能を高めたレーダ装置を提供する。レーダ装置の複数の受信アンテナ４０は同一軸上に配置され、アンテナ間隔が等間隔に配置された第１アンテナアレーＬ１と、隣接する受信アンテナと第１アンテナアレーのアンテナ間隔よりも長い間隔で配置される１以上の他の受信アンテナとを含み、第１アンテナアレーからの受信信号に基づき、物標の方位推定処理を行う第１方位推定部３３と、他の受信アンテナを含む複数の受信アンテナからの受信信号及び第１方位推定部が推定した物標方位に基づき、同一軸上で複数の受信アンテナの開口長を超える範囲に位置する仮想受信アンテナからの仮想信号を生成する仮想信号生成部３４と、複数の受信アンテナからの受信信号と仮想信号生成部の生成した仮想受信アンテナからの仮想信号とに基づき、物標の方位推定処理を行う第２方位推定部３５とを有する。

Description

レーダ装置
　本発明はレーダ装置に関する。
　ミリ波レーダは、離れた物標の距離、速度、方位角度を求めることができ、自動運転および先端運転支援システムのセンサとして使用される。ミリ波レーダにおいて角度分解能はアンテナアレーの開口長により決まり、高い角度分解能を得るためにはアンテナアレーの開口長を長くする必要がある。アンテナアレー開口長を長くするためにはアンテナ間隔を広げるか、アンテナの数を増やすことになる。しかし、アンテナ間隔を過度に広げると実際には物標が存在しない方位にも物標の虚像を検知する折返しが発生するという問題があり、アンテナの数を増やすとコストが高くなる問題がある。
　ＭＩＭＯレーダは、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを使用し、受信アンテナの開口長を送信アンテナの数と受信アンテナの数の積の個数分まで仮想的に広げることができる。これにより、少ないアンテナ数で効率的に開口長を広げることができる。
　さらに高分解能を実現する方法として、非特許文献１で記されているＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法が知られている。ＭＵＳＩＣ法は信号の固有ベクトルと雑音の固有ベクトルとの直交性を利用する方法であり、アレー受信信号の相関行列を算出した後、固有値展開により波源数推定を行い、角度をスイープさせながら直交性により生じるヌル検出演算を行う。角度スイープによるヌル検出のため高い分解能が得られる一方で、計算負荷が重い。
R. O. Schmidt、「Multiple emitter location and signal parameter estimation」、IEEE Trans. Antennas Propagation、Vol.34 no. 3、March 1986、pp.276-280 中澤利之、高橋応明、安部實、「不等間隔アレーを用いた方位推定」、電子情報通信学会論文誌Ｂ　Vol. J83-B No.6、2000、 pp.845-851
　一般的なミリ波レーダにおける方位推定は、受信した信号の経路差により生じる受信信号の位相差を読み取ることで実現される。アンテナ間隔ｄ、物標の角度方位θ、自由空間での送信波の波長λのとき、アンテナの受信信号にはｄｓｉｎθの経路差が生じ、位相差Δφ＝２πｄｓｉｎθ／λが生じる。この位相差を検出することで、物標の角度方位を求めることができる。ここで、位相差Δφがπ以上となると、位相差が（Δφ－π）となる物標の角度方位と区別ができないために角度折返しによる虚像が発生する。角度折返しを防ぐためには、アンテナ間隔ｄをλ／２以下にする必要がある。一方、角度分解能は、アンテナ端からアンテナ端までの距離である開口長により決まる。したがって、角度折返しによる虚像を発生させることなく、開口長を拡張するためにアンテナ数を増やすとコストが高くなる。
　本発明では開口長を広げるために、受信アンテナから得られた受信信号から、計算によって実際には受信アンテナが存在しない位置での仮想信号を生成する。物標方位と受信アンテナの位置とによって受信信号の位相情報が異なることから、受信信号の実部と虚部のそれぞれの値はアンテナ座標を変数とする多項式で表せる。受信複素信号をもとに多項式近似により外挿処理を実施することで仮想的に開口長を拡張することができる。
　図１に、Ｒｘ１、Ｒｘ２、…、Ｒｘ１２で示される受信アンテナ４０の受信信号値４１を示している。受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、…、Ｒｘ１２は、それぞれアンテナ位置ｘ１、ｘ２、…、ｘ１２にある。また、図１の例では、受信信号値４１は理想的な受信信号値であり、曲線４２で表される曲線ｐ上にあるとする。ただし、この例では、受信アンテナ４０は実際にはＲｘ１～Ｒｘ６しか存在せず、受信アンテナＲｘ７～Ｒｘ１２は外挿処理により受信信号値を求める仮想アンテナである。すなわち、アンテナ位置ｘ１～ｘ６に対応する受信信号値４１から多項式近似により曲線ｐを求め、アンテナ位置ｘ７～ｘ１２に対応する受信信号値を予測する。これにより、開口長を仮想的に拡張する。
　ここで、アンテナ座標を変数とし、それぞれの受信アンテナのアンテナ位置に対応する受信信号の値を結んだ曲線は、物標の方位が正面のときに最も緩やかな曲線を描き、正面から離れた方位では振動周期が短くなるという特徴がある。信号の値の振動が細かい場合、多項式近似により求める曲線の精度が悪くなるため、多項式近似による仮想信号生成を行う前に、物標の大まかな方位情報を得て、その方位を正面とするように受信信号を位相シフトする。この処理により正面から離れた物標においても正面にある場合と同等の振動の曲線とすることができる。
　そのため、多項式近似によって仮想信号を生成するためには、物標の方位情報が必要になる。上述の通り、受信アンテナの間隔がλ／２より大きくなるように配置された場合、角度折返しによる虚像が発生し、物標の正しい方位情報を得ることができない。アンテナ間隔をλ／２よりも大きくしつつ角度折返しによる虚像の発生を防ぐ方法として不等間隔アンテナがあるが（非特許文献２参照）、複数の物標からの反射波が混ざって受信された場合には適用できない。
　本発明は少ない送受信アンテナでありながら、計算負荷が低く、さまざまな間隔で配置された複数の物標に対しても安定した精度で方位検出することが可能な、高分解能なレーダ装置を実現することを目的とする。
　なお、図１に示した受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ６には、アンテナ素子（パターン）が設けられた受信アンテナと、送受信アンテナをＭＩＭＯとして使用することにより得られる受信アンテナとの双方を含むものとし、特記しない限り両者を区別せず、実受信アンテナと呼ぶものとする。同様に、仮想受信アンテナまたは仮想アンテナと表記する場合には、多項式近似により受信信号値が予測される受信アンテナ（図１では受信アンテナＲｘ７～Ｒｘ１２）のことを指すものとする。
　本発明の一実施の態様であるレーダ装置は、複数の受信アンテナからの受信信号から物標の方位推定処理を行うレーダ装置であって、複数の受信アンテナは同一軸上に配置され、アンテナ間隔が等間隔に配置された第１アンテナアレーと、隣接する受信アンテナと第１アンテナアレーのアンテナ間隔よりも長い間隔で配置される１以上の他の受信アンテナとを含んでおり、第１アンテナアレーからの受信信号に基づき、物標の方位推定処理を行う第１方位推定部と、他の受信アンテナを含む複数の受信アンテナからの受信信号及び第１方位推定部が推定した物標方位に基づき、同一軸上で複数の受信アンテナの開口長を超える範囲に位置する仮想受信アンテナからの仮想信号を生成する仮想信号生成部と、複数の受信アンテナからの受信信号と仮想信号生成部の生成した仮想受信アンテナからの仮想信号とに基づき、物標の方位推定処理を行う第２方位推定部とを有する。
　アンテナ素子を物理的に増やすことなく角度分解能を高めたレーダ装置を提供する。
　その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
仮想信号生成について説明するための図である。 レーダ装置の送受信アンテナ素子の配置例を表す図である。 レーダ装置の実受信アンテナの配置例を表す図である。 仮想受信アンテナの配置例を表す図である。 レーダ装置のブロック図である。 仮想信号生成部の処理を説明するための図である。 ３度間隔の２物標を検知した場合の角度方位スペクトルを表す図である。 ６度間隔の２物標を検知した場合の角度方位スペクトルを表す図である。 ３度間隔の２物標を検知した場合の信号強度と多項式近似曲線を表す図である。 ６度間隔の２物標を検知した場合の信号強度と多項式近似曲線を表す図である。 外挿範囲の選択処理についてのフローチャートである。 ６度間隔の２物標を検知した場合の角度方位スペクトルを表す図である。 ６度間隔の２物標を検知した場合の信号強度と多項式近似曲線を表す図である。
　本実施例のレーダ装置の実受信アンテナは、受信アンテナが同一軸上（同一直線上）にλ／２間隔で等間隔に配置される部分とλ／２よりも広い間隔をあけて配置される部分を持つ配置とする。実受信アンテナはすべてアンテナ素子として配置してもよいが、ＭＩＭＯ処理後の受信アンテナ配置として実現してもよく、これによりアンテナ素子の数を最小化することが可能である。
　上述の通り、多項式近似によって仮想信号を生成するためには、物標の方位情報が必要になるが、この段階での方位情報はおおまかな方位推定でよい。物標の大まかな方位推定を行うとき、λ／２よりも広い間隔があいている受信アンテナを含めて方位推定を行うと虚像が発生する可能性があるため、同一軸上にλ／２間隔で等間隔に配置されたアンテナの受信信号のみを用いて方位推定を行う。開口長が短いため推定精度は低下するが、必要な精度での方位推定は可能であり、少ない演算量で方位推定が可能である利点がある。
　これに対して多項式近似を行うときには、λ／２よりも広い間隔をあけて配置されるアンテナを含めた同一軸上の全てのアンテナによる受信信号を使用し、多項式近似曲線が最もフィットする多項式を求める。この多項式を用いて、実受信アンテナの間や外側など実際には実受信アンテナが存在しない位置における仮想受信アンテナの受信信号を求める。
　図２Ａに本実施例のレーダ装置における送信アンテナ素子１１と受信アンテナ素子２１の配置の一例を示す。図２Ａに示されているアンテナ素子は、例えば誘電体基板上にアンテナパターンを形成することによって形成されている。図２Ａのアンテナ配置において、同一軸上に配置された３素子の送信アンテナ素子１１の間隔のうち１つはｄ（ｄ≦λ／２）であり、もう１つはｄ’（ｄ＜ｄ’）である。また、３素子の受信アンテナ素子２１は同一軸上に２ｄ間隔で配置されている。
　図２Ｂは、本実施例のレーダ装置における実受信アンテナの配置例を示す図であり、図２Ａに示したアンテナ素子配置におけるＭＩＭＯ処理後の実受信アンテナの配置に相当する。本実施例の実受信アンテナは、同一軸上に配置される第１アンテナアレーＬ１と隣接する受信アンテナと第１アンテナアレーＬ１のアンテナ間隔よりも長い間隔で配置される１以上の他の受信アンテナとを含み、第１アンテナアレーＬ１はアンテナ間隔がλ／２以下である等間隔アンテナアレーである。図２Ｂの例では、他の受信アンテナには第２アンテナアレーＬ２が相当し、第１アンテナアレーＬ１と第２アンテナアレーＬ２間の距離または第２アンテナアレーＬ２のアンテナ間隔のいずれかはλ／２よりも広くされている。このとき、実受信アンテナの開口長（受信アンテナ４０ｌと受信アンテナ４０ｒとの距離）ができるだけ大きくなるように、第１アンテナアレーＬ１と第２アンテナアレーＬ２間の距離または第２アンテナアレーＬ２のアンテナ間隔が設定されることが望ましい。第２アンテナアレーＬ２のアンテナ間隔は等間隔であっても、不等間隔であってもよい。
　図２Ｂの例では第１アンテナアレーＬ１は間隔ｄの等間隔の６素子からなり、第１アンテナアレーＬ１の受信信号が後述する第１方位推定部３３に入力される。広角なアンテナにおいて角度折返しを発生させることなく、できるだけ大きな開口長とするため、第１アンテナアレーＬ１のアンテナ間隔ｄは送信するレーダの波長λの略半分に等しくする。
　後述する仮想信号生成部３４では実受信アンテナ全体（第１アンテナアレーＬ１及び第２アンテナアレーＬ２）の受信信号と第１アンテナアレーＬ１による方位推定結果とに基づき、図２Ｃに点線で示す仮想アンテナアレーＬＶに対応する仮想信号を求める。第１アンテナアレーＬ１及び仮想アンテナアレーＬＶは、その全体で等間隔アンテナアレーとなるアンテナ配置を形成している。図２Ｃでは、仮想アンテナアレーＬＶのアンテナ位置と第２アンテナアレーＬ２のアンテナ位置とが一致していない例を示しているが、一致していてもよい。なお、図示したアンテナ配置はあくまで一例であり、例えば送信アンテナ素子１１や受信アンテナ素子２１のアンテナ素子数はこれに限定されるものではない。
　図３にレーダ装置の構成を示す。レーダ装置は送信部１と受信部２と信号処理部３を有する。レーダ装置のアンテナ素子１１，２１は例えば、図２Ａに示したように配置され、信号処理部３ではＭＩＭＯ処理が行われるものとする。送信部１は発振器１２と複数の送信アンテナ素子１１を有する。発振器１２は発振周波数が時間で連続的に変化するチャープ信号を生成し、生成されたチャープ信号は送信アンテナ素子１１から送信波として送信される。送信された送信波は他車両などの物標で反射され、反射波となる。
　受信部２は複数の受信アンテナ素子２１、各アンテナ素子に接続されたミキサ２２およびＡ／Ｄ変換機２３を有する。物標で反射した反射波の一部は受信アンテナ素子２１で受信される。受信した信号はミキサ２２に入力され、ミキサ２２は受信信号と送信信号（発振器１２の発振信号）とをミキシングすることでビート信号を生成し、その後Ａ／Ｄ変換機２３によりデジタル信号に変換されて、信号処理部３に出力される。
　信号処理部３に入力された受信信号は時間・周波数ＦＦＴ部３１において２次元ＦＦＴを行う。ＦＦＴ処理により距離・速度のパワースペクトルが得られる。ここで得られる距離・速度のパワースペクトルから閾値以上のピークｂｉｎを探索することで、検知した物標の距離および速度を求めることができる。ここで、得られるピークｂｉｎは全受信アンテナで同一となるが、ピークｂｉｎにおける周波数スペクトルの振幅と位相の複素情報は受信アンテナごとに異なる。受信アンテナごとの複素情報の異なり方はアンテナ配置と物標方位により決まるため、各受信アンテナで得られる複素情報とアンテナ配置により物標方位を求めることができる。以降、ピークｂｉｎにおける周波数スペクトルの振幅と位相の複素情報を複素信号と呼ぶものとする。
　時間・周波数ＦＦＴ部３１からの複素信号はＭＩＭＯ処理部３２により送受信アンテナをＭＩＭＯとして使用した場合の受信アンテナ配置に対応するように配列される。ここで、ＭＩＭＯにより得られる受信アンテナ配置は図２Ｂに示すような配列を有し、隣接する受信アンテナ同士の間隔がλ／２以下で等間隔となる第１アンテナアレーＬ１を有している。ＭＩＭＯ処理部３２は、第１アンテナアレーＬ１の受信アンテナに対応する複素信号のみを第１方位推定部３３に出力する。
　第１方位推定部３３は、入力された第１アンテナアレーＬ１の複素信号を用いて物標の方位を推定する。アンテナ本来の有する受信アンテナの開口長よりも狭い、一部の等間隔アンテナ部分のみを用いた方位推定となるため、第１方位推定部３３による方位推定は角度分解能の低いおおまかな物標方位となる。しかしながら、第１方位推定部３３での方位推定は、のちに角度分解能の高い方位推定を行うための準備として行うものであるため、低分解能であってもよい。そこで、軽い計算負荷で物標のおおまかな方位を求めることができる空間ＦＦＴまたはデジタルビームフォーミングを用いる。このように、第１方位推定部３３は等間隔アンテナ部分である第１アンテナアレーＬ１の複素信号から推定されたおおまかな物標方位情報を出力する。
　仮想信号生成部３４には全受信アンテナの複素信号と第１方位推定部３３において求められた物標のおおまかな方位が入力される。仮想信号生成部３４においてＭＩＭＯ処理後の受信アンテナ配置は既知である。そこで、仮想信号生成部３４では同一軸上に配置される全受信アンテナ（第１アンテナアレーＬ１及び第２アンテナアレーＬ２）で受信した複素信号を用いて、同一軸上でアンテナが存在しない位置（図２Ｃに示す仮想アンテナアレーＬＶのアンテナ位置）での仮想信号を生成し、生成した複素信号を出力する。
　第２方位推定部３５には、仮想信号生成部３４の生成した実仮想アンテナ配置（図２Ｃに示す第１アンテナアレーＬ１及び仮想アンテナアレーＬＶの受信アンテナのアンテナ配置）に対応する複素信号が入力され、空間ＦＦＴやデジタルビームフォーミングといった角度方位推定処理により、角度方位を算出する。
　仮想信号生成部３４の処理について図４を用いて説明する。仮想信号生成部３４に入力された複素信号は第１方位推定部３３により求められた物標の方位が０度になるように位相シフトされる（ステップＳ１０１）。これは上述したように０度から離れた角度方位からの反射波の場合には受信信号の複素情報の変化が大きくなり、多項式近似曲線を引くことが困難になるためである。
　位相シフト後の複素信号は実部（実部信号）と虚部（虚部信号）とに分割される。実部信号と虚部信号のそれぞれに対して多項式近似曲線を求める（ステップＳ１０２、Ｓ１０３）。求めた多項式近似曲線上の仮想アンテナ位置に対応する値が仮想信号となる。仮想信号の生成において、多項式近似曲線を求めるために使用する実受信アンテナの開口長（図１の例では受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ６で定まる開口長）が仮想アンテナにより得たい目標の開口長（図１の例では受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ１２で定まる開口長）に対して狭い場合、雑音の多い環境下で過剰にフィッティングしてしまうことで、本来求めたい多項式近似曲線と乖離してしまい、その結果、最終的に算出される角度方位の分解能が劣化することが分かった。
　このような雑音への過剰フィッティングを抑圧するため開口長を拡大する外挿範囲を選択する（ステップＳ１０４）。多項式近似曲線の振動の数はその次数により制限され、実受信アンテナから離れた位置では多項式近似曲線の値が発散する。言い換えれば、外挿範囲を広くとりすぎた場合には、発散によりフィッティング精度が劣化する。そのため、多項式近似曲線による外挿（開口長の拡大）にあたっては、必要な分離分解能を得るのに十分な範囲を選択し、選択された範囲の外側の仮想信号は方位の推定には用いない。
　外挿範囲の決定後、実部と虚部に分けられていた信号を再度あわせ、複素信号に戻す（ステップＳ１０５）。
　仮想信号生成にあたり、第１方位推定部３３による物標方位が正面になるように位相シフトを行っているため、仮想信号生成の最後に得られた複素信号に逆位相シフトを施す（ステップＳ１０６）ことで、正しい方位の信号が得られる。仮想信号生成部３４は、逆位相シフトを施した複素信号を仮想信号として出力する。
　続いて、ステップＳ１０４における外挿範囲の選択方法について説明する。
　多項式近似による曲線を受信アンテナ開口長から右側（アンテナ座標の正の方向）に拡張し、間隔ｄ＝λ／２のアンテナ５０素子相当のアンテナ開口長とした場合について、図５Ａに－１．５度の方位と１．５度の方位の３度間隔の２物標からの反射波の方位推定スペクトルを示し、図５Ｂに－３度の方位と３度の方位の６度間隔の２物標からの反射波の方位推定スペクトルを示す。ここでは多項式の次数は３次に固定している。このように同じ次数で同じ開口長であっても、図５Ａに示されるように３度の分離分解能が得られているにもかかわらず、図５Ｂに示されるように６度間隔の物標の分離ができないことがある。
　図６Ａには図５Ａのスペクトルを得たときの多項式近似曲線を示し、図６Ｂには図５Ｂのスペクトルを得たときの多項式近似曲線を示している。図６Ａでは、５０素子分の仮想アンテナ開口長の範囲内で信号実部の近似曲線５１と信号虚部の近似曲線５２とには発散は見られない。これに対して、図６Ｂでは、信号実部の近似曲線５３と信号虚部の近似曲線５４はともに実受信アンテナ開口長から離れるにつれ値が発散している。このため、方位推定スペクトルに劣化が生じたものと考えられる。
　外挿範囲の選択は多項式近似曲線の発散による方位推定スペクトルの劣化を抑制するために行うものであり、外挿範囲の選択は多項式近似曲線の値によって決定する。図７に外挿範囲の選択方法の一例を示す。ここでは第１アンテナアレーＬ１のアンテナ座標の右側に外挿するものとする。
　まず、外挿を行う前に、必要な分解能に応じて外挿範囲の初期設定をしておく。外挿範囲の右端の座標をend_re（実部信号）、end_re（虚部信号）とする。初期設定においてend_reとend_imとは等しい。例えば図６Ｂの近似曲線において、end_re、end_imはそれぞれ４９である。近似曲線が発散した図６Ｂの例では、近似曲線はアンテナ位置１９付近で極値をとり、この極値点の右側は単調増加となっている。
　そこで、まず実部信号について、多項式近似曲線の極値をとるアンテナ位置を探す（ステップＳ２０１）。図６Ｂの例ではアンテナ位置１９付近となる。次にＭＩＭＯアンテナの左端である座標０から極値をとる座標までの区間における近似曲線の絶対値の最大値を探索する。ここで抽出した絶対値の最大値をmax_reとする（ステップＳ２０２）。図６Ｂの例ではアンテナ位置０付近がmax_reを与えるアンテナ位置である。次に、極値をとるアンテナ座標よりも右側（アンテナ座標の正の方向）で値がmax_reを超える仮想信号位置p_reを探索する（ステップＳ２０３）。元の外挿範囲であるアンテナ位置０～end_reの範囲内で仮想信号位置p_reが存在する場合には外挿範囲の右端をp_reに更新する。元の外挿範囲内に仮想信号位置p_reが存在しなければ、外挿範囲は初期設定のままとする（ステップＳ２０４、ステップＳ２０５）。なお、多項式近似曲線に複数の極値が存在する場合には、最も右側（外挿する方向に沿って最も外側）に位置する極値を基準として、上記フローを行う。
　虚部信号も同様にして極値までの区間の絶対値の最大値max_imを超える仮想信号位置p_imを探索する（ステップＳ２０６～ステップＳ２１０）。元の外挿範囲内に仮想信号位置p_reまたは仮想信号位置p_imが存在する場合、その小さい方（仮想信号位置p_re及び仮想信号位置p_imで、より左側に位置する方）を外挿範囲の右端として外挿範囲を設定する（ステップＳ２１１）。
　図７のフローにしたがって図６Ｂの近似曲線から外挿による仮想アンテナ信号の有効範囲を選択すると、外挿範囲の右端となる仮想アンテナ位置は２８になる。このときの方位推定スペクトルは図８Ａのようになり、２物標を分離検知できる。図８Ｂは図７に示す処理により選択された仮想信号生成範囲における近似曲線である。
　なお、図７の処理はあくまで一例であり、例えば、外挿は受信アンテナの左側に対して行ってもよく、左右両側に対して行ってもよい。
　仮想信号生成部３４において多項式近似曲線を導出する際、多項式の次数を決めておく必要がある。しかし、受信信号実部、受信信号虚部を示す曲線は物標数や物標間隔により形状が異なるため、あらかじめ決められた次数で高いフィッティング精度が得られない場合もある。そこで、様々な物標数の場合に適応させる必要がある場合、仮想信号生成部３４の処理について、次数を異ならせて多項式近似曲線の導出を複数回行い、受信信号との差が最も小さくなる、すなわち最もフィッティング精度の高い次数の多項式近似曲線を選択するようにしてもよい。
１：送信部、２：受信部、３：信号処理部、１１：送信アンテナ素子、１２：発振器、２１：受信アンテナ素子、２２：ミキサ、２３：Ａ／Ｄ変換機、３１：時間・周波数ＦＦＴ部、３２：ＭＩＭＯ処理部、３３：第１方位推定部、３４：仮想信号生成部、３５：第２方位推定部、４０：受信アンテナ、４１：受信信号値、５１～５４：近似曲線。

Claims (9)

  1. 　複数の受信アンテナからの受信信号から物標の方位推定処理を行うレーダ装置であって、
    　前記複数の受信アンテナは同一軸上に配置され、アンテナ間隔が等間隔に配置された第１アンテナアレーと、隣接する受信アンテナと前記第１アンテナアレーのアンテナ間隔よりも長い間隔で配置される１以上の他の受信アンテナとを含んでおり、
    　前記第１アンテナアレーからの受信信号に基づき、物標の方位推定処理を行う第１方位推定部と、
    　前記他の受信アンテナを含む前記複数の受信アンテナからの受信信号及び前記第１方位推定部が推定した物標方位に基づき、前記同一軸上で前記複数の受信アンテナの開口長を超える範囲に位置する仮想受信アンテナからの仮想信号を生成する仮想信号生成部と、
    　前記複数の受信アンテナからの受信信号と前記仮想信号生成部の生成した前記仮想受信アンテナからの仮想信号とに基づき、物標の方位推定処理を行う第２方位推定部とを有するレーダ装置。
  2. 　請求項１において、
    　送信波を送信する複数の送信アンテナ素子と、
    　前記送信波が物標で反射された反射を受信する複数の受信アンテナ素子とを有し、
    　前記複数の受信アンテナ素子で受信された受信信号をＭＩＭＯ処理することにより得られる複数の受信アンテナが、同一軸上に配置され、アンテナ間隔が等間隔に配置された前記第１アンテナアレーと、隣接する受信アンテナと前記第１アンテナアレーのアンテナ間隔よりも長い間隔で配置される１以上の前記他の受信アンテナとを含む配置を有しているレーダ装置。
  3. 　請求項２において、
    　前記送信波の自由空間での波長をλとするとき、
    　前記第１アンテナアレーのアンテナ間隔はλ／２以下であるレーダ装置。
  4. 　請求項１において、
    　前記複数の受信アンテナからの受信信号のそれぞれについて、距離・速度のパワースペクトルのピークにおける振幅と位相の複素情報を複素信号として出力するＦＦＴ部を有し、
    　前記仮想信号生成部は、複数の受信アンテナからの受信信号のそれぞれについて前記ＦＦＴ部によって求められた複素信号が入力され、前記第１方位推定部が推定した物標方位が０度となるように入力された前記複素信号の位相をシフトし、位相がシフトされた前記複素信号の実部と虚部のそれぞれについて多項式近似曲線を導出し、前記多項式近似曲線に基づき、前記仮想受信アンテナの位置における複素信号の値を求めるレーダ装置。
  5. 　請求項４において、
    　前記仮想信号生成部は、前記同一軸上で前記複数の受信アンテナの開口長内であって、前記複数の受信アンテナのいずれも存在しない位置に位置する仮想受信アンテナからの仮想信号を生成するレーダ装置。
  6. 　請求項４において、
    　前記仮想信号生成部は、前記多項式近似曲線に基づいて求めた、前記仮想受信アンテナの位置における複素信号の値を前記第１方位推定部が推定した物標方位分シフトさせて、前記仮想受信アンテナからの仮想信号として出力するレーダ装置。
  7. 　請求項４において、
    　前記仮想信号生成部は、前記仮想信号を生成する範囲を前記多項式近似曲線が発散しない範囲に制限するレーダ装置。
  8. 　請求項４において、
    　前記仮想信号生成部は、異なる次数の前記多項式近似曲線を導出し、
    　複数の前記多項式近似曲線のうち最もフィッティング精度の高い次数の多項式近似曲線を選択し、選択した前記多項式近似曲線に基づき、前記仮想受信アンテナの位置における複素信号の値を求めるレーダ装置。
  9. 　請求項１において、
    　前記複数の受信アンテナからの受信信号のそれぞれについて、距離・速度のパワースペクトルのピークにおける振幅と位相の複素情報を複素信号として出力するＦＦＴ部を有し、
    　前記第１方位推定部は、複数の受信アンテナからの受信信号のそれぞれについて前記ＦＦＴ部によって求められた複素信号が入力され、空間ＦＦＴまたはデジタルビームフォーミングにより物標の方位推定処理を行うレーダ装置。
PCT/JP2021/033521 2020-12-18 2021-09-13 レーダ装置 WO2022130710A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112021005487.2T DE112021005487T5 (de) 2020-12-18 2021-09-13 Radarvorrichtung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020-209991 2020-12-18
JP2020209991A JP7465203B2 (ja) 2020-12-18 2020-12-18 レーダ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022130710A1 true WO2022130710A1 (ja) 2022-06-23

Family

ID=82058987

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/033521 WO2022130710A1 (ja) 2020-12-18 2021-09-13 レーダ装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7465203B2 (ja)
DE (1) DE112021005487T5 (ja)
WO (1) WO2022130710A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102560409B1 (ko) * 2023-05-26 2023-07-28 주식회사 바이다 충돌 방지 장치 및 충돌 방지 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008241702A (ja) * 2007-02-28 2008-10-09 Denso It Laboratory Inc 電子走査式レーダ装置及び受信用アレーアンテナ
CN106291473A (zh) * 2016-08-19 2017-01-04 西安电子科技大学 嵌套式天线阵列设置方法
JP2020020696A (ja) * 2018-08-01 2020-02-06 株式会社デンソーテン 到来方向推定装置及び到来方向推定方法
US20200200861A1 (en) * 2018-12-21 2020-06-25 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Signal emitter location determination using sparse doa estimation based on a multi-level prime array with compressed subarray

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4722144B2 (ja) 2008-01-10 2011-07-13 三菱電機株式会社 レーダ装置
US20140081659A1 (en) * 2012-09-17 2014-03-20 Depuy Orthopaedics, Inc. Systems and methods for surgical and interventional planning, support, post-operative follow-up, and functional recovery tracking
DE102018202289A1 (de) 2018-02-15 2019-08-22 Robert Bosch Gmbh Winkelauflösender breitbandiger Radarsensor für Kraftfahrzeuge

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008241702A (ja) * 2007-02-28 2008-10-09 Denso It Laboratory Inc 電子走査式レーダ装置及び受信用アレーアンテナ
CN106291473A (zh) * 2016-08-19 2017-01-04 西安电子科技大学 嵌套式天线阵列设置方法
JP2020020696A (ja) * 2018-08-01 2020-02-06 株式会社デンソーテン 到来方向推定装置及び到来方向推定方法
US20200200861A1 (en) * 2018-12-21 2020-06-25 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Signal emitter location determination using sparse doa estimation based on a multi-level prime array with compressed subarray

Also Published As

Publication number Publication date
JP7465203B2 (ja) 2024-04-10
DE112021005487T5 (de) 2023-08-03
JP2022096802A (ja) 2022-06-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5093298B2 (ja) 方位検出装置
JP6290792B2 (ja) 単一パッケージに集積されたハイブリッドレーダ
US7196656B2 (en) Apparatus for estimating direction of arrival of signal
JP2768439B2 (ja) Ｆｍ−ｃｗ方式マルチビームレーダー装置
CN108885254B (zh) 物体检测装置
US10768276B2 (en) Decentralised radar system
EP3916427A1 (en) Radar apparatus and method
JP6911861B2 (ja) 物体検知装置および物体検知方法
US20160146932A1 (en) Method and Apparatus for Increasing Angular Resolution in an Automotive Radar System
JP2019507357A (ja) 偏波フェーズドアレイレーダシステム及びその動作方法
KR101603630B1 (ko) 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치
JP5496066B2 (ja) 送受信装置
WO2022130710A1 (ja) レーダ装置
JP6920032B2 (ja) レーダ装置および角度検出方法
JP7154494B2 (ja) 到来方向推定装置及び到来方向推定方法
JP6079709B2 (ja) レーダ装置
JP2010197138A (ja) レーダ装置
JP7514718B2 (ja) レーダ装置
KR102099388B1 (ko) 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법 및 장치
WO2020261834A1 (ja) 受信装置、並びに、それを備えるレーダ装置、車両および通信システム
JP4232628B2 (ja) レーダ装置
TW202119776A (zh) 使用相位陣列天線的快速空間搜尋
JP2010156708A (ja) 車載用ミリ波レーダ装置
WO2020115785A1 (ja) レーダ装置及び信号処理方法
KR102061228B1 (ko) 뉴튼 이터레이션을 이용한 위치 결정 방법 및 시스템

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21906075

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21906075

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1