WO2022038726A1 - 共振器および高周波フィルタ - Google Patents

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dielectric substrate
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signal
resonator
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裕之 青山
秀憲 湯川
徹 高橋
雄丈 海野
傑 間木
幸宣 垂井
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks

Definitions

  • This disclosure relates to resonators and high frequency filters.
  • Patent Document 1 describes a bandpass filter including two or more resonators arranged between two input / output terminals in a laminated substrate composed of a plurality of dielectric layers.
  • each resonator is composed of a resonance line and a resonance capacitance connected to one end thereof, and the capacitive electrode and the resonance line forming the resonance capacitance are configured as a bandpass filter when viewed from the stacking direction. It is located in different dielectric layers via a planar ground electrode that covers the entire portion.
  • Patent Document 1 for example, in a transmission line which is a strip conductor having a length of less than a quarter effective wavelength, one end of the transmission line is loaded with a capacitance, and the other end is loaded.
  • Resonators shorted in are described.
  • basic resonance occurs at a frequency at which the length of the transmission line becomes a quarter effective wavelength, and the fundamental resonance occurs in the transmission line.
  • First-order spurious resonance occurs at frequencies where the length is three-quarters of the effective wavelength. Since the frequency ratio between the fundamental resonance and the first spurious resonance is 3, the first spurious resonance occurs at a frequency f s1 that is three times the fundamental resonance frequency f 0 .
  • the planar filter can attenuate unwanted waves over a wider frequency band, i.e., improve spurious characteristics.
  • a resonator that employs an electrode structure in which signal conductors and ground conductors are alternately arranged in the stacking direction (hereinafter referred to as electrode structure A) is known.
  • electrode structure A the effective electrode area of the capacitance can be increased while suppressing the increase in the occupied area of the capacitance, so that the value of the capacitance becomes large.
  • the electrode structure A In order to realize a larger capacitance value in the electrode structure A, it is necessary to increase the area of the signal conductor constituting the capacitance. However, when the size of the signal conductor constituting the capacitance becomes a size that cannot be ignored compared to the effective wavelength of the frequency used, the electrode structure A itself causes unnecessary resonance, and the spurious characteristics of the resonator deteriorate. There was a challenge.
  • the present disclosure solves the above problems, and an object of the present invention is to obtain a resonator capable of suppressing deterioration of spurious characteristics even if the size of the signal conductor is increased, and a high frequency filter using the resonator.
  • the resonator according to the present disclosure includes a dielectric substrate on which dielectrics are laminated, a first ground conductor provided on the first surface of the dielectric substrate, and a side opposite to the first surface of the dielectric substrate.
  • a second ground conductor provided on the second surface of the above, a plurality of strip-shaped signal conductors arranged in the stacking direction so as to overlap each other when viewed in a plane in the inner layer of the dielectric substrate, and an inner layer of the dielectric substrate.
  • one or more inner layer ground conductors alternately arranged with signal conductors in the stacking direction, a strip-shaped strip conductor provided in the inner layer of the dielectric substrate, and a first ground conductor provided in the inner layer of the dielectric substrate.
  • a plurality of first short-circuit conductors that electrically connect and short-circuit the second ground conductor and the inner layer ground conductor, and an end opposite to the end to which the first short-circuit conductor in the strip conductor is connected and a signal.
  • a first connecting conductor that electrically connects the ends of the conductor, a second connecting conductor that electrically connects the signal conductors at each end of the plurality of signal conductors, and a second connection conductor in the plurality of signal conductors.
  • Each end opposite to the end to which the connecting conductor is connected is provided with a third connecting conductor that electrically connects the signal conductors.
  • a plurality of strip-shaped signal conductors arranged in the stacking direction so as to overlap each other in a plan view in the inner layer of the dielectric substrate, and the signal conductors alternately arranged in the stacking direction in the inner layer of the dielectric substrate.
  • the one or more inner layer ground conductors, the strip conductor provided in the inner layer of the dielectric substrate, and the first ground conductor, the second ground conductor, and the inner layer ground conductor are electrically connected and short-circuited.
  • FIG. 1A is a plan view showing the resonator according to the first embodiment
  • FIG. 1B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the resonator according to the first embodiment cut along the line AA of FIG. 1A. Is. It is a top view which shows the structure of each layer of the resonator which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 3A is a plan view showing a resonator without the third connecting conductor
  • FIG. 3B shows a cross section of the resonator without the third connecting conductor cut along the line BB of FIG. 3A. It is a cross-sectional arrow diagram.
  • FIG. 8A is a plan view showing the high frequency filter according to the second embodiment
  • FIG. 8B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the high frequency filter according to the second embodiment cut along the line CC of FIG. 8A. Is.
  • FIG. 13A is a plan view showing the high frequency filter according to the third embodiment, and FIG.
  • FIG. 13B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the high frequency filter according to the third embodiment cut along the line EE of FIG. 13A. Is. It is a top view which shows the structure of each layer of the high frequency filter which concerns on Embodiment 3. FIG. It is a graph which shows the analysis result of the amplitude characteristic of the high frequency filter which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1A is a plan view showing the resonator 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the resonator 1 cut along the line AA of FIG. 1A.
  • FIG. 2 is a plan view showing the configuration of each layer of the resonator 1.
  • the resonator 1 includes a first ground conductor 2a, a second ground conductor 2b, a dielectric substrate 3, an inner layer ground conductor 4, a strip conductor 5, a signal conductor 6, and a first ground conductor. It includes a connecting conductor 7a, a second connecting conductor 7b, a third connecting conductor 7c, and a first short-circuit conductor 8.
  • the dielectric substrate 3 is a dielectric substrate on which dielectrics are laminated, and a first ground conductor 2a is provided on a first surface which is a main surface, and is a main surface opposite to the first surface.
  • a second ground conductor 2b is provided on the second surface.
  • the first ground conductor 2a is a solid pattern of the conductor on the first surface
  • the second ground conductor 2b is a solid pattern of the conductor on the second surface.
  • the first surface of the dielectric substrate 3 is the first layer
  • the second surface is the eighth layer, and between the first surface and the second surface. Has an inner layer from the third layer to the seventh layer.
  • the one or more inner layer ground conductors 4 are solid patterns of the first to nth conductors provided in the inner layer of the dielectric substrate 3. n is an integer of 1 or more.
  • the plurality of inner layer ground conductors 4 are the inner layer ground conductor 4a and the inner layer ground conductor 4b.
  • An opening pattern is formed in the inner layer ground conductor 4a and the inner layer ground conductor 4b so as not to conduct with the second connecting conductor 7b and the third connecting conductor 7c.
  • the strip conductor 5 is a strip-shaped conductor pattern provided in the inner layer of the dielectric substrate 3.
  • the strip conductor 5 functions as a strip transmission line arranged between the second ground conductor 2b and the inner layer ground conductor 4b.
  • the end of the strip conductor 5 is electrically connected to the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b, the inner layer ground conductor 4a, and the inner layer ground conductor 4b by the first short-circuit conductor 8. That is, the end portion of the strip conductor 5 has a ground potential.
  • the plurality of signal conductors 6 are strip-shaped conductor patterns from the first to the first (n + 1) th arranged in the inner layer of the dielectric substrate 3 in the stacking direction so as to overlap each other when viewed in a plane.
  • the plurality of signal conductors 6 are signal conductors 6a, 6b and 6c.
  • the signal conductors 6a, 6b, and 6c are arranged in the stacking direction so as to overlap each other when the dielectric substrate 3 is viewed in a plane.
  • the inner layer ground conductor 4a and the inner layer ground conductor 4b and the signal conductors 6a, 6b and 6c are alternately arranged in the stacking direction of the dielectric substrate 3. That is, as shown in FIG. 1B, in the resonator 1, in the dielectric substrate 3, the signal conductor 6a is arranged in the second layer, the inner layer ground conductor 4a is arranged in the third layer, and the signal conductor 6b is arranged in the fourth layer.
  • the electrode structure A functions as a capacitance of the lumped constant element.
  • the signal conductor 6a is provided on the second layer of the dielectric substrate 3, the second connecting conductor 7b is connected to one end, and the third connecting conductor is connected to the other end. 7c is connected.
  • the signal conductor 6b is provided on the fourth layer of the dielectric substrate 3, and like the signal conductor 6a, the second connecting conductor 7b is connected to one end and the third connecting conductor 7c is connected to the other end. Is connected.
  • the signal conductor 6c is provided on the sixth layer of the dielectric substrate 3, and like the signal conductors 6a and 6b, the second connecting conductor 7b is connected to one end and the third connection is connected to the other end. The conductor 7c is connected.
  • the first connecting conductor 7a is a via conductor that electrically connects the end of the strip conductor 5 opposite to the end connected to the first short-circuit conductor 8 and the end of the signal conductor 6c.
  • the second connecting conductor 7b is a via conductor that electrically connects the signal conductors at the respective ends of the signal conductors 6a, 6b, and 6c.
  • the third connecting conductor 7c is a via conductor that electrically connects the signal conductors at the end of the signal conductors 6a, 6b and 6c opposite to the end to which the second connecting conductor 7b is connected.
  • the first short-circuit conductor 8 is provided in the inner layer of the dielectric substrate 3, and electrically connects and short-circuits the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b, the inner layer ground conductor 4a, and the inner layer ground conductor 4b. It is a via conductor. As shown in FIG. 2, in the dielectric substrate 3, the plurality of first short-circuit conductors 8 are arranged so as to surround the strip conductor 5, the signal conductors 6a, 6b, and 6c when viewed in a plane.
  • FIG. 3A is a plan view showing a resonator 100 without a third connecting conductor 7c
  • FIG. 3B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the resonator 100 cut along the line BB of FIG. 3A. be.
  • FIG. 4 is a plan view showing the configuration of each layer of the resonator 100.
  • the resonator 100 includes a first ground conductor 101a, a second ground conductor 101b, a dielectric substrate 102, an inner layer ground conductor 103, a strip conductor 104, a signal conductor 105, a first connecting conductor 106a, and a second connecting conductor 106b. And a first short-circuit conductor 107.
  • the first ground conductor 101a is a solid pattern of a conductor provided on the first surface of the dielectric substrate 102
  • the second ground conductor 101b is the dielectric substrate 102. It is a solid pattern of a conductor provided on the second surface of the above.
  • the inner layer ground conductor 103 is a solid pattern of the first to nth conductors provided in the inner layer of the dielectric substrate 102.
  • the plurality of inner layer ground conductors 103 are the inner layer ground conductor 103a and the inner layer ground conductor 103b.
  • An opening pattern is formed in the inner layer ground conductor 103a and the inner layer ground conductor 103b so as not to conduct with the second connecting conductor 106b.
  • the strip conductor 104 is a strip-shaped conductor pattern provided in the inner layer of the dielectric substrate 102.
  • the strip conductor 104 functions as a strip transmission line arranged between the second ground conductor 101b and the inner layer ground conductor 103b.
  • the end of the strip conductor 104 is electrically connected to the first ground conductor 101a, the second ground conductor 101b, the inner layer ground conductor 103a, and the inner layer ground conductor 103b by the first short-circuit conductor 107. That is, the end of the strip conductor 104 has a ground potential.
  • the plurality of signal conductors 105 are strip-shaped conductor patterns from the first to the first (n + 1) th arranged in the inner layer of the dielectric substrate 102 in the stacking direction so as to overlap each other when viewed in a plane.
  • the plurality of signal conductors 105 are signal conductors 105a, 105b and 105c.
  • the signal conductors 105a, 105b, and 105c are arranged in the stacking direction so as to overlap each other when the dielectric substrate 102 is viewed in a plane.
  • the inner layer ground conductor 103a and the inner layer ground conductor 103b and the signal conductors 105a, 105b and 105c are alternately arranged in the stacking direction of the dielectric substrate 3. That is, as shown in FIG. 3B, in the resonator 100, the signal conductor 105a is arranged on the second layer and the inner layer ground conductor 103a is arranged on the third layer in the dielectric substrate 102, similarly to the resonator 1. It has an electrode structure A in which the signal conductor 105b is arranged in the fourth layer, the inner layer ground conductor 103b is arranged in the fifth layer, and the signal conductor 105c is arranged in the sixth layer.
  • the resonator 1 is characterized in that the electrode structure A includes a third connecting conductor 7c. On the other hand, the resonator 100 does not have a component corresponding to the third connecting conductor 7c.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the resonator 100. When the electrode structure A is regarded as the capacitance of the lumped constant element, the equivalent circuit of the resonator 100 is expressed as a circuit in which the transmission line 200 and the capacitor 201 are connected at the connection point 202 as shown in FIG.
  • the input admittance Y in A seen from the connection point 202 on the transmission line 200 side is represented by the following equation (1).
  • the input admittance Y inB seen from the connection point 202 on the capacitor 201 side is represented by the following equation (2).
  • Y is the characteristic admittance of the transmission line 200
  • ⁇ is the electrical length of the transmission line 200
  • C is the capacitance of the capacitor 201.
  • Y inA jYcot ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • Y inB j ⁇ C ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • the range that the electric length ⁇ 0 can take is 0 ⁇ 0 ⁇ / 4
  • the range that the electric length ⁇ s1 can take is ⁇ / 2 ⁇ . s1 ⁇ 3 ⁇ / 4. Therefore, by loading the capacitance C, the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s 1 become lower than the original frequency. Further, when the value of C / Y is increased, ⁇ 0 asymptotes to 0 and ⁇ s 1 asymptotes to ⁇ / 2. Therefore, the frequency ratio ( fs1 / f 0 ) between the basic resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1 becomes larger than 3, and the spurious characteristics are improved.
  • the electrode structure A cannot be regarded as the capacitance of the lumped constant. Therefore, a resonator designed by regarding the electrode structure A as a capacitance of a lumped constant at a basic resonance frequency f 0 is compared with a resonator designed so that the electrode structure A functions as a transmission line in a high frequency band.
  • the spurious characteristics may deteriorate. In particular, at frequencies where the lengths of the signal conductors 105a, 105b and 105c are close to a quarter wavelength, two of the signal conductors 105a, 105b and 105c operate as half-wavelength resonators with both ends open. However, the spurious characteristics deteriorate.
  • FIG. 6 is a graph showing the analysis result of the resonance frequency of the resonator 100.
  • the horizontal axis is the length dl of the electrode in the electrode structure A.
  • the electrodes in the electrode structure A are a signal conductor 105a, an inner layer ground conductor 103a, a signal conductor 105b, an inner layer ground conductor 103b, and a signal conductor 105c.
  • the electrode length dl is a length standardized by the effective wavelength at the basic resonance frequency f0 when the length of these conductors in the longitudinal direction is 0.
  • the first vertical axis is the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1
  • the second vertical axis is the frequency ratio between the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1 ( f s1 / f 0 ) is shown.
  • the value of the frequency ratio ( fs1 / f0 ) gradually decreases. Therefore, when the value of the length dl of the electrode is increased in the resonator 100, the ratio between the basic resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1 becomes smaller, that is, the spurious characteristics deteriorate.
  • the number of signal conductors in the electrode structure A is required to realize a larger capacitance. Need to be increased. However, in order to increase the number of signal conductors, it is necessary to increase the number of conductor layers of the dielectric substrate 102, which increases the manufacturing cost of the dielectric substrate 102. Further, the resonance at the lowest frequency generated in the electrode structure A is a half wavelength resonance caused by the path length of the high frequency current becoming a half wavelength.
  • the open ends of the signal conductors 6a, 6b, and 6c are short-circuited by connecting the third connecting conductor 7c.
  • the half-waver resonance with both ends open which has occurred in the signal conductors 105a, 105b and 105c of the resonator 100, so that the first spurious resonance frequency fs1 is set to a higher frequency band. It is possible to shift.
  • the signal conductors 6a, 6b, and 6c constituting the electrode structure A have the same potential. Therefore, even if the ends of the signal conductors 6a, 6b, and 6c are short-circuited with each other by the third connecting conductor 7c, the resonance frequency of the electrode structure A does not change. Therefore, the resonator 1 sets the first spurious resonance frequency f s1 to a higher frequency band while the occupied area required for fundamental resonance at a target frequency is the same as that of the resonator 100. Because it can be done, the spurious characteristics are improved.
  • the operation of the resonator 1 at the fundamental resonance frequency f0 is the same as that of the resonator 100. That is, in the resonator 1, fundamental resonance occurs in the range where the electrical length ⁇ of the strip conductor 5 is ⁇ ⁇ / 4.
  • the electrical length ⁇ k of the signal conductors 6a, 6b and 6c has a relationship of ⁇ k ⁇ and ⁇ k + ⁇ ⁇ / 4 with the electrical length ⁇ of the strip conductor 5.
  • the electrical lengths ⁇ k of the signal conductors 6a, 6b and 6c are equal to each other, and the electrical length ⁇ k is smaller than the electrical length ⁇ of the strip conductor 5.
  • ⁇ k + ⁇ which is the sum of the electrical lengths of the signal conductor 6 and the strip conductor 5, is not less than a quarter effective wavelength at the fundamental resonance frequency f 0 .
  • FIG. 7 is a graph showing the analysis result of the resonance frequency of the resonator 1.
  • the horizontal axis is the length dl of the electrode in the electrode structure A.
  • the electrodes in the electrode structure A are a signal conductor 6a, an inner layer ground conductor 4a, a signal conductor 6b, an inner layer ground conductor 4b, and a signal conductor 6c.
  • the electrode length dl is a length standardized by the effective wavelength at the basic resonance frequency f0 when the length of these conductors in the longitudinal direction is 0.
  • the first vertical axis is the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1
  • the second vertical axis is the frequency ratio between the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1 ( f s1 / f 0 ) is shown.
  • the fundamental resonance frequency f 0 decreases monotonically, and the frequency ratio between the fundamental resonance frequency f 0 and the first spurious resonance frequency f s1 (f s1 / f 0 ). ) Increases monotonically in the range of 0 ⁇ dl ⁇ 0.07. Comparing the analysis result of FIG. 6 with the analysis result of FIG. 7, the spurious characteristic of the resonator 1 is improved in the range of 0.025 ⁇ dl ⁇ 0.07.
  • the resonator 1 includes the signal conductors 6a, 6b and 6c arranged in the stacking direction so as to overlap each other in the inner layer of the dielectric substrate 3 when viewed in a plane, and the dielectric substrate.
  • the inner layer ground conductors 4a and 4b alternately arranged with the signal conductors 6a, 6b and 6c in the stacking direction, the strip-shaped strip conductor 5, the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b and the inner layer.
  • the first short-circuit conductor 8 that electrically connects and short-circuits the ground conductors 4a and 4b, the end of the strip conductor 5 opposite to the end to which the first short-circuit conductor 8 is connected, and the signal conductors 6a and 6b.
  • a first connecting conductor 7a that electrically connects the ends of the and 6c
  • a second connecting conductor that electrically connects the signal conductors at the ends of the signal conductors 6a, 6b and 6c
  • 6b and 6c include a third connecting conductor 7c that electrically connects the signal conductors at the end opposite to the end to which the second connecting conductor 7b is connected.
  • the resonator 1 having these components can suppress deterioration of spurious characteristics even if the sizes of the signal conductors 6a, 6b and 6c are increased.
  • the resonator 100 if the value of the electrode length dl is increased in order to increase the capacitance C of the electrode structure A, the spurious characteristics deteriorate.
  • the resonator 100 sets the length dl of the electrode to a quarter wavelength or less, and the number of signal conductors in the electrode structure A, that is, the dielectric. It was necessary to increase the number of layers of the body substrate 102. Therefore, miniaturization is restricted.
  • spurious characteristics are less likely to deteriorate even if the value of the electrode length dl is increased, and excellent spurious characteristics can be realized without increasing the number of layers of the dielectric substrate 3. ..
  • FIG. 8A is a plan view showing the high frequency filter 9 according to the second embodiment.
  • FIG. 8A shows a first ground conductor 2a that is partially transparent.
  • FIG. 8B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the high frequency filter 9 cut along the line CC of FIG. 8A.
  • FIG. 9 is a plan view showing the configuration of each layer of the high frequency filter 9.
  • the high frequency filter 9 includes a first ground conductor 2a, a second ground conductor 2b, a dielectric substrate 3, a resonator group 10, an input terminal 11a, an output terminal 11b, and a first ground conductor.
  • a connection portion 12a and a second connection portion 12b are provided.
  • the resonator group 10 is composed of m resonators 1. m is an integer of 2 or more.
  • the resonator group 10 comprises resonators 1a, 1b, 1c and 1e.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e have the same structure as the resonator 1 described in the first embodiment. That is, the resonators 1a, 1b, 1c and 1e have a common first ground conductor 2a, a common second ground conductor 2b, and a common inner layer ground conductors 4a and 4b.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e individually have a strip conductor 5, a signal conductor 6a, 6b and 6c, a first connecting conductor 7a, a second connecting conductor 7b and a third connecting conductor 7c.
  • the strip conductor 5 included in the resonators 1a, 1b, 1c and 1e has an end portion on the same side and the first short-circuit conductor 8 connected to each other, and has a comb shape when viewed in a plane. ..
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e are arranged side by side on the common dielectric substrate 3 as shown in FIG. 8A.
  • the adjacent resonators are arranged close to each other so as to be electromagnetically coupled. That is, in the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e, two adjacent resonators are electromagnetically coupled to each other.
  • the input terminal 11a is a terminal for inputting a high frequency signal to the high frequency filter 9, and the output terminal 11b is a terminal for outputting a high frequency signal from the high frequency filter 9.
  • the first connecting portion 12a electrically connects the strip conductor 5 of the resonator 1a arranged at the end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e in the dielectric substrate 3 and the input terminal 11a.
  • the second connecting portion 12b is a strip conductor of the resonator 1e arranged at the end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e opposite to the resonator 1a to which the first connecting portion 12a is connected. 5 and the output terminal 11b are electrically connected.
  • the first short-circuit conductor 8 is provided in the inner layer of the dielectric substrate 3, and electrically connects and short-circuits the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b, the inner layer ground conductor 4a, and the inner layer ground conductor 4b. It is a via conductor. As shown in FIG. 8A, in the dielectric substrate 3, the plurality of first short-circuit conductors 8 are arranged so as to surround the resonator group 10 when viewed in a plane.
  • the high frequency filter 9 has a function of filtering a high frequency signal input to the input terminal 11a and outputting a target high frequency signal from the output terminal 11b to reflect a high frequency signal other than the target signal to the input terminal 11a. ..
  • the high frequency filter 9 is provided in a communication device or a radar device, an antenna, an active circuit, and a passive circuit are connected to the input terminal 11a and the output terminal 11b.
  • the high frequency filter 9 removes spurious frequency components generated in the active circuit, or removes frequency components other than the target signal received by the antenna.
  • the spurious characteristic is mainly the spurious characteristic of the resonator itself that constitutes the filter, or is not intended to occur inside the dielectric substrate 3.
  • the propagation path determines the amount of coupling when the input terminal 11a and the output terminal 11b are coupled.
  • the spurious characteristic of the high frequency filter 9 is determined by the spurious characteristic of the resonator alone.
  • FIG. 10 is a graph showing the analysis result of the amplitude characteristic of the high frequency filter 9.
  • the horizontal axis is the normalized frequency standardized by the central frequency of the high frequency filter 9, and the vertical axis shows the amplitude value (dB) of the passing amplitude.
  • the passing amplitude is attenuated in a wide frequency band up to the first spurious resonance that occurs when the normalized frequency is around 6.8.
  • FIG. 9 shows the high frequency filter 9 in which the resonators 1a, 1b, 1c and 1e are arranged so that the ends of the strip conductor 5 connected to the first short-circuit conductor 8 are in the same direction.
  • the resonators may be electrically connected to each other by electromagnetic field coupling.
  • FIG. 11A is a plan view showing a high frequency filter 9A which is a modification of the high frequency filter 9 according to the second embodiment.
  • FIG. 11A shows a first ground conductor 2a that is partially transparent.
  • FIG. 11B is a cross-sectional arrow showing a modified example of the high frequency filter 9A cut along the DD line of FIG. 11A.
  • FIG. 12 is a plan view showing the configuration of each layer of the high frequency filter 9A.
  • the strip conductors 5 included in the resonators 1a, 1c, and 1d are planar in which the ends on the same side and the first short-circuit conductor 8 are connected. It looks like a comb.
  • the strip conductor 5 included in the resonators 1b and 1e has a comb shape when viewed in a plane, in which the end portion on the same side and the first short-circuit conductor 8 are connected.
  • the comb-shaped strip conductor 5 of the resonators 1a, 1c and 1d and the comb-shaped strip conductor 5 of the resonators 1b and 1e are connected to the first connecting conductor 7a as shown in FIG. The edges are staggered.
  • the resonators are electrically connected to each other by electromagnetic field coupling.
  • the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b, the dielectric substrate 3, the resonator group 10, the input terminal 11a, the output terminal 11b, and the first The connection portion 12a and the second connection portion 12b of the above are provided.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e constituting the resonator group 10 are arranged side by side on the common dielectric substrate 3, and the adjacent resonators are arranged close to each other so as to be electromagnetically coupled.
  • the first connecting portion 12a electrically connects the strip conductor 5 of the resonator 1a arranged at the end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e in the dielectric substrate 3 and the input terminal 11a.
  • the second connecting portion 12b is a strip conductor of the resonator 1e arranged at the end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e opposite to the resonator 1a to which the first connecting portion 12a is connected. 5 and the output terminal 11b are electrically connected.
  • FIG. 13A is a plan view showing the high frequency filter 9B according to the third embodiment.
  • FIG. 13A shows a first ground conductor 2a that is partially transparent.
  • FIG. 13B is a cross-sectional arrow showing a cross section of the high frequency filter 9B cut along the line EE of FIG. 13A.
  • FIG. 14 is a plan view showing the configuration of each layer of the high frequency filter 9B. As shown in FIGS.
  • the high frequency filter 9B includes a first ground conductor 2a, a second ground conductor 2b, a dielectric substrate 3, a resonator group 10, an input terminal 11a, an output terminal 11b, and a first ground conductor. It includes a connecting portion 12a, a second connecting portion 12b, and a plurality of second short-circuit conductors 13.
  • the resonator group 10 is composed of m resonators 1.
  • the resonator group 10 comprises resonators 1a, 1b, 1c and 1e.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e have the same structure as the resonator 1 described in the first embodiment.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e have a common first ground conductor 2a, a common second ground conductor 2b, a common inner layer ground conductor 4a and a common inner layer ground conductor 4b, and Each of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e individually has a strip conductor 5, a signal conductor 6a, 6b and 6c, a first connecting conductor 7a, a second connecting conductor 7b and a third connecting conductor 7c.
  • the resonators 1a, 1b, 1c and 1e are arranged side by side on the common dielectric substrate 3 as shown in FIG. 13A.
  • the adjacent resonators are arranged close to each other so as to be electromagnetically coupled. That is, in the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e, two adjacent resonators are electromagnetically coupled to each other.
  • the input terminal 11a is a terminal for inputting a high frequency signal to the high frequency filter 9B
  • the output terminal 11b is a terminal for outputting a high frequency signal from the high frequency filter 9B.
  • the first connecting portion 12a electrically connects the resonator 1a arranged at the position of one end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c and 1e on the dielectric substrate 3 and the input terminal 11a. ..
  • the second connecting portion 12b electrically connects the resonator 1e arranged at the position of the other end of the arrangement of the resonators 1a, 1b, 1c, and 1e to the output terminal 11b.
  • the first short-circuit conductor 8 is provided in the inner layer of the dielectric substrate 3, and electrically connects and short-circuits the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b, the inner layer ground conductor 4a, and the inner layer ground conductor 4b. It is a via conductor. As shown in FIG. 13A, in the dielectric substrate 3, the plurality of first short-circuit conductors 8 are arranged so as to surround the resonator group 10 when viewed in a plane.
  • the plurality of second short-circuit conductors 13 are the second short-circuit conductors 13a, 13b, 13c and 13d.
  • the second short-circuit conductors 13a, 13b, 13c and 13d are arranged between the resonators adjacent to each other in a plan view on the dielectric substrate 3, respectively, and the first ground conductor 2a, the second ground conductor 2b and the inner layer are arranged.
  • the ground conductors 4a and 4b are electrically connected to each other and short-circuited.
  • the second short-circuit conductor 13 is connected to the first ground conductor 2a and the second ground conductor 2b, and among the plurality of inner layer ground conductors 4, the inner layer ground conductors 4 between the nearest layers of the dielectric substrate 3 are connected to each other. By connecting to, these are short-circuited.
  • the spurious characteristics may deteriorate due to the electromagnetic wave propagating from the input terminal to the output terminal inside the dielectric substrate provided with the resonator.
  • the dielectric substrate can be regarded as a dielectric medium whose side surfaces are covered with metal, and electromagnetic waves propagate through the dielectric medium as a waveguide. Therefore, by short-circuiting the two surfaces of the waveguide, unnecessary propagation of electromagnetic waves can be suppressed.
  • an electromagnetic wave propagates at a frequency in which the long side of the cross section perpendicular to the propagation direction is at least one half wavelength in the rectangular waveguide.
  • the plurality of first short-circuit conductors 8 and the plurality of second short-circuit conductors 13 are 2 at the highest frequency in the frequency band in which the shortest distance between any two short-circuit conductors is designed for spurious characteristics in the dielectric substrate 3. It is placed at a position that is less than a fraction of the effective frequency.
  • the spacing between the adjacent second short-circuit conductors 13 and the spacing between the first short-circuit conductor 8 and the second short-circuit conductor 13 is 4 minutes at the highest frequency in the decay frequency band of the high frequency filter 9B. It is 1 effective wavelength or less. This is just an example.
  • the first short-circuit conductor 8 and the second short-circuit conductor 13 are arranged at high density inside the dielectric substrate 3.
  • the second short-circuit conductor 13 provided between the resonators suppresses the unnecessary propagation of electromagnetic waves inside the dielectric substrate 3, so that the amount of electromagnetic wave attenuation in the blocking band is improved. Is possible.
  • FIG. 15 is a graph showing the analysis result of the amplitude characteristic of the high frequency filter 9B, and also shows the analysis result of the amplitude characteristic of the high frequency filter 9 for comparison with the amplitude characteristic of the high frequency filter 9B.
  • the horizontal axis is the normalized frequency standardized by the central frequency of the high frequency filter 9B, and the vertical axis shows the amplitude value (dB) of the passing amplitude.
  • the amplitude characteristic of the high frequency filter 9 is a curve of a broken line with a reference numeral F1
  • the amplitude characteristic of the high frequency filter 9B is a curve of a solid line with a reference numeral F2.
  • the amplitude characteristic of the high frequency filter 9B As for the amplitude characteristic of the high frequency filter 9B, a larger attenuation amount can be obtained on the high frequency side of the pass band as compared with the amplitude characteristic of the high frequency filter 9. That is, by providing the second short-circuit conductor 13 in the high-frequency filter 9B, unnecessary propagation of electromagnetic waves in the dielectric substrate 3 can be reduced, and more excellent attenuation characteristics can be realized.
  • the high frequency filter 9B is arranged between the resonators adjacent to each other in a plan view on the dielectric substrate 3, and the first ground conductor 2a and the second ground conductor 2a are respectively arranged.
  • a second short-circuit conductor 13 is provided which electrically connects 2b, the inner layer ground conductor 4a, and the inner layer ground conductor 4b to each other to short-circuit them.
  • the resonator according to the present disclosure can be used, for example, for a high frequency filter used in a microwave band or a millimeter wave band.
  • 1,1a-1e resonator 2a first ground conductor, 2b second ground conductor, 3 dielectric substrate, 4,4a, 4b inner layer ground conductor, 5 strip conductor, 6,6a, 6b, 6c signal conductor, 7a 1st connection conductor, 7b 2nd connection conductor, 7c 3rd connection conductor, 8 1st short circuit conductor, 9,9A, 9B high frequency filter, 10 resonator group, 11a input terminal, 11b output terminal, 12a 1st connection part, 12b 2nd connection part, 13, 13a, 13b, 13c, 13d 2nd short-circuit conductor, 100 resonator, 101a 1st ground conductor, 101b 2nd ground conductor, 102 dielectric substrate , 103 inner layer conductor, 103a inner layer conductor, 103b inner layer conductor, 104 strip conductor, 105, 105a, 105b, 105c signal conductor, 106a first connection conductor, 106b second connection conductor, 107 first short circuit

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  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

共振器（１）は、誘電体基板（３）の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された信号導体（６ａ、６ｂおよび６ｃ）と、誘電体基板（３）の内層において積層方向に信号導体（６ａ、６ｂおよび６ｃ）と交互に配置された内層地導体（４ａおよび４ｂ）と、帯状のストリップ導体（５）と、第１の地導体（２ａ）、第２の地導体（２ｂ）および内層地導体（４ａおよび４ｂ）を電気的に接続して短絡させる第１の短絡導体（８）と、ストリップ導体（５）の端部と信号導体（６ａ、６ｂおよび６ｃ）の端部を電気的に接続する第１の接続導体（７ａ）と、信号導体（６ａ、６ｂおよび６ｃ）の各端部で信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体（７ｂ）と、信号導体（６ａ、６ｂおよび６ｃ）における第２の接続導体（７ｂ）が接続した端部とは反対側の各端部で信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体（７ｃ）を備える。

Description

共振器および高周波フィルタ
　本開示は、共振器および高周波フィルタに関する。
　高周波フィルタとして、誘電体基板に設けられたストリップ導体を用いた平面フィルタが知られている。例えば、特許文献１には、複数の誘電体層からなる積層基板内に、二つの入出力端子間に配置された二つ以上の共振器を備えたバンドパスフィルタが記載されている。このバンドパスフィルタにおいて、各共振器は、共振線路とその一端に接続された共振容量により構成され、共振容量を形成する容量電極と共振線路は、積層方向から見たときにバンドパスフィルタの構成部分全体を覆う平面状のグランド電極を介して、異なる誘電体層に配置されている。
　ところで、特許文献１には、例えば、４分の１実効波長未満の長さを有したストリップ導体である伝送線路において、この伝送線路の一方の端部に容量が装荷され、もう一方の端部が短絡された共振器が記載されている。この共振器は、伝送線路の一方の端部に容量を装荷せず、開放端とした場合、伝送線路の長さが４分の１実効波長になる周波数において基本共振が発生し、伝送線路の長さが４分の３実効波長になる周波数において第１次スプリアス共振を生じる。基本共振と第１次スプリアス共振との周波数比は３であるので、基本共振周波数ｆ０の３倍の周波数ｆｓ１において最初のスプリアス共振が発生する。
　そこで、伝送線路の開放端に容量を装荷することにより、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との周波数比が３以上である共振器を設計することが可能である。これは、平面フィルタがより広い周波数帯域に渡って不要波を減衰させられること、すなわち、スプリアス特性が改善することを意味する。
　共振器のスプリアス特性を改善するためには、ストリップ導体の端部に装荷する容量の値を大きくする必要がある。例えば、複数の誘電体層が積層された誘電体基板において、信号導体と地導体とを積層方向に交互に配置した電極構造（以下、電極構造Ａと記載する）を採用した共振器が知られている。電極構造Ａでは、容量の専有面積の増加を抑えつつ、容量の実効的な電極面積を大きくできるので、容量の値が大きくなる。
国際公開第２０１０／０１８７９８号
　電極構造Ａにおいてより大きな容量の値を実現するためには、容量を構成する信号導体の面積を大きくする必要がある。しかしながら、容量を構成する信号導体のサイズが使用周波数の実効波長と比較して無視できない大きさになった場合、電極構造Ａ自体が不要な共振を起こして、共振器のスプリアス特性が劣化するという課題があった。
　本開示は上記課題を解決するものであり、信号導体のサイズを大きくしてもスプリアス特性の劣化を抑制することができる共振器およびこれを用いた高周波フィルタを得ることを目的とする。
　本開示に係る共振器は、誘電体が積層された誘電体基板と、誘電体基板の第１の面に設けられた第１の地導体と、誘電体基板における第１の面とは反対側の第２の面に設けられた第２の地導体と、誘電体基板の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された複数の帯状の信号導体と、誘電体基板の内層において積層方向に信号導体と交互に配置された１または複数の内層地導体と、誘電体基板の内層に設けられた帯状のストリップ導体と、誘電体基板の内層に設けられ、第１の地導体、第２の地導体および内層地導体を電気的に接続して短絡させる複数の第１の短絡導体と、ストリップ導体における第１の短絡導体が接続した端部とは反対側の端部と信号導体の端部とを電気的に接続する第１の接続導体と、複数の信号導体の各端部で信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体と、複数の信号導体における第２の接続導体が接続した端部とは反対側の各端部で信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体とを備える。
　本開示によれば、誘電体基板の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された複数の帯状の信号導体と、誘電体基板の内層において積層方向に信号導体と交互に配置された１または複数の内層地導体と、誘電体基板の内層に設けられた帯状のストリップ導体と、第１の地導体、第２の地導体および内層地導体を電気的に接続して短絡させる複数の第１の短絡導体と、ストリップ導体における第１の短絡導体が接続した端部とは反対側の端部と信号導体の端部とを電気的に接続する第１の接続導体と、複数の信号導体の各端部で信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体と、複数の信号導体における第２の接続導体が接続した端部とは反対側の各端部で信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体とを備える。これらの構成要素を有した本開示に係る共振器は、信号導体のサイズを大きくしてもスプリアス特性の劣化を抑制することができる。
図１Ａは、実施の形態１に係る共振器を示す平面図であり、図１Ｂは、実施の形態１に係る共振器を、図１ＡのＡ－Ａ線で切った断面を示す断面矢示図である。 実施の形態１に係る共振器の各層の構成を示す平面図である。 図３Ａは、第３の接続導体を備えない共振器を示す平面図であり、図３Ｂは、第３の接続導体を備えない共振器を、図３ＡのＢ－Ｂ線で切った断面を示す断面矢示図である。 第３の接続導体を備えない共振器の各層の構成を示す平面図である。 第３の接続導体を備えない共振器の等価回路を示す回路図である。 第３の接続導体を備えない共振器の共振周波数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態１に係る共振器の共振周波数の解析結果を示すグラフである。 図８Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタを示す平面図であり、図８Ｂは、実施の形態２に係る高周波フィルタを、図８ＡのＣ－Ｃ線で切った断面を示す断面矢示図である。 実施の形態２に係る高周波フィルタの各層の構成を示す平面図である。 実施の形態２に係る高周波フィルタの振幅特性の解析結果を示すグラフである。 図１１Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタの変形例を示す平面図であり、図１１Ｂは、実施の形態２に係る高周波フィルタの変形例を、図１１ＡのＤ－Ｄ線で切った断面を示す断面矢示図である。 実施の形態２に係る高周波フィルタの変形例の各層の構成を示す平面図である。 図１３Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタを示す平面図であり、図１３Ｂは、実施の形態３に係る高周波フィルタを、図１３ＡのＥ－Ｅ線で切った断面を示す断面矢示図である。 実施の形態３に係る高周波フィルタの各層の構成を示す平面図である。 実施の形態３に係る高周波フィルタの振幅特性の解析結果を示すグラフである。
実施の形態１．
　図１Ａは、実施の形態１に係る共振器１を示す平面図である。図１Ｂは、共振器１を、図１ＡのＡ－Ａ線で切った断面を示す断面矢示図である。図２は、共振器１の各層の構成を示す平面図である。図１Ｂおよび図２に示すように、共振器１は、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、誘電体基板３、内層地導体４、ストリップ導体５、信号導体６、第１の接続導体７ａ、第２の接続導体７ｂ、第３の接続導体７ｃおよび第１の短絡導体８を備える。
　誘電体基板３は、誘電体が積層された誘電体基板であり、主面である第１の面に第１の地導体２ａが設けられ、第１の面とは反対側の主面である第２の面に第２の地導体２ｂが設けられている。第１の地導体２ａは、図１Ａおよび図２に示すように、第１の面における導体のベタパターンであり、第２の地導体２ｂは、第２の面における導体のベタパターンである。図１Ｂおよび図２に示す例において、誘電体基板３における第１の面が第１層であり、第２の面が第８層であり、第１の面と第２の面との間には、第３層から第７層までの内層がある。
　１または複数の内層地導体４は、誘電体基板３の内層に設けられた第１番目から第ｎ番目までの導体のベタパターンである。ｎは１以上の整数である。図１Ｂおよび図２の例において、複数の内層地導体４は、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂである。内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂには、第２の接続導体７ｂおよび第３の接続導体７ｃと導通しないように開口パターンが形成されている。
　ストリップ導体５は、誘電体基板３の内層に設けられた帯状の導体パターンである。誘電体基板３の内層において、ストリップ導体５は、第２の地導体２ｂと内層地導体４ｂとの間に配置されたストリップ伝送線路として機能する。ストリップ導体５の端部は、第１の短絡導体８によって、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂと電気的に接続されている。すなわち、ストリップ導体５の端部は接地電位となっている。
　複数の信号導体６は、誘電体基板３の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向にそれぞれ配置された、第１番目から第（ｎ＋１）番目までの帯状の導体パターンである。図１Ｂおよび図２において、複数の信号導体６は、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃである。信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃは、誘電体基板３を平面的に見て互いに重なるように積層方向にそれぞれ配置されている。
　内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂと信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃとは、誘電体基板３の積層方向に交互に配置されている。すなわち、共振器１は、図１Ｂに示すように、誘電体基板３において、第２層に信号導体６ａが配置され、第３層に内層地導体４ａが配置され、第４層に信号導体６ｂが配置され、第５層に内層地導体４ｂが配置され、第６層に信号導体６ｃが配置された電極構造Ａを有する。電極構造Ａは、集中定数素子の容量として機能する。
　図２に示すように、信号導体６ａは、誘電体基板３の第２層に設けられ、一方の端部に第２の接続導体７ｂが接続され、他方の端部には第３の接続導体７ｃが接続されている。信号導体６ｂは、誘電体基板３の第４層に設けられ、信号導体６ａと同様に、一方の端部に第２の接続導体７ｂが接続され、他方の端部に第３の接続導体７ｃが接続されている。信号導体６ｃは、誘電体基板３の第６層に設けられ、信号導体６ａおよび６ｂと同様に、一方の端部に第２の接続導体７ｂが接続され、他方の端部に第３の接続導体７ｃが接続されている。
　第１の接続導体７ａは、ストリップ導体５における第１の短絡導体８と接続した端部とは反対側の端部と信号導体６ｃの端部とを電気的に接続するビア導体である。第２の接続導体７ｂは、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃのそれぞれの端部において信号導体間を電気的に接続するビア導体である。第３の接続導体７ｃは、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃにおける第２の接続導体７ｂが接続した端部とは反対側の端部において信号導体間を電気的に接続するビア導体である。
　第１の短絡導体８は、誘電体基板３の内層に設けられ、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂを電気的に接続して短絡させるビア導体である。図２に示すように、誘電体基板３において、複数の第１の短絡導体８は、平面的に見て、ストリップ導体５、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃを囲むように配置される。
　図３Ａは、第３の接続導体７ｃを備えない共振器１００を示す平面図であり、図３Ｂは、共振器１００を、図３ＡのＢ－Ｂ線で切った断面を示す断面矢示図である。図４は、共振器１００の各層の構成を示す平面図である。共振器１００は、第１の地導体１０１ａ、第２の地導体１０１ｂ、誘電体基板１０２、内層地導体１０３、ストリップ導体１０４、信号導体１０５、第１の接続導体１０６ａ、第２の接続導体１０６ｂおよび第１の短絡導体１０７を備える。
　第１の地導体１０１ａは、図３Ａおよび図４に示すように、誘電体基板１０２の第１の面に設けられた導体のベタパターンであり、第２の地導体１０１ｂは、誘電体基板１０２の第２の面に設けられた導体のベタパターンである。内層地導体１０３は、誘電体基板１０２の内層に設けられた第１番目から第ｎ番目までの導体のベタパターンである。図３Ｂおよび図４において、複数の内層地導体１０３は、内層地導体１０３ａおよび内層地導体１０３ｂである。内層地導体１０３ａおよび内層地導体１０３ｂには、第２の接続導体１０６ｂと導通しないように開口パターンが形成されている。
　ストリップ導体１０４は、誘電体基板１０２の内層に設けられた帯状の導体パターンである。誘電体基板１０２の内層において、ストリップ導体１０４は、第２の地導体１０１ｂと内層地導体１０３ｂとの間に配置されたストリップ伝送線路として機能する。ストリップ導体１０４の端部は、第１の短絡導体１０７によって、第１の地導体１０１ａ、第２の地導体１０１ｂ、内層地導体１０３ａおよび内層地導体１０３ｂと電気的に接続されている。すなわち、ストリップ導体１０４の端部は接地電位となっている。
　複数の信号導体１０５は、誘電体基板１０２の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向にそれぞれ配置された、第１番目から第（ｎ＋１）番目までの帯状の導体パターンである。図３Ｂおよび図４において、複数の信号導体１０５は、信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃである。信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃは、誘電体基板１０２を平面的に見て互いに重なるように積層方向にそれぞれ配置されている。
　内層地導体１０３ａおよび内層地導体１０３ｂと信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃとは、誘電体基板３の積層方向に交互に配置されている。すなわち、共振器１００は、図３Ｂに示すように、共振器１と同様に、誘電体基板１０２において、第２層に信号導体１０５ａが配置され、第３層に内層地導体１０３ａが配置され、第４層に信号導体１０５ｂが配置され、第５層に内層地導体１０３ｂが配置され、第６層に信号導体１０５ｃが配置された電極構造Ａを有する。
　共振器１は、電極構造Ａにおいて第３の接続導体７ｃを備えることを特徴としている。これに対し、共振器１００は、第３の接続導体７ｃに対応する構成要素を備えていない。図５は、共振器１００の等価回路を示す回路図である。電極構造Ａを集中定数素子の容量とみなした場合、共振器１００の等価回路は、図５に示すように、伝送線路２００とキャパシタ２０１とを接続点２０２で接続した回路として表現される。
　図５に示す等価回路において、接続点２０２から伝送線路２００側を見た入力アドミタンスＹｉｎＡは、下記式（１）で表される。また、接続点２０２からキャパシタ２０１側を見た入力アドミタンスＹｉｎＢは、下記式（２）で表される。下記式（１）および（２）において、Ｙは、伝送線路２００の特性アドミタンスであり、θは、伝送線路２００の電気長であり、Ｃは、キャパシタ２０１のキャパシタンスである。
　ＹｉｎＡ＝ｊＹｃｏｔθ　　　　・・・（１）
　ＹｉｎＢ＝ｊωＣ　　　　　　　・・・（２）
　共振条件は、ＹｉｎＡ＝ＹｉｎＢである。等価回路に共振条件を適用すると、下記式（３）の等式が得られる。
　ωＣ／Ｙ＝ｃｏｔθ１　　　　　・・・（３）
　上記式（３）において、キャパシタンスＣを０とした場合、共振器１００は、４分の１波長共振器として動作するので、上記式（３）は、θ１＝π／４，３π／４，・・・となる。従って、基本共振周波数ｆ０における電気長θをθ０とし、第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１における電気長θをθｓ１とした場合、θ０＝π／４、θｓ１＝３π／４となり、両者の比は３となる。
　キャパシタンスＣおよび特性アドミタンスＹがともに正の数である場合に、電気長θ０が取り得る範囲は０＜θ０＜π／４であり、電気長θｓ１が取り得る範囲はπ／２＜θｓ１＜３π／４である。従って、キャパシタンスＣを装荷することにより、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１は、元の周波数よりも低くなる。また、Ｃ／Ｙの値を大きくすると、θ０は０に漸近し、θｓ１はπ／２に漸近する。このため、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との周波数比（ｆｓ１／ｆ０）は、３よりも大きくなり、スプリアス特性は改善される。
　しかしながら、使用周波数が高くなるに連れて電極構造Ａを集中定数のキャパシタンスとみなせなくなる。このため、基本共振周波数ｆ０において、電極構造Ａを集中定数のキャパシタンスとみなして設計された共振器は、高周波数帯において、電極構造Ａが伝送線路として機能するように設計されたものに比べてスプリアス特性が劣化する場合がある。特に、信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃのそれぞれの長さが４分の１波長付近となる周波数において、信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃのうち、２つが両端開放の２分の１波長共振器として動作し、スプリアス特性が劣化する。
　図６は、共振器１００の共振周波数の解析結果を示すグラフである。図６において、横軸は、電極構造Ａにおける電極の長さｄｌである。電極構造Ａにおける電極は、信号導体１０５ａ、内層地導体１０３ａ、信号導体１０５ｂ、内層地導体１０３ｂおよび信号導体１０５ｃである。電極の長さｄｌは、これらの導体の長手方向の長さを０とした場合の基本共振周波数ｆ０における実効波長で規格化した長さである。第１の縦軸は、基本共振周波数ｆ０および第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１であり、第２の縦軸は、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との周波数比（ｆｓ１／ｆ０）を示している。
　共振器１００において電極の長さｄｌの値を大きくした場合、図６に示すように、基本共振周波数ｆ０は単調に減少するが、周波数比（ｆｓ１／ｆ０）は、ｄｌ＝０．０２５付近で極大となる。さらにｄｌの値を大きくした場合に、周波数比（ｆｓ１／ｆ０）の値は徐々に減少する。従って、共振器１００において電極の長さｄｌの値を大きくすると、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との比が小さくなる、すなわち、スプリアス特性が劣化する。
　前述したスプリアス特性の劣化を回避するために、電極構造Ａにおける信号導体の長さを４分の１波長以下とした場合、より大きなキャパシタンスを実現するためには、電極構造Ａにおける信号導体の数を増やす必要がある。しかしながら、信号導体数を増やすためには、誘電体基板１０２の導体層数を増やす必要があり、誘電体基板１０２の製造コストが増加する。また、電極構造Ａで生じる最も低い周波数での共振は、高周波電流の経路長が２分の１波長となることによって生じる、２分の１波長共振である。
　そこで、共振器１において、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの開放端部は、第３の接続導体７ｃが接続して短絡されている。これにより、共振器１００の信号導体１０５ａ、１０５ｂおよび１０５ｃにおいて生じていた、両端開放の２分の１波長共振を抑制することができるので、第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１をより高周波数帯にシフトさせることが可能である。
　なお、基本共振モードにおいて、電極構造Ａを構成する信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃは互いに同電位である。このため、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの端部を、第３の接続導体７ｃによって互いに短絡しても電極構造Ａの共振周波数は変化しない。従って、共振器１は、目的の周波数において基本共振するために必要となる専有面積は共振器１００と比較して同等でありながら、第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１を、より高周波数帯にすることができるので、スプリアス特性が改善する。
　基本共振周波数ｆ０における共振器１の動作は共振器１００と同様である。すなわち、共振器１は、ストリップ導体５の電気長θが、θ＜π／４である範囲において基本共振が生じる。なお、共振器１において、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの電気長θｋは、ストリップ導体５の電気長θとの間でθｋ＜θ、かつθｋ＋θ＜π／４の関係が成り立つ。信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの電気長θｋは、互いに電気長が等しく、電気長θｋは、ストリップ導体５の電気長θに比べて小さい。信号導体６とストリップ導体５との電気長の和であるθｋ＋θは、基本共振周波数ｆ０において４分の１実効波長以下である。
　図７は、共振器１の共振周波数の解析結果を示すグラフである。図７において、横軸は電極構造Ａにおける電極の長さｄｌである。電極構造Ａにおける電極は、信号導体６ａ、内層地導体４ａ、信号導体６ｂ、内層地導体４ｂおよび信号導体６ｃである。電極の長さｄｌは、これらの導体の長手方向の長さを０とした場合の基本共振周波数ｆ０における実効波長で規格化した長さである。第１の縦軸は、基本共振周波数ｆ０および第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１であり、第２の縦軸は、基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との周波数比（ｆｓ１／ｆ０）を示している。
　電極の長さｄｌの値が大きくなるに連れて、基本共振周波数ｆ０は単調に減少し、かつ基本共振周波数ｆ０と第１次スプリアス共振周波数ｆｓ１との周波数比（ｆｓ１／ｆ０）が、０＜ｄｌ＜０．０７である範囲において単調に増加する。図６の解析結果と図７の解析結果を比較すると、共振器１は、０．０２５＜ｄｌ＜０．０７の範囲において、スプリアス特性が改善される。
　以上のように、実施の形態１に係る共振器１は、誘電体基板３の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃと、誘電体基板３の内層において積層方向に信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃと交互に配置された内層地導体４ａおよび４ｂと、帯状のストリップ導体５と、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂおよび内層地導体４ａおよび４ｂを電気的に接続して短絡させる第１の短絡導体８と、ストリップ導体５における第１の短絡導体８が接続した端部とは反対側の端部と信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの端部とを電気的に接続する第１の接続導体７ａと、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃの端部で信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体と、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃにおける第２の接続導体７ｂが接続した端部とは反対側の端部で信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体７ｃとを備える。これらの構成要素を有する共振器１は、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃのサイズを大きくしても、スプリアス特性の劣化を抑制することが可能である。例えば、共振器１００は、電極構造ＡのキャパシタンスＣを大きくするために電極の長さｄｌの値を大きくすると、スプリアス特性が劣化する。このスプリアス特性の劣化を抑えつつ電極構造ＡのキャパシタンスＣを大きくするためには、共振器１００は、電極の長さｄｌを４分の１波長以下として、電極構造Ａにおける信号導体数、すなわち誘電体基板１０２の層数を増やす必要があった。このため、小型化が制約される。これに対して、共振器１は、電極の長さｄｌの値を大きくしてもスプリアス特性が劣化しにくく、誘電体基板３の層数を増やすことなく優れたスプリアス特性を実現することができる。
実施の形態２．
　図８Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタ９を示す平面図である。高周波フィルタ９における共振器１ａ～１ｅの位置を視認可能とするために、図８Ａには、一部が透明な第１の地導体２ａが記載されている。図８Ｂは、高周波フィルタ９を、図８ＡのＣ－Ｃ線で切った断面を示す断面矢示図である。図９は、高周波フィルタ９の各層の構成を示す平面図である。図８Ｂおよび図９に示すように、高周波フィルタ９は、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、誘電体基板３、共振器群１０、入力端子１１ａ、出力端子１１ｂ、第１の接続部１２ａおよび第２の接続部１２ｂを備える。
　共振器群１０は、ｍ個の共振器１からなる。ｍは２以上の整数である。図８Ａ、図８Ｂおよび図９において、共振器群１０は、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅからなる。共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、実施の形態１で説明した共振器１と同一の構造を有する。すなわち、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、共通の第１の地導体２ａ、共通の第２の地導体２ｂ、共通の内層地導体４ａおよび４ｂを有する。さらに、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、ストリップ導体５、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃ、第１の接続導体７ａ、第２の接続導体７ｂおよび第３の接続導体７ｃを個別に有する。また、図９において、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅが有するストリップ導体５は、同一側の端部と第１の短絡導体８とが接続されており、平面的に見てくし形である。
　共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、図８Ａに示すように、共通の誘電体基板３において並んで配置される。これら共振器の並びにおいて、隣接した共振器同士は、電磁界結合するように近接して配置されている。すなわち、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びにおいて、隣接する２つの共振器は互いに電磁界結合している。
　入力端子１１ａは、高周波フィルタ９への高周波信号が入力される端子であり、出力端子１１ｂは、高周波フィルタ９からの高周波信号が出力される端子である。第１の接続部１２ａは、誘電体基板３における共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びの端に配置された共振器１ａのストリップ導体５と入力端子１１ａとを電気的に接続する。第２の接続部１２ｂは、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びのうち、第１の接続部１２ａが接続した共振器１ａとは反対側の端に配置された共振器１ｅのストリップ導体５と出力端子１１ｂとを電気的に接続する。
　第１の短絡導体８は、誘電体基板３の内層に設けられ、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂを電気的に接続して短絡させるビア導体である。図８Ａに示すように、誘電体基板３において、複数の第１の短絡導体８は、平面的に見て、共振器群１０を囲むように配置されている。
　高周波フィルタ９は、入力端子１１ａに入力された高周波信号をフィルタリングして、目的の高周波信号を出力端子１１ｂから出力することで、目的の信号以外の高周波信号を入力端子１１ａへ反射する機能を有する。例えば、高周波フィルタ９を、通信機器またはレーダ機器に設けた場合に、入力端子１１ａおよび出力端子１１ｂには、アンテナ、能動回路および受動回路が接続される。高周波フィルタ９は、能動回路において生じたスプリアス周波数成分を除去する、または、アンテナで受信した目的の信号以外の周波数成分を除去する。
　複数の共振器が電磁界結合された共振器直結型の帯域通過フィルタにおいて、スプリアス特性は、主にフィルタを構成する共振器自体のスプリアス特性、または、誘電体基板３の内部に生じた意図しない伝搬経路によって、入力端子１１ａと出力端子１１ｂとが結合した際の結合量によって決定される。入力端子１１ａと出力端子１１ｂとが結合した際の結合量が十分に小さい場合、高周波フィルタ９のスプリアス特性は、共振器単体のスプリアス特性によって決定される。
　図１０は、高周波フィルタ９の振幅特性の解析結果を示すグラフである。図１０において、横軸は、高周波フィルタ９の中心周波数で規格化した規格化周波数であり、縦軸は、通過振幅の振幅値（ｄＢ）を示している。規格化周波数が６．８付近において生じる第１次スプリアス共振までの広い周波数帯域で通過振幅が減衰している。
　なお、図９においては、ストリップ導体５における第１の短絡導体８と接続した端部が同一方向となるように共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅが配置された高周波フィルタ９を示したが、これは一例である。実施の形態２に係る高周波フィルタは、共振器同士が電磁界結合によって電気的に接続されていればよい。
　図１１Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタ９の変形例である高周波フィルタ９Ａを示す平面図である。高周波フィルタ９Ａにおける共振器１ａ～１ｅの位置を視認可能とするために、図１１Ａには、一部が透明な第１の地導体２ａが記載されている。図１１Ｂは、高周波フィルタ９Ａの変形例を、図１１ＡのＤ－Ｄ線で切った断面を示す断面矢示図である。図１２は、高周波フィルタ９Ａの各層の構成を示す平面図である。
　例えば、図１２に示す誘電体基板３の第７層において、共振器１ａ、１ｃおよび１ｄが有するストリップ導体５は、同一側の端部と第１の短絡導体８とが接続されて、平面的に見てくし形である。同様に、共振器１ｂおよび１ｅが有するストリップ導体５は、同一側の端部と第１の短絡導体８とが接続されて、平面的に見てくし形である。さらに、共振器１ａ、１ｃおよび１ｄが有するくし形のストリップ導体５と、共振器１ｂおよび１ｅが有するくし形のストリップ導体５は、図１２に示すように、第１の接続導体７ａと接続している端部が互い違いになっている。このように構成された高周波フィルタ９Ａにおいて、共振器同士は、電磁界結合によって電気的に接続される。
　以上のように、実施の形態２に係る高周波フィルタ９は、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、誘電体基板３、共振器群１０、入力端子１１ａ、出力端子１１ｂ、第１の接続部１２ａおよび第２の接続部１２ｂを備えている。共振器群１０を構成する共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、共通の誘電体基板３において並んで配置され、隣接した共振器同士は、電磁界結合するように近接して配置される。第１の接続部１２ａは、誘電体基板３における共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びの端に配置された共振器１ａのストリップ導体５と入力端子１１ａとを電気的に接続する。第２の接続部１２ｂは、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びのうち、第１の接続部１２ａが接続した共振器１ａとは反対側の端に配置された共振器１ｅのストリップ導体５と出力端子１１ｂとを電気的に接続する。これらの構成を有することにより、高周波フィルタ９は、優れたスプリアス特性を実現することができる。
実施の形態３．
　図１３Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタ９Ｂを示す平面図である。高周波フィルタ９Ｂにおける共振器１ａ～１ｅの位置を視認可能とするために、図１３Ａには、一部が透明な第１の地導体２ａが記載されている。図１３Ｂは、高周波フィルタ９Ｂを、図１３ＡのＥ－Ｅ線で切った断面を示す断面矢示図である。図１４は、高周波フィルタ９Ｂの各層の構成を示す平面図である。図１３Ｂおよび図１４に示すように、高周波フィルタ９Ｂは、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、誘電体基板３、共振器群１０、入力端子１１ａ、出力端子１１ｂ、第１の接続部１２ａ、第２の接続部１２ｂおよび複数の第２の短絡導体１３を備える。
　共振器群１０はｍ個の共振器１からなる。図１３Ａ、図１３Ｂおよび図１４において、共振器群１０は、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅからなる。共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、実施の形態１で説明した共振器１と同一の構造を有する。すなわち、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、共通の第１の地導体２ａ、共通の第２の地導体２ｂ、共通の内層地導体４ａおよび共通の内層地導体４ｂを有し、かつ、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅのそれぞれは、ストリップ導体５、信号導体６ａ、６ｂおよび６ｃ、第１の接続導体７ａ、第２の接続導体７ｂおよび第３の接続導体７ｃを個別に有する。
　共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅは、図１３Ａに示すように、共通の誘電体基板３において並んで配置されている。共振器の並びにおいて、隣接した共振器同士は、電磁界結合するように近接して配置される。すなわち、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びにおいて、隣接する２つの共振器が互いに電磁界結合する。
　入力端子１１ａは、高周波フィルタ９Ｂに高周波信号を入力するための端子であり、出力端子１１ｂは、高周波フィルタ９Ｂから高周波信号を出力するための端子である。第１の接続部１２ａは、誘電体基板３における共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びのうち、一方の端の位置に配置された共振器１ａと入力端子１１ａとを電気的に接続する。第２の接続部１２ｂは、共振器１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｅの並びのうち、他方の端の位置に配置された共振器１ｅと出力端子１１ｂとを電気的に接続する。
　第１の短絡導体８は、誘電体基板３の内層に設けられ、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂを電気的に接続して短絡させるビア導体である。図１３Ａに示すように、誘電体基板３において、複数の第１の短絡導体８は、平面的に見て、共振器群１０を囲むように配置されている。
　図１３Ａ、図１３Ｂおよび図１４において、複数の第２の短絡導体１３は、第２の短絡導体１３ａ、１３ｂ、１３ｃおよび１３ｄである。第２の短絡導体１３ａ、１３ｂ、１３ｃおよび１３ｄは、誘電体基板３において平面的に見て隣り合った共振器間にそれぞれ配置され、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび４ｂを互いに電気的に接続して短絡させる。例えば、第２の短絡導体１３は、第１の地導体２ａと第２の地導体２ｂに接続し、複数の内層地導体４のうち、誘電体基板３における直近の層間の内層地導体４同士に接続することで、これらを短絡させる。
　実施の形態２で説明したように、高周波フィルタにおいては、共振器を設けた誘電体基板の内部を入力端子から出力端子へ電磁波が伝搬することにより、スプリアス特性が劣化する場合がある。これは、誘電体基板が、側面が金属で覆われた誘電体媒質とみなせ、電磁波が、この誘電体媒質を導波管として伝搬することが原因である。従って、導波管の２つの面を短絡することにより、電磁波の不要伝搬を抑圧することができる。例えば、矩形導波管において、電磁波は、矩形導波管における、伝搬方向に対して垂直な断面の長辺が２分の１波長以上となる周波数において伝搬する。
　そこで、複数の第１の短絡導体８および複数の第２の短絡導体１３は、誘電体基板３において、任意の２つの短絡導体の最短距離がスプリアス特性を設計する周波数帯における最も高い周波数において２分の１実効波長以下になる位置に配置される。好ましくは、隣り合った第２の短絡導体１３の間隔および第１の短絡導体８と第２の短絡導体１３との間隔は、高周波フィルタ９Ｂの減衰周波数帯域のうちの最も高い周波数において、４分の１実効波長以下である。なお、これは一例である。例えば、電磁波の不要な伝搬を抑圧するためには、第１の短絡導体８と第２の短絡導体１３とが、誘電体基板３の内部に高密度で配置されていることが望ましい。
　高周波フィルタ９Ｂは、共振器間に設けた第２の短絡導体１３により、誘電体基板３の内部で電磁波が不要に伝搬することが抑圧されるので、阻止帯域における電磁波の減衰量を改善することが可能である。
　図１５は、高周波フィルタ９Ｂの振幅特性の解析結果を示すグラフであり、高周波フィルタ９Ｂの振幅特性と比較するために、高周波フィルタ９の振幅特性の解析結果も併せて示している。図１５において、横軸は、高周波フィルタ９Ｂの中心周波数で規格化した規格化周波数であり、縦軸は、通過振幅の振幅値（ｄＢ）を示している。高周波フィルタ９の振幅特性は、符号Ｆ１を付した破線の曲線であり、高周波フィルタ９Ｂの振幅特性は、符号Ｆ２を付した実線の曲線である。
　高周波フィルタ９Ｂの振幅特性は、高周波フィルタ９の振幅特性と比較して、通過帯域の高域側により大きな減衰量が得られる。すなわち、高周波フィルタ９Ｂは、第２の短絡導体１３を備えることにより、誘電体基板３における電磁波の不要な伝搬を低減することができ、より優れた減衰特性を実現できる。
　以上のように、実施の形態３に係る高周波フィルタ９Ｂは、誘電体基板３において、平面的に見て隣り合った共振器間にそれぞれ配置され、第１の地導体２ａ、第２の地導体２ｂ、内層地導体４ａおよび内層地導体４ｂを、互いに電気的に接続して短絡させる第２の短絡導体１３を備える。第２の短絡導体１３を備えることで、高周波フィルタ９Ｂは、誘電体基板３における電磁波の不要な伝搬を低減することができる。
　なお、各実施の形態の組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示に係る共振器は、例えば、マイクロ波帯またはミリ波帯で用いられる高周波フィルタに利用可能である。
　１，１ａ～１ｅ　共振器、２ａ　第１の地導体、２ｂ　第２の地導体、３　誘電体基板、４，４ａ，４ｂ　内層地導体、５　ストリップ導体、６，６ａ，６ｂ，６ｃ　信号導体、７ａ　第１の接続導体、７ｂ　第２の接続導体、７ｃ　第３の接続導体、８　第１の短絡導体、９，９Ａ，９Ｂ　高周波フィルタ、１０　共振器群、１１ａ　入力端子、１１ｂ　出力端子、１２ａ　第１の接続部、１２ｂ　第２の接続部、１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ　第２の短絡導体、１００　共振器、１０１ａ　第１の地導体、１０１ｂ　第２の地導体、１０２　誘電体基板、１０３　内層地導体、１０３ａ　内層地導体、１０３ｂ　内層地導体、１０４　ストリップ導体、１０５，１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ　信号導体、１０６ａ　第１の接続導体、１０６ｂ　第２の接続導体、１０７　第１の短絡導体、２００　伝送線路、２０１　キャパシタ、２０２　接続点。

Claims (6)

  1. 　誘電体が積層された誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１の面に設けられた第１の地導体と、
    　前記誘電体基板における前記第１の面とは反対側の第２の面に設けられた第２の地導体と、
    　前記誘電体基板の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された複数の帯状の信号導体と、
    　前記誘電体基板の内層において積層方向に前記信号導体と交互に配置された１または複数の内層地導体と、
    　前記誘電体基板の内層に設けられた帯状のストリップ導体と、
    　前記誘電体基板の内層に設けられ、前記第１の地導体、前記第２の地導体および前記内層地導体を電気的に接続して短絡させる複数の第１の短絡導体と、
    　前記ストリップ導体における前記第１の短絡導体が接続した端部とは反対側の端部と前記信号導体の端部とを電気的に接続する第１の接続導体と、
    　複数の前記信号導体の各端部で前記信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体と、
    　複数の前記信号導体における前記第２の接続導体が接続した端部とは反対側の各端部で前記信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体と、
    　を備えたことを特徴とする共振器。
  2. 　複数の前記信号導体は、互いに電気長が等しく、
    　前記信号導体の電気長は、前記ストリップ導体の電気長に比べて小さく、
    　前記信号導体と前記ストリップ導体との電気長の和は、共振周波数において４分の１実効波長以下であること
    　を特徴とする請求項１に記載の共振器。
  3. 　誘電体が積層された誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１の面に設けられた第１の地導体と、
    　前記誘電体基板における前記第１の面とは反対側の第２の面に設けられた第２の地導体と、
    　前記誘電体基板の内層において平面的に見て互いに重なるように積層方向に配置された複数の帯状の信号導体、前記誘電体基板の内層において積層方向に前記信号導体と交互に配置された１または複数の内層地導体、前記誘電体基板の内層に設けられた帯状のストリップ導体、前記誘電体基板の内層に設けられ、前記第１の地導体、前記第２の地導体および前記内層地導体を電気的に接続して短絡させる複数の第１の短絡導体、前記ストリップ導体における前記第１の短絡導体が接続した端部とは反対側の端部と前記信号導体の端部とを電気的に接続する第１の接続導体、複数の前記信号導体の各端部で前記信号導体間を電気的に接続する第２の接続導体、および、複数の前記信号導体における前記第２の接続導体が接続した端部とは反対側の各端部で前記信号導体間を電気的に接続する第３の接続導体をそれぞれ有した複数の共振器と、
    　前記誘電体基板に設けられ、高周波信号が入力される入力端子と、
    　前記誘電体基板に設けられ、高周波信号が出力される出力端子と、
    　前記入力端子と前記共振器とを電気的に接続する第１の接続部と、
    　前記出力端子と前記共振器とを電気的に接続する第２の接続部と、
    　を備え、
    　複数の前記共振器は、前記誘電体基板において並んで配置され、
    　前記第１の接続部は、前記誘電体基板における複数の前記共振器の並びの端に配置された前記共振器の前記ストリップ導体と前記入力端子とを電気的に接続し、
    　前記第２の接続部は、前記誘電体基板における複数の前記共振器の並びのうち、前記第１の接続部が接続した前記共振器とは反対側の端に配置された前記共振器の前記ストリップ導体と前記出力端子とを電気的に接続すること
    　を特徴とする高周波フィルタ。
  4. 　複数の前記信号導体は、互いに電気長が等しく、
    　前記信号導体の電気長は、前記ストリップ導体の電気長に比べて小さく、
    　前記信号導体と前記ストリップ導体との電気長の和は、共振周波数において４分の１実効波長以下であること
    　を特徴とする請求項３に記載の高周波フィルタ。
  5. 　前記誘電体基板において、平面的に見て隣り合った前記共振器間にそれぞれ配置され、前記第１の地導体、前記第２の地導体および前記内層地導体を、互いに電気的に接続して短絡させる第２の短絡導体を備えたこと
    　を特徴とする請求項３または請求項４に記載の高周波フィルタ。
  6. 　隣り合った前記第２の短絡導体の間隔、および、前記第１の短絡導体と前記第２の短絡導体との間隔は、高周波フィルタの減衰周波数帯域のうちの最も高い周波数において４分の１実効波長以下であること
    　を特徴とする請求項５に記載の高周波フィルタ。
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