JP2010081520A - 反射層付き電波放射体の構造 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のアンテナを配列したときに、両者のアイソレーションを確保する。
【解決手段】アンテナ、フィルタ、バランなどの電波を放射する第１回路１と、前記第１回路からの電波によりその特性に影響を受ける第２回路２と、前記第１回路と前記第２回路の間に配置され、前記第１回路の電波による前記第２回路に対する影響を軽減する第３回路３とを備える。前記第３回路は、第２線路５とこれよりも幅の広い第１線路４をそれぞれひとつ以上含み、前記第１線路と前記第２線路を直列に接続してなる櫛形の線路３−１〜３−４を含む。前記櫛形の線路の一方の端は接地され、他方の端は開放または短絡されている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、反射層付き電波放射体の構造に関し、特に、複数のアンテナ間の干渉を防止するアイソレーション素子を含む電子回路に関する。

近年、複数のアンテナを組み合わせてデータ送受信の帯域を広げる無線通信技術としてMIMO（Multiple Input Multiple Output）が注目されている。MIMOは、例えば、無線LANの高速化などへの応用が検討されている。

MIMOは、複数のアンテナから複数のデータを同時に送受信することにより高速な通信を実現する。同時に、複数のアンテナで同時に受信するため、アンテナが１本の場合に比べて安定性も向上するというメリットもある。

複数のアンテナを配列するとアンテナ相互の干渉という問題が生じる。MIMOにおいてアンテナ間の干渉を防止するためのアイソレータ素子として特許文献１記載のものがある。また、アイソレーション技術を開示するものとして特許文献２及び３がある。

特開２００７−９７１６７号公報 EPA 000720252 特開平１０-１７８３１４号公報

特許文献１は、２つの平面アンテナの中間にコの字型の導体を配置し、これをアイソレータ素子とするものであるが、もともと２つの平面アンテナ間の距離が大きく（波長の二分の一程度）、干渉が少ないことを前提としている。

特許文献１記載の発明のように、アンテナ間の距離を大きくとると機器のサイズが大きくなってしまい、小形かつ高性能なＭＩＭＯの機器を製造するのは難しい。通常、アンテナ同士のアイソレーションはアンテナ間の距離に依存し、距離が短くなるとアイソレーションが悪くなってしまうので、機器を小型化しようとしてアンテナ同士を近づけると干渉の問題が大きくなる。

本発明は上記課題を解決するためになされたもので、特許文献１では解決できない、機器の小型化と干渉の軽減を同時に実現することのできる反射層付き電波放射体の構造を提供することを目的とする。本発明によれば、回路（例えばアンテナ）間の距離を小さくしても、必要なアイソレーションを確保することができる。したがって、本発明は、小形のＭＩＭＯ機器を提供できるという便宜をもたらすものである。

この発明に係る反射層付き電波放射体の構造は、
アンテナ、フィルタ、バランなどの電波を放射する第１回路と、
前記第１回路からの電波によりその特性に影響を受ける第２回路と、
前記第１回路と前記第２回路の間に配置され、前記第１回路の電波による前記第２回路に対する影響を軽減する第３回路とを備え、
前記第３回路は、第２線路とこれよりも幅の広い第１線路をそれぞれひとつ以上含み、前記第１線路と前記第２線路を直列に接続してなる櫛形の線路を少なくともひとつ含み、
前記櫛形の線路の一方の端は接地され、他方の端は開放または短絡されている、ものである。

前記第３回路は、前記櫛形の線路を複数含み、
前記櫛形の線路ごとに、前記第１線路の幅又は長さが異なるか、あるいは、前記第２線路の幅又は長さが異なるか、少なくともいずれかであってもよい。

前記第３回路の遮断の帯域幅の下限周波数が前記第１回路の動作周波数よりも低く、かつ、前記第１回路の動作周波数において前記第１回路から前記第３回路を見たときのインピーダンスが概ね開放となるように調整されていることが好ましい。
言い換えれば、前記第３回路の遮断の帯域幅の下限周波数は前記第１回路の動作周波数よりも低く、かつ、前記第１回路の動作周波数において、前記第３回路で反射される際の位相の変化が略０度又は３６０度の整数倍であるようにし、前記第１回路と前記第３回路の間隔を略０とすることで、前記第１回路の動作周波数において、前記第１回路からみた前記第２回路のインピーダンスが開放となるようにしてもよい。
遮断の帯域幅の下限周波数を例示すれば、図４においてＳ２１が急激に小さくなる周波数（３．５ＧＨｚ）である。遮断の帯域幅について後に説明を加えているので、当該説明も参照されたい。

発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の構造の構造を図１に示す。
図１（ａ）は上面図（平面図）、図１（ｂ）〜（ｄ）は断面図を示す。
これらの図において、１は電波放射体回路（第１回路）を示し、２は電波放射体回路１からの電波で特性に影響を受ける回路（第２回路）を示す。図１において、回路１と回路２は模式的に表現されており、実際の回路が、平面図においてこのような長方形をなしているわけではない。図１における回路１と回路２の表示は、その配置の概略を示すものと理解されたい。

回路１に関しては、アンテナはもちろん一般のフィルタ／バラン／線路等の電磁波を放射する全ての回路を含む。高周波で動作する回路は、一般には、多少の差はあるものの電磁波を放射するのでそのような回路をすべて含むことになる。回路１の電波から影響を受ける回路２は、回路１と同じ周波数帯で動作するものとともに異なる周波数帯で動作するように設計されているものも含む。同じ周波数帯で動作する場合は最も影響が大きいが、異なる周波数帯で動作するよう設計されている場合でも、幾分かは影響を受けるのでそのような場合も含む。

３は複数の線路３−１〜３−４から構成される回路（第３回路）を示す。回路３は、回路１と回路２の間に配置されている。６は接地電極を示す。断面図において、７は誘電体（基板）を示し、８は裏面の接地電極を示す。

Ｚｉｎは回路１からその右側を見た時のインピーダンス、Γは回路３に入り口から電磁波が入射した場合のその反射係数を示す。ｄは回路１と回路３の間隔を示す。Ｚｉｎ，Γ、ｄについては後に再び説明を加える。

図１の例では、回路３は、互いに平行に配列された４つの線路（櫛形の線路）３−１〜３−４から構成されているが、これは一例であって、ひとつ以上の線路を備えればよい。一般的には、回路３を構成する線路の数が多くなればなるほど回路１による回路２に対する影響を軽減することができるが、それだけ回路３は多くの面積を占有することになる。

図１の例では、４つの線路３−１〜３−４は、それぞれ同じ構成を持つ（異なる構成を持つ例については後述する）。４は線路幅が広い金属導体（図１の例では正方形の導体）である。線路幅の広い金属導体４は、所定の間隔をおいて隣の線路の線路幅の広い金属導体４と対向して設けられ、その線路幅の広い部分同士でエッジ結合の容量を構成している。図１（ｃ）のＣ１に示すように、隣接する金属導体４同士はシリーズの容量を構成している。また、金属導体４は、裏面の接地電極８との間でシャントの容量（図１（ｃ）のＣ２）を構成する。なお、Ｃ１とＣ２は、理解を容易にするために模式的に示したものである。５は線路幅の狭い金属導体であり、その一方は接地電極６に接続され、他方は開放されている。金属導体５はシャントのインダクタを構成する。
なお、金属導体４、５を幅広の金属導体（線路）４、幅狭の金属導体（線路）５や、あるいは単に導体（部分）４，５と表現することがある。

４つの線路３−１〜３−４は、それぞれ、３つの金属導体４とこれらを直列に接続する４つの金属導体５を含む。前述のように、金属導体４は容量、金属導体５はインダクタを構成するから、４つの線路３−１〜３−４からなる回路３は共振回路として機能する。

なお、図２に示すように、回路３、すなわち４つの線路３−１〜３−４を基板７の裏面（回路１、２とは反対側）に設けるようにしてもよい。

前述のように、４つの線路３−１〜３−４の金属導体４は容量、金属導体５はインダクタとして機能する。言い換えれば、４つの線路３−１〜３−４は、その横から（回路１から）電磁波が入射した場合に、シリーズ容量とシャントインダクタの働きをするよう構成されている。

図３（ａ）は、図１の回路３そのものの動作を評価するための構造の上面図を示し、同図（ｂ）はその鳥瞰図を示す。同図（ｂ）では誘電体７の表示は省略している。図３において、６１は電磁波を誘導する線路、６３は線路６１の入出力端子を示す。図１と同一の符号は、同じ要素を示す。図３では、回路３の下側で誘電体の裏側にマイクロストリップ線路６１を作製し、その両端を端子６３として電磁波を励振している。

線路６１は、金属導体４と同様の細長い金属導体からなる。線路６１は、４つの線路３−１〜３−４にそれぞれ含まれる３つの金属導体４のうち真ん中の下に配置されている。その長さは、回路３の幅とほぼ同じである。線路６１は、４つの線路３−１〜３−４に跨って配置されている。

誘電体（基板）７は、比誘電率４．６、誘電正接０．０１、厚み０．２ｍｍのものである。回路３全体の大きさは横幅１１ｍｍ、縦１２ｍｍで、幅広の線路（金属導体）４は２ｍｍ角の正方形であり、線路（金属導体）５の幅は０．５ｍｍである。

図４は、図３に示した構成で回路３に線路６１から電磁波が入射した場合の反射特性及び通過特性を示す。図４の実線がＳ２１（通過特性、アイソレーション）を示し、点線がＳ１１（反射特性）を示す。

図５は、スミスチャートを示す。同図において、ｍ１は４．８２５ＧＨｚにおける状態、ｍ２は３．５ＧＨｚにおける状態を示す。

図６は、位相の周波数変化を示す。

図４に示されているように、入射した電磁波は３．５ＧＨｚから６ＧＨｚにわたり挿入損失（Ｓ２１）が−５ｄＢ以下となっており、反射（Ｓ１１）はほぼ０ｄＢの近傍となっていることから、電磁波は反射されていることがわかる。

また、図５及び図６から、反射された電磁波は、反射が起こる３．５ＧＨｚの近傍では１８０度の位相差があり、周波数が高くなるにつれて、０度に低下することがわかる（４．８２５ＧＨｚで０度になる）。このような信号の反射は、遮断の量は低下するものの線路６１が基板から離れていても起こり、回路３の上下空間で信号の反射が起こる。従って、回路３を、回路１と回路２の間に配置することで、回路２への電磁波の影響を低減できることがわかる。

上述したように、回路３はその上下方向（断面図における上下方向）にも電波を反射する機能を有することから、図２に示すように誘電体７の裏側に回路３を配置するようにしてもよい。また、回路３は、図１に示すようにその裏側に接地電極８があってもよいし、その裏面に接地電極がなくてもよい。

また、以下に説明するように、シリーズ容量を大きくするため線路を１本おきに基板７の上下に分離して配置し、平面図において線路幅の広い部分４が上下に重なる構成として、シリーズ容量を図１の構造よりも大きくできる構成としてもよい。

図１では、回路３の線路３−１〜３−４の先端を開放としてあるが、先端も短絡として２倍の長さにして共振器を構成しても良い。

すなわち、開放の位置（図１（ａ）の各線路の先端）から線対称に線路を折り返したように配置する（言い換えれば、開放の線に関して上下対称とする）。このように構成しても、各線路（共振器）の特性は、図１に示すものとまったく同じになる。このように折り返した配置の線路の全体の長さは、図１の線路３−１〜３−４の２倍になる。
上述の対称性が多少崩れても、線路（共振器）の特性はあまり変わらない。したがって、対称性は必須ではない。

なお、線路を折り返して構成しても、折り返さない線路（共振器）と特性の点で同じになるが、電磁波が入射した場合に生じる干渉については同じにはならない。折り返した配置の線路（上下とも短絡されている線路）の方が、反射率が高くなるようである。ただし、反射が開始する周波数（Ｓ２１が急激に大きくなる周波数、図４の３．５ＧＨｚ）は、ほぼ同じである。

図７（ａ）は発明に係る別の実施形態の上面図を示し、同図（ｂ）はＤ−Ｄ矢視断面図を示す。図７において、図１と同一符号は同一あるいは相当部分を示す。なお、図７（ｂ）では、回路１と２の表示は省略している。

図７において、誘電体７は積層された２つの誘電体７ａ，７ｂとからなる。誘電体７ｂの表面には、線路３−１と３−３が配置され、誘電体７ａと７ｂの間には線路３−２と３−４が配置されている。誘電体７ｂの表面（裏面）には接地電極８が設けられている。図７からわかるように、平面図において隣接する線路の導体４同士は重なっている。例えば、線路３−２の導体４は、線路３−１の導体４と線路３−３の導体４の両方に跨るように配置されている。線路３−３の導体４についても同様である。

図７の構成では、シリーズの容量（図１（ｃ）のＣ１）が増大するので、これに伴い遮断の下限周波数が低減される（図１３の例では、約０．２ＧＨｚだけ下限周波数が低くなっている、図１３及びその説明参照）。遮断下限周波数が低減できる場合は、“一般に”、線路３−１〜３−４の全長（図３（ａ）の１２ｍｍの長さに相当する部分）を短くできるので、小型化が可能になる。

図８は発明に係る別の実施形態の上面図を示す。４ａは線路３−１と３−４の幅広の導体、４ｂは線路３−２と３−３の幅広の導体である。図８において、図１と同一符号は同一あるいは相当部分を示す。導体４ｂは、導体４ａよりも幅が広くなっている。これにともない、線路３−２の導体４ｂと線路３−３の導体４ｂの間隔、及び、線路３−３の導体４ｂと線路３−４の導体４ａの間隔は、線路３−１の導体４ａと線路３−２の導体４ｂの間隔よりも狭くなっている。すなわち、図８では各線路のシリーズ容量が異なる。概ね、線路３−２乃至３−４のシリーズ容量は同じで、線路３−１のシリーズ容量はそれらよりも小さい。また、線路３−２及び３−３のシリーズ容量は同じ。線路３−１及び３−４のシリーズ容量は同じで、かつ、線路３−２及び３−３のシリーズ容量よりも小さい。

次に、本発明の実施の形態に係る回路３の遮断周波数帯域は、幅広の線路部（導体４、４ａ，４ｂ）で構成されるシリーズ容量、接地に接続された幅の狭い線路（導体５）で構成されるシャントインダクタンスで制御されることを説明する。

図９〜図１１は、幅広の導体４，４ａ，４ｂ及び幅狭の導体５の寸法を変え、遮断周波数の変化を見たものである。

図９は、幅広の導体（図１の導体４）を２ｍｍから２．５ｍｍ（図８の導体４ｂ）に変えた場合の特性の比較を示したものである。同図において、実線は２ｍｍの場合を示し、点線は２．５ｍｍの場合を示す。ここでは、図１の導体４の全部の幅を広げている。なお、線路３−１〜３−４の間隔は同じなので、線路３−２の導体４ｂと線路３−３の導体４ｂの間隔、及び、線路３−３の導体４ｂと線路３−４の導体４ａの間隔は、０．５ｍｍに縮小されている。線路３−１の導体４ａと線路３−２の導体４ｂの間隔は、図１の場合と同じ１ｍｍである。なお、図１の導体４の一部について（例えば、図８のように）幅を広げるようにしても、程度の差こそあれ、同様の効果を奏すると思われる。

図９の例では、シリーズの容量（図１（ｃ）のＣ１）は増大するが、これに伴い遮断の下限周波数が低減されることがわかる。図９のグラフから、約０．２ＧＨｚだけ下限周波数が低くなっていることがわかる。

同様のことが、導体５の幅を変化させることでも言える。

図１０は、幅の狭い導体５を、その幅を０．５ｍｍから０．２５ｍｍに縮小した場合の特性の比較を示したものである。ここでは、図１の導体５の全部の幅を狭くしている。同図において、実線は０．５ｍｍの場合を示し、点線は０．２５ｍｍの場合を示す。この場合も、遮断の下限周波数が低減される。図１０のグラフから、約０．２ＧＨｚだけ下限周波数が低くなっている。なお、図１の導体５の一部について幅を狭くしても、程度の差こそあれ、同様の効果を奏すると思われる。

図９及び図１０からわかるように、幅広の導体４，４ａ，４ｂの形状を変えてシリーズ容量を大きくするか、あるいは幅の狭い導体５の幅を狭くしてシャントインダクタンスを大きくすることで、遮断の下限周波数を低減することができる。遮断周波数は、線路３−１〜３−４の寸法を調節することで制御できることがわかる。従って、回路１が放射する周波数帯域に合わせて、線路３−１〜３−４の寸法を調節し、その遮断帯域を調節することにより、回路１による回路２に対する電磁波の干渉を抑制できることがわかる。

図１１は、線路３−１〜３−４の長さを短くした場合の特性の比較を示したものである。具体的には、図１（ａ）の線路３−１〜３−４の先端の幅狭線路（導体５）を取り除いた構造の特性である。この構造では、３つの幅広線路（導体４）と３つの幅狭線路（導体５）が直列に接続されることになる。図１１において、実線は図４の実線とおなじもの（図１のＳ２１）であり、点線は幅狭線路（導体５）を短縮した場合のＳ２１を示す。

以上で幅広の線路の幅、又は、幅狭の線路の幅を制御することで遮断帯域を制御できることが明らかとなった。次に遮断帯域の異なる構造を組み合わせると、両方の帯域で遮断となり、遮断の帯域幅を広げることができることを示す。

遮断の帯域幅とは、ここではＳ２１（挿入損失、通過特性）が、所定の値（例えば−５ｄＢ）よりも小さくなる周波数の範囲のことである。当該範囲においては回路１と回路２の間で一定（例えば−５ｄＢ）以上のアイソレーションを確保することができる。

図１２は発明に係る別の実施形態の上面図を示す。図１２において、図１と同一符号は同一あるいは相当部分を示す。線路３−１と３−４は図１と図１２で同一であるが、図１２の線路３−２と３−３は、図１のそれらよりも短い（先端部の幅の狭い導体５がない）。このため、両側の線路３−１と３−４のシャントインダクタンスは大きく、中央２つの線路３−２と３−３のシャントインダクタンスは小さくなっている。

図１３は、図１２の構造と他の構造の特性の比較を示す。同図において、黒細線（符号１）は、幅狭線路が長いもの（図１の回路３）のＳ２１の特性を示し、点線（符号２）は、図１１に示した幅狭線路が短いもの（図１（ａ）の線路３−１〜３−４の先端の幅狭線路（導体５）を取り除いた構造）の特性を示し、太線（符号３）は、図１２に示す幅狭線路が長いものと短いものを組み合わせた構造の特性を示す。

図１３において、Ｓ２１が−５ｄＢとなる周波数をみると、符号１と符号３の遮断の帯域幅の下限周波数はほぼ一致するが、符号２のそれは少し高い（０．１〜０．２ＧＨｚ程度）。符号２と符号３の遮断の帯域幅の上限周波数はほぼ一致するが、符号１のそれは少し低い（０．５ＧＨｚ程度）。したがって、図１２の構成の特性は、符号１と符号２の特性を組み合わせたものに相当する。言い換えれば、太線（符号３）の周波数は、その低域側は線路が長いものの周波数、高域側は線路が短いものの周波数と概ね一致し、遮断の帯域幅が広くなっていることがわかる。このように、帯域幅の異なる線路構成の構造を混合させると、遮断の帯域を広げることができる。

以上の説明では、回路３が電磁波を反射することで、回路２は電波を放出する回路１からの影響を免れることができ、特に回路１と回路３の距離が遠い場合はこれだけでも十分に有効である。しかし小型化のためには回路１と回路３を極めて近接させないといけない場合があり、この場合は回路１と回路３の干渉が問題となり、この影響を最小限に留める手法を次に説明する。

図１（ａ）に示すように、電波放射体から右側を見た時のインピーダンスＺｉｎ、回路１と回路３の距離ｄ、図１の左側から回路３に電磁波が入射した場合の反射係数Γとする。

回路１と回路３の干渉の影響を最小限に留めるためには、回路１の入力インピーダンスが回路３の影響とそのほかの領域で決まる入力インピーダンスの並列となることを考慮すると、回路３側の入力インピーダンスＺｉｎが開放に見えればよいことに相当する。並列回路では、個々の回路のアドミタンスの和で全体のアドミタンスが求まるが、この場合、回路３側のインピーダンスが開放（アドミタンス０）であれば並列にしても全体のアドミタンスが変化しないので明らかである。

ここで、回路１からみた回路２、回路３の入力インピーダンスが概ね開放にみえるように、回路３で反射される際の位相の変化、ならびに回路１と回路３の間を電磁波が往復することによる位相差をあわせたものが、３６０度の整数倍となるよう、回路３の反射係数Γの位相に応じて回路１と回路３間の距離ｄを選ぶ。言い換えれば、（回路３で反射される際の位相の変化）＋（距離ｄを伝播する際の位相の変化）×２＝（３６０度の整数倍）という関係が成り立つようにする。

前述の図４〜図６の特性をみると、遮断が開始する３．５ＧＨｚの近傍では反射係数Γは大きな反射係数を示すがその位相は−１８０度の近傍にあり、距離ｄがほぼ０であるとすると、入力インピーダンスは短絡（位相差＝１８０度）に近いことがわかる。
（回路３で反射される際の位相の変化）＋（距離ｄを伝播する際の位相の変化）×２
＝−１８０度＋０度×２＝−１８０度

この位相は周波数が高くなるにつれて図５及び図６に示すように低下し約５ＧＨｚ（正確には４．８２５ＧＨｚ）で０度に達する。５ＧＨｚにおいても遮断量は１０ｄＢあるので遮断の効果は十分あると言える。このことから、遮断したい周波数より低い周波数で遮断が開始するように回路３の線路の寸法を調節し、遮断したい周波数で位相が０の近傍となるように設計すれば、距離ｄをほぼ０としても、回路１から見た回路３より右のインピーダンス（回路２を含む）は開放に見え、回路３の影響を抑制できることになる。
（回路３で反射される際の位相の変化）＋（距離ｄを伝播する際の位相の変化）×２
＝０度＋０度×２＝０度（３６０度）
言い換えれば、距離ｄをほぼ０にするためには、遮断したい周波数（回路１の動作周波数）において、回路３で反射される際の位相の変化が０度又は３６０度の整数倍であればよい。

次に、電波放射体（回路１）と、これからの電波で特性に影響を受ける回路２をともにモノポールアンテナとし、干渉を評価した結果について説明する。

評価に用いた構成を、図１４（ａ）乃至（ｃ）に示す。１０１はモノポールアンテナを示し、１０２は接地６とモノポールアンテナ１０１間に印加される信号の励振源を示す（例えば、モノポールアンテナ１０１の１０２は励振源で、モノポールアンテナ１０１の１０２は負荷）。同図（ａ）は回路３を設けない構造を示し、同図（ｂ）は図１と同様の構造の回路３を設けた構造を示し、同図（ｃ）は図１の回路３よりも長い線路３−１〜３−４を備える構造を示す。同図（ｃ）の回路３は、図１のそれよりも導体４と５がひとつ追加されており、線路３−１〜３−４はそれぞれ幅広の導体４を４つ、幅狭の導体５を５つ備えている。同図（ｃ）の回路３の遮断周波数は、同図（ｂ）の回路の遮断周波数よりも低い。

モノポールアンテナ１０１同士の間隔は１７ｍｍ、モノポールアンテナ１０１のアンテナ寸法は長さ１２．５ｍｍ、幅０．２５ｍｍである。モノポールアンテナ１０１の共振周波数は４．４５ＧＨｚである。図１４の構造が設けられる基板は、比誘電率４．６、誘電正接０．０１、厚み０．２ｍｍである。この基板上に構成されるモノポールアンテナ１０１などは金属導体である。

モノポールアンテナ１０１の共振周波数は４．４５ＧＨｚで、その波長は６．７４ｃｍであるから、モノポールアンテナ１０１同士の間隔１７ｍｍは、０．２５波長（λ／４）に相当する。ちなみに、特許文献１では０．５波長（λ／２）であった。

評価結果を図１５及び図１６に示す。図１５はアンテナ１０１の反射損失Ｓ１１の特性を示し、図１６は左右のアンテナ１０１と１０１間のアイソレーションＳ２１の特性を示す。なお、図１５及び図１６は２つのアンテナ１０１と回路３を含む全体の特性を示すグラフであり、前述の図４などのグラフは回路３の特性を示すものであり、両者は相違する。

図１４（ｂ）と（ｃ）の回路３の特性グラフ（図４に相当するもの）は示さないが、それらの概ねの特性は次の通りである。図１４（ｂ）の回路３の遮断の帯域幅の下限周波数は４．５ＧＨｚである。図１４（ｂ）の回路３の遮断の帯域幅の下限周波数は３．２ＧＨｚである。図１４（ｂ）では、アンテナ１０１の動作周波数４．４５ＧＨｚよりも低い周波数３．２ＧＨｚから遮断が始まり、アンテナ１０１から見たインピーダンスがその動作周波数４．４５ＧＨｚで概ね開放となるように調整されている。

図１５は回路１に相当するモノポールアンテナ１０１の励振端から見た反射損失を示す。図１５において、点線は図１４（ａ）の反射損失を示し、細い実線は図１４（ｂ）の反射損失を示し、太い実線は図１４（ｃ）の反射損失を示す。

図１６において、点線は図１４（ａ）のアイソレーションを示し、細い実線は図１４（ｂ）のアイソレーションを示し、太い実線は図１４（ｃ）のアイソレーションを示す。

図１５からわかるように、図１４（ａ）、（ｃ）の構造では反射損失（Ｓ１１）はほぼ同じであるが、図１４（ｂ）の構造、すなわち、アンテナ１０１の動作周波数と回路３の遮断の帯域幅の下限周波数を同じものとすると反射損失が大きく変動し、回路３の影響を大きく受けていることがわかる。

また、図１６からわかるように、図１４（ａ）の構造、すなわち、回路３を備えず、単にアンテナ１０１と１０１の間を離隔したに過ぎない場合は、５ｄＢ程度（４．４５ＧＨｚ）のアイソレーションしかとれない。これに対し、図１４（ｃ）の構造では９ｄＢ（４．４５ＧＨｚ）と４ｄＢの改善が見られた。しかし、図１４（ｂ）の構造ではアイソレーションの特性が上下に変動しほとんど改善が見られない（４．４５ＧＨｚで６ｄＢ程度であり回路３の無い場合とほとんど変わらず、４．６ＧＨｚ付近で５ｄＢ程度であり回路３の無い場合よりも悪くなっている）。アンテナ１０１の動作周波数と回路３の遮断の帯域幅の下限周波数を同じものとするとアイソレーションも悪化することがわかる。

以上のことから、アンテナ１０１の動作周波数よりも低い周波数から遮断が始まり、アンテナ１０１から見たインピーダンスがその動作周波数で概ね開放となるように調整された回路３を、アンテナ１０１と１０１の間に挿入することで、回路１、回路２と回路３が近接している場合でも、回路１と回路２の間のアイソレーションを向上させることができる。

例えば、図４において、−５ｄＢよりも小さな範囲（アイソレーションが−５ｄＢ以上とれている範囲）は３．５ＧＨｚ〜６．３ＧＨｚである。この範囲内で回路３の反射位相変化が０になる周波数を図５及び図６から求めると４．８２５ＧＨｚである。したがって、図４〜図６の特性を持つ回路３は、動作周波数が４．８２５ＧＨｚの回路１に対して有効である（距離ｄ＝０、つまり極めて近接している場合でもアイソレーションが向上）。図４〜図６の特性からわかるように、このとき当然に、回路３の遮断の帯域幅の下限周波数は回路１の動作周波数よりも低くなる。

以上示したように、発明の実施の形態によれば、回路１から放射された電磁波を回路３で反射することで、回路１からの回路２への電磁波の影響を低減することができる。
また、櫛形の線路ごとに、線路４の幅又は長さが異なるか、あるいは、線路５の幅又は長さが異なるようにすることで、回路３が機能する周波数帯域を広くすることができる。
また、回路１の動作周波数において回路１から回路３を見たときのインピーダンスが概ね開放となるように調整することで、回路１と回路３を非常に近接して配置することができ、装置の小型化を実現できる。

なお、以上の説明において、回路１を電波の発信側、回路２をその受信側として説明したが、本発明はこれに限定されない。回路２を発信側、回路１を受信側としても作用効果の点で異ならない。また、回路１と回路２それぞれが又は一方が発信と受信の両方の機能を持つものでもよい。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

図１（ａ）は発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の構造の平面図、図１（ｂ）乃至図１（ｄ）はその断面図である。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の他の構造の断面図である。 図３（ａ）は評価用の反射層付き電波放射体の構造の平面図、図３（ｂ）はその斜視図である。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の構造の評価結果である。実線がＳ２１を示し、点線がＳ１１を示す。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の構造の評価結果（スミスチャート）である。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の構造の評価結果（位相の周波数変化を示すグラフ）である。 図７（ａ）は発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の他の構造の平面図、図７（ｂ）はその断面図である。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の他の構造の平面図である。 図１の構造のＳ２１と図８のＳ２１を示すグラフである。実線は図１の構造（幅＝２ｍｍ）の場合を示し、点線は図８の構造（幅＝２．５ｍｍ）の場合を示す。 幅狭の導体５の幅を０．５ｍｍとしたときのＳ２１と０．２５ｍｍとしたときのＳ２１を示すグラフである。実線は０．５ｍｍの場合を示し、点線は０．２５ｍｍの場合を示す。 線路３−１〜３−４の長さを短くした場合の特性の比較を示すグラフである。実線は図１の構造のＳ２１、点線は線路３−１〜３−４の長さを短くした場合のＳ２１を示す。 発明の実施の形態に係る反射層付き電波放射体の他の構造の平面図である。 図１２の構造と他の構造の特性の比較を示すグラフである。黒細線（符号１）は図１１の実線と同じもの、点線（符号２）は図１１の点線と同じもの、太線（符号３）は図１２の構造のＳ２１を示す。 評価用の反射層付き電波放射体の構造の平面図である。図１４（ａ）は回路３を備えないもの、図１４（ｂ）は回路３を備えるもの、図１４（ｃ）は回路３の線路３−１〜３−４を長くしたものを示す。 図１４の構造の反射損失Ｓ１１の特性を示すグラフである。点線は図１４（ａ）に対応し、黒細線は図１４（ｂ）に対応し、太線は図１４（ｃ）に対応する。 図１４の構造のアンテナ間のアイソレーションＳ２１の特性を示すグラフである。点線は図１４（ａ）に対応し、黒細線は図１４（ｂ）に対応し、太線は図１４（ｃ）に対応する。

符号の説明

１ 第１回路
２ 第２回路
３ 第３回路
３−１〜３−４ 櫛形の線路
４ 第１線路（幅狭導体）
５ 第２線路（幅広導体）
６ 接地電極
７ 誘電体（基板）
８ 誘電体裏面の接地電極

Claims (3)

1. アンテナ、フィルタ、バランなどの電波を放射する第１回路と、
   前記第１回路からの電波によりその特性に影響を受ける第２回路と、
   前記第１回路と前記第２回路の間に配置され、前記第１回路の電波による前記第２回路に対する影響を軽減する第３回路とを備え、
   前記第３回路は、第２線路とこれよりも幅の広い第１線路をそれぞれひとつ以上含み、前記第１線路と前記第２線路を直列に接続してなる櫛形の線路を少なくともひとつ含み、
   前記櫛形の線路の一方の端は接地され、他方の端は開放または短絡されていることを特徴とする反射層付き電波放射体の構造。
2. 前記第３回路は、前記櫛形の線路を複数含み、
   前記櫛形の線路ごとに、前記第１線路の幅又は長さが異なるか、あるいは、前記第２線路の幅又は長さが異なるか、少なくともいずれかであることを特徴とする請求項１記載の反射層付き電波放射体の構造。
3. 前記第３回路の遮断の帯域幅の下限周波数が前記第１回路の動作周波数よりも低く、かつ、前記第１回路の動作周波数において前記第１回路から前記第３回路を見たときのインピーダンスが概ね開放となるように調整されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の反射層付き電波放射体の構造。

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