WO2022030246A1 - 電流歪み抑制装置 - Google Patents

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WO2022030246A1
WO2022030246A1 PCT/JP2021/027140 JP2021027140W WO2022030246A1 WO 2022030246 A1 WO2022030246 A1 WO 2022030246A1 JP 2021027140 W JP2021027140 W JP 2021027140W WO 2022030246 A1 WO2022030246 A1 WO 2022030246A1
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signal
load current
distortion
reference potential
current
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PCT/JP2021/027140
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亮 松山
玲二 川嶋
雅樹 河野
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ダイキン工業株式会社
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Publication date
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    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00Networks using active elements
    • H03H11/02Multiple-port networks
    • H03H11/04Frequency selective two-port networks
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02JCIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02JCIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • This disclosure relates to a current distortion suppression device.
  • the detection result of the current sensor for grasping the state of distortion of the load current is shared among a plurality of active filters via the signal line. Therefore, for example, when the reference potentials of a plurality of active filters are connected to each other, a current may flow between the active filters due to the fluctuation of the reference potential of each active filter. Further, for example, the detection result shared via the signal line may include noise due to the fluctuation of the reference potential of each active filter. As a result, the operation of each active filter may be adversely affected.
  • the distortion of the load current is suppressed by using a plurality of current output devices, it is possible to suppress the influence on the operation of the plurality of current output devices due to the fluctuation of the reference potential of each current output device.
  • the purpose is to provide technology.
  • a plurality of current distortion suppression units that suppress the distortion of the load current based on the detection signal regarding the distortion of the load current supplied from the AC power supply to the predetermined load device, which is output from the predetermined detection unit. Based on the detection signal output from the predetermined detection unit, the plurality of current distortion suppression units display the signal related to the load current distortion so as to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the plurality of current distortion suppression units. It is equipped with a reference potential fluctuation influence suppression unit, which is acquired by the device. A current distortion suppressor is provided.
  • the current distortion suppressing device can suppress the influence on the operation of a plurality of current distortion suppressing units due to the fluctuation of the reference potential of each current strain suppressing unit (current output device).
  • the reference potential fluctuation influence suppression unit may electrically insulate the signal relating to the distortion of the load current based on the detection signal and have the plurality of current distortion suppression units acquire the signal.
  • the reference potential fluctuation influence suppression unit may transmit a signal relating to the distortion of the load current based on the detection signal to the plurality of current distortion suppression units by wireless communication.
  • the reference potential fluctuation influence suppression unit may convert a signal relating to the distortion of the load current based on the detection signal into an optical signal and transmit it to the plurality of current distortion suppression units.
  • the reference potential fluctuation influence suppressing unit may differentially amplify a voltage corresponding to a signal related to the distortion of the load current based on the detection signal and have the plurality of current distortion suppressing units acquire the voltage.
  • the signal relating to the distortion of the load current is a signal representing the load current, a signal representing the sum or difference between the phases of the load current, a signal relating to the distortion component of the load current, or compensation for suppressing the distortion of the load current. It may be a signal related to an electric current.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the drive system 1 according to the first embodiment.
  • the thick solid line in the figure represents the power transmission path, and the thin solid line represents the signal transmission path.
  • the drive system 1 drives the compressor 21 (motor 211) included in the load device 20.
  • the drive system 1 includes an AC power supply 10, a load device 20, a load current sensor 30, and a current distortion suppression device 40.
  • the AC power supply 10 supplies AC power to the load device 20.
  • the load device 20 is electrically driven by the electric power supplied from the AC power source 10.
  • the load device 20 includes a compressor 21 and a drive device 22.
  • the compressor 21 is mounted on, for example, an air conditioner and compresses the refrigerant.
  • the compressor 21 includes an electric motor 211.
  • the electric motor 211 rotationally drives the compression mechanism of the compressor 21.
  • the electric motor 211 is mounted inside the housing of the compressor 21, for example.
  • the drive device 22 drives the compressor 21 (motor 211) using the electric power supplied from the AC power source 10.
  • the drive device 22 includes a rectifier circuit 221, a smoothing circuit 222, and an inverter circuit 223.
  • the rectifier circuit 221 rectifies the AC power supplied from the AC power supply 10 and outputs a predetermined DC power to the smoothing circuit 222.
  • the rectifier circuit 221 is, for example, a bridge-type full-wave rectifier circuit in which six diodes are formed in a bridge shape.
  • the smoothing circuit 222 smoothes the DC power output from the rectifier circuit 221.
  • the smoothing circuit 222 includes, for example, a smoothing capacitor arranged in a power path connecting the positive and negative bus lines, a DC reactor placed in the positive bus line, and the like.
  • the inverter circuit 223 generates three-phase AC power from the DC power supplied from the smoothing circuit 222 and supplies it to the motor 211 to electrically drive the motor 211.
  • the load current sensor 30 detects the current supplied from the AC power supply 10 to the load device 20 (hereinafter, “load current”).
  • the load current sensor 30 is, for example, a load current sensor that detects the load current of each of the three-phase power paths (R-phase line, S-phase line, and T-phase line) between the AC power supply 10 and the load device 20.
  • 30R, load current sensor 30S, and load current sensor 30T are included.
  • any one of the load current sensor 30R, the load current sensor 30S, and the load current sensor 30T may be omitted. This is because the load current of the other one phase can be estimated from the detected value of the load current of two of the three phases.
  • the detection signal (an example of the detection signal relating to the distortion of the load current) of the load current sensor 30 (load current sensor 30S, 30R, 30T) is input to the signal transmission unit 44 described later.
  • another sensor capable of outputting a detection signal regarding the distortion of the load current may be provided.
  • another sensor is a voltage sensor that detects a voltage that represents the distortion of the load current.
  • the current distortion suppressing device 40 suppresses the distortion of the load current supplied from the AC power supply 10 to the load device 20.
  • the current distortion suppressing device 40 suppresses a harmonic component superimposed on the load current supplied from the AC power supply 10 to the load device 20, and brings the waveform of the load current closer to a sine wave of the fundamental frequency.
  • the current distortion suppression device 40 includes a plurality of (three in this example) active filters 41 to 43 and a signal transmission unit 44.
  • the number of active filters included in the current distortion suppressing device 40 may be two or four or more.
  • the active filters 41 to 43 are currents for suppressing distortion of the load current supplied from the AC power supply 10 to the load device 20 based on the detection signal of the load current sensor 30 (hereinafter,). , "Compensation current" is output.
  • the compensation current is supplied to the power path (R-phase line, S-phase line, and T-phase line) between the AC power supply 10 and the load device 20, and the AC power supply 10 and the load device. Both cases where the compensation current is absorbed from the power path between 20 and 20 can be included.
  • the active filters 41 to 43 are between the AC power supply 10 and the load device 20 so as to suppress distortion (for example, harmonic components) of the load current supplied from the AC power supply 10 to the load device 20. Repeated supply and absorption of compensation current to the power path of. As a result, the active filters 41 to 43 output a compensation current having a phase opposite to the distortion component (for example, harmonic component) of the load current with respect to the power path between the AC power supply 10 and the load device 20 as a whole. However, the distortion of the load current can be suppressed (cancelled).
  • distortion for example, harmonic components
  • the active filter 41 includes a current output circuit 411 and a control circuit 412.
  • the current output circuit 411 includes an inverter circuit 4111, a capacitor 4112, a reactor 4113, and a filter circuit 4114.
  • the inverter circuit 4111 Under the control of the control circuit 412, the inverter circuit 4111 generates three-phase AC power by using the DC power of the capacitor 4112, and is between the AC power supply 10 and the load device 20 via the reactor 4113 and the filter circuit 4114. A compensation current is supplied to the power path of. Further, the inverter circuit 4111 absorbs the compensation current from the power path between the AC power supply 10 and the load device 20 via the reactor 4113 and the filter circuit 4114 under the control of the control circuit 412, and converts the compensation current into DC power. And stores electricity in the capacitor 4112.
  • inverter circuit 4111 for example, three switching legs in which two arms configured by arranging a switching element and a circulating diode in parallel are arranged in series are connected in parallel between the positive side and the negative side bus wires. It is mainly composed of a bridge circuit arranged in. Then, a three-phase AC output terminal (R-phase output terminal, S-phase output terminal, and T-phase output terminal) is pulled out from an intermediate point between the upper and lower arms of each of the three switching legs of the inverter circuit 4111.
  • R-phase output terminal, S-phase output terminal, and T-phase output terminal is pulled out from an intermediate point between the upper and lower arms of each of the three switching legs of the inverter circuit 4111.
  • the capacitor 4112 is arranged between the positive and negative bus lines on the input side (DC side) of the inverter circuit 4111.
  • the reactor 4113 is arranged in series with each of the power paths (R-phase line, S-phase line, and T-phase line) on the output side (AC side) of the inverter circuit 4111.
  • the filter circuit 4114 is arranged in each of the power paths (R-phase line, S-phase line, and T-phase line) in the subsequent stage of the reactor 4113 when viewed from the inverter circuit 4111.
  • the filter circuit 4114 is an LC filter composed of, for example, a reactor and a capacitor.
  • the control circuit 412 controls the current output circuit 411 based on the signal related to the distortion of the load current input from the signal transmission unit 44, and outputs the compensation current from the current output circuit 411. Specifically, the control circuit 412 may output a compensation current from the current output circuit 411 by driving the switching element of the inverter circuit 4111 on and off.
  • the function of the control circuit 412 may be realized by any hardware, or a combination of any hardware and software.
  • the control circuit 412 is, for example, a memory device (main storage device) such as a CPU (Central Processing Unit) and a RAM (Random Access), a non-volatile auxiliary storage device such as a ROM (Read Only Memory), and input / output from the outside. It may be configured around a computer including an interface device for.
  • the active filter 42 includes a current output circuit 421 and a control circuit 422.
  • the current output circuit 421 includes an inverter circuit 4211, a capacitor 4212, a reactor 4213, and a filter circuit 4214.
  • the configuration of the active filter 42 is the same as that of the active filter 41, detailed description thereof will be omitted.
  • the active filter 43 includes a current output circuit 431 and a control circuit 432.
  • the current output circuit 431 includes an inverter circuit 4311, a capacitor 4312, a reactor 4313, and a filter circuit 4314.
  • the configuration of the active filter 43 is the same as that of the active filters 41 and 42, detailed description thereof will be omitted.
  • control circuits 421,422,432 are provided for each of the active filters 41 to 43, and the active filters 41 to 43 are controlled by the control circuits 421,422,432, respectively. This makes it possible to suppress the complexity of the control system of the active filters 41 to 43.
  • the signal transmission unit 44 (an example of the reference potential fluctuation influence suppression unit) transmits a signal related to load current distortion based on the input detection signal of the load current sensor 30 (load current sensor 30R, 30S, 30T) from the active filter 41 to. It is transmitted to 43 (control circuit 421, 422, 432).
  • the signal relating to the distortion of the load current may include, for example, a signal representing the load current detected by the load current sensor 30.
  • the signal representing the load current may be a signal representing the load current of each of the three-phase alternating current paths (R-phase line, S-phase line, and T-phase line).
  • the signal representing the load current may be the detection signal itself of the load current sensor 30 (load current sensors 30R, 30S, 30T).
  • the signal representing the load current may be a signal representing each of the d-axis current and the q-axis current corresponding to the load current, which are calculated based on the detection signals of the respective load currents of the three-phase alternating current.
  • the signal relating to the distortion of the load current may include, for example, a signal representing the sum or difference of the load current between two of the three phases. Further, the signal relating to the distortion of the load current may include, for example, a signal relating to the distortion component of the load current.
  • the signal relating to the distortion component of the load current may be, for example, a signal representing a harmonic component (harmonic current) included in the load current.
  • the signal relating to the distortion component of the load current may be, for example, a signal representing the harmonic current distortion factor (THD: total harmonic distortion) of the load current.
  • TDD harmonic current distortion factor
  • the signal relating to the distortion component of the load current may be, for example, a signal representing each of the AC component of the d-axis current corresponding to the load current and the q-axis current (DC component and AC component).
  • the signal transmission unit 44 includes a signal insulation unit 44A.
  • the signal insulation unit 44A insulates and outputs a signal related to load current distortion, and the output signal is input to each of the active filters 41 to 43.
  • the reference potential on the input side of the signal insulation portion 44A and the reference potential on the output side, that is, the reference potentials of the active filters 41 to 43 are isolated from each other.
  • the signal insulation unit 44A may include, for example, an optical coupling type isolator (for example, a photocoupler or the like) that transfers an optical signal between an insulated light emitting element and a light receiving element on the input side and the output side. Further, the signal insulation unit 44A may include, for example, a magnetic coupling (guidance) type isolator that transfers a signal by magnetic coupling between the insulated coils on the input side and the output side. Further, the signal insulation unit 44A may include, for example, a capacitive coupling type isolator that passes an AC signal through an isolated capacitor. Further, the signal insulation unit 44A may include an isolator of a method of passing a signal between an isolated input side and an output side by using an electromagnetic wave. Further, the signal insulation unit 44A may include an isolator of a method of passing a signal by using wireless communication.
  • an optical coupling type isolator for example, a photocoupler or the like
  • the signal insulation unit 44A may include, for example
  • the active filters 41 to 43 when a signal relating to load current distortion is distributed to the active filters 41 to 43, if the reference potentials on the transmitting side and the receiving side of the signal are connected, noise due to fluctuations in the reference potentials of the active filters 41 to 43 is generated. It may be superimposed on the transmitted signal. Further, there is a possibility that the reference potentials of the active filters 41 to 43 are connected to each other on the signal transmission side, and a current may flow between the active filters due to the fluctuation of the reference potentials of the respective active filters 41 to 43. As a result, the operation of the active filters 41 to 43 may be adversely affected.
  • the signal transmission unit 44 (signal insulation unit 44A) can insulate the signal related to the distortion of the load current and output (transmit) it to the active filters 41 to 43. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the distortion of the load current). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the transmitting side, it is possible to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. .. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43 on the operation of the active filters 41 to 43.
  • the function of the signal insulation unit 44A may be provided for each of the active filters 41 to 43.
  • an isolator may be provided inside each of the active filters 41 to 43.
  • the signal relating to the distortion of the load current is input to each of the active filters 41 to 43 by the electric signal line, and is also taken into each of the control circuits 421, 422, 432 via the isolator. good. As a result, the same action / effect is obtained.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the drive system 1 according to the second embodiment.
  • the drive system 1 includes an AC power supply 10, a load device 20, a load current sensor 30, and a current distortion suppressing device 40, as in the first embodiment.
  • the current distortion suppressing device 40 includes a plurality of (three in this example) active filters 41 to 43 and a signal transmission unit 44. Further, the current distortion suppressing device 40 includes a signal transmission unit 45.
  • the active filter 41 includes a current output circuit 411 and a control circuit 412, as in the first embodiment.
  • the current output circuit 411 includes an inverter circuit 4111, a capacitor 4112, a reactor 4113, and a filter circuit 4114, as in the first embodiment.
  • the control circuit 412 controls the current output circuit 411 based on the signal related to the distortion of the load current input from the signal transmission unit 44, and outputs the compensation current from the current output circuit 411.
  • control circuit 412 outputs a signal regarding the operating status of the active filter 41 to the drive device 22 via the signal transmission unit 44.
  • control circuit of the drive device 22 can grasp the operating status of the active filter 41.
  • control circuits 422 and 432 the same applies to the control circuits 422 and 432.
  • the active filter 42 includes a current output circuit 421 and a control circuit 422, as in the first embodiment.
  • the current output circuit 421 includes an inverter circuit 4211, a capacitor 4212, a reactor 4213, and a filter circuit 4214, as in the first embodiment.
  • the active filter 43 includes a current output circuit 431 and a control circuit 432 as in the first embodiment.
  • the current output circuit 431 includes an inverter circuit 4311, a capacitor 4312, a reactor 4313, and a filter circuit 4314, as in the first embodiment.
  • the signal transmission unit 44 transmits signals related to load current distortion to active filters 41 to 43 (control circuits 421, 422, 432) based on the input detection signals of the load current sensor 30 (load current sensors 30R, 30S, 30T). Communicate to.
  • the signal transmission unit 44 includes the signal insulation unit 44A as in the first embodiment.
  • the signal transmission unit 44 (signal insulation unit 44A) can insulate the signal related to the distortion of the load current and output (transmit) it to the active filters 41 to 43, as in the first embodiment. Therefore, it is possible to suppress the influence on the operation of the active filters 41 to 43 due to the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43.
  • the signal transmission unit 45 transmits signals related to the operating conditions input from each of the active filters 41 to 43 to the drive device 22.
  • the signal transmission unit 45 includes a signal insulation unit 45A.
  • the signal insulation unit 45A insulates and outputs the signal related to the operating condition input from each of the active filters 41 to 43, and the output signal is input to the drive device 22.
  • the reference potential on the input side of the signal insulation portion 45A that is, the reference potentials of the active filters 41 to 43 and the reference potential on the output side are isolated from each other.
  • the signal insulation unit 45A is, for example, an optical coupling method, a magnetic coupling (induction) method, a capacitive coupling method, a method of passing signals using electromagnetic waves, and a method of passing signals using wireless communication. Etc. may be included.
  • the reference potential of the active filters 41 to 43 fluctuates. Noise may be superimposed on the transmitted signal. Further, the reference potentials of the active filters 41 to 43 may be connected to each other on the signal receiving side, and a current may flow between the active filters due to fluctuations in the reference potentials of the active filters 41 to 43. As a result, the operation of the active filters 41 to 43 may be adversely affected.
  • the signal transmission unit 45 may insulate and output (transmit) signals related to the operating conditions of the active filters 41 to 43 to the drive device 22. can. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the operating condition). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the receiving side, it is possible to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. .. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43 on the operation of the active filters 41 to 43.
  • the signal transmission unit 44 and the signal transmission unit 45 may be integrally configured.
  • the signal transmission unit 44 and the signal transmission unit 45 may be realized by the same substrate (that is, one substrate).
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the drive system 1 according to the third embodiment.
  • the drive system 1 includes an AC power supply 10, a load device 20, a load current sensor 30, and a current distortion suppressing device 40, as in the first embodiment and the like. ..
  • the current distortion suppressing device 40 includes a plurality of (three in this example) active filters 41 to 43 and a signal transmission unit 44, as in the first embodiment and the like.
  • the active filter 41 includes a current output circuit 411 and a control circuit 412, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 41 includes a radio reception circuit 413.
  • the current output circuit 411 includes an inverter circuit 4111, a capacitor 4112, a reactor 4113, and a filter circuit 4114, as in the first embodiment and the like.
  • the wireless reception circuit 413 receives a signal (signal related to load current distortion) transmitted from the signal transmission unit 44 (wireless transmission circuit 44B) using a predetermined wireless communication method.
  • the wireless communication method used may be, for example, WiFi, Bluetooth (registered trademark), NFC (Near Field Communication), ZigBee, EnOcean, or the like.
  • the wireless reception circuit 413 receives a signal destined for the active filter 41 from the wireless transmission circuit 44B, and the received signal is taken into the control circuit 412.
  • the active filter 42 includes a current output circuit 421 and a control circuit 422, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 42 includes a radio reception circuit 423.
  • the current output circuit 421 includes an inverter circuit 4211, a capacitor 4212, a reactor 4213, and a filter circuit 4214, as in the first embodiment.
  • the wireless reception circuit 423 receives a signal (signal related to load current distortion) transmitted from the signal transmission unit 44 (wireless transmission circuit 44B) using a predetermined wireless communication method.
  • the radio reception circuit 423 receives a signal destined for the active filter 42 from the radio transmission circuit 44B, and the received signal is taken into the control circuit 422.
  • the active filter 43 includes a current output circuit 431 and a control circuit 432, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 43 includes a radio reception circuit 433.
  • the current output circuit 431 includes an inverter circuit 4311, a capacitor 4312, a reactor 4313, and a filter circuit 4314, as in the first embodiment.
  • the wireless reception circuit 433 receives a signal (signal related to load current distortion) transmitted from the signal transmission unit 44 (wireless transmission circuit 44B) using a predetermined wireless communication method. ..
  • the radio reception circuit 433 receives a signal destined for the active filter 43 from the radio transmission circuit 44B, and the received signal is taken into the control circuit 432.
  • the signal transmission unit 44 transmits signals related to load current distortion to active filters 41 to 43 (active filters 41 to 43) based on the input detection signals of the load current sensor 30 (load current sensors 30R, 30S, 30T). It is transmitted to the control circuit 421, 422, 432).
  • the signal transmission unit 44 includes a wireless transmission circuit 44B.
  • the wireless transmission circuit 44B uses a predetermined wireless communication method to transmit a signal relating to the distortion of the negative overcurrent based on the detection signal of the load current sensor 30 to the active filters 41 to 43 (radio reception circuits 413, 423, 433). Send to each.
  • the signal transmission unit 44 can output (transmit) a signal related to the distortion of the load current to the active filters 41 to 43 by using wireless communication. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the distortion of the load current). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the transmitting side, it is possible to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. .. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43 on the operation of the active filters 41 to 43.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the drive system 1 according to the fourth embodiment.
  • the drive system 1 includes an AC power supply 10, a load device 20, a load current sensor 30, and a current distortion suppressing device 40, as in the first embodiment and the like. ..
  • the current distortion suppressing device 40 includes a plurality of (three in this example) active filters 41 to 43 and a signal transmission unit 44, as in the first embodiment and the like.
  • the active filter 41 includes a current output circuit 411 and a control circuit 412, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 41 includes an electric conversion circuit 414.
  • the current output circuit 411 includes an inverter circuit 4111, a capacitor 4112, a reactor 4113, and a filter circuit 4114, as in the first embodiment and the like.
  • the electric conversion circuit 414 converts an optical signal (a signal related to load current distortion) input from the signal transmission unit 44 (optical conversion circuit 44C) through an optical fiber into an electric signal and outputs it to the control circuit 412.
  • the active filter 42 includes a current output circuit 421 and a control circuit 422, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 42 includes an electric conversion circuit 424.
  • the current output circuit 421 includes an inverter circuit 4211, a capacitor 4212, a reactor 4213, and a filter circuit 4214, as in the first embodiment.
  • the electric conversion circuit 424 converts an optical signal (a signal related to load current distortion) input from the signal transmission unit 44 (optical conversion circuit 44C) through an optical fiber into an electric signal, and the control circuit 422. Output to.
  • an optical signal a signal related to load current distortion
  • the active filter 43 includes a current output circuit 431 and a control circuit 432, as in the first embodiment and the like. Further, the active filter 43 includes an electric conversion circuit 434.
  • the current output circuit 431 includes an inverter circuit 4311, a capacitor 4312, a reactor 4313, and a filter circuit 4314, as in the first embodiment.
  • the electric conversion circuit 434 converts an optical signal (a signal related to load current distortion) input from the signal transmission unit 44 (optical conversion circuit 44C) through an optical fiber into an electric signal and controls it. Output to circuit 432.
  • an optical signal a signal related to load current distortion
  • the signal transmission unit 44 transmits signals related to load current distortion to active filters 41 to 43 (active filters 41 to 43) based on the input detection signals of the load current sensor 30 (load current sensor 30, R30S, 30T). It is transmitted to the control circuit 421, 422, 432).
  • the signal transmission unit 44 includes an optical conversion circuit 44C.
  • the optical conversion circuit 44C converts a signal related to load current distortion into an optical signal and outputs (transmits) it to each of the active filters 41 to 43 through an optical fiber.
  • the signal transmission unit 44 can convert the signal related to the distortion of the load current into an optical signal and output (transmit) it to the active filters 41 to 43. .. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the distortion of the load current). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the transmitting side, it is possible to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. .. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43 on the operation of the active filters 41 to 43.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the drive system 1 according to the fifth embodiment.
  • the drive system 1 includes an AC power supply 10, a load device 20, a load current sensor 30, and a current distortion suppression device 40.
  • the current distortion suppressing device 40 includes a plurality of (three in this example) active filters 41 to 43 and a signal transmission unit 44, as in the first embodiment and the like.
  • the active filter 41 includes a current output circuit 411 and a control circuit 412, as in the first embodiment and the like.
  • the current output circuit 411 includes an inverter circuit 4111, a capacitor 4112, a reactor 4113, and a filter circuit 4114, as in the first embodiment and the like.
  • the active filter 42 includes a current output circuit 421 and a control circuit 422, as in the first embodiment and the like.
  • the current output circuit 421 includes an inverter circuit 4211, a capacitor 4212, a reactor 4213, and a filter circuit 4214, as in the first embodiment.
  • the active filter 43 includes a current output circuit 431 and a control circuit 432, as in the first embodiment and the like.
  • the current output circuit 431 includes an inverter circuit 4311, a capacitor 4312, a reactor 4313, and a filter circuit 4314, as in the first embodiment.
  • the signal transmission unit 44 transmits signals related to load current distortion to active filters 41 to 43 (active filters 41 to 43) based on the input detection signals of the load current sensor 30 (load current sensors 30R, 30S, 30T). It is transmitted to the control circuit 421, 422, 432).
  • the signal transmission unit 44 includes a differential amplifier circuit 44D.
  • the differential amplifier circuit 44D differentially amplifies a voltage (signal) corresponding to a signal related to load current distortion, and outputs the differentially amplified voltage signal (differential signal) to each of a plurality of active filters 41 to 43. do.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the differential amplifier circuit 44D.
  • the differential amplifier circuit 44D includes the differential amplifiers DA11 to DA19.
  • the differential amplifiers DA11 to DA19 each have the same configuration. Therefore, in FIG. 6, the detailed configuration of the differential amplifiers DA14 to DA19 is omitted.
  • the differential amplifiers DA11 to DA19 include an operational amplifier and resistors R1 to R4, respectively.
  • the resistance R1 and the resistance R3 are configured to have substantially the same resistance value
  • the resistance R2 and the resistance R4 are configured to have substantially the same resistance value.
  • the "abbreviation" is intended to tolerate manufacturing errors, for example.
  • the output voltage V out of each of the differential amplifiers DA11 to DA19 is expressed by the following equation (1) with respect to the positive input voltage V IN + and the negative input voltage V IN ⁇ .
  • V out R2 / R1 ⁇ (V IN + -V IN- ) ... (1)
  • the differential amplifiers DA11 to DA19 can output an output voltage V out obtained by amplifying the difference voltage between the positive input voltage V IN + and the negative input voltage V IN ⁇ by the ratio of the resistance R1 and the resistance R2, respectively. ..
  • the differential amplifier DA11 In the differential amplifier DA11, the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R is input to the positive side, and the voltage V (Ir) as a detection signal of the load current Ir of the R phase line by the load current sensor 30R is input to the negative side. Entered. Then, the differential amplifier DA11 outputs a voltage signal Vd ( ⁇ Ir) obtained by amplifying (that is, differentially amplifying) the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir).
  • the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) corresponds to the positive / negative inversion value (-Ir) of the detection signal of the load current Ir. Therefore, the voltage signal Vd ( ⁇ Ir) represents a voltage corresponding to the positive / negative inversion value of the detection signal of the load current Ir.
  • the differential amplifier DA11 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir). Further, when the resistance value of the resistance R2 is larger than the resistance value of the resistance R1, the differential amplifier DA11 amplifies the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (-Ir) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA12 In the differential amplifier DA12, the reference potential V (s0) of the load current sensor 30S is input to the positive side, and the voltage V (Is) as a detection signal of the load current Is of the S phase line by the load current sensor 30S is set to the negative side. Entered. Then, the differential amplifier DA12 outputs a voltage signal Vd ( ⁇ Is) obtained by amplifying (that is, differentially amplifying) the difference voltage between the reference potential V (s0) and the voltage V (Is).
  • the difference voltage between the reference potential V (s0) and the voltage V (Is) corresponds to the positive / negative inversion value (-Is) of the detection signal of the load current Is. Therefore, the voltage signal Vd ( ⁇ Is) represents a voltage corresponding to the positive / negative inversion value of the detection signal of the load current Is.
  • the differential amplifier DA12 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (s0) of the load current sensor 30S on the output voltage signal Vd ( ⁇ Is). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA12 amplifies the difference voltage between the reference potential V (s0) and the voltage V (Is), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (-Is) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA13 In the differential amplifier DA13, the voltage V (It) as a detection signal of the load current It of the T-phase line by the load current sensor 30T is input to the positive side, and the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T is input to the negative side. Entered. Then, the differential amplifier DA13 outputs a voltage signal Vd (It) that amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0).
  • the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0) corresponds to the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (It) represents a voltage corresponding to the detection signal of the load current It.
  • the differential amplifier DA13 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T on the output voltage signal Vd (It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA13 amplifies the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA14 is connected to the control circuit 412 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND1 of the active filter 41 (control circuit 412).
  • the voltage signal Vd (-Ir) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA14 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND1, and the voltage signal Vd (-Ir-). It) is output to the control circuit 412.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Ir-It) of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Ir-It) represents a voltage corresponding to the positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 412 can acquire a signal representing the sum of the load current Ir and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) are each amplified with respect to the reference potential V_GND1 of the active filter 41. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND1 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA14 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND1 of the active filter 41 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA14 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd ( ⁇ Ir) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Ir-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA15 is connected to the control circuit 412 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND1 of the active filter 41 (control circuit 412).
  • the differential amplifier DA15 the voltage signal Vd (-Is) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA15 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND1, and the voltage signal Vd (-Is-). It) is output to the control circuit 412.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Is-It) of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Is-It) represents a voltage corresponding to a positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 412 can acquire a signal representing the sum of the load current Is and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) are each amplified with respect to the reference potential V_GND1 of the active filter 41. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND1 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA15 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND1 of the active filter 41 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Is—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA15 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd ( ⁇ Is) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Is-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA16 is connected to the control circuit 422 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND2 of the active filter 42 (control circuit 422).
  • the voltage signal Vd (-Ir) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA16 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND2, and the voltage signal Vd (-Ir-). It) is output to the control circuit 422.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Ir-It) of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Ir-It) represents a voltage corresponding to a positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 422 can acquire a signal representing the sum of the load current Ir and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) are amplified with respect to the reference potential V_GND2 of the active filter 42, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND2 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA16 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND2 of the active filter 42 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA16 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd ( ⁇ Ir) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Ir-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA17 is connected to the control circuit 422 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND2 of the active filter 42 (control circuit 422).
  • the voltage signal Vd (-Is) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA17 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND2, and the voltage signal Vd (-Is-). It) is output to the control circuit 422.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Is-It) of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Is-It) represents a voltage corresponding to a positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 422 can acquire a signal representing the sum of the load current Is and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) are amplified with respect to the reference potential V_GND2 of the active filter 42, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND2 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA17 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND2 of the active filter 42 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Is—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA17 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd ( ⁇ Is) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Is-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA18 is connected to the control circuit 432 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND3 of the active filter 43 (control circuit 432).
  • the voltage signal Vd (-Ir) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA18 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND3, and the voltage signal Vd (-Ir-). It) is output to the control circuit 432.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Ir-It) of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Ir-It) represents a voltage corresponding to a positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Ir and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 432 can acquire a signal representing the sum of the load current Ir and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It) are amplified with respect to the reference potential V_GND3 of the active filter 43, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND3 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA18 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND3 of the active filter 43 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA18 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd (-Ir) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Ir-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA19 is connected to the control circuit 432 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND3 of the active filter 43 (control circuit 432).
  • the voltage signal Vd (-Is) is input to the positive side, and the voltage signal Vd (It) is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA19 amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) with reference to the reference potential V_GND3, and the voltage signal Vd (-Is-). It) is output to the control circuit 432.
  • the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) corresponds to the positive / negative inversion value (-Is-It) of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the voltage signal Vd (-Is-It) represents a voltage corresponding to a positive / negative inversion value of the sum of the detection signal of the load current Is and the detection signal of the load current It. Therefore, the control circuit 432 can acquire a signal representing the sum of the load current Is and the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the input voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It) are amplified with respect to the reference potential V_GND3 of the active filter 43, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND3 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA19 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND3 of the active filter 43 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Is—It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA19 is output by amplifying the difference voltage between the voltage signal Vd (-Is) and the voltage signal Vd (It). The influence of other noise on the voltage signal Vd (-Is-It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA11 is another circuit capable of outputting a voltage signal corresponding to the detection signal of the load current sensor 30R (detection signal of the load current Ir) regardless of the differential amplification. May be replaced with. Further, the differential amplifier DA11 may be omitted, and the voltage V (Ir) as a detection signal of the load current sensor 30R may be input to the differential amplifiers DA14, DA16, and DA18. Similarly, the differential amplifier DA12 may be replaced with another circuit capable of outputting a voltage signal corresponding to the detection signal of the load current sensor 30S (detection signal of the load current Is) regardless of the differential amplification.
  • the differential amplifier DA12 may be omitted, and the voltage V (Is) as a detection signal of the load current sensor 30S may be input to the differential amplifiers DA15, DA17, and DA19.
  • the differential amplifier DA13 may be replaced with another circuit capable of outputting a voltage signal corresponding to the detection signal of the load current sensor 30T (detection signal of the load current It) regardless of the differential amplification.
  • the differential amplifier DA13 may be omitted, and the voltage V (It) as a detection signal of the load current sensor 30T may be input to the differential amplifiers DA14 to DA19.
  • FIG. 7 is a diagram showing another example of the differential amplifier circuit 44D.
  • the differential amplifier circuit 44D includes the differential amplifiers DA21 to DA26.
  • the differential amplifiers DA21 to DA26 have the same configuration. Further, the differential amplifiers DA21 to DA26 may have the same configuration as the differential amplifiers DA11 to DA19 in FIG. 6, respectively. Therefore, in FIG. 7, the detailed configuration of the differential amplifiers DA21 to DA26 is omitted.
  • the differential amplifier DA21 is connected to the control circuit 412 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND1 of the active filter 41 (control circuit 412).
  • the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R is input to the positive side, and the voltage V (Ir) as a detection signal of the load current Ir of the R phase line by the load current sensor 30R is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA21 controls the voltage signal Vd (-Ir) obtained by amplifying (that is, differentially amplifying) the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) with reference to the reference potential V_GND1.
  • the voltage signal Vd (-Ir) corresponds to the positive / negative inversion value of the detection signal of the load current Ir as described above. Therefore, the control circuit 412 can acquire a signal representing the load current Ir as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA21 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir).
  • the input reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) are each amplified with respect to the reference potential V_GND1 of the active filter 41. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND1 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA21 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND1 of the active filter 41 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir). Further, when the resistance value of the resistance R2 is larger than the resistance value of the resistance R1, the differential amplifier DA21 amplifies the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (-Ir) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA22 is connected to the control circuit 422 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND2 of the active filter 42 (control circuit 422).
  • the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R is input to the positive side, and the voltage V (Ir) as a detection signal of the load current Ir of the R phase line by the load current sensor 30R is input to the negative side.
  • the differential amplifier DA22 controls a voltage signal Vd (-Ir) that amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) with reference to the reference potential V_GND2. Output to circuit 422.
  • the voltage signal Vd (-Ir) corresponds to the positive / negative inversion value of the detection signal of the load current Ir as described above. Therefore, the control circuit 422 can acquire a signal representing the load current Ir as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA22 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir).
  • the input reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) are amplified with respect to the reference potential V_GND2 of the active filter 42, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND2 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA22 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND2 of the active filter 42 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir). Further, when the resistance value of the resistance R2 is larger than the resistance value of the resistance R1, the differential amplifier DA22 amplifies the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (-Ir) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA23 is connected to the control circuit 432 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND3 of the active filter 43 (control circuit 432).
  • the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R is input to the positive side, and the voltage V (Ir) as a detection signal of the load current Ir of the R phase line by the load current sensor 30R is input to the negative side. Entered.
  • the differential amplifier DA23 controls the voltage signal Vd (-Ir) that amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) with reference to the reference potential V_GND3. Output to circuit 432.
  • the voltage signal Vd (-Ir) corresponds to the positive / negative inversion value of the detection signal of the load current Ir as described above. Therefore, the control circuit 432 can acquire a signal representing the load current Ir as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA23 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (r0) of the load current sensor 30R on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir).
  • the input reference potential V (r0) and the voltage V (Ir) are amplified with respect to the reference potential V_GND3 of the active filter 43, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND3 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA23 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND3 of the active filter 43 on the output voltage signal Vd ( ⁇ Ir). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA23 amplifies the difference voltage between the reference potential V (r0) and the voltage V (Ir), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (-Ir) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA24 is connected to the control circuit 412 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND1 of the active filter 41 (control circuit 412).
  • the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T is input to the negative side, and the voltage V (It) as a detection signal of the load current It of the T-phase line by the load current sensor 30T is set to the positive side. Entered.
  • the differential amplifier DA24 controls the voltage signal Vd (It) by amplifying (that is, differentially amplifying) the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0) with the reference potential V_GND1 as a reference. Output to 412.
  • the voltage signal Vd (It) corresponds to the detection signal of the load current It as described above. Therefore, the control circuit 412 can acquire a signal representing the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA24 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T on the output voltage signal Vd (It).
  • the input voltage V (It) and the reference potential V (t0) are amplified with respect to the reference potential V_GND1 of the active filter 41, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND1 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA24 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND1 of the active filter 41 on the output voltage signal Vd (It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA24 amplifies the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA25 is connected to the control circuit 422 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND2 of the active filter 42 (control circuit 422).
  • the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T is input to the negative side, and the voltage V (It) as a detection signal of the load current It of the T-phase line by the load current sensor 30T is set to the positive side. Entered.
  • the differential amplifier DA25 controls the voltage signal Vd (It) by amplifying (that is, differentially amplifying) the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0) with the reference potential V_GND2 as a reference. Output to 422.
  • the voltage signal Vd (It) corresponds to the detection signal of the load current It as described above. Therefore, the control circuit 422 can acquire a signal representing the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA25 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T on the output voltage signal Vd (It).
  • the input voltage V (It) and the reference potential V (t0) are amplified with respect to the reference potential V_GND2 of the active filter 42, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND2 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA25 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND2 of the active filter 42 on the output voltage signal Vd (It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA25 amplifies the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (It) can be suppressed.
  • the differential amplifier DA26 is connected to the control circuit 432 on the output side, and its reference potential is connected to the reference potential V_GND3 of the active filter 43 (control circuit 432).
  • the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T is input to the negative side, and the voltage V (It) as a detection signal of the load current It of the T-phase line by the load current sensor 30T is set to the positive side. Entered.
  • the differential amplifier DA26 controls a voltage signal Vd (It) that amplifies (that is, differentially amplifies) the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0) with reference to the reference potential V_GND3. Output to 432.
  • the voltage signal Vd (It) corresponds to the detection signal of the load current It as described above. Therefore, the control circuit 432 can acquire a signal representing the load current It as a signal relating to the distortion of the load current.
  • the differential amplifier DA26 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V (t0) of the load current sensor 30T on the output voltage signal Vd (It).
  • the input voltage V (It) and the reference potential V (t0) are amplified with respect to the reference potential V_GND3 of the active filter 43, respectively. Therefore, the in-phase noise (common mode noise) due to the fluctuation of the reference potential V_GND3 is canceled out. Therefore, the differential amplifier DA26 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential V_GND3 of the active filter 43 on the output voltage signal Vd (It). Further, when the resistance value of the resistor R2 is larger than the resistance value of the resistor R1, the differential amplifier DA26 amplifies the difference voltage between the voltage V (It) and the reference potential V (t0), thereby outputting a voltage signal. The influence of other noise on Vd (It) can be suppressed.
  • the differential amplifier circuit 44D may be configured to include an instrumentation amplifier.
  • the signal transmission unit 44 differentially amplifies the voltage corresponding to the signal related to the distortion of the load current and causes the active filters 41 to 43 to acquire the voltage. can. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the distortion of the load current). Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potentials of the active filters 41 to 43 on the operation of the active filters 41 to 43.
  • first to fifth embodiments may be combined as appropriate, and may be appropriately modified or modified.
  • control circuit 421, 422, 432 and the signal transmission unit 45 of the second embodiment may be applied to the third to fifth embodiments. That is, in the third to fifth embodiments, as in the second embodiment, signals relating to the operating conditions of the active filters 41 to 43 may be transmitted to the drive device 22.
  • the added signal transmission unit 45 may have a configuration capable of wireless communication with each of the active filters 41 to 43, similarly to the signal transmission unit 44.
  • the signal transmission unit 45 can receive signals related to the operating status from each of the active filters 41 to 43 using wireless communication and transmit them to the drive device 22. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the operating condition). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the signal receiving side, it is necessary to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. Can be done.
  • the signal transmission unit 45 to be added may have a configuration capable of optical communication with each of the active filters 41 to 43 through an optical fiber, similarly to the signal transmission unit 44.
  • the signal transmission unit 45 can receive signals (optical signals) related to the operating status from each of the active filters 41 to 43 through the optical fiber, convert them into electrical signals, and then transmit the signals to the drive device 22. Therefore, it is possible to suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the operating condition). Further, since the reference potentials of the active filters 41 to 43 are not connected to each other on the signal receiving side, it is necessary to prevent a situation in which a current flows between the active filters 41 to 43 due to fluctuations in the respective reference potentials. Can be done.
  • the added signal transmission unit 45 differentially amplifies the voltage corresponding to the input signal related to the operating condition and outputs the voltage to the drive device 22, as in the signal transmission unit 44. It may be a configuration. As a result, the signal transmission unit 45 can suppress the influence of the fluctuation of the reference potential of the active filters 41 to 43 on the transmitted signal (signal relating to the operating condition).
  • the plurality of active filters 41 to 43 each have a load current distortion based on a detection signal regarding the load current distortion supplied from the AC power supply 10 to the load device 20 output from the load current sensor 30. Suppress. Then, the signal transmission unit 44 relates to the distortion of the load current so as to suppress the influence on the operation due to the fluctuation of the reference potentials of the plurality of active filters 41 to 43 based on the detection signal output from the load current sensor 30. The signal is acquired by a plurality of active filters 41 to 43.
  • the signal transmission unit 44 may electrically insulate the signal relating to the load current distortion based on the detection signal relating to the load current distortion and have the plurality of active filters 41 to 43 acquire the signal (first embodiment, first). 2 Refer to the embodiment).
  • the signal transmission unit 44 may transmit a signal related to load current distortion based on a detection signal related to load current distortion to a plurality of active filters 41 to 43 by wireless communication. Specifically, the signal transmission unit 44 electrically transmits (passes) the signal related to the load current distortion by using wireless communication inside the signal insulation unit 44A to transmit (pass) the signal related to the load current distortion. It may be insulated and acquired by a plurality of active filters 41 to 43 (see the first embodiment and the second embodiment). Further, the signal transmission unit 44 may directly transmit a signal relating to load current distortion to a plurality of active filters 41 to 43 by using wireless communication by the wireless transmission circuit 44B (see the third embodiment).
  • the signal transmission unit 44 may convert a signal related to load current distortion based on a detection signal related to load current distortion into an optical signal and transmit it to a plurality of active filters 41 to 43. Specifically, the signal transmission unit 44 converts (passes) a signal related to load current distortion into an optical signal inside the signal insulation unit 44A, thereby electrically transmitting (passing) the signal related to load current distortion. It may be insulated from the above and acquired by a plurality of active filters 41 to 43 (see the first embodiment and the second embodiment). Further, the signal transmission unit 44 may convert the signal related to the distortion of the load current into an optical signal by the optical conversion circuit 44C and directly transmit it to the plurality of active filters 41 to 43 (see the fourth embodiment).
  • the signal transmission unit 44 may differentially amplify the voltage corresponding to the signal related to the load current distortion based on the detection signal related to the load current distortion, and have the plurality of active filters 41 to 43 acquire the voltage.
  • the signal relating to the distortion of the load current transmitted from the signal transmission unit 44 to each of the active filters 41 to 43 may include a signal relating to the compensation current for suppressing the distortion of the load current. ..
  • the signal relating to the compensation current is, for example, a signal representing the compensation current required to suppress (cancel) the distortion (for example, harmonic component) of the current in the current path between the AC power supply 10 and the load device 20. good.
  • the signal relating to the compensation current may be, for example, a signal representing a spatial vector (correction vector) of the compensation current for each order of the harmonic component to be suppressed in the compensation current.
  • the signal relating to the compensation current may be, for example, a signal relating to each of the phase and the amplitude of each order of the harmonic component to be suppressed in the compensation current.

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Abstract

複数の電流出力機器を用いて負荷電流の歪みを抑制する場合に、それぞれの電流出力機器の基準電位の変動による複数の電流出力機器の動作への影響を抑制することが可能な技術を提供する。本開示の一実施形態に係るは、負荷電流センサ30から出力される、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流の歪みに関する検出信号に基づき、負荷電流の歪みを抑制する複数のアクティブフィルタ41~43と、負荷電流センサ30から出力される検出信号に基づき、複数のアクティブフィルタ41~43の基準電位の変動による影響を抑制するように、負荷電流の歪みに関する信号を複数のアクティブフィルタ41~43に取得させる信号伝達部44と、を備える。

Description

電流歪み抑制装置
 本開示は、電流歪み抑制装置に関する。
 従来、複数の電流出力機器(アクティブフィルタ)を用いて、交流電源から負荷装置に供給される負荷電流の歪み(例えば、高調波成分)を抑制する技術が知られている(特許文献1参照)。
特開2018-207662号公報
 しかしながら、特許文献1では、負荷電流の歪みの状態を把握するための電流センサの検出結果が複数のアクティブフィルタの間で信号線を介して共有されている。そのため、例えば、複数のアクティブフィルタの基準電位同士が接続されることで、各アクティブフィルタの基準電位の変動によりアクティブフィルタ間に電流が流れる可能性がある。また、例えば、信号線を介して共有される検出結果に各アクティブフィルタの基準電位の変動によるノイズが含まれてしまう可能性がある。その結果、各アクティブフィルタの動作に悪影響が生じる可能性がある。
 本開示は、複数の電流出力機器を用いて負荷電流の歪みを抑制する場合に、それぞれの電流出力機器の基準電位の変動による複数の電流出力機器の動作への影響を抑制することが可能な技術を提供することを目的とする。
 本開示に係る一実施形態では、
 所定の検出部から出力される、交流電源から所定の負荷装置に供給される負荷電流の歪みに関する検出信号に基づき、前記負荷電流の歪みを抑制する複数の電流歪み抑制部と、
 前記所定の検出部から出力される前記検出信号に基づき、前記複数の電流歪み抑制部の基準電位の変動による影響を抑制するように、前記負荷電流の歪みに関する信号を前記複数の電流歪み抑制部に取得させる基準電位変動影響抑制部と、を備える、
 電流歪み抑制装置が提供される。
 本実施形態によれば、電流歪み抑制装置は、それぞれの電流歪み抑制部(電流出力機器)の基準電位の変動による複数の電流歪み抑制部の動作への影響を抑制することができる。
 また、上述の実施形態において、
 前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を電気的に絶縁して、前記複数の電流歪み抑制部に取得させてもよい。
 また、上述の実施形態において、
 前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を前記複数の電流歪み抑制部に無線通信を用いて送信してもよい。
 また、上述の実施形態において、
 前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して前記複数の電流歪み抑制部に送信してもよい。
 また、上述の実施形態において、
 前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号に相当する電圧を差動増幅して、前記複数の電流歪み抑制部に取得させてもよい。
 また、上述の実施形態において、
 前記負荷電流の歪みに関する信号は、前記負荷電流を表す信号、前記負荷電流の相間の和若しくは差を表す信号、前記負荷電流の歪み成分に関する信号、又は前記負荷電流の歪みを抑制するための補償電流に関する信号であってもよい。
 上述の実施形態によれば、複数の電流出力機器を用いて負荷電流の歪みを抑制する場合に、それぞれの電流出力機器の基準電位の変動による複数の電流出力機器の動作への影響を抑制することが可能な技術を提供することができる。
第1実施形態に係る駆動システムの一例を示す図である。 第2実施形態に係る駆動システムの一例を示す図である。 第3実施形態に係る駆動システムの一例を示す図である。 第4実施形態に係る駆動システムの一例を示す図である。 第5実施形態に係る駆動システムの一例を示す図である。 差動増幅回路の一例を示す回路図である。 差動増幅回路の他の例を示す回路図である。
 以下、図面を参照して実施形態について説明する。
 [第1実施形態]
 まず、図1を参照して、第1実施形態について説明する。
 図1は、第1実施形態に係る駆動システム1の一例を示す図である。図中の太い実線は、電力伝達経路を表し、細い実線は、信号伝達経路を表す。以下、図2~図7についても同様である。
 駆動システム1は、負荷装置20に含まれる圧縮機21(電動機211)を駆動する。
 図1に示すように、第1実施形態に係る駆動システム1は、交流電源10と、負荷装置20と、負荷電流センサ30と、電流歪み抑制装置40とを含む。
 交流電源10は、負荷装置20に交流電力を供給する。
 負荷装置20は、交流電源10から供給される電力で電気駆動される。
 負荷装置20は、圧縮機21と、駆動装置22とを含む。
 圧縮機21は、例えば、空気調和機に搭載され、冷媒を圧縮する。
 圧縮機21は、電動機211を含む。
 電動機211は、圧縮機21の圧縮機構を回転駆動する。電動機211は、例えば、圧縮機21の筐体の内部に搭載される。
 駆動装置22は、交流電源10から供給される電力を用いて、圧縮機21(電動機211)を駆動する。
 駆動装置22は、整流回路221と、平滑回路222と、インバータ回路223とを含む。
 整流回路221は、交流電源10から供給される交流電力を整流して所定の直流電力を平滑回路222に出力する。整流回路221は、例えば、6つのダイオードがブリッジ状に構成されるブリッジ型全波整流回路である。
 平滑回路222は、整流回路221から出力される直流電力を平滑化する。平滑回路222は、例えば、正側及び負側の母線間を接続する電力経路に配置される平滑用コンデンサや正側の母線に配置される直流リアクトル等を含む。
 インバータ回路223は、平滑回路222より供給される直流電力から三相交流電力を生成し、電動機211に供給することにより、電動機211を電気駆動する。インバータ回路223は、例えば、スイッチング素子及び循環ダイオードを並列に配置して構成されるアームを2つ直列に配置したスイッチングレグが、正側及び負側の母線の間を接続する形で3つ並列に配置されるブリッジ回路を中心に構成される。そして、インバータ回路223の3つのスイッチングレグのそれぞれの上下アームの間の中間点から三相交流の出力端子(U相出力端子、V相出力端子、及びW相出力端子)が引き出される。
 負荷電流センサ30(検出部の一例)は、交流電源10から負荷装置20に供給される電流(以下、「負荷電流」)を検出する。
 負荷電流センサ30は、例えば、交流電源10と負荷装置20との間の三相の電力経路(R相線、S相線、及びT相線)のそれぞれの負荷電流を検出する、負荷電流センサ30R、負荷電流センサ30S、及び負荷電流センサ30Tを含む。
 また、負荷電流センサ30R、負荷電流センサ30S、及び負荷電流センサ30Tのうちの何れか一つは省略されてもよい。三相のうちの二相分の負荷電流の検出値から他の一相の負荷電流を推定することができるからである。
 負荷電流センサ30(負荷電流センサ30S,30R,30T)の検出信号(負荷電流の歪みに関する検出信号の一例)は、後述の信号伝達部44に入力される。
 尚、負荷電流センサ30に代えて、或いは、加えて、負荷電流の歪みに関する検出信号を出力可能な他のセンサが設けられてもよい。例えば、他のセンサは、負荷電流の歪みを表す電圧を検出する電圧センサである。
 電流歪み抑制装置40は、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流の歪みを抑制する。例えば、電流歪み抑制装置40は、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流に重畳する高調波成分を抑制し、負荷電流の波形を基本周波数の正弦波に近づける。
 電流歪み抑制装置40は、複数(本例では、3つ)のアクティブフィルタ41~43と、信号伝達部44とを含む。
 尚、電流歪み抑制装置40に含まれるアクティブフィルタの数は、2つであってもよいし、4つ以上であってもよい。
 アクティブフィルタ41~43(複数の電流歪み抑制部の一例)は、負荷電流センサ30の検出信号に基づき、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流の歪みを抑制するための電流(以下、「補償電流」)を出力する。補償電流の出力には、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路(R相線、S相線、及びT相線)に補償電流が供給される場合と、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路から補償電流が吸収される場合との双方が含まれうる。具体的には、アクティブフィルタ41~43は、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流の歪み(例えば、高調波成分)を抑制するように、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路に対する補償電流の供給や吸収を繰り返す。これにより、アクティブフィルタ41~43は、全体として、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路に対して、負荷電流の歪み成分(例えば、高調波成分)と逆位相の補償電流を出力し、負荷電流の歪みを抑制(相殺)することができる。
 アクティブフィルタ41は、電流出力回路411と、制御回路412とを含む。
 電流出力回路411は、インバータ回路4111と、コンデンサ4112と、リアクトル4113と、フィルタ回路4114とを含む。
 インバータ回路4111は、制御回路412の制御下で、コンデンサ4112の直流電力を用いて、三相交流電力を生成し、リアクトル4113及びフィルタ回路4114を介して、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路に補償電流を供給する。また、インバータ回路4111は、制御回路412の制御下で、リアクトル4113及びフィルタ回路4114を介して、交流電源10と負荷装置20との間の電力経路から補償電流を吸収し、直流電力に変換してコンデンサ4112に蓄電させる。インバータ回路4111は、例えば、スイッチング素子及び循環ダイオードを並列に配置して構成されるアームを2つ直列に配置したスイッチングレグが、正側及び負側の母線の間を接続する形で3つ並列に配置されるブリッジ回路を中心に構成される。そして、インバータ回路4111の3つのスイッチングレグのそれぞれの上下アームの間の中間点から三相交流の出力端子(R相出力端子、S相出力端子、及びT相出力端子)が引き出される。
 コンデンサ4112は、インバータ回路4111の入力側(直流側)の正側及び負側の母線間に配置される。
 リアクトル4113は、インバータ回路4111の出力側(交流側)の電力経路(R相線、S相線、及びT相線)のそれぞれに直列に配置される。
 フィルタ回路4114は、インバータ回路4111から見て、リアクトル4113の後段の電力経路(R相線、S相線、及びT相線)のそれぞれに配置される。フィルタ回路4114は、例えば、リアクトル及びコンデンサ等により構成されるLCフィルタである。
 制御回路412は、信号伝達部44から入力される、負荷電流の歪みに関する信号に基づき、電流出力回路411を制御し、電流出力回路411から補償電流を出力させる。具体的には、制御回路412は、インバータ回路4111のスイッチング素子をオンオフ駆動することにより、電流出力回路411から補償電流を出力させてよい。
 制御回路412の機能は、任意のハードウェア、或いは、任意のハードウェア及びソフトウェアの組み合わせ等により実現されてよい。制御回路412は、例えば、CPU(Central Processing Unit)、RAM(Random Access)等のメモリ装置(主記憶装置)、ROM(Read Only Memory)等の不揮発性の補助記憶装置、及び外部との入出力用のインタフェース装置を含むコンピュータを中心に構成されてよい。
 アクティブフィルタ42は、電流出力回路421と、制御回路422とを含む。
 電流出力回路421は、インバータ回路4211と、コンデンサ4212と、リアクトル4213と、フィルタ回路4214とを含む。
 アクティブフィルタ42の構成は、アクティブフィルタ41と同じであるため、詳細な説明を省略する。
 アクティブフィルタ43は、電流出力回路431と、制御回路432とを含む。
 電流出力回路431は、インバータ回路4311と、コンデンサ4312と、リアクトル4313と、フィルタ回路4314とを含む。
 アクティブフィルタ43の構成は、アクティブフィルタ41,42と同じであるため、詳細な説明を省略する。
 例えば、一つの制御部によって複数のアクティブフィルタの制御が行われる場合、複数のアクティブフィルタの制御系が複雑になる可能性がある。それぞれのアクティブフィルタから出力される補償電流が同等であっても、アクティブフィルタごとの部品のばらつきで電流出力の不平衡が生じないように、それぞれのアクティブフィルタに対する制御信号を補正する必要が生じるからである。
 これに対して、アクティブフィルタ41~43ごとに制御回路412,422,432が設けられ、アクティブフィルタ41~43は、それぞれ、制御回路412,422,432により制御される。これにより、アクティブフィルタ41~43の制御系の複雑化を抑制することができる。
 信号伝達部44(基準電位変動影響抑制部の一例)は、入力される負荷電流センサ30(負荷電流センサ30R,30S,30T)の検出信号に基づき、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43(制御回路412,422,432)に伝達する。
 負荷電流の歪みに関する信号は、例えば、負荷電流センサ30により検出される負荷電流を表す信号を含んでよい。負荷電流を表す信号は、三相交流の電流経路(R相線、S相線、及びT相線)のそれぞれの負荷電流を表す信号であってよい。この場合、負荷電流を表す信号は、負荷電流センサ30(負荷電流センサ30R,30S,30T)の検出信号そのものであってもよい。また、負荷電流を表す信号は、三相交流のそれぞれの負荷電流の検出信号に基づき算出される、負荷電流に相当するd軸電流及びq軸電流のそれぞれを表す信号であってもよい。また、負荷電流の歪みに関する信号は、例えば、三相のうちの二相間の負荷電流の和や差を表す信号を含んでもよい。また、負荷電流の歪みに関する信号は、例えば、負荷電流の歪み成分に関する信号を含んでもよい。負荷電流の歪み成分に関する信号は、例えば、負荷電流に含まれる高調波成分(高調波電流)を表す信号であってよい。また、負荷電流の歪み成分に関する信号は、例えば、負荷電流の高調波電流歪率(THD:total harmonic distortion)を表す信号であってもよい。また、負荷電流の歪み成分に関する信号は、例えば、負荷電流に相当するd軸電流の交流成分、及びq軸電流(直流成分及び交流成分)のそれぞれを表す信号であってもよい。
 信号伝達部44は、信号絶縁部44Aを含む。
 信号絶縁部44Aは、負荷電流の歪みに関する信号を絶縁して出力し、その出力信号は、アクティブフィルタ41~43のそれぞれに入力される。これにより、信号絶縁部44Aの入力側の基準電位と、出力側の基準電位、即ち、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位との間が絶縁される。
 信号絶縁部44Aは、例えば、入力側及び出力側の絶縁された発光素子と受光素子との間で光信号を受け渡す光結合方式のアイソレータ(例えば、フォトカプラ等)を含んでよい。また、信号絶縁部44Aは、例えば、入力側及び出力側の絶縁されたコイル間の磁気結合により信号を受け渡す磁気結合(誘導)方式のアイソレータを含んでもよい。また、信号絶縁部44Aは、例えば、絶縁されたコンデンサを通じて交流信号を受け渡す容量結合方式のアイソレータを含んでもよい。また、信号絶縁部44Aは、絶縁された入力側及び出力側との間で、電磁波を用いて信号を受け渡す方式のアイソレータを含んでもよい。また、信号絶縁部44Aは、無線通信を用いて信号を受け渡す方式のアイソレータを含んでもよい。
 例えば、負荷電流の歪みに関する信号がアクティブフィルタ41~43に分配される際に、信号の送信側及び受信側の基準電位が接続されると、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動によるノイズが伝達される信号に重畳する可能性がある。また、信号の送信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続され、それぞれのアクティブフィルタ41~43の基準電位の変動によりアクティブフィルタ間に電流が流れる可能性もある。その結果、アクティブフィルタ41~43の動作に悪影響が生じる可能性がある。
 これに対して、第1実施形態では、信号伝達部44(信号絶縁部44A)は、負荷電流の歪みに関する信号を絶縁してアクティブフィルタ41~43に出力(送信)することができる。そのため、伝達される信号(負荷電流の歪みに関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、送信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。よって、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 尚、信号絶縁部44Aの機能は、アクティブフィルタ41~43ごとに設けられてもよい。例えば、アイソレータがアクティブフィルタ41~43のそれぞれの内部に設けられてもよい。この場合、負荷電流の歪みに関する信号は、電気信号線によりアクティブフィルタ41~43のそれぞれに入力されると共に、アイソレータを介して、制御回路412,422,432のそれぞれに取り込まれる態様であってもよい。これにより、同様の作用・効果を奏する。
 [第2実施形態]
 次に、図2を参照して、第2実施形態について説明する。以下、第1実施形態と異なる部分を中心に説明し、第1実施形態と同じ或いは対応する内容に関する説明を簡略化或いは省略する場合がある。
 図2は、第2実施形態に係る駆動システム1の一例を示す図である。
 図2に示すように、第2実施形態に係る駆動システム1は、第1実施形態と同様、交流電源10と、負荷装置20と、負荷電流センサ30と、電流歪み抑制装置40とを含む。
 電流歪み抑制装置40は、第1実施形態と同様、複数(本例では、3つ)のアクティブフィルタ41~43と、信号伝達部44とを含む。また、電流歪み抑制装置40は、信号伝達部45を含む。
 アクティブフィルタ41は、第1実施形態と同様、電流出力回路411と、制御回路412とを含む。
 電流出力回路411は、第1実施形態と同様、インバータ回路4111と、コンデンサ4112と、リアクトル4113と、フィルタ回路4114とを含む。
 制御回路412は、信号伝達部44から入力される、負荷電流の歪みに関する信号に基づき、電流出力回路411を制御し、電流出力回路411から補償電流を出力させる。
 また、制御回路412は、アクティブフィルタ41の運転状況に関する信号を、信号伝達部44を介して、駆動装置22に出力する。これにより、駆動装置22の制御回路は、アクティブフィルタ41の運転状況を把握することができる。以下、制御回路422,432についても同様である。
 アクティブフィルタ42は、第1実施形態と同様、電流出力回路421と、制御回路422とを含む。
 電流出力回路421は、第1実施形態と同様、インバータ回路4211と、コンデンサ4212と、リアクトル4213と、フィルタ回路4214とを含む。
 アクティブフィルタ43は、第1実施形態と同様、電流出力回路431と、制御回路432とを含む。
 電流出力回路431は、第1実施形態と同様、インバータ回路4311と、コンデンサ4312と、リアクトル4313と、フィルタ回路4314とを含む。
 信号伝達部44は、入力される負荷電流センサ30(負荷電流センサ30R,30S,30T)の検出信号に基づき、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43(制御回路412,422,432)に伝達する。
 信号伝達部44は、第1実施形態と同様、信号絶縁部44Aを含む。これにより、信号伝達部44(信号絶縁部44A)は、第1実施形態と同様、負荷電流の歪みに関する信号を絶縁してアクティブフィルタ41~43に出力(送信)することができる。そのため、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 信号伝達部45は、アクティブフィルタ41~43のそれぞれから入力される運転状況に関する信号を駆動装置22に伝達する。
 信号伝達部45は、信号絶縁部45Aを含む。
 信号絶縁部45Aは、アクティブフィルタ41~43のそれぞれから入力される運転状況に関する信号を絶縁して出力し、その出力信号は、駆動装置22に入力される。これにより、信号絶縁部45Aの入力側の基準電位、即ち、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位と、出力側の基準電位との間が絶縁される。
 信号絶縁部45Aは、信号絶縁部44Aと同様、例えば、光結合方式、磁気結合(誘導)方式、容量結合方式、電磁波を用いて信号を受け渡す方式、無線通信を用いて信号を受け渡す方式等のアイソレータを含んでよい。
 例えば、アクティブフィルタ41~43の運転状況に関する信号が駆動装置22に送信される際に、信号の送信側及び受信側の基準電位が接続されると、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動によるノイズが伝達される信号に重畳する可能性がある。また、信号の受信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続され、それぞれのアクティブフィルタ41~43の基準電位の変動によりアクティブフィルタ間に電流が流れる可能性もある。その結果、アクティブフィルタ41~43の動作に悪影響が生じる可能性がある。
 これに対して、第2実施形態では、信号伝達部45(信号絶縁部45A)は、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの運転状況に関する信号を絶縁して駆動装置22に出力(送信)することができる。そのため、伝達される信号(運転状況に関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、受信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。よって、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 尚、信号伝達部44と信号伝達部45とは、一体として構成されてもよい。例えば、信号伝達部44と信号伝達部45とは、同じ基板(即ち、1枚の基板)により実現されてよい。
 [第3実施形態]
 次に、図3を参照して、第3実施形態について説明する。以下、第1実施形態等と異なる部分を中心に説明し、第1実施形態等と同じ或いは対応する内容に関する説明を簡略化或いは省略する場合がある。
 図3は、第3実施形態に係る駆動システム1の一例を示す図である。
 図3に示すように、第3実施形態に係る駆動システム1は、第1実施形態等と同様、交流電源10と、負荷装置20と、負荷電流センサ30と、電流歪み抑制装置40とを含む。
 電流歪み抑制装置40は、第1実施形態等と同様、複数(本例では、3つ)のアクティブフィルタ41~43と、信号伝達部44とを含む。
 アクティブフィルタ41は、第1実施形態等と同様、電流出力回路411と、制御回路412とを含む。また、アクティブフィルタ41は、無線受信回路413を含む。
 電流出力回路411は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4111と、コンデンサ4112と、リアクトル4113と、フィルタ回路4114とを含む。
 無線受信回路413は、所定の無線通信の方式を用いて信号伝達部44(無線送信回路44B)から送信される信号(負荷電流の歪みに関する信号)を受信する。利用される無線通信の方式は、例えば、WiFi、ブルートゥース(登録商標)、NFC(Near Field Communication)、ZigBee、EnOcean等であってよい。無線受信回路413は、無線送信回路44Bからアクティブフィルタ41を宛先とする信号を受信し、受信された信号は、制御回路412に取り込まれる。
 アクティブフィルタ42は、第1実施形態等と同様、電流出力回路421と、制御回路422とを含む。また、アクティブフィルタ42は、無線受信回路423を含む。
 電流出力回路421は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4211と、コンデンサ4212と、リアクトル4213と、フィルタ回路4214とを含む。
 無線受信回路423は、無線受信回路413と同様、所定の無線通信の方式を用いて信号伝達部44(無線送信回路44B)から送信される信号(負荷電流の歪みに関する信号)を受信する。無線受信回路423は、無線送信回路44Bからアクティブフィルタ42を宛先とする信号を受信し、受信された信号は、制御回路422に取り込まれる。
 アクティブフィルタ43は、第1実施形態等と同様、電流出力回路431と、制御回路432とを含む。また、アクティブフィルタ43は、無線受信回路433を含む。
 電流出力回路431は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4311と、コンデンサ4312と、リアクトル4313と、フィルタ回路4314とを含む。
 無線受信回路433は、無線受信回路413,423と同様、所定の無線通信の方式を用いて信号伝達部44(無線送信回路44B)から送信される信号(負荷電流の歪みに関する信号)を受信する。無線受信回路433は、無線送信回路44Bからアクティブフィルタ43を宛先とする信号を受信し、受信された信号は、制御回路432に取り込まれる。
 信号伝達部44は、第1実施形態等と同様、入力される負荷電流センサ30(負荷電流センサ30R,30S,30T)の検出信号に基づき、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43(制御回路412,422,432)に伝達する。
 信号伝達部44は、無線送信回路44Bを含む。
 無線送信回路44Bは、負荷電流センサ30の検出信号に基づく負過電流の歪みに関する信号を、所定の無線通信の方式を用いて、アクティブフィルタ41~43(無線受信回路413,423,433)のそれぞれに送信する。
 このように、第3実施形態では、信号伝達部44(無線送信回路44B)は、無線通信を用いて、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43に出力(送信)することができる。そのため、伝達される信号(負荷電流の歪みに関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、送信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。よって、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 [第4実施形態]
 次に、図4を参照して、第4実施形態について説明する。以下、第1実施形態等と異なる部分を中心に説明し、第1実施形態等と同じ或いは対応する内容に関する説明を簡略化或いは省略する場合がある。
 図4は、第4実施形態に係る駆動システム1の一例を示す図である。
 図4に示すように、第4実施形態に係る駆動システム1は、第1実施形態等と同様、交流電源10と、負荷装置20と、負荷電流センサ30と、電流歪み抑制装置40とを含む。
 電流歪み抑制装置40は、第1実施形態等と同様、複数(本例では、3つ)のアクティブフィルタ41~43と、信号伝達部44とを含む。
 アクティブフィルタ41は、第1実施形態等と同様、電流出力回路411と、制御回路412とを含む。また、アクティブフィルタ41は、電気変換回路414を含む。
 電流出力回路411は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4111と、コンデンサ4112と、リアクトル4113と、フィルタ回路4114とを含む。
 電気変換回路414は、信号伝達部44(光変換回路44C)から光ファイバを通じて入力される光信号(負荷電流の歪みに関する信号)を電気信号に変換し、制御回路412に出力する。
 アクティブフィルタ42は、第1実施形態等と同様、電流出力回路421と、制御回路422とを含む。また、アクティブフィルタ42は、電気変換回路424を含む。
 電流出力回路421は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4211と、コンデンサ4212と、リアクトル4213と、フィルタ回路4214とを含む。
 電気変換回路424は、電気変換回路414と同様、信号伝達部44(光変換回路44C)から光ファイバを通じて入力される光信号(負荷電流の歪みに関する信号)を電気信号に変換し、制御回路422に出力する。
 アクティブフィルタ43は、第1実施形態等と同様、電流出力回路431と、制御回路432とを含む。また、アクティブフィルタ43は、電気変換回路434を含む。
 電流出力回路431は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4311と、コンデンサ4312と、リアクトル4313と、フィルタ回路4314とを含む。
 電気変換回路434は、電気変換回路414,424と同様、信号伝達部44(光変換回路44C)から光ファイバを通じて入力される光信号(負荷電流の歪みに関する信号)を電気信号に変換し、制御回路432に出力する。
 信号伝達部44は、第1実施形態等と同様、入力される負荷電流センサ30(負荷電流センサ30,R30S,30T)の検出信号に基づき、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43(制御回路412,422,432)に伝達する。
 信号伝達部44は、光変換回路44Cを含む。
 光変換回路44Cは、負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換し、光ファイバを通じて、アクティブフィルタ41~43のそれぞれに出力(送信)する。
 このように、第4実施形態では、信号伝達部44(光変換回路44C)は、負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して、アクティブフィルタ41~43に出力(送信)することができる。そのため、伝達される信号(負荷電流の歪みに関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、送信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。よって、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 [第5実施形態]
 次に、図5~図7を参照して、第5実施形態について説明する。以下、第1実施形態等と異なる部分を中心に説明し、第1実施形態等と同じ或いは対応する内容に関する説明を簡略化或いは省略する場合がある。
 図5は、第5実施形態に係る駆動システム1の一例を示す図である。
 図5に示すように、第5実施形態に係る駆動システム1は、交流電源10と、負荷装置20と、負荷電流センサ30と、電流歪み抑制装置40とを含む。
 電流歪み抑制装置40は、第1実施形態等と同様、複数(本例では、3つ)のアクティブフィルタ41~43と、信号伝達部44とを含む。
 アクティブフィルタ41は、第1実施形態等と同様、電流出力回路411と、制御回路412とを含む。
 電流出力回路411は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4111と、コンデンサ4112と、リアクトル4113と、フィルタ回路4114とを含む。
 アクティブフィルタ42は、第1実施形態等と同様、電流出力回路421と、制御回路422とを含む。
 電流出力回路421は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4211と、コンデンサ4212と、リアクトル4213と、フィルタ回路4214とを含む。
 アクティブフィルタ43は、第1実施形態等と同様、電流出力回路431と、制御回路432とを含む。
 電流出力回路431は、第1実施形態等と同様、インバータ回路4311と、コンデンサ4312と、リアクトル4313と、フィルタ回路4314とを含む。
 信号伝達部44は、第1実施形態等と同様、入力される負荷電流センサ30(負荷電流センサ30R,30S,30T)の検出信号に基づき、負荷電流の歪みに関する信号をアクティブフィルタ41~43(制御回路412,422,432)に伝達する。
 信号伝達部44は、差動増幅回路44Dを含む。
 差動増幅回路44Dは、負荷電流の歪みに関する信号に相当する電圧(信号)を差動増幅し、差動増幅された電圧信号(差動信号)を複数のアクティブフィルタ41~43のそれぞれに出力する。
 例えば、図6は、差動増幅回路44Dの一例を示す図である。
 図6に示すように、差動増幅回路44Dは、差動増幅器DA11~DA19を含む。
 本例では、差動増幅器DA11~DA19は、それぞれ同じ構成を有する。そのため、図6では、差動増幅器DA14~DA19の詳細構成が省略されている。
 差動増幅器DA11~DA19は、それぞれ、オペアンプと抵抗R1~R4とを含む。本例では、抵抗R1及び抵抗R3は、抵抗値が略等しく構成されると共に、抵抗R2及び抵抗R4は、抵抗値が略等しく構成される。「略」は、例えば、製造上の誤差を許容する意図である。
 差動増幅器DA11~DA19のそれぞれの出力電圧Voutは、プラス入力電圧VIN+、マイナス入力電圧VIN-に対して、以下の式(1)で表される。
  Vout=R2/R1・(VIN+-VIN-)   ・・・(1)
 つまり、差動増幅器DA11~DA19は、それぞれ、プラス入力電圧VIN+とマイナス入力電圧VIN-との差電圧を抵抗R1と抵抗R2との比で増幅した出力電圧Voutを出力することができる。
 差動増幅器DA11は、プラス側に負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30RによるR相線の負荷電流Irの検出信号としての電圧V(Ir)が入力される。そして、差動増幅器DA11は、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir)を出力する。
 基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧は、負荷電流Irの検出信号の正負反転値(-Ir)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Ir)は、負荷電流Irの検出信号の正負反転値に相当する電圧を表す。
 また、基準電位V(r0)と、基準電位V(r0)を基準とする電圧V(Ir)との差電圧では、基準電位V(r0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA11は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA11は、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA12は、プラス側に負荷電流センサ30Sの基準電位V(s0)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30SによるS相線の負荷電流Isの検出信号としての電圧V(Is)が入力される。そして、差動増幅器DA12は、基準電位V(s0)と電圧V(Is)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Is)を出力する。
 基準電位V(s0)と電圧V(Is)との差電圧は、負荷電流Isの検出信号の正負反転値(-Is)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Is)は、負荷電流Isの検出信号の正負反転値に相当する電圧を表す。
 また、基準電位V(s0)と、基準電位V(s0)を基準とする電圧V(Is)との差電圧では、基準電位V(s0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA12は、出力される電圧信号Vd(-Is)に対する負荷電流センサ30Sの基準電位V(s0)の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA12は、基準電位V(s0)と電圧V(Is)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Is)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA13は、プラス側に負荷電流センサ30TによるT相線の負荷電流Itの検出信号としての電圧V(It)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)が入力される。そして、差動増幅器DA13は、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(It)を出力する。
 電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧は、負荷電流Itの検出信号に相当する。そのため、電圧信号Vd(It)は、負荷電流Itの検出信号に相当する電圧を表す。
 また、基準電位V(t0)を基準とする電圧V(It)と、基準電位V(t0)との差電圧では、基準電位V(t0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA13は、出力される電圧信号Vd(It)に対する負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA13は、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA14は、出力側で制御回路412と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ41(制御回路412)の基準電位V_GND1と接続される。差動増幅器DA14は、プラス側に電圧信号Vd(-Ir)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA14は、基準電位V_GND1を基準として、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir-It)を制御回路412に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Ir-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Ir-It)は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号の和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路412は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Ir)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND1の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA14は、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対するアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA14は、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA15は、出力側で制御回路412と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ41(制御回路412)の基準電位V_GND1と接続される。差動増幅器DA15は、プラス側に電圧信号Vd(-Is)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA15は、基準電位V_GND1を基準として、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Is-It)を制御回路412に出力する。
 電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Is-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Is-It)は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路412は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Isと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Is)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND1の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA15は、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対するアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA15は、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA16は、出力側で制御回路422と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ42(制御回路422)の基準電位V_GND2と接続される。差動増幅器DA16は、プラス側に電圧信号Vd(-Ir)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA16は、基準電位V_GND2を基準として、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir-It)を制御回路422に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Ir-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Ir-It)は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路422は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Ir)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND2の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA16は、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対するアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA16は、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA17は、出力側で制御回路422と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ42(制御回路422)の基準電位V_GND2と接続される。差動増幅器DA17は、プラス側に電圧信号Vd(-Is)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA17は、基準電位V_GND2を基準として、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Is-It)を制御回路422に出力する。
 電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Is-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Is-It)は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路422は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Isと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Is)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND2の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA17は、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対するアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA17は、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA18は、出力側で制御回路432と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ43(制御回路432)の基準電位V_GND3と接続される。差動増幅器DA18は、プラス側に電圧信号Vd(-Ir)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA18は、基準電位V_GND3を基準として、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir-It)を制御回路432に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Ir-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Ir-It)は、負荷電流Irの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路432は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Ir)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND3の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA18は、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対するアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA18は、電圧信号Vd(-Ir)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA19は、出力側で制御回路432と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ43(制御回路432)の基準電位V_GND3と接続される。差動増幅器DA19は、プラス側に電圧信号Vd(-Is)が入力され、マイナス側に電圧信号Vd(It)が入力される。そして、差動増幅器DA19は、基準電位V_GND3を基準として、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Is-It)を制御回路432に出力する。
 電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値(-Is-It)に相当する。そのため、電圧信号Vd(-Is-It)は、負荷電流Isの検出信号と負荷電流Itの検出信号との和の正負反転値に相当する電圧を表す。よって、制御回路432は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Isと負荷電流Itとの和を表す信号を取得することができる。
 また、入力される電圧信号Vd(-Is)及び電圧信号Vd(It)は、それぞれがアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND3の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA19は、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対するアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA19は、電圧信号Vd(-Is)と電圧信号Vd(It)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Is-It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 尚、本例(図6)では、差動増幅器DA11は、差動増幅に依らず、負荷電流センサ30Rの検出信号(負荷電流Irの検出信号)に相当する電圧信号を出力可能な他の回路に置換されてもよい。また、差動増幅器DA11は、省略され、負荷電流センサ30Rの検出信号としての電圧V(Ir)が差動増幅器DA14,DA16,DA18に入力されてもよい。同様に、差動増幅器DA12は、差動増幅に依らず、負荷電流センサ30Sの検出信号(負荷電流Isの検出信号)に相当する電圧信号を出力可能な他の回路に置換されてもよい。また、差動増幅器DA12は、省略され、負荷電流センサ30Sの検出信号としての電圧V(Is)が差動増幅器DA15,DA17,DA19に入力されてもよい。同様に、差動増幅器DA13は、差動増幅に依らず、負荷電流センサ30Tの検出信号(負荷電流Itの検出信号)に相当する電圧信号を出力可能な他の回路に置換されてもよい。また、差動増幅器DA13は、省略され、負荷電流センサ30Tの検出信号としての電圧V(It)が差動増幅器DA14~DA19に入力されてもよい。
 また、例えば、図7は、差動増幅回路44Dの他の例を示す図である。
 図7に示すように、差動増幅回路44Dは、差動増幅器DA21~DA26を含む。
 本例では、差動増幅器DA21~DA26は、同じ構成を有する。また、差動増幅器DA21~DA26は、それぞれ、図6の差動増幅器DA11~DA19と同様の構成であってよい。そのため、図7では、差動増幅器DA21~DA26の詳細構成が省略されている。
 差動増幅器DA21は、出力側で制御回路412と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ41(制御回路412)の基準電位V_GND1と接続される。差動増幅器DA21は、プラス側に負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30RによるR相線の負荷電流Irの検出信号としての電圧V(Ir)が入力される。そして、差動増幅器DA21は、基準電位V_GND1を基準として、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir)を制御回路412に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)は、上述の如く、負荷電流Irの検出信号の正負反転値に相当する。そのため、制御回路412は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(r0)と、基準電位V(r0)を基準とする電圧V(Ir)との差電圧では、基準電位V(r0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA21は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される基準電位V(r0)及び電圧V(Ir)は、それぞれがアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND1の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA21は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対するアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA21は、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA22は、出力側で制御回路422と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ42(制御回路422)の基準電位V_GND2と接続される。差動増幅器DA22は、プラス側に負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30RによるR相線の負荷電流Irの検出信号としての電圧V(Ir)が入力される。そして、差動増幅器DA22は、基準電位V_GND2を基準として、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir)を制御回路422に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)は、上述の如く、負荷電流Irの検出信号の正負反転値に相当する。そのため、制御回路422は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(r0)と、基準電位V(r0)を基準とする電圧V(Ir)との差電圧では、基準電位V(r0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA22は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される基準電位V(r0)及び電圧V(Ir)は、それぞれがアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND2の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA22は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対するアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA22は、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA23は、出力側で制御回路432と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ43(制御回路432)の基準電位V_GND3と接続される。差動増幅器DA23は、プラス側に負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)が入力され、マイナス側に負荷電流センサ30RによるR相線の負荷電流Irの検出信号としての電圧V(Ir)が入力される。そして、差動増幅器DA23は、基準電位V_GND3を基準として、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(-Ir)を制御回路432に出力する。
 電圧信号Vd(-Ir)は、上述の如く、負荷電流Irの検出信号の正負反転値に相当する。そのため、制御回路432は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Irを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(r0)と、基準電位V(r0)を基準とする電圧V(Ir)との差電圧では、基準電位V(r0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA23は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する負荷電流センサ30Rの基準電位V(r0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される基準電位V(r0)及び電圧V(Ir)は、それぞれがアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND3の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA23は、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対するアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA23は、基準電位V(r0)と電圧V(Ir)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(-Ir)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA24は、出力側で制御回路412と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ41(制御回路412)の基準電位V_GND1と接続される。差動増幅器DA24は、マイナス側に負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)が入力され、プラス側に負荷電流センサ30TによるT相線の負荷電流Itの検出信号としての電圧V(It)が入力される。そして、差動増幅器DA24は、基準電位V_GND1を基準として、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(It)を制御回路412に出力する。
 電圧信号Vd(It)は、上述の如く、負荷電流Itの検出信号に相当する。そのため、制御回路412は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Itを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(t0)を基準とする電圧V(It)と、基準電位V(t0)との差電圧では、基準電位V(t0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA24は、出力される電圧信号Vd(It)に対する負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される電圧V(It)及び基準電位V(t0)は、それぞれがアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND1の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA24は、出力される電圧信号Vd(It)に対するアクティブフィルタ41の基準電位V_GND1の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA24は、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA25は、出力側で制御回路422と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ42(制御回路422)の基準電位V_GND2と接続される。差動増幅器DA25は、マイナス側に負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)が入力され、プラス側に負荷電流センサ30TによるT相線の負荷電流Itの検出信号としての電圧V(It)が入力される。そして、差動増幅器DA25は、基準電位V_GND2を基準として、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(It)を制御回路422に出力する。
 電圧信号Vd(It)は、上述の如く、負荷電流Itの検出信号に相当する。そのため、制御回路422は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Itを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(t0)を基準とする電圧V(It)と、基準電位V(t0)との差電圧では、基準電位V(t0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA25は、出力される電圧信号Vd(It)に対する負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される電圧V(It)及び基準電位V(t0)は、それぞれがアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND2の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA25は、出力される電圧信号Vd(It)に対するアクティブフィルタ42の基準電位V_GND2の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA25は、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 差動増幅器DA26は、出力側で制御回路432と接続され、その基準電位がアクティブフィルタ43(制御回路432)の基準電位V_GND3と接続される。差動増幅器DA26は、マイナス側に負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)が入力され、プラス側に負荷電流センサ30TによるT相線の負荷電流Itの検出信号としての電圧V(It)が入力される。そして、差動増幅器DA26は、基準電位V_GND3を基準として、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅(即ち、差動増幅)した電圧信号Vd(It)を制御回路432に出力する。
 電圧信号Vd(It)は、上述の如く、負荷電流Itの検出信号に相当する。そのため、制御回路432は、負荷電流の歪みに関する信号として、負荷電流Itを表す信号を取得することができる。
 また、基準電位V(t0)を基準とする電圧V(It)と、基準電位V(t0)との差電圧では、基準電位V(t0)の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。そのため、差動増幅器DA26は、出力される電圧信号Vd(It)に対する負荷電流センサ30Tの基準電位V(t0)の変動の影響を抑制することができる。
 また、入力される電圧V(It)及び基準電位V(t0)は、それぞれがアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3を基準として、差電圧が増幅される。そのため、基準電位V_GND3の変動による同相ノイズ(コモンモードのノイズ)が相殺される。よって、差動増幅器DA26は、出力される電圧信号Vd(It)に対するアクティブフィルタ43の基準電位V_GND3の変動の影響を抑制することができる。更に、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値より大きい場合、差動増幅器DA26は、電圧V(It)と基準電位V(t0)との差電圧を増幅することで、出力される電圧信号Vd(It)に対する他のノイズの影響を抑制することができる。
 尚、差動増幅回路44Dは、計装アンプを含む形で構成されてもよい。
 このように、第5実施形態では、信号伝達部44(差動増幅回路44D)は、負荷電流の歪みに関する信号に相当する電圧を差動増幅して、アクティブフィルタ41~43に取得させることができる。そのため、伝達される信号(負荷電流の歪みに関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。よって、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動によるアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 [他の実施形態]
 次に、他の実施形態について説明する。
 上述の第1実施形態~第5実施形態は、適宜組み合わせられてもよいし、適宜変形や変更が加えられてもよい。
 例えば、第2実施形態の制御回路412,422,432、及び信号伝達部45の機能は、第3実施形態~第5実施形態に適用されてもよい。即ち、第3実施形態~第5実施形態では、第2実施形態と同様、アクティブフィルタ41~43のそれぞれの運転状況に関する信号が駆動装置22に送信されてよい。
 また、例えば、第3実施形態において、追加される信号伝達部45は、信号伝達部44と同様、アクティブフィルタ41~43のそれぞれと無線通信が可能な構成であってよい。これにより、信号伝達部45は、アクティブフィルタ41~43のそれぞれから無線通信を用いて運転状況に関する信号を受信し、駆動装置22に伝達することができる。そのため、伝達される信号(運転状況に関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、信号の受信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。
 また、例えば、第4実施形態において、追加される信号伝達部45は、信号伝達部44と同様に、アクティブフィルタ41~43のそれぞれと光ファイバを通じて光通信が可能な構成であってよい。これにより、信号伝達部45は、アクティブフィルタ41~43のそれぞれから光ファイバを通じて運転状況に関する信号(光信号)を受信し、電気信号に変換した上で、駆動装置22に伝達することができる。そのため、伝達される信号(運転状況に関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。また、信号の受信側でアクティブフィルタ41~43の基準電位同士が接続されることがないため、それぞれの基準電位の変動によりアクティブフィルタ41~43の間に電流が流れるような事態を防止することができる。
 また、例えば、第5実施形態において、追加される信号伝達部45は、信号伝達部44と同様、入力される運転状況に関する信号に相当する電圧を差動増幅して、駆動装置22に出力する構成であってよい。これにより、信号伝達部45は、伝達される信号(運転状況に関する信号)に対する、アクティブフィルタ41~43の基準電位の変動の影響を抑制することができる。
 [作用]
 次に、本実施形態に係る電流歪み抑制装置40の作用について説明する。
 本実施形態では、複数のアクティブフィルタ41~43は、それぞれ、負荷電流センサ30から出力される、交流電源10から負荷装置20に供給される負荷電流の歪みに関する検出信号に基づき、負荷電流の歪みを抑制する。そして、信号伝達部44は、負荷電流センサ30から出力される検出信号に基づき、複数のアクティブフィルタ41~43の基準電位の変動によるその動作への影響を抑制するように、負荷電流の歪みに関する信号を複数のアクティブフィルタ41~43に取得させる。
 例えば、信号伝達部44は、負荷電流の歪みに関する検出信号に基づく負荷電流の歪みに関する信号を電気的に絶縁して、複数のアクティブフィルタ41~43に取得させてよい(第1実施形態、第2実施形態参照)。
 また、例えば、信号伝達部44は、負荷電流の歪みに関する検出信号に基づく負荷電流の歪みに関する信号を複数のアクティブフィルタ41~43に無線通信を用いて送信してよい。具体的には、信号伝達部44は、信号絶縁部44Aの内部で、無線通信を用いて負荷電流の歪みに関する信号を送信する(受け渡す)ことにより、負荷電流の歪みに関する信号を電気的に絶縁して、複数のアクティブフィルタ41~43に取得させてよい(第1実施形態、第2実施形態参照)。また、信号伝達部44は、無線送信回路44Bによる無線通信を用いて、負荷電流の歪みに関する信号を複数のアクティブフィルタ41~43に直接送信してもよい(第3実施形態参照)。
 また、例えば、信号伝達部44は、負荷電流の歪みに関する検出信号に基づく負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して複数のアクティブフィルタ41~43に送信してよい。具体的には、信号伝達部44は、信号絶縁部44Aの内部で、負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して送信する(受け渡す)ことにより、負荷電流の歪みに関する信号を電気的に絶縁して、複数のアクティブフィルタ41~43に取得させてよい(第1実施形態、第2実施形態参照)。また、信号伝達部44は、光変換回路44Cで負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して、複数のアクティブフィルタ41~43に直接送信してもよい(第4実施形態参照)。
 また、例えば、信号伝達部44は、負荷電流の歪みに関する検出信号に基づく負荷電流の歪みに関する信号に相当する電圧を差動増幅して、複数のアクティブフィルタ41~43に取得させてよい。
 これにより、複数のアクティブフィルタ41~43のそれぞれの基準電位の変動による複数のアクティブフィルタ41~43の動作への影響を抑制することができる。
 [変形・変更]
 以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変形・変更が可能なことが理解されるであろう。
 例えば、上述の実施形態において、信号伝達部44からアクティブフィルタ41~43のそれぞれに伝達される、負荷電流の歪みに関する信号は、負荷電流の歪みを抑制するための補償電流に関する信号を含んでもよい。補償電流に関する信号は、例えば、交流電源10と負荷装置20との間の電流経路の電流の歪み(例えば、高調波成分)を抑制(相殺)するのに必要な補償電流を表す信号であってよい。また、補償電流に関する信号は、例えば、補償電流における抑制対象の高調波成分の次数ごとの補償電流の空間ベクトル(補正ベクトル)を表す信号であってもよい。また、補償電流に関する信号は、例えば,補償電流における抑制対象の高調波成分の次数ごとの位相及び振幅のそれぞれに関する信号であってもよい。
 最後に、本願は、2020年8月3日に出願した日本国特許出願2020-131882号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願の全内容を本願に参照により援用する。
 1 駆動システム
 10 交流電源
 20 負荷装置
 30 負荷電流センサ(検出部)
 40 電流歪み抑制装置
 41,42,43 アクティブフィルタ(電流歪み抑制部)
 44 信号伝達部(基準電位変動影響抑制部)
 44A 信号絶縁部
 44B 無線送信回路
 44C 光変換回路
 44D 差動増幅回路
 45 信号伝達部
 45A 信号絶縁部

Claims (6)

  1.  所定の検出部から出力される、交流電源から所定の負荷装置に供給される負荷電流の歪みに関する検出信号に基づき、前記負荷電流の歪みを抑制する複数の電流歪み抑制部と、
     前記所定の検出部から出力される前記検出信号に基づき、前記複数の電流歪み抑制部の基準電位の変動による影響を抑制するように、前記負荷電流の歪みに関する信号を前記複数の電流歪み抑制部に取得させる基準電位変動影響抑制部と、を備える、
     電流歪み抑制装置。
  2.  前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を電気的に絶縁して、前記複数の電流歪み抑制部に取得させる、
     請求項1に記載の電流歪み抑制装置。
  3.  前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を前記複数の電流歪み抑制部に無線通信を用いて送信する、
     請求項1又は2に記載の電流歪み抑制装置。
  4.  前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号を光信号に変換して前記複数の電流歪み抑制部に送信する、
     請求項1又は2に記載の電流歪み抑制装置。
  5.  前記基準電位変動影響抑制部は、前記検出信号に基づく前記負荷電流の歪みに関する信号に相当する電圧を差動増幅して、前記複数の電流歪み抑制部に取得させる、
     請求項1に記載の電流歪み抑制装置。
  6.  前記負荷電流の歪みに関する信号は、前記負荷電流を表す信号、前記負荷電流の相間の和若しくは差を表す信号、前記負荷電流の歪み成分に関する信号、又は前記負荷電流の歪みを抑制するための補償電流に関する信号である、
     請求項1乃至5の何れか一項に記載の電流歪み抑制装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000354361A (ja) * 1999-06-10 2000-12-19 Meidensha Corp アクティブフィルタ
WO2018142543A1 (ja) * 2017-02-02 2018-08-09 三菱電機株式会社 高調波抑制装置および高調波抑制システム
JP2019022439A (ja) * 2017-07-18 2019-02-07 ダイキン工業株式会社 アクティブフィルタシステム、空気調和装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000354361A (ja) * 1999-06-10 2000-12-19 Meidensha Corp アクティブフィルタ
WO2018142543A1 (ja) * 2017-02-02 2018-08-09 三菱電機株式会社 高調波抑制装置および高調波抑制システム
JP2019022439A (ja) * 2017-07-18 2019-02-07 ダイキン工業株式会社 アクティブフィルタシステム、空気調和装置

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