WO2022003886A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2022003886A1
WO2022003886A1 PCT/JP2020/025942 JP2020025942W WO2022003886A1 WO 2022003886 A1 WO2022003886 A1 WO 2022003886A1 JP 2020025942 W JP2020025942 W JP 2020025942W WO 2022003886 A1 WO2022003886 A1 WO 2022003886A1
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WO
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motor
value
phase
voltage
dead time
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PCT/JP2020/025942
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English (en)
French (fr)
Inventor
宰 桝村
裕一 清水
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control device that identifies a motor parameter and an inverter parameter.
  • the permanent magnet synchronous motor improves the control performance and reduces the power loss during operation by vector control.
  • the motor voltage equation representing the relationship between the dq-axis current and the dq-axis voltage in vector control is configured with the armature winding resistance, inductance, and induced voltage constant of the permanent magnet synchronous motor as parameters.
  • the dead time decrease voltage the voltage that decreases due to the dead time.
  • This dead time reduction voltage is added in advance to the voltage command value according to the direction (signature) of each phase motor current to compensate.
  • this compensation voltage is referred to as a dead time compensation voltage.
  • the dead time reduction voltage is an actual parameter.
  • the dead time compensation voltage is a parameter used in the controller.
  • the dead time reduction voltage Since the dead time varies depending on the individual characteristics of the hardware such as the switching element and the component of the control circuit, the dead time reduction voltage also varies. Therefore, even if the dead time compensation voltage is set to a specific value and compensation is performed, it is not possible to compensate for the variation in the dead time reduction voltage. That is, an error occurs between the dead time compensation voltage, which is a parameter used in the controller, and the dead time reduction voltage, which is an actual parameter. As a result, there is a difference between the voltage command value and the actual motor applied voltage. Here, this difference is referred to as an output voltage error.
  • the output voltage error is non-linear with respect to the direction of the output current when viewed from the control device that controls the motor. Therefore, the output voltage error distorts the output current and deteriorates the control characteristics, and as a result, torque ripple occurs, and the noise and vibration of the motor also increase. It also increases power loss.
  • the motor control device described in Patent Document 1 measures a voltage command when the motor is stopped.
  • the motor control device controls the switching element so as to flow a constant direct current at at least two switching frequencies, and obtains an on-delay compensation value.
  • the two switching frequencies will be referred to as a first switching frequency and a second switching frequency.
  • the first switching frequency is a switching frequency that is greatly affected by dead time.
  • the second switching frequency is a switching frequency that is less affected by dead time.
  • the on-delay compensation value is obtained based on the difference between the voltage command at the first switching frequency and the voltage command at the second switching frequency. According to this method, the on-delay compensation value can be obtained without being affected by the error of the motor resistance.
  • the motor parameters used in the controller may have an error with respect to the actual parameters.
  • a technique for identifying motor parameters when a permanent magnet synchronous motor is stopped has been proposed (see, for example, Patent Document 2).
  • the dead time is set based on the map storage means representing the voltage between both ends of the switching element of the inverter during driving, the passing current during driving, the temperature, and the single turn-off delay time characteristic. to correct.
  • the dead time is sufficiently shortened and optimized while ensuring the durability, and the output conversion function is improved.
  • the dead time is corrected by the actual turn-off delay time measured by the delay time acquisition means and the turn-off delay time stored in the map storage means.
  • Japanese Patent No. 3329831 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2018-186640 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-14204
  • any one of two phases (UV phase, VW phase, and WU phase) is used.
  • the on-delay compensation value is calculated using the current control output acquired at that time.
  • the stop position of the rotor of the AC motor which can calculate the on-delay compensation value, is limited to the position where the DC current flows between the two phases, and is not an arbitrary position.
  • This disclosure is made to solve such a problem, and it is possible to identify both the motor parameter and the inverter parameter, and to avoid a decrease in the responsiveness of the motor and a step-out of the motor.
  • the purpose is to obtain a control device.
  • the motor control device includes a current detection unit that detects a motor current flowing through a three-phase armature winding of a motor, a target rotation angular velocity input from the outside, and the motor current detected by the current detection unit.
  • a vector controller that generates a voltage command value based on the above and controls the actual rotation angle speed of the motor, and a power conversion that supplies power to the motor according to the voltage command value generated by the vector controller. It comprises an instrument and an appraiser that identifies the motor parameters of the motor and the inverter parameters of the power converter, the appraiser with the motor currents of at least two of the three phases as the first value.
  • the command value and the motor current detected by the current detection unit are acquired, and the motor parameter and the inverter parameter are obtained based on the voltage command value and the motor current.
  • the motor control device it is possible to identify both the motor parameter and the inverter parameter, and it is possible to avoid a decrease in the responsiveness of the motor and a step-out.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the relationship between a three-phase dead time reduction voltage and a motor current. It is a flowchart of the automatic measurement processing of the motor parameter and the inverter parameter in the identifyr of the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the relationship between the d-axis phase and the motor current of three phases. The magnitude (absolute value) of the dead time reduction voltage at each phase motor current value Iu_1 (> 0), Iv_1 (> 0) and Iw_1 ( ⁇ 0) when fixing the rotor 10 is the same. It is a figure which shows.
  • each phase motor current Iu_1, Iv_1 and Iw_1 when positioning the rotor 10 Is a diagram showing that is in the saturated region. It is a table showing the positive and negative of the motor current and the value of the three-phase dead time reduction voltage at that time in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. ..
  • the calculation formula for calculating the d-axis dead time reduction voltage and the q-axis dead time reduction voltage in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. 4 is shown. It is a table.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the magnitude ⁇ Vc of the dead time reduction voltage in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. It is a table which shows the calculation formula for identifying. Calculation formula for identifying the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. It is a table showing. It is a table which shows the calculation formula for identifying the U phase dead time reduction voltage ⁇ Vu_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG.
  • FIG. It is a figure which shows the case where the "relationship between a motor current (U phase, V phase, W phase) and a dead time reduction voltage" does not completely match all three phases in all regions.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a motor control device 100 according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the control target of the motor control device 100 is the permanent magnet synchronous motor 101.
  • FIG. 20 is a cross-sectional view showing an example of the configuration of a permanent magnet synchronous motor 101 controlled by the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • the permanent magnet synchronous motor 101 is, for example, a three-phase AC motor having a stator 1 and a rotor 10.
  • the stator 1 has a tubular stator core 2, one or more teeth 3 provided on the inner peripheral surface of the stator core 2, and an armature winding 4 wound around the teeth 3. There is.
  • the teeth 3 are arranged at intervals in the circumferential direction.
  • the armature winding 4 constitutes a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase coil of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the rotor 10 is rotatably arranged inside the stator 1.
  • the rotor 10 has a rotor core 11 and one or more permanent magnets 12 embedded in the rotor core 11.
  • the permanent magnets 12 are arranged so that the north pole and the south pole alternate in the circumferential direction.
  • the notations "N" and "S” shown in FIG. 20 indicate the magnetic poles generated on the outer peripheral surface of the rotor 10.
  • FIG. 20 shows only an example of the permanent magnet synchronous motor 101, and the present invention is not limited to this. That is, the number of permanent magnets 12 and the number of teeth 3 are appropriately set to arbitrary values. Further, the shapes of the stator 1, the rotor 10, the teeth 3, and the like, and the arrangement of the armature winding 4 and the permanent magnet 12 can be arbitrarily changed.
  • the motor control device 100 includes a current sensor 102, a three-phase / dq converter 104, an estimator 105, a speed controller 106, a current controller 107, and a dq / three-phase converter. It includes 108, a power converter 109, and an identifier 110.
  • the three-phase / dq converter 104, the estimator 105, the speed controller 106, the current controller 107, and the dq / three-phase converter 108 are the actual rotation angular velocities and outputs of the permanent magnet synchronous motor 101. It constitutes a vector controller 120 that controls the torque. Further, the vector controller 120 and the identifyr 110 constitute a controller 130.
  • the hardware configuration of the vector controller 120 and the identifyr 110 will be briefly described.
  • Each function of the vector controller 120 and each function of the identifyr 110 are realized by a processing circuit.
  • the processing circuit may be dedicated hardware or a processor that executes a program stored in memory.
  • the processing circuit is realized by, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, or a combination thereof.
  • the processing circuit is a processor, the processing circuit is realized by software, firmware, or a combination thereof.
  • Software and firmware are written as programs and stored in memory. The processing circuit realizes the functions of each part by reading and executing the program stored in the memory.
  • the current sensor 102 constitutes a current detection unit.
  • the current sensor 102 includes three current sensors 102a, 102b and 102c.
  • the current sensors 102a, 102b and 102c detect the armature current flowing through the three-phase armature winding 4 (see FIGS. 20 and 21) of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the current sensor 102a detects the armature current Iu flowing through the armature winding 4 of the U phase of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the current sensor 102b detects the armature current Iv flowing through the armature winding 4 of the V phase of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the current sensor 102c detects the armature current Iw flowing through the armature winding 4 of the W phase of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the armature currents Iu, Iv and Iw will be collectively referred to as three-phase motor currents Iu, Iv and Iw.
  • motor current Iu When each phase is called separately, it is referred to as a motor current Iu, a motor current Iv, and a motor current Iw.
  • the three-phase / dq converter 104 converts the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw obtained by the current sensors 102a, 102b and 102c into the d-axis current Id and the q-axis current Iq on the dq coordinates.
  • the target rotation angular velocity ⁇ * is input to the speed controller 106 from the outside.
  • the speed controller 106 generates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * on the dq coordinates based on the difference between the target rotation angular velocity ⁇ * and the actual rotation angular velocity ⁇ .
  • the field direction of the rotor 10 of the permanent magnet synchronous motor 101 is the d-axis, that is, the field axis
  • the direction orthogonal to the d-axis is the q-axis. If the actual rotational angular velocity ⁇ can be obtained by measurement, that value may be used.
  • the estimated value ⁇ est of the actual rotation angular velocity ⁇ output from the estimator 105 is used as the actual rotation angular velocity ⁇ .
  • the estimated value ⁇ est of the actual rotational angular velocity ⁇ will be described later.
  • the current controller 107 has a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command based on the deviation between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. Generate the value Vq *.
  • the dq / three-phase converter 108 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw * .
  • the voltage command values Vu ** after dead time compensation in which the three-phase dead time compensation voltages Vucomp, Vvcomp and Vwcomp are added to the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw * , Vv ** and Vw ** are input.
  • the power converter 109 permanently magnetizes the three-phase voltages Vu, Vv and Vw obtained by subtracting the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw from the voltage command values Vu ** , Vv ** and Vw **. Output to the motor 101.
  • the power converter 109 is composed of a switching circuit.
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of the configuration of the power converter 109 in the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • the power converter 109 has a plurality of switching elements 20 and 21, and the on / off operation of the switching elements 20 and 21 causes a three-phase voltage of U-phase, V-phase, and W-phase. Outputs Vu, Vv and Vw.
  • a switching element 20 on the upper arm and a switching element 21 on the lower arm are provided for each of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the switching element 20 of the upper arm and the switching element 21 of the lower arm are connected in series.
  • connection point 22 between the switching element 20 of the upper arm and the switching element 21 of the lower arm is connected to the armature winding 4 of each phase of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • a semiconductor switching element such as an IGBT is used for each switching element 20 and 21.
  • a freewheeling diode 25 is connected in antiparallel to each of the switching elements 20 and 21.
  • the power converter 109 is connected to the power supply 30. Further, the capacitor 31 is connected in parallel with the power converter 109. The capacitor 31 suppresses the current fluctuation generated by the switching operation between the power supply 30 and the power converter 109.
  • the power supply 30 is composed of a DC power supply.
  • the power converter 109 receives a drive signal from the control application connected to the gate 23 of each of the switching elements 20 and 21.
  • the drive signal is a PWM pattern including an on signal and an off signal.
  • the control application is executed by, for example, a microcomputer.
  • the power converter 109 converts the DC voltage applied by the power supply 30 into three-phase voltages Vu, Vv and Vw by turning on and off the plurality of switching elements 20 and 21 according to the drive signal.
  • the three-phase voltages Vu, Vv and Vw are output to the permanent magnet synchronous motor 101. In this way, the power converter 109 drives the permanent magnet synchronous motor 101 to be controlled.
  • the microcomputer is equipped with a peripheral circuit unit for driving the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the power converter 109 converts the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw obtained by the three current sensors 102a, 102b, and 102c into digital signals by using the AD conversion unit, which is one of the peripheral circuit units thereof. Then, feedback control is performed.
  • a voltage type inverter is used for the power converter 109.
  • the voltage type inverter is a device that switches the DC voltage supplied from the power supply 30 and converts it into an AC voltage.
  • the power converter 109 is not limited to the voltage type inverter as long as it can output the AC power for driving the permanent magnet synchronous motor 101, and the current type inverter and the AC power have different amplitudes and frequencies. It may be a circuit such as a matrix converter that converts to, or a multi-level converter in which the outputs of a plurality of converters are connected in series or in parallel.
  • the classifier 110 shown in FIG. 1 holds motor voltage information described later, which defines the relationship between the actual voltage of the permanent magnet synchronous motor 101, the motor current, and the armature winding resistance.
  • the actual voltage is, for example, a three-phase voltage Vu, Vv and Vw, or a dq axis voltage Vd and Vq.
  • the motor voltage information held by the identifier 110 defines the relationship between the dq-axis voltage, the dq-axis current, and the armature winding resistance of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the motor voltage information is stored in advance in, for example, a memory.
  • the classifier 110 identifies the armature winding resistance of the armature winding 4 of the permanent magnet synchronous motor 101 and the dead time reduction voltage. When identifying, the classifier 110 first controls the phase currents of at least two of the three phases to the first value and the second value, respectively, to rotate the permanent magnet synchronous motor 101. The child 10 is stopped at a preset first position. The classifier 110 acquires the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * generated by the current controller 107 in a state where the rotor 10 is stopped at its first position.
  • the identifier 110 acquires the d-axis current Id and the q-axis current Iq converted into dq coordinates by the three-phase / dq converter 104.
  • the d-axis current Id and the q-axis current Iq are three-phase / dq conversions of the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw detected by the current sensor 102.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp are added to the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *.
  • the identifier 110 utilizes this to perform the following processing. That is, the classifier 110 uses the d-axis voltage command value Vd *, the q-axis voltage command value Vq * , the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the motor voltage information to wind the armature of the armature winding 4.
  • the linear resistance Ra, the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd, and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq are obtained. The details of the operation of the identifyr 110 will be described later.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp on the dq coordinates are three-phase / dq conversions of the three-phase dead time compensation voltages Vucomp, Vvcomp, and Vwcomp.
  • the motor voltage information is, for example, the motor voltage equation represented by the equation (1) described later, or the equations (2) to (25) described later derived by modifying the motor voltage equation. Includes at least one. Further, the motor voltage information may include at least one of the values and calculation formulas shown in FIGS. 7 to 13 and 17 to 19, which will be described later. Further, the numerical data obtained by the motor voltage equation and the above calculation formula or the numerical data obtained by the measurement may be stored in advance in a memory as a data table, and the data table may be used as the motor voltage information. .. Further, the values and calculation formulas shown in FIGS. 7 to 13 and 17 to 19 which will be described later may be stored in the memory in advance as a data table, and the data table may be used as the motor voltage information.
  • the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are input to the estimator 105 from the current controller 107. Further, the d-axis current Id and the q-axis current Iq are input to the estimator 105 from the three-phase / dq converter 104.
  • the estimator 105 estimates the actual rotation angle speed ⁇ of the permanent magnet synchronous motor 101 based on the input d-axis voltage command values Vd * and q-axis voltage command values Vq * and the d-axis current Id and q-axis current Iq. Find the value ⁇ est and the position.
  • the estimated value ⁇ est of the actual rotation angular velocity ⁇ is input to the speed controller 106. Further, the position is converted into a position (electric angle) (d-axis phase) and input to the dq / three-phase converter 108 and the three-phase / dq converter 104.
  • the vector controller 120 performs so-called sensorless vector control.
  • sensorless control the position of the rotor 10 and the actual rotation angular velocity ⁇ are used by using the current and voltage on the dq coordinate and the parameters of the permanent magnet synchronous motor 101 without using a position sensor such as a Hall element.
  • the dq axis may be referred to as the ⁇ axis, but in the following description of the first embodiment, the notation of the dq axis and the notation of the ⁇ axis are used without distinction. ..
  • the vector controller 120 includes a three-phase / dq converter 104, an estimator 105, a speed controller 106, a current controller 107, and a dq / three-phase converter 108. ..
  • the difference between the target rotation angular velocity ⁇ * input from the outside and the estimated value ⁇ est of the actual rotation angular velocity ⁇ estimated by the estimator 105 is input to the speed controller 106.
  • the speed controller 106 generates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq *, respectively, based on the difference.
  • the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw obtained by the current sensors 102a, 102b and 102c are input to the three-phase / dq converter 104.
  • the three-phase / dq converter 104 converts the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw into d-axis currents Id and q-axis currents Iq.
  • the deviation between the d-axis current Id and the d-axis current command value Id * and the deviation between the q-axis current Iq and the q-axis current command value Iq * are input to the current controller 107.
  • the current controller 107 generates a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * based on those deviations.
  • the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are input to the dq / three-phase converter 108.
  • the dq / three-phase converter 108 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw * .
  • the power converter 109 has voltage commands Vu ** , Vv * after dead time compensation, which are obtained by adding the three-phase dead time compensation voltages Vucomp, Vvcomp and Vwcomp to the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw *. * And Vw ** are entered.
  • the power converter 109 generates three-phase voltages Vu, Vv and Vw obtained by subtracting the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw from the voltage commands Vu ** , Vv ** and Vw **, respectively.
  • the generated three-phase voltages Vu, Vv and Vw are output to the permanent magnet synchronous motor 101. In this way, the permanent magnet synchronous motor 101 is controlled so that the actual rotation angular velocity ⁇ follows the target rotation angular velocity ⁇ *.
  • the switching circuit is configured by connecting the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm in series. Therefore, when the switching elements of the upper and lower arms are turned on at the same time, the switching elements of the upper and lower arms are short-circuited and the switching elements are destroyed. In order to prevent this short circuit, a period is provided in which the switching elements of the upper and lower arms are turned off when the switching elements are switched on and off. This period is called a dead time td (tdu, tdb, tdw).
  • the output voltage decreases due to this dead time, a voltage lower than the voltage command value by the dead time is applied to the motor, and a difference occurs between the voltage command value and the actual motor applied voltage.
  • the voltage reduced by this dead time is the dead time reduction voltage.
  • Equation (100) shows the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw.
  • ⁇ Vu Vdc ⁇ tdu ⁇ fsw ⁇ sign (Iu)
  • ⁇ Vv Vdc ⁇ tdb ⁇ fsw ⁇ sign (Iv) (100)
  • ⁇ Vw Vdc ⁇ tdw ⁇ fsw ⁇ sign (Iw)
  • Vdc is the inverter DC bus voltage
  • fsw is the carrier frequency
  • tdu, tdb, and tdw are the dead times of each phase, and the case where the motor current flows from the inverter to the motor is assumed to be in the positive direction (+ sign). ing.
  • Vdc ⁇ tdu ⁇ fsw in the equation (100) is the magnitude of the dead time reduction voltage ⁇ Vu.
  • This decrease "Vdc x tdu x fsw” is reduced from the voltage command Vu ** after dead time compensation according to the direction (signature) of the U-phase motor current. That is, if the motor current is positive, + Vdc ⁇ tdu ⁇ fsw, and if it is negative, ⁇ Vdc ⁇ tdu ⁇ fsw is subtracted from the voltage command Vu ** after the dead time compensation.
  • Non-Patent Document 1 Non-Patent Document 1: Jun Kudo, Kihiko Noguchi, Manabu Kawakami, Koichi Sano, "Mathematical model error of IPM motor control system and its compensation”. Law ”, Semiconductor Power Conversion Study Group, January 2008, SPC-08-25).
  • the voltage corresponding to the dead time reduction voltage ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw is set as the dead time compensation voltage Vucomp, Vvcomp and Vwcomp according to the direction (signature) of each phase motor current, and the voltage command value Vu * , Compensate by adding in advance to Vv * and Vw *.
  • the dead time reduction voltage is an actual parameter.
  • the dead time compensation voltage is a parameter used in the controller 130.
  • Vucomp Vdc x tducomp x fsw x sign (Iu)
  • Vvcomp Vdc ⁇ tdbcomp ⁇ fsw ⁇ sign (Iv)
  • Vwcomp Vdc x dtwcomp x fsw x sign (Iw)
  • tducomp, tdbcomp, and tdwcomp are dead time compensation amounts for each phase.
  • tducomp, tdbcomp, and tdwcomp are dead time compensation amounts for each phase.
  • tducomp, tdvcomp, tdwcomp it is optimal to set the dead time td (tdu, tdb, tdw).
  • the dead time compensation amount tdcomp (tducomp, tdbcomp, dtwcomp) considering the direction in which the motor current I (Iu, Iv, Iw) flows is added to the time Ton of the on signal input from the control application.
  • the dead time may be compensated as follows. T'on ⁇ Ton + tdcomp ⁇ sign (I) (102)
  • T'on ⁇ Ton + tdcomp ⁇ sign (I) 102)
  • the dead time td controls the time from the input of the on signal to the switching element to the actual on, ton, the time from the input of the off signal to the actual off, and the switching element of the upper and lower arms.
  • the dead time time tdead be the time when the drive signal input from the application is off at the same time.
  • td tdead + ton-toff Will be. Since these tdead, ton, and ton times fluctuate or vary depending on the individual characteristics of hardware such as switching elements and control circuit components, td also fluctuates or varies. Therefore, if a certain specification value is used as the dead time compensation voltage, an error may occur between the dead time compensation voltage and the dead time reduction voltage. That is, an error occurs between the parameter used in the controller 130 and the actual parameter. As a result, an output voltage error occurs between the voltage command value and the actual motor applied voltage.
  • the output voltage error is non-linear with respect to the direction of the output current and the like when viewed from the control device that controls the motor. Therefore, the output voltage error distorts the output current and deteriorates the control characteristics, and as a result, torque ripple occurs, and the noise and vibration of the motor also increase. It also increases power loss.
  • the dead time reduction voltage ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw are identified, and the identification result is used as the dead time compensation voltage Vucomp, Vvcomp and Vwcomp to make the output voltage error zero or within the allowable range.
  • the technology to do is mentioned.
  • the magnitude of the dead time reduction voltage depends only on the inverter DC bus voltage, the carrier frequency, and the dead time.
  • Dead time errors include predictable fluctuations and unpredictable variations.
  • the fluctuations that can be predicted include the fluctuations predicted from the current of each phase motor, the voltage across the driving of the switching element, and the temperature.
  • Unpredictable variations include variations due to individual characteristics of hardware such as switching elements and control circuit components.
  • the identifier 110 holds in advance the relationship between each phase motor current, the voltage across the driving of the switching element, and the temperature and each phase dead time reduction voltage ⁇ Vu, ⁇ Vv, ⁇ Vw. It is necessary to keep it. In that case, the identifier 110 reads these relationships stored in the memory and, based on the actual motor current, the voltage across the drive of the switching element, and the temperature, the dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv, ⁇ Vw can be identified. In order to retain these relationships in memory in advance, it is necessary to measure these relationships in advance. However, the trouble of the measurement becomes a burden on the user. For the method of identifying the dead time by holding these relationships in the memory, refer to, for example, Patent Document 3.
  • Dead time error varies.
  • expensive parts such as photocouplers are used as hardware, or each phase motor current and switching element are driven for each power converter. It is necessary to measure the voltage across the ends and the relationship between the temperature and the dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv, and ⁇ Vw of each phase and store them in the memory in advance. The measurement requires the number of power converters, which is a considerable burden on the user.
  • the identifyr 110 performs identification without measuring the dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv, and ⁇ Vw in advance.
  • the identification method will be described below.
  • by performing the identification it becomes possible to deal with the fluctuation amount and the variation amount of the dead time error. As a result, the burden on the user is eliminated.
  • FIG. 3 is a flowchart of automatic measurement processing of motor parameters and inverter parameters in the identifyr 110 of the motor control device 100 according to the first embodiment. 4 to 13 will be described later.
  • the process of FIG. 3 is performed by the identifier 110 as an application for obtaining the motor parameters of the permanent magnet synchronous motor 101 and the inverter parameters of the power converter 109.
  • the process of FIG. 3 can be performed when a start command for the permanent magnet synchronous motor 101 is given.
  • the motor control device 100 can drive the permanent magnet synchronous motor 101 by using the motor parameters and the inverter parameters obtained in the process of FIG.
  • the motor parameter identified by the process of FIG. 3 is the armature winding resistance Ra of the armature winding 4, and the inverter parameters are the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1.
  • the inverter parameters are not limited to this, and may be, for example, a d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and a q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1.
  • the rotor 10 is rotated to a preset first position by controlling the dq axis current in steps S100 and S101. Perform the positioning operation to fix and fix. The positioning operation is performed in order to acquire the voltage command value required for the identification of the motor parameter and the identification of the inverter parameter while the rotor 10 of the permanent magnet synchronous motor 101 is stationary.
  • step S100 in order to position the rotor 10, a current command is given to the dq axis of the rotating coordinate system of the permanent magnet synchronous motor 101, and the rotating coordinates.
  • the position (d-axis phase) ⁇ e with respect to the reference position of the system is given.
  • a preset DC value Id * _1 is set for the d-axis current command value which is the field axis
  • ⁇ _1 is set as the d-axis phase.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the d-axis phase ⁇ e and the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw.
  • the horizontal axis indicates the d-axis phase ⁇ e
  • the vertical axis indicates the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw.
  • the solid line indicates the U-phase motor current Iu
  • the broken line indicates the V-phase motor current Iv
  • the dotted line indicates the W-phase motor current Iw.
  • the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw are sinusoidal waves that are 120 ° out of phase with each other.
  • step S100 the classifier 110 has a phase within the range indicated by the six arrows (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG.
  • the d-axis phase ⁇ _1 is set.
  • step S101 the convergence of the d-axis current is completed, and the positioning of the rotor 10 is completed.
  • step S102 the identifier 110 acquires the d-axis voltage command value Vd * _1 and the q-axis voltage command value Vq * _1 from the current controller 107, and is on the dq coordinates from the three-phase / dq converter 104.
  • the d-axis current Id_1 and the q-axis current Iq_1 are acquired.
  • the d-axis current command value Id * _1 and the q-axis current command value Iq * _1 may be acquired from the speed controller 106.
  • step S102 When the sampling of the d-axis voltage command value Vd * _1 and the q-axis voltage command value Vq * _1 in step S102 and the d-axis current Id_1 and the q-axis current Iq_1 is completed, the process of the classifier 110 proceeds to step S103.
  • step S103 the identifyr 110 starts identifying the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1. Then, in step S104, the identifyr 110 calculates the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1.
  • Equation (1) the motor voltage equation of a permanent magnet synchronous motor is given by the following equation (1).
  • Ra is the armature winding resistance of the armature winding 4
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • ⁇ e is the actual rotation angular velocity (electric angle)
  • ⁇ a is the magnetic flux chain due to the permanent magnet 12.
  • the armature and p represent the differential operator.
  • the d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq on the dq coordinates on the left side of the equation (1) are three-phase voltages Vu, Vv, and Vw converted to three-phase / dq.
  • the three-phase dead time compensation voltages Vucomp, Vvcomp and Vwcomp are added to the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw *, and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu and ⁇ Vv. And ⁇ Vw are subtracted.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp on the dq coordinates are three-phase / dq conversions of the three-phase dead time compensation voltages Vucomp, Vvcomp and Vwcomp.
  • the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq on the dq coordinates are three-phase / dq conversions of the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp are added to the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * on the dq coordinates. It is added and the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq are subtracted, and can be expressed as the following equations (2) and (3), respectively.
  • the dead time compensation voltage is ⁇ Vdcomp_1 and ⁇ Vqcomp_1
  • the dead time reduction voltage is ⁇ Vd_1 and ⁇ Vq_1
  • the equations (2) and (3) are used.
  • the actual motor applied voltages Vd_1 and Vq_1 can be expressed as equations (4) and (5), respectively.
  • the actual motor applied voltages Vd_1 and Vq_1 on the dq coordinates are the three-phase / dq-converted three-phase voltages Vu_1, Vv_1, and Vw_1 actually applied to the motor 101 at the time of the first sampling.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp_1 and the q-axis deadtime compensation voltage Vqcomp_1 on the dq coordinates are three-phase / dq-converted three-phase deadtime compensation voltages Vucomp_1, Vvcomp_1, and Vwcomp_1 at the time of the first sampling.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and the motor currents Iu, Iv, and Iw when the voltage across the switching element and the temperature are constant.
  • the horizontal axis shows the motor currents Iu, Iv and Iw, and the vertical axis shows the three-phase dead time reduction voltage. Since the characteristics of the dead time reduction voltage of the three phases are basically the same, FIG. 2 shows only one of the three phases.
  • the dead time reduction voltage when the motor currents Iu, Iv and Iw are negative values is the same as the dead time reduction voltage when the motor currents Iu, Iv and Iw are positive values. And the sign becomes a negative value.
  • the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and the motor current has different characteristics depending on whether the magnitude (absolute value) of the motor current is equal to or less than the threshold value Is.
  • the dead time reduction voltage When the magnitude of the motor current is less than the threshold value Is, the dead time reduction voltage is monotonically increasing. On the other hand, when the magnitude of the motor current is equal to or greater than the threshold value Is, the dead time reduction voltage becomes almost constant.
  • the first region where the motor current value is greater than or equal to the threshold value Is and the second region where the motor current value is equal to or less than the threshold value ⁇ Ith are defined as saturation regions, and the motor current value is larger than the threshold value ⁇ Ith and smaller than the threshold value Is.
  • the third region is defined as an unsaturated region.
  • the threshold value It and the threshold value-Ith are values that are appropriately determined in advance by measurement by an experiment or the like.
  • the reason why the relationship between the dead time decrease voltage and the motor current becomes such is that when the magnitude of the motor current is less than the threshold value Is, the dead times tdu, tdb, and tdw are monotonically increasing with respect to the magnitude of the motor current. On the other hand, when the magnitude of the motor current is equal to or greater than the threshold value Is, the dead times tdu, tdb, and tdw are almost constant.
  • monotonous increase means that the value on the vertical axis continuously increases as the value on the horizontal axis increases. At this time, the rate of increase does not have to be constant.
  • the monotonous increase means that the dead time decrease voltage continuously increases as the value of the motor current increases.
  • the term "monotonically increasing" is used with the same meaning.
  • each phase motor current when positioning the rotor 10 in steps S100 to 102 satisfies the following condition 1.
  • the d-axis phase ⁇ _1 at the time of positioning is (1), (3), (5), (7) in FIG. ), (9) and (11) are within the range indicated by the six arrows.
  • Condition 1 will be described with a concrete example.
  • the values of the motor currents of each phase when fixing the rotor 10 are Iu_1, Iv_1, and Iw_1, and these motor currents satisfy the condition 1, the magnitude of the dead time reduction voltage is the same, and the magnitude thereof is ⁇ Vc. (> 0).
  • FIG. 1 The dead time reduction voltage at the motor currents Iu_1 and Iv_1 is ⁇ Vc, and the dead time reduction voltage at Iw_1 is ⁇ Vc. That is, when the values of the motor currents of the three phases are Iu_1, Iv_1, and Iw_1, respectively, the magnitude (absolute value) of the dead time reduction voltage of each phase is ⁇ Vc.
  • the motor currents Iu_1, Iv_1 and Iw_1 may be saturated or unsaturated regions.
  • the classifier 110 sets the three-phase motor currents at the first value (Iu_1), the second value (Iv_1), and the third value (Iw_1), respectively. ), The rotor 10 of the motor 101 is stopped at the first position for identification.
  • the first value, the second value, and the third value may be values in the saturated region or values in the unsaturated region, respectively.
  • the three codes of the first value, the second value, and the third value are two positive and one negative, or two negative and one positive.
  • the first value, the second value, and the third value are set so as to be.
  • the d-axis phase ⁇ _1 at the time of positioning is within the range indicated by the arrow in FIG. 4 (3).
  • FIG. 6 shows each phase motor current Iu_1 when positioning the rotor 10 when the “relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage” matches all three phases in the saturation region. , Iv_1 and Iw_1 are in the saturated region.
  • the horizontal axis represents the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw
  • the vertical axis represents the three-phase dead time reduction voltage.
  • the solid line 71 shows the case of the U phase
  • the broken line 72 shows the case of the V phase
  • the dotted line 73 shows the case of the W phase.
  • the identifier 110 sets the first value, the second value, and the third value to the values in the saturation region, respectively, and performs identification.
  • Iu_1 + Iv_1 + Iw_1 0 between the motor currents of each phase. Therefore, in the classifier 110, the three codes of the first value, the second value, and the third value are two positive and one negative, or two negative and one positive. The first value, the second value, and the third value are set to the values in the saturation region so as to be.
  • a certain value or a certain region in which the magnitudes of the dead time reduction voltages of the three phases are all the same is not known in advance. Therefore, it may not be possible to proceed with the processing without knowing the target current for motor current control.
  • the region where the magnitudes of the dead time reduction voltages of the three phases are all the same is the saturation region.
  • the saturation region is a wide range because the absolute value of the motor current is in the range of the threshold value Is or more, and is a range determined by the characteristic characteristics. Therefore, it is often known in advance which region of the motor current the saturation region is. Therefore, the example of FIG. 6 in which the three-phase motor current is set within the saturation region is realistic and suitable for practical use.
  • FIG. 7 shows the motor current Iu_1 when the d-axis phase ⁇ _1 at the time of positioning is the phase of (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. , Iv_1 and Iw_1, and the values of the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1 at that time.
  • the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 are three-phase / dq-converted three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1, and are given by the following equation (10).
  • the formulas for calculating the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. 4 are as follows. It can be obtained by substituting ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1 of FIG. 7 into (10), and each is shown in FIG. FIG. 8 calculates the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. It is a table which shows the calculation formula for this.
  • FIG. 10 shows a calculation formula of the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 in FIG. 8 in which the magnitude ⁇ Vc of the dead time reduction voltage in FIG. 9 is substituted.
  • FIG. 10 shows the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. It is a table which showed the calculation formula for identifying the voltage ⁇ Vq_1.
  • the magnitude ⁇ Vc of the dead time reduction voltage of FIG. 9 into the values of the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1 of FIG. 7, the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1 are calculated.
  • the formula can be calculated.
  • FIG. 11 to 13 show calculation formulas for the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1.
  • FIG. 11 is a calculation for identifying the U-phase dead time reduction voltage ⁇ Vu_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. It is a table showing the formula.
  • FIG. 12 is a table showing a calculation formula for identifying the V-phase dead time reduction voltage ⁇ Vv_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. Is.
  • FIG. 13 is a table showing a calculation formula for identifying the W-phase dead time reduction voltage ⁇ Vw_1 in (1), (3), (5), (7), (9) and (11) of FIG. Is.
  • step S104 the classifier 110 uses the above-mentioned calculation method to obtain the d-axis voltage command value Vd * _1 and the q-axis voltage command value Vq * _1, the d-axis current Id_1, the q-axis current Iq_1, and the above equation (1).
  • the motor voltage equation the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1 are calculated.
  • step S105 when the identification of the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1 is completed, the process of the classifier 110 proceeds to step S106.
  • step S106 the identifier 110 ends the application of the d-axis current command value Id * _1 and the q-axis current command value Iq * _1 held to stop the rotor 10.
  • the three-phase dead time reduction voltage can be identified by the same processing as in FIG. ..
  • the dq-axis voltage command is performed even if the classifier 110 does not previously hold the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and each phase motor current as shown in FIG. 2, for example. From the value, the dq-axis current, and the motor voltage equation, the three-phase dead time reduction voltage can be identified. Therefore, it is not necessary to measure the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and the motor current of each phase in advance, and the labor of measurement can be saved.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and the motor current. In FIG.
  • the horizontal axis shows each phase motor current
  • the vertical axis shows the three-phase dead time reduction voltage. Note that FIG. 2 shows only one of the three phases.
  • the relationship between the three-phase dead time reduction voltage and each phase motor current as shown in FIG. 2 does not have to be held in advance, not only the user's labor can be reduced, but also the product cost and the product can be reduced. It is possible to suppress the increase in dimensions.
  • the three-phase dead time reduction voltage and the armature winding resistance are simultaneously and accurately identified. be able to. As a result, it is possible to avoid deterioration of the responsiveness and step-out of the operation of the permanent magnet synchronous motor 101 and realize stable operation.
  • Embodiment 2 an identification method different from the identification method of the identifyr 110 described in the first embodiment will be described. Since the basic configuration and operation of the motor control device 100 and the permanent magnet synchronous motor 101 are the same as those in the first embodiment, the description thereof will be omitted here and the first embodiment will be referred to. The differences between the second embodiment and the first embodiment are the "relationship between each phase motor current and the dead time reduction voltage" when positioning the rotor 10, and the d-axis phase ⁇ e when positioning the rotor 10. , And only the operation of the classifier 110.
  • the two positions where the rotor 10 is stopped are indicated by the reference numerals (2), (4), (6), (8), (10) and (12) of FIG. 4 for the d-axis phase ⁇ e. It is a position that is in any of the six phases.
  • one of the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw is used.
  • the phase motor current becomes zero, and the remaining two-phase motor currents have the same magnitude (absolute value) of the motor currents and have opposite signs.
  • the motor currents of two of the three phases are set to the first value Ib_1 and the second value ⁇ Ib_1, respectively.
  • the identifyr 110 sets the motor currents of the two phases of the three phases to the fourth value Ib_2 and the fifth value ⁇ Ib_2, respectively, and performs identification.
  • the classifier 110 controls the motor current of one of the three phases of the permanent magnet synchronous motor 101 to the first value as the first sampling, and sets the remaining one phase to the first value.
  • the rotor 10 is stopped at the first position.
  • the classifier 110 sets the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , the d-axis current Id, and the q-axis current Iq in a state where the rotor 10 is stopped at the first position. Obtained and set as the first d-axis voltage command value Vd * _1, the first q-axis voltage command value Vq * _1, the first d-axis current Id_1, and the first q-axis current Iq_1, respectively.
  • the classifier 110 controls the motor current of one of the three phases of the permanent magnet synchronous motor 101 to a fourth value having a magnitude different from that of the first value, and the rest. By controlling one phase to a fifth value whose sign is opposite to that of the fourth value, the rotor 10 is stopped at the second position.
  • the second position may be the same as or different from the first position.
  • the classifier 110 sets the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , the d-axis current Id, and the q-axis current Iq in a state where the rotor 10 is stopped at the second position.
  • the classifier 110 uses the first and second dq-axis voltage command values, the first and second dq-axis currents, and the motor voltage equation of the above equation (1) to wind the armature.
  • the armature winding resistance Ra of the wire 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1 are identified.
  • FIG. 14 is a flowchart of the automatic measurement processing of the motor parameter and the inverter parameter in the identifyr 110 of the motor control device 100 according to the second embodiment.
  • the process of FIG. 14 is performed by the identifier 110 as an application for obtaining the motor parameters of the permanent magnet synchronous motor 101 and the inverter parameters of the power converter 109.
  • the identification process shown in FIG. 14 can be performed when a start command for the permanent magnet synchronous motor 101 is given.
  • the permanent magnet synchronous motor 101 can be driven by using the motor parameters and the inverter parameters obtained in the identification process.
  • the motor parameter identified by this identification process is the armature winding resistance Ra of the armature winding 4, and the inverter parameters are the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1.
  • dead times tdu, tdb, and tdw may be identified as inverter parameters.
  • the identifier 110 When the process shown in FIG. 14 is started, the identifier 110 first performs a positioning operation in steps S200 and S201 to rotate and fix the rotor 10 to a preset first position. This operation is for acquiring the dq-axis voltage command value required for the identification of the motor parameter and the identification of the inverter parameter while the rotor 10 of the permanent magnet synchronous motor 101 is stationary.
  • step S200 in order to position the rotor 10, the classifier 110 has a dq axis on the dq axis, which is the field axis of the rotating coordinate system of the permanent magnet synchronous motor 101.
  • the current command value and the position (d-axis phase ⁇ e) with respect to the reference position of the rotating coordinate system are given.
  • step S200 the identifier 110 is configured to be in one of the six phases designated by the reference numerals (2), (4), (6), (8), (10) and (12) of FIG.
  • the d-axis phase ⁇ _1 is set.
  • step S201 the convergence of the d-axis current and the q-axis current is completed, and the positioning of the rotor 10 is completed.
  • step S202 the identifier 110 acquires the d-axis voltage command value Vd * _1 and the q-axis voltage command value Vq * _1 from the current controller 107, and the d-axis current Id_1 is obtained from the three-phase / dq converter 104. And the q-axis current Iq_1 is acquired.
  • the d-axis current command value Id * _1 and the q-axis current command value Iq * _1 may be acquired from the speed controller 106.
  • the identifyr 110 rotates and fixes the rotor 10 to a preset second position in steps S203 and S204. I do. This operation is for acquiring the dq-axis voltage command value required for the identification of the motor parameter and the identification of the inverter parameter while the rotor 10 of the permanent magnet synchronous motor 101 is stationary.
  • the identifier 110 updates the d-axis current command value to a value different from that of the first positioning.
  • ⁇ _2 is set as the given d-axis phase.
  • the d-axis phase ⁇ _2 is any one of the six phases indicated by the reference numerals (2), (4), (6), (8), (10) and (12) in FIG.
  • step S204 the convergence of the d-axis current and the q-axis current is completed, and the positioning of the rotor 10 is completed.
  • step S205 the classifier 110 acquires the d-axis voltage command value Vd * _2 and the q-axis voltage command value Vq * _2 from the current controller 107, and the d-axis current Id_2 from the three-phase / dq converter 104. And the q-axis current Iq_2 is acquired.
  • the d-axis current command values Id * _2 and the q-axis current command values Iq * _2 may be acquired from the speed controller 106.
  • step S206 When the second positioning and sampling are completed in the processes of steps S203 to S205, the process of the identifier 110 proceeds to step S206.
  • step S206 the classifier 110 starts identifying the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1.
  • the identifyr 110 performs identification based on the voltage command value and the detected current acquired in step S202, and the voltage command value and the detected current acquired in step S205. ..
  • the classifier 110 has a d-axis voltage command value Vd * _1 and a q-axis voltage command value Vq * _1, a d-axis current Id_1 and a q-axis current Iq_1, a d-axis voltage command value Vd * _2, and a q-axis voltage.
  • the command values Vq * _2, d-axis current Id_2, and q-axis current Iq_2 are used.
  • step S207 the identifyr 110 calculates the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1.
  • the actual motor applied voltages Vd_1 and Vq_1 on the dq coordinates at the time of the first sampling are d-axis dead time compensation to the d-axis voltage command values Vd * _1 and the q-axis voltage command values Vq * _1 on the dq coordinates.
  • the voltage Vdcomp and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp are added, and the d-axis dead time reduction voltage ⁇ Vd_1 and the q-axis dead time reduction voltage ⁇ Vq_1 are subtracted.
  • This is the same as the first embodiment. Therefore, the above equations (4) and (5) hold.
  • the reprinting of equations (4) and (5) is omitted, and the above equations (4) and (5) are referred to.
  • the actual motor-applied voltages Vd_2 and Vq_2 on the dq coordinates are the three-phase / dq-converted actual motor-applied three-phase voltages Vu_2, Vv_2, and Vw_2 at the time of the second sampling.
  • the d-axis dead time compensation voltage Vdcomp_2 and the q-axis dead time compensation voltage Vqcomp_2 on the dq coordinates are three-phase / dq-converted three-phase deadtime compensation voltages Vucomp_2, Vvcomp_2, and Vwcomp_2 at the time of the second sampling.
  • the first sampling, d-axis current command value Id * _1 and the q-axis current command value Iq * _1 are applied, in the second sampling, d-axis current command value Id * _2 and q
  • the voltage equation on the d-axis and the voltage equation on the q-axis of the above equation (1) are as in the above equations (7) and (9), respectively, as in the first embodiment. It is represented by.
  • the reprinting of equations (7) and (9) is omitted, and the above equations (7) and (9) are referred to.
  • the voltage equation on the d-axis and the voltage equation on the q-axis of the above equation (1) are the following equations (13) and (14), respectively, as in the case of the first sampling. It is expressed as.
  • Condition 2 All of the following three (i) to (iii) must be satisfied.
  • the magnitude (absolute value) of the dead time reduction voltage is the same in the first and second positioning in the phase where the motor current does not become zero, and the magnitude is ⁇ Vb. (> 0).
  • the phase in which the motor current becomes zero is the V phase in the first positioning and the W phase in the second positioning, respectively.
  • the first positioning U phase and W phase are Ib_1
  • the second positioning U phase and V phase are Ib_2.
  • FIG. 15 is a diagram showing a case where the "relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage" does not completely match all three phases in all regions.
  • the magnitudes (absolute values) of the dead time reduction voltage in the motor currents Iu_1 and Iv_1 at the time of the first positioning and the motor currents Iu_2 and Iw_2 at the time of the second positioning are the same, and the first positioning is performed. It shows that the motor current Iw_1 at the time and the motor current Iv_1 at the time of the second positioning are zero.
  • the horizontal axis represents the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw
  • the vertical axis represents the three-phase dead time reduction voltage.
  • the solid line 81 shows the case of the U phase
  • the broken line 82 shows the case of the V phase
  • the other broken line 83 shows the case of the W phase.
  • the d-axis phase ⁇ _1 and the d-axis phase ⁇ _2 have the phases indicated by the reference numerals (2) and (12) in FIG. 4, respectively.
  • FIG. 16 is a diagram showing a case where the “relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage” matches all three phases (when they match in all regions, it is naturally saturated). It also matches in the area).
  • the motor currents Iu_1 and Iv_1 at the time of the first positioning and the motor currents Iu_2 and Iw_2 at the time of the second positioning are in the saturation region, and the motor currents Iw_1 and Iw_1 at the time of the first positioning are at the time of the second positioning. It shows that the motor current Iv_2 of the above is zero.
  • the horizontal axis shows the three-phase motor currents Iu, Iv and Iw
  • the vertical axis shows the three-phase dead time reduction voltage.
  • the same solid line 91 shows the case of three phases.
  • the three-phase motor currents at the time of the first sampling are referred to as Iu_1, Iv_1 and Iw_1, and the three-phase dead time reduction voltages at that time are referred to as ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1 and ⁇ Vw_1.
  • the dq-axis dead time reduction voltages ⁇ Vd_1 and ⁇ Vq_1 are three-phase / dq-converted three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, and ⁇ Vw_1, and are given by the above equation (10).
  • the three-phase motor currents at the time of the second sampling are referred to as Iu_2, Iv_2 and Iw_2, and the three-phase dead time reduction voltages at that time are referred to as ⁇ Vu_2, ⁇ Vv_2 and ⁇ Vw_2.
  • the dq-axis dead time reduction voltages ⁇ Vd_2 and ⁇ Vq_2 are three-phase / dq conversions of the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_2, ⁇ Vv_2, and ⁇ Vw_2, and the subscript “_1” in the above equation (10) is replaced with “_2”. It is given by the following equation (15) changed to.
  • Equations (20) and (21) solved for Ra and ⁇ Vb are shown in equations (22) and (23).
  • Equations (22) and (23) are the armature winding resistances of the armature winding 4 in FIGS. 4 (2), (4), (6), (8), (10) and (12). It is a calculation formula for calculating Ra and the magnitude ⁇ Vb of the dead time reduction voltage.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the magnitude ⁇ Vb of the dead time reduction voltage can be identified.
  • Equations (24), (25), and equations (18) and (19) are in FIGS. 4 (2), (4), (6), (8), (10) and (12). , Dq-axis dead time reduction voltage values ⁇ Vd_1, ⁇ Vd_1 and ⁇ Vq_1, ⁇ Vq_2.
  • FIGS. 18 and 19 show the values of the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, ⁇ Vw_1, and ⁇ Vu_2, ⁇ Vv_2, and ⁇ Vw_2 in FIG. 17 substituted with the calculation formula of ⁇ Vb shown in the formula (23).
  • FIG. 18 shows the motor current when the d-axis phase ⁇ _1 at the time of the first positioning is (2), (4), (6), (8), (10) and (12) of FIG. It is a table which shows the value and the value of the three-phase dead time reduction voltage at that time. Further, FIG.
  • FIGS. 18 and 19 show the first and second samplings in the six phases designated by the reference numerals (2), (4), (6), (8), (10) and (12) of FIG.
  • the calculation formulas of the three-phase motor currents Iu_1, Iv_1, Iw_1, Iu_2, Iv_2, Iw_2 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, ⁇ Vw_1, and ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_2, ⁇ Vw_2 at the time are shown.
  • the three-phase dead time reduction voltage can be identified by using the calculation formulas of FIGS. 18 and 19.
  • the identifier 110 identifies using the dq-axis voltage command value and the motor current acquired in the two samplings by the above-mentioned calculation method. That is, the classifier 110 uses the dq-axis voltage command values Vd * _1, Vq * _1, Vd * _2 and Vq * _2, and the dq-axis currents Id_1, Iq_1, Id_2 and Iq_2. Further, the classifier 110 identifies the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 by using the calculation formula of Ra shown in the formula (22).
  • the identifier 110 calculates the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, ⁇ Vw_1, and ⁇ Vu_2, ⁇ Vv_2, and ⁇ Vw_2 using the calculation formula shown in FIG.
  • step S208 of FIG. 14 the identification of the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu_1, ⁇ Vv_1, ⁇ Vw_1, and ⁇ Vu_2, ⁇ Vv_2, ⁇ Vw_2 is completed.
  • step S209 the application of the d-axis current command value Id * _2 and the q-axis current command value Iq * _2 is terminated.
  • the identification method (hereinafter referred to as identification method A) when it is necessary to obtain the three-phase dead time reduction voltage with a magnitude other than the motor current after the above identification is described.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 has already been identified.
  • ⁇ Vb can be calculated by either one of the equations (20) and (21), that is, one sampling.
  • the dead time reduction voltage of the dq axis and the three phases can be calculated. Therefore, the dead time reduction voltage of the dq axis and the three phases can be identified by one positioning.
  • the "relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage” is naturally non-existent because the magnitude of the dead time reduction voltage is the same in the entire region of the motor current. It also matches in the saturated region. In this case, in the unsaturated region, the magnitude (absolute value) of the “dead time reduction voltage in this two-phase motor current” under condition 2 (iii) is the same at the time of the first and second positioning. Is not satisfied. This is because the dead time reduction voltage in the unsaturated region is monotonically increased, so that the magnitude (absolute value) of the dead time reduction voltage in the motor currents at the time of the first and second positioning is not the same.
  • the armature winding resistance Ra and the unsaturated region of the armature winding 4 are used in the identification method of performing positioning and sampling twice as shown in FIG. It is not possible to identify the three-phase dead time reduction voltage of.
  • the magnitudes of the dead time reduction voltage match when the motor current is in the saturation region. If so (since it matches all regions, it naturally matches even in the saturated region), it can be identified by the following method.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltage in the saturation region are identified by the identification method shown in FIG.
  • the dead time reduction voltage of the three phases in the unsaturated region is identified by the above identification method A.
  • two (or one) are selected from the phases (2), (4), (6), (8), (10) and (12) of FIG. 4, and the motor current is set.
  • a method of identifying the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltage by performing sampling twice by changing the magnitude to at least two steps is shown.
  • FIG. 6 or 16 when the “relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage” matches all three phases in the saturation region, it is shown in the first embodiment.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw can be identified by one sampling. However, as shown in FIG. 15, each phase motor current at the time of the first and second positioning satisfies the condition 2, but the condition 1 may not be satisfied. In this case, in the identification method described in the first embodiment in which only one sampling is performed, the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw are identified. It may not be possible.
  • the identification method of performing the two samplings shown in the second embodiment is used to identify the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv and ⁇ Vw. It can be performed.
  • the method shown in the first embodiment is used to determine the non-saturated region. It is not possible to identify the three-phase dead time reduction voltage. However, as shown in FIG. 16, if the "relationship between the motor current (U phase, V phase, W phase) and the dead time reduction voltage" matches not only in the unsaturated region but also in the saturated region, it is identified by the following method. can do. First, by the identification method shown in FIG. 14, the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltage in the saturation region are identified by positioning at least twice. Then, using the identified Ra, the above-mentioned identification method A can be used to identify the three-phase dead time reduction voltage in the unsaturated region with at least one positioning.
  • Embodiment 1 and Embodiment 2 In the second embodiment described above, a method is shown in which the motor current is changed stepwise to at least two magnitudes to identify the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltage. ..
  • the case of the six phases indicated by the reference numerals (2), (4), (6), (8), (10) and (12) in FIG. 4 has been described. However, this is not the case.
  • the motor current has at least two magnitudes.
  • the armature winding resistance Ra of the armature winding 4 and the three-phase dead time reduction voltage may be identified step by step.
  • the identification method in which only one sampling shown in the first embodiment is performed is the first identification method
  • the identification method in which the two samplings shown in the second embodiment are sequentially performed in stages is the second identification method.
  • the identification method in which only one sampling shown in the second embodiment is performed is referred to as a third identification method.
  • the first identification method is used, and (2), (2) of FIG. 4
  • (6), (8), (10) and (12) are preset to use the second identification method, or if Ra has been identified, the third identification method. You may leave it.
  • the identifier 110 stores a table in which the identification method is set for each position of the rotor 10 in the memory, and refers to the table according to the position of the rotor 10 to obtain the first identification method or the first identification method.
  • the identification method is selected and used from the second identification method or the third identification method.
  • the reference position is shifted
  • the phases of ⁇ in FIGS. 4, 7 to 13, and FIGS. 17 to 19 may be shifted by the same amount as the shifted phase.
  • stator 1 stator, 2 stator core, 3 teeth, 4 armature winding, 10 rotor, 11 rotor core, 12 permanent magnet, 20 switching element, 21 switching element, 22 connection point, 23 gate, 25 freewheeling diode, 30 power supply, 31 capacitor, 100 motor controller, 101 permanent magnet synchronous motor, 102 current sensor, 102a current sensor, 102b current sensor, 102c current sensor, 104 three-phase / dq converter, 105 estimator, 106 speed controller, 107 current controller, 108 dq / three-phase converter, 109 power converter, 110 identifyr, 120 vector controller, 130 controller.

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Abstract

モータ制御装置は、モータの三相の電機子巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出部と、外部から入力される目標回転角速度と電流検出部が検出したモータ電流とに基づいて電圧指令値を生成して、モータの実回転角速度を制御するベクトル制御器と、ベクトル制御器で生成された電圧指令値に応じて、モータに電力を供給する電力変換器と、モータのモータパラメータと電力変換器のインバータパラメータとを同定する同定器とを備え、同定器は、三相のうちの少なくとも二相のモータ電流を第１の値と第２の値とにそれぞれ制御することでモータの回転子を第１の位置に停止させ、回転子を前記第１の位置に停止させた状態で、ベクトル制御器が生成した電圧指令値と電流検出部が検出したモータ電流とを取得し、電圧指令値とモータ電流とに基づいてモータパラメータとインバータパラメータとを求める。

Description

モータ制御装置
　本開示は、モータパラメータとインバータパラメータとの同定を行うモータ制御装置に関する。
　永久磁石同期モータは、ベクトル制御することによって、制御性能を向上させ、運転時の電力損失を低減させている。ベクトル制御におけるｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧の関係を表わすモータ電圧方程式は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、インダクタンスおよび誘起電圧定数をパラメータにして構成されている。
　近年、位置センサを用いずに、ｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧を用いて回転子の位置および回転角速度の推定を行うセンサレス方式が多く採用されている。センサレス方式においては、モータ電圧方程式に基づいてモータの回転子の位置および回転角速度の推定が行われるため、デッドタイム減少電圧などのインバータパラメータの誤差、および、電機子巻線抵抗などのモータパラメータの誤差が、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下および脱調の顕著な原因となる。
　デッドタイムにより出力電圧は減少するので、電圧指令値からデッドタイム分低い電圧がモータへ印加され、電圧指令値と実際のモータ印加電圧との間に差が生じる。デッドタイムによって減少する電圧を、ここでは、デッドタイム減少電圧と呼ぶこととする。このデッドタイム減少電圧を各相モータ電流の方向（符号）に応じて電圧指令値に予め加算して補償する。ここでは、この補償電圧を、デッドタイム補償電圧と呼ぶこととする。
　デッドタイム減少電圧は実際のパラメータである。それに対し、デッドタイム補償電圧は、コントローラで用いるパラメータである。
　デッドタイムは、スイッチング素子および制御回路の構成部品等のハードウェアの個々の特性により、バラツクため、デッドタイム減少電圧もバラツキを生じる。従って、デッドタイム補償電圧を特定の値にして補償を行っても、デッドタイム減少電圧がバラツいた分だけ補償することができない。すなわち、コントローラで用いるパラメータであるデッドタイム補償電圧と実際のパラメータであるデッドタイム減少電圧との間に誤差が生じる。その結果、電圧指令値と実際のモータ印加電圧との間に差が生じる。ここでは、この差を出力電圧誤差と呼ぶこととする。
　出力電圧誤差は、モータを制御する制御装置から見ると、出力電流の方向などに対して非線形なものである。そのため、出力電圧誤差は、出力電流を歪ませ、制御特性を劣化させ、その結果、トルクリプルが発生し、モータの騒音や振動も増加する。また、電力損失が増加する。
　これを少しでも防止するため、従来は、例えばデッドタイムに関してはハードウェアとしてフォトカプラなどの高価な部品を使用する、あるいは、作業員の人手により電力変換器を個別に調整することが必要であった。
　これを解決する方法の一つとして、電流および電圧を入力して、自動的にオンディレイ補償値を調整する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１に記載のモータ制御装置は、モータ停止時に、電圧指令の計測を行う。当該モータ制御装置は、スイッチング素子を少なくとも２つのスイッチング周波数で一定の直流電流を流すように制御して、オンディレイ補償値を求める。以下では、２つのスイッチング周波数を、第１のスイッチング周波数および第２のスイッチング周波数と呼ぶこととする。第１のスイッチング周波数は、デッドタイムの影響の多いスイッチング周波数である。第２のスイッチング周波数は、デッドタイムの影響の少ないスイッチング周波数である。そして、第１のスイッチング周波数のときの電圧指令と第２のスイッチング周波数のときの電圧指令との差に基づいて、オンディレイ補償値を求める。この方法によれば、モータ抵抗の誤差の影響を受けずに、オンディレイ補償値を求めることができる。
　また、コントローラで用いるモータパラメータが実際のパラメータに対して誤差がある場合がある。これを解決する方法の一つとして、永久磁石同期モータの停止時にモータパラメータを同定する技術が提案されている(例えば、特許文献２参照)。
　特許文献２に記載のモータ制御装置では、モータの回転子を或る位置に停止させた後に、重畳同定部にて、回転座標系で表した電圧方程式により電機子巻線抵抗を同定する。
　特許文献３に記載の電力変換器制御装置では、インバータのスイッチング素子の駆動時両端間電圧、駆動時通過電流、温度と単一ターンオフ遅延時間特性とを表すマップ記憶手段に基づいて、デッドタイムを補正する。これにより、デッドタイムの予測される変動分を排除することで、耐久性を確保しつつ、デッドタイムを十分短くして最適化し、出力変換機能を向上させる。
　また、特許文献３では、遅延時間取得手段で測定された実際のターンオフ遅延時間と、マップ記憶手段に記憶されたターンオフ遅延時間とにより、デッドタイムを補正する。これにより、同一条件下のスイッチング素子の個別ばらつきがある場合でも、デッドタイムから当該個別ばらつきを排除することができ、デッドタイムをより最適化することができる。
特許第３３２９８３１号公報 特開２０１８－１８６６４０号公報 特開２０１０－１４２０７４号公報
　特許文献１に記載された技術においては、モータパラメータを同定していない。そのため、モータパラメータの１つである電機子巻線抵抗の誤差が生じる場合がある。モータ電圧方程式に基づいて回転子の位置および回転角速度の推定が行われるセンサレス方式では、電機子巻線抵抗の誤差が、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下および脱調を引き起こす。
　また、同定の際に、上記の特許文献１に記載された技術においては、第１および第２のスイッチング周波数として、高い周波数と低い周波数とを選ぶ必要がある。そのため、それに伴うスイッチング損失、発熱、騒音などの問題がある。具体的には、高い周波数では、スイッチング損失が大きくなり、発熱が大きくなるという問題がある。また、低い周波数では、騒音の問題が顕著になる。また、２つのスイッチング周波数での処理が必要なため、１つのスイッチング周波数で処理を行う場合に比べて、処理時間に、より長い時間を費やすという問題もある。
　また、同定の際に、上記の特許文献１に記載された技術においては、交流モータを回転させないようにするため、２相間（Ｕ－Ｖ相間、Ｖ－Ｗ相間、Ｗ－Ｕ相間のいずれか）に直流電流を流す。さらに、そのときに取得した電流制御出力を用いて、オンディレイ補償値を演算する。この方法では、オンディレイ補償値を演算可能な、交流モータの回転子の停止位置は、２相間に直流電流を流す位置に限定され、任意の位置とはならないという問題がある。特許文献１の技術においては、２相間に直流電流を流す位置以外の位置、すなわち、３相間に直流電流を流す位置に、交流モータの回転子を停止させなければいけない場合、オンディレイ補償値を演算することはできない。
　一方、特許文献２に記載された技術においては、インバータパラメータの１つであるデッドタイム減少電圧を同定していない。そのため、モータ電圧方程式に基づいて電機子巻線抵抗を同定する方法において、精度よく同定することができない。その結果、モータ電圧方程式に基づいて回転子の位置および回転角速度の推定が行われるセンサレス方式においては、出力電圧誤差、および、電機子巻線抵抗の誤差によって、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下および脱調が引き起こされる。
　特許文献３に記載された技術においては、インバータのスイッチング素子の駆動時両端間電圧、駆動時通過電流、温度と単一ターンオフ遅延時間特性とを表すマップ記憶手段を用いるため、事前に、この特性を測定する必要がある。測定の手間は、ユーザにとって負担となる。
　また、特許文献３に記載された技術においては、遅延時間取得手段として、測定器または測定回路を用いるため、その分だけ製品コストおよび製品寸法が増加する。
　本開示はかかる問題点を解決するためになされたものであり、モータパラメータとインバータパラメータとの両方を同定することを可能にし、モータの応答性の低下および脱調を回避することを図る、モータ制御装置を得ることを目的としている。
　本開示に係るモータ制御装置は、モータの三相の電機子巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出部と、外部から入力される目標回転角速度と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とに基づいて電圧指令値を生成して、前記モータの実回転角速度を制御するベクトル制御器と、前記ベクトル制御器で生成された前記電圧指令値に応じて、前記モータに電力を供給する電力変換器と、前記モータのモータパラメータと前記電力変換器のインバータパラメータとを同定する同定器とを備え、前記同定器は、前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を第１の値と第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第１の位置に停止させ、前記回転子を前記第１の位置に停止させた状態で、前記ベクトル制御器が生成した前記電圧指令値と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とを取得し、前記電圧指令値と前記モータ電流とに基づいて前記モータパラメータと前記インバータパラメータとを求めるものである。
　本開示に係るモータ制御装置によれば、モータパラメータとインバータパラメータとの両方を同定することを可能にし、モータの応答性の低下および脱調を回避することができる。
実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示す構成図である。 三相デッドタイム減少電圧とモータ電流との関係を示す図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置の同定器におけるモータパラメータおよびインバータパラメータの自動計測処理のフローチャートである。 ｄ軸位相と三相のモータ電流との関係を示す図である。 回転子１０を固定する際の各相モータ電流の値Ｉｕ＿１（＞０）、Ｉｖ＿１（＞０）およびＩｗ＿１（＜０）における、デッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）が同じである、ことを示す図である。 「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で三相とも一致する場合、回転子１０の位置決めをする際の各相モータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１が、飽和領域にあることを示す図である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、モータ電流の正負と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、ｄ軸デッドタイム減少電圧およびｑ軸デッドタイム減少電圧を算出するための算出式を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃとを同定するための算出式を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１を同定するための算出式を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｕ相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１を同定するための算出式を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｖ相デッドタイム減少電圧ΔＶｖ＿１を同定するための算出式を示す表である。 図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｗ相デッドタイム減少電圧ΔＶｗ＿１を同定するための算出式を示す表である。 実施の形態２に係るモータ制御装置の同定器におけるモータパラメータおよびインバータパラメータの自動計測処理のフローチャートである。 「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が全領域で三相とも完全に一致はしてはいない場合を示す図である。 「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が全領域で三相とも一致する場合を示す図である。 第１の位置決めの際のｄ軸位相θ＿１および第２の位置決めの際のｄ軸位相θ＿２が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。 第１の位置決めの際のｄ軸位相θ＿１が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。 第２の位置決めの際のｄ軸位相θ＿２が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。 実施の形態１に係るモータ制御装置によって制御される永久磁石同期モータの構成の一例を示す断面図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置における電力変換器の構成の一例を示す図である。
　以下、本開示に係るモータ制御装置およびモータ制御方法の実施の形態について図面を参照して説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、本開示は、以下の実施の形態に示す構成のうち、組み合わせ可能な構成のあらゆる組み合わせを含むものである。また、各図において、同一の符号を付したものは、同一の又はこれに相当するものであり、これは明細書の全文において共通している。なお、各図面では、各構成部材の相対的な寸法関係または形状等が実際のものとは異なる場合がある。
　実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００の構成を示す構成図である。図１に示されるように、モータ制御装置１００の制御対象は、永久磁石同期モータ１０１である。
　図２０は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００によって制御される永久磁石同期モータ１０１の構成の一例を示した断面図である。図２０に示すように、永久磁石同期モータ１０１は、例えば、固定子１と回転子１０とを有した三相交流モータである。固定子１は、筒状の固定子鉄心２と、固定子鉄心２の内周面に設けられた１以上のティース３と、ティース３に巻き回された電機子巻線４とを有している。各ティース３は、周方向に間隔を空けて配置されている。電機子巻線４は、永久磁石同期モータ１０１のＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相のコイルを構成している。回転子１０は、固定子１の内側に回転可能に配置されている。回転子１０は、回転子鉄心１１と、回転子鉄心１１に埋め込まれた１以上の永久磁石１２とを有している。永久磁石１２は、Ｎ極とＳ極とが周方向に交互になるように配置されている。図２０に示す「Ｎ」および「Ｓ」の表記は、回転子１０の外周面に発生する磁極を示す。なお、図２０は、永久磁石同期モータ１０１の単なる一例を示すものであり、これに限定されない。すなわち、永久磁石１２の個数およびティース３の個数などは任意の値に適宜設定される。また、固定子１、回転子１０、ティース３などの形状、および、電機子巻線４および永久磁石１２の配置も、任意に変更可能である。
　図１に示すように、モータ制御装置１００は、電流センサ１０２と、三相／ｄｑ変換器１０４と、推定器１０５と、速度制御器１０６と、電流制御器１０７と、ｄｑ／三相変換器１０８と、電力変換器１０９と、同定器１１０とを備えている。
　このうち、三相／ｄｑ変換器１０４と、推定器１０５と、速度制御器１０６と、電流制御器１０７と、ｄｑ／三相変換器１０８とは、永久磁石同期モータ１０１の実回転角速度および出力トルクを制御するベクトル制御器１２０を構成している。また、ベクトル制御器１２０と同定器１１０とは、コントローラ１３０を構成している。
　なお、ベクトル制御器１２０と同定器１１０のハードウェア構成について簡単に説明する。ベクトル制御器１２０の各機能および同定器１１０の各機能は、処理回路により実現される。処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、または、これらを組み合わせたものにより実現される。処理回路がプロセッサの場合、処理回路は、ソフトウェア、ファームウェア、または、それらの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。処理回路は、メモリに格納されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。
　以下、モータ制御装置１００の各部について説明する。
　電流センサ１０２は、電流検出部を構成している。電流センサ１０２は、３つの電流センサ１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃを含んでいる。電流センサ１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃは、永久磁石同期モータ１０１の三相の電機子巻線４（図２０および図２１参照）に流れる電機子電流を検出する。具体的には、電流センサ１０２ａは、永久磁石同期モータ１０１のＵ相の電機子巻線４に流れる電機子電流Ｉｕを検出する。電流センサ１０２ｂは、永久磁石同期モータ１０１のＶ相の電機子巻線４に流れる電機子電流Ｉｖを検出する。電流センサ１０２ｃは、永久磁石同期モータ１０１のＷ相の電機子巻線４に流れる電機子電流Ｉｗを検出する。以下では、電機子電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、まとめて、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗと呼ぶこととする。また、各相ごとに別々に呼ぶ場合は、モータ電流Ｉｕ、モータ電流Ｉｖ、および、モータ電流Ｉｗと呼ぶこととする。
　三相／ｄｑ変換器１０４は、電流センサ１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃによって得られた三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、ｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。
　速度制御器１０６には、外部から目標回転角速度ω＊が入力される。速度制御器１０６は、目標回転角速度ω＊と実回転角速度ωとの差分に基づいて、ｄｑ座標上のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。ここで、ｄｑ座標において、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０の界磁方向をｄ軸すなわち界磁軸とし、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする。なお、実回転角速度ωが測定により得られる場合は、その値を用いればよい。また、実回転角速度ωが得られない場合には、推定器１０５から出力される実回転角速度ωの推定値ωestを、実回転角速度ωとして用いる。実回転角速度ωの推定値ωestについては後述する。
　電流制御器１０７は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。
　ｄｑ／三相変換器１０８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に変換する。
　電力変換器１０９には、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に、三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompが加算された、デッドタイム補償後の電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊が入力される。電力変換器１０９は、電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊から、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを差し引いた、三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを、永久磁石同期モータ１０１に出力する。
　なお、電力変換器１０９は、スイッチング回路から構成されている。図２１は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００における電力変換器１０９の構成の一例を示す図である。電力変換器１０９は、図２１に示すように、複数のスイッチング素子２０および２１を有し、それらのスイッチング素子２０および２１のオンオフ動作により、Ｕ相、Ｖ相、および、Ｗ相の三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを出力する。Ｕ相、Ｖ相、および、Ｗ相ごとに、上アームのスイッチング素子２０と下アームのスイッチング素子２１とが設けられている。上アームのスイッチング素子２０と下アームのスイッチング素子２１とは直列に接続されている。上アームのスイッチング素子２０と下アームのスイッチング素子２１との接続点２２が、永久磁石同期モータ１０１の各相の電機子巻線４に接続される。各スイッチング素子２０および２１には、例えば、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子が使用される。また、各スイッチング素子２０および２１には、図２１に示すように、還流ダイオード２５が逆並列接続されている。
　図２１に示されるように、電力変換器１０９は、電源３０に接続されている。また、電力変換器１０９に対して並列にコンデンサ３１が接続されている。コンデンサ３１は、電源３０と電力変換器１０９とによるスイッチング動作によって発生する電流変動を抑制する。電源３０は直流電源から構成されている。
　電力変換器１０９は、各スイッチング素子２０および２１のゲート２３に接続された制御アプリケーションから、駆動信号を受信する。当該駆動信号は、オン信号とオフ信号から成るＰＷＭパターンである。また、制御アプリケーションは、例えばマイクロコンピュータなどによって実行される。電力変換器１０９は、当該駆動信号に従って、複数のスイッチング素子２０および２１をオンオフすることによって、電源３０によって印加されている直流電圧を三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗに変換する。三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗは、永久磁石同期モータ１０１に出力される。このようにして、電力変換器１０９は、制御対象である永久磁石同期モータ１０１を駆動する。なお、マイクロコンピュータには、永久磁石同期モータ１０１を駆動するための周辺回路部が搭載されている。電力変換器１０９は、それらの周辺回路部の一つであるＡＤ変換部を用いて、３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃによって得られる三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗをデジタル信号に変換して、フィードバック制御を行う。
　実施の形態１では電力変換器１０９に電圧形インバータが用いられる。電圧形インバータは、電源３０から供給される直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する装置である。なお、電力変換器１０９は、永久磁石同期モータ１０１を駆動するための交流電力を出力できるものであれば、電圧形インバータに限定されず、電流形インバータ、交流電力を振幅及び周波数が異なる交流電力に変換するマトリックスコンバータ、複数の変換器の出力を直列又は並列に接続したマルチレベル変換器などの回路でもよい。
　図１に示す同定器１１０は、永久磁石同期モータ１０１の実電圧とモータ電流と電機子巻線抵抗との関係を定義した後述するモータ電圧情報を保持している。実電圧は、例えば、三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗ、または、ｄｑ軸電圧ＶｄおよびＶｑである。ここでは、後者の場合を例に挙げて説明する。従って、同定器１１０が保持するモータ電圧情報は、永久磁石同期モータ１０１のｄｑ軸電圧とｄｑ軸電流と電機子巻線抵抗との関係を定義している。モータ電圧情報は、例えばメモリに予め格納されている。同定器１１０は、永久磁石同期モータ１０１の電機子巻線４の電機子巻線抵抗とデッドタイム減少電圧との同定を行う。同定器１１０は、同定を行う際には、まず、三相のうちの少なくとも二相の相電流を第１の値および第２の値のそれぞれに制御することで、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０を予め設定された第１の位置に停止させる。同定器１１０は、回転子１０をその第１の位置に停止させた状態で、電流制御器１０７が生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を取得する。また、同定器１１０は、三相／ｄｑ変換器１０４によってｄｑ座標に変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを取得する。ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、電流センサ１０２が検出した三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを三相／ｄｑ変換したものである。永久磁石同期モータ１０１のｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcompおよびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcompを加算し、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄおよびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑを引いたものである。そのため、同定器１１０は、そのことを利用して、以下の処理を行う。すなわち、同定器１１０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとモータ電圧情報とを用いて、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄおよびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑとを求める。同定器１１０の動作の詳細については後述する。なお、ｄｑ座標上のｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcompおよびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcompは、三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompが三相／ｄｑ変換されたものである。
　ここで、モータ電圧情報とは、例えば、後述する式（１）で示されるモータ電圧方程式、または、モータ電圧方程式を変形することによって導出される後述する式（２）～（２５）のうちの少なくとも１つを含む。さらに、モータ電圧情報は、後述する図７～１３および図１７～図１９に示される値および算出式のうちの少なくとも１つを含んでいてもよい。また、モータ電圧方程式および上記算出式によって得られた数値データまたは測定により得られた数値データを、データテーブルとしてメモリに予め記憶しておき、当該データテーブルをモータ電圧情報として用いるようにしてもよい。さらに、後述する図７～１３および図１７～図１９に示される値および算出式をデータテーブルとしてメモリに予め記憶しておき、当該データテーブルをモータ電圧情報として用いるようにしてもよい。
　推定器１０５には、電流制御器１０７からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が入力される。また、推定器１０５には、三相／ｄｑ変換器１０４からｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが入力される。推定器１０５は、入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、永久磁石同期モータ１０１の実回転角速度ωの推定値ωest、および、位置を求める。実回転角速度ωの推定値ωestは、速度制御器１０６に入力される。また、位置は位置（電気角）（ｄ軸位相）に変換され、ｄｑ／三相変換器１０８、および、三相／ｄｑ変換器１０４に入力される。
　実施の形態１においては、ベクトル制御器１２０が、いわゆるセンサレス方式のベクトル制御を行うことを想定している。センサレス制御においては、ホール素子のような位置センサを用いることなく、ｄｑ座標上の電流および電圧と、永久磁石同期モータ１０１が有するパラメータとを使用して、回転子１０の位置と実回転角速度ωとを推定する。なお、センサレスベクトル制御の分野においては、ｄｑ軸をγδ軸と表記されることもあるが、実施の形態１の以下の説明においては、ｄｑ軸の表記とγδ軸の表記を区別せずに用いる。
　永久磁石同期モータ１０１の駆動時におけるベクトル制御器１２０の動作の概要を説明する。上述したように、ベクトル制御器１２０は、三相／ｄｑ変換器１０４と、推定器１０５と、速度制御器１０６と、電流制御器１０７と、ｄｑ／三相変換器１０８とから構成されている。
　まず、図１に示されるように、速度制御器１０６には、外部から入力される目標回転角速度ω＊と推定器１０５が推定した実回転角速度ωの推定値ωestとの差分が入力される。速度制御器１０６は、当該差分に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をそれぞれ生成する。
　電流センサ１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃによって得られた三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、三相／ｄｑ変換器１０４に入力される。三相／ｄｑ変換器１０４は、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。電流制御器１０７には、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との偏差、および、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との偏差が入力される。電流制御器１０７は、それらの偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。
　ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、ｄｑ／三相変換器１０８に入力される。ｄｑ／三相変換器１０８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に変換する。電力変換器１０９には、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に、三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompを加算した、デッドタイム補償後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊が入力される。電力変換器１０９は、当該電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊から、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗをそれぞれ減じた、三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを生成する。生成された三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗは、永久磁石同期モータ１０１に出力される。このようにして、永久磁石同期モータ１０１は、実回転角速度ωが目標回転角速度ω＊に追従するように制御される。
　ここで、デッドタイムについて簡単に説明する。スイッチング回路は、図２１を用いて説明したように、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを直列接続することで構成されている。そのため、上下アームのスイッチング素子が同時にオンすると、上下アームのスイッチング素子が短絡を起こし、スイッチング素子が破壊する。この短絡を防止するために、スイッチング素子のオンオフが切り替わるときに、上下アームのスイッチング素子が共にオフする期間を設けている。この期間をデッドタイムｔｄ（ｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗ）と呼ぶ。
　このデッドタイムにより出力電圧は減少するので、電圧指令値からデッドタイム分低い電圧がモータへ印加され、電圧指令値と実際のモータ印加電圧との間に差が生じる。このデッドタイムによって減少する電圧が、上述したように、デッドタイム減少電圧である。
　下記の式（１００）に三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを示す。
　ΔＶｕ　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｕ×ｆｓｗ×sign（Ｉｕ）
　ΔＶｖ　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｖ×ｆｓｗ×sign（Ｉｖ）　　　　（１００）
　ΔＶｗ　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｗ×ｆｓｗ×sign（Ｉｗ）
　ここで、sign（ｉ）＝１（ｉ＞０のとき）、０（ｉ＝０のとき）、－１（ｉ＜０のとき）である。また、Ｖｄｃはインバータ直流バス電圧、ｆｓｗはキャリア周波数、ｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗは各相のデッドタイムであり、モータ電流がインバータからモータへ流れこんでいる場合を正方向（＋符号）と仮定している。
　例えば、Ｕ相に関しては、式（１００）における“Ｖｄｃ×ｔｄｕ×ｆｓｗ”がデッドタイム減少電圧ΔＶｕの大きさである。この減少分“Ｖｄｃ×ｔｄｕ×ｆｓｗ”がＵ相モータ電流の方向（符号）に応じて、デッドタイム補償後の電圧指令Ｖｕ＊＊から減じられる。すなわち、モータ電流が正ならば＋Ｖｄｃ×ｔｄｕ×ｆｓｗが、負ならば－Ｖｄｃ×ｔｄｕ×ｆｓｗが、デッドタイム補償後の電圧指令Ｖｕ＊＊から減じられる。式（１００）から分かるように、デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗの大きさは、インバータ直流バス電圧、キャリア周波数、デッドタイムのみに依存する。なお、デッドタイム減少電圧の詳細については、例えば非特許文献１を参照されたい（非特許文献１：工藤　純、野口季彦、川上　学、佐野浩一、「ＩＰＭモータ制御システムの数学モデル誤差とその補償法」、半導体電力変換研究会、２００８年１月、ＳＰＣ－０８－２５）。
　実施の形態１では、デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗに相当する電圧を、各相モータ電流の方向（符号）に応じて、デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompとして電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に予め加算して補償する。なお、デッドタイム減少電圧は実際のパラメータである。それに対し、デッドタイム補償電圧は、コントローラ１３０で用いるパラメータである。
　下記の式（１０１）にデッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompを示す。
　Ｖｕcomp　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｕcomp×ｆｓｗ×sign（Ｉｕ）
　Ｖｖcomp　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｖcomp×ｆｓｗ×sign（Ｉｖ）　（１０１）
　Ｖｗcomp　＝　Ｖｄｃ×ｔｄｗcomp×ｆｓｗ×sign（Ｉｗ）
　ここで、ｔｄｕcomp、ｔｄｖcomp、ｔｄｗcompは、各相のデッドタイム補償量である。デッドタイム補償量ｔｄcomp（ｔｄｕcomp、ｔｄｖcomp、ｔｄｗcomp）としては、デッドタイムｔｄ（ｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗ）を設定するのが最適である。また、sign（ｉ）＝１（ｉ＞０のとき）、０（ｉ＝０のとき）、－１（ｉ＜０のとき）である。
　例えば、Ｕ相に関しては、モータ電流が正ならば＋Ｖｄｃ×ｔｄｕcomp×ｆｓｗを、モータ電流が負ならば－Ｖｄｃ×ｔｄｕcomp×ｆｓｗを、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊に加算してデッドタイムによる電圧減少分を補う。このように、デッドタイム補償をすることで、デッドタイムによる影響をなくす手法が取られる。このデッドタイム補償は、制御アプリケーションから入力されるオン信号の時間Ｔonにモータ電流I（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が流れる方向を考慮したデッドタイム補償量ｔｄcomp（ｔｄｕcomp、ｔｄｖcomp、ｔｄｗcomp）を加算し、次のようにデッドタイム分を補償してもよい。
　Ｔ’on　←　Ｔon ＋ｔｄcomp ×sign（I）　　　　　　　　　（１０２）
なお、式（１０２）を用いたデッドタイム補償の詳細については、例えば特許文献１を参照されたい。
　しかし、デッドタイムｔｄは、スイッチング素子にオン信号を入力してから実際にオンするまでの時間をｔon、オフ信号を入力して実際にオフするまでの時間をｔoff、上下アームのスイッチング素子に制御アプリケーションから入力される駆動信号が同時にオフしている時間をデッドタイム時間ｔdeadとすると、
　ｔｄ　＝　ｔdead ＋ ｔon － ｔoff
となる。これらｔdead,ｔon,ｔoffの時間はスイッチング素子、制御回路構成部品等のハードウェアの個々の特性により変動またはバラツクため、ｔｄも変動またはバラツキを生じる。従って、デッドタイム補償電圧として、或る一定の仕様値を用いると、デッドタイム補償電圧とデッドタイム減少電圧との間に誤差が生じることがある。すなわち、コントローラ１３０で用いるパラメータと実際のパラメータに誤差が生じる。その結果、電圧指令値と実際のモータ印加電圧との間に出力電圧誤差が生じる。
　上述したように、出力電圧誤差は、モータを制御する制御装置から見ると、出力電流の方向などに対して非線形なものである。そのため、出力電圧誤差は、出力電流を歪ませ、制御特性を劣化させ、その結果、トルクリプルが発生し、モータの騒音や振動も増加する。また、電力損失が増加する。
　これを解決する方法の一つとして、デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを同定し、同定結果をデッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompとして用いることで、出力電圧誤差をゼロもしくは許容範囲内にする技術が挙げられる。
　この技術について詳しく説明する。上述したように、式（１００）からわかるように、デッドタイム減少電圧の大きさはインバータ直流バス電圧、キャリア周波数、デッドタイムのみに依存する。
　デッドタイムｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗと、デッドタイム補償量ｔｄｕcomp、ｔｄｖcomp、ｔｄｗcompとが、それぞれ一致していないと、その差であるデッドタイム誤差が発生する。デッドタイム誤差には、予測可能な変動分と予測不可能なバラツキ分が含まれる。予測可能な変動分として、各相モータ電流、スイッチング素子の駆動時両端電圧、および、温度から予測される変動分がある。予測不可能なバラツキ分として、スイッチング素子および制御回路構成部品等のハードウェアの個々の特性によるバラツキ分がある。
　このように、デッドタイム誤差によって出力電圧誤差が生じる。これを解決するためには、各相モータ電流、スイッチング素子の駆動時両端電圧、および、温度と各相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗとの関係を、同定器１１０が前もってメモリに保持しておく必要がある。その場合には、同定器１１０がメモリに格納されたこれらの関係を読みだして、実際のモータ電流、スイッチング素子の駆動時両端電圧、および、温度に基づいて、デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを同定することができる。これらの関係を前もってメモリに保持するためには、事前に、これらの関係を測定しておく必要がある。しかしながら、当該測定の手間は、ユーザにとって負担となる。なお、これらの関係をメモリに保持することによるデッドタイムの同定方法については、例えば特許文献３を参照されたい。
　実際のモータ電流、スイッチング素子の駆動時両端電圧、および、温度から予測されるデッドタイム誤差の変動分を完全に排除したとしても、スイッチング素子および制御回路構成部品等のハードウェアの個々の特性により、デッドタイム誤差はバラツく。これを少しでも防止するため、従来は、例えばデッドタイムに関してはハードウェアとしてフォトカプラなどの高価な部品を使用する、あるいは、個々の電力変換器ごとに、各相モータ電流、スイッチング素子の駆動時両端電圧、および、温度と各相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗとの関係を測定し、前もってメモリに保持する必要がある。当該測定は、電力変換器の個数だけ必要であり、ユーザにとってかなりの負担となる。
　そこで、実施の形態１では、同定器１１０が、事前にデッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの測定を行わずに、同定を行う。同定方法については、以下に説明する。また、当該同定を行うことで、デッドタイム誤差の変動分、および、バラツキ分への対応が可能になる。その結果、ユーザにとっての負担が解消される。
　なお、上記では、出力電圧誤差が生じる要因として、デッドタイム補償電圧とデッドタイム減少電圧との間に生じる誤差を例に挙げて説明した。これ以外の要因として、スイッチング素子のオン電圧による誤差がある。オン電圧による誤差とその補償法については、上記の非特許文献１などに記載されている。オン電圧を考慮しなければいけない場合は、非特許文献１などに記載された方法で補償すれば、出力電圧誤差をほぼゼロにすることができる。そこで、ここではオン電圧による誤差を考慮せずに説明する。
　図３～図１３を用いて、同定器１１０の動作について詳細に説明する。図３は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００の同定器１１０におけるモータパラメータおよびインバータパラメータの自動計測処理のフローチャートである。図４～図１３については後述する。
　図３の処理は、同定器１１０が、永久磁石同期モータ１０１のモータパラメータ、および、電力変換器１０９のインバータパラメータを求めるためのアプリケーションとして行うものである。図３の処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。また、モータ制御装置１００は、図３の処理で求められたモータパラメータおよびインバータパラメータを用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。図３の処理によって同定されるモータパラメータは、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａであり、インバータパラメータは、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１である。なお、インバータパラメータは、これに限定されず、例えば、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ_１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ_１でもよい。
　同定器１１０は、図３に示す一連の処理を開始すると、まず、ステップＳ１００とステップＳ１０１とで、ｄｑ軸電流を制御することで、回転子１０を、予め設定された第１の位置まで回転させて固定する位置決め動作を行う。位置決め動作は、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０が静止した状態で、モータパラメータの同定とインバータパラメータの同定とに必要となる電圧指令値を取得するために行うものである。
　位置決め動作について具体的に説明すると、まず、ステップＳ１００において、同定器１１０は、回転子１０の位置決めを行うために、永久磁石同期モータ１０１の回転座標系のｄｑ軸に電流指令、および、回転座標系の基準位置に対する位置（ｄ軸位相）θeを与える。与える電流指令として、界磁軸であるｄ軸電流指令値には予め設定された直流値Ｉｄ＊＿１を設定し、ｑ軸電流指令値にはゼロであるＩｑ＊＿１（＝０）を設定する。また、ｄ軸位相としてθ＿１を設定する。そして、ステップＳ１０２の電圧指令値取得処理の実行期間中は、回転子１０が動かないように、同定器１１０は、これらの直流値Ｉｄ＊＿１、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１（＝０）、およびｄ軸位相θ＿１を保持する。なお、このときの直流値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１（＝０）の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、速度制御器１０６が行うようにしてもよい。また、ｄ軸位相θ＿１の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、推定器１０５が行うようにしてもよい。
　図４は、ｄ軸位相θeと三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗとの関係を示す図である。図４において、横軸がｄ軸位相θeを示し、縦軸が三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを示す。Ｕ相の電機子巻線４の位置を、ｄ軸位相θeの基準位置（θe＝０）としている。また、図４において、実線がＵ相モータ電流Ｉｕを示し、破線がＶ相モータ電流Ｉｖを示し、点線がＷ相モータ電流Ｉｗを示す。図４に示されるように、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、互いに、１２０°ずつ位相がずれた正弦波となっている。
　このとき、例えば、Ｕ相にＩａ、Ｖ相に－Ｉａ／２、Ｗ相に－Ｉａ／２の直流電流が流れるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１（＝０）を設定したと仮定する。この場合、基準位置であるθ＿１＝０の位置に回転子１０を固定することになる。もちろん、回転子１０を固定する位置は、特に、これに限定されない。
　ここで、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の６つの矢印で示した範囲内の位相においては、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗのうち、いずれのモータ電流もゼロとはならない。
　ステップＳ１００において同定器１１０は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の６つの矢印で示した範囲内の位相になるように、ｄ軸位相θ＿１を設定する。
　ステップＳ１０１において、ｄ軸電流の収束が完了し、回転子１０の位置決めが完了する。
　次に、ステップＳ１０２において、同定器１１０は、電流制御器１０７からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１を取得し、三相／ｄｑ変換器１０４からｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１を取得する。なお、このとき、ｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１の代わりに、速度制御器１０６からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１を取得してもよい。
　ステップＳ１０２におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１とｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１とのサンプリングが終了すると、同定器１１０の処理は、ステップＳ１０３に進む。
　ステップＳ１０３では、同定器１１０は、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１の同定を開始する。そして、ステップＳ１０４で、同定器１１０は、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよびデッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１の演算を行う。
　ここで、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１の同定方法について、モータ電圧方程式および回転子１０の位置決めをする際の「各相モータ電流とデッドタイム減少電圧の関係」を用いて詳しく説明する。
　一般的に、永久磁石同期モータのモータ電圧方程式は、下記の式（１）によって与えられる。式（１）において、Ｒａは電機子巻線４の電機子巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωeは実回転角速度（電気角）、Ψａは永久磁石１２による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）の左辺にある、ｄｑ座標上のｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗが三相／ｄｑ変換されたものである。
　この三相電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗは、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に、三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompを加算し、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを引いたものである。
　また、ｄｑ座標上のｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcompおよびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcompは、三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp、ＶｖcompおよびＶｗcompが三相／ｄｑ変換されたものである。また、ｄｑ座標上のｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄおよびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑは、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗが三相／ｄｑ変換されたものである。
　従って、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、ｄｑ座標上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcompおよびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcompを加算し、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄおよびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑを減算したものとなり、それぞれ、下記の式（２）および式（３）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　１回目のサンプリング時のｄｑ座標上の実際のモータ印加電圧をＶｄ＿１およびＶｑ＿１、デッドタイム補償電圧をΔＶｄcomp＿１およびΔＶｑcomp＿１、デッドタイム減少電圧をΔＶｄ＿１およびΔＶｑ＿１とすると、式（２）および式（３）を適用して、実際のモータ印加電圧Ｖｄ＿１およびＶｑ＿１は、それぞれ、式（４）および式（５）のように表すことができる。
　なお、ｄｑ座標上の実際のモータ印加電圧Ｖｄ＿１およびＶｑ＿１は、１回目のサンプリング時に実際にモータ１０１に印加された三相電圧Ｖｕ＿１、Ｖｖ＿１およびＶｗ＿１が、三相／ｄｑ変換されたものである。また、ｄｑ座標上のｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcomp＿１およびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcomp＿１は、１回目のサンプリング時の三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp＿１、Ｖｖcomp＿１およびＶｗcomp＿１が三相／ｄｑ変換されたものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　実施の形態１においては、モータパラメータおよびインバータパラメータを同定する処理の期間中、直流電流指令であるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が印加されて、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０が静止状態であるため、回転角速度（電気角）ωeはωe＝０である。
　従って、式（１）のｄ軸における電圧方程式は、下記の式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）に式（４）を代入すると、下記の式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　また、式（１）のｑ軸における電圧方程式は、下記の式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）に式（５）を代入すると、下記の式（９）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、図２は、スイッチング素子の駆動時両端電圧および温度が一定のもとでの三相デッドタイム減少電圧とモータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗとの関係を示す図である。横軸がモータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを示し、縦軸が三相デッドタイム減少電圧を示す。なお、三相のデッドタイム減少電圧の特性は基本的に同じであるため、図２では、三相のうち一相分だけを示している。
　図２に示すように、モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗが負の値のときのデッドタイム減少電圧は、モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗが正の値のときのデッドタイム減少電圧と大きさが同じで、符号がマイナスの値となる。
　三相デッドタイム減少電圧とモータ電流との関係は、図２に示されるように、モータ電流の大きさ（絶対値）が閾値Ｉｔｈ以上か未満かで特性が異なる。
　モータ電流の大きさが閾値Ｉｔｈ未満のとき、デッドタイム減少電圧は単調増加である。一方、モータ電流の大きさが閾値Ｉｔｈ以上のとき、デッドタイム減少電圧はほぼ一定となる。ここで、モータ電流の値が閾値Ｉｔｈ以上の第１領域とモータ電流の値が閾値－Ｉｔｈ以下の第２領域とを飽和領域とし、モータ電流の値が閾値－Ｉｔｈより大きく、閾値Ｉｔｈより小さい第３領域を非飽和領域とする。なお、閾値Ｉｔｈおよび閾値－Ｉｔｈは、実験による測定などによって予め適宜決定される値である。
　デッドタイム減少電圧とモータ電流との関係がこのようになる理由は、モータ電流の大きさが閾値Ｉｔｈ未満のとき、モータ電流の大きさに対しデッドタイムｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗは単調増加であり、一方、モータ電流の大きさが閾値Ｉｔｈ以上のとき、デッドタイムｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗは、ほぼ一定となることである。
　なお、ここで、単調増加とは、横軸の値の増加に伴い、縦軸の値が連続して増加することである。このとき、増加率は一定でなくてもよい。図２の例では、単調増加は、モータ電流の値の増加に伴い、デッドタイム減少電圧が連続して増加することを意味している。以下の説明においても、「単調増加」という用語を、同様の意味として用いる。
　実施の形態１では、ステップＳ１００～１０２で回転子１０の位置決めをする際の各相モータ電流が以下の条件１を満足することを前提とする。
　条件１：各相モータ電流がそれぞれ或る値（いずれの値も０ではない）のとき、各相のデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は同じである。
　なお、この前提のもとでは、各相モータ電流はいずれの値も０でないため、位置決めをする際のｄ軸位相θ＿１は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の６つの矢印で示した範囲内にある。
　条件１について、具体例を示して記す。回転子１０を固定する際の各相モータ電流の値をＩｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１とし、これらのモータ電流が条件１を満たすとき、デッドタイム減少電圧の大きさは同じであり、その大きさをΔＶｃ（＞０）とする。
　各相モータ電流の間には、Ｉｕ＿１＋Ｉｖ＿１＋Ｉｗ＿１＝０の関係があり、かつ、いずれの値も０ではないため、Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１の３つの符号は、「２つは正、１つは負」もしくは「２つは負、１つは正」である。
　ここでは、「２つは正、１つは負」の例として、「Ｉｕ＿１＞０、Ｉｖ＿１＞０、Ｉｗ＿１＜０」の場合を図５に示す。モータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１におけるデッドタイム減少電圧はΔＶｃであり、Ｉｗ＿１におけるデッドタイム減少電圧は－ΔＶｃである。すなわち、三相のモータ電流の値が、それぞれ、Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１、および、Ｉｗ＿１のとき、各相のデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は、すべて、ΔＶｃとなる。モータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１は、飽和領域でも非飽和領域でもよい。図５は、回転子１０を固定する際の各相モータ電流の値Ｉｕ＿１（＞０）、Ｉｖ＿１（＞０）およびＩｗ＿１（＜０）における、各相のデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）が同じである、ことを示す図である。
　このように、同定器１１０は、条件１を満たすという前提で、三相のモータ電流を、それぞれ、第１の値（Ｉｕ＿１）、第２の値（Ｉｖ＿１）、および、第３の値（Ｉｗ＿１）に制御することで、モータ１０１の回転子１０を第１の位置に停止させて、同定を行う。図５の例では、第１の値、第２の値、および、第３の値は、それぞれ、飽和領域内の値であっても、非飽和領域内の値であってもよい。但し、同定器１１０は、第１の値、第２の値、および、第３の値の３つの符号が、２つは正で１つは負、もしくは、２つは負で１つは正となるように、第１の値、第２の値、および、第３の値を設定する。
　なお、「Ｉｕ＿１＞０、Ｉｖ＿１＞０、Ｉｗ＿１＜０」の例では、位置決めをする際のｄ軸位相θ＿１は図４の（３）の矢印で示した範囲内にある。
　また、「各相モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で三相とも一致する場合、飽和領域内の任意のモータ電流は条件１を満たす。
　図６は、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で三相とも一致する場合、回転子１０の位置決めをする際の各相モータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１が、飽和領域にあることを示す図である。図６において、横軸は三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを示し、縦軸は三相デッドタイム減少電圧を示す。また、図６において、実線７１はＵ相の場合、破線７２はＶ相の場合、点線７３はＷ相の場合を示す。
　図６の場合においては、各相モータ電流が、それぞれ、飽和領域内の任意の値（いずれの値も０ではない）のときに、各相のデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）が、ΔＶｃで、同じになる。そのため、同定器１１０は、第１の値、第２の値、および、第３の値を、飽和領域内の値にそれぞれ設定して、同定を行う。ただし、この場合においても、各相モータ電流の間には、Ｉｕ＿１＋Ｉｖ＿１＋Ｉｗ＿１＝０の関係がある。そのため、同定器１１０は、第１の値、第２の値、および、第３の値の３つの符号が、２つは正で１つは負、もしくは、２つは負で１つは正となるように、第１の値、第２の値、および、第３の値を飽和領域内の値にそれぞれ設定する。
　なお、三相のデッドタイム減少電圧の大きさがすべて同じになる或る値または或る領域は、前もって分かっていない場合が多い。そのため、モータ電流制御の目標電流が分からずに、処理を進められないことがあり得る。しかしながら、図６の例においては、三相のデッドタイム減少電圧の大きさがすべて同じになる領域が、飽和領域であることが分かっている。飽和領域は、モータ電流の絶対値が閾値Ｉｔｈ以上の範囲であるため、広い範囲であり、特徴的な特性により定まる範囲である。従って、飽和領域が、モータ電流のどの領域であるかは、前もって分かっている場合が多い。そのため、三相のモータ電流を、飽和領域内に設定するという図６の例は、現実的で、実用に適している。
　図７は、位置決めをする際のｄ軸位相θ＿１が図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の位相である場合の、モータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１の正負と、そのときの三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１の値を示す表である。ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１は、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１が三相／ｄｑ変換されたものであり、下記の式（１０）によって与えられる。図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）におけるｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１の算出式は、下記の式（１０）に、図７のΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１を代入することにより求めることができ、それぞれ、図８に示す。図８は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１を算出するための算出式を示す表である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（７）および式（９）に図８のΔＶｄ＿１およびΔＶｑ＿１を代入して、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃについて解いた結果を図９に示す。図９の算出式を用いて、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃとを同定することができる。図９は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の位相における、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃとを同定するための算出式を示した表である。
　さらに、図８のｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１の算出式に図９のデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃを代入したものを、図１０に示す。
　具体的には、図１０は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１を同定するための算出式を示した表である。
　また、図７の三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１の値に、図９のデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｃを代入することにより、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１の算出式を求めることができる。
　図１１～図１３に、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１の算出式を示す。具体的には、図１１は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｕ相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１を同定するための算出式を示した表である。図１２は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｖ相デッドタイム減少電圧ΔＶｖ＿１を同定するための算出式を示した表である。図１３は、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）における、Ｗ相デッドタイム減少電圧ΔＶｗ＿１を同定するための算出式を示した表である。
　ステップＳ１０４では、同定器１１０が、上述した計算方法により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１とｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１と上記の式（１）のモータ電圧方程式とを用いて、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１を演算する。
　ステップＳ１０５では、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１の同定が完了すると、同定器１１０の処理は、ステップＳ１０６に進む。
　ステップＳ１０６では、同定器１１０が、回転子１０を停止させるために保持していたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１の印加を終了する。
　以上により、各相モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）がゼロでないとき、そのモータ電流における三相デッドタイム減少電圧（図５の点Ａ、ＢおよびＣ。図６の点Ａ、ＢおよびＣ）を同定することができる。
　上記モータ電流以外の大きさにて三相デッドタイム減少電圧を求める必要がある場合も、条件１を満たしていれば、図３と同じ処理で、三相デッドタイム減少電圧を同定することができる。
　なお、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａが既知の場合は、三相デッドタイム減少電圧の同定方法のみを適用すればよい。
（実施の形態１の効果）
　以上のように、実施の形態１では、同定器１１０が、例えば図２に示すような三相デッドタイム減少電圧と各相モータ電流との関係を前もって保持していなくても、ｄｑ軸電圧指令値とｄｑ軸電流とモータ電圧方程式とから、三相デッドタイム減少電圧を同定することができる。そのため、三相デッドタイム減少電圧と各相モータ電流との関係を前もって測定する必要はなく、測定の手間を省くことができる。なお、図２は、三相デッドタイム減少電圧とモータ電流との関係の一例を示す図である。図２において、横軸は各相モータ電流を示し、縦軸は三相デッドタイム減少電圧を示している。なお、図２では、三相のうちの一相分だけを示している。実施の形態１では、図２に示すような三相デッドタイム減少電圧と各相モータ電流との関係を前もって保持していなくてもよいため、ユーザの手間が削減できるだけでなく、製品コストおよび製品寸法が増加することを抑制できる。
　また、実施の形態１では、永久磁石同期モータ１０１の出力電圧誤差および電機子巻線抵抗誤差がある場合でも、三相デッドタイム減少電圧と電機子巻線抵抗とを、同時に、精度よく同定することができる。これにより、永久磁石同期モータ１０１の動作の応答性の低下および脱調を回避し、安定した動作を実現できる。
　また、同定の際に、上記の特許文献１に記載された技術においては、第１および第２のスイッチング周波数として、高い周波数と低い周波数とを選ぶ必要がある。そのため、それに伴うスイッチング損失、発熱、騒音などの問題がある。具体的には、高い周波数では、スイッチング損失が大きくなり、発熱が大きくなるという問題がある。また、低い周波数では、騒音の問題が顕著になる。また、２つのスイッチング周波数での処理が必要なため、１つのスイッチング周波数で処理を行う場合に比べて、処理時間に、より長い時間を費やすという問題もある。これに対して、実施の形態１では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１を与える際に、スイッチング周波数を複数設定することはない。このように、実施の形態１では、スイッチング周波数を１つだけ選ぶため、スイッチング損失、発熱、および、騒音の問題を回避できる。また、同定に費やす処理時間を短くすることができる。
　また、同定の際に、上記の特許文献１に記載された技術においては、交流モータを回転させないようにするため、２相間（Ｕ－Ｖ相間、Ｖ－Ｗ相間、Ｗ－Ｕ相間のいずれか）に直流電流を流す。さらに、そのときに取得した電流制御出力を用いて、オンディレイ補償値を演算する。この方法では、オンディレイ補償値を演算可能な、交流モータの回転子の停止位置は、２相間に直流電流を流す位置に限定され、任意の位置とはならないという問題がある。そのため、特許文献１の技術においては、３相間に直流電流を流す位置に交流モータの回転子を停止させなければいけない場合、オンディレイ補償値を演算することはできないという問題がある。これに対して、実施の形態１では、モータ電流が上記条件１を満たしていれば、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０を第１の位置に固定させて、三相デッドタイム減少電圧を同定することができる。
　実施の形態２．
　実施の形態２では、上記の実施の形態１で説明した同定器１１０の同定方法とは別の同定方法について説明する。モータ制御装置１００および永久磁石同期モータ１０１の基本的な構成および動作については、実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略し、実施の形態１を参照することとする。実施の形態２と実施の形態１との違いは、回転子１０の位置決めをする際の「各相モータ電流とデッドタイム減少電圧の関係」、回転子１０の位置決めをする際のｄ軸位相θe、および、同定器１１０の動作のみである。
　上記の実施の形態１では、電流制御器１０７が生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、三相／ｄｑ変換器１０４が生成したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの、サンプリングを１回のみ行うとして説明した。これに対し、実施の形態２では、回転子１０を停止させる位置を２つの位置に段階的に変化させて、サンプリングを２回行う同定方法について説明する。
　なお、回転子１０を停止させる２つの位置は、ｄ軸位相θeが、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相のいずれかとなる位置である。
　図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相においては、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗのうち、一相のモータ電流はゼロとなり、残りの二相のモータ電流は、モータ電流の大きさ（絶対値）が同じで、符号が逆となる。
　１回目のサンプリングでは、三相のうちの二相のモータ電流を第１の値Ｉｂ＿１および第２の値－Ｉｂ＿１にそれぞれ設定する。そして、２回目のサンプリングでは、同定器１１０は、三相のうちの二相のモータ電流を第４の値Ｉｂ＿２および第５の値－Ｉｂ＿２にそれぞれ設定して、同定を行う。
　従って、実施の形態２では、同定器１１０は、１回目のサンプリングとして、永久磁石同期モータ１０１の三相のうちの一相のモータ電流を第１の値に制御し、残りの一相を第１の値と符号が逆の値である第２の値に制御することで、回転子１０を第１の位置に停止させる。なお、ここでは、モータ電流を制御するとして説明しているが、実際には、ｄｑ軸電流を制御するようにしてもよい。
　次に、同定器１１０は、回転子１０を第１の位置に停止させた状態で、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとを取得して、それぞれ、第１のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１および第１のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１と第１のｄ軸電流Ｉｄ＿１および第１のｑ軸電流Ｉｑ＿１とする。
　次に、同定器１１０は、２回目のサンプリングとして、永久磁石同期モータ１０１の三相のうちの一相のモータ電流を第１の値とは大きさの異なる第４の値に制御し、残りの一相を第４の値と符号が逆の値である第５の値に制御することで、回転子１０を第２の位置に停止させる。第２の位置は第１の位置と同じでもよいし、異なってもよい。次に、同定器１１０は、回転子１０を第２の位置に停止させた状態で、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとを取得して、それぞれ、第２のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿２および第２のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿２と第２のｄ軸電流Ｉｄ＿２および第２のｑ軸電流Ｉｑ＿２とする。
　次に、同定器１１０は、第１および第２のｄｑ軸電圧指令値と、第１および第２のｄｑ軸電流と、上記の式（１）のモータ電圧方程式とを用いて、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａと三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１とを同定する。
　以下、実施の形態２における同定器１１０の動作について詳細に説明する。図１４は、実施の形態２に係るモータ制御装置１００の同定器１１０におけるモータパラメータおよびインバータパラメータの自動計測処理のフローチャートである。図１４の処理は、同定器１１０が永久磁石同期モータ１０１のモータパラメータおよび電力変換器１０９のインバータパラメータを求めるためのアプリケーションとして行うものである。図１４に示される同定処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。当該同定処理で求められたモータパラメータおよびインバータパラメータを用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。この同定処理によって同定されるモータパラメータは電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａ、インバータパラメータは三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１である。あるいは、インバータパラメータとして、デッドタイムｔｄｕ、ｔｄｖ、ｔｄｗを同定してもよい。
　同定器１１０は、図１４に示す処理を開始すると、まず、ステップＳ２００とステップＳ２０１とで、回転子１０を予め設定された第１の位置まで回転させて固定する位置決め動作を行う。この動作は、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０が静止した状態で、モータパラメータの同定とインバータパラメータの同定とに必要となるｄｑ軸電圧指令値を取得するためである。
　この動作について具体的に説明すると、まず、ステップＳ２００において、同定器１１０は、回転子１０の位置決めを行うために、永久磁石同期モータ１０１の回転座標系の界磁軸であるｄｑ軸にｄｑ軸電流指令値、および、回転座標系の基準位置に対する位置（ｄ軸位相θe）を与える。与えるｄｑ軸電流指令値としては、ｄ軸には予め設定されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊＿１（＝直流値）を設定し、ｑ軸にはゼロであるｑ軸電流指令Ｉｑ＊＿１（＝０）を設定する。また、ｄ軸位相としてθ＿１を設定する。そして、電圧指令値取得処理の実行期間中は、回転子１０が第１の位置から動かないように、これらのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１（＝０）、およびｄ軸位相θ＿１を保持する。なお、このときのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１（＝０）の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、速度制御器１０６が行うようにしてもよい。また、ｄ軸位相θ＿１の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、推定器１０５が行うようにしてもよい。
　ここで、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相においては、三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗのうち、一相のモータ電流はゼロとなり、残りの二相のモータ電流は、モータ電流の大きさ（絶対値）が同じで、符号が逆となる。
　ステップＳ２００において同定器１１０は、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相のいずれかになるように、ｄ軸位相θ＿１を設定する。
　以上の処理によって、ステップＳ２０１において、ｄ軸電流、ｑ軸電流の収束が完了し、回転子１０の位置決めが完了する。
　次に、ステップＳ２０２において、同定器１１０は、電流制御器１０７からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１を取得し、三相／ｄｑ変換器１０４からｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１を取得する。なお、このとき、ｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１の代わりに、速度制御器１０６からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１を取得してもよい。
　ステップＳ２００～Ｓ２０２の処理で第１の位置決めおよびサンプリングが終了すると、同定器１１０は、ステップＳ２０３とステップＳ２０４とで、回転子１０を予め設定された第２の位置まで回転させて固定する位置決め動作を行う。この動作は、永久磁石同期モータ１０１の回転子１０が静止した状態で、モータパラメータの同定とインバータパラメータの同定とに必要となるｄｑ軸電圧指令値を取得するためである。
　具体的には、まず、ステップＳ２０３において、同定器１１０は、ｄ軸電流指令値を第１の位置決めとは別の値に更新する。与える電流指令としては、ｄ軸には予め設定されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２（＝直流値）を設定し、ｑ軸にはゼロであるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２（＝０）を設定する。また、与えるｄ軸位相としてθ＿２を設定する。ｄ軸位相θ＿２は、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相のいずれかである。
　そして、ｄｑ軸電圧指令値取得処理の実行期間中は、回転子１０が第２の位置から動かないように、同定器１１０は、これらのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２（＝０）、およびｄ軸位相θ＿２を保持する。なお、このときのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２（＝０）の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、速度制御器１０６が行うようにしてもよい。また、ｄ軸位相θ＿２の設定は、同定器１１０が行うようにしているが、推定器１０５が行うようにしてもよい。
　以上の処理によって、ステップＳ２０４において、ｄ軸電流およびｑ軸電流の収束が完了し、回転子１０の位置決めが完了する。
　次に、ステップＳ２０５において、同定器１１０は、電流制御器１０７からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿２およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿２を取得し、三相／ｄｑ変換器１０４からｄ軸電流Ｉｄ＿２およびｑ軸電流Ｉｑ＿２を取得する。なお、このとき、ｄｑ軸電流Ｉｄ＿２およびＩｑ＿２の代わりに、速度制御器１０６からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２を取得してもよい。
　ステップＳ２０３～Ｓ２０５の処理で第２の位置決めおよびサンプリングが終了すると、同定器１１０の処理は、ステップＳ２０６に進む。
　ステップＳ２０６において、同定器１１０は、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１の同定を開始する。なお、当該同定においては、下記のように、同定器１１０は、ステップＳ２０２で取得した電圧指令値と検出電流、および、ステップＳ２０５で取得した電圧指令値と検出電流とに基づいて、同定を行う。具体的には、同定器１１０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１、ｄ軸電流Ｉｄ＿１およびｑ軸電流Ｉｑ＿１、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿２およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿２、ｄ軸電流Ｉｄ＿２およびｑ軸電流Ｉｑ＿２を用いる。
　そして、ステップＳ２０７で、同定器１１０は、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよびデッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶｖ_１およびΔＶｗ_１の演算を行う。
　電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ_１、ΔＶ_１ｖおよびΔＶｗ_１の同定方法についてモータ電圧方程式、および、回転子１０の位置決めをする際の「各相モータ電流とデッドタイム減少電圧の関係」を用いて説明する。実施の形態２におけるモータ電圧方程式は、実施の形態１の上記の式（１）と同じであるため、上記の式（１）を参照する。
　また、１回目のサンプリング時のｄｑ座標上の実際のモータ印加電圧Ｖｄ＿１およびＶｑ＿１は、ｄｑ座標上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＿１に、ｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcompおよびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcompを加算し、ｄ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｑ＿１を減算したものとなる。このことは、実施の形態１と同じである。従って、上記の式（４）および式（５）が成り立つ。ここでは、式（４）および式（５）の再掲を省略し、上記の式（４）および式（５）を参照する。
　２回目のサンプリング時のｄｑ座標上のモータ印加電圧をＶｄ＿２およびＶｑ＿２とし、デッドタイム補償電圧をΔＶｄcomp＿２およびΔＶｑcomp＿２、デッドタイム減少電圧をΔＶｄ＿２およびΔＶｑ＿２とすると、１回目のサンプリング時の式（４）および式（５）と同様に、下記の式（１１）および式（１２）が成り立つ。
　なお、ｄｑ座標上の実際のモータ印加電圧Ｖｄ＿２およびＶｑ＿２は、２回目のサンプリング時の実際のモータ印加三相電圧Ｖｕ＿２、Ｖｖ＿２およびＶｗ＿２が三相／ｄｑ変換されたものである。また、ｄｑ座標上のｄ軸デッドタイム補償電圧Ｖｄcomp＿２およびｑ軸デッドタイム補償電圧Ｖｑcomp＿２は、２回目のサンプリング時の三相デッドタイム補償電圧Ｖｕcomp＿２、Ｖｖcomp＿２およびＶｗcomp＿２が三相／ｄｑ変換されたものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　実施の形態２においては、１回目のサンプリングにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿１およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿１が印加され、２回目のサンプリングにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２が印加される。１回目のサンプリングおよび２回目のサンプリングのいずれの場合も回転子１０が静止状態であるため、回転角速度（電気角）ωeはωe＝０である。
　従って、１回目のサンプリング時、上記の式（１）のｄ軸における電圧方程式、ｑ軸における電圧方程式は、それぞれ、実施の形態１と同じく、上記の式（７）および式（９）のように表される。ここでは、式（７）および式（９）の再掲を省略し、上記の式（７）および（９）を参照する。
　また、２回目のサンプリング時、上記の式（１）のｄ軸における電圧方程式、ｑ軸における電圧方程式は、１回目のサンプリング時と同様に、それぞれ、下記の式（１３）および式（１４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　実施の形態２では、ステップＳ２００～２０５で回転子１０の第１と第２の位置決めをする際の各相モータ電流が以下の条件２を満たすことを前提とする。
　条件２：下記の（ｉ）～（ｉｉｉ）の３つを全て満たすこと。
　（ｉ）：各相モータ電流のうち、一相のモータ電流はゼロとなり、残りの二相のモータ電流は、大きさ（絶対値）が同じで、符号が逆となる、或る値である。
　（ｉｉ）：この二相のモータ電流の大きさは、第１と第２の位置決め時で異なる。
　（ｉｉｉ）：この二相のモータ電流におけるデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は、第１と第２の位置決め時で同じである。
　なお、この前提のもとでは、一相のモータ電流はゼロとなるため、第１と第２の位置決めをする際のｄ軸位相θ＿１、ｄ軸位相θ＿２は図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相いずれかになる。
　条件２について、具体例を示して記す。回転子１０の位置決めをする際の各相モータ電流の値を、第１の位置決めではＩｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１、第２の位置決めではＩｕ＿２、Ｉｖ＿２およびＩｗ＿２とする。
　このモータ電流が条件２を満たすとき、モータ電流がゼロとならない相において、デッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は、第１と第２の位置決め時で同じであり、その大きさをΔＶｂ（＞０）とする。
　ここで、位置決めをする際、モータ電流がゼロとなる相をそれぞれ、第１の位置決めではＶ相、第２の位置決めではＷ相とする。
　また、モータ電流の大きさ（絶対値）に関し、第１の位置決めのＵ相、Ｗ相はＩｂ＿１、第２の位置決めのＵ相、Ｖ相はＩｂ＿２とする。
　その中で、
「Ｉｕ＿１＝Ｉｂ＿１、Ｉｖ＿１＝ 0、Ｉｗ＿１＝－Ｉｂ＿１」
「Ｉｕ＿２＝Ｉｂ＿２、Ｉｖ＿２＝－Ｉｂ＿２、Ｉｗ＿２＝０」
の場合を図１５に示す。
　図１５は、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が全領域で三相とも完全に一致はしてはいない場合を示す図である。図１５は、第１の位置決め時のモータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１、および、第２の位置決め時のモータ電流Ｉｕ＿２、Ｉｗ＿２におけるデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）が同じであり、第１の位置決め時のモータ電流Ｉｗ＿１、および、第２の位置決め時のモータ電流Ｉｖ＿２がゼロであることを示している。図１５において、横軸は三相モータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを示し、縦軸は三相デッドタイム減少電圧を示す。また、図１５において、実線８１はＵ相の場合、破線８２はＶ相の場合、別の破線８３はＷ相の場合を示す。
　なお、図１５の場合、ｄ軸位相θ＿１、ｄ軸位相θ＿２は、それぞれ図４の（２）、（１２）の符号で示した位相になる。
　「各相モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で三相とも一致する場合、飽和領域の任意のモータ電流は条件２を満たす。
　図１６は、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が全領域で三相とも一致する場合を示す図である（全領域で一致する場合、当然飽和領域でも一致する）。図１６は、第１の位置決め時のモータ電流Ｉｕ＿１、Ｉｖ＿１、および、第２の位置決め時のモータ電流Ｉｕ＿２、Ｉｗ＿２が飽和領域にあり、第１の位置決め時のモータ電流Ｉｗ＿１、第２の位置決め時のモータ電流Ｉｖ＿２がゼロであることを示している。
　図１６において、横軸は三相のモータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを示し、縦軸は三相デッドタイム減少電圧を示す。また、図１６においては、Ｕ相の場合、Ｖ相の場合、および、Ｗ相の場合が重なっているため、同一の実線９１で三相の場合を示す。
　次に、ｄ軸位相θ＿１、θ＿２の位相の関係について説明する。
　「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で一致する、という前提条件がない場合（例えば、図１５の場合である。）、三相デッドタイム減少電圧を全て（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）同定するためには、ｄ軸位相θ＿１とｄ軸位相θ＿２とが互いに異なる（但し、ｄ軸位相θ＿１とｄ軸位相θ＿２との位相差がπの場合を除く）必要がある。
　なぜなら、ｄ軸位相θ＿１、θ＿２が同じ位相、または、πだけずれている場合、三相デッドタイム減少電圧のうち二相しか求めることができない。例えば、θ＿１＝π／６、θ＿２＝π／６のとき、図１７の通り、ΔＶｖ＿１＝０、ΔＶｖ＿２＝０となり、ゼロ以外のＶ相デッドタイム減少電圧を同定できない。図１７は、第１の位置決めの際のｄ軸位相θ＿１および第２の位置決めの際のｄ軸位相θ＿２が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。
　しかし、図１６のように「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で一致する場合は、ｄ軸位相θ＿１、θ＿２が同じ位相であり、ΔＶｖ＿１＝０、ΔＶｖ＿２＝０となっても、Ｖ相デッドタイム減少電圧を同定できる。理由は、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で一致するという前提条件があるため、Ｕ相デッドタイム減少電圧もしくはＷ相デッドタイム減少電圧の同定値をＶ相デッドタイム減少電圧として流用すればいいからである。
　よって、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で一致する場合は、ｄ軸位相θ＿１、θ＿２が同じ位相であっても異なる位相であっても構わない。
　なお、以下では、１回目のサンプリング時の三相のモータ電流をＩｕ＿１、Ｉｖ＿１およびＩｗ＿１と呼び、そのときの三相デッドタイム減少電圧をΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１とする。ｄｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１およびΔＶｑ＿１は、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１およびΔＶｗ＿１が三相／ｄｑ変換されたものであり、上記の式（１０）によって与えられる。また、２回目のサンプリング時の三相のモータ電流をＩｕ＿２、Ｉｖ＿２およびＩｗ＿２と呼び、そのときの三相デッドタイム減少電圧をΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２およびΔＶｗ＿２とする。ｄｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿２およびΔＶｑ＿２は、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２およびΔＶｗ＿２が三相／ｄｑ変換されたものであり、上記の式（１０）の添え字「＿１」を「＿２」に変えた下記の式（１５）によって与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相における、１回目および２回目のサンプリング時の三相モータ電流Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１、Ｉｗ＿１、Ｉｕ＿２、Ｉｖ＿２、Ｉｗ＿２と、三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１、ΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２、ΔＶｗ＿２を図１７に、ｄｑ軸デッドタイム減少電圧ΔＶｄ＿１、ΔＶｑ＿１、ΔＶｄ＿２、ΔＶｑ＿２を下記の式（１６）、式（１７）、式（１８）および式（１９）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　式（１６）を式（７）に、式（１７）を式（１３）に代入すると、式（２０）および式（２１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　式（２０）および式（２１）を、ＲａおよびΔＶｂについて解いたものを式（２２）および式（２３）に示す。式（２２）および式（２３）は、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）における、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｂとを算出するための算出式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　式（２２）および式（２３）の算出式を用いることで、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａとデッドタイム減少電圧の大きさΔＶｂを同定することができる。
　さらに、式（２３）に示すΔＶｂの算出式を上記の式（１６）および式（１７）に代入することにより、式（２４）および式（２５）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　また、ΔＶｑ＿１およびΔＶｑ＿２の値は式（１８）および式（１９）をそのまま用いることができる。
　式（２４）、式（２５）、および、式（１８）、式（１９）は、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）における、ｄｑ軸デッドタイム減少電圧の値ΔＶｄ＿１、ΔＶｄ＿２とΔＶｑ＿１、ΔＶｑ＿２の算出式である。
　また、図１７の三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１、およびΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２、ΔＶｗ＿２、の値に、式（２３）に示すΔＶｂの算出式を代入したものを図１８および図１９に示す。図１８は、第１の位置決めの際のｄ軸位相θ＿１が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。また、図１９は、第２の位置決めの際のｄ軸位相θ＿２が、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）のときの、モータ電流の値と、そのときの三相デッドタイム減少電圧の値を示す表である。
　図１８および図１９は、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相における、１回目および２回目のサンプリング時の三相モータ電流Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１、Ｉｗ＿１、Ｉｕ＿２、Ｉｖ＿２、Ｉｗ＿２と三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１、およびΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２、ΔＶｗ＿２の算出式を示している。図１８および図１９の算出式を用いることで三相デッドタイム減少電圧を同定することができる。
　図１４のステップＳ２０７では、同定器１１０は、上述した計算方法により、２回のサンプリングで取得したｄｑ軸電圧指令値およびモータ電流を用いて、同定を行う。すなわち、同定器１１０は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊＿１、Ｖｑ＊＿１、Ｖｄ＊＿２およびＶｑ＊＿２と、ｄｑ軸電流Ｉｄ＿１、Ｉｑ＿１、Ｉｄ＿２およびＩｑ＿２とを用いる。さらに、同定器１１０は、式（２２）に示すＲａの算出式を用いて電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａを同定する。また、同定器１１０は、図１７に示す算出式を用いて三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１、およびΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２、ΔＶｗ＿２を演算する。
　図１４のステップＳ２０８において、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ＿１、ΔＶｖ＿１、ΔＶｗ＿１、およびΔＶｕ＿２、ΔＶｖ＿２、ΔＶｗ＿２の同定が完了する。ステップＳ２０９においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＿２、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＿２の印加を終了する。
　以上により、各相モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）がゼロでないとき、そのモータ電流におけるデッドタイム減少電圧（図１５の点Ａ、Ｂ、ＣおよびＤ。図１６の点Ａ、Ｂ、ＣおよびＤ）を同定することができる。
　上記の同定後、上記モータ電流以外の大きさにて三相デッドタイム減少電圧を求める必要がある場合の同定方法（以下、同定方法Ａと呼ぶ）を記す。その場合、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａはすでに同定済みである。電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａが同定済みの場合、式（２０）、式（２１）のいずれか一方、すなわち１回のサンプリングで、ΔＶｂを算出することができる。このΔＶｂの算出式を式（１６）または式（１７）、および、図１７のΔＶｂに代入することで、ｄｑ軸および三相のデッドタイム減少電圧を算出することができる。よって、１回の位置決めでｄｑ軸および三相のデッドタイム減少電圧を同定することができる。
　ここで、同定済みの電機子巻線抵抗Ｒａを用いた、非飽和領域の三相デッドタイム減少電圧を同定する方法、すなわち、同定方法Ａについて記す。
　図１６のように、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」は、モータ電流の全領域で、デッドタイム減少電圧の大きさが一致するため、当然非飽和領域でも一致する。この場合、非飽和領域では、条件２のうちの（ｉｉｉ）の「この二相モータ電流におけるデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は、第１と第２の位置決め時で同じである。」が満たされない。なぜなら、非飽和領域のデッドタイム減少電圧は単調増加であるため、第１と第２の位置決め時のモータ電流におけるデッドタイム減少電圧の大きさ（絶対値）は、同じにならないからである。
　条件２の（ｉ）～（ｉｉｉ）を全てを満たさないので、図１４に示した２回の位置決めおよびサンプリングを行う同定方法では、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび非飽和領域の三相デッドタイム減少電圧を同定することはできない。
　しかし、図１６のように、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」において、モータ電流が飽和領域のときに、デッドタイム減少電圧の大きさが一致するならば（全領域一致するため、当然飽和領域でも一致する）、次の方法で同定することができる。初めに図１４に示した同定方法により電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび、および、飽和領域の三相デッドタイム減少電圧を同定する。その後に、同定済みのＲａを用いて、上記の同定方法Ａで、非飽和領域の三相のデッドタイム減少電圧を同定する。
　（実施の形態２の効果）
　実施の形態２においても、上述した実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
　さらに、実施の形態２では、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の位相から２つ（または１つ）を選び、モータ電流を少なくとも２つの大きさに段階的に変化させることでサンプリングを２回行って、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａと三相デッドタイム減少電圧とを同定する方法について示した。図６もしくは図１６のように、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が飽和領域で三相とも一致する場合には、実施の形態１で示したように１回のサンプリングで、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗの同定を行うことができる。しかしながら、図１５に示すように、第１と第２の位置決めをする際の各相モータ電流が条件２を満たすが、条件１を満たさない場合がある。この場合には、実施の形態１で記した１回のサンプリングのみを行う同定方法では電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗの同定を行うことができない可能性がある。その場合には、実施の形態２で示した２回のサンプリングを行う同定方法を用いれば、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび三相デッドタイム減少電圧ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗの同定を行うことができる。
　図１６のように、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が非飽和領域で一致する場合、実施の形態１で示した方法で、非飽和領域の三相のデッドタイム減少電圧を同定することはできない。しかし、図１６のように、「モータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とデッドタイム減少電圧の関係」が非飽和領域だけでなく、飽和領域でも一致するならば、次の方法で同定することができる。初めに図１４に示した同定方法により、少なくとも２回の位置決めで、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａおよび、および、飽和領域の三相デッドタイム減少電圧を同定する。その後に、同定済みのＲａを用いて、上記の同定方法Ａを用い、少なくとも１回の位置決めで、非飽和領域の三相のデッドタイム減少電圧を同定することができる。
　なお、同定済みのＲａを用いて、上記の同定方法Ａを用い、少なくとも１回の位置決めで、飽和領域の三相のデッドタイム減少電圧を同定することも、もちろんできる。
　（実施の形態１および実施の形態２の変形例）
　上記の実施の形態２では、モータ電流を少なくとも２つの大きさに段階的に変化させ、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａと三相デッドタイム減少電圧とを同定する方法について示した。その際、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の符号で示した６つの位相における場合について説明した。ただし、この場合に限定されない。図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の６つの矢印で示した範囲内の位相における場合においても、モータ電流を少なくとも２つの大きさに段階的に変化させ、電機子巻線４の電機子巻線抵抗Ｒａと三相デッドタイム減少電圧とを同定するようにしてもよい。
　また、実施の形態１で示した１回のサンプリングのみを行う同定方法を第１の同定方法とし、実施の形態２で示した２回のサンプリングを段階的に順次行う同定方法を第２の同定方法とし、実施の形態２で示した１回のサンプリングのみを行う同定方法を第３の同定方法とする。このとき、図４の（１）、（３）、（５）、（７）、（９）および（１１）の位相の場合は第１の同定方法を用い、図４の（２）、（４）、（６）、（８）、（１０）および（１２）の位相の場合は第２の同定方法、もしくは、Ｒａが同定済みの場合は第３の同定方法を用いるように予め設定しておいてもよい。その場合、同定器１１０は、回転子１０の位置ごとに同定方法を設定したテーブルをメモリに格納しておき、回転子１０の位置に応じて当該テーブルを参照して、第１の同定方法または第２の同定方法、または第３の同定方法の中から同定方法を選択して用いる。
　実施の形態１および２では、電機子巻線４のＵ相の位置を、回転子１０の基準位置、すなわち、ｄ軸位相θeの基準位置（θe＝０）として扱った。しかしながら、この場合に限定されない。例えば、基準位置をシフトさせた場合は、シフトさせた位相と同じ分だけ、図４、図７～１３、および、図１７～図１９のθの位相をシフトさせればよい。
　１　固定子、２　固定子鉄心、３　ティース、４　電機子巻線、１０　回転子、１１　回転子鉄心、１２　永久磁石、２０　スイッチング素子、２１　スイッチング素子、２２　接続点、２３　ゲート、２５　還流ダイオード、３０　電源、３１　コンデンサ、１００　モータ制御装置、１０１　永久磁石同期モータ、１０２　電流センサ、１０２ａ　電流センサ、１０２ｂ　電流センサ、１０２ｃ　電流センサ、１０４　三相／ｄｑ変換器、１０５　推定器、１０６　速度制御器、１０７　電流制御器、１０８　ｄｑ／三相変換器、１０９　電力変換器、１１０　同定器、１２０　ベクトル制御器、１３０　コントローラ。

Claims (16)

  1. 　モータの三相の電機子巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
    　外部から入力される目標回転角速度と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とに基づいて電圧指令値を生成して、前記モータの実回転角速度を制御するベクトル制御器と、
    　前記ベクトル制御器で生成された前記電圧指令値に応じて、前記モータに電力を供給する電力変換器と、
    　前記モータのモータパラメータと前記電力変換器のインバータパラメータとを同定する同定器と
    　を備え、
    　前記同定器は、
    　前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を第１の値と第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第１の位置に停止させ、前記回転子を前記第１の位置に停止させた状態で、前記ベクトル制御器が生成した前記電圧指令値と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とを取得し、前記電圧指令値と前記モータ電流とに基づいて前記モータパラメータと前記インバータパラメータとを求める、
    　モータ制御装置。
  2. 　前記モータパラメータは、前記モータの前記電機子巻線の電機子巻線抵抗であり、
    　前記インバータパラメータは、前記モータのデッドタイム減少電圧であり、
    　前記同定器は、
    　前記モータの実電圧と前記モータ電流と前記電機子巻線抵抗との関係を定義したモータ電圧情報を有し、
    　前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を前記第１の値と前記第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの前記回転子を前記第１の位置に停止させ、前記回転子を前記第１の位置に停止させた状態で、前記ベクトル制御器が生成した前記電圧指令値と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とを取得し、前記モータの前記実電圧が、前記電圧指令値から前記デッドタイム減少電圧を減算し、前記同定器が同定する前記デッドタイム減少電圧に相当するデッドタイム補償電圧を加算したものであるという関係を利用して、前記電圧指令値と前記モータ電流と前記モータ電圧情報とを用いて、前記電機子巻線抵抗と前記デッドタイム減少電圧とを求める、
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記回転子の前記第１の位置は、前記三相の前記モータ電流のいずれもゼロにならない位置である、
    　請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記三相の前記モータ電流が、それぞれ、前記第１の値、前記第２の値、および、第３の値のときに、前記三相の前記デッドタイム減少電圧の大きさがすべて同じになる場合、
    かつ、
    　前記第１の値、前記第２の値、および、前記第３の値の符号のうち、２つは正で１つは負、もしくは、２つは負で１つは正となる場合に、
    　前記同定器は、
    　前記三相の前記モータ電流を、前記第１の値、前記第２の値、および、前記第３の値にそれぞれ制御することで前記モータの前記回転子を前記第１の位置に停止させる、
    　請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記モータ電流の値が正または負で、前記モータ電流の絶対値が閾値以上の領域を飽和領域としたとき、
    　前記三相の前記モータ電流が、それぞれ、前記飽和領域内の前記第１の値、前記第２の値、および、前記第３の値のときに、前記三相の前記デッドタイム減少電圧の大きさがすべて同じになる場合、
    かつ、
    　前記第１の値と前記第２の値と前記第３の値の符号のうち、２つは正で１つは負、もしくは、２つは負で１つは正となる場合に、
    　前記同定器は、
    　前記三相の前記モータ電流を、前記第１の値、前記第２の値、および、前記第３の値にそれぞれ制御することで前記モータの前記回転子を前記第１の位置に停止させる、
    　請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記同定器は、
    　１回目のサンプリング時に、前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を第１の値と第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第１の位置に停止させ、前記回転子を前記第１の位置に停止させた状態で、前記ベクトル制御器が生成した前記電圧指令値と前記電流検出部が検出した前記モータ電流とを取得し、それぞれ、第１の電圧指令値および第１のモータ電流とし、
    　２回目のサンプリング時に、前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を前記第１の値および前記第２の値とは異なる第４の値および第５の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第２の位置に停止させ、前記回転子を前記第２の位置に停止させた状態で、前記電圧指令値と前記モータ電流とを取得して、それぞれ、第２の電圧指令値および第２のモータ電流とし、
    　前記第１および第２の電圧指令値と前記第１および第２のモータ電流とに基づいて前記モータパラメータと前記インバータパラメータとを求める、
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記モータパラメータは、前記モータの前記電機子巻線の電機子巻線抵抗であり、
    　前記インバータパラメータは、前記モータのデッドタイム減少電圧である、
    　請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記回転子の前記第１の位置および前記第２の位置は、前記三相の前記モータ電流のうち一相がゼロとなる位置である、
    　請求項７に記載のモータ制御装置。
  9. 　下記の条件２が成り立つ場合、
    　条件２：下記の（ｉ）～（ｉｉｉ）の３つを全て満たすこと、
    　（ｉ）：各相モータ電流のうち、一相のモータ電流はゼロとなり、残りの二相のモータ電流は、大きさが同じで、符号が逆である、
    　（ｉｉ）：前記残りの二相のモータ電流の前記大きさは、前記１回目のサンプリング時と前記２回目のサンプリング時とで互いに異なる、
    　（ｉｉｉ）：前記残りの二相のモータ電流における前記デッドタイム減少電圧の大きさは、前記１回目のサンプリング時と前記２回目のサンプリング時とで同じである、
    　前記同定器は、
    　前記三相の前記モータ電流のうち、一相の前記モータ電流がゼロで、残りの二相の前記モータ電流の絶対値の大きさが同じで、符号が逆となるように、
    　前記第１の値および前記第４の値を、前記モータ電流が正の領域の異なる２点のそれぞれに設定し、前記第２の値および前記第５の値を、前記モータ電流が負の領域の異なる２点のそれぞれに設定して、前記電機子巻線抵抗と前記デッドタイム減少電圧とを同定する、
    　請求項８に記載のモータ制御装置。
  10. 　前記１回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相と、前記２回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相とは互いに異なり、
    　前記１回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相と前記２回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相との位相差はπでない、
    　請求項９に記載のモータ制御装置。
  11. 　前記モータ電流の値が正または負で、前記モータ電流の絶対値が閾値以上の領域を飽和領域としたとき、前記モータ電流の飽和領域において、前記三相の前記デッドタイム減少電圧の値がすべて一致する場合に、
    　前記同定器は、
    　前記飽和領域のうち、前記モータ電流の値が正で、前記モータ電流の絶対値が閾値以上の領域を第１領域とし、前記モータ電流の値が負で、前記モータ電流の絶対値が閾値以上の領域を第２領域としたとき、
    　前記三相の前記モータ電流のうち、一相の前記モータ電流がゼロで、残りの二相の前記モータ電流の絶対値の大きさが同じで、符号が逆となるように、前記第１の値を前記第１領域内で設定し、前記第２の値を前記第２領域内で設定し、
    　前記三相の前記モータ電流のうち、一相の前記モータ電流がゼロで、残りの二相の前記モータ電流の絶対値の大きさが同じで、符号が逆となるように、前記第４の値を前記第１領域内で設定し、前記第５の値を前記第２領域内で設定して、
    　前記電機子巻線抵抗と前記デッドタイム減少電圧とを同定する、
    　請求項９に記載のモータ制御装置。
  12. 　前記１回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相と、前記２回目のサンプリング時の前記モータ電流のｄ軸位相とは、同じ位相あるいは異なる位相である、
    　請求項１１に記載のモータ制御装置。
  13. 　前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を前記第１の値と前記第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第１の位置に停止させて同定を行う方法を第１の同定方法とし、
    　前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を前記第１の値と前記第２の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第１の位置に停止させ、その後、段階的に、前記三相のうちの少なくとも二相の前記モータ電流を前記第１の値および前記第２の値とは異なる第４の値および第５の値とにそれぞれ制御することで前記モータの回転子を第２の位置に停止させて同定を行う方法を第２の同定方法としたとき、
    　前記同定器は、
    　前記第１の同定方法および前記第２の同定方法の中から前記回転子の位置ごとに同定方法を予め設定しておき、前記回転子を停止させる位置に応じて前記同定方法を変更して同定を行う、
    　請求項６に記載のモータ制御装置。
  14. 　前記同定器は、前記電機子巻線抵抗の同定後または前記電機子巻線抵抗が既知のとき、当該電機子巻線抵抗に基づいて、前記モータ電流の全領域のうちの少なくとも１つの値における前記デッドタイム減少電圧を同定する、
    　請求項２～５、７～１３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  15. 　前記モータ電流の値が正または負で、前記モータ電流の絶対値が閾値未満の領域を非飽和領域としたとき、
    　前記同定器は、
    　前記１回目のサンプリングおよび前記２回目のサンプリングを行って前記電機子巻線抵抗を同定した後に、同定された前記電機子巻線抵抗に基づいて、前記非飽和領域の三相のデッドタイム減少電圧を同定する、
    　請求項１１または１２に記載のモータ制御装置。
  16. 　前記モータの前記実電圧が、前記電圧指令値から前記デッドタイム減少電圧を減算し、前記同定器が同定する前記デッドタイム減少電圧に相当するデッドタイム補償電圧を加算したものであるという関係を利用して、前記電機子巻線抵抗と、前記電圧指令値と前記モータ電流と前記モータ電圧情報とを用いて、前記デッドタイム減少電圧を求める、
    　請求項１４または１５に記載のモータ制御装置。
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