WO2021220460A1 - インピーダンス変換器 - Google Patents

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WO2021220460A1
WO2021220460A1 PCT/JP2020/018266 JP2020018266W WO2021220460A1 WO 2021220460 A1 WO2021220460 A1 WO 2021220460A1 JP 2020018266 W JP2020018266 W JP 2020018266W WO 2021220460 A1 WO2021220460 A1 WO 2021220460A1
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WO
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dielectric
signal line
impedance converter
line
impedance
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PCT/JP2020/018266
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French (fr)
Inventor
美和 武藤
秀昭 松崎
Original Assignee
日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Definitions

  • the present invention relates to an impedance converter in a semiconductor high frequency module.
  • a microstrip line is used as a transmission line used for high-frequency circuits.
  • the microstrip line forms a transmission line by forming a ground surface of a flat conductor layer on one surface of the dielectric substrate and forming a band-shaped line on the other surface of the dielectric substrate.
  • the characteristic impedance of this microstrip line is determined by the width and thickness of the strip line and the dielectric constant and thickness of the dielectric substrate.
  • the characteristic impedance of the high-frequency circuit and the load circuit or signal source is matched in order to efficiently transmit power and signals at the connection portion. I need to let you.
  • an impedance converter formed so that the characteristic impedance is different at both ends of the microstrip line is used (see Non-Patent Document 1).
  • FIG. 12A is a plan view showing the structure of a conventional impedance converter
  • FIG. 12B is a sectional view taken along line AA'of the impedance converter of FIG. 12A
  • FIG. 12C is a sectional view taken along line BB'of the impedance converter of FIG. 12A.
  • the impedance converter using a transmission line is a microstrip line by gradually changing the width of the signal line 102 as shown in FIGS. 12A to 12C in order to prevent deterioration of transmission characteristics due to a sudden impedance change in a high frequency band.
  • the characteristic impedance of the above was converted into a desired impedance.
  • 100 is a dielectric substrate and 101 is a ground layer.
  • the number of signals of semiconductor high-frequency modules has been increasing, and the board connection pads have been miniaturized. That is, the number of signals input and output from the semiconductor high-frequency module is increasing due to the high functionality of the semiconductor high-frequency module, but the outer size of the module is reduced in order to improve the functionality and cost of the semiconductor high-frequency module. Because of the need, the distance between the board connection pad and the pad is becoming finer. As a result, there is a demand for the realization of a transmission line capable of routing multiple signals at high density in a wiring substrate connected to a semiconductor high frequency module, and an impedance converter that performs impedance conversion while maintaining high frequency characteristics by the transmission line.
  • the line width is gradually changed in a tapered shape.
  • the distance d1 of the substrate connection pad 103 also becomes large and the size of the impedance converter becomes large.
  • FIG. 13B when the width of the signal line 102 becomes large and the interval d2 of the signal line 102 becomes small, there is a problem that the crosstalk noise between the signal lines 102 becomes large.
  • Crosstalk noise between signal lines 102 is generated by shifting the electrons of the other signal line 102 when a signal pulse is transmitted by one signal line 102. Therefore, the smaller the distance between the signal lines 102, the larger the amount of electron displacement of the other signal line 102, and the larger the crosstalk noise. As described above, with the conventional impedance converter, it is difficult to achieve both improvement of line density and reduction of crosstalk noise between lines, and it is difficult to apply it to high-density mounting.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide an impedance converter and a method for manufacturing the same, which can achieve both improvement of line density and reduction of crosstalk noise between lines. do.
  • the impedance converter of the present invention has a dielectric substrate composed of a first dielectric and a second dielectric having a dielectric constant higher than that of the first dielectric, and a second dielectric substrate formed on the back surface of the dielectric substrate.
  • the second ground layer has a tapered portion whose width gradually changes along the signal propagation direction of the signal line, and a rectangular portion having a constant width formed so as to be connected to the thickest portion of the tapered portion.
  • the signal line and the rectangular portion other than the region between the two tapered portions are formed on the surface of the first dielectric and the signal line in the region between the two tapered portions.
  • the tapered portion are characterized in that they are formed on the surface of the second dielectric material.
  • the distance between the signal line and the second ground layer can be gradually changed, so that a desired characteristic impedance can be obtained. It is possible to realize an impedance converter in which the value can be set and the characteristic impedance on the input side and the characteristic impedance on the output side are different. Further, in the present invention, the length of the tapered portion can be shortened by forming the signal line and the tapered portion in the region between the two tapered portions on the surface of the second dielectric material. Further, in the present invention, the crosstalk noise between the lines can be reduced by providing the second ground layer between the signal lines. As a result, in the present invention, it is possible to achieve both improvement in line density and reduction in crosstalk noise between lines, so that an impedance converter applicable to high-density mounting can be realized.
  • FIG. 1A-1B are a plan view and a cross-sectional view of the impedance converter of the present invention.
  • 2A-2C are cross-sectional views of the impedance converter of the present invention.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the Grandet Coplanar line.
  • FIG. 4 is a diagram showing a position where the characteristic impedance of the impedance converter according to the embodiment of the present invention becomes the impedance on the input side and the position where the impedance becomes the impedance on the output side.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the length of the tapered portion and the amount of change in the characteristic impedance.
  • FIG. 6 is a diagram showing the characteristic impedance of the impedance converter and the conventional impedance converter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating the distance between the signal line and the ground layer of the impedance converter according to the embodiment of the present invention and the distance between the lines.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the characteristic impedance of the impedance converter according to the embodiment of the present invention and the distance between the signal line and the ground layer.
  • 9A-9D are diagrams showing a model of an impedance converter using an electromagnetic field simulator.
  • FIG. 10 is a diagram showing the simulation results of backward crosstalk of the impedance converter and the conventional impedance converter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a simulation result of forward crosstalk of the impedance converter and the conventional impedance converter according to the embodiment of the present invention.
  • 12A-12C are a plan view and a cross-sectional view showing the structure of a conventional impedance converter.
  • 13A-13B are plan views illustrating problems with conventional impedance converters.
  • FIG. 1A is a plan view of the impedance converter of the present invention
  • FIG. 1B is a sectional view taken along line AA'of the impedance converter of FIG. 1A
  • 2A is a sectional view taken along line BB'of the impedance converter of FIG. 1A
  • FIG. 2B is a sectional view taken along the line CC'of the impedance converter of FIG. 1A
  • FIG. It is a line sectional view.
  • the microstrip line of the present invention includes a dielectric substrate 10, a ground layer 11 formed on the back surface of the dielectric substrate 10, a plurality of signal lines 13 formed on the surface of the dielectric substrate 10, and a dielectric substrate. It includes substrate connection pads 14 and 15 formed so as to connect to the end of the signal line 13 on the surface of 10.
  • the dielectric constant of the dielectric 110 constituting the dielectric substrate 10 is ⁇ 1.
  • Each signal line 13 is arranged so as to be separated from each other in a direction orthogonal to the signal propagation direction (horizontal direction in FIGS. 1A and 1B).
  • Ground layers 12 are formed along the signal lines 13 on both sides of the signal lines 13 on the surface of the dielectric substrate 10. Each ground layer 12 is electrically connected to the ground layer 11 on the back surface via a via 16.
  • Each ground layer 12 has a tapered portion 120 whose width gradually increases along the signal propagation direction of the signal line 13, and a rectangular portion 121 having a constant width formed so as to be connected to the thickest portion of the width of the tapered portion 120. And have. As described above, in the present invention, by providing the ground layers 12 on both sides of the signal line 13, it is possible to realize a structure in which the distance between the signal line 13 and the ground layer 12 gradually changes.
  • the length d1 of the tapered portion 120 in the signal propagation direction should be smaller than 1/4 of the wavelength of the signal. Must be long.
  • the length of the tapered portion 120 becomes long, the length of the impedance converter itself also becomes long, and it becomes difficult to adapt to high-density mounting.
  • the dielectric between the two tapered portions 120 is formed.
  • the wavelength of the signal flowing through the signal line 13 in the region is shortened.
  • the length d1 of the tapered portion 120 can be shortened, and the length of the impedance converter can be shortened.
  • the distance between the signal line 13 and the ground layer 12 is gradually changed by the tapered portion 120 of the ground layer 12, and the region between the tapered portion 120 and the region between the two tapered portions 120 is highly impedance.
  • the body 111 By arranging the body 111, it is possible to realize a structure in which the characteristic impedance continuously changes while maintaining the line width W and the line spacing G1 with a size applicable to high-density mounting.
  • the characteristic impedance becomes smaller as the distance between the signal line and the ground layer becomes smaller.
  • the characteristic impedance and the output portion of the input portion of the microstrip line are not increased without increasing the line width W and the substantial line-to-line distance (W + G1) seen from the upper surface. It is possible to realize an impedance converter whose characteristic impedance is different from that of.
  • the line spacing becomes smaller as the line width becomes larger.
  • the characteristic impedance can be adjusted without changing the line width W and the line spacing G1, and the conductor (ground layer 12) is formed between the lines, so that the cross talk noise is reduced. Can be done.
  • the effect of reducing the crosstalk noise between the lines can be obtained at the same time as the impedance conversion function and without lowering the line density.
  • the present invention it is possible to adjust the characteristic impedance of the microstrip line without changing the width of the signal line, and the pad spacing is made finer, the line density is improved, and the crosstalk noise between the lines is reduced. It is possible to form an impedance converter applicable to high-density mounting that achieves both reduction and reduction.
  • the dielectric substrate 10 includes a dielectric 110 such as benzocyclobutene (BCB) and a dielectric 110 in a part of the dielectric 110 from the front surface to the back surface. It is composed of a high dielectric material 111 arranged so as to penetrate the above.
  • a ground layer 11 made of a conductor member such as Au is formed on one surface (back surface) of the dielectric substrate 10.
  • a band-shaped signal line 13 also made of a conductor member such as Au is formed.
  • ground layers 12 made of conductor members such as Au are formed along the signal lines 13 on both sides of the signal lines 13 on the surface of the dielectric substrate 10.
  • substrate connection pads 14 and 15 made of conductor members such as Au are formed so as to be electrically connected to both ends of the signal line 13.
  • Vias 18 and 19 are provided on the lower surfaces of the substrate connection pads 14 and 15.
  • the vias 18 and 19 are not essential constituent requirements in the present invention, and a structure without the vias 18 and 19 may be used.
  • the signal line 13 other than the region between the two tapered portions 120 of the ground layer 12, the rectangular portion 121 of the ground layer 12, and the substrate connecting pads 14 and 15 are formed on the surface of the dielectric 110, and the two tapered portions 120.
  • the signal line 13 and the tapered portion 120 in the region between them are formed on the surface of the high dielectric 111.
  • the high-dielectric material 111 include hafnium oxide and the like, which are called high-k insulators.
  • the dielectric constant ⁇ 1 of BCB is 2.7, and the dielectric constant ⁇ 2 of hafnium oxide is 25.
  • the dielectric 110 is etched by, for example, RIE (Reactive Ion Etching), and a film of hafnium oxide is formed inside the holes formed by the etching, for example, by a vapor deposition method. do it.
  • the high dielectric 111 made of hafnium oxide may be formed first, and a BCB film may be formed around the high dielectric 111.
  • one end (input side) of the impedance converter of this embodiment has an input impedance Zi and the other end (output side) has an output impedance Zo (Zi> Zo).
  • the left end is the input side and the right end is the output side.
  • the distance between the signal line 13 and the ground layer 12 is gradually reduced by providing the ground layers 12 on both sides of the signal line 13.
  • the characteristic impedance also gradually decreases from Zi to Zo.
  • the characteristic impedance Z 0 is calculated by the following equation.
  • the width of the signal line 202 is a
  • the distance between the ground layer 203 on the surface is b
  • the distance between the signal line 202 and the ground layer 201 (thickness of the dielectric substrate 200) is h.
  • ⁇ 0 is the spatial impedance
  • ⁇ r is the permittivity of the dielectric substrate 200. If the distance (ba) / 2 between the signal line 202 and the ground layer 203 becomes smaller, the characteristic impedance Z 0 becomes smaller than that in the equation (1). Therefore, the microstrip line according to the present embodiment forms an impedance converter in which the characteristic impedance is large on the input side and the characteristic impedance is small on the output side.
  • the transmission speed at which radio waves propagate in air or vacuum is equal to the speed of light.
  • the transmission speed is slower than the speed of light, and the wavelength of the radio wave is also shorter than the free space wavelength ⁇ .
  • the speed of light is Vc (3 ⁇ 10 11 mm / s) and the relative permittivity of the dielectric is ⁇ r
  • the transmission speed Vd and wavelength ⁇ d of radio waves in the dielectric are the following equations (2) and (3).
  • the relative permittivity ⁇ r and the relative permeability ⁇ r of a dielectric are the ratio of the permittivity ⁇ ⁇ and the magnetic permeability ⁇ o in vacuum.
  • the magnetic permeability ⁇ is the same value as the magnetic permeability ⁇ ⁇ , so the relative magnetic permeability ⁇ r is 1. Therefore, in the equation (3), the relative magnetic permeability ⁇ r is omitted.
  • the wavelength ⁇ d of the radio wave is inversely proportional to the square root of the permittivity ⁇ r in the dielectric. Therefore, when the dielectric constant of the dielectric material directly under the signal line 13 between the two tapered portions 120 becomes 10 times, the wavelength of the frequency of the signal flowing through the signal line 13 between the two tapered portions 120 becomes 1/3. It will be 16 times. In order for the effect of gradually changing the distance between the signal line 13 and the ground layer 12 to appear in the signal flowing through the signal line 13, the length d1 of the tapered portion 120 in the signal propagation direction should be smaller than 1/4 of the wavelength of the signal. Must be long.
  • the length d1 of the tapered portion 120 is 750 ⁇ m.
  • the length d1 of the tapered portion 120 is 456 ⁇ m.
  • the length of the impedance converter can be shortened by about 300 ⁇ m by forming the signal line 13 and the tapered portion 120 in the region between the two tapered portions 120 on the surface of the high dielectric material 111.
  • FIG. 4 illustrates the position where the characteristic impedance of the impedance converter becomes the impedance Zi on the input side and the position where the impedance Zo on the output side becomes.
  • the actual length of the impedance converter is determined by the length d1 of the tapered portion 120 and the lengths (fixed values) of the left and right signal lines 13.
  • FIG. 5 shows the characteristic impedance of the impedance converter with the length d1 as the horizontal axis when the length d1 of the tapered portion 120 is 10 times larger than the wavelength of the signal, assuming that the frequency of the signal is 100 GHz.
  • a graph showing the amount of change (difference between input impedance Zi and output impedance Zo) on the vertical axis is shown.
  • the characteristic 501 of FIG. 5 shows the case of this embodiment.
  • the amount of change in the characteristic impedance changes from 11.5 ⁇ to 22.7 ⁇ .
  • the signal line 13 and the tapered portion 120 are formed on the surface of the dielectric 110, the amount of change in the characteristic impedance is 11.5 ⁇ when the length d1 of the tapered portion 120 is 144 ⁇ m.
  • the amount of change in the characteristic impedance is 22.7 ⁇ . Therefore, in this embodiment, the length of the impedance converter for obtaining the desired characteristic impedance can be shortened.
  • the output side of an impedance converter with a line length of 300 ⁇ m, using Au (gold) as the material for the signal line 13 and the ground layers 11 and 12, and using a BCB substrate (dielectric constant ⁇ 1 2.7) as the dielectric substrate 10.
  • the characteristic impedance Z 0 of is shown in FIG. 600 in FIG. 6 shows the characteristic impedance Z 0 on the output side of the conventional impedance converter shown in FIGS. 12A to 12C, 13A, and 13B, and 601 is the characteristic impedance on the output side of the impedance converter of this embodiment. It shows Z 0.
  • the line width on the input side of the impedance converter was fixed at 20 ⁇ m, and the line spacing G1 was fixed at 20 ⁇ m. Further, the line width on the output side of the conventional impedance converter is set to W ⁇ m, the distance between the signal line 102 and the ground layer 101 is set to 20 ⁇ m, and the thickness of the signal line 102 is set to 2 ⁇ m.
  • the width of the signal line 13 of the impedance converter of this embodiment was fixed to 20 ⁇ m on both the input side and the output side. The thickness of the signal line 13 is 2 ⁇ m.
  • the distance G2 between the signal line 13 of the impedance converter of this embodiment and the ground layer 12 (rectangular portion 121) is used as a parameter. Further, the line width W and the substantial line-to-line distance W + G1 are used as indicators of the effect on the vertical axis of FIG.
  • the characteristic impedance on the output side decreases from 64 ⁇ to 49 ⁇ .
  • the characteristic impedance on the output side can be changed without changing the line width or the line-to-line distance.
  • FIG. 8 shows the relationship between the characteristic impedance Z 0 of the impedance converter of this embodiment and the distance G2 between the signal line 13 and the ground layer 12. From FIG. 8, it can be seen that when the value of the distance G2 changes from 7 ⁇ m to 2 ⁇ m, the characteristic impedance Z 0 changes from 65 ⁇ to 46 ⁇ .
  • 9A-9D are diagrams showing a model of an impedance converter using an electromagnetic field simulator Sonnet®-EM.
  • 9A is a cross-sectional view of a conventional impedance converter model
  • FIG. 9B is a perspective view of a conventional impedance converter model
  • FIG. 9C is a cross-sectional view of the impedance converter model of the present embodiment
  • FIG. 9D is the present embodiment. It is a perspective view of the model of the impedance converter of.
  • the actual line-to-line distance W + G1 was fixed at 40 ⁇ m and the characteristic impedance was adjusted to 56 ⁇ in both the conventional and the present embodiments.
  • the width W of the signal line 102 of the conventional impedance converter shown in FIGS. 9A and 9B is 31 ⁇ m
  • the thickness a of the signal line 102 is 2 ⁇ m
  • the line spacing G is 5 ⁇ m
  • the distance h between the signal line 102 and the ground layer 101 is h.
  • 9C and 9D is 20 ⁇ m
  • the thickness a of the signal line 13 is 2 ⁇ m
  • the line spacing G1 is 20 ⁇ m
  • the signal line 13 and the ground layer 12 The distance G2 between them was set to 4 ⁇ m.
  • the shape of only the output side of the impedance converter is calculated to simplify the calculation. Further, the number of lines of the impedance converter is set to two.
  • port p1 is the input port of one signal line 102
  • port p2 is the output port of one signal line 102
  • port p3 is the other signal.
  • the input port and port p4 of the line 102 are the output ports of the other signal line 102.
  • the port number setting is the same for the two signal lines 13 provided in parallel in the impedance converter of this embodiment.
  • S31 is the voltage ratio between port p1 and port p3 when a signal is given to port p1, and represents backward (near end) crosstalk.
  • S41 is a voltage ratio between port p1 and port p4, and represents forward (far end) crosstalk.
  • 10 and 11 are diagrams showing the simulation results of S31 and S41, respectively, and are displayed in decibels in order to make the difference easy to understand.
  • 700 in FIG. 10 shows the backward crosstalk of the conventional impedance converter
  • 701 shows the backward crosstalk of the impedance converter of this embodiment.
  • 800 in FIG. 11 shows the forward crosstalk of the conventional impedance converter
  • 801 shows the forward crosstalk of the impedance converter of this embodiment.
  • the backward crosstalk of the impedance converter of this embodiment is smaller than the backward crosstalk of the conventional impedance converter, and is 20 dB or more smaller especially in a wide range of 5 GHz to 100 GHz.
  • the forward crosstalk of the impedance converter of this embodiment is smaller than the forward crosstalk of the conventional impedance converter, and is particularly smaller by about 18 dB in a wide range of 15 GHz to 100 GHz.
  • the signal line 13 and the ground layer 12 do not have to change the line width and the line spacing.
  • the distance between them can be changed gradually.
  • the length d1 of the tapered portion 120 must be longer than 1/4 of the wavelength of the signal. It doesn't become.
  • the length d1 of the tapered portion 120 can be shortened by forming the signal line 13 and the tapered portion 120 in the region between the two tapered portions 120 on the surface of the high dielectric material 111.
  • the characteristic impedance can be continuously changed while maintaining the line width W and the line spacing G1.
  • the crosstalk noise between the lines can be reduced by providing the ground layer 12 between the signal lines 13.
  • the crosstalk noise can be reduced without increasing the interval between the signal lines (the interval between the adjacent board connection pads), and the improvement of the line density and the crosstalk noise between the lines can be reduced. Since both reduction and reduction can be achieved, an impedance converter applicable to high-density mounting can be realized.
  • the characteristic impedance on the output side of the impedance converter is reduced, but an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side is reduced can also be formed.
  • the right end may be the input side and the left end may be the output side in FIGS. 1A and 1B.
  • the tapered portion 120 gradually narrows from the input side to the output side.
  • FIGS. 1A, 1B, and 2A to 2C a case where the number of signal lines 13 provided in parallel is three has been described. Since the ground layer 12 is provided on both sides of the signal line 13, the number of ground layers 12 is one more than the number of signal lines 13. It goes without saying that the number of signal lines 13 is not limited to three, and the number of signal lines may be two or four or more multi-lanes.
  • the present invention can be applied to a technique for converting impedance in a semiconductor high frequency module.

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Abstract

インピーダンス変換器は、誘電体（１１０）と高誘電体（１１１）とからなる誘電体基板（１０）と、誘電体基板（１０）の裏面に形成されたグランド層（１１）と、誘電体基板（１０）の表面に形成された信号線路（１３）と、信号線路（１３）の両側に形成されたグランド層（１２）を備える。グランド層（１２）は、信号線路（１３）の信号伝搬方向に沿って幅が徐々に変化するテーパー部（１２０）と、幅が一定の矩形部（１２１）とを有する。２つのテーパー部（１２０）の間の領域以外の信号線路（１３）と矩形部（１２１）は、誘電体（１１０）の表面に形成される。２つのテーパー部（１２０）の間の領域の信号線路（１３）とテーパー部（１２０）は、高誘電体（１１１）の表面に形成される。

Description

インピーダンス変換器
　本発明は、半導体高周波モジュールにおけるインピーダンス変換器に関するものである。
　高周波回路に用いられる伝送線路として、マイクロストリップ線路が使用されている。マイクロストリップ線路は、誘電体基板の一方の面に平面的な導電体層のグランド面を形成し、誘電体基板の他方の面に帯状の線路を形成して伝送線路を構成している。このマイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、ストリップ線路の幅と厚さ、および誘電体基板の誘電率と厚さによって決定される。
　高周波回路に、例えば、ある一定のインピーダンスを有する負荷回路や信号源を接続する場合、接続部分で電力や信号を効率よく伝達させるために、高周波回路と負荷回路や信号源との特性インピーダンスを整合させる必要がある。このインピーダンス整合を行わせるため、マイクロストリップ線路の両端で特性インピーダンスが異なるように形成したインピーダンス変換器が用いられる（非特許文献１参照）。
　図１２Ａは従来のインピーダンス変換器の構造を示す平面図、図１２Ｂは図１２Ａのインピーダンス変換器のＡ－Ａ’線断面図、図１２Ｃは図１２Ａのインピーダンス変換器のＢ－Ｂ’線断面図である。伝送線路によるインピーダンス変換器は、高周波帯での急激なインピーダンス変化による伝送特性の劣化を防ぐため、図１２Ａ～図１２Ｃに示すように信号線路１０２の幅を徐々に変化させることにより、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスを所望のインピーダンスに変換するようにしていた。図１２Ａ～図１２Ｃにおける１００は誘電体基板、１０１はグランド層である。
　近年、半導体高周波モジュールの信号数の増大、基板接続パッドの微細化が進んでいる。すなわち、半導体高周波モジュールの高機能化のために半導体高周波モジュールから入出力される信号が増加しているが、半導体高周波モジュールの高機能化・低コスト化のためにはモジュールの外形サイズを小さくする必要があるため、基板接続パッドとパッド間隔の微細化が進行している。その結果、半導体高周波モジュールと接続する配線基板において、高密度で多信号を引き回せる伝送線路や、伝送線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行うインピーダンス変換器の実現が求められている。
　伝送線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行う場合、従来技術では、線路幅をテーパー形状で徐々に変化させている。しかし、図１３Ａに示すように、信号線路１０２の間隔を十分に確保しようとすると、基板接続パッド１０３の間隔ｄ１も大きくなって、インピーダンス変換器のサイズが大きくなるという問題点があった。また、図１３Ｂに示すように、信号線路１０２の幅が大きくなって信号線路１０２の間隔ｄ２が小さくなると、信号線路１０２間のクロストークノイズが大きくなるという問題点があった。
　信号線路１０２間のクロストークノイズは、一方の信号線路１０２によって信号パルスが伝送されたとき、他方の信号線路１０２の電子を変位させることにより生じるものである。このため、信号線路１０２の間隔が小さくなればなる程、他方の信号線路１０２の電子の変位量も大きくなり、クロストークノイズも大きくなっていく。以上のように、従来のインピーダンス変換器では、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることが難しく、高密度実装に適用することが困難であった。
P.Pramanick，et al.，"Tapered Microstrip Transmission Lines"，IEEE MTT-S Int.Microw.Symp.Dig.，vol.1983，pp.242-244，1983
　本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるインピーダンス変換器とその製造方法を提供することを目的とする。
　本発明のインピーダンス変換器は、第１の誘電体と前記第１の誘電体よりも誘電率が高い第２の誘電体とからなる誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面に形成された第１のグランド層と、前記誘電体基板の表面に形成された信号線路と、前記誘電体基板の表面の前記信号線路の両側に前記信号線路に沿って形成された第２のグランド層とを備え、前記第２のグランド層は、前記信号線路の信号伝搬方向に沿って幅が徐々に変化するテーパー部と、前記テーパー部の最太部と連なるように形成された幅が一定の矩形部とを有し、２つの前記テーパー部の間の領域以外の前記信号線路と前記矩形部とは、前記第１の誘電体の表面に形成され、２つの前記テーパー部の間の領域の前記信号線路と前記テーパー部とは、前記第２の誘電体の表面に形成されることを特徴とするものである。
　本発明によれば、信号線路の両側に、テーパー部を有する第２のグランド層を配置することにより、信号線路と第２のグランド層間の距離を徐々に変えることができるので、所望の特性インピーダンス値が設定可能で、かつ入力側の特性インピーダンスと出力側の特性インピーダンスとが異なるインピーダンス変換器を実現することができる。また、本発明では、２つのテーパー部の間の領域の信号線路とテーパー部とを第２の誘電体の表面に形成することによって、テーパー部の長さを短くすることができる。さらに、本発明では、信号線路間に第２のグランド層を設けることにより、線路間のクロストークノイズを低減することができる。その結果、本発明では、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるので、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を実現することができる。
図１Ａ－図１Ｂは、本発明のインピーダンス変換器の平面図および断面図である。 図２Ａ－図２Ｃは、本発明のインピーダンス変換器の断面図である。 図３は、グランデットコプレナー線路の断面図である。 図４は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器の特性インピーダンスが入力側のインピーダンスになる位置と出力側のインピーダンスになる位置とを示す図である。 図５は、テーパー部の長さと特性インピーダンスの変化量との関係を示す図である。 図６は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器および従来のインピーダンス変換器の特性インピーダンスを示す図である。 図７は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器の信号線路とグランド層間の距離と、線路間距離について説明する断面図である。 図８は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器の特性インピーダンスと、信号線路とグランド層間の距離との関係を示す図である。 図９Ａ－図９Ｄは、電磁界シミュレータによるインピーダンス変換器のモデルを示す図である。 図１０は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器および従来のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークのシミュレーション結果を示す図である。 図１１は、本発明の実施例に係るインピーダンス変換器および従来のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークのシミュレーション結果を示す図である。 図１２Ａ－図１２Ｃは、従来のインピーダンス変換器の構造を示す平面図および断面図である。 図１３Ａ－図１３Ｂは、従来のインピーダンス変換器の問題点を説明する平面図である。
［発明の原理］
　図１Ａは本発明のインピーダンス変換器の平面図、図１Ｂは図１Ａのインピーダンス変換器のＡ－Ａ’線断面図である。図２Ａは図１Ａのインピーダンス変換器のＢ－Ｂ’線断面図、図２Ｂは図１Ａのインピーダンス変換器のＣ－Ｃ’線断面図、図２Ｃは図１Ａのインピーダンス変換器のＤ－Ｄ’線断面図である。
　本発明のマイクロストリップ線路は、誘電体基板１０と、誘電体基板１０の裏面に形成されたグランド層１１と、誘電体基板１０の表面に形成された複数本の信号線路１３と、誘電体基板１０の表面の信号線路１３の端部と接続するように形成された基板接続パッド１４，１５とを備えている。誘電体基板１０を構成する誘電体１１０の誘電率はε１である。
　各信号線路１３は、信号伝搬方向（図１Ａ、図１Ｂの左右方向）と直交する方向に離間して配置されている。誘電体基板１０の表面の信号線路１３の両側には、グランド層１２が信号線路１３に沿って形成されている。各グランド層１２は、それぞれビア１６を介して裏面のグランド層１１と電気的に接続されている。
　各グランド層１２は、信号線路１３の信号伝搬方向に沿って幅が徐々に広くなるテーパー部１２０と、テーパー部１２０の幅の最太部と連なるように形成された幅が一定の矩形部１２１とを有する。このように、本発明では、信号線路１３の両側にグランド層１２を設けることにより、信号線路１３とグランド層１２間の距離が徐々に変化する構造を実現することができる。
　信号線路１３とグランド層１２間の距離が徐々に変化する効果が信号線路１３を流れる信号に現れるためには、信号伝搬方向のテーパー部１２０の長さｄ１を信号の波長の１／４よりも長くしなければならない。しかし、テーパー部１２０の長さが長くなると、インピーダンス変換器自体の長さも長くなり、高密度実装に適応することが困難になる。
　そこで、テーパー部１２０の領域の誘電体と２つのテーパー部１２０の間の領域の誘電体を誘電率ε２（ε２＞ε１）の高誘電体１１１にすることによって、２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３を流れる信号の波長を短くする。これにより、テーパー部１２０の長さｄ１を短くすることができ、インピーダンス変換器の長さを短くすることができる。
　このように、本発明では、グランド層１２のテーパー部１２０によって信号線路１３とグランド層１２間の距離を徐々に変化させ、テーパー部１２０の領域と２つのテーパー部１２０の間の領域に高誘電体１１１を配置することにより、線路幅Ｗや線路間隔Ｇ１を維持したまま特性インピーダンスが連続的に変化する構造を、高密度実装に適用可能なサイズで実現することができる。
　マイクロストリップ線路においては、信号線路とグランド層との距離が小さくなると、特性インピーダンスが小さくなる。図１２Ａ～図１２Ｃ、図１３Ａ、図１３Ｂに示した従来構成で特性インピーダンスを小さくするためには、線路幅を大きくする必要があり、パッド間隔の微細化と線路密度の向上とを両立させる必要がある高密度実装に適用することが困難であった。これに対して、本発明では、線路幅Ｗを大きくすることなく、また上面から見た実質的な線路間距離（Ｗ＋Ｇ１）を大きくすることなく、マイクロストリップ線路の入力部分の特性インピーダンスと出力部分の特性インピーダンスとが異なるインピーダンス変換器を実現することができる。
　また、図１２Ａ～図１２Ｃ、図１３Ａ、図１３Ｂに示した従来構成では、線路幅が大きくなることにより、線路間隔が小さくなる。これに対して、本発明では、線路幅Ｗや線路間隔Ｇ１を変えずに特性インイーダンスを調整でき、かつ線路間に導体（グランド層１２）を形成するため、クロストークノイズを低減することができる。このように、本発明では、線路間のクロストークノイズを低減する効果を、インピーダンス変換機能と同時に、また線路密度を低下させることなく得ることができる。
　インピーダンス変換器において、信号線路とグランド層との距離を変化させる技術としては、例えば特開２０１３－２５１８６３号公報に記載のものが知られている。しかし、特開２０１３－２５１８６３号公報に記載のインピーダンス変換器は、グランド層を傾斜させる三次元構造であるため、製造プロセスが現実には難しく、実用化が困難であった。
　本発明では、膜の積層でインピーダンス変換器を実現できることから、製造プロセスも簡単であり、低コストで実現が可能である。
　したがって、本発明によれば、信号線路の幅を変化させずにマイクロストリップ線路の特性インピーダンスを調整することが可能になり、パッド間隔の微細化、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立する、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を形成することができる。
［実施例］
　次に、本発明の実施例について説明する。本実施例のインピーダンス変換器は、発明の原理で説明した構成の具体例なので、本実施例においても図１Ａ、図１Ｂ、図２Ａ～図２Ｃを用いて説明する。
　図１Ａ、図１Ｂ、図２Ａ～図２Ｃにおいて、誘電体基板１０は、ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）等の誘電体１１０と、誘電体１１０内の一部の領域に、表面から裏面まで誘電体１１０を貫通するように配置された高誘電体１１１とからなる。誘電体基板１０の一方の面（裏面）には、Ａｕ等の導電体部材からなるグランド層１１が形成されている。誘電体基板１０の他方の面（表面）には、同じくＡｕ等の導電体部材からなる帯状の信号線路１３が形成されている。上記のとおり、誘電体基板１０の表面の信号線路１３の両側には、Ａｕ等の導電体部材からなるグランド層１２が信号線路１３に沿って形成されている。
　誘電体基板１０の表面には、信号線路１３の両端とそれぞれ電気的に接続するように形成されたＡｕ等の導電体部材からなる基板接続パッド１４，１５が形成されている。また、基板接続パッド１４，１５の下面には、ビア１８，１９が設けられている。ビア１８，１９は本発明において必須の構成要件ではなく、ビア１８，１９が無い構造でも構わない。
　グランド層１２の２つのテーパー部１２０の間の領域以外の信号線路１３とグランド層１２の矩形部１２１と基板接続パッド１４，１５とは、誘電体１１０の表面に形成され、２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３とテーパー部１２０とは、高誘電体１１１の表面に形成される。高誘電体１１１としては、Ｈｉｇｈ－ｋ絶縁体と呼ばれる例えば酸化ハフニウム等がある。ＢＣＢの誘電率ε１は２．７、酸化ハフニウムの誘電率ε２は２５である。
　本実施例のような誘電体基板１０を作製するためには、誘電体１１０を例えばＲＩＥ（Reactive Ion Etching）によってエッチングし、エッチングによって形成した穴の内部に例えば蒸着法によって酸化ハフニウムの膜を形成すればよい。あるいは、酸化ハフニウムからなる高誘電体１１１を初めに形成し、高誘電体１１１の周囲にＢＣＢの膜を形成するようにしてもよい。
　本実施例のインピーダンス変換器の一端（入力側）は入力インピーダンスＺｉを有し、他端（出力側）は出力インピーダンスＺｏを有するものとする（Ｚｉ＞Ｚｏ）。図１Ａ、図１Ｂの例では左端が入力側、右端が出力側となっている。上記のとおり、本実施例では、信号線路１３の両側にグランド層１２を設けることにより、信号線路１３とグランド層１２間の距離が徐々に小さくなっている。これにより、特性インピーダンスもＺｉからＺｏへと徐々に小さくなっていく。
　図３のようなグランデットコプレナー線路の場合、特性インピーダンスＺ0は以下の式で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図３では、信号線路２０２の幅をａ、表面のグランド層２０３間の距離をｂ、信号線路２０２とグランド層２０１間の距離（誘電体基板２００の厚さ）をｈとしている。式（１）のη0は空間インピーダンス、εrは誘電体基板２００の誘電率である。信号線路２０２とグランド層２０３間の距離（ｂ－ａ）／２が小さくなれば、式（１）より特性インピーダンスＺ0は小さくなる。したがって、本実施例によるマイクロストリップ線路は、入力側で特性インピーダンスが大きく、出力側で特性インピーダンスが小さくなるようなインピーダンス変換器を形成する。
　電波が空気あるいは真空中を伝播する伝送速度は光速に等しい。一方、電波が誘電体中を通過する場合、伝送速度は光速よりも遅くなり、電波の波長も自由空間波長λοより短くなる。光速をＶｃ（３×１０11ｍｍ／ｓ)、誘電体の比誘電率をεrとすると、誘電体中での電波の伝送速度Ｖｄ及び波長λｄは、以下の式（２）、式（３）により算出可能である。誘電体の比誘電率εrと比透磁率μrは、真空中の誘電率εοと透磁率μoの比である。誘電体の場合、透磁率μは透磁率μοと同じ値なので、比透磁率μrは１となる。したがって、式（３）では、比透磁率μrは省略されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）から分かるように、電波の波長λｄは、誘電体中では誘電率εrの平方根に反比例する。したがって、２つのテーパー部１２０の間の信号線路１３の直下の誘電体の誘電率が１０倍になると、２つのテーパー部１２０の間の信号線路１３を流れる信号の周波数の波長は１／３．１６倍になる。信号線路１３とグランド層１２間の距離が徐々に変化する効果が信号線路１３を流れる信号に現れるためには、信号伝搬方向のテーパー部１２０の長さｄ１を信号の波長の１／４よりも長くしなければならない。
　テーパー部１２０の長さｄ１を信号の波長の１／４の１０倍程度に大きくとり、信号の周波数を１００ＧＨｚと仮定すると、長さｄ１は７５０μｍとなる。２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３とテーパー部１２０とを誘電率ε１＝２．７の誘電体１１０の表面に形成した場合、テーパー部１２０の長さｄ１は４５６μｍとなる。一方、信号線路１３とテーパー部１２０とを誘電率ε２＝２５の高誘電体１１１の表面に形成した場合、テーパー部１２０の長さｄ１は１４４μｍとなる。
　したがって、２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３とテーパー部１２０とを高誘電体１１１の表面に形成することにより、インピーダンス変換器の長さを３００μｍ程度短くすることができる。
　図４は、インピーダンス変換器の特性インピーダンスが入力側のインピーダンスＺｉになる位置と出力側のインピーダンスＺｏになる位置とを図示したものである。実際のインピーダンス変換器の長さはテーパー部１２０の長さｄ１と左右の信号線路１３の長さ（固定値）で決められる。
　図５に、信号の周波数１００ＧＨｚと仮定し、テーパー部１２０の長さｄ１を信号の波長の１／４の１０倍大きくとった場合の、長さｄ１を横軸に、インピーダンス変換器の特性インピーダンスの変化量（入力インピーダンスＺｉと出力インピーダンスＺｏとの差）を縦軸にとったグラフを示す。図５の特性５００が、２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３とテーパー部１２０とを誘電率ε１＝２．７の誘電体１１０の表面に形成した場合を示している。この場合、テーパー部１２０の長さｄ１を４８μｍから１４４μｍまで大きくしていくと、特性インピーダンスの変化量は８．５Ωから１１．５Ωまで変化する。
　図５の特性５０１が、本実施例の場合を示している。本実施例では、テーパー部１２０の長さｄ１を４８μｍから１４４μｍまで大きくしていくと、特性インピーダンスの変化量は１１．５Ωから２２．７Ωまで変化する。信号線路１３とテーパー部１２０とを誘電体１１０の表面に形成した場合、テーパー部１２０の長さｄ１が１４４μｍのときに特性インピーダンスの変化量は１１．５Ωである。これに対し、本実施例では、テーパー部１２０の長さｄ１が１４４μｍのときに特性インピーダンスの変化量は２２．７Ωである。したがって、本実施例では、所望の特性インピーダンスを得るためのインピーダンス変換器の長さを短縮することができる。
　信号線路１３とグランド層１１，１２の材料としてＡｕ（金）を使用し、誘電体基板１０としてＢＣＢ基板（誘電率ε１＝２．７）を用いた、線路長３００μｍのインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を図６に示す。図６の６００は図１２Ａ～図１２Ｃ、図１３Ａ、図１３Ｂに示した従来のインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を示し、６０１は本実施例のインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を示している。
　ここでは、インピーダンス変換器の入力側の線路幅を２０μｍ、線路間隔Ｇ１を２０μｍに固定した。また、従来のインピーダンス変換器の出力側の線路幅をＷμｍとし、信号線路１０２とグランド層１０１間の距離を２０μｍ、信号線路１０２の厚さを２μｍとした。本実施例のインピーダンス変換器の信号線路１３の幅を入力側、出力側共に２０μｍに固定した。信号線路１３の厚さは２μｍである。
　シミュレーションでは、図７に示すように本実施例のインピーダンス変換器の信号線路１３とグランド層１２（矩形部１２１）間の距離Ｇ２をパラメータとしている。また、線路幅Ｗと実質的な線路間距離Ｗ＋Ｇ１とを効果の指標として、図６の縦軸に用いている。
　従来のインピーダンス変換器において、線路幅を３０μｍから５０μｍ（線路間距離Ｗ＋Ｇ１を５０μｍから７０μｍ）まで大きくしていくと、出力側の特性インピーダンスは６４Ωから４９Ωまで小さくなる。一方、本実施例では、線路幅や線路間距離を変えることなく、出力側の特性インピーダンスを変えることができる。図６の本実施例のインピーダンス変換器の例では、特性インピーダンス値６５Ωのとき、信号線路１３とグランド層１２間の距離Ｇ２＝７μｍであり、特性インピーダンス値４６Ωのとき、距離Ｇ２＝２μｍである。
　図８に本実施例のインピーダンス変換器の特性インピーダンスＺ0と、信号線路１３とグランド層１２間の距離Ｇ２との関係を示す。図８より、距離Ｇ２の値が７μｍから２μｍまで変化すると、特性インピーダンスＺ0は６５Ωから４６Ωまで変化することが分かる。
　次に、従来のインピーダンス変換器と本実施例のインピーダンス変換器について、クロストーク量を比較してみる。図９Ａ～図９Ｄは電磁界シミュレータＳｏｎｎｅｔ（登録商標）－ＥＭによるインピーダンス変換器のモデルを示す図である。図９Ａは従来のインピーダンス変換器のモデルの断面図、図９Ｂは従来のインピーダンス変換器のモデルの斜視図、図９Ｃは本実施例のインピーダンス変換器のモデルの断面図、図９Ｄは本実施例のインピーダンス変換器のモデルの斜視図である。
　クロストーク量を比較するため、従来および本実施例共に実質的な線路間距離Ｗ＋Ｇ１を４０μｍに固定し、特性インピーダンスを５６Ωに揃えた。図９Ａ、図９Ｂに示した従来のインピーダンス変換器の信号線路１０２の幅Ｗを３１μｍ、信号線路１０２の厚さａを２μｍ、線路間隔Ｇを５μｍ、信号線路１０２とグランド層１０１間の距離ｈを２０μｍとした。また、図９Ｃ、図９Ｄに示した本実施例のインピーダンス変換器の信号線路１３の幅Ｗを２０μｍ、信号線路１３の厚さａを２μｍ、線路間隔Ｇ１を２０μｍ、信号線路１３とグランド層１２間の距離Ｇ２を４μｍとした。なお、シミュレーションでは、計算簡略化のため、インピーダンス変換器の出力側のみの形状を計算している。また、インピーダンス変換器の線路数を２本としている。
　図９Ｂ、図９Ｄのようにポート番号を設定したとき、Ｓパラメータの結果を調べることで、クロストーク量を直接評価できる。ポートｐ１は従来のインピーダンス変換器において平行に設けられた２本の信号線路１０２のうち、一方の信号線路１０２の入力ポート、ポートｐ２は一方の信号線路１０２の出力ポート、ポートｐ３は他方の信号線路１０２の入力ポート、ポートｐ４は他方の信号線路１０２の出力ポートである。本実施例のインピーダンス変換器において平行に設けられた２本の信号線路１３についても、ポート番号の設定は同様である。
　Ｓ３１は、ポートｐ１に信号を与えたときのポートｐ１とポートｐ３の電圧比であり、バックワード（近端）・クロストークを表す。また、Ｓ４１は、ポートｐ１とポートｐ４の電圧比であり、フォワード（遠端）・クロストークを表す。図１０、図１１はそれぞれＳ３１、Ｓ４１のシミュレーション結果を示す図であり、差異を分かりやすくするため、デシベル表示にしている。図１０の７００は従来のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークを示し、７０１は本実施例のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークを示している。また、図１１の８００は従来のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークを示し、８０１は本実施例のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークを示している。
　図１０によれば、本実施例のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークは、従来のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークよりも小さく、特に５ＧＨｚ～１００ＧＨｚの広範囲において２０ｄＢ以上小さいことが分かる。また、図１１によれば、本実施例のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークは、従来のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークよりも小さく、特に１５ＧＨｚ～１００ＧＨｚの広範囲において１８ｄＢ程度小さいことが分かる。
　以上のように、本実施例では、信号線路１３の両側に、テーパー部１２０を有するグランド層１２を配置することにより、線路幅や線路間隔を変化させなくても、信号線路１３とグランド層１２間の距離を徐々に変えることができる。信号線路１３とグランド層１２間の距離が徐々に変化する効果が信号線路１３を流れる信号に現れるためには、テーパー部１２０の長さｄ１を信号の波長の１／４よりも長くしなければならない。本実施例では、２つのテーパー部１２０の間の領域の信号線路１３とテーパー部１２０とを高誘電体１１１の表面に形成することによって、テーパー部１２０の長さｄ１を短くすることができる。また、線路幅Ｗや線路間隔Ｇ１を維持したまま、特性インピーダンスを連続的に変化させることができる。さらに、本実施例では、信号線路１３間にグランド層１２を設けることにより、線路間のクロストークノイズを低減することができる。
　したがって、本実施例によれば、信号線路の間隔（隣接する基板接続パッドの間隔）を増大させることなく、クロストークノイズを低減することができ、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるので、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を実現することができる。
　なお、本実施例では、インピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスを小さくしているが、入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を形成することもできる。入力側の特性インピーダンスを小さくするには、図１Ａ、図１Ｂにおいて右端を入力側、左端を出力側とすればよい。この場合、テーパー部１２０は、入力側から出力側に向かって徐々に狭くなる。
　また、図１Ａ、図１Ｂ、図２Ａ～図２Ｃでは、平行に設ける信号線路１３の本数が３本の場合について説明した。グランド層１２は信号線路１３の両側に設けられるので、グランド層１２の本数は信号線路１３の本数よりも１本多くなる。信号線路１３の本数は３本に限るものではなく、信号線路が２本、あるいは４本以上のマルチレーンであってもよいことは言うまでもない。
　本発明は、半導体高周波モジュールにおいてインピーダンスを変換する技術に適用することができる。
　１０…誘電体基板、１１，１２…グランド層、１３…信号線路、１４，１５…基板接続パッド、１６…ビア、１１０…誘電体、１１１…高誘電体、１２０…テーパー部、１２１…矩形部。
　

Claims (3)

  1. 　第１の誘電体と前記第１の誘電体よりも誘電率が高い第２の誘電体とからなる誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の裏面に形成された第１のグランド層と、
    　前記誘電体基板の表面に形成された信号線路と、
    　前記誘電体基板の表面の前記信号線路の両側に前記信号線路に沿って形成された第２のグランド層とを備え、
    　前記第２のグランド層は、前記信号線路の信号伝搬方向に沿って幅が徐々に変化するテーパー部と、前記テーパー部の最太部と連なるように形成された幅が一定の矩形部とを有し、
    　２つの前記テーパー部の間の領域以外の前記信号線路と前記矩形部とは、前記第１の誘電体の表面に形成され、２つの前記テーパー部の間の領域の前記信号線路と前記テーパー部とは、前記第２の誘電体の表面に形成されることを特徴とするインピーダンス変換器。
  2. 　請求項１記載のインピーダンス変換器において、
    　前記信号伝搬方向の前記テーパー部の長さは、２つの前記テーパー部の間の領域の前記信号線路を流れる信号の波長の１／４よりも長いことを特徴とするインピーダンス変換器。
  3. 　請求項１または２記載のインピーダンス変換器において、
    　前記信号伝搬方向と交差する方向に離間して配置された複数本の前記信号線路と複数本の前記第２のグランド層とを備えることを特徴とするインピーダンス変換器。
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