WO2021166335A1 - コンバータ装置および電力変換システム - Google Patents

Abstract

様々な電力変換システムに組み合わせて高調波電流を抑制できる汎用性が高いコンバータ装置、およびそれを含む電力変換システムを提供する。そこで、コンバータ装置４は、外部端子Ｐｐ，Ｐｎ、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２、電流検出器８、三相の双方向通電スイッチＳＷ（ｒ，ｓ，ｔ）、およびコンバータ制御器７を備える。三相の双方向通電スイッチＳＷ（ｒ，ｓ，ｔ）は、三相交流リアクトル２の一端と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中点ノードＮｍとの間にそれぞれ設けられる。コンバータ制御器７は、電流センサ８で検出された三相電流の電流値と予め定めた起動判定値とを比較し、当該電流値が起動判定値を超えた際に内部起動信号を出力する起動判定器を有し、内部起動信号に応じて三相の双方向通電スイッチＳＷ（ｒ，ｓ，ｔ）のスイッチング制御を有効化する。

Description

コンバータ装置および電力変換システム

　本発明は、コンバータ装置および電力変換システムに関し、例えば、高調波電流を抑制する技術に関する。

　例えば、特許文献１には、三相交流を直流に変換する電力変換装置において、三相電源の中間電位となる相に対応した双方向通電スイッチを、該当する中間電位の電圧が０となる前後の期間でＯＮとなるようにスイッチング動作することで、電源電流の高調波成分を低減する方式が示される。

特開２０１２－６０８０１号公報

　例えば、冷凍機器等を代表とする各種産業分野において、三相交流電動機等を駆動する電力変換システムが普及している。このようなシステムでは、通常、受電した三相交流電源を直流に変換するため、三相ダイオードブリッジが用いられる。しかし、この場合、電源電流に多くの高調波が生じてしまい、送電網への悪影響が社会問題になっている。そこで、近年、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の高調波規制（ＩＥＣ６１０００－３－２（相電流＜１６Ａ）とＩＥＣ６１０００－３－１２（１６Ａ＜相電流＜７５Ａ））をはじめ、欧州、中国、日本国内等で高調波規制が制定されている。

　このような高調波規制に対応するため、例えば、三相交流電源、三相ダイオードブリッジおよび平滑コンデンサを含む既存のシステムに対して、高調波電流を抑制するためのコンバータ装置（言い換えればＰＦＣ（Power Factor Correction）ユニット）を組み込みたいような場合がある。ＰＦＣユニットは、平滑コンデンサの先に接続される負荷が動作し、かつ、高調波規制に基づいて当該負荷にある程度の電流が流れるような場合に動作させることが望ましい。

　ここで、特許文献１等に示されるように、予めＰＦＣユニットが一体的に組み込まれたようなシステムでは、例えば、負荷の負荷電流に基づいてＰＦＣユニットを起動することが可能である。しかし、システムに後付けでＰＦＣユニットを組み込みたいような場合、ＰＦＣユニットを適切に起動できない恐れがある。例えば、既存のシステム内に、予め、負荷電流を検出し、当該検出結果を外部に出力できるような仕組みが備わっていない場合、ＰＦＣユニットを適切に起動することが困難となり得る。

　本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、様々な電力変換システムに組み合わせて高調波電流を抑制できる汎用性が高いコンバータ装置、およびそれを含む電力変換システムを提供することにある。

　本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

　本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

　本発明の代表的な実施の形態によるコンバータ装置は、受電した三相交流電源を整流する三相ダイオードブリッジと、三相交流電源と三相ダイオードブリッジとの間の電流経路上に挿入される三相交流リアクトルと、を有する電力変換システムに適用され、三相交流電源に生じる高調波電流を抑制するものである。当該コンバータ装置は、第１および第２の外部端子と、第１および第２の平滑コンデンサと、電流センサと、三相の双方向通電スイッチと、コンバータ制御器とを備える。第１および第２の外部端子は、三相ダイオードブリッジの一対の出力ノードにそれぞれ接続される。第１の平滑コンデンサは、第１の外部端子と中点ノードとの間に接続され、第２の平滑コンデンサは、第２の外部端子と中点ノードとの間に接続される。電流センサは、三相交流電源の三相電流を検出する。三相の双方向通電スイッチは、三相交流リアクトルの三相ダイオードブリッジ側のノードと中点ノードとの間にそれぞれ設けられる。コンバータ制御器は、電流センサで検出された三相電流の電流値と予め定めた起動判定値とを比較し、当該電流値が起動判定値を超えた際に内部起動信号を出力する起動判定器を有し、内部起動信号に応じて三相の双方向通電スイッチのスイッチング制御を有効化する。

　本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、様々な電力変換システムに組み合わせて高調波電流を抑制できる汎用性が高いコンバータ装置を実現することが可能になる。

本発明の実施の形態１による電力変換システムの構成例を示す概略図である。 図１における双方向スイッチ回路の詳細な構成例を示す回路図である。 図１におけるコンバータ制御器の構成例を示すブロック図である。 図３における電源電圧位相演算器の詳細な構成例を示す図である。 図４の電源電圧位相演算器の動作例を示すタイミングチャートである。 図３における電流制御器の詳細な構成例を示す図である。 図６の変形例を示す図である。 一般的な昇圧回路の構成例を示す回路図である。 図１の電力変換システムの中から昇圧回路部分をピックアップした図である。 本発明の実施の形態２によるコンバータ装置において、図１のコンバータ制御器の構成例を示すブロック図である。

　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

　（実施の形態１）
　＜電力変換システムの概略＞
　図１は、本発明の実施の形態１による電力変換システムの構成例を示す概略図である。図１に示す電力変換システムは、三相交流リアクトル２と、三相ダイオードブリッジ３と、平滑コンデンサＣｏと、コンバータ装置４と、直流電圧検出器（電圧センサ）１１と、インバータ１３と、インバータ制御器１２と、監視器１６とを備える。三相交流リアクトル２は、三相交流電源１と三相ダイオードブリッジ３との間の電流経路上に挿入され、電源電流を平滑化する。三相ダイオードブリッジ３は、三相交流リアクトル２を介して受電した三相交流電源１を全波整流する。平滑コンデンサＣｏは、三相ダイオードブリッジ３の出力電圧（負極側を接地電圧ＧＮＤとした正極側の出力電圧ＶＣＣ）を平滑化する。

　直流電圧検出器（電圧センサ）１１は、三相ダイオードブリッジ３の出力ノードの電圧（出力電圧ＶＣＣ）を抵抗分圧することで検出し、電圧検出信号Ｖｄｃを出力する。インバータ１３は、複数のスイッチング素子を含み、三相ダイオードブリッジ３の出力ノードに生成される直流電圧（出力電圧ＶＣＣ）を三相交流電圧に変換する。そして、インバータ１３は、当該三相交流電圧で三相交流電動機１４（例えば、冷凍機用のモータ等）を駆動する。

　コンバータ装置４は、詳細は後述するが、三相交流電源１に生じる高調波電流の抑制機能や、出力電圧ＶＣＣの制御機能（昇圧機能）等を備える。この例では、三相ダイオードブリッジ３の出力電圧（直流電圧）ＶＣＣが供給される負荷は、インバータ１３であったが、これに限らず、直流電力を消費する各種負荷装置であればよく、例えば、直流モータ等であってもよい。

　監視器１６は、例えば、パーソナルコンピュータ等の上位装置に実装され、インバータ制御器１２（および後述するコンバータ制御器７）の動作状態を監視する。監視器１６は、例えば、ＲＳ－２３２Ｃ、ＲＳ－４２２、ＲＳ－４８５、ＵＳＢ、Ｅｔｈｅｒｎｅｔなどの有線の通信規格、もしくはＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）やＷｉ－Ｆｉなどの無線の通信規格に基づく通信経路１７，１５でインバータ制御器１２（コンバータ制御器７）と通信を行う。

　インバータ制御器１２は、例えば、マイクロコントローラ（マイコンと略す）等によって構成される。インバータ制御器１２は、例えば、監視器１６から入力された運転指令および速度指令に基づいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、当該ＰＷＭ信号でインバータ１３内の複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。

　＜コンバータ装置の詳細＞
　コンバータ装置（言い換えれば、ＰＦＣユニット）４は、例えば、各種部品が実装された一つの配線基板で構成され、インバータ制御器１２およびインバータ１３を含むインバータ装置とは独立した装置として構成される。コンバータ装置４は、外部端子Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１と、外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２と、外部端子Ｐｐ，Ｐｎと、外部端子Ｐｄと、外部端子Ｐｃとを備える。

　外部端子Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１および外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２は、三相交流リアクトル２と三相ダイオードブリッジ３との間の電流経路上に挿入される形で順次設けられる。外部端子Ｐｐ，Ｐｎは、三相ダイオードブリッジ３の一対（正極側および負極側）の出力ノードにそれぞれ接続される。外部端子Ｐｄには、直流電圧検出器（電圧センサ）１１からの電圧検出信号Ｖｄｃが入力される。外部端子Ｐｃは、監視器１６との間の通信端子である。

　また、コンバータ装置４は、電圧位相検出器５と、三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔを含む双方向スイッチ回路６と、コンバータ制御器７と、電流検出器（電流センサ）８と、スナバ回路１０と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを備える。電流検出器８は、外部端子Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１と、外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２との間に設けられ、三相交流電源１の三相電流を検出する。電流検出器８は、例えば、シャント抵抗素子またはカレントトランス（ＣＴ）等で構成され、ここでは、Ｒ相およびＴ相の相電流を検出し、Ｒ相の電流検出信号ＩｒおよびＴ相の電流検出信号Ｉｔを出力する。

　平滑コンデンサＣ１は、外部端子Ｐｐと中点ノードＮｍとの間に接続され、平滑コンデンサＣ２は、外部端子Ｐｎと中点ノードＮｍとの間に接続される。三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔは、三相交流リアクトル２の三相ダイオードブリッジ３側のノードと中点ノードＮｍとの間にそれぞれ設けられる。より詳細には、三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔの一端は、外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２にそれぞれ接続され、また、電流センサ８を介して外部端子Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１にそれぞれ接続される。三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔの他端は、インダクタと複数のダイオードから構成されるスナバ回路１０を介して中点ノードＮｍに接続される。

　電圧位相検出器５は、外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２に接続され、外部端子Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２の各電圧を抵抗分圧することで三相交流電源１の電圧位相を検出するための電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎを出力する。コンバータ制御器７は、例えば、マイコン等によって構成される。コンバータ制御器７は、電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、電流検出信号Ｉｒ，Ｉｔと、外部端子Ｐｄからの電圧検出信号Ｖｄｃと、外部端子Ｐｃからの各種信号とを入力として、双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔをそれぞれＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔでスイッチング制御する。

　なお、コンバータ装置４は、場合によっては、三相交流リアクトル２または三相ダイオードブリッジ３の一方または両方を含むように構成されてもよい。この場合、構成に応じて外部端子Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１，Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２の位置も適宜変わり得る。

　＜双方向スイッチ回路の詳細＞
　図２は、図１における双方向スイッチ回路の詳細な構成例を示す回路図である。図２において、三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔのそれぞれは、単相ダイオードブリッジとＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成される。双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔ内の各ＩＧＢＴは、それぞれ、ＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔでスイッチング制御される。なお、双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔは、このような構成に限らず、コンバータ制御器７からのＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔに応じてオン／オフが制御されるものであれば、その他の構成及び半導体素子でも問題ない。

　＜コンバータ制御器の詳細＞
　図３は、図１におけるコンバータ制御器の構成例を示すブロック図である。図３に示すコンバータ制御器７は、電源電圧位相演算器２０と、ＰＩ制御器２１と、変調波乗算器２２と、ＰＷＭ制御器２３と、遮断器２４と、電流制御器２５と、起動判定器２６と、キャリア波発生器２７と、起動方式切替器２８とを備える。これらの各ブロックは、主に、マイコン内のＣＰＵ（Central Processing Unit）によるプログラム処理によって実装され、プログラム処理の中でマイコン内のアナログディジタル変換器やタイマ等を適宜用いることで実現される。

　ただし、コンバータ制御器７の各ブロックは、マイコンに限らず、一部または全てがＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のハードウェアで構成されてもよい。また、コンバータ制御器７の各ブロックは、ＣＰＵに限らず、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いたプログラム処理で実装されてもよい。このように、コンバータ制御器７の各ブロックは、ハードウェア、ソフトウェアあるいはその組み合わせで適宜構成されればよい。

　コンバータ制御器７は、このような各ブロックを用いて、概略的には、三相交流電源１の電圧位相と電流位相との位相差がゼロに近くなるように双方向スイッチ回路６内の各双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔをスイッチング制御する。これにより、コンバータ制御器７は、力率を改善し、かつ高調波電流を抑制する。この際に、コンバータ制御器７は、電圧検出信号Ｖｄｃを監視しながら出力電圧（直流電圧）ＶＣＣが一定になるように制御することもできる。

　《電源位相検出について》
　図４は、図３における電源電圧位相演算器の詳細な構成例を示す図である。図４の電源電圧位相演算器２０は、分圧回路３３と、コンパレータ回路３１と、内部位相発生器３０とを備え、概略的には、三相交流電源１の電圧位相に同期する内部位相θｓを生成する。分圧回路３３は、電圧位相検出器５からの三相分の電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎの平均値から基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。コンパレータ回路３１は、電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してパルス信号に置き換える。内部位相発生器３０は、基本電源周波数設定器３２と、位相誤差演算器３４と、ＰＩ制御器３５と、位相更新器３６とを備え、コンパレータ回路３１からのパルス信号の変化するタイミング（以下エッジと称す）を検出し、内部位相θｓを生成する。

　図５は、図４の電源電圧位相演算器の動作例を示すタイミングチャートである。図５に示されるように、電源電圧位相に応じてパルス信号がオン／オフしていることがわかる。例えば、電源位相が０ｄｅｇの際にはＶｒｎパルス信号が立ち上がりエッジとなり、１２０ｄｅｇの際にはＶｓｎパルス信号が立ち上がりエッジとなる。この関係は、基準電圧Ｖｒｅｆの大きさで変化するが、分圧回路３３で三相の平均値を生成することで、電源電圧の変動による影響が生じ難くなっている。

　図４の内部位相発生器３０において、位相更新器３６は、周波数指令値ｆｓに応じて内部位相θｓを生成する。具体的には、内部位相θｓは、図５に示されるように、例えば、電源周波数（電気角３６０ｄｅｇの電源位相周期）で"３６０×Ｎ"のカウント動作を繰り返すカウンタのカウント値等である。周波数指令値ｆｓは、当該カウンタのカウント速度等を表す。

　位相誤差演算器３４は、電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎのパルス信号のエッジを検出したタイミング毎（この例では電源位相周期の電気角６０ｄｅｇ毎）に、位相更新設定値θｇｅｔを生成する。位相更新設定値θｇｅｔは、本来あるべきカウント値を表し、電気角６０ｄｅｇ毎に、"６０×Ｎ"，"１２０×Ｎ"，…といったような値となる。また、位相誤差演算器３４は、位相更新器３６からの内部位相θｓ（実際のカウント値）と、位相更新設定値θｇｅｔ（本来あるべきカウント値）との位相誤差Δθｓを検出する。

　ＰＩ制御器３５は、ＰＩ（比例・積分）制御を用いて、位相誤差Δθsをゼロに近づけるための周波数補正値Δｆｓを算出する。周波数指令値ｆｓは、基本電源周波数設定器３２からの規定の電源周波数設定値ｆｓ０（例えば、５０～６０Ｈｚの値）と周波数補正値Δｆｓとの合算値によって更新され、この例では電気角６０ｄｅｇ毎に更新される。位相更新器３６は、電気角６０ｄｅｇ毎に、内部位相θｓを位相更新設定値θｇｅｔで更新すると共に、周波数指令値ｆｓに基づく速度でカウント動作を行う。

　なお、ここでは、両エッジを用いて電気角６０ｄｅｇ毎に演算が実行されているが、片エッジ(エッジの下りエッジか上りエッジのどちらか)で処理を行ってもよい。これにより、電気角１２０ｄｅｇ毎の演算となり、マイコン等の処理負荷を軽減できる。また、三相全てではなく二相の下りエッジと上りエッジの両方を使ってもよい。これにより、マイコンの処理負荷の軽減や、一相分の回路の削除に伴いコストを低減できる。

　さらに、ノイズ等による変動を防止するため、例えば、電気角３６０ｄｅｇ毎に演算が実行されるように構成してもよい。具体的には、電気角６０ｄｅｇ毎の位相誤差Δθsを電気角３６０ｄｅｇで平均化し、その平均値を用いて、周波数補正値Δｆsを算出しても構わない。なお、基本電源周波数設定器３２には、予め、５０Ｈｚや６０Ｈｚ等の電源周波数設定値ｆｓ０が設定される。この際には、例えば、５５Ｈｚ等の電源周波数設定値ｆｓ０を設定した場合であっても、所定の周波数補正値Δｆｓ（例えば、±５Ｈｚ）が得られる結果、５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方に対応することが可能である。また、パルス信号のエッジの間隔をマイコン等のタイマで計測することで、電源周波数設定値ｆｓ０が自動設定されるように構成することも可能である。

　また、別途、図４の電源電圧位相演算器２０の信号に基づいて異常検出を行う異常検出器を設けることも可能である。図５に示したように、電源電圧位相演算器２０では、電圧位相信号Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎのパルス信号が生成される。異常検出器は、例えば、この各パルス信号の各エッジに対して、エッジ間隔のバランス等を比較および判定することで、電源の三相不平衡や電源欠相といった異常を検出できる。

　《電流検出について》
　図３の電流制御器２５は、概略的には、電源電圧位相演算器２０からの内部位相θｓと、電流検出器（電流センサ）８からの電流検出信号Ｉｒ，Ｉｔとに基づいて、電圧位相と電流位相との位相差をゼロに近づけるのに必要なＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔのデューティ比指令値（Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔ）を定める。言い換えれば、電流制御器２５は、三相交流電源１の三相電流を理想的な正弦波電流に近づけるのに必要なデューティ比指令値（Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔ）を定める。なお、電流検出器８は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の中の少なくとも二相の相電流を検出できればよい。

　図６は、図３における電流制御器の詳細な構成例を示す図である。図６に示す電流制御器２５は、電流指令演算器２５１と、電流再現器２５２と、ＰＩ制御器２５３ｒ，２５３ｓ，２５３ｔとを備える。電流再現器２５２は、二相の電流検出信号Ｉｒ，Ｉｔ（具体的には、アナログディジタル変換器を介したディジタル信号）から残りの一相の電流検出信号Ｉｓを算出する。すなわち、三相の電流検出信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの和はゼロになるため、電流再現器２５２は、残りの一相の電流検出信号Ｉｓ（＝－Ｉｒ－Ｉｔ）を算出することができる。また、電流再現器２５２は、三相の電流検出信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに基づき、三相交流電源１に流れる三相電流の電流値（例えば、実効値Ｉｒｍｓ）を算出する。

　電流指令演算器２５１は、電源電圧位相演算器２０で生成された内部位相θｓと、電流再現器２５２（ひいては電流検出器８）で検出された三相電流の電流値（実効値Ｉｒｍｓ）とに基づいて、三相の理想的な正弦波電流を表す三相電流指令Ｉｒ'，Ｉｓ'，Ｉｔ'（具体的には時系列で変化するディジタル信号）を生成する。ＰＩ制御器（デューティ比制御器）２５３ｒ，２５３ｓ，２５３ｔは、三相電流指令Ｉｒ'，Ｉｓ'，Ｉｔ'と、電流再現器２５２からの電流検出信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（ひいては電流検出器８で検出された三相電流）との誤差ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔに基づいて、ＰＩ制御を行う。これにより、ＰＩ制御器２５３ｒ，２５３ｓ，２５３ｔは、当該誤差ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔをゼロに近づける変調波（デューティ比指令値）Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔをそれぞれ算出する。

　図７は、図６の変形例を示す図である。図７に示されるように、電流制御器２５は、三相中のいずれか一相（ここではＲ相）を代表としてＰＩ制御器２５３ｒを用いてＰＩ制御を行うことで変調波Ｋｈｒを算出し、残りの二相の変調波Ｋｈｓ，Ｋｈｔを三相再現器２５６を用いて算出してもよい。具体的には、三相再現器２５６は、変調波Ｋｈｒの位相を１２０ｄｅｇ進めて変調波Ｋｈｓを作成し、２４０ｄｅｇ進めて変調波Ｋｈｔを作成する。

　《変調波乗算器について》
　図３のＰＩ制御器（電圧制御器）２１は、外部端子Ｐｄからの電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値（アナログディジタル変換後のディジタル値）と予め設定した電圧指令値Ｖｄｃ＊との誤差ΔＶｄｃに基づいてＰＩ制御を行うことで、当該誤差ΔＶｄｃをゼロに近づける変調波ゲイン（操作量）Ｋｖを算出する。変調波乗算器２２は、電流制御器２５からの変調波（デューティ比指令値）Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，ＫｈｔをＰＩ制御器２１からの変調波ゲインＫｖで重み付けした上でＰＷＭ制御器２３へ出力する。

　具体的には、ＰＩ制御器２１は、電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値が電圧指令値Ｖｄｃ＊より小さい場合には変調波ゲインＫｖを大きくする。変調波乗算器２２は、変調波Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔに当該変調波ゲインＫｖを乗算することで、ＰＷＭ制御器２３へ出力する乗算後変調波Ｋｈｒ'，Ｋｈｓ'，Ｋｈｔ'を大きくする。一方、ＰＩ制御器２１は、電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値が電圧指令値Ｖｄｃ＊より大きい場合には変調波ゲインＫｖを小さくし、これに応じて、変調波乗算器２２は、乗算後変調波Ｋｈｒ'，Ｋｈｓ'，Ｋｈｔ'を小さくする。これらによって、出力電圧ＶＣＣは、電圧指令値Ｖｄｃ＊となるように制御される。

　《ＰＷＭ制御器について》
　図３のＰＷＭ制御器２３は、電流制御器２５からの変調波乗算器２２を介した乗算後変調波（デューティ比指令値）Ｋｈｒ'，Ｋｈｓ'，Ｋｈｔ'に基づいて三相のＰＷＭ信号Ｇｒ'，Ｇｓ'，Ｇｔ'を生成し、それを用いて三相の双方向通電スイッチＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔをスイッチング制御する。具体的には、ＰＷＭ制御器２３は、乗算後変調波Ｋｈｒ'，Ｋｈｓ'，Ｋｈｔ'とキャリア波発生器２７で生成されたキャリア波（三角波もしくはのこぎり波）Ｆｃとの比較により、ＰＷＭ信号Ｇｒ'，Ｇｓ'，Ｇｔ'を生成する。このとき、キャリア波Ｆｃの周波数は、例えば、マイコン等に予め設定された値に定められる。

　《起動方法について》
　図３の起動判定器２６は、電流検出器（電流センサ）８で検出され、電流制御器２５を介して算出された三相電流の電流値（実効値Ｉｒｍｓ）と、予め定めた起動判定値Ｉｔｈとを比較し、実効値Ｉｒｍｓが起動判定値Ｉｔｈを超えた際に内部起動信号２９ａを出力する。起動判定値Ｉｔｈは、例えば、ＩＥＣの高調波規制の規格に基づいて、システムの定格電流値に応じた値に定められる。

　また、図３の外部起動信号２９ｂは、図１の監視器１６から外部端子Ｐｃを介して入力される。起動方式切替器２８は、起動判定器２６からの内部起動信号２９ａか外部入力された外部起動信号２９ｂのいずれか一方に応じて起動信号２９ｃをアサートする。この際に、起動方式切替器２８は、内部起動信号２９ａと外部起動信号２９ｂのいずれを選択するかを、例えば、監視器１６から外部端子Ｐｃを介して入力された選択信号、または、コンバータ装置４を構成する配線基板上に実装された選択スイッチ等に基づいて定める。

　図３のコンバータ制御器７は、起動信号２９ｃ（内部起動信号２９ａまたは外部起動信号２９ｂ）に応じて双方向スイッチ回路６のスイッチング制御を有効化する。この例では、遮断器２４が設けられる。遮断器２４は、起動信号２９ｃがアサートされている場合には、ＰＷＭ制御器２３からのＰＷＭ信号Ｇｒ'，Ｇｓ'，Ｇｔ'をＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔとして出力する。一方、遮断器２４は、起動信号２９ｃがネゲートされている場合には、ＰＷＭ信号Ｇｒ'，Ｇｓ'，Ｇｔ'の出力を遮断し、ＰＷＭ信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔをオフレベルに固定する。

　また、起動方式切替器２８は、内部起動信号２９ａと外部起動信号２９ｂの両方を使って起動信号２９ｃを出力してもよい。例えば、起動方式切替器２８は、内部起動信号２９ａのアサートに応じて起動信号２９ｃをアサートしている場合であっても、外部起動信号２９ｂがネゲートされた場合（言い換えれば外部遮断信号が入力された場合）には、起動信号２９ｃをネゲートし、スイッチング制御を無効化してもよい。

　これにより、例えば、図１の電力変換システムが通常動作している期間（ひいては、内部起動信号２９ａに応じてコンバータ制御器７がスイッチング制御を行っている期間）で、インバータ１３に過電流等の異常が生じたような場合に、コンバータ制御器７の動作を緊急停止させることで保護を図ること等が可能になる。具体的には、監視器１６は、インバータ制御器１２を介してインバータ１３の異常を検出した場合に、コンバータ制御器７への外部起動信号をネゲートすればよい（言い換えれば外部遮断信号を出力すればよい）。

　さらに、図３の起動判定器２６は、電源電圧位相演算器２０からの信号に基づいて起動判定を行うことも可能である。具体的には、図４および図５で述べたように、別途、電源電圧位相演算器２０の信号に基づいて電源の三相不平衡や電源欠相等の異常を検出する異常検出器を設けることができる。この異常検出器は、例えば、起動判定器２６内に搭載されてもよい。

　この場合、起動判定器２６は、異常検出器によって異常が検出された際には、内部起動信号２９ａをネゲートレベルに定める。具体的には、起動判定器２６は、異常検出器によって異常が検出されている場合には、実効値Ｉｒｍｓが起動判定値Ｉｔｈを超えた場合であっても、内部起動信号２９ａ（ひいては起動信号２９ｃ）をアサートしないように構成される。また、起動判定器２６は、既に内部起動信号２９ａがアサートされている状態で、異常検出器によって異常が検出された場合には、内部起動信号２９ａ（ひいては起動信号２９ｃ）をネゲートするように構成される。

　なお、遮断器２４は、双方向スイッチ回路６に対するスイッチング制御の有効／無効を切り替えられるものであればよく、コンバータ制御器７の出力段に設けられる必要性は特に無い。例えば、遮断器２４は、電流制御器２５に対する内部位相θｓの入力を遮断することでスイッチング制御を無効化するものであってもよく、または、コンバータ制御器７全体の動作を無効化することでスイッチング制御を無効化するものであってもよい。

　また、図１において、例えば、監視器１６を設けずに、コンバータ制御器７を内部起動信号２９ａのみで動作させ、これとは独立にインバータ制御器１２を動作させるように構成してもよい。あるいは、監視器１６を設けずに、コンバータ制御器７とインバータ制御器１２とが直接的に通信できるように構成することも可能である。

　＜昇圧動作について＞
　図１の電力変換システムを用いると、例えば、図３における電圧指令値Ｖｄｃ＊を、三相交流電源１の電圧振幅等に基づいて定まる通常の出力電圧ＶＣＣよりも高い値に設定することで昇圧動作を行うことも可能である。図８は、一般的な昇圧回路の構成例を示す回路図である。図８に示す昇圧回路は、直流電源１'と、リアクトル２'と、スイッチング素子６'と、ダイオード３'と、平滑コンデンサＣ１２とを備え、負荷となる抵抗１３'に直流電源１'の電圧よりも大きい電圧を供給する。

　当該昇圧回路は、スイッチング素子６'がオンの期間でリアクトル２'に電力を蓄積し、スイッチング素子６'がオフの期間でリアクトル２'に蓄積された電力を逆流防止用のダイオード３'を介して平滑コンデンサＣ１２に伝送することで昇圧動作を行う。この際の昇圧能力は、スイッチング素子６'の動作周波数と、リアクトル２'のインダクタンス値と、リアクトル２'に流れている電流の大きさとに基づいて定まる。すなわち、昇圧を積極的に行いたい場合は、スイッチング素子６'の動作周波数を高くするか、インダクタンス値を大きくするか、リアクトル２'に流れる電流を大きくすればよい。

　実際の回路において、リアクトル２'のインダクタンス値を変更する方法は、動作中の配線作業が必要となるため、適用困難である。そこで、実用上は、リアクトル２'に流れる電流を大きくする方法、または、スイッチング素子６'の動作周波数を高く方法を用いることが望ましい。前者の方法を用いる場合、平滑コンデンサＣ１２の両端電圧を監視しながら、スイッチング素子６'のオン時間が適宜長くなるように制御すればよい。

　図９は、図１の電力変換システムの中から昇圧回路部分をピックアップした図である。図８におけるリアクトル２'、スイッチング素子６'と、ダイオード３'と、平滑コンデンサＣ１２および抵抗１３'は、それぞれ、図９における三相交流リアクトル２、双方向スイッチ回路６、三相ダイオードブリッジ３、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２およびインバータ１３に対応する。

　このように、図９の電力変換システムには、図８の昇圧回路と同様の部品が存在しているため、同様の動作原理で昇圧動作を行うことが可能である。図８と図９との違いは、直流電源１'が三相交流電源１に置き換わっていることである。三相交流電源１を用いた場合、三相交流電源１の位相に応じて昇圧する回路が各相で入れ替わり、交互に昇圧動作を繰り返すような動作となる。この際に、図３の変調波乗算器２２は、電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値と電圧指令値Ｖｄｃ＊との誤差に応じて変調波（デューティ比指令値）Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔに重み付けを行うことで出力電圧ＶＣＣを昇圧する。

　＜実施の形態１の主要な効果＞
　以上、実施の形態１の方式を用いることで、第１の効果として、様々な電力変換システムに組み合わせて高調波電流を抑制できる汎用性が高いコンバータ装置を実現することが可能になる。具体例として、図１の電力変換システムを予め一体的に構成するような場合を想定する。この場合、図１の平滑コンデンサＣｏを平滑コンデンサＣ１，Ｃ２のような構成に置き換え、インバータ制御器１２等が、検出した負荷電流に応じてコンバータ制御器７を適宜起動すればよい。

　一方、図１の電力変換システムからコンバータ装置４を省いたような既存のシステムに、コンバータ装置４を後付けで組み込むような場合を想定する。この場合、コンバータ制御器７を適切に起動するためには、インバータ制御器１２等がコンバータ制御器７へ起動信号を出力する必要がある。しかし、既存のシステムに、このような起動信号を出力する仕組みが備わっているとは限らない。これに対して、図１のコンバータ装置４は、電流検出器（電流センサ）８や図３の起動判定器２６等を備えることで、外部からの起動信号が入力されない場合であっても自身の判断で起動することが可能になる。

　また、双方向スイッチ回路６の一端は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中点ノードＮｍに接続されるが、平滑コンデンサＣｏを備える既存のシステムでは、このような中点ノードＮｍを得ることが困難となり得る。これに対して、図１のコンバータ装置７は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を備えることで、自身で中点ノードＮｍを作り出すことが可能になっている。このようなことから、汎用性が高いコンバータ装置を実現することが可能になる。

　また、第２の効果として、高調波を抑制する期間を適切に定めることが可能になる。具体的には、高調波規制では、三相交流電源１の電源電流における高調波を規制する必要があるため、高調波を抑制する期間を適切に定めるためには、この電流電流が、より高精度に検出されることが望ましい。図１のコンバータ装置４を用いた場合、この電源電流を電流検出器８の位置で高精度に検出することが可能になる。

　一方、比較対象として、前述したように、インバータ制御器１２が起動信号を出力するような場合、三相交流電源１の電源電流は、例えば、インバータ３の出力電力（インバータ３の入力電圧やインバータ３の出力電流）に基づいて推定されることになる。すなわち、インバータ制御器１２は、通常、インバータ３の入力電圧やインバータ３の出力電流をセンサで検出した結果に基づいて起動信号を出力する。ただし、三相交流電源１の電源電流と、インバータ３の出力電力との関係は、実際には電力変換効率や力率等によって変化するため、必ずしも三相交流電源１の電源電流が高精度に推定されるとは限らない。

　さらに、第３の効果として、電流検出器８を利用することで、高調波の抑制効果を容易に高めることが可能になる。例えば、電流検出を行わずに、電流波形を正弦波に近づけるためのデューティ比の変化のさせ方を予めシミュレーション等によって定め、それを予めテーブル等に登録しておくような方式が考えられる。この場合、各種駆動条件が変わると、テーブルに登録すべき最適な値も変わり得るため、テーブルを適宜編集する必要性等が生じ得る。一方、図１のコンバータ装置７は、電流検出器８によって電流波形を直接観測しながら図３の電流制御器２５によって適正なデューティ比を算出しているため、各種駆動条件が変わった場合でも電流波形を高精度に正弦波に近づけることが可能になる。

　（実施の形態２）
　＜コンバータ制御器の詳細＞
　図１０は、本発明の実施の形態２によるコンバータ装置において、図１のコンバータ制御器の構成例を示すブロック図である。前述した図３および図９の構成例では、変調波乗算器２２が変調波Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，ＫｈｔをＰＩ制御器（電圧制御器）２１からの変調波ゲイン（操作量）Ｋｖで重み付けすることでデューティ比を調整し、これによって出力電圧ＶＣＣの一定制御が行われた。一方、図１０の構成例では、ＰＷＭ制御器２３で用いるキャリア波Ｆｃの周波数をＰＩ制御器２１からの変調波ゲインＫｖに基づいて変化させることで、出力電圧ＶＣＣの一定制御が行われる。

　図１０の構成例は、図３の構成例と比較して、ＰＩ制御器２１からの変調波ゲインＫｖの出力先が異なっている。図１０では、キャリア波発生器２７が当該変調波ゲインＫｖに基づいて動作周波数を制御することで、キャリア波Ｆｃの周波数（ひいては双方向スイッチ回路６のスイッチング周波数）を変調波ゲインＫｖに基づいて変化させる。具体的には、電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値が電圧指令値Ｖｄｃ＊より小さい場合には、変調波ゲインＫｖが大きくなり、キャリア波Ｆｃの周波数が高くなる。反対に、電圧検出信号Ｖｄｃが表す電圧値が電圧指令値Ｖｄｃ＊より大きい場合には、変調波ゲ
インＫｖが小さくなり、キャリア波Ｆｃの周波数が低くなる。

　＜実施の形態２の主要な効果＞
　以上、実施の形態２の方式を用いることでも、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。また、実施の形態１の方式のように、キャリア波Ｆｃの周波数を固定してデューティ比を制御する方式では、スイッチング損失等は抑制されるが、電流波形を正弦波に近づける際の精度が低下する場合がある。これに対して、実施の形態２の方式では、電流波形を正弦波に近づける際の精度が向上し、高調波の抑制効果を高めることが可能になる。

　以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

　１　三相交流電源
　２　三相交流リアクトル
　３　三相ダイオードブリッジ
　４　コンバータ装置
　７　コンバータ制御器
　８　電流検出器（電流センサ）
　１２　インバータ制御器
　１３　インバータ
　１６　監視器
　２０　電源電圧位相演算器
　２１　ＰＩ制御器（電圧制御器）
　２２　変調波乗算器
　２３　ＰＷＭ制御器
　２５　電流制御器
　２６　起動判定器
　２７　キャリア波発生器
　２９ａ　内部起動信号
　２９ｂ　外部起動信号
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃｏ　平滑コンデンサ
　Ｆｃ　キャリア波
　Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔ　ＰＷＭ信号
　Ｉｔｈ　起動判定値
　Ｋｈｒ，Ｋｈｓ，Ｋｈｔ　変調波（デューティ比指令値）
　Ｋｖ　変調波ゲイン（操作量）
　Ｎｍ　中点ノード
　Ｐｒ１，Ｐｓ１，Ｐｔ１，Ｐｒ２，Ｐｓ２，Ｐｔ２，Ｐｐ，Ｐｎ，Ｐｄ，Ｐｃ　外部端子
　ＳＷｒ，ＳＷｓ，ＳＷｔ　双方向通電スイッチ
　ＶＣＣ　出力電圧（直流電圧）
　Ｖｄｃ　電圧検出信号
　Ｖｄｃ＊　電圧指令値
　θｓ　内部位相

Claims (10)

1. 　受電した三相交流電源を整流する三相ダイオードブリッジと、前記三相交流電源と前記三相ダイオードブリッジとの間の電流経路上に挿入される三相交流リアクトルと、を有する電力変換システムに適用され、前記三相交流電源に生じる高調波電流を抑制するコンバータ装置であって、
   　前記三相ダイオードブリッジの一対の出力ノードにそれぞれ接続される第１の外部端子および第２の外部端子と、
   　前記第１の外部端子と中点ノードとの間に接続される第１の平滑コンデンサと、
   　前記第２の外部端子と前記中点ノードとの間に接続される第２の平滑コンデンサと、
   　前記三相交流電源の三相電流を検出する電流センサと、
   　前記三相交流リアクトルの前記三相ダイオードブリッジ側のノードと前記中点ノードとの間にそれぞれ設けられる三相の双方向通電スイッチと、
   　前記三相の双方向通電スイッチをスイッチング制御するコンバータ制御器と、
   を備え、
   　前記コンバータ制御器は、前記電流センサで検出された前記三相電流の電流値と予め定めた起動判定値とを比較し、前記電流値が前記起動判定値を超えた際に内部起動信号を出力する起動判定器を有し、前記内部起動信号に応じて前記スイッチング制御を有効化する、
   コンバータ装置。
2. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
   　さらに、外部起動信号が入力される第３の外部端子を有し、
   　前記コンバータ制御器は、前記内部起動信号か前記外部起動信号のいずれか一方に応じて前記スイッチング制御を有効化する、
   コンバータ装置。
3. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
   　さらに、外部起動信号が入力される第３の外部端子を有し、
   　前記コンバータ制御器は、前記外部起動信号のネゲートに応じて前記スイッチング制御を無効化する、
   コンバータ装置。
4. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
   　さらに、前記三相交流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジとの間の電流経路上に順次設けられる第４の外部端子および第５の外部端子を有し、
   　前記電流センサは、前記第４の外部端子と前記第５の外部端子との間に設けられ、
   　前記三相の双方向通電スイッチの一端は、前記電流センサを介して前記第４の外部端子に接続される、
   コンバータ装置。
5. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
   　前記コンバータ制御器は、さらに、
   　前記三相交流電源の電圧位相に同期する内部位相を生成する電源電圧位相演算器と、
   　前記電源電圧位相演算器で生成された前記内部位相と、前記電流センサで検出された前記三相電流とに基づいて、前記三相電流を理想的な正弦波電流に近づけるのに必要なデューティ比指令値を算出する電流制御器と、
   　前記電流制御器からの前記デューティ比指令値に基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記三相のＰＷＭ信号を用いて前記三相の双方向通電スイッチをスイッチング制御するＰＷＭ制御器と、
   を有する、
   コンバータ装置。
6. 　請求項５記載のコンバータ装置において、
   　前記三相ダイオードブリッジの前記出力ノードの電圧を検出対象とした電圧検出信号が入力される第６の外部端子と、
   　前記電圧検出信号が表す電圧値と予め設定した電圧指令値との誤差に基づいて当該誤差をゼロに近づける操作量を算出する電圧制御器と、
   　前記電流制御器からの前記デューティ比指令値を前記電圧制御器からの前記操作量で重み付けした上で前記ＰＷＭ制御器へ出力する変調波乗算器と、
   を有する、
   コンバータ装置。
7. 　請求項５記載のコンバータ装置において、
   　前記三相ダイオードブリッジの前記出力ノードの電圧を検出対象とした電圧検出信号が入力される第６の外部端子と、
   　前記電圧検出信号が表す電圧値と予め設定した電圧指令値との誤差に基づいて当該誤差をゼロに近づける操作量を算出する電圧制御器と、
   　前記ＰＷＭ制御器で用いるキャリア波を生成し、前記キャリア波の周波数を前記電圧制御器からの前記操作量に基づいて変化させるキャリア波発生器と、
   を有する、
   コンバータ装置。
8. 　受電した三相交流電源を整流する三相ダイオードブリッジと、
   　前記三相ダイオードブリッジの出力電圧を平滑化する第３の平滑コンデンサと、
   　前記三相交流電源と前記三相ダイオードブリッジとの間の電流経路上に挿入される三相交流リアクトルと、
   　前記三相交流電源に生じる高調波電流を抑制するコンバータ装置と、
   を有する電力変換システムであって、
   　前記コンバータ装置は、
   　前記三相ダイオードブリッジの一対の出力ノードにそれぞれ接続される第１の外部端子および第２の外部端子と、
   　前記第１の外部端子と中点ノードとの間に接続される第１の平滑コンデンサと、
   　前記第２の外部端子と前記中点ノードとの間に接続される第２の平滑コンデンサと、
   　前記三相交流電源の三相電流を検出する電流センサと、
   　前記三相交流リアクトルの前記三相ダイオードブリッジ側のノードと前記中点ノードとの間にそれぞれ設けられる三相の双方向通電スイッチと、
   　前記三相の双方向通電スイッチをスイッチング制御するコンバータ制御器と、
   を備え、
   　前記コンバータ制御器は、前記電流センサで検出された前記三相電流の電流値と予め定めた起動判定値とを比較し、前記電流値が前記起動判定値を超えた際に内部起動信号を出力する起動判定器を有し、前記内部起動信号に応じて前記スイッチング制御を有効化する、
   電力変換システム。
9. 　請求項８記載の電力変換システムにおいて、
   　複数のスイッチング素子を含み、前記三相ダイオードブリッジの前記出力ノードに生成される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータと、
   　前記インバータ内の前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御器と、
   　前記インバータ制御器の動作を監視する監視器と、
   を有し、
   　前記コンバータ装置は、前記監視器との間の通信端子である第３の外部端子を有する、
   電力変換システム。
10. 　請求項９記載の電力変換システムにおいて、
    　前記第３の外部端子には、外部起動信号が入力され、
    　前記コンバータ制御器は、前記外部起動信号のネゲートに応じて前記スイッチング制御を無効化する、
    電力変換システム。

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