WO2021149132A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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竹島　由浩
義章 石黒
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亮太 近藤
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    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses

Definitions

  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of reducing the total loss of an inverter and a motor and reducing the size of the inverter. do.
  • the first capacitor 2c and the second capacitors 2a and 2b are connected in parallel to the DC power supply 1 as shown in FIG. Therefore, the capacitance of the first capacitor 2c needs to be 3.5C, and the capacitance of each of the second capacitors 2a and 2b needs to be 1C, for a total of 5.5C.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing a time change of the phase current Im (2 lv) of the motor 5 when the inverter is operated at two levels
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing the phase current Im (2 lv) of the motor 5 when the inverter is operated at three levels. It is a waveform diagram which shows the time change of (3lv). In these figures, the change in the switching voltage due to the inverter 3 is also shown at the same time.
  • FIG. 11 shows the motor loss during the two-level operation and the three-level operation
  • FIG. 12 shows the inverter loss during the two-level operation and the three-level operation.
  • the motor loss includes iron loss, copper loss, and mechanical loss associated with driving the motor 5, and is particularly greatly affected by high-frequency iron loss associated with a change in phase current.
  • the inverter loss includes a switching loss, a conduction loss, and a voltage recovery recovery loss due to on / off of the switching elements 3a to 3f accompanying the driving of the inverter.
  • the total loss of the inverter 3 and the motor 5 is calculated by comparing the inverter loss and the motor loss obtained by changing these parameters (step 4). Subsequently, the operating conditions of the inverter 3 that minimizes the total loss (in other words, the effect of reducing the total loss ⁇ P is maximum) are obtained, and the operating conditions that minimize the total loss of the inverter 3 and the motor 5 are the NT characteristics of the motor 5. Mapping above, the area where the three-level operation is executed is limited from the characteristics of the torque and the number of revolutions required when running in the WLTC mode (step 5).
  • the information on the carrier frequency of the inverter 3 for reducing the total loss according to the voltage of the DC power supply 1 and the operating states of the inverter 3 and the motor 5, and the region for two-level operation and the region for three-level operation are provided.
  • the control circuit 6 actually drives the motor 5, the operation map created in advance as described above is referred to, and the information on the command values of the torque and the rotation speed of the motor 5, the temperature information, and the second capacitor are used. Based on the information of the current flowing through 2a and 2b, the carrier frequency of the inverter 3 and whether to operate at two levels or three levels are determined, and the operations of the inverter 3 and the switch circuit 4 are controlled. In determining whether to operate at two levels or at three levels, for example, in the control circuit 6, the amount of decrease in harmonic iron loss of the motor 5 when the inverter 3 is operated at three levels is reduced from the operation of the inverter 3 at two levels. If it is larger than the loss increase amount of the inverter 3 when the operation is switched to the three-level operation, it is decided to operate the inverter 3 at the three levels.
  • both the carrier frequency fx (3 lv) during the three-level operation and the carrier frequency fx (2 lv) during the two-level operation both have the carrier frequency in order to increase the rotation speed N of the motor 5.
  • the carrier frequency during three-level operation increases in the order of f1 (3 lv) ⁇ f2 (3 lv) ⁇ f3 (3 lv).
  • the carrier frequency during the two-level operation increases in the order of f1 (2 lv) ⁇ f2 (2 lv) ⁇ f3 (2 lv).
  • the carrier frequency is a parameter contradictory to the inverter 3 and the motor 5, so it is necessary to set so as to minimize the total loss of the inverter 3 and the motor 5 while ensuring the controllability of the motor 5. ..
  • the size Biz of the inverter 3 here refers to the size of the switch circuit 4 to be added, the sizes of the second capacitors 2a and 2b, and the size of the gate drive circuit for driving the switch circuit 4. And as these sizes increase, so does the cost.
  • the power conversion device has a configuration in which the inverter 3 can be switched between 2-level operation and 3-level operation, and switching of the inverter 3 when the inverter 3 is operated at 3 levels.
  • carrier frequency information and a region for 2-level operation and 3 levels are used so that the total loss of the inverter 3 and the motor 5 can be reduced.
  • An operation map in which the information of the threshold Shl that distinguishes the area from the operation is defined on the NT characteristics of the motor 5 is created in advance and stored in the control circuit 6, and the inverter is operated at two levels based on this operation map.
  • the carrier frequency that minimizes the total loss of the inverter 3 and the motor 5 can be set and operated.
  • the switch circuit 4 added to the inverter 3 uses a relief block type IGBT in order to configure the inverter 3 to be able to select and switch between two-level operation and three-level operation. It has the same configuration.
  • the inverter 3 and the switch circuit 4 are all configured using MOS (Metal-Oxide-Semiconductor Dutor), and this configuration is adopted. Even in this case, the same actions and effects as those in the first embodiment can be obtained.
  • MOS Metal-Oxide-Semiconductor Dutor

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Abstract

モータ（５）を駆動するインバータ（３）を有し、直流電源（１）には第１コンデンサ（２ｃ）および互いに直列に接続された複数のコンデンサ（２ａ、２ｂ）を有する第２コンデンサが共に並列に接続され、インバータ（３）と第２コンデンサ（２ａ、２ｂ）との間には複数のスイッチング素子（４ａ～４ｆ）を有するスイッチ回路（４）が接続される一方、インバータ（３）およびスイッチ回路（４）を制御する制御回路（６）を備え、制御回路（６）は、モータ（５）に対するトルク指令および回転数指令に基づいてスイッチ回路（４）を切り替え、３レベル動作時は第２コンデンサ（４ａ、４ｂ）からインバータ（３）に電流を供給し、２レベル動作時は第１コンデンサ（２ｃ）および第２コンデンサ（２ａ、２ｂ）の双方からインバータ（３）に電流を供給する制御を実行する。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　従来の電力変換装置には、例えば下記の特許文献１に開示されるような回路構成のものがある。この従来技術では、インバータの低損失化のためにインバータの動作を、２レベル動作と３レベル動作を互いに選択して切り替え使用できるようにしている。
特許第５３８６６４０号公報
　このように、従来のインバータ装置では、インバータのみを低損失化させるため、インバータを２レベル動作と３レベル動作に互いに選択して切り替え動作させるものがあるが、インバータに接続される負荷（例えばモータ）との合計損失を低減することについて十分に考慮されていない。そのため、インバータの損失を低減できても、モータの例えば高周波鉄損が増加して、装置全体としての合計損失が増加するという課題があった。
　また、電動車両走行用のインバータ装置の場合、走行距離を延ばすためには、ＷＬＴＣ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ　ｈａｒｍｏｎｉｚｅｄ　Ｌｉｇｈｔ　ｄｕｔｙ　ｄｒｉｖｉｎｇ　Ｔｅｓｔ　Ｃｙｃｌｅ）と呼ばれる燃費基準で定義された走行パターンにおいて、インバータおよびモータの全体の損失を低減する必要がある。
　このＷＬＴＣの走行パターンを、モータの回転数とトルクの相互間の特性（以下、ＮＴ特性と称する）上にマッピングすると、ＷＬＴＣの走行パターンでは、インバータとモータが低電流領域で動作するパターンが多いため、この領域では３レベル動作をさせることにより、インバータのスイッチング損失とモータの高調波鉄損の双方を低減して合計損失を最小化すると共に、インバータの小型化を図ることが望ましい。
　さらに、従来の電力変換装置では、２レベル動作を行う場合でも、３レベル動作用の互いに直列接続したコンデンサのみで動作させているため、コンデンサのサイズが大きくなり、小型化を阻害するという課題があった。
　本願は、上記の課題を解決するための技術を開示するものであり、インバータとモータの合計損失を低下させると共に、インバータの小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、モータを駆動するインバータを備え、直流電源には第１コンデンサおよび互いに直列に接続された複数のコンデンサを有する第２コンデンサが共に並列に接続され、前記インバータと前記第２コンデンサとの間には複数のスイッチング素子を有するスイッチ回路が接続される一方、前記インバータおよび前記スイッチ回路を制御する制御回路を備え、前記制御回路は、前記モータに対するトルク指令および回転数指令に基づいて前記スイッチ回路を切り替え、３レベル動作時は前記第２コンデンサから前記インバータに電流を供給し、２レベル動作時は前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの双方から前記インバータに電流を供給する制御を実行する。
　本願に開示される電力変換装置によれば、インバータの直流電源の電圧とモータのトルクと回転数に応じてインバータとモータの合計損失が最小となるよう、予め設定したインバータの動作マップに基づいて、インバータとモータを制御するため、インバータとモータの合計損失を低下させることが可能となる。
　また、３レベル動作する領域を、電動車両の走行距離に影響するＷＬＴＣ動作モード時に相当する低電流領域に制限することで、コンデンサのサイズの増加を抑制し、かつインバータの小型化を実現することが可能となる。
本願の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 本願の実施の形態１による３レベル動作時の電流経路を説明する図である。 本願の実施の形態１による３レベル動作時の他の電流経路を説明する図である。 本願の実施の形態１による３レベル動作時のさらに他の電流経路を説明する図である。 本願の実施の形態１において、３レベル動作時の電流経路の変化に伴うインバータのスイッチング電圧とモータの相電流の変化の関係を示す波形図である。 インバータを２レベル動作のみ行う場合に必要なコンデンサの構成を示す回路図である。 インバータを３レベル動作のみ行う場合に必要なコンデンサの構成を示す回路図である。 インバータを２レベル動作と３レベル動作を互いに切り替えて行う場合に必要なコンデンサの構成（本願に相当）を示す回路図である。 本願の実施の形態１において、インバータを２レベル動作させた場合のモータの相電流の時間変化を示す波形図である。 本願の実施の形態１において、インバータを３レベル動作させた場合のモータの相電流の時間変化を示す波形図である。 本願の実施の形態１において、モータ損失について２レベル動作時と３レベル動作時の違いを説明する図である。 本願の実施の形態１において、インバータ損失について２レベル動作時と３レベル動作時の違いを説明する図である。 本願の実施の形態１において、モータ損失およびインバータ損失を合わせた装置全体の合計損失を最小化するための動作マップを予め作成するための処理手順を示すフローチャートである。 本願の実施の形態１において、図１３のフローチャートに基づいて作成された動作マップの一例を示す説明図である。 本願の実施の形態１において、インバータ電流（横軸）に対するインバータとモータの合計損失（左縦軸）、およびインバータのサイズ（右縦軸）の関係をそれぞれ模式的に示す特性図である。 本願の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。
実施の形態１．
　図１は本願の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
　この実施の形態１の電力変換装置は、モータ５を駆動する３相用のインバータ３を備えると共に、直流電源１に対して、第１コンデンサ２ｃ、および互いに直列に接続された一対のコンデンサ２ａ、２ｂ（以下、これらのコンデンサ２ａ、２ｂを第２コンデンサと称する）が並列に接続されている。さらに、直流電源１にインバータ３が接続されている。
　このインバータ３は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と逆並列に接続したダイオードからなる６つのスイッチング素子３ａ～３ｆで構成されている。
　また、このインバータ３の３つの交流出力端と第２コンデンサ２ａ、２ｂの接続点との間には、リバースブロックのＩＧＢＴの一対の付き合わせで構成された６つのスイッチング素子４ａ～４ｆからなるスイッチ回路４が接続されている。
　具体的には、一対のスイッチング素子４ａ、４ｂは、第２コンデンサ２ａ、２ｂの中点とインバータ３のアームを構成する一対のスイッチング素子３ａ、３ｂの中点に、また他の一対のスイッチング素子４ｃ、４ｄは、第２コンデンサ２ａ、２ｂの中点とインバータ３のアームを構成する一対のスイッチング素子３ｃ、３ｄの中点に、さらに、他の一対のスイッチング素子４ｅ、４ｆは、第２コンデンサ２ａ、２ｂの中点とインバータ３のアームを構成する一対のスイッチング素子３ｅ、３ｆの中点に、それぞれ接続されている。また、インバータ３の交流出力は、それぞれモータ５に接続されている。
　制御回路６は、２レベル動作時と３レベル動作時のそれぞれについて、インバータ３とモータ５の各損失を合わせた合計損失を算出するために、図示しない外部に設けたセンサから、直流電源１の電圧、第２コンデンサ２ａ、２ｂの各電圧および流れる電流、インバータ３とスイッチ回路４のそれぞれの温度などの動作情報を取り込む。また、モータ５の相電流および回転位置の情報を取り込み、さらに、図示しない上位のコントローラから与えられるトルク指令と回転数指令の情報（ＮＴ特性の情報）を取り込む。
　そして、制御回路６は、上記のようにして取り込んだ各種情報に基づき、インバータ３とモータ５の合計損失が最小となるように２レベル動作と３レベル動作とを選択して切り替えるために、予めインバータ３とモータ５の動作状態に応じて損失を低減するためのインバータ３のキャリア周波数の情報、ならびに、２レベル動作をするか３レベル動作をするかを選択するための領域をモータ５のＮＴ特性上に定義する動作マップ（後述の図１４参照）を作成し、この動作マップの情報を図示しない記憶装置に登録する。
　モータ５を駆動制御する際、制御回路６は、この動作マップを参照し、モータ５のトルクおよび回転数の指令値の情報、温度情報、および第２コンデンサ２ａ、２ｂに流れる電流の情報に基づいて、インバータ３のキャリア周波数、ならびに、２レベル動作するか３レベル動作するかを決定し、インバータ３およびスイッチ回路４の動作を制御する。
　図２～図４はインバータ３を３レベル動作させた場合に、第１、第２コンデンサ２ａ～２ｃに流れる１相分の電流経路を示す（図中、太実線で示している）。また、図５はその場合のインバータ３のスイッチング電圧とモータ５の１相分の相電流の変化の関係を示している。
　電流位相が低くて、モータ５の相電流の小さいところでは、スイッチ回路４がオンされて第２コンデンサ２ａ、２ｂに電流が流れる（図２、図３、および図５の符合（Ａ）、（Ｂ）で示す状態）。一方、電流位相が高くてモータ５の相電流の大きいところでは、スイッチ回路４がオフされて第１コンデンサ２ｃおよび第２コンデンサ２ａ、２ｂの双方に電流が流れる（図４、および図５の符合（Ｃ）で示す状態）。
　モータ５へのトルク指令と回転数指令により、インバータ３のモータ相電流に対する指令値が大きくなると、制御回路６の制御により、インバータ３は、３レベル動作から２レベル動作に切り替わる。この場合、スイッチ回路４がオフされて第１コンデンサ２ｃおよび第２コンデンサ２ａ、２ｂの双方に電流が流れる。すなわち、図４に示す電流経路となる。この２レベル動作に切り替わると、各々のコンデンサ２ａ～２ｃに流れる電流は、理想的には第１コンデンサ２ｃの容量と第２コンデンサ２ａ、２ｂの直列容量との容量比で分流されることになる。
　一般に、各々のコンデンサ２ａ～２ｃのサイズは、その容量値に比例し、容量値はモータ５のトルクリプル、あるいはインバータ３の耐電圧に影響するので、電圧リプルを抑制するための容量値とする必要がある。また、電流リプルによるコンデンサ自身の発熱に対し、許容温度以下となるように、内部抵抗を下げるため容量値を定義する必要がある。
　図６はインバータ３を２レベル動作のみ行なわせる場合、図７は３レベル動作のみ行なわせる場合、図８は本願のように２レベル動作と３レベル動作を互いに切り替えて行う場合に、それぞれ必要となるコンデンサの構成を示す回路図である。
　ここでは、説明を簡単にするために、インバータ３に最大電流を流すために必要なコンデンサ容量を４Ｃとする。
　２レベル動作のみ行なわせる場合は、図６に示すように、第１コンデンサ２ｃを直流電源１に対して並列接続するので、第１コンデンサ２ｃの容量は４Ｃである。また、３レベル動作のみ行なわせる場合は、図７に示すように、第２コンデンサ２ａ、２ｂを直流電源１に対して並列接続するので、各々のコンデンサ２ａ、２ｂの容量は８Ｃ必要となり合計１６Ｃとなる。また、本願のように、２レベル動作と３レベル動作を互いに切り替えて行なわせる場合は、図８に示すように、第１コンデンサ２ｃと第２コンデンサ２ａ、２ｂを直流電源１に対して並列接続するので、第１コンデンサ２ｃの容量は３．５Ｃ、第２コンデンサ２ａ、２ｂのそれぞれの容量は１Ｃ必要となり、合計５．５Ｃとなる。
　したがって、最大電流を流すために必要なコンデンサ容量を４Ｃとし、かつ容量に体積が比例すると仮定すると、３レベル構成（図７）では、２レベル構成（図６）からのサイズの増加比は、４．０倍であるのに対して、本願の構成（図８）では、２レベル構成（図６）からのサイズの増加比は、１．３７５倍となる。つまり、２レベル動作と３レベル動作を互いに切り替え可能な本願の構成としてもコンデンサのサイズ増加を抑制することができる。
　図９は、インバータを２レベル動作させた場合のモータ５の相電流Ｉｍ（２ｌｖ）の時間変化を示す波形図、図１０は、インバータを３レベルで動作させた場合のモータ５の相電流Ｉｍ（３ｌｖ）の時間変化を示す波形図である。なお、これらの図中にはインバータ３によるスイッチング電圧の変化も同時に示している。
　２レベル動作時の相電流Ｉｍ（２ｌｖ）と３レベル動作時の（相電流Ｉｍ（３ｌｖ）の波形を比較すると、２レベル動作の電流波形は、３レベルで動作させた時の電流波形に比べて歪んでいる。その理由は、電流を生成するための電圧が、２レベル動作の場合は３レベル動作の場合に比べて倍の電圧Ｖｓｗ（＝２×Ｖｓｗ／２）で電流を制御するためである。その結果、２レベル動作時は、３レベル動作時よりもモータ５の高調波鉄損が大きくなる。また、この傾向は、モータ５の回転数が高くなるほど顕著になる。すなわち、モータ５の回転数が高くなると、相電流の１周期内のスイッチング回数が少なくなるので、歪が大きくなり、２レベル動作時の方が３レベル動作時よりも高調波鉄損が増加する。
　図１１は、２レベル動作時と３レベル動作時についてのモータ損失を示し、また、図１２は、２レベル動作時と３レベル動作時についてのインバータ損失を示している。
　ここに、モータ損失とは、モータ５の駆動に伴う鉄損、銅損、および機械損失を含み、特に相電流変化に伴う高周波鉄損の影響が大きい。また、インバータ損失とは、インバータの駆動に伴う各スイッチング素子３ａ～３ｆのオン／オフに伴うスイッチング損失、導通損失、および電圧復帰のリカバリ損失を含む。
　これらの図から分るように、モータ損失（図１１）については、上述したように、２レベル動作時よりも３レベル動作時の方がモータ５の高調波鉄損が小さくなるために低下する。この場合の２レベル動作時から３レベル動作時へ切り替えた場合の損失の低減量をΔＰｍ（縦軸下向きを正）とする。
　一方、インバータ損失（図１２）については、２レベル動作時よりも３レベル動作時の方が損失が低下するとは必ずしも言えず、３レベル動作時のインバータ３に流れる電流量、ならびに追加したスイッチ回路４を構成する素子の特性により、インバータ３の動作状態によっては、２レベル動作時から３レベル動作時に切り替えることで、インバータ損失が減少する場合（図１２の符号（Ａ）で示す場合）だけでなく、かえって増加する場合がある（図１２の符号（Ｂ）で示す場合）。この図１２（Ｂ）の場合の２レベル動作時から３レベル動作時へ切り替えた場合の損失の増加量をΔＰｉｎｖ（縦軸下向きを正）とする。
　したがって、モータ損失とインバータ損失を合わせた装置全体の損失を最小化するためには、これらを合計した合計損失の低減効果ΔＰ（＝ΔＰｍ＋ΔＰｉｎｖ）が最大となるようにすればよい。
　図１３は、モータ損失およびインバータ損失を合わせた装置全体の合計損失を最小化するために、制御回路６に登録される動作マップを予め作成するための処理手順を示すフローチャートである。
　まず、モータ５に必要なトルクと回転数の指令値を設定し（ステップ１）、その場合のインバータ３とモータ５でそれぞれ２レベル動作時と３レベル動作時に発生する損失を計算する（ステップ２、３）。計算するためのパラメータは、直流電源の電圧、相電流、キャリア周波数、変調率、力率、温度である。
　具体的には、インバータ損失については、直流電源１の電圧、モータ５の相電流、変調率、キャリア周波数、２レベル動作時と３レベル動作時のそれぞれの力率、および温度の各パラメータを変化させて２レベル動作時と３レベル動作時のそれぞれのインバータ損失を計算する（ステップ２）。また、モータ損失については、モータ５の銅損、基本波鉄損、高周波鉄損、機械損、および温度の各パラメータを変化させて２レベル動作時と３レベル動作時のそれぞれのモータ損失を計算する（ステップ３）。
　次に、これらのパラメータを変化させて得られるインバータ損失およびモータ損失をつき合わせ、インバータ３とモータ５の合計損失を算出する（ステップ４）。続いて、合計損失が最小（言い換えれば合計損失の低減効果ΔＰが最大）となるインバータ３の動作条件を求め、このインバータ３とモータ５の合計損失が最小となる動作条件をモータ５のＮＴ特性上にマッピングし、ＷＬＴＣモード走行時に必要とされるトルクと回転数の特性から３レベル動作を実行する領域を制限する（ステップ５）。
　すなわち、直流電源１の電圧並びにインバータ３とモータ５の動作状態に応じて合計損失を低減するためのインバータ３のキャリア周波数の情報、および２レベル動作をする領域と３レベル動作をする領域とを区別する閾値Ｓｈｌの情報をモータ５のＮＴ特性上に定義した動作マップ（図１４）を作成し、この動作マップを、制御回路６が備える図示しない記憶装置などに予め記憶する。
　制御回路６は、モータ５を実際に駆動する際に、上記のようにして予め作成された動作マップを参照し、モータ５のトルクおよび回転数の指令値の情報、温度情報、および第２コンデンサ２ａ、２ｂに流れる電流の情報に基づいて、インバータ３のキャリア周波数、ならびに、２レベル動作するか３レベル動作するかを決定し、インバータ３およびスイッチ回路４の動作を制御する。この２レベル動作するか３レベル動作するかの決定において、例えば制御回路６は、インバータ３を３レベル動作させた場合のモータ５の高調波鉄損の低下量が、インバータ３を２レベル動作から３レベル動作に切り替えた場合のインバータ３の損失増加量よりも大きい場合には、インバータ３を３レベル動作させることを決定する。
　図１４は、上記の図１３のフローチャートに示した処理に基づき、２レベル動作をするか３レベル動作をするかを選択するための領域を、モータ５の回転数ＮとトルクＴの関係を示すＮＴ特性上に定義した動作マップの一例を示す説明図である。
　なお、図中の符号Ｓｈｌは、３レベル動作と２レベル動作とを選択して切り替える閾値を示している。また、図中の符号Ｔｍａｘはモータ５の回転数Ｎに対して取り得る最大トルクを示す曲線である。
　ここに、ＷＬＴＣモードでは、モータ５への要求トルクは、閾値Ｓｈｌ以下となるため、３レベル動作が選択されるが、その領域は、車輌の全動作領域をカバーするインバータ３およびモータ５の最大動作点からは低く、低電流領域にある。
　このように、ＷＬＴＣモード走行時には３レベル動作を行わせる理由は、ＮＴ特性上の全領域で高効率化をしても頻度の関係で燃費の改善効果は少なく、むしろ燃費に効果のある動作領域に３レベル動作を限定し（電流による制限）、追加するスイッチ回路４、直列コンデンサ２ａ、２ｂのサイズ増加を抑制した方が、合計低損の低減化、および装置全体の小型化、低コスト化ができる。
　また、図１４から分るように、モータ５が同一回転数でトルクが増加して閾値Ｓｈｌを越えると、３レベル動作から２レベル動作に切り替わる。また、図では閾値Ｓｈｌが略水平なラインとして示しているが、閾値Ｓｈｌが右肩下がりのような傾斜したラインの場合には、モータ５が同一トルクで回転数が増加して閾値Ｓｈｌを越えると、３レベル動作から２レベル動作に切り替わる。また、図では閾値Ｓｈｌが一つのラインとして示しているが、動作が安定するよう閾値Ｓｈｌにヒステリシスを設けて動作状態を設定することは当然のことであり、説明は省略する。
　また、キャリア周波数に関しては、３レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（３ｌｖ）も、２レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（２ｌｖ）も、いずれもモータ５の回転数Ｎを増加させる上で、キャリア周波数も増加する。すなわち、３レベル動作時のキャリア周波数は、ｆ１（３ｌｖ）→ｆ２（３ｌｖ）→ｆ３（３ｌｖ）と増加する。また、２レベル動作時のキャリア周波数は、ｆ１（２ｌｖ）→ｆ２（２ｌｖ）→ｆ３（２ｌｖ）と増加する。
　さらに、３レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（３ｌｖ）と２レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（２ｌｖ）を比較した場合、モータ５の回転数Ｎに依らず、３レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（３ｌｖ）は、２レベル動作時のキャリア周波数ｆｘ（２ｌｖ）よりも低くなるように、すなわちｆｘ（２ｌｖ）＞ｆｘ（３ｌｖ）となるように設定されている。これは、３レベル動作時においては、トルクＴが小さい低電流領域に限定して動作させるので、インバータ損失が小さい上に、モータ５の相電流の歪みは、２レベル動作時の場合よりも小さくなるため（図１０）、２レベル動作時に比べて高調波鉄損を低減してモータ損失を確実に少なくし、全体としてインバータ３とモータ５の合計損失を小さくできるからである。
　なお、２レベル動作時のキャリア周波数については、インバータ３のスイッチング周波数を下げるとスイッチング損失は少なくなるが、モータ５の相電流の歪が大きくなり、モータ５の高周波鉄損は逆に増加する。このように、キャリア周波数は、インバータ３とモータ５にとって相反するパラメータとなるので、モータ５の制御性を確保しながら、インバータ３とモータ５の合計損失を最小化するように設定する必要がある。
　図１５は、インバータ３に流れる電流Ｉｉｖ（横軸）に対するインバータ３とモータ５の合計損失Ｌｔ（左縦軸）、およびインバータ３のサイズＳｉｚ（またはコスト）（右縦軸）の関係をそれぞれ模式的に示す特性図である。
　ここでのインバータ３のサイズＳｉｚとは、追加するスイッチ回路４、および第２コンデンサ２ａ、２ｂのサイズ、およびスイッチ回路４をドライブするゲート駆動回路のサイズを指す。そして、これらのサイズが大きくなると、これに伴いコストも増加する。
　２レベル動作と３レベルの動作を切り替え可能な構成とするためには、２レベル動作を行う構成のインバータに対して、スイッチ回路４、第２コンデンサ２ａ、２ｂ、およびそのゲート駆動回路といった部品が追加する必要があり、かつインバータ３に流れる電流Ｉｉｖが増加するとこれらの部品の耐電圧が必要となるため、電流量に応じてサイズＳｉｚが大きくなる。
　一方、損失に関しては、インバータ３の電流Ｉｉｖが大きくなると、インバータ３とモータ５の合計損失Ｌｔについては、既に図１２に関連して説明したように、２レベル動作時から３レベル動作時に切り替えることで、インバータ損失が減少して合計損失が低下する場合（図１５中の符号Ｌｔ１で示すライン）だけでなく、かえってインバータ損失が増加して合計損失が増加する場合がある（図６中の符号Ｌｔ２で示すライン）。
　したがって、インバータ３の電流量が図中Ｉｉｖ０よりも少ない領域では、インバータ３のサイズＳｉｚを徒に増加させることなく、合計損失Ｌｔを低減することができる。
　以上のように、本願の実施の形態１における電力変換装置は、インバータ３を２レベル動作と３レベル動作を選択して切り替えできる構成とし、インバータ３を３レベル動作させた場合にインバータ３のスイッチング損失とモータ５の高調波鉄損が共に低減できる状態が存在することを利用し、インバータ３とモータ５の合計損失が低減するよう、キャリア周波数の情報、および２レベル動作をする領域と３レベル動作をする領域とを区別する閾値Ｓｈｌの情報をモータ５のＮＴ特性上に定義した動作マップを予め作成して制御回路６に記憶させておき、この動作マップに基づいて、インバータを２レベル動作と３レベル動作を選択することにより、インバータ３とモータ５の合計損失が最小となるキャリア周波数を設定して動作させることができる。
　また、車輌の燃費の指標となるＷＬＴＣモード走行時のインバータ３とモータ５の合計損失を最小化しつつ、２レベル動作と３レベル動作を切り替え可能とするために必要な部品として、第１コンデンサ２ｃと互いに直列接続した第２コンデンサ２ａ、２ｂを直流電源１に並列接続することでサイズ増加を抑えることができ、インバータ３の小型化を実現することが可能となる。
実施の形態２．
　上記の実施の形態１の電力変換装置では、インバータ３を２レベル動作と３レベル動作を選択して切り替えできる構成とするために、インバータ３に付加するスイッチ回路４をリーバースブロックタイプのＩＧＢＴを用いた構成としている。
　これに対して、この実施の形態２では、図１６に示すように、インバータ３およびスイッチ回路４を全てＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を用いた構成としたものであり、この構成を採用した場合でも、実施の形態１と同様の作用、効果を奏することができる。
　なお、本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも一つの構成要素を変形する場合、追加する場合、または省略する場合、さらには、少なくとも一つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　直流電源、２ａ，２ｂ　第２コンデンサ、２ｃ　第１コンデンサ、３　インバータ、３ａ～３ｆ　スイッチング素子、４　スイッチ回路、４ａ～４ｆ　スイッチング素子、５　モータ、６　制御回路。

Claims (6)

  1. モータを駆動するインバータを備え、直流電源には第１コンデンサおよび互いに直列に接続された複数のコンデンサを有する第２コンデンサが共に並列に接続され、前記インバータと前記第２コンデンサとの間には複数のスイッチング素子を有するスイッチ回路が接続される一方、前記インバータおよび前記スイッチ回路を制御する制御回路を備え、前記制御回路は、前記モータに対するトルク指令および回転数指令に基づいて前記スイッチ回路を切り替え、３レベル動作時は前記第２コンデンサから前記インバータに電流を供給し、２レベル動作時は前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの双方から前記インバータに電流を供給する制御を実行する、電力変換装置。
  2. 前記制御回路は、前記モータに供給する電流量が３レベル動作時よりも２レベル動作時の方が大きい制御を実行する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御回路は、前記インバータを３レベル動作させた場合の前記モータの高調波鉄損の低下量が、前記インバータを２レベル動作から３レベル動作に切り替えた場合の前記インバータの損失増加量よりも大きい場合には、前記インバータを３レベル動作させる制御を実行する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御回路は、前記モータが同一回転数の場合において、高トルク要求時には２レベル動作に、低トルク要求時には３レベル動作に切り替える制御を実行する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路は、前記モータが同一トルクの場合において、前記モータの回転数に応じて２レベル動作と３レベル動作とを互いに切り替える制御を実行する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御回路は、前記モータが同一回転数の場合において、３レベル動作時のキャリア周波数を、２レベル動作時のキャリア周波数以下とする制御を実行する、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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