WO2020255184A1 - 電力変換装置、モータ制御装置、および空気調和機 - Google Patents

Abstract

交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（１０）であって、正側直流母線（１０４）と負側直流母線（１０５）との間に接続された第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の直列回路を有する第１スイッチング主回路（１０１）と、正側直流母線（１０４）と負側直流母線（１０５）との間に接続された第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の直列回路を有する第２スイッチング主回路（１０２）と、前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）と、前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路（Ａ１）と、前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路（Ａ２）と、を備える。

Description

電力変換装置、モータ制御装置、および空気調和機

　本発明は、電力変換装置、モータ制御装置、および空気調和機に関する。

　電力変換装置としてのコンバータ（交流－直流変換）やインバータ（直流－交流変換）においては、スイッチング素子のオン・オフの切替えの際における逆回復電流や逆回復時間が共通の課題となっている。例えば特許文献１がある。
　特許文献１の［要約］には、「［課題］環流ダイオードを流れる電流の向きを検出するための検出器を設けることなく環流ダイオードの逆回復を適正に行うことができる電力変換装置を提供することである。［解決手段］  直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給する二個一組の主回路スイッチング素子４ｕ、４ｘと、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオード５ｕ、５ｘと、これら各環流ダイオードが遮断するにあたって、直流電圧源より小さな逆電圧を各環流ダイオードに印加する逆電圧印加回路８とを備え、二個一組の主回路スイッチング素子を互いにオン状態とオフ状態とを切替える際に両主回路スイッチング素子をともにオフする休止期間を有し、主回路スイッチング素子がオフした時点から始まる休止期間中に逆電圧印加回路の逆電圧印加スイッチング素子をオンさせ休止期間の経過後にオフさせる。」と記載され、電力変換装置における環流ダイオードの逆回復を適正に行う技術が開示されている。

特開２００６-１４１１６８号公報

　しかしながら、特許文献１に開示された技術は、インバータに適用した技術であり、回路構成が異なるコンバータにおいては、回路構成やスイッチング損失およびコスト低減などにおいて、工夫を要するという課題（問題）がある。

　そこで、本発明は、交流－直流変換をする電力変換装置において、低コストで、スイッチング損失が少なく高効率の電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。

　前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
　すなわち、本発明の電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、を備えることを特徴とする。

　また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。

　本発明によれば、低コストで、スイッチング損失が少なく高効率の交流－直流変換をする電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成例と、交流電源装置、インバータ装置、モータとの接続構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置におけるスイッチング素子を制御するゲート信号および逆電圧印加回路を制御するゲート信号の例を簡易的に示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置において、逆電圧印加回路の駆動信号を印加しない場合に、スイッチング素子の還流ダイオードの逆回復電流が流れる様子を模式的に示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置において、逆電圧印加回路の駆動信号を印加した場合に、スイッチング素子の還流ダイオードの逆回復電流が逆電圧印加回路に流れる様子を模式的に示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における各部の信号、電圧、電流の関連の例を示すタイムチャートである。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置と、第４実施形態に係る空気調和機の構成例を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る空気調和機の具体的な構成例を示す図である。

　以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。

≪第１実施形態：電力変換装置≫
　本発明の第１実施形態に係る電力変換装置について、図１～図５を参照して説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０の回路構成例と、交流電源２００、インバータ装置（インバータ）２０、モータ３００との接続構成例を示す図である。
　電力変換装置１０は、交流電源２００から交流電力（交流電圧）を入力して、直流電力（直流電圧）に変換し、インバータ装置２０に直流電力（直流電圧）を供給する。また、インバータ装置（ＩＮＶ）２０は直流電力（直流電圧）を所定の交流電圧と周波数の三相交流電力（三相交流電圧）に変換し、モータ（Ｍ）３００に三相交流電力（三相交流電圧）を供給している。

　電力変換装置１０は、スイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）、スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）を有するスイッチング主回路１０１（第１スイッチング主回路）と、スイッチング素子Ｑ３（第３スイッチング素子）、スイッチング素子Ｑ４（第４スイッチング素子）を有するスイッチング主回路１０２（第２スイッチング主回路）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を統括制御するゲート制御回路１０３とを備えている。
　また、電力変換装置１０は、逆電圧印加回路Ａ１（第１逆電圧印加回路）、逆電圧印加回路Ａ２（第２逆電圧印加回路）と、リアクトルＬと、平滑コンデンサＣと、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを備えている。

　スイッチング主回路１０１とスイッチング主回路１０２は、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５から見て並列に接続されている。
　スイッチング主回路１０１の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点には、交流電源２００の一方の端子がリアクトルＬを介して接続されている。なお、リアクトルＬのスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続される端子をリアクトルＬの第１端子と呼称する。
　スイッチング主回路１０２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点には、交流電源２００の他方の端子が接続されている。
　平滑コンデンサＣは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に接続されている。

　また、スイッチング素子Ｑ１の両端の端子（ＭＯＳＦＥＴの場合にはソースとドレイン）には逆電圧印加回路Ａ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２の両端の端子には逆電圧印加回路Ａ２が接続されている。
　逆電圧印加回路Ａ１と逆電圧印加回路Ａ２は、前記のゲート制御回路１０３で制御される。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４がそれぞれ逆並列（並列）に接続されている。

　図１においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の一般的な記号で表記している。スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）がＭＯＳＦＥＴである場合には、ＭＯＳＦＥＴに内在する寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４として兼ねることもある。また、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を外付けする場合もある。
　以下においては、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）のそれぞれに内在する寄生ダイオードによって構成される場合について説明する。

　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するスイッチング主回路１０１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を有するスイッチング主回路１０２に比較して、高速に動作が可能なように設定される。
　その理由は、スイッチング主回路１０１には図１に示すようにリアクトルＬが接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をパルス状の高周波で駆動することにより、昇圧動作をさせるからである。

　そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較してスイッチング速度が速い特性のスイッチング素子を選定する。また、スイッチングが速いことは、逆回復電流が小さく、逆回復時間が短いことに対応する。また、逆回復電流が小さいことは、スイッチング素子としてのオン抵抗が大きいことに相当する。ただし、スイッチング回数が大きくなって総合的に流れる電流が大きくなれば、１回あたりの逆回復電流の損失は、逆回復電流が小さいスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の方が、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して小さい。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング回数がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して多いため、総合的には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復電流に起因する損失は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して大きくなる。
　このような理由から、逆回復電流に起因する損失を低減するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に、それぞれ並列に逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を設けている。

＜スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御信号＞
　図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を制御するゲート信号、および逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御するゲート信号の例を簡易的かつ模式的に示す図である。なお、前記したように、ゲート制御回路１０３がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲートを制御する。また、ゲート制御回路１０３は、例えばマイコンなどによって構成される。
　図２において、上から下へ順に、１段目は交流電源２００の電圧波形を示す「交流電源電圧」である。２段目～５段目はスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれの駆動信号（制御信号、オン・オフに対応）を示す「Ｑ１」、「Ｑ２」、「Ｑ３」、「Ｑ４」である。６段目～７段目は逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２のそれぞれの駆動信号（オン・オフに対応）を示す「Ａ１」、「Ａ２」である。

　スイッチング主回路１０１とスイッチング主回路１０２で構成される整流回路としては、図２において、交流電源２００の交流電圧が正の区間では、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４が基本的には、オン（ＯＮ）して、正の交流電圧を正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に整流して直流電圧を供給する。
　また、交流電源２００の交流電圧が負の区間では、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３が基本的には、オンして、負の交流電圧を正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に整流して直流電圧を供給する。

　このように、交流電源２００の交流電圧が正の区間と負の区間でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御することによって、交流電源２００の交流電圧（交流電力）の全波を整流して、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５とに間に直流電圧（直流電力）を出力する。
　また、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５とに出力された直流電圧には、交流電圧の正弦波形に関連した脈流成分が含まれるので平滑コンデンサＣで電圧を平滑化する。

　なお、前記のように交流電源２００の交流電圧が正の区間ではスイッチング素子Ｑ１を基本的にオン、負の区間では、スイッチング素子Ｑ２を基本的にオンする。
　ここで、「基本的」と書いたのは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は、図２に示すようにパルス状の高周波の信号を混在させるからである。
　パルス状の高周波を混在させる理由は、リアクトルＬを用いて、電圧を昇圧させるためと、交流電源２００側から電力変換装置１０をみたときの電流（電力）の力率を改善するためである。

　図２における各駆動信号（ゲート信号、ゲート制御信号、制御信号）の波形と各素子、各回路の動作の詳細を説明する。
　図２において、交流電源２００の交流電圧（交流電源電圧）が正の区間と負の区間がある。後記する図３、図４、図５との関係から、交流電圧が負の区間について詳しく説明する。
　図２において、交流電源２００の交流電源電圧が負の区間を前半（正弦波の角０～π／２）と後半（正弦波の角π／２～π）に分けて説明する。

《交流電源電圧が負の区間の後半（正弦波の角π／２～π）》
　後半（正弦波の角π／２～π）では、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形は、正電位（高電位、Ｈ信号）であり、スイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形は、負電位（低電位、Ｌ信号）である。また、スイッチング素子Ｑ４は負電位（低電位、Ｌ信号）であり、スイッチング素子Ｑ３は正電位（高電位、Ｈ信号）である。
　これらの制御波形によって、交流電源電圧が負の区間におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４で整流動作が行われる。
　なお、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御信号は、負電位（低電位、Ｌ信号）である。

《交流電源電圧が負の区間の前半（正弦波の角０～π／２》
　また、前半（正弦波の角０～π／２）では、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形は、正電位（高電位、Ｈ信号）の間に複数のパルス状の負電位（低電位、Ｌ信号）が混入（挿入）されている。また、スイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形は、負電位（低電位、Ｌ信号）の間に複数のパルス状の正電位（高電位、Ｈ信号）が混入（挿入）されている。なお、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形とスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形とは、概ね、互いに反転した関係にある（切り替わり時の過渡期を除く）。
　このように、交流電源電圧が負の区間の前半（正弦波の角０～π／２）において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ１に複数のパルス状の駆動信号（制御信号）を挿入することが、前記した電圧を昇圧させるためと、電流（電力）の力率を改善することに相当する。

　また、前半（正弦波の角０～π／２）においても、スイッチング素子Ｑ３は負電位（低電位、Ｌ信号）であり、スイッチング素子Ｑ４は正電位（高電位、Ｈ信号）である。
　また、逆電圧印加回路Ａ２の制御信号は、スイッチング素子Ｑ２が正電位（高電位、Ｈ信号）から負電位（低電位、Ｌ信号）に変化したタイミングで、一時的に正電位（高電位、Ｈ信号）となるパルス状の波形である。
　また、逆電圧印加回路Ａ１の制御信号は、スイッチング素子Ｑ１が正電位（高電位、Ｈ信号）から負電位（低電位、Ｌ信号）に変化したタイミングで、一時的に正電位（高電位、Ｈ信号）となるパルス状の波形である。
　このように、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を動作させる理由の詳細は後記する。

　以上、図２における、交流電源２００の交流電源電圧が負の区間について説明したが、交流電源電圧が正の区間についても、各信号の正負が変わることがあっても基本的の同じような波形と動作であるので、重複する説明は省略する。

　なお、図２においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２におけるパルス状の高周波の信号を混在させたゲート制御信号の波形は、簡単化して模式的に表記したものである。実際には、昇圧のみならず力率の制御にも関連するので、パルス幅やパルス間隔も変える場合がある。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号において、交流電源電圧が負の区間でパルス状の高周波の信号を混在させる際に、負の区間の一部の区間のみにパルス状の高周波を挿入する場合と、全般的に挿入する場合とがある。どの程度の区間と周波数と波形でいれるかは、昇圧電圧と力率をどの程度に設定するかによって変わる。
　なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号において、交流電源電圧が正の区間でパルス状の高周波の信号を混在させる場合も、同様の理由である。

　なお、前記したように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号に挿入するパルス状の高周波と、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御する信号に挿入するパルス状の高周波とは概ね対応しているので、それぞれのパルス状の高周波は、パルス幅やタイミングは異なるが、概ね同一のパルス数となる場合がある。

　また、図２において、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４のゲート制御信号にはパルス状の高周波が挿入されていない。
　その理由は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート制御信号が、交流電源２００の交流周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に対応しており、低周波であって、スイッチング損失（逆回復電流による損失）があったとしても、パルス状の高周波の含まれるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比較すれば軽微であるので無視している。そのため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にはスイッチング損失（逆回復電流による損失）を低減するための逆電圧印加回路を並列に備えてはいない。

　なお、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４は、交流電源２００の交流電圧（交流電源電圧）に対応して、交互にオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）するように設定されるが、スイッチング素子Ｑ３のゲート制御信号とスイッチング素子Ｑ４のゲート制御信号が共に正電位（Ｈ信号、高電位）となることは、避けている。
　スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のどちらかが、オンする前に、他方のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ３は、必ずオフしている。これは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介して、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に短絡電流が流れるのを防止するためである。

＜還流ダイオードの逆回復電流＞
　図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の駆動信号を印加しない場合に、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）の逆回復電流が流れる様子を模式的に示す図である。
　なお、図３においては、交流電源電圧の交流周期で電圧が負の周期において、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態に切り換わる過程における動作、現象について説明する。

　図３において、上段はスイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
　また、中段はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
　また、下段はスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）からスイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）に切り替わったときの状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
　また、図３においては、逆電圧印加回路Ａ２は動作していない（オフ）場合であり、逆電圧印加回路Ａ２は、スイッチング素子Ｑ２に対して電気的に作用していない状況であるので、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を記載していない。

《上段：Ｑ２がオン、Ｑ１がオフ》
　図３の上段においては、前記したようにスイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
　交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフであると、スイッチング素子Ｑ２のオン電流と還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２の順方向電流が流れ、リアクトルＬの方へ電流Ｉ２として流れている。

《中段：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ》
　図３の中段においては、前記したようにスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）になり、スイッチング素子Ｑ１もオフ（ＯＦＦ）である状態を示している。
　スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れなくなる。
　ただし、交流電源電圧が負（負のサイクル）であるので、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３（図１）、平滑コンデンサＣ（図１）、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）の経路で、スイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）には、電流Ｉ_Dが流れている。

　なお、電流Ｉ_Dが流れている還流ダイオード（寄生ダイオード）において、順方向電流が流れている際には、ダイオードのＰＮ接合における空乏層の幅を狭めている。後記する図３の下段のように、ダイオード（寄生ダイオード）の順方向の電圧が、順方向降下電圧（Ｖｆ）以下になると、前記の空乏層の幅、あるいはバンドギャップが元に戻って、空乏層から電荷が放出される。この現象は、あたかも還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の境界部分における空乏層に電荷ｑ_Dが蓄積されていて、解放されたかのようにも見ることができる。

《下段：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオン》
　図３の下段においては、前記したように交流電源電圧が負（負のサイクル）の状態で、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）となった状態を示している。
　交流電源電圧の負（負のサイクル）の状態であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなったため、スイッチング素子Ｑ１からリアクトルＬへ電流Ｉ１が流れ込む。
　また、スイッチング素子Ｑ２はオフ（ＯＦＦ）であるが、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の空乏層に蓄積されていたと等価的に見える電荷ｑ_Dが、電流（逆回復電流）Ｉｑ_Dとしてスイッチング素子Ｑ１を介して流れる。

　なお、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に蓄積されていた電荷ｑ_Dがすべて吐き出されたならば、つまり前記の寄生ダイオードのＰＮ接合における空乏層の幅、あるいはバンドギャップが元に戻る過程が終了すれば、電流（逆回復電流）Ｉｑ_Dは０となる。
　スイッチング素子Ｑ１がオンであると、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に起因する電流（逆回復電流）Ｉｑ_Dは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間を等価的に流れたことになるので、スイッチング損失（逆回復電流による損失）となる。

＜図３に示した電流の経路の総括＞
　以上のように、図３における上段、中段、下段で示した過程を経ることによって、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）のＰＮ接合の空乏層に蓄積されていた電荷ｑ_Dが電流Ｉｑ_Dとしてスイッチング素子Ｑ１に流れ込む。
　この電荷ｑ_Dがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むのが、前記したように逆回復電流と呼ばれるものでスイッチング損失（逆回復電流による損失）となる。
　このスイッチング損失は、電力損失であるとともに電力変換装置１０における発熱の一つの要因となる。

＜逆電圧印加回路の作用と電流＞
　図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の駆動信号を印加した場合に、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）の逆回復電流が逆電圧印加回路Ａ２に流れて吸収される様子を模式的に示す図である。
　なお、図４においては、交流電源電圧の交流周期で電圧が負の周期において、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態に切り換わる過程における動作、現象について説明する。
　図４において、上段左側→下段左側→上段右側→下段右側の各図の順に状態あるいは動作するものとして示している。

　また、図４において、上段左側の図は、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
　また、下段左側の図は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
　また、上段右側の図は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）で逆電圧印加回路Ａ２がオン（ＯＮ）した状態を示している。
　また、下段右側の図は、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）からスイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）に切り替わったときの状態を示している。
　なお、図４におけるいずれの図においても前記したように、交流電源電圧は負（負のサイクル）である。

《上段左側：Ｑ２がオン、Ｑ１がオフ》
　図４の上段左側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
　交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフであると、スイッチング素子Ｑ２のオン電流と還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２の順方向電流が流れ、リアクトルＬの方へ電流Ｉ２として流れている。
　なお、以上の図４の上段左側の図の状態は、図３の上段の図の状態に対応している。

《下段左側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ》
　図４の下段左側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）になり、スイッチング素子Ｑ１もオフ（ＯＦＦ）である状態を示している。
　なお、図４の下段左側の図の状態は、図３の中段の図の状態に対応している。
　図４の下段左側の図において、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れなくなる。
　ただし、交流電源電圧が負（負のサイクル）であるので、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３（図１）、平滑コンデンサＣ（図１）、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）の経路で、図４の下段左側の図においてスイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）には、電流Ｉ_Dが流れている。
　この電流Ｉ_Dが流れる理由は、前記した図３の中段の図の状態の説明と同様である。

《上段右側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ、Ａ２がオン（ＯＮ）》
　図４の上段右側の図においては、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態で、逆電圧印加回路Ａ２がオン（ＯＮ）してスイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に逆電圧を印加した状態を示している。
　逆電圧印加回路Ａ２がオンして逆電圧を作用したことによって、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていたとみられる電荷ｑ_Dが逆電圧印加回路Ａ２に電流Ｉｑ_Dとして流れて吸収される。
　このとき、スイッチング素子Ｑ１がオフの状態であるので、等価的な電荷ｑ_Dは、スイッチング素子Ｑ１を介して正側直流母線１０４に流れることはない。

《下段右側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオン、Ａ２がオフ（ＯＦＦ）》
　図４の下段右側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）であり、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態で、逆電圧印加回路Ａ２がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
　交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ１がオンした状態であるので、スイッチング素子Ｑ１からリアクトルＬへ電流Ｉ１が流れる。
　このとき、スイッチング素子Ｑ２は、オフの状態であり、上段右側の図において、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑ_Dも既に吐き出された後であるので、スイッチング素子Ｑ２および還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２からスイッチング素子Ｑ１へ電流は流れない。

＜図４に示した逆電圧印加回路の作用と電流の総括＞
　図４に示した上段左側→下段左側→上段右側→下段右側の過程において、下段左側の図でスイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積された電荷ｑ_Dは、上段右側の図で逆電圧印加回路Ａ２に吸収される。

　負側直流母線１０５と正側直流母線１０４との電圧に比較して、逆電圧印加回路Ａ２の印加する電圧は、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積された電荷ｑ_Dを所定の時間内に吸収するために要する程度の低い電圧である。
　正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間の電圧と、逆電圧印加回路Ａ２の両端の電圧とでは、大きな差があるので、同じ還流ダイオードＤ２の逆回復電流を吸収させても、逆電圧印加回路Ａ２に流した場合には、スイッチング損失（逆電流回復による損失、電力）は非常に低減される。

　以上、図３、図４においては、交流電源の交流電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に遷移する場合におけるスイッチング素子Ｑ２の逆回復電流と、その逆回復電流による損失について述べた。
　また、交流電源の交流電圧が正（正のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に遷移する場合については、スイッチング素子Ｑ１に逆回復電流が流れ、損失が生ずる。この交流電源の交流電圧が正（正のサイクル）においては、交流電圧の正負と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の差はあっても、動作や現象は概ね同様である。事実上、重複する説明は省略する。

＜電力変換装置の各部の信号、電圧、電流のタイムチャート＞
　図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、交流電源の交流電圧が負（負のサイクル）における各部の信号、電圧、電流の関連の例を示すタイムチャートである。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いる。

　図５において、上から下の方へ順に、１段目は時間（時間の推移）あるいは時刻を示すＴ０～Ｔ４を表記している。２段目はスイッチング素子Ｑ１のゲートの制御信号を示す「Ｑ１ゲート信号」である。３段目はスイッチング素子Ｑ１のゲートとソース間の電圧を示す「Ｑ１ゲート・ソース間電圧」である。４段目はスイッチング素子Ｑ２のゲートの制御信号を示す「Ｑ２ゲート信号」である。５段目はスイッチング素子Ｑ２のゲートとソース間の電圧を示す「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」である。６段目は逆電圧印加回路Ａ２の駆動信号を示す「Ａ２駆動信号」である。７段目は逆電圧印加回路Ａ２に流れる電流を示す「Ａ２回路電流」である。
　以下においては、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に移行し、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に移行する期間について説明する。

《Ｔ０～Ｔ１》
　図５における時間（Ｔ０～Ｔ１）において、スイッチング主回路１０１（図１）の上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲートの制御信号を示す「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｌ信号（低電位、負電位）である。また、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲートの制御信号を示す「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｈ信号（高電位、正電位）である。
　つまり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態、スイッチング素子Ｑ２はオン状態である。
　また、逆電圧印加回路Ａ２は動作せず、「Ａ２駆動信号」（６段目）は、Ｌ信号である。

《Ｔ１～Ｔ２》
　図５における時間Ｔ１において、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号である「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｌ信号となって、スイッチング素子Ｑ２はオフ状態となる。
　このとき、上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲート信号である「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｌ信号のままである。
　スイッチング素子Ｑ２のゲート信号がＬ信号になる（４段目）に伴い、スイッチング素子Ｑ２のＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧である「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」（５段目）は、序々に低下する。

　以下の事象は図５に示していないが、時間（Ｔ１～Ｔ２）では次のようになる。
　「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」（５段目）の低下に伴い、スイッチング素子Ｑ２そのものに流れる電流は０となる。
　また、前記したようにスイッチング素子Ｑ２はオフ状態であるが、スイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２には、電流（Ｉ_D）が流れている（図４の下段左側の図参照）。そして、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の境界部分における空乏層には、等価的に電荷ｑ_Dが蓄積された状態となる。

《Ｔ２～Ｔ３》
　図５における時間Ｔ２において、「Ａ２駆動信号」（６段目）をＨ信号として、逆電圧印加回路Ａ２の出力である逆電圧を還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に印加する。
　すると逆電圧印加回路Ａ２には、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑ_Dが電流Ｉｑ_Dとして流れる。この電流Ｉｑ_Dが図５の時間Ｔ２の直後における「Ａ２回路電流」（７段目）の上側の突出部分として示されている。
　この電流Ｉｑ_Dが流れることによって、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑ_Dは除去される。すなわち、逆回復電流が逆電圧印加回路Ａ２に吸収される。

《Ｔ３～Ｔ４》
　図５における時間Ｔ３において、上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲート信号である「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｈ信号となって、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。
　このとき、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号である「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｌ信号のままである。
　スイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＨ信号になる（２段目）に伴い、スイッチング素子Ｑ１のＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧である「Ｑ１ゲート・ソース間電圧」（３段目）は、序々に上昇する。

《Ｔ４～　》
　図５における時間Ｔ４において、「Ａ２駆動信号」（６段目）をＬ信号に戻す。
　また、時間Ｔ４の以降においては、スイッチング素子Ｑ１がオン動作であり、スイッチング素子Ｑ２はオフ動作の状態である。
　そして、所定の時間の経過後、図５に表記していない時間領域において、スイッチング素子Ｑ１がオフし、逆電圧印加回路Ａ１がオンをする対称的な動作を繰り返す。

＜図５、図２における補足＞
　図５のタイムチャートにおいて、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１が同時にオンとなると、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５が短絡することになるので、「Ｑ２ゲート信号」と「Ｑ１ゲート信号」が共にＨ信号となる状態は避けている。
　そのため、図５において、時間（時刻）Ｔ１と時間（時刻）Ｔ３との間には所定の時間を設ける。すなわち、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２が共にオフ（Ｌ信号）となる「デッドタイム」を設ける。
　また、同様の理由で図２において、スイッチング素子Ｑ３を示す「Ｑ３」とスイッチング素子Ｑ４を示す「Ｑ４」が共にＨ信号となる状態は避けている。

＜第１実施形態の総括＞
　以上、図１～図５を参照して第１実施形態の電力変換装置１０について説明したが、その主なポイントを整理して、一部重複するが以下に説明する。

　第１実施形態で示した交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置１０においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ１，Ｄ２に対して逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２をそれぞれ設けて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングに伴い発生する逆回復電流を、正負の直流母線間の高い電圧に流すよりも、電圧の低い回路（逆電圧印加回路）で回収する。すなわち、同じ量の逆回復電流を、低い電圧の回路で回収することによって、電流と電圧の積で定まる電力損失（逆回復電流による損失）を低減する。

　このような構成をとる背景は、ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高速動作に対応するように構成すると、スイッチング回数が増える分、逆回復電流による損失の総量が増えるためである。
　また、高速性と逆回復電流、逆回復時間を両立させるようなＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）を構成、製造すると高コストになる場合があるからである。
　このような背景により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を並列に接続して、高速性と低損失（逆回復電流の低損失）、逆回復時間の低減が両立するように図る。

　また、図１に示すように、スイッチング主回路１０２を構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、逆電圧印加回路を設けていない。
　その理由は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、交流電源の交流電圧と同じ周波数の低周波数で動作しているので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による逆回復電流に起因するスイッチング損失が小さいからである。
　以上の理由により、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しては、回路増、コスト増となる逆電圧印加回路を設けることを省略している。

＜第１実施形態の効果＞
　高速スイッチングしている側のスイッチング主回路のみに逆電圧印加回路を備えることで逆回復電流の抑制を可能し、スイッチング損失の低減が可能となる。
　また、逆電圧印加回路を備えることで逆回復電流の抑制が可能となるので、逆回復時間の短い高速ＭＯＳＦＥＴを選択する必要がなくなる。すなわち高速で逆回復電流の小さいという一般的に高価なＭＯＳＦＥＴを用いる必然性がなくなるので、部品点数を抑制しつつ、低コストで高効率な電力変換装置が提供できる。

≪第２実施形態：電力変換装置≫
　本発明の第２実施形態に係る電力変換装置について、図６を参照して説明する。
　図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１０Ｂの回路構成例を示す図である。
　図６において、電力変換装置１０Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するスイッチング主回路１０１（第１スイッチング主回路）と、整流ダイオードＤ３３（第１整流ダイオード）、整流ダイオードＤ４４（第２整流ダイオード）を有する整流回路１０６と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を統括制御するゲート制御回路１０３Ｂとを備えている。
　また、電力変換装置１０Ｂは、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２と、リアクトルＬと平滑コンデンサＣと、還流ダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。

　スイッチング主回路１０１と整流回路１０６は、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５から見て並列に接続されている。
　スイッチング主回路１０１の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点には、交流電源２００の一方の端子がリアクトルＬを介して接続されている。
　整流回路１０６の中間点、すなわち整流ダイオードＤ３３と整流ダイオードＤ４４との接続点には、交流電源２００の他方の端子が接続されている。
　平滑コンデンサＣは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に接続されている。

　また、スイッチング素子Ｑ１の両端の端子には、逆電圧印加回路Ａ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２の両端の端子には、逆電圧印加回路Ａ２が接続されている。
　逆電圧印加回路Ａ１と逆電圧印加回路Ａ２は、前記のゲート制御回路１０３Ｂで制御される。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの両端子間に、還流ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。

　図６においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴの一般的な記号で表記している。スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）がＭＯＳＦＥＴである場合には、ＭＯＳＦＥＴに内在する寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１，Ｄ２として兼ねることもあるし、還流ダイオードＤ１，Ｄ２を外付けする場合もある。
　以下においては、還流ダイオードＤ１，Ｄ２は、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のそれぞれに内在する寄生ダイオードによって構成されるものとする。

　以上のように、図６で示した第２実施形態に係る電力変換装置１０Ｂと、図１で示した第１実施形態に係る電力変換装置１０との相違は、図１に示したスイッチング主回路１０２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を、図６においては整流回路１０６の整流ダイオードＤ３３，Ｄ４４に置き換えたことである。
　また、前記の置き換えに伴いゲート制御回路１０３Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御する。
　また、前記の置き換えに伴い図１における還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３，Ｄ４は図６において削除されている。

　図１におけるスイッチング素子Ｑ３は、交流電源２００の交流電圧が負の区間でオン（ＯＮ）するようにしていた。また、スイッチング素子Ｑ４は交流電源２００の交流電圧が正の区間でオン（ＯＮ）するようにしていた。
　つまり、図１におけるスイッチング素子Ｑ３は、図６における整流ダイオードＤ３３と等価の動作をする。また、図１におけるスイッチング素子Ｑ４は、図６における整流ダイオードＤ４４と等価の動作をする
　そのため、図６で示した第３実施形態の電力変換装置１０Ｂは、図１で示した第１実施形態の電力変換装置１０と等価の動作をする。

＜第２実施形態の効果＞
　図１におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が、図６において整流ダイオードＤ３３，Ｄ４４に置き換わっているので、回路構成が簡単になり、省スペース、低コスト、低損失になる場合がある。

≪第３実施形態：モータ制御装置≫
　本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置について、図７を参照して説明する。
　図７は、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置３０と、後記する第４実施形態に係る空気調和機４００の構成例を示す図である。
　図７において、交流電源２００の交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換する電力変換装置１０と、直流電圧（直流電力）を三相交流電圧（交流電力）に変換するインバータ装置（ＩＮＶ）２０を備えてモータ制御装置３０が構成されている。

　電力変換装置１０については、本発明の第１実施形態で説明したとおりであり、重複する説明は省略する。
　また、インバータ装置２０は、前記したように、直流電圧（直流電力）を三相交流電圧（交流電力）に変換するインバータであって、一般的にその動作は知られているので詳細な説明を省略する。
　モータ制御装置３０は、モータ制御装置３０に備えたインバータ装置２０の出力である三相交流によってモータ３００を駆動する。
　モータ制御装置３０は、第１実施形態の電力変換装置１０を備えて構成されているので、スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置３０となる。

＜第３実施形態の効果＞
　スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置を提供できる。

≪第４実施形態：空気調和機≫
　本発明の第４実施形態に係る空気調和機について、図７と図８を参照して説明する。
　図７において、空気調和機４００は、モータ制御装置３０とモータ（Ｍ）３００とを備えて構成されている。
　前記したように、モータ制御装置３０は、スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置であるので、空気調和機４００も損失が少なく低コストの空気調和機となる。

　図８は、本発明の第４実施形態に係る空気調和機４００の具体的な構成例を示す図である。
　図８において、空気調和機４００は、空気温度を調和する装置であり、室内機４１１と室外機４１２とが冷媒配管（配管）４０６により接続されて構成される。
　室内機４１１は、熱交換器４０１とファン４０３を備えている。
　室外機４１２は、冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器（熱交換器）４０２と、この室外熱交換器４０２に空気を送風する室外ファン（ファン）４０４と、モータ制御装置４０７と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機４０５とを備えている。
　なお、図８におけるモータ制御装置４０７は、図７におけるモータ制御装置３０に相当する。

　また、圧縮機４０５は内部に圧縮機用モータ４０８を有している。モータ制御装置４０７により圧縮機用モータ４０８を制御、駆動することで圧縮機４０５が駆動される。
　なお、図８における圧縮機用モータ４０８は、図７におけるモータ３００に相当する。

＜第４実施形態の効果＞
　損失が少なく低コストの空気調和機を提供できる。

≪その他の実施形態≫
　以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。

《スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４》
　図１に示すように、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４については、その両端子に逆電圧印加回路を備えていない。しかし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオードＤ３，Ｄ４もスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオフ時には、それぞれ逆回復電流が流れてスイッチング損失は生ずる。
　したがって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフに伴う還流ダイオードＤ３，Ｄ４の逆回復電流による損失を低減するために、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を備えることも有効である。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路を備えることによって、さらに電力変換装置１０（図１）の損失を低減できる。

　また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を備えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を用い、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を交互に行うことで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング回数を半減すれば、発熱の対策とすることもできる。

　また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（第２スイッチング主回路）の方が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（第１スイッチング主回路）よりもスイッチング回数が少なくとも、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の素子特性によって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の逆回復電流の損失がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復電流の損失より大きくなるような場合には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（第２スイッチング主回路）に逆電圧印加回路を付加した方が効果的になる場合がある。

《スイッチング素子》
　図１においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＭＯＦＥＴとして説明したが、ＭＯＳＦＥＴには限定されない。
　スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ（Super Junction MOSFET）、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide MOSFET）、ＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）に対しても本発明の電力変換回路の対策は効果的である。

《還流ダイオード》
　図１において、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４については、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる場合について説明した。しかし、還流ダイオードを外付けしてもよい。また、外付けダイオードとＭＯＳＦＥＴに寄生するダイオードとを併用してもよい。
　なお、還流ダイオードを外付けにした場合においても、ダイオードに流れる逆回復電流や逆回復時間の課題は同様である。

《ゲート制御回路》
　第１実施形態および第３実施形態においては、ゲート制御回路（１０３，１０３Ｂ）がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御している場合について、説明した。
　しかし、前記の例に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御と、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御を別々のゲート制御回路で実行してもよい。

《逆電圧印加回路の制御の仕方》
　図２において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２のオンの回数は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンからオフへの変化の回数と同じ場合を例として示した。
　しかし、逆電圧印加回路で還流ダイオード（寄生ダイオード）の逆回復電流を回収する効果は、前記したように、逆電圧印加回路が低電圧（逆電圧程度）で動作し、供給電圧との差が大きいからである。つまり、供給電圧が高くなっている電源正負方向それぞれのピーク近傍が最も効果が高い。
　したがって、効果の高い電源正負方向それぞれのピーク近傍のタイミングで、逆電圧印加回路を動作し、相対的に効果の低い供給電圧が低下するタイミングにおいては、逆電圧印加回路の動作を省略する制御方法もある。

《交流電源の相数》
　図１および図６で示した第１実施形態、第２実施形態においては、単相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置について説明した。しかし交流電圧の相数は単相に限定されない。３相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置において、スイッチング素子に並列に逆電圧印加回路を備える回路構成を適用することができる。３相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置においても同様の効果が得られる。また、他の相数でもよい。

《平滑コンデンサ》
　図１においては、電力変換装置１０の出力となる正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との平滑コンデンサＣを一つのコンデンサとして記載している。しかし、平滑コンデンサＣは一つに限定されない。
　例えば、周波数応答性は相対的に低いが静電容量が大容量であるコンデンサと、静電容量は小容量であるが周波数応答性は相対的に高く、高周波の脈流を吸収するコンデンサとを、並列に組み合わせて平滑コンデンサＣ（図１）を構成してもよい。

《リアクトル》
　図１においては、リアクトルＬは、スイッチング主回路１０１との接続に用いている例を示したが、リアクトルＬは１個に限定されない。
　リアクトルＬを２個、備えて、一方を交流電源２００の第１の端子とスイッチング主回路１０１とに接続し、他方を交流電源２００の第２の端子とスイッチング主回路１０２とに接続するように構成してもよい。

《モータ制御装置以外の装置への適用》
　第３実施形態においては、第１実施形態の電力変換装置を用いたモータ制御装置を説明した。
　しかし、第１実施形態の電力変換装置を直流電源とする装置は、モータ制御装置に限定されない。
　電源として直流電源を用いる負荷や装置は、様々に存在する。それらの負荷や装置に第１実施形態の電力変換装置は、損失の少ない直流電源として広く適用される。

《空気調和機以外の装置への適用》
　第４実施形態においては、第３実施形態のモータ制御装置を用いた空気調和機を説明した。
　しかし、第３実施形態のモータ制御装置を交流電源とする装置は、空気調和機に限定されない。
　電源として交流電源を用いる負荷や装置は、様々に存在する。それらの負荷や装置に第３実施形態のモータ制御装置は損失の少ない交流電源として広く適用される。
　また、図７ではモータ制御装置が三相交流を出力する例を示したが、単相交流を出力する場合にも応用できる。

　１０，１０Ｂ　　電力変換装置
　２０　　インバータ装置（インバータ）
　３０，４０７　　モータ制御装置
　１０１　　スイッチング主回路（第１スイッチング主回路）
　１０２　　スイッチング主回路（第２スイッチング主回路）
　１０３，１０３Ｂ　　ゲート制御回路
　１０４　　正側直流母線
　１０５　　負側直流母線
　１０６　　整流回路
　２００　　交流電源
　３００　　モータ
　４００　　空気調和機
　４０８　　圧縮機用モータ、モータ
　４１１　　室内機
　４１２　　室外機
　Ａ１　　逆電圧印加回路（第１逆電圧印加回路）
　Ａ２　　逆電圧印加回路（第２逆電圧印加回路）
　Ｃ　　平滑コンデンサ
　Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　　還流ダイオード（寄生ダイオード）
　Ｄ３３　　整流ダイオード（第１整流ダイオード）
　Ｄ４４　　整流ダイオード（第２整流ダイオード）
　Ｌ　　リアクトル
　Ｑ１　　スイッチング素子（第１スイッチング素子）
　Ｑ２　　スイッチング素子（第２スイッチング素子）
　Ｑ３　　スイッチング素子（第３スイッチング素子）
　Ｑ４　　スイッチング素子（第４スイッチング素子）

Claims (15)

1. 　交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
   　正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、
   　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、
   　前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
   　前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
   　前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
   を備える、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 　請求項１において、
   　交流電源の一端と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点との間にリアクトルを備え、
   　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に平滑コンデンサを備え、
   　前記リアクトルを介して前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に交流電力を入力し、
   　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間から直流電力を出力する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 　請求項１において、
   　前記第１スイッチング主回路のスイッチング回数は、前記第２スイッチング主回路のスイッチング回数より大きい、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 　請求項１において、
   　前記第１スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性は、前記第２スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性と比較して、逆回復時間が大きい、
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 　請求項１において、
   　複数の前記還流ダイオードは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに内在する寄生のダイオードである、
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 　請求項１において、
   　前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と比較してオン抵抗が小さい、
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 　請求項１において、
   　前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成される、
   ことを特徴とする電力変換装置。
8. 　請求項１において、
   　前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子は、ＩＧＢＴ、またはＳＪ-ＭＯＦＥＴ、またはＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴで構成される、
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 　請求項１において、
   前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のゲートを統括的に制御するゲート制御回路を備える、
   ことを特徴とする電力変換装置。
10. 　請求項９において、
    　前記ゲート制御回路は、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
11. 　請求項１０において、
    　前記ゲート制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に、入力の交流電圧の周波数より高い周波数を含むパルス状の高周波を挿入する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
12. 　請求項１１において、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のゲートを制御する信号に挿入するパルス状の高周波と、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に挿入するパルス状の高周波とが、同一のパルス数または同一の周波数である、
    ことを特徴とする電力変換装置。
13. 　交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
    　正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有するスイッチング主回路と、
    　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第１整流ダイオードと第２整流ダイオードの直列回路を有する整流回路と、
    　前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
    　前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
    　前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と第２逆電圧印加回路とを統括的に制御するゲート制御装置と、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に第１端子を接続するリアクトルと、
    　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続される平滑コンデンサと、
    を備え、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、
    　複数の前記還流ダイオードは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子のそれぞれに内在する寄生のダイオードで構成され、
    　前記リアクトルを介して前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第１整流ダイオードと第２整流ダイオードの接続点との間に交流電力を入力し、
    　前記正側直流母線と前記負側直流母線との間から直流電力を出力する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
14. 　請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置の出力を直流電源とするインバータ装置と、
    を備え、
    　前記インバータ装置の交流出力でモータを駆動する、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
15. 　請求項１４に記載のモータ制御装置を搭載する、
    ことを特徴とする空気調和機。

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