WO2020244176A1 - 动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置和方法 - Google Patents

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sweep
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谢建东
严利平
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浙江理工大学
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    • G01B2290/70—Using polarization in the interferometer

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  • phase corresponding to the sinusoidal frequency sweep at time k is obtained as follows:
  • first PGC phase demodulation module 3102, first phase unwrapping module, 3103, first subtractor, 3104, first decimation buffer, 3105, amplitude calculation module, 3106, absolute distance calculation module, 3107, Second PGC phase demodulation module, 3108, second phase unwrapping module, 3109, multiplier, 3110, second subtractor, 3111, second decimation buffer, 3112, average calculation module.
  • the frequency of the beat signal formed by the modulation of the sweep laser 24 and the sixth-order laser sideband generated by the high-frequency electro-optic phase modulator 4 is as follows:
  • Fig. 2 is a schematic diagram of the laser frequency relationship during sinusoidal frequency scanning, where the laser frequency of the frequency sweep laser 24 is expressed as follows:
  • the measuring light and the reference light returned to the beam splitting prism 10 are combined by the polarization beam splitting prism 26 into two beams of the transmitted P polarization state and the reflected S polarization state, wherein the transmitted light is the P polarization state and the P polarization state.
  • the light irradiates the first photodetector 27 to generate an interference signal S 1 (t), which reflects light of the S polarization state, and the light of the S polarization state irradiates the second photodetector 28 to generate an interference signal S 2 (t ).
  • the two interference signals S 1 (t) and S 2 (t) are respectively sampled by the first analog-to-digital converter 30 and the second analog-to-digital converter 29 and then enter the field programmable array signal processor (FPGA) 31 for data processing .
  • FPGA field programmable array signal processor
  • the data with d being 0 and N s /2 in the second decimation buffer 3111 are respectively expressed as follows:

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Abstract

本发明公开了一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置和方法。用高频电光相位调制器对锁定至飞秒光频梳的参考激光进行调制，产生等间隔的激光边带；第六阶边带与扫频激光进行拍频，拍频信号与扫频信号源下混频产生差频信号，通过数字鉴相器与PID控制器将差频信号锁定至参考时钟；闭环控制下扫频激光动态偏频锁定至参考激光，并与扫频信号源同步地进行正弦频率扫描；将锁定后的激光用于绝对距离测量得到干涉信号，根据正弦频率扫描的特性求得相位，根据合成波长过渡理论求得待测距离。本发明解决了频率扫描法中激光频率难以精确控制、频率扫描量难以精确测量等问题，提高了绝对距离测量精度与效率，可以广泛应用于干涉测量技术领域。

Description

动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置和方法 技术领域
本发明属于激光干涉测量技术领域，特别是一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法。
背景技术
激光频率扫描干涉法因测量范围大、相对精度高等优点，被广泛应用于绝对距离干涉测量领域。频率扫描干涉法的关键技术是激光频率扫描的控制与测量。传统方法主要通过对激光二极管的电流进行开环的线性调制来实现激光频率的线性扫描，这种方法频率扫描精度较低。因此，在频率扫描时还需要通过额外的标准具(参考干涉干涉仪、FP干涉仪)来测量频率扫描量，这些方法中的标准具容易受到环境温度等外界因素的影响，导致频率扫描量的测量精度不够高进而导致绝对距离测量精度难以提高。后来发展出了无需标准具的频率扫描外差干涉仪，这种干涉仪容易受到偏振泄露的影响而存在非线性误差并且需要极大的激光频率扫描范围。
此外，由于激光频率与电流并非严格地满足线性关系，频率扫描也并非严格的线性扫描，也会带来一定的测量误差。飞秒光频梳作为新一代的频率参考，可在几十THz的范围内提供间隔为几十至几百MHz的连续频率参考，广泛应用于激光频率的标定。
基于飞秒光频梳的频率扫描法需要先将激光频率预锁定至特定梳齿，解锁后再启动频率扫描，频率扫描结束时需要再次锁定至另一梳齿，频率扫描量由两次锁定时的梳齿间隔来确定，但频繁地进行锁定与解锁对偏频锁定系统要求极高，并且在解锁与锁定瞬间，激光频率容易抖动，进而带来额外的测量误差。上述这些方法的频率扫描量都比较大，要求达到百GHz量级甚至THz量级，对应的频率扫描时间长达几十秒，测量效率低。
所以，控制激光器精确地进行频率扫描、精确地测量频率扫描量以及提高测量效率都是需要解决的关键技术问题。
发明内容
为了解决背景技术中存在的问题，本发明公开了一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法，本发明解决了频率扫描干涉仪中频率扫描难以精确控制、频率扫描量难以精确测量以及测量效率低的问题。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一、一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置：
装置包括参考激光器、第一光纤分束器、光纤合束器、高频电光相位调制器、正交光纤合束器、耦合器、锁定控制器、飞秒光频梳、第一高频放大器、高频时钟源、高频光电探测器、第二高频放大器、混频器、第三高频放大器、扫频信号源、数字鉴相器、PID控制器、扫频激光器、第二光纤分束器；参考激光器的输出端经第一光纤分束器分别连接到锁定控制器的一个输入端、高频电光相位调制器的输入端和正交光纤合束器的一个输入端，锁定控制器的另一个输入端连接飞秒光频梳的输出端，锁定控制器的输出端连接到参考激光器的电流控制端，高频时钟源经第一高频放大器连接到高频电光相位调制器的调制控制端，高频电光相位调制器的输出端连接到光纤合束器的一个输入端；扫频激光器的输出端经第二光纤分束器分别连接到光纤合束器的另一个输入端和正交光纤合束器的另一个输入端，光纤合束器的输出端连接到高频光电探测器，高频光电探测器的输出端经第二高频放大器连接到混频器的一个输入端，扫频信号源经第三高频放大器连接到混频器的另一个输入端，混频器的输出端经数字鉴相器、PID控制器后连接到扫频激光器的电流控制端；正交光纤合束器的输出端经耦合器连接到迈克尔逊干涉仪。
参考激光器发出的激光经第一光纤分束器分为功率比为70::的三束激光，其中第一光纤分束器输出的功率比为10％的一束激光与飞秒光频梳输出的激光共同进入锁定控制器，锁定控制器产生反馈控制信号到参考激光器，将参考激光器的激光频率锁定至飞秒光频梳；扫频激光器发出的激光经第二光纤分束器分为功率比为90:10的两束激光，第二光纤分束器输出的功率比为10％的一束激光与高频电光相位调制器调制产生的激光边带共同进入光纤合束器合束，合束后被高频光电探测器接收产生拍频信号，拍频信号经第二高频放大器进行放大后输入到混频器；同时，扫频信号源产生可扫频的高频正弦信号，经第三高频放大器放大后与经第二高频放大器放大后的拍频信号进入混频器进行下混频得到差频信号；差频信号输入到数字鉴相器，数字鉴相器计算差频信号与参考时钟之间的相位误差，相位误差经PID控制器处理后得到反馈控制信号，反馈控制信号输入到扫频激光器的电流控制端进行闭环的激光频率控制。
还包括原子钟，所述的锁定控制器、飞秒光频梳、高频时钟源、扫频信号源、数字鉴相器均连接到同一原子钟。
所述的迈克尔逊干涉仪包括参考角锥棱镜7、第一低频电光相位调制器8、第二低频电光相位调制器9、分光棱镜、测量角锥棱镜、偏振分光棱镜、第一光电探测器、第二光电探测器、第二模数转换器、第一模数转换器、现场可编程 门阵列信号处理器(FPGA)；正交光纤合束器的输出端经分光棱镜后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量角锥棱镜反射后平行地返回分光棱镜，形成测量光路；参考光经第一低频电光相位调制器与第二低频电光相位调制器调制后输入到参考角锥棱镜，经参考角锥棱镜反射后平行地返回分光棱镜，形成参考光路；返回到分光棱镜的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，P偏振态的光照射到第一光电探测器被探测接收，S偏振态的光照射到第二光电探测器被探测接收；第一光电探测器和第二光电探测器的输出端分别经第一模数转换器与第二模数转换器连接到现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)进行数据处理。
所述的第一光纤分束器输出的功率比为70％的一束激光和第二光纤分束器输出的功率比为10％的一束激光一起输入到正交光纤合束器中，正交光纤合束器将第一光纤分束器输出功率比为70％的参考激光与第二光纤分束器输出功率比为90％的扫频激光分别按照P偏振态与S偏振态合为一束正交光；正交光经耦合器后转换为空间光，空间光入射至由分光棱镜、参考角锥棱镜与测量角锥棱镜组成的迈克尔逊干涉仪进行绝对距离测量；空间光经分光棱镜后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量角锥棱镜反射后平行地返回分光棱镜，形成测量光路；参考光经第一低频电光相位调制器与第二低频电光相位调制器调制后输入到参考角锥棱镜，经参考角锥棱镜反射后平行地返回分光棱镜，形成参考光路；返回到分光棱镜的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，P偏振态的光照射到第一光电探测器后产生干涉信号S 1(t)，S偏振态的光照射到第二光电探测器后产生干涉信号S 2(t)。两个干涉信号S 1(t)、S 2(t)分别经第一模数转换器与第二模数转换器采样后进入现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)进行数据处理。
所述的第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器相垂直放置。
二、一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法：方法包括如下步骤：
1)通过锁定控制器将参考激光器锁定至飞秒光频梳，高频电光相位调制器对参考激光器输出的激光进行高频正弦相位调制，产生等频率间隔的激光边带，表示如下：
f EOM＝f 1+Nf r
其中，f 1表示参考激光器的激光频率，f r表示高频电光相位调制器调制信号的频率，N表示调制产生的激光边带的阶数(N＝0,±1,±2,……)；
2)扫频激光器输出的激光与参考激光器经高频电光相位调制器调制后输出的激光边带进行拍频，由高频光电探测器测得拍频信号并进行放大，其中与参考激光器的第六阶激光边带的拍频信号的频率为：
Δf beat＝f 2-(f 1+6f r)
其中，f 2表示扫频激光器的激光频率；
使用混频器将拍频信号与扫频信号源输出的信号进行下混频，得到差频信号，频率表示如下：
Δf diff＝f 2-(f 1+6f r)-[f o+f asin(2πf sint)]
其中，f o表示扫频信号源的偏置频率，f a与f sin分别表示扫频信号源频率扫描的幅度和频率，t表示时间；
3)通过数字鉴相器与PID控制器将差频信号锁定至数字鉴相器的参考时钟，在闭环控制作用下扫频激光器动态偏频锁定至参考激光器，其输出激光频率为：
f 2＝f 1+f b+f asin(2πf sint)
f b＝6f r+f o+f ref
其中，f ref为参考时钟的频率；
4)使用正交光纤合束器将参考激光器与扫频激光器的激光合为一束正交光，正交光入射至迈克尔逊干涉仪进行绝对距离测量,干涉仪的参考臂放置有一对正交的低频电光相位调制器对参考臂光束进行低频的正弦相位调制，最终产生的两路干涉信号经光电探测器(27、28)检测和模数转换后进入现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)，采用以下公式求得两路干涉信号的相位：
Figure PCTCN2019122036-appb-000001
Figure PCTCN2019122036-appb-000002
其中，mod()表示取余数运算，λ 1为参考激光器的波长，λ 1＝c/f 1，λ 2为扫频激光器的中心波长，λ 2＝c/(f 1+f b)，λ s1表示正弦频率扫描等效的最小合成波长，λ s1＝c/f a，L表示待测距离；c表示真空中的光速；
5)根据两路干涉信号的相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000003
采用以下公式得到：
Figure PCTCN2019122036-appb-000004
其中，
Figure PCTCN2019122036-appb-000005
表示正弦频率扫描带来的正弦扫描相位；
在现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)中构建有第一抽取缓冲器和第二抽取缓冲器，两个抽取缓冲器分别对两路干涉信号的相位进行计算处理。
在现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)中，时间为离散时间，即t＝T sk(k＝0、1、2、3…)，其中k表示时间序号，T s为数据刷新时间(T s＝1/f s)；f s表示正弦扫描相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000006
的刷新速率，具体实施均为100kHz；
构建第一抽取缓冲器对正弦扫描相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000007
进行2000倍的抽取，将
Figure PCTCN2019122036-appb-000008
刷新速率降低处理，抽取后的刷新速率为f d＝f s/2000＝50Hz，抽取后的数据刷新时间为T d＝1/f d，此时t＝T dk；再采用类似队列的方式存储抽取后的
Figure PCTCN2019122036-appb-000009
最近一个周期的数据，即存储了时间序列为k-(N s-1)至k的数据，存储的数据与k时刻数据的时间序列差定义为d(0、1、2、3…N s-1)，其中N s＝f d/f sin表示一个正弦扫描周期内获得的
Figure PCTCN2019122036-appb-000010
数据总数，则第一抽取缓冲器中第d个数据表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000011
利用第一缓冲器中d为0、N s/4的数据采用以下求得k时刻的正弦频率扫描对应的相位，表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000012
6)再根据两路干涉信号的相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000013
采用以下公式得到：
Figure PCTCN2019122036-appb-000014
λ s2＝λ 1λ 2/(λ 1-λ 2)
其中，
Figure PCTCN2019122036-appb-000015
表示包含合成波长小数相位与正弦扫描相位的复合相位，λ s2表示参考激光器的波长λ 1与扫频激光器的中心波长λ 2所构建的合成波长，
Figure PCTCN2019122036-appb-000016
为待求解的合成波长λ s2对应的小数相位；
构建第二抽取缓冲器对复合相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000017
进行00倍的抽取，并采用类似队列的方式存储
Figure PCTCN2019122036-appb-000018
最近一个周期的数据，则第二抽取缓冲器中第d个数据表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000019
利用第二缓冲器中d为0、N s/2的数据采用以下公式求得k时刻的合成波长λ s2对应的小数相位，表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000020
7)结合正弦频率扫描对应的相位和合成波长λ s2对应的小数相位，计算得到待测距离的精测结果：
Figure PCTCN2019122036-appb-000021
Figure PCTCN2019122036-appb-000022
其中int[]表示取向下整数运算，L″ k表示最终精确的待测距离。
与背景技术相比，本发明具有的有益效果是：
(1)本发明基于动态偏频锁定技术实现的正弦激光频率扫描可溯源至原子钟，频率扫描精度极高，无需额外的装置来测量频率扫描量；
(2)本发明在不增加额外激光器的情况下，巧妙地运用扫频激光器的中心波长与参考激光器的波长来构建合成波长，实现了激光频率扫描干涉法与激光合成波长干涉法，提高了绝对距离的测量精度与测量效率；
(3)在干涉信号相位解调方面，本发明巧妙地运用正弦频率扫描的特性计算得到正弦频率扫描相位与合成波长相位，提高了相位测量精度与刷新速率；
(4)本发明实现的正弦频率扫描为连续的频率扫描，扫描时无需锁定解锁的切换过程，稳定性高。
综合来说，本发明解决了频率扫描法中激光频率难以精确控制、频率扫描量难以精确测量等问题，提高了绝对距离测量精度与效率，可以广泛应用于干涉测量技术领域。
附图说明
图1是动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法的原理框图。
图2是正弦频率扫描时激光频率关系的示意图。
图3是动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法的信号处理框图。
图中：1、参考激光器，2、第一光纤分束器，3、光纤合束器，4、高频电光相位调制器，5、正交光纤合束器，6、耦合器，7、参考角锥棱镜，8、第一低频电光相位调制器，9、第二低频电光相位调制器，10、分光棱镜，11、测量角锥棱镜，12、锁定控制器，13、飞秒光频梳，14、第一高频放大器，15、高频时钟源，16、高频光电探测器，17、第二高频放大器，18、混频器，19、第三高频放大器，20、扫频信号源，21、数字鉴相器，22、PID控制器，23、原子 钟，24、扫频激光器，25、第二光纤分束器，26、偏振分光棱镜，27、第一光电探测器，28、第二光电探测器，29、第二模数转换器，30、第一模数转换器，31、现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)。
3101、第一PGC相位解调模块，3102、第一相位解包裹模块，3103、第一减法器，3104、第一抽取缓冲器，3105、幅值计算模块，3106、绝对距离计算模块，3107、第二PGC相位解调模块，3108、第二相位解包裹模块，3109、乘法器，3110、第二减法器，3111、第二抽取缓冲器，3112、均值计算模块。
具体实施方式
下面结合附图对本发明加以详细说明，具体实施如下：
本发明的测距装置如图1所示，包括参考激光器1、第一光纤分束器2、光纤合束器3、高频电光相位调制器4、正交光纤合束器5、耦合器6、锁定控制器12、飞秒光频梳13、第一高频放大器14、高频时钟源15、高频光电探测器16、第二高频放大器17、混频器18、第三高频放大器19、扫频信号源20、数字鉴相器21、PID控制器22、扫频激光器24、第二光纤分束器25。
如图1所示，参考激光器1的输出端经第一光纤分束器2分别连接到锁定控制器12的一个输入端、高频电光相位调制器4的输入端和正交光纤合束器5的一个输入端，锁定控制器12的另一个输入端连接飞秒光频梳13的输出端，锁定控制器12的输出端连接到参考激光器1的电流控制端，高频时钟源15经第一高频放大器14连接到高频电光相位调制器4的调制控制端，高频电光相位调制器4的输出端连接到光纤合束器3的一个输入端。
如图1所示，扫频激光器24的输出端经第二光纤分束器25分别连接到光纤合束器3的另一个输入端和正交光纤合束器5的另一个输入端，光纤合束器3的输出端连接到高频光电探测器16，高频光电探测器16的输出端经第二高频放大器17连接到混频器18的一个输入端，扫频信号源20经第三高频放大器19连接到混频器18的另一个输入端，混频器18的输出端经数字鉴相器21、PID控制器22后连接到扫频激光器24的电流控制端；正交光纤合束器5的输出端经耦合器6连接到迈克尔逊干涉仪。
首先，参考激光器1发出的激光经第一光纤分束器2分为功率比为70:20:10的三束激光，其中第一光纤分束器2输出的功率比为10％的一束激光与飞秒光频梳13输出的激光共同进入锁定控制器12，锁定控制器12产生反馈控制信号到参考激光器1，将参考激光器1的激光频率锁定至飞秒光频梳13。
第一光纤分束器2输出的功率比为20％的一束激光经高频电光相位调制器4调制后产生等频率间隔的激光边带，其中高频电光相位调制器4的调制信号由高频时钟源15输出经第一高频放大器14放大产生。
其中激光边带的频率可以表示如下：
f EOM＝f 1+Nf r                       (1)
其中，f 1表示参考激光器1的激光频率，f r＝12GHz表示高频电光相位调制器4调制信号的频率，N表示调制产生的激光边带的阶数(N＝0,±1,±2…)。
扫频激光器24发出的激光经第二光纤分束器25分为功率比为90:10的两束激光，第二光纤分束器25输出的功率比为10％的一束激光与高频电光相位调制器4调制产生的激光边带共同进入光纤合束器3合束，合束后被高频光电探测器16接收产生拍频信号，拍频信号经第二高频放大器17进行放大后输入到混频器18。
其中扫频激光器24与高频电光相位调制器4调制产生的第六阶激光边带共同形成的拍频信号的频率表示如下：
Δf beat＝f 2-(f 1+6f r)                     (2)
其中，f 2表示扫频激光器24的激光频率。
同时，扫频信号源20产生可扫频的高频正弦信号，经第三高频放大器19放大后与经第二高频放大器17放大后的拍频信号进入混频器18进行下混频得到差频信号。
差频信号的频率表示如下：
Δf diff＝f 2-(f 1+6f r)-[f o+f asin(2πf sint)]          (3)
其中，f o＝3GHz表示扫频信号源20的偏置频率，f a与f sin分别表示扫频信号源20正弦频率扫描的幅度与频率，分别等于1.1GHz与0.5Hz，t表示时间。
差频信号输入到数字鉴相器21，数字鉴相器21计算差频信号与参考时钟(f ref＝60MHz)之间的相位误差，参考时钟由原子钟23提供，相位误差经PID控制器22处理后得到反馈控制信号，反馈控制信号输入到扫频激光器24的电流控制端进行闭环的激光频率控制。在闭环控制作用下，相位误差将被快速调整至零，同时差频信号的频率也将锁定至参考时钟，即差频信号频率等于参考时钟频率。
在锁定状态下，控制扫频信号源20进行正弦频率扫描，在闭环控制作用下，扫频激光器24将保持与参考激光器1的锁定状态，即动态偏频锁定。最终扫频 激光器24将与扫频信号源20同步地进行正弦频率扫描。
如图2所示为正弦频率扫描时的激光频率关系的示意图，其中扫频激光器24的激光频率表示如下：
f 2＝f 1+f b+f asin(2πf sint)                 (4)
其中，f b＝6f r+f o+f ref＝75.06GHz。
具体实施还包括原子钟23，锁定控制器12、飞秒光频梳13、高频时钟源15、扫频信号源20、数字鉴相器21均连接到同一原子钟23。锁定控制器12、飞秒光频梳13、高频时钟源15、扫频信号源20、数字鉴相器21的参考时钟均溯源至同一频率稳定度极佳的原子钟，采用了优异的动态偏频锁定技术，扫频激光器24正弦频率扫描的精度也极高，而无需额外的标准具来测量频率扫描量。此外，还可以持续的进行正弦频率扫描，频率扫描期间始终保持动态锁定状态，不存在锁定与解锁过程。
迈克尔逊干涉仪包括参考角锥棱镜7、第一低频电光相位调制器8、第二低频电光相位调制器9、分光棱镜10、测量角锥棱镜11、偏振分光棱镜26、第一光电探测器27、第二光电探测器28、第二模数转换器29、第一模数转换器30、现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)31；正交光纤合束器5的输出端经分光棱镜10后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量角锥棱镜11反射后平行地返回分光棱镜10，形成测量光路；参考光经第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器9调制后输入到参考角锥棱镜7，经参考角锥棱镜7反射后平行地返回分光棱镜10，形成参考光路；返回到分光棱镜10的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜26分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，P偏振态的光照射到第一光电探测器27被探测接收，S偏振态的光照射到第二光电探测器28被探测接收；第一光电探测器27和第二光电探测器28的输出端分别经第一模数转换器30与第二模数转换器29连接到现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)31进行数据处理。
第一光纤分束器2输出的功率比为70％的一束激光和第二光纤分束器25输出的功率比为10％的一束激光一起输入到正交光纤合束器5中，正交光纤合束器5将第一光纤分束器2输出功率比为70％的参考激光与第二光纤分束器25输出功率比为90％的扫频激光分别按照P偏振态与S偏振态合为一束正交光；正交光经耦合器6后转换为空间光，空间光入射至由分光棱镜10、参考角锥棱镜7与测量角锥棱镜11组成的迈克尔逊干涉仪进行绝对距离测量。
空间光经分光棱镜10后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量 角锥棱镜11反射后平行地返回分光棱镜10，形成测量光路(测量臂)；参考光经第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器9调制后输入到参考角锥棱镜7，经参考角锥棱镜7反射后平行地返回分光棱镜10，形成参考光路(参考臂)。测量角锥棱镜11固定于待测物体上，随待测物体移动。
返回到分光棱镜10的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜26分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，其中透射的是P偏振态的光，P偏振态的光照射到第一光电探测器27后产生干涉信号S 1(t)，其中反射的是S偏振态的光，S偏振态的光照射到第二光电探测器28后产生干涉信号S 2(t)。两个干涉信号S 1(t)、S 2(t)分别经第一模数转换器30与第二模数转换器29采样后进入现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)31进行数据处理。
第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器9相垂直放置。
在参考光路中，相互垂直放置的第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器9将分别对参考光中P、S偏振态的激光进行低频正弦相位调制，其中正弦相位调制对应的调制深度已预先调整为2.63弧度，载波相位延迟也预先调整为零，即后续PGC相位解调过程中无需考虑非线性误差。
如图3所示，两路干涉信号分别经各自的PGC相位解调模块3101、3107和相位解包裹模块3102、3108后输入到第一减法器3103和第二减法器3110，其中一路干涉信号的相位解包裹模块3108输出经乘法器输入到第一减法器3103，第一减法器3103和第二减法器3110的输出经各自的抽取缓冲器3104、3111后输入到幅值计算模块3105、3112，两个幅值计算模块3105、3112最终输出到绝对距离计算模块3106。
图3即对图1中的现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)31内信号处理方法的进一步说明。进入现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)31的干涉信号S 1(t)、S 2(t)，表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000023
Figure PCTCN2019122036-appb-000024
其中，m与ω c分别表示正弦相位调制的调制深度与角频率，A表示信号幅值，
Figure PCTCN2019122036-appb-000025
与
Figure PCTCN2019122036-appb-000026
分别表示参考激光器1、扫频激光器24的激光在光路中干涉时的相位；
正弦频率扫描期间，分别通过第一PGC相位解调模块3101、第一相位解包裹模块3102以及第二PGC相位解调模块3107、第二相位解包裹模块3108对干涉信号S 2(t)、S 1(t)进行PGC相位解调与解包裹处理后，求得干涉信号对应的相 位
Figure PCTCN2019122036-appb-000027
与
Figure PCTCN2019122036-appb-000028
相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000029
与激光波长，待测距离等的关系表达如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000030
Figure PCTCN2019122036-appb-000031
其中mod()表示取余数运算，λ 1＝c/f 1为参考激光器1的波长、λ 2＝c/(f 1+f b)为扫频激光器24的中心波长,λ s1＝c/f a＝136.269mm表示正弦频率扫描等效的最小合成波长，L表示待测距离，4πL/λ s1为待求解的正弦频率扫描对应的相位；c表示真空中的光速，此时，
Figure PCTCN2019122036-appb-000032
的刷新速率为f s＝100kHz。
第一减法器3103将
Figure PCTCN2019122036-appb-000033
与乘法器3109求得的
Figure PCTCN2019122036-appb-000034
与系数λ 1/λ 2的乘积做差，得到正弦频率扫描带来的正弦扫描相位：
Figure PCTCN2019122036-appb-000035
在现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)31中，时间为离散时间，即t＝T sk(k＝0、1、2、3…)，其中T s为数据刷新时间(T s＝1/f s)，k为时间序号。第一抽取缓冲器3104先对
Figure PCTCN2019122036-appb-000036
进行2000倍的抽取，抽取后的数据刷新速率为f d＝f s/2000＝50Hz，抽取后的数据刷新时间为T d＝1/f d，此时t＝T dk；则抽取后一个正弦扫描周期的数据个数N s等于f d/f sin。再采用类似队列的方式存储抽
Figure PCTCN2019122036-appb-000037
取后的最近一个周期的数据，即存储了时间序列k-(N s-1)至k的数据。存储的数据与k时刻数据的时间序列差定义为d(d＝0、1、2、3…N s-1)，则第一抽取缓冲器3104中第d个数据表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000038
第一抽取缓冲器3104中的d为0、N s/4的数据分别表示为：
Figure PCTCN2019122036-appb-000039
Figure PCTCN2019122036-appb-000040
显然公式(11)和(12)表示的两个数据是正交的，进一步通过幅值计算模块3105进行平方和、开根号运算后得正弦频率扫描对应的相位扫描变化量：
Figure PCTCN2019122036-appb-000041
另一方面，经第二减法器3110对相位
Figure PCTCN2019122036-appb-000042
做差得到包含合成波长小数相位与正弦扫描相位的复合相位：
Figure PCTCN2019122036-appb-000043
其中λ s2＝λ 1λ 2/(λ 1-λ 2)＝3.994mm，即等于参考激光器1的波长λ 1与扫频激光器24的中心波长λ 2所构建的合成波长。
Figure PCTCN2019122036-appb-000044
为待求解的合成波长λ s2对应的小数相位。
第二抽取缓冲器3111对
Figure PCTCN2019122036-appb-000045
进行2000倍的抽取，并采用类似队列的方式存储
Figure PCTCN2019122036-appb-000046
最近一个周期的数据，则第二抽取缓冲器3111中第d个数据表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000047
第二抽取缓冲器3111中的d为0、N s/2的数据分别表示如下：
Figure PCTCN2019122036-appb-000048
Figure PCTCN2019122036-appb-000049
进一步经均值计算模块3112计算后得合成波长λ s2对应的小数相位：
Figure PCTCN2019122036-appb-000050
根据公式(13)测得的正弦频率扫描对应的相位扫描变化量，在绝对距离计算模块3106中计算得到正弦频率扫描的距离初测结果：
Figure PCTCN2019122036-appb-000051
得益于高精度的频率扫描，距离初测范围可以达到100m，当相对鉴相精度为1％时，初测测量分辨力为λ s1×0.5×1％＝0.68mm。结合公式(18)测得的合成波长λ s2对应的小数相位，根据合成波长过渡理论，进一步计算待测距离的精测结果：
Figure PCTCN2019122036-appb-000052
其中，int[]表示取向下整数运算。
精测结果对应的测量范围与初测结果相同。当相对鉴相精度为1％时，精测测量分辨力为λ s2×0.5×1％＝19.97μm。即最终可以实现100m范围内19.97μm分辨力的高精度测量。此外，在计算过程中，相位测量结果与距离测量结果的刷新速率均等于f d。本方法中f d＝50Hz，即测量结果每秒刷新50次，可以实现高效的绝对距离测量。
综上可见，本发明在不增加额外激光器的情况下，实现了激光频率扫描干涉法与激光合成波长干涉法，提高了绝对距离的测量精度与测量效率，在干涉信号处理方面进一步提高了相位测量精度与刷新速率，扫描时无需锁定解锁的切换过程，稳定性高。
上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (7)

  1. 一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：包括参考激光器(1)、第一光纤分束器(2)、光纤合束器(3)、高频电光相位调制器(4)、正交光纤合束器(5)、耦合器(6)、锁定控制器(12)、飞秒光频梳(13)、第一高频放大器(14)、高频时钟源(15)、高频光电探测器(16)、第二高频放大器(17)、混频器(18)、第三高频放大器(19)、扫频信号源(20)、数字鉴相器(21)、PID控制器(22)、扫频激光器(24)、第二光纤分束器(25)；参考激光器(1)的输出端经第一光纤分束器(2)分别连接到锁定控制器(12)的一个输入端、高频电光相位调制器(4)的输入端和正交光纤合束器(5)的一个输入端，锁定控制器(12)的另一个输入端连接飞秒光频梳(13)的输出端，锁定控制器(12)的输出端连接到参考激光器(1)的电流控制端，高频时钟源(15)经第一高频放大器(14)连接到高频电光相位调制器(4)的调制控制端，高频电光相位调制器(4)的输出端连接到光纤合束器(3)的一个输入端；扫频激光器(24)的输出端经第二光纤分束器(25)分别连接到光纤合束器(3)的另一个输入端和正交光纤合束器(5)的另一个输入端，光纤合束器(3)的输出端连接到高频光电探测器(16)，高频光电探测器(16)的输出端经第二高频放大器(17)连接到混频器(18)的一个输入端，扫频信号源(20)经第三高频放大器(19)连接到混频器(18)的另一个输入端，混频器(18)的输出端经数字鉴相器(21)、PID控制器(22)后连接到扫频激光器(24)的电流控制端；正交光纤合束器(5)的输出端经耦合器(6)连接到迈克尔逊干涉仪。
  2. 根据权利要求1所述的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：参考激光器(1)发出的激光经第一光纤分束器(2)分为功率比为70:(20):(10)的三束激光，其中第一光纤分束器(2)输出的功率比为10％的一束激光与飞秒光频梳(13)输出的激光共同进入锁定控制器(12)，锁定控制器(12)产生反馈控制信号到参考激光器(1)，将参考激光器(1)的激光频率锁定至飞秒光频梳(13)；扫频激光器(24)发出的激光经第二光纤分束器(25)分为功率比为90:10的两束激光，第二光纤分束器(25)输出的功率比为10％的一束激光与高频电光相位调制器(4)调制产生的激光边带共同进入光纤合束器(3)合束，合束后被高频光电探测器(16)接收产生拍频信号，拍频信号经第二高频放大器(17)进行放大后输入到混频器(18)；同时，扫频信号源(20)产生可扫频的高频正弦信号，经第三高频放大器(19)放大后 与经第二高频放大器(17)放大后的拍频信号进入混频器(18)进行下混频得到差频信号；差频信号输入到数字鉴相器(21)，数字鉴相器(21)计算差频信号与参考时钟之间的相位误差，相位误差经PID控制器(22)处理后得到反馈控制信号，反馈控制信号输入到扫频激光器(24)的电流控制端进行闭环的激光频率控制。
  3. 根据权利要求1所述的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：还包括原子钟(23)，所述的锁定控制器(12)、飞秒光频梳(13)、高频时钟源(15)、扫频信号源(20)、数字鉴相器(21)均连接到同一原子钟(23)。
  4. 根据权利要求1所述的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：所述的迈克尔逊干涉仪包括参考角锥棱镜7、第一低频电光相位调制器8、第二低频电光相位调制器9、分光棱镜(10)、测量角锥棱镜(11)、偏振分光棱镜(26)、第一光电探测器(27)、第二光电探测器(28)、第二模数转换器(29)、第一模数转换器(30)、现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)(31)；正交光纤合束器(5)的输出端经分光棱镜(10)后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量角锥棱镜(11)反射后平行地返回分光棱镜(10)，形成测量光路；参考光经第一低频电光相位调制器8与第二低频电光相位调制器9调制后输入到参考角锥棱镜7，经参考角锥棱镜7反射后平行地返回分光棱镜(10)，形成参考光路；返回到分光棱镜(10)的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜(26)分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，P偏振态的光照射到第一光电探测器(27)被探测接收，S偏振态的光照射到第二光电探测器(28)被探测接收；第一光电探测器(27)和第二光电探测器(28)的输出端分别经第一模数转换器(30)与第二模数转换器(29)连接到现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)(31)进行数据处理。
  5. 根据权利要求4所述的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：所述的第一光纤分束器(2)输出的功率比为70％的一束激光和第二光纤分束器(25)输出的功率比为10％的一束激光一起输入到正交光纤合束器(5)中，正交光纤合束器(5)将第一光纤分束器(2)输出功率比为70％的参考激光与第二光纤分束器(25)输出功率比为90％的扫频激光分别按照P偏振态与S偏振态合为一束正交光；正交光经耦合器(6)后转换为空间光，空间光入射至由分光棱镜(10)、参考角锥棱镜(7)与测量角锥棱镜(11)组成的迈克尔逊干涉仪进行绝对距离测量；空间光经分光棱镜(10)后分为透射的测量光与反射的参考光：测量光经测量角锥棱镜(11)反射后平行地返回分 光棱镜(10)，形成测量光路；参考光经第一低频电光相位调制器(8)与第二低频电光相位调制器(9)调制后输入到参考角锥棱镜(7)，经参考角锥棱镜(7)反射后平行地返回分光棱镜(10)，形成参考光路；返回到分光棱镜(10)的测量光和参考光合光后经偏振分光棱镜(26)分为透射的P偏振态和反射的S偏振态的两束光，P偏振态的光照射到第一光电探测器(27)后产生干涉信号S 1(t)，S偏振态的光照射到第二光电探测器(28)后产生干涉信号S 2(t)。两个干涉信号S 1(t)、S 2(t)分别经第一模数转换器(30)与第二模数转换器(29)采样后进入现场可编程们阵列信号处理器(FPGA)(31)进行数据处理。
  6. 根据权利要求4所述的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置，其特征在于：所述的第一低频电光相位调制器(8)与第二低频电光相位调制器(9)相垂直放置。
  7. 应用于权利要求1所述装置的一种动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距方法，其特征在于：方法包括如下步骤：
    1)通过锁定控制器(12)将参考激光器(1)锁定至飞秒光频梳(13)，高频电光相位调制器(4)对参考激光器(1)输出的激光进行高频正弦相位调制，产生等频率间隔的激光边带，表示如下：
    f EOM＝f 1+Nf r
    其中，f 1表示参考激光器(1)的激光频率，f r表示高频电光相位调制器(4)调制信号的频率，N表示调制产生的激光边带的阶数(N＝0,±1,±2,……)；
    2)扫频激光器(24)输出的激光与参考激光器(1)经高频电光相位调制器(4)调制后输出的激光边带进行拍频，由高频光电探测器(16)测得拍频信号并进行放大，其中与参考激光器(1)的第六阶激光边带的拍频信号的频率为：
    Δf beat＝f 2-(f 1+6f r)
    其中，f 2表示扫频激光器(24)的激光频率；
    使用混频器(18)将拍频信号与扫频信号源(20)输出的信号进行下混频，得到差频信号，频率表示如下：
    Δf diff＝f 2-(f 1+6f r)-[f o+f asin(2πf sint)]
    其中，f o表示扫频信号源(20)的偏置频率，f a与f sin分别表示扫频信号源(20)频率扫描的幅度和频率，t表示时间；
    3)通过数字鉴相器(21)与PID控制器(22)将差频信号锁定至数字鉴相器(21)的参考时钟，在闭环控制作用下扫频激光器(20)动态偏频锁定至参 考激光器(1)，其输出激光频率为：
    f 2＝f 1+f b+f asin(2πf sint)
    f b＝6f r+f o+f ref
    其中，f ref为参考时钟的频率；
    4)使用正交光纤合束器(5)将参考激光器(1)与扫频激光器(20)的激光合为一束正交光，正交光入射至迈克尔逊干涉仪进行绝对距离测量,干涉仪的参考臂放置有一对正交的低频电光相位调制器对参考臂光束进行低频的正弦相位调制，最终产生的两路干涉信号经光电探测器(27、28)检测和模数转换后进入现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)(31)，采用以下公式求得两路干涉信号的相位：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100001
    Figure PCTCN2019122036-appb-100002
    其中，mod()表示取余数运算，λ 1为参考激光器(1)的波长，λ 1＝c/f 1，λ 2为扫频激光器的中心波长，λ 2＝c/(f 1+f b)，λ s1表示正弦频率扫描等效的最小合成波长，λ s1＝c/f a，L表示待测距离；c表示真空中的光速；
    5)根据两路干涉信号的相位
    Figure PCTCN2019122036-appb-100003
    采用以下公式得到：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100004
    其中，
    Figure PCTCN2019122036-appb-100005
    表示正弦频率扫描带来的正弦扫描相位；
    在现场可编程门阵列信号处理器(FPGA)中，时间为离散时间，即t＝T sk(k＝0、1、2、3…)，其中k表示时间序号，T s为数据刷新时间(T s＝1/f s)；f s表示正弦扫描相位
    Figure PCTCN2019122036-appb-100006
    的刷新速率；
    构建第一抽取缓冲器对正弦扫描相位
    Figure PCTCN2019122036-appb-100007
    进行2000倍的抽取，将
    Figure PCTCN2019122036-appb-100008
    刷新速率降低处理，抽取后的刷新速率为f d＝f s/2000＝50Hz，抽取后的数据刷新时间为T d＝1/f d，此时t＝T dk；再采用类似队列的方式存储抽取后的
    Figure PCTCN2019122036-appb-100009
    最近一个周期的数据，即存储了时间序列为k-(N s-1)至k的数据，存储的数据与k时刻数据的时间序列差定义为d(0、1、2、3…N s-1)；利用第一缓冲器中d为0、N s/4的数据采用以下求得k时刻的正弦频率扫描对应的相位，表示如下：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100010
    6)再根据两路干涉信号的相位
    Figure PCTCN2019122036-appb-100011
    采用以下公式得到：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100012
    λ s2＝λ 1λ 2/(λ 1-λ 2)
    其中，
    Figure PCTCN2019122036-appb-100013
    表示包含合成波长小数相位与正弦扫描相位的复合相位，λs2表示参考激光器(1)的波长λ1与扫频激光器(20)的中心波长λ2所构建的合成波长；
    构建第二抽取缓冲器对复合相位
    Figure PCTCN2019122036-appb-100014
    进行(20)00倍的抽取，并采用类似队列的方式存储
    Figure PCTCN2019122036-appb-100015
    最近一个周期的数据，利用第二缓冲器中d为0、N s/2的数据采用以下公式求得k时刻的合成波长λ s2对应的小数相位，表示如下：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100016
    7)结合正弦频率扫描对应的相位和合成波长λ s2对应的小数相位，计算得到待测距离的精测结果：
    Figure PCTCN2019122036-appb-100017
    Figure PCTCN2019122036-appb-100018
    其中int[]表示取向下整数运算，L″ k表示最终精确的待测距离。
PCT/CN2019/122036 2019-06-06 2019-11-29 动态偏频锁定式正弦频率扫描干涉绝对测距装置和方法 WO2020244176A1 (zh)

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