WO2020208852A1 - 直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置のデューティー制御方法 - Google Patents

直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置のデューティー制御方法 Download PDF

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WO2020208852A1
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voltage
reactor
pulse
capacitor
unit
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PCT/JP2019/043862
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逸男 讓原
俊幸 安達
知宏 米山
洸一 宮嵜
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株式会社京三製作所
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    • H05H1/24—Generating plasma
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    • H05H1/34—Details, e.g. electrodes, nozzles
    • H05H1/36—Circuit arrangements

Definitions

  • the present invention relates to a DC pulse power supply device including a control circuit for suppressing magnetic saturation, and a control method for suppressing magnetic saturation of a DC reactor included in the DC pulse power supply device.
  • the DC pulse power supply device is known to have a circuit configuration including a series circuit of a DC reactor and a switching element as a pulse generation circuit that generates a pulse output.
  • the pulse generation circuit interrupts the DC voltage by repeating the on / off operation of the switching element to generate a pulse output of the pulse waveform.
  • the pulse output output by the DC pulse power supply device is a high-frequency output that repeats the ON state and OFF state of the DC voltage at several Hz to several hundred kHz.
  • the DC pulse power supply device is used as a power supply device that supplies a pulse output to a load such as a plasma generator, a pulse laser excitation, or an electric discharge machine.
  • a DC pulse power supply device is used as a plasma generator, a pulse output is supplied between the electrodes in the plasma generation chamber to ignite the plasma due to the discharge between the electrodes, and the generated plasma is maintained.
  • FIG. 11 is a configuration example of a DC pulse power supply device, and shows a configuration example including a pulse generation circuit using a chopper circuit.
  • a boost chopper circuit is known as a circuit for generating a pulse waveform in a DC pulse power supply device.
  • the DC pulse power supply device 100 includes a DC power supply unit 110, a pulse unit 120, and a control circuit unit 140.
  • the step-up chopper circuit of the pulse unit 120 is configured by connecting the DC reactor 121 and the switching element 122 in series, and the switching element 122 operates on / off based on the drive signal of the drive circuit 123 controlled by the control circuit unit 140.
  • a pulse output obtained by boosting the DC voltage of the DC power supply unit 110 is supplied to the load 150 (Patent Documents 1 and 2).
  • the pulse output of the DC pulse power supply device is supplied between the electrodes in the chamber of the plasma generator, and the plasma is ignited by the discharge generated between the electrodes to generate the plasma.
  • the DC pulse power supply device supplies a pulse output to the plasma load in each of the ignition mode, the DC mode, and the pulse mode.
  • the plasma is ignited in the ignition mode, and after passing through a constant discharge voltage state in the DC mode, the pulse operation is started in the pulse mode.
  • FIG. 12 is a schematic flowchart for explaining each mode of supplying a pulse output from the DC pulse power supply device to the plasma load.
  • the plasma generator corresponds to an electrical load for a DC pulse power supply device, and includes a load at the start of plasma discharge until plasma discharge occurs and a load during normal operation in which plasma discharge is stably generated. Has different impedance states. Therefore, usually, the DC power supply device gradually increases the voltage in order to generate the plasma discharge, and applies a voltage larger than the voltage during normal operation to the electrodes for a certain period of time. This output mode is referred to as an ignition mode (S10).
  • S10 ignition mode
  • pulse mode S30.
  • the DS voltage between the drain D and the source S of the switching element 122A is a surge voltage due to the leakage inductance included in the DC reactor 121A when the switching element 122A is off. Occurs.
  • the inventor of the present application proposes a configuration in which a voltage clamp portion 130B for clamping the voltage across the DC reactor 121B to a predetermined voltage is provided in order to avoid damage to the switching element 122A due to a surge voltage.
  • FIG. 13B shows an outline of the proposed circuit configuration.
  • the voltage clamp portion 130B includes a capacitor C connected in parallel to the DC reactor 121B.
  • the voltage clamping unit 130B clamps the voltage VC of the capacitor C to a voltage lower than the surge voltage to suppress an excessive surge voltage rise of the DS voltage.
  • the magnetic permeability of a reactor decreases as the magnetic field increases as the reactor current increases, and when the maximum magnetic flux density of the magnetic material is reached, the reactor becomes magnetically saturated. Permeability decreases in the state of magnetic saturation. The low magnetic permeability of the reactor causes excess current.
  • the reset of the magnetic saturation of the reactor is performed by applying voltages having different polarities to the reactor, and the voltage-time product (ET product), which is the product of the applied voltage and time, has opposite polarities and becomes equal in magnitude.
  • the magnetic saturation of the DC reactor 121B is reset by making the voltage time product Son of the switching element 122B on and the voltage time product Soff of the off period equal in polarity with opposite polarities.
  • FIG. 14A and 14B are diagrams for explaining the magnetic saturation state of the DC reactor, FIG. 14A shows the output voltage waveform of the DC power supply device, and FIG. 14B shows the saturation current waveform of the DC reactor current iDCL.
  • FIG. 14 (c) shows the voltage waveform of the capacitor C.
  • FIG. 13C shows a state in which magnetic saturation is generated.
  • the voltage Voff of the switching element 122B during the off period Toff acts as a reset voltage, but the voltage Voff gradually rises from 0V at the start of pulse generation, but is clamped by the capacitor voltage VC of the capacitor C of the voltage clamp portion 130B. Therefore, in the initial stage, the reset voltage does not rise to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation.
  • the voltage time product Soff of the switching element 122B during the off period is smaller than the voltage time product Son of the switching element 122B during the on period Ton, and the demagnetization of the DC reactor is reset. It leads to magnetic saturation without.
  • FIG. 15 is an example of a DC reactor current, and shows a state in which an excess current is generated due to magnetic saturation. Therefore, there is a problem that an excess current is generated due to magnetic saturation because the reset voltage for resetting magnetic saturation is insufficient in the initial pulse mode at the time of starting pulse generation.
  • the DC reactor current is suppressed and the magnetic saturation is suppressed until the capacitor voltage of the capacitor connected in parallel with the DC reactor becomes a voltage sufficient for resetting the magnetic saturation.
  • the purpose is to do.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a voltage clamp unit including a capacitor connected in parallel to the DC reactor in order to suppress an increase in surge voltage generated by the leakage inductance of the DC reactor of the chopper circuit provided in the pulse unit.
  • the reactor voltage when the switching element of the chopper circuit is in the off state is suppressed by the voltage clamp portion, which causes magnetic saturation of the DC reactor.
  • the control circuit unit of the DC pulse power supply device of the present invention resets the magnetic saturation of the DC reactor by controlling the duty of operation of the switching element and suppresses the occurrence of magnetic saturation.
  • the DC pulse power supply device of the present invention is a chopper circuit in the chopper circuit until the capacitor voltage is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor at the start of pulse operation, which is the initial stage of the pulse mode.
  • the duty of the pulse operation is controlled to make the pulse width variable so that the switching element is turned on and the DC reactor is energized.
  • the increase in the voltage-time product when the switching element is on is gradually increased.
  • the voltage time product in which the switching element is on and the voltage time product in which the switching element is off can be obtained even when the clamp voltage is suppressed by the off operation of the switching element. It suppresses the increase in the difference and suppresses the magnetic saturation of the DC reactor.
  • gradual increase means gradually increasing from the initial value toward a predetermined value.
  • the predetermined value that is reached by the gradual increase is the duty or pulse width at which the capacitor voltage becomes a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor depending on the ON state of the switching element.
  • the initial value is a value that does not magnetically saturate the reactor, and is set to a value sufficiently smaller than a predetermined value.
  • the capacitor voltage increases in the initial stage to enter the steady stage.
  • the voltage applied to the DC reactor is suppressed by the clamp voltage of the capacitor voltage, but by setting this capacitor voltage to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, in the steady stage
  • the magnetic saturation of the DC reactor is suppressed in the pulse mode switched to duty.
  • the present invention includes each form of a DC pulse power supply device and a duty control method for the DC pulse power supply device.
  • the DC pulse power supply device of the present invention is parallel to a DC power supply, a pulse unit connected to the DC power supply, and a boost chopper circuit including a series circuit of a DC reactor and a switching element to generate a pulse output, and a DC reactor of the pulse unit. It includes a connected capacitor, and includes a voltage clamp unit that limits the voltage across the DC reactor to the clamp voltage by the capacitor voltage of the capacitor, and a control circuit unit that controls the switching operation of the switching element of the pulse unit.
  • the control circuit unit includes a pulse mode control unit that controls pulse operation in pulse mode that generates pulse output at regular intervals.
  • the switching element In the pulse operation in the pulse mode, the switching element is repeatedly turned on / off at a predetermined duty ratio in a fixed cycle, so that power corresponding to the duty ratio is supplied from the DC power supply to the load by the pulse output.
  • the pulse mode control unit of the present invention includes a duty control unit that makes the pulse width variable, and performs duty control in two stages, an initial stage and a steady stage.
  • the duty control unit gradually increases the pulse width in which the switching element is closed and turned on, and gradually increases the period during which the reactor current flows through the DC reactor.
  • the voltage time product when the switching element is off is small because the voltage of the DC reactor is clamped.
  • the switching element in the initial stage is turned on by gradually increasing the pulse width in which the switching element is closed and turned on from the initial value toward the pulse width of the duty in the steady stage in the initial stage.
  • the voltage-time product is suppressed, the increase in the difference from the voltage-time product in the off state of the switching element is suppressed, and the occurrence of magnetic saturation in the initial stage is suppressed.
  • the switching element is turned on / off with the pulse width of the steady duty in the pulse mode to supply steady power to the load.
  • the capacitor voltage is sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, so even if the voltage is clamped by the capacitor voltage, the DC reactor is switched to duty in the steady phase. Is not magnetically saturated.
  • the duty control of the present invention is a duty that suppresses the magnetic saturation of the DC reactor in the initial stage in order to avoid the magnetic saturation of the DC reactor, and after the capacitor voltage is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation. , The duty of the steady stage.
  • the frequency of pulse operation is set to a constant frequency to control the duty. Since the time width of one cycle of the pulse operation is constant in the pulse operation of a constant frequency, making the duty variable corresponds to making the pulse width variable. Therefore, by gradually increasing the duty in the duty control of the present invention, the DC reactor is prevented from being magnetically saturated in the initial stage before the capacitor voltage reaches a voltage sufficient to reset the magnetic saturation.
  • the capacitor voltage is not charged to the reset voltage that resets the magnetic saturation of the DC reactor, so it is difficult to reset the magnetic saturation of the DC reactor by the capacitor voltage.
  • the present invention controls the duty of the pulse operation of the chopper circuit to control the switching element until the capacitor voltage is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor in the initial stage of starting the pulse operation. Is turned on, and the pulse width of the DC reactor current flowing through the DC reactor is gradually increased.
  • the DC reactor is in the energized state regardless of whether the switching element is in the on state or the off state, but the DC reactor current flowing through the DC reactor in the on state flows a larger current than the DC reactor in the off state.
  • the current is increased in the DC reactor and the DC reactor current is passed through the DC reactor for a period corresponding to the pulse width, so that the charging of the capacitor is promoted.
  • the pulse width is gradually increased from the initial value toward a predetermined value to increase the capacitor voltage while suppressing the occurrence of magnetic saturation in the initial stage.
  • the duty control unit of the present invention includes each duty value of a start duty value in an initial stage, a transition duty value in which the duty gradually increases, and a steady duty value in a steady stage, and each duty value is used for each cycle. Perform pulse operation.
  • pulse operation is started with a duty or pulse width based on the start duty value.
  • the start duty value is switched to the transition duty value, and the pulse operation is performed according to the duty or pulse width based on the gradually increasing transition duty value.
  • the transition duty value is switched to the steady-state duty value in pulse mode. Whether or not the capacitor voltage has reached a voltage sufficient to reset the magnetic saturation can be detected based on the voltage value or voltage change of the capacitor voltage of the capacitor.
  • the transition duty value is gradually increased by increasing the duty for each cycle.
  • the increase range of the duty can be set according to the driving conditions such as the number of cycles from the start duty value to the steady duty value.
  • the pulse mode control unit is provided with a voltage determination unit that determines whether or not the capacitor voltage has reached the charging voltage.
  • the duty control unit switches from the transition duty value to the steady-state duty value in the pulse mode based on the result determined by the voltage determination unit based on the voltage value of the capacitor voltage or the voltage change.
  • the capacitor It is determined that charging is complete and the capacitor voltage has reached a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor.
  • the set voltage for example, a preset charge completion voltage can be used.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a regenerating section that regenerates a voltage exceeding a set voltage from the reactor voltage of the DC reactor to the DC power supply, and this regenerating section includes a capacitor connected in parallel to the DC reactor. This capacitor functions as a voltage clamp portion that applies a clamp voltage that suppresses the surge voltage to the DC reactor and a regeneration portion that regenerates the reset voltage.
  • the duty control method of the present invention connects to a DC power supply, a pulse unit connected to the DC power supply, and a boost chopper circuit including a series circuit of a DC reactor and a switching element to generate a pulse output, and a DC reactor of the pulse unit in parallel.
  • Control of a DC pulse power supply device including a voltage clamp unit that limits the voltage across the DC reactor to the clamp voltage by the capacitor voltage of the capacitor, and a control circuit unit that controls the switching operation of the switching element of the pulse unit. It is a method of resetting the magnetic saturation of a DC reactor by controlling the duty of the switching operation until the capacitor voltage reaches a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor.
  • the control circuit unit controls the time cycle in which the switching element is turned on / off in the pulse mode control unit that controls the pulse operation in the pulse mode that generates a pulse output with a fixed cycle, and the section where the DC reactor current is increasing. Duty control is performed to change the pulse width of.
  • the capacitor voltage In the initial stage of pulse operation, the capacitor voltage is charged in the process of gradually increasing the pulse width from the initial value to the steady value, and after it is fully charged, the increase in the capacitor voltage stops and becomes a constant voltage.
  • the capacitor voltage at this time By setting the capacitor voltage at this time to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, the magnetic saturation of the DC reactor can be reset.
  • the capacitor voltage at this time is a specified voltage.
  • the specified voltage is a capacitor voltage sufficient to constantly reset the magnetic saturation of the capacitor in the pulse mode, and is a voltage that determines the time point for switching to the steady duty. Whether or not the capacitor voltage has reached the specified voltage can be detected based on the voltage value or voltage change of the capacitor voltage, and the voltage value of the capacitor voltage has reached the specified voltage value, or the voltage change of the capacitor voltage. By detecting that the voltage has stopped, it is determined that the capacitor voltage has reached the specified voltage.
  • the specified voltage value can be determined by obtaining in advance the voltage value of the capacitor voltage when the capacitor is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation.
  • the pulse width is maintained at the steady value of the predetermined width, and the predetermined power is supplied to the load.
  • a pulse output is formed by a pulse width based on a predetermined duty in the pulse mode, and this pulse output is supplied to the plasma load to maintain plasma discharge.
  • the present invention in the DC pulse power supply device, it is possible to suppress the magnetic saturation of the DC reactor due to the pulse operation and suppress the generation of excess current due to the magnetic saturation.
  • the duty is controlled in the initial stage until the capacitor voltage of the capacitor connected in parallel with the DC reactor becomes a voltage sufficient to reset the magnetic saturation.
  • the power supplied to the load is limited to suppress magnetic saturation, and when the capacitor voltage reaches a voltage sufficient to reset the magnetic saturation, the power supply by duty control is stopped, and the power is supplied by the steady duty value in pulse mode. Make a supply.
  • the pulse section of the DC pulse power supply device of the present invention includes a chopper circuit that generates a pulse output from the DC voltage, and in order to suppress an increase in the surge voltage generated by the leakage inductance of the DC reactor of the chopper circuit, the DC of the chopper circuit is used.
  • a voltage clamp unit including a capacitor connected in parallel to the reactor is provided. The voltage clamp unit clamps the voltage across the DC reactor to the capacitor voltage to suppress an increase in surge voltage.
  • the reactor voltage when the switching element of the chopper circuit is in the off state is suppressed by the voltage clamp portion, so that the voltage time product for resetting the magnetic saturation becomes insufficient, and the DC reactor becomes magnetically saturated. It becomes a factor to do.
  • the control circuit unit of the DC pulse power supply device of the present invention makes the voltage time product in the off state of the switching element a sufficient amount for resetting the magnetic saturation, and the reset voltage is clamped. It suppresses the occurrence of magnetic saturation due to being generated.
  • the DC pulse power supply device of the present invention is a chopper circuit in the chopper circuit until the capacitor voltage is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor at the start of pulse operation, which is the initial stage of the pulse mode.
  • the switching element By controlling the duty or pulse width of the pulse operation, the switching element is turned on, and the pulse width through which the DC reactor current having a current larger than that in the off state flows is variable.
  • the duty or pulse width By gradually increasing the duty or pulse width, the increase in the voltage-time product when the switching element is on is gradually increased.
  • gradual increase means gradually increasing from the initial value toward a predetermined value.
  • the steady-state value that results from the gradual increase is the duty or pulse width at which the capacitor voltage becomes sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor depending on the on state of the switching element.
  • the initial value is sufficiently smaller than the steady value.
  • the pulse operation comprises an initial stage at start-up and a steady-state stage after start-up, in which the capacitor voltage increases and transitions to the steady-state stage after the capacitor voltage reaches a voltage sufficient to reset. ..
  • the clamp voltage due to the capacitor voltage is sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor.
  • the voltage applied to the DC reactor is suppressed by the clamp voltage of the capacitor voltage, but this capacitor voltage is sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, so it is steady in the steady stage.
  • the DC reactor does not magnetically saturate in the pulse mode switched to duty.
  • FIG. 1 is a flowchart illustrating the duty control of the DC pulse power supply device of the present invention, and shows the duty control in the pulse mode.
  • FIG. 2 shows the waveforms of the output voltage (FIG. 2 (a)), the DC reactor current (FIG. 2 (b)), and the capacitor voltage (FIG. 2 (c)) by duty control. Further, FIG. 2D shows a state in which magnetic saturation is suppressed in the initial stage of the pulse mode.
  • the DC pulse power supply device supplies power to the plasma load by pulse operation in each of the ignition mode, the DC mode, and the pulse mode.
  • the plasma is first ignited in the ignition mode, and after passing through a constant discharge voltage state in the DC mode, the pulse output generated in the pulse mode is sent to the load.
  • the pulse mode the pulse output generated by operating the DC voltage on / off with a predetermined duty is supplied to the plasma load to maintain the plasma discharge.
  • the ignition mode is represented by the IG mode
  • the DC mode is represented by the DC mode.
  • the output voltage waveform shown in FIG. 2A the output voltage linearly increases from the ground level (GND level) in the ignition mode.
  • the ignition mode is switched to the DC mode, a DC voltage of a constant voltage is applied in the DC mode, and then the pulse mode is switched to generate a pulse output.
  • the duty control of the present invention generates a pulse output while switching the duty to each of the start duty value (DutyA), the transition duty value (DutyB), and the steady duty value (DutyPU) of the pulse mode in the pulse mode.
  • the duty control of the present invention controls the pulse mode in two stages, an initial stage and a steady stage.
  • the initial stage is the period until the capacitor voltage VC forming the clamp voltage starts charging from 0 V and rises to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation at steady duty.
  • the capacitor voltage VC is inadequately charged to reset the magnetic saturation of the DC reactor. Therefore, when the duty is driven by the steady duty in the steady state, the DC reactor becomes magnetically saturated, and an excess current may occur.
  • the duty is gradually increased in the initial stage, and gradually increased from the starting duty value (DutyA) to the steady duty value (DutyB).
  • the steady-state stage is a period during which a pulse output in a steady state is generated, and a pulse output is generated from a DC voltage according to the duty of the steady-state duty value (DutyPU).
  • the capacitor voltage VC is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation, so the magnetism of the DC reactor even when the switching element is turned on / off according to the steady-state duty value (DutyPU). Saturation is reset.
  • the initial stage and the steady stage of the pulse mode will be described.
  • the on / off operation according to the steady duty value (DutyPU) is repeated multiple times according to the pulse width.
  • the DC reactor current in the state flows through the DC reactor.
  • the steady-state duty value (DutyPU) is set to provide enough power to supply the power needed to maintain the plasma state, resulting in a pulse output with insufficient magnetic saturation reset voltage. When it is repeatedly output, the DC reactor reaches magnetic saturation during that time.
  • the pulse operation in the first cycle at the start, is started at the start duty value (DutyA) having a pulse width shorter than the pulse width of the steady duty value (DutyPU) (S1).
  • the DC reactor current iDCL and the capacitor voltage VC increase during the pulse width in which the switching element is turned on (FIGS. 2 (b) and 2 (c)). Since the capacitor voltage VC increases from 0V, it is insufficient to reset the magnetic saturation.
  • the capacitor voltage VC is insufficient to reset the magnetic saturation, so the capacitor voltage VC is increased during the subsequent transition period.
  • S2 After performing one cycle of pulse operation at the start of the pulse mode (S2), it is determined whether or not the capacitor voltage VC has reached a voltage sufficient for magnetic saturation reset. This determination can be made by detecting the voltage value of the capacitor voltage VC or the voltage change ⁇ VC of the capacitor voltage VC.
  • the capacitor voltage VC becomes the charging completion voltage of a constant voltage, and the voltage change ⁇ VC does not change.
  • the charging completion voltage of the capacitor voltage VC is a set voltage set corresponding to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation.
  • the voltage change ⁇ VC decreases.
  • the charge completion voltage of the capacitor provided in the voltage clamp portion and the voltage fluctuation range at the time of charge completion of the capacitor can be used.
  • the start duty value (DutyA) is reached in the transition period following the start. Instead, the duty is increased by the transition duty value (DutyB).
  • the transition duty value (DutyB) of the transition period can be determined, for example, by adding ⁇ Duty to the duty of the previous cycle.
  • the transition duty value (DutyB) of the first cycle of the transition period is determined by adding ⁇ Duty to the start duty value (DutyA), and from the next cycle of the transition period, ⁇ Duty is added to the previous transition duty value (DutyB). It can be determined by doing.
  • the added ⁇ Duty is the duty transition width, for example, by (DutyPU-DutyA) / N based on the number of cycles N of the pulse width change section in the initial stage, the start duty value (DutyA), and the steady duty value (DutyPU). Can be determined.
  • the amount of increase in the added amount ⁇ Duty is an example, and can be arbitrarily set within the conditions of the number of cycles N, the start duty value (DutyA), and the steady duty value (DutyPU).
  • the capacitor voltage VC increases toward the charge completion voltage due to the pulse operation in each cycle.
  • the DC reactor current iDCL gradually increases by repeating an increase in the section where the switching element is on and a decrease in the section where the switching element is off, but the voltage time product in the off state due to the increase in the capacitor voltage VC. Since the magnetic saturation is reset as the voltage increases, the upper limit of the DC reactor current iDCL is limited to the magnetic saturation level or less.
  • the capacitor voltage VC is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor.
  • the duty is switched from the transition duty value (DutyB) to the steady duty value (DutyPU), and the pulse output is output by the pulse operation according to the steady duty value (DutyPU).
  • DutyB transition duty value
  • DutyPU steady duty value
  • S5 steady duty value
  • FIG. 2D shows the state of the voltage-time product in the initial stage of the pulse mode.
  • a voltage corresponding to the on-resistance voltage of the switching element is applied during the period (Ton) when the switching element is on, and both ends of the DC reactor during the period (Toff) when the switching element is off.
  • a clamp voltage is applied to the voltage.
  • the clamp voltage is the capacitor voltage, which is the charging voltage of the capacitor, and gradually increases from 0 V in the initial stage.
  • the voltage time product Soff during the off period (Toff) of the switching element is smaller than the voltage time product Son during the on period (Ton) of the switching element, and the DC reactor is in a demagnetized state.
  • the clamp voltage gradually increases, the difference between the voltage time product Soff and the voltage time product Son decreases, and the magnetic saturation is reset.
  • Pulse mode steady stage In the steady stage of the pulse mode, the pulse operation is performed according to the duty of the steady duty value (DutyPU). In this steady phase, the capacitor voltage VC is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, so the DC reactor is reset without magnetic saturation and the DC reactor current iDCL increases or decreases within each cycle. Although it fluctuates, it does not exceed the magnetic saturation level.
  • FIG. 3 shows the current waveform of the DC reactor current by the duty control of the present invention.
  • the illustrated current waveform shows that the DC reactor current does not become an excess current in any of the initial and steady stages of the ignition mode, DC mode, and pulse mode.
  • FIG. 4 shows a configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention.
  • the DC pulse power supply device includes a DC power supply unit 10, a pulse unit 20, a control circuit unit 40, and a voltage detection unit 60, and the pulse unit 20 supplies a pulse output generated from the DC voltage of the DC power supply unit 10 to the load 50.
  • the pulse unit 20 can be configured by a boost chopper circuit.
  • the pulse unit 20 includes a step-up chopper circuit configured by connecting the DC reactor 21 and the switching element 22 in series.
  • the DC reactor 21 is connected in series between the DC power supply unit 10 side and the load 50 side, and the switching element 22 is connected in parallel with the load 50 side.
  • the drive circuit 23 turns on / off the switching element 22 and converts a DC voltage to generate a pulse output of a pulse waveform. Further, the capacitor C of the voltage clamp portion 30 clamp is connected in parallel to the DC reactor 21.
  • the DC power supply side of the pulse unit 20 includes a grounded terminal B on the high voltage side and a negative voltage terminal A as the low voltage side.
  • the switching element 22 shows an example of FET, the source S side is connected to the terminal A on the low voltage side, the drain D side is connected to the terminal B on the high voltage side of the ground voltage, and the gate G side is connected to the drive circuit 23. Drive signal is input.
  • the control circuit unit 40 generates a control signal that determines the time width or duty ratio of the on-time and off-time of the switching element 22 corresponding to the target pulse output, and controls the boost chopper circuit via the drive circuit 23.
  • the drive circuit 23 outputs a drive signal to the gate G of the switching element 22 based on the control signal of the control circuit unit 40, and turns the switching element 22 on / off.
  • the source S side of the switching element 22 is connected to the load side of the DC reactor 21, and the drain D side of the switching element 22 is grounded.
  • the load side of the DC reactor 21 is grounded, and a DC reactor current iDCL flows from the terminal B to the terminal A via the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21.
  • electromagnetic energy is stored in the DC reactor 21.
  • the reactor voltage VDCL is generated in the DC reactor 21 due to the stored energy stored in the DC reactor 21.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo according to the duty of the on / off time by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22.
  • the control circuit unit 40 is an ignition mode control unit 42 that ignites the plasma in the ignition mode, a DC mode control unit 43 that makes the discharge voltage state constant in the DC mode after the plasma is ignited, and a pulse output by duty control in the pulse mode.
  • the pulse mode control unit 44 to be formed and the mode switching unit 41 for switching each mode are provided.
  • the pulse mode control unit 44 changes the pulse width that closes the switching element 22 and turns it on by switching the duty value.
  • the start duty value is first used to perform a pulse operation for one cycle, and then the transition duty value is used to gradually increase the duty between a plurality of cycles.
  • the pulse operation is performed by the steady duty in each cycle of the subsequent pulse modes to form the pulse output.
  • the pulse mode control unit 44 includes a duty control unit 44c that makes the pulse width variable, and in the initial stage of pulse operation, the pulse width that closes the switching element is gradually increased, the switching element is turned on, and a large DC reactor is added to the DC reactor. Increase the time that the current flows. By gradually increasing the pulse width, it is possible to suppress an increase in the difference between the voltage time product when the switching element is on and the voltage time product when the switching element is off, and suppress the occurrence of magnetic saturation in the initial stage. ..
  • the switching element is closed with the pulse width of the steady duty in pulse mode, and steady power is supplied to the load. In the steady phase, the capacitor voltage is sufficient to reset the magnetic saturation of the DC reactor, so even if the voltage is clamped by the capacitor voltage, the DC reactor is switched to duty in the steady phase. Is not magnetically saturated.
  • the duty control unit 44c includes a start duty unit 44c1, a transition duty unit 44c2, and a steady duty unit 44c3.
  • the start duty portion 44c1 has a start duty value (DutyA)
  • the transition duty portion 44c2 has a transition duty value (DutyB)
  • the steady duty portion 44c3 has a steady duty value (DutyPU).
  • the pulse mode control unit 44 determines the charging state of the capacitor by using the cycle detection unit 44a for detecting one cycle and the capacitor voltage VC or the voltage change ⁇ VC of the capacitor voltage in addition to the duty control unit 44c.
  • a voltage determination unit 44b is provided.
  • the capacitor voltage VC is detected by the voltage detection unit 60.
  • the mode switching unit 41 receives a start signal from the outside and sends a signal to start the ignition to the ignition mode control unit 42.
  • the ignition mode control unit 42 receives the start signal and performs the ignition operation.
  • the mode switching unit 41 monitors the output voltage Vo and sends a switching signal for switching from the ignition mode to the DC mode to the DC mode control unit 43 based on the output voltage Vo.
  • the DC mode control unit 43 is brought into a discharge voltage state by applying a DC voltage of a constant voltage.
  • the mode switching unit 41 sends a switching signal for switching to the pulse mode to the pulse mode control unit 44 after the DC mode.
  • the duty control unit 44c starts the pulse mode control using the start duty value (DutyA) of the start duty unit 44c1.
  • the drive circuit 23 performs one cycle of on / off operation with a pulse width of the start duty value (DutyA).
  • the cycle detection unit 44a detects each cycle of the pulse operation after receiving the pulse mode switching signal.
  • the cycle detection unit 44a instructs the voltage determination unit 44b to determine the charging state of the capacitor each time the cycle of the pulse operation is detected.
  • the voltage determination unit 44b determines whether or not the capacitor voltage VC detected by the voltage detection unit 60 has reached the set voltage for each pulse operation cycle, or is the difference between the capacitor voltage VC and the capacitor voltage VC in the previous cycle. It is determined whether or not the voltage change ⁇ VC is a voltage change larger than the set value.
  • the duty control unit 44c controls the drive circuit 23 using the transition duty value (DutyB) of the transition duty unit 44c2. To do.
  • the transition duty unit 44c2 updates the transition duty value (DutyB) by gradually increasing each cycle.
  • the transition duty unit 44c2 updates the transition duty value (DutyB) by adding ⁇ Duty to the previous transition duty value (DutyB).
  • the start duty value (DutyA) is used as the previous transition duty value.
  • the transition duty value (DutyB) is switched to the pulse mode steady-state duty value (DutyPU), and the steady-state duty section 44c3 is steady.
  • the drive circuit 23 is controlled using the duty value (DutyPU).
  • the pulse portion of the DC pulse power supply device of the configuration example includes a regenerative portion that regenerates the reactor voltage of the DC reactor.
  • the regenerative unit includes a capacitor in which the DC reactor is connected in parallel as a configuration for regenerating the reactor voltage of the DC reactor.
  • the first configuration example is a configuration in which the reactor voltage across the DC reactor of the boost chopper circuit is regenerated
  • the second to fifth configuration examples are the DC reactors of one of the two DC reactors magnetically coupled in the boost chopper circuit. It is a configuration that regenerates the reactor voltage
  • the second and fifth configuration examples are configurations in which two magnetically coupled DC reactors are used as a single-winding transformer with a tap
  • the third and fourth configuration examples are two magnetically coupled DCs.
  • the reactor is a double-winding transformer.
  • the regenerated reactor voltage in the first to fifth configuration examples, the voltage on the low voltage side of the DC power supply is used as the reference voltage.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit (DC unit) 10, a pulse unit 20A that supplies a pulse output generated by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 to the load 5, and a pulse unit 20A.
  • a voltage detection unit 60 is provided, and a pulse output is supplied to the load 5 via the output cable 3.
  • an example of a plasma generator is shown as the load 5, but the load 5 is not limited to the plasma generator and may be applied to a pulse laser excitation, an electric discharge machine, or the like.
  • the DC power supply unit (DC unit) 10 includes a rectifier 11 that rectifies the AC voltage of the AC power supply 2 to a DC voltage, and a snubber circuit 12 that absorbs and suppresses the high voltage of transiently generated spikes generated during rectification.
  • a single-phase inverter circuit 13 that converts a DC voltage to an AC voltage
  • a single-phase transformer 14 that converts the AC voltage of the single-phase inverter circuit 13 to a predetermined voltage value, and an AC voltage-converted by the single-phase transformer 14. It includes a rectifier 15 that rectifies the voltage to a DC voltage, and a capacitor 16 (CF) that uses the voltage across the DC as the DC voltage of the DC power supply unit.
  • the capacitor 16 is grounded, and a low negative voltage is formed at the other end.
  • a capacitive load of the plasma generator is shown as the load 5.
  • the DC power supply unit 10 shows a configuration in which a pulse output of a negative voltage is generated.
  • the single-phase inverter circuit 13 performs a switching operation by a control signal from the control circuit unit 40 to convert a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency.
  • Each circuit element of the rectifiers 11 and 15, the snubber circuit 12, the single-phase inverter circuit 13, and the single-phase transformer 14 constituting the DC power supply unit 10 can have any commonly known circuit configuration.
  • the pulse unit 20A generates a pulse waveform from a DC voltage by a step-up chopper circuit.
  • the boost chopper circuit performs on / off operation of the DC reactor 21a connected in series between the DC power supply side and the load side, the switching element (Q1) 22 connected in parallel to the load side, and the switching element 22.
  • a drive circuit 23 for driving is provided.
  • the DC power supply side of the pulse unit 20A includes a grounded terminal B and a negative voltage terminal A as a low voltage side.
  • the switching element 22 shown in the figure shows an example of an FET.
  • the source S side is connected to the low voltage side
  • the drain D side is connected to the ground voltage side
  • the drive signal from the drive circuit 23 is input to the gate G side.
  • control circuit unit 40 In order to operate the boost chopper circuit, the control circuit unit 40 generates a signal that determines the time width or duty ratio of the on-time and off-time of the switching element 22 corresponding to the target pulse output, and the DC power supply unit 10 A control signal is generated based on the voltage and current at the output end of.
  • the drive circuit 23 outputs a drive signal to the gate G of the switching element 22 based on the control signal of the control circuit unit 40, and causes the switching element 22 to be turned on / off.
  • the source S side of the switching element 22 is connected to the load side of the DC reactor 21a, and the drain D side of the switching element 22 is grounded.
  • the load side of the DC reactor 21a is grounded, a current flows from the terminal B to the terminal A via the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21a, and the DC reactor 21a has a current.
  • DC reactor current flows.
  • electromagnetic energy is stored in the DC reactor 21a due to the DC reactor current.
  • a reactor voltage VDCL is generated in the DC reactor 21a due to the stored energy stored in the DC reactor 21a.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo according to the duty ratio of the on / off time by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22.
  • the regeneration unit 30 regenerates a voltage exceeding the set voltage from the reactor voltage of the DC reactor of the boost chopper circuit to the DC power supply.
  • the regenerative unit 30 includes a diode 31, a capacitor 32 (C1), an inverter circuit 33, a transformer 34, and a rectifier 35.
  • the regenerative unit 30 constitutes the function of the voltage clamp unit 30 clamp together with the regenerative function.
  • One end of the capacitor 32 (C1) is connected to the load side end of the DC reactor 21a, and the other end is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21a via a diode 31, and the reactor voltage generated in the DC reactor 21a is generated. It is applied.
  • the diode 31 is connected in the forward direction from the pulse unit 20A toward the capacitor 32 (C1) of the regeneration unit 30, and when the reactor voltage VDCL of the DC reactor 21a exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1), the reactor The regeneration unit 30 regenerates the voltage at which the voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regenerative unit 30 performs the regenerative operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as a threshold value.
  • the capacitor voltage VC1 As a method of determining the capacitor voltage VC1, there is a method of controlling the output of the inverter circuit 33 in addition to changing the transformation ratio of the transformer 34. For example, there are PWM control and phase shift control, but this is not the case if the method controls the output of the inverter circuit.
  • one end of the regenerative unit 30 is connected to the low voltage side input end of the pulse unit 20A, and the DC reactor 21a is based on the voltage (negative voltage) on the low voltage side. Regeneration is performed using the reactor voltage VDCL as the regeneration input voltage Vin.
  • the inverter circuit 33 performs orthogonal conversion between the DC voltage on the capacitor 32 side and the AC voltage on the transformer 34 side, and holds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) at a constant voltage based on the DC voltage VAB of the DC power supply. At the same time, when the reactor voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1), the excess voltage is converted into AC and regenerated to the DC power supply side. Since the capacitor voltage VC1 is held at a constant voltage, the reactor voltage VDCL of the DC reactor 21a is clamped to the capacitor voltage VC1. Therefore, the regenerative unit 30 constitutes the function of the voltage clamp unit 30 clamp.
  • the inverter circuit 33 can be configured by, for example, a bridge circuit of a switching element. The opening / closing operation of the switching element is controlled by the control signal ⁇ from the control circuit unit 40.
  • the transformer 34 modulates the voltage ratio between the DC voltage VAB of the DC power supply unit 10 and the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) based on the transformation ratio.
  • the transformer ratio of the transformer 34 is (n2: n1)
  • the rectifier 35 rectifies the AC voltage on the transformer 34 side to the DC voltage on the DC power supply unit 10.
  • the DC side terminal of the rectifier 35 is connected to terminals A and B of the DC power supply unit 10, and power is regenerated to the DC power supply unit 10 only when the capacitor voltage VC1 exceeds the voltage based on the DC voltage VAB.
  • the voltage detection unit 60 detects the clamp voltage due to the capacitor voltage VC1 on the DC reactor 21a and sends the detection signal ⁇ to the control circuit 40.
  • the voltage determination unit 44b in the control circuit 40 determines the charging state of the capacitor based on the capacitor voltage VC by the detection signal ⁇ .
  • the configuration of the regenerative unit 30 is limited to the above configuration as long as it has a function of clamping the voltage across the DC reactor 21a to a predetermined voltage and a function of regenerating a power component exceeding the predetermined voltage on the DC power supply side. It's not a thing.
  • the regeneration unit 30 includes an inverter circuit 33 that outputs an AC voltage obtained by orthogonally converting the DC voltage of the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) to the transformer 34.
  • the inverter circuit 33 includes a bridge circuit 33a composed of switching elements QR1 to QR4, and a drive circuit 33b that generates a drive signal for driving the switching elements QR1 to QR4 based on the control signal ⁇ .
  • a full bridge circuit is shown here as the bridge circuit 33a, a half bridge circuit or a multi-phase inverter circuit may be used.
  • a second configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG. 7.
  • the second configuration example is different from the first configuration example in the configuration of the boost chopper circuit of the pulse unit 20, and the other configurations are the same as those of the first configuration example.
  • a configuration different from the first configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21a included in the boost chopper circuit of the first configuration example is composed of a single coil.
  • the DC reactor 21b of the second configuration example is composed of a single-winding transformer with a tap instead of the single coil of the step-up chopper circuit of the first configuration example.
  • the DC reactor 21b by the single-winding transformer with a tap can be configured by connecting the magnetically coupled first DC reactor 21b-1 and the second DC reactor 21b-2 in series, and the first DC reactor 21b.
  • the connection point between -1 and the second DC reactor 21b-2 is used as the tap point.
  • One end of the first DC reactor 21b-1 is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and one end of the second DC reactor 21b-2 is connected to the load side with the first DC reactor 21b-1.
  • the tap point of the connection point of the second DC reactor 21b-2 is connected to the source S end of the switching element 22.
  • the switching element 22 When the switching element 22 is in the ON state, the tap point of the connection point of the DC reactor 21b is grounded, and the switching element 22 in the ON state from the terminal B and the first DC reactor 21b-1 of the DC reactor 21b are used. A DC reactor current flows through terminal A. At this time, electromagnetic energy is stored in the first DC reactor 21b-1 by the DC reactor.
  • the reactor voltage VDCL1 is generated in the first DC reactor 21b-1 due to the stored energy stored in the first DC reactor 21b-1 of the DC reactor 21b. Then, a reactor voltage VDCL2 is generated in the second DC reactor 21b-2.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22 as in the first configuration example.
  • the voltage ratio between the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21b-1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21b-2 is the inductance of the first DC reactor 21b-1 and the second DC reactor 21b-2.
  • the value corresponds to the ratio of the ratio.
  • the turns ratio of the tapped single-winding coil of the first DC reactor 21b-1 and the second DC reactor 21b-2 of the DC reactor 21b is n1p: n2p
  • the voltage ratio (VDCL1 / VDCL2) of the reactor voltage VDCL1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21b-2 is the turns ratio (n1p / n2p).
  • the regenerative unit 30 of the second configuration example applies the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21b-1 of the DC reactor 21b instead of the reactor voltage VDCL of the DC reactor 21a of the first configuration example. Operate.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the connection point of the first DC reactor 21b-1 and the second DC reactor 21b-2 of the DC reactor 21b, and the other end is connected to the connection point of the second DC reactor 21b-2 via the diode 31. It is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21b-1 of No. 1, and the reactor voltage VDCL1 generated in the first DC reactor 21b-1 is applied.
  • the diode 31 is connected in the forward direction from the pulse unit 20B toward the capacitor 32 (C1) of the regeneration unit 30, and the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21b-1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30 regenerates the voltage at which the reactor voltage VDCL1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regenerative unit 30 performs the regenerative operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as a threshold value as in the first configuration example.
  • the regenerative unit 30 constitutes a voltage clamp unit as in the first configuration example, and voltage clamps the voltage across the first DC reactor 21b-1. Further, the voltage detection unit 60 detects the clamp voltage due to the capacitor voltage VC1 of the first DC reactor 21b-1 and sends the detection signal ⁇ to the control circuit 40. The voltage determination unit 44b in the control circuit 40 determines the charging state of the capacitor based on the capacitor voltage VC by the detection signal ⁇ .
  • a third configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the third configuration example is different from the first and second configuration examples in the configuration of the boost chopper circuit of the pulse unit 20C, and the other configurations are the same as those of the first and second configuration examples.
  • configurations different from the first and second configuration examples will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21b included in the step-up chopper circuit of the second configuration example is composed of a single-winding transformer with a tap.
  • the DC reactor 21c of the third configuration example is composed of a double-winding transformer instead of the tapped single-winding transformer of the step-up chopper circuit of the second configuration example.
  • the compound winding transformer of the DC reactor 21c shows an example of a polar transformer.
  • the DC reactor 21c by the compound winding transformer has a configuration in which the first DC reactor 21c-1 and the second DC reactor 21c-2 that are magnetically coupled are connected in parallel.
  • One end of the first DC reactor 21c-1 is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and the other end is connected to the source S end of the switching element 22.
  • One end of the second DC reactor 21c-2 is connected to the source S end of the switching element 22, and the other end is connected to the load side.
  • the reactor voltage VDCL1 is generated in the first DC reactor 21c-1 due to the stored energy stored in the first DC reactor 21c-1 of the DC reactor 21c.
  • a reactor voltage VDCL2 is generated in the second DC reactor 21c-2 by magnetic coupling with the first DC reactor 21c-1.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo as in the first and second configuration examples by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22.
  • the voltage ratio between the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21c-1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21c-2 is the inductance of the first DC reactor 21c-1 and the second DC reactor 21c-2.
  • the value corresponds to the ratio of the ratio.
  • the turns ratio of the compound winding coil of the first DC reactor 21c-1 and the second DC reactor 21c-2 of the DC reactor 21c is (n1p: n2p)
  • the first DC reactor 21c-1 The voltage ratio (VDCL1 / VDCL2) between the reactor voltage VDCL1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21c-2 is the turns ratio (n1p / n2p).
  • the regenerative part of the third configuration example operates in the same manner as the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21b-1 of the DC reactor 21b of the second configuration example.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the end of the first DC reactor 21c-1 of the DC reactor 21c on the switching element side, and the other end is connected to the end of the first DC reactor 21c-1 via the diode 31. It is connected to the DC power supply side end of -1, and the reactor voltage VDCL1 generated in the first DC reactor 21c-1 is applied.
  • the diode 31 is connected in the forward direction from the pulse portion toward the capacitor 32 (C1) of the regenerative portion 30, and the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21c-1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30 regenerates the voltage at which the reactor voltage VDCL1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regenerative unit 30 performs the regenerative operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as a threshold value as in the first and second configuration examples.
  • the regenerative unit 30 constitutes a voltage clamp unit as in the first configuration example, and voltage clamps the voltage across the DC reactor 21c-1. Further, the voltage detection unit 60 detects the clamp voltage due to the capacitor voltage VC1 of the DC reactor 21c-1 and sends the detection signal ⁇ to the control circuit 40. The voltage determination unit 44b in the control circuit 40 determines the charging state of the capacitor based on the capacitor voltage VC by the detection signal ⁇ .
  • a fourth configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the fourth configuration example is different from the third configuration example in the configuration of the transformer constituting the DC reactor of the step-up chopper circuit of the pulse unit 20D, and the other configurations are the same as those of the third configuration example.
  • the DC reactor 21c included in the step-up chopper circuit of the third configuration example is composed of a polar double-winding transformer.
  • the DC reactor 21d of the fourth configuration example is composed of a depolarized double-wound transformer instead of the positive-polarized double-wound transformer of the step-up chopper circuit of the third configuration example.
  • the DC reactor 21d by the compound winding transformer has a configuration in which the magnetically coupled first DC reactor 21d-1 and the second DC reactor 21d-2 are connected in parallel.
  • One end of the first DC reactor 21d-1 is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and the other end is connected to the source S end of the switching element 22.
  • One end of the second DC reactor 21d-2 is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and the other end is connected to the load side.
  • the reactor voltage VDCL1 is generated in the first DC reactor 21d-1 due to the stored energy stored in the first DC reactor 21d-1 of the DC reactor 21d.
  • a reactor voltage VDCL2 is generated in the second DC reactor 21d-2 by magnetic coupling with the first DC reactor 21d-1.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22, as in the first, second, and third configuration examples.
  • the voltage ratio between the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21d-1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21d-2 is the inductance of the first DC reactor 21d-1 and the second DC reactor 21d-2.
  • the value corresponds to the ratio of the ratio.
  • the turns ratio of the compound winding coil of the first DC reactor 21d-1 and the second DC reactor 21d-2 of the DC reactor 21d is (n1p: n2p)
  • the first DC reactor 21d-1 The voltage ratio (VDCL1 / VDCL2) of the reactor voltage VDCL1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21d-2 is the turns ratio (n1p / n2p).
  • the DC reactor 21d of the regenerative part of the fourth configuration example operates in the same manner as the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21c of the DC reactor 21c of the third configuration example.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the end of the first DC reactor 21d-1 of the DC reactor 21d on the switching element side, and the other end is connected to the end of the first DC reactor 21d-1 via the diode 31. It is connected to the DC power supply side end of -1, and the reactor voltage VDCL1 generated in the first DC reactor 21d-1 is applied.
  • the diode 31 is connected in the forward direction from the pulse portion toward the capacitor 32 (C1) of the regenerative portion 30, and the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21d-1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30 regenerates the voltage at which the reactor voltage VDCL1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regenerative unit 30 performs the regenerative operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as the threshold value as in the first, second, and third configuration examples.
  • the regenerative unit 30 constitutes a voltage clamp unit as in the first configuration example, and voltage clamps the voltage across the DC reactor 21d-1. Further, the voltage detection unit 60 detects the clamp voltage due to the capacitor voltage VC1 of the DC reactor 21d-1, and sends the detection signal ⁇ to the control circuit 40. The voltage determination unit 44b in the control circuit 40 determines the charging state of the capacitor based on the capacitor voltage VC by the detection signal ⁇ .
  • Vo EVA + VC1 ⁇ (n1p / n2p).
  • a fifth configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the fifth configuration example is different from the second configuration example in the installation mode of the DC reactor of the boost chopper circuit, and other configurations are the same as those of the second configuration example.
  • a configuration different from the second configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21e included in the boost chopper circuit of the fifth configuration example is composed of a single-winding transformer with a trap like the DC reactor 21b of the boost chopper circuit of the second configuration example, but differs in the installation mode for the power supply line. ..
  • the DC reactor 21b of the second configuration example is connected to the power supply line on the low voltage side of the DC power supply, whereas the DC reactor 21e of the fifth configuration example is connected to the power supply line on the high voltage side of the DC power supply.
  • the DC reactor 21e by the single-winding transformer with a tap is configured by connecting the first DC reactor 21e-1 and the second DC reactor 21e-2 that are magnetically coupled in series with the first DC reactor 21e-1.
  • the connection point of the second DC reactor 21e-2 is used as the tap point.
  • One end of the first DC reactor 21e-1 is connected to the terminal B on the high voltage side of the DC power supply, and one end of the second DC reactor 21e-2 is connected to the load side and grounded, and the first DC reactor 21e
  • the tap point of the connection point between -1 and the second DC reactor 21e-2 is connected to the drain D end of the switching element 22.
  • the switching element 22 When the switching element 22 is in the ON state, the tap point of the connection point of the DC reactor 21e is grounded via the second DC reactor 21e-2, and the terminal B is turned into the first DC reactor 21e-1 and the ON state. A DC reactor current flows through the terminal A via a switching element 22. At this time, electromagnetic energy is stored in the first DC reactor 21e-1 by the DC reactor.
  • the reactor voltage VDCL1 is generated in the first DC reactor 21e-1 due to the stored energy stored in the first DC reactor 21e-1 of the DC reactor 21e. Then, a reactor voltage VDCL2 is generated in the second DC reactor 21e-2.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the on operation and the off operation of the switching element 22 as in the first configuration example.
  • the voltage ratio between the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21e-1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21e-2 is the inductance of the first DC reactor 21e-1 and the second DC reactor 21e-2.
  • the value corresponds to the ratio of the ratio.
  • the turns ratio of the tapped single-winding coil of the first DC reactor 21e-1 and the second DC reactor 21e-2 of the DC reactor 21 is n1p: n2p
  • the voltage ratio (VDCL1 / VDCL2) between the reactor voltage VDCL1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21e-2 is the turns ratio (n1p / n2p).
  • the regenerative unit 30 of the fifth configuration example applies the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21e-1 of the DC reactor 21e instead of the reactor voltage VDCL of the DC reactor 21a of the first configuration example. Operate.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the connection point of the first DC reactor 21e-1 and the second DC reactor 21e-2 of the DC reactor 21e, and the other end is connected to the connection point of the second DC reactor 21e-2 via the diode 31. It is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21e-1 of No. 1, and the reactor voltage VDCL1 generated in the first DC reactor 21e-1 is applied.
  • the diode 31 is connected with the direction from the pulse unit 20D toward the capacitor 32 (C1) of the regeneration unit 30 in the opposite direction, and the reactor voltage VDCL1 of the first DC reactor 21e-1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30 regenerates the voltage at which the reactor voltage VDCL1 exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regenerative unit 30 performs the regenerative operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as a threshold value as in the first configuration example.
  • the regenerative unit 30 constitutes a voltage clamp unit as in the first configuration example, and voltage clamps the voltage across the DC reactor 21e-1. Further, the voltage detection unit 60 detects the clamp voltage due to the capacitor voltage VC1 of the DC reactor 21e-1 and sends the detection signal ⁇ to the control circuit 40. The voltage determination unit 44b in the control circuit 40 determines the charging state of the capacitor based on the capacitor voltage VC by the detection signal ⁇ .
  • the control circuit unit 40 includes a pulse mode control unit that controls a pulse mode pulse operation that generates a pulse output at a fixed cycle, and has a pulse.
  • the mode control unit includes a duty control unit that makes the pulse width variable. In the initial stage of pulse operation, the duty control unit closes the switching element and gradually increases the pulse width of the DC reactor current flowing through the DC reactor, so that the voltage time product when the switching element is on and the switching element are off. It suppresses the increase in the difference from the voltage-time product and suppresses the occurrence of magnetic saturation in the initial stage of the pulse mode.
  • the voltage of the S terminal of the switching element is clamped to a voltage lower than the surge voltage to suppress an excessive voltage rise applied to the switching element, and the duty control of the pulse mode control unit controls the magnetism of the DC reactors 21a to 21e. Reset saturation.
  • the DC pulse power supply device of the present invention can be applied as a power source for supplying power to a plasma generator, and can also be used as a power supply device for supplying a pulse output to a load such as a pulse laser excitation or electric discharge machine.

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Abstract

本発明の直流パルス電源装置は、パルス動作の起動時において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、チョッパ回路のパルス動作のデューティーを制御して、スイッチング素子をオン状態として直流リアクトルを通電状態とするパルス幅を可変とする。パルス幅を漸増することにより直流リアクトル電流の増加の程度を抑制し、直流リアクトル電流を磁気飽和レベル以下に抑制する。これにより、パルス動作の起動時において、直流リアクトルの磁気飽和を抑制する。

Description

直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置のデューティー制御方法
　本発明は、磁気飽和を抑制する制御回路を備える直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置が備える直流リアクトルの磁気飽和を抑制する制御方法に関する。
　直流パルス電源装置は、パルス出力を発生するパルス発生回路として、直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備えた回路構成が知られている。パルス発生回路は、スイッチング素子のオン／オフ動作を繰り返すことにより直流電圧を断続させパルス波形のパルス出力を発生する。
　直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz～数百kHzで繰り返す高周波出力である。
　直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。例えば、直流パルス電源装置をプラズマ発生装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。
　図１１は直流パルス電源装置の一構成例であり、チョッパ回路を用いたパルス発生回路を備えた構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を生成する回路として昇圧チョッパ回路が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源部１１０とパルス部１２０と制御回路部１４０により構成される。パルス部１２０の昇圧チョッパ回路は、直流リアクトル１２１とスイッチング素子１２２の直列接続により構成され、スイッチング素子１２２は制御回路部１４０により制御される駆動回路１２３の駆動信号に基づいてオン／オフ動作し、直流電源部１１０の直流電圧を昇圧させたパルス出力を負荷１５０に供給する（特許文献１，２）。
特開平８－２２２２５８号公報（図１、段落００１２） 特開２００６－６０５３号公報（図１）
　直流パルス電源装置をプラズマ発生装置に用いる場合には、直流パルス電源装置のパルス出力をプラズマ発生装置のチャンバ内の電極間に供給し、電極間で発生する放電によりプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。直流パルス電源装置は、プラズマを負荷とする際、イグニッションモード、直流モード、及びパルスモードの各モードによりプラズマ負荷へパルス出力を供給する。イグニッションモードによりプラズマを着火させ、直流モードで一定の放電電圧状態を経た後、パルスモードによりパルス動作を開始する。
　図１２は直流パルス電源装置からプラズマ負荷へパルス出力を供給する各モードを説明するための概略フローチャートである。
　通常、プラズマ発生装置は直流パルス電源装置にとって電気的な負荷に相当し、プラズマ放電が発生するまでのプラズマ放電開始時の負荷と、プラズマ放電が安定して発生している通常運転時の負荷とはインピーダンス状態が異なる。そのため、通常、直流電源装置は、プラズマ放電を発生させるために電圧を徐々に増加させ、通常運転時の電圧よりも大きな電圧を電極に一定期間印加する。この出力のモードはイグニッションモードと称される（Ｓ１０）。
　イグニッションモードにより、プラズマ放電発生後は、一定の放電電圧状態となる。この出力のモードは直流モードと称される（Ｓ２０）。
　直流モード後、直流電圧を所定デューティーでオン／オフさせ、パルス出力状態となる。この出力のモードはパルスモードと称される（Ｓ３０）。
　図１３（ａ）に示すパルス部１２０Ａのチョッパ回路では、スイッチング素子１２２ＡのドレインＤとソースＳとの間のＤＳ電圧は、スイッチング素子１２２Ａがオフ時において直流リアクトル１２１Ａに含まれるリーケージインダクタンスによりサージ電圧が発生する。本出願の発明者は、サージ電圧によるスイッチング素子１２２Ａの損傷を回避するために、直流リアクトル１２１Ｂの両端電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ部１３０Ｂを設ける構成を提案している。図１３（ｂ）は提案する回路構成の概略を示している。電圧クランプ部１３０Ｂは、直流リアクトル１２１Ｂに並列接続したコンデンサＣを備える。電圧クランプ部１３０Ｂは、コンデンサＣの電圧ＶCをサージ電圧よりも低い電圧にクランプすることによりＤＳ電圧の過剰なサージ電圧上昇を抑制する。
　通常、リアクトルはリアクトル電流の増加に伴って磁界が増加すると透磁率が低下していき、磁性材料が持つ最大磁束密度に達すると磁気飽和の状態となる。磁気飽和の状態では透磁率が低下する。リアクトルの低透磁率は過剰電流の要因となる。リアクトルの磁気飽和のリセットは、リアクトルに対して極性が異なる電圧を印加し、印加する電圧と時間の積である電圧時間積（ET積）が逆極性で大きさが等しくなることにより行われる。
　図１３（ｃ）において、スイッチング素子１２２Ｂのオン期間の電圧時間積Ｓonとオフ期間の電圧時間積Ｓoffを逆極性で大きさを等しくすることにより、直流リアクトル１２１Ｂの磁気飽和はリセットされる。
　図１４は、直流リアクトルの磁気飽和状態を説明するための図であり、図１４（ａ）は直流電源装置の出力電圧波形を示し、図１４（ｂ）は直流リアクトル電流ｉDCLの飽和電流波形を示し、図１４（ｃ）はコンデンサＣの電圧波形を示している。
　電圧クランプ部を備えた回路構成では、直流リアクトルの磁気飽和リセットが不十分であるという問題が発生する。図１３（ｃ）は磁気飽和の発生状態を示している。スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間Ｔoffの電圧Ｖoffはリセット電圧として作用するが、電圧Ｖoffはパルス発生起動時においては０Vから徐々に上昇するが、電圧クランプ部１３０ＢのコンデンサＣのキャパシタ電圧ＶCによりクランプされるため、初期段階では、リセット電圧は磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで上昇しない。そのため、パルス発生起動時の初期時のパルスモードでは、スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間の電圧時間積Ｓoffはスイッチング素子１２２Ｂがオン期間Ｔonの電圧時間積Ｓonよりも小さく、直流リアクトルの偏磁はリセットされることなく磁気飽和に至る。
　直流リアクトル１２１が磁気飽和するとインダクタンスが減少するため、過剰電流が流れる。図１５は直流リアクトルの電流例であり、磁気飽和により過剰電流が発生する状態を示している。したがって、パルス発生起動時の初期時のパルスモードにおいて、磁気飽和をリセットするリセット電圧が不十分なために、磁気飽和により過剰電流が発生するという課題がある。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、パルス発生起動時における直流リアクトルの磁気飽和を抑制し、磁気飽和による過剰電流の発生を抑制することを目的とする。
　さらに、詳細には、パルス発生起動時において、直流リアクトルに並列接続されたキャパシタのキャパシタ電圧が磁気飽和のリセットに十分な電圧となるまでの間において、直流リアクトル電流を抑制し、磁気飽和を抑制することを目的とする。
　本発明の直流パルス電源装置は、パルス部が備えるチョッパ回路の直流リアクトルのリーケージインダクタンスにより発生するサージ電圧の上昇を抑制するために、直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含む電圧クランプ部を備える。直流パルス電源装置では、チョッパ回路のスイッチング素子がオフ状態にあるときのリアクトル電圧が電圧クランプ部により抑制され、直流リアクトルの磁気飽和する要因となる。本発明の直流パルス電源装置の制御回路部は、スイッチング素子の動作のデューティーを制御することにより直流リアクトルの磁気飽和をリセットし磁気飽和の発生を抑制する。
　本発明の直流パルス電源装置は、パルスモードの初期段階であるパルス動作の起動時において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、チョッパ回路のパルス動作のデューティーを制御して、スイッチング素子をオン状態として直流リアクトルを通電状態とするパルス幅を可変とする。デューティー又はパルス幅を漸増することにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積の増加を漸増させる。デューティー及びパルス幅を漸増させることにより、スイッチング素子のオフ動作によりクランプ電圧が抑制される状態にあっても、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積との差分が増加することを抑制し、直流リアクトルの磁気飽和を抑制する。
　ここで、漸増は初期値から所定値に向かって徐々に増加させることを意味する。デューティー又はパルス幅において、漸増により至る所定値は、スイッチング素子のオン状態により、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となるデューティー又はパルス幅である。初期値は、リアクトルを磁気飽和させない値であり、所定値よりも十分に小さな値に設定される。
　パルス動作が起動した後、初期段階においてキャパシタ電圧が増加して定常段階となる。定常段階では、直流リアクトルに印加される電圧は、キャパシタ電圧のクランプ電圧に抑制されるが、このキャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に設定することにより、定常段階のデューティーに切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルの磁気飽和は抑制される。
　本発明は、直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置のデューティー制御方法の各形態を備える。
［直流パルス電源装置］
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源と、直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備える。
　制御回路部は、一定周期でパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備える。パルスモードによるパルス動作では、一定周期においてスイッチング素子を所定のデューティー比でオン／オフ動作を繰り返すことにより、直流電源から負荷に対してデューティー比に応じた電力がパルス出力により供給される。
　本発明のパルスモード制御部は、パルス幅を可変とするデューティー制御部を備え、初期段階と定常段階の２つの段階によりデューティー制御を行う。デューティー制御部は、パルス動作の初期段階において、スイッチング素子を閉じてオン状態とするパルス幅を漸増させ、直流リアクトルにリアクトル電流が流れる期間を漸増させる。初期段階において、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積は、直流リアクトルの電圧がクランプされているため小さい。スイッチング素子がオン状態のパルス幅を定常状態の大きさのままでパルス動作を繰り返すと、電圧時間積の差分が増加し磁気飽和に至る。
　本発明のデューティー制御は、初期段階において、スイッチング素子を閉じてオン状態とするパルス幅を初期値から定常段階のデューティーのパルス幅に向けて漸増させることにより、初期段階におけるスイッチング素子がオン状態の電圧時間積を抑え、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積との差分の増加を抑制し、初期段階での磁気飽和の発生を抑止する。
　定常段階では、パルスモードの定常デューティーのパルス幅でスイッチング素子をオン／オフ動作して、負荷に対して定常電力を供給する。定常段階では、キャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、キャパシタ電圧により電圧がクランプされた状態であっても、定常段階のデューティーに切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルが磁気飽和することはない。
　本発明のデューティー制御は、直流リアクトルの磁気飽和を避けるために、初期段階において直流リアクトルの磁気飽和を抑制するデューティーとし、キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電された後は、定常段階のデューティーとする。
　本発明のデューティー制御は、パルス動作の周波数を一定周波数とし、デューティーを制御している。一定周波数のパルス動作において、パルス動作の一周期の時間幅は一定であるため、デューティーを可変とすることはパルス幅を可変とすることに相当する。したがって、本発明のデューティー制御においてデューティーを漸増させることにより、キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に至る前の初期段階において、直流リアクトルが磁気飽和することを防ぐ。
　パルス動作の初期段階では、キャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするリセット電圧まで充電されていないため、キャパシタ電圧により直流リアクトルの磁気飽和をリセットすることは困難である。
　本発明は、パルス動作を起動する初期段階において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、チョッパ回路のパルス動作のデューティーを制御してスイッチング素子をオン状態とし、直流リアクトルを流れる直流リアクトル電流のパルス幅を漸増させる。直流リアクトルは、スイッチング素子がオン状態又はオフ状態の何れの状態においても通電状態であるが、オン状態の直流リアクトルに流れる直流リアクトル電流は、オフ状態における直流リアクトルよりも大きな電流が流れる。これにより、パルス幅に応じた期間の間、直流リアクトルに電流が増加され直流リアクトル電流を流すことにより、キャパシタの充電は促進される。本発明は、パルス幅を初期値から所定値に向かって漸増させることにより、初期段階において磁気飽和の発生を抑制しながら、キャパシタ電圧を増加させる。
　本発明のデューティー制御部は、パルスモードにおいて、初期段階における開始デューティー値、及びデューティーが漸増する遷移デューティー値、及び定常段階における定常デューティー値の各のデューティー値を備え、各デューティー値により各周期のパルス動作を行う。
　パルス動作の開始時には開始デューティー値に基づいたデューティー又はパルス幅によりパルス動作を開始する。パルス動作が開始した後、開始デューティー値から遷移デューティー値に切り替え、漸増する遷移デューティー値に基づくデューティー又はパルス幅によりパルス動作を実施する。キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となった後、遷移デューティー値からパルスモードの定常デューティー値へ切り替える。キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に達したか否かは、キャパシタのキャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化に基づいて検出することができる。遷移デューティー値は周期毎にデューティーを増加させることで漸増させる。デューティーの増加幅は、開始デューティー値から定常デューティー値に至るまでの周期数等の駆動条件に応じて設定することができる。
　パルスモード制御部はキャパシタ電圧が充電電圧に達したか否かを判定する電圧判定部を備える。デューティー制御部は、電圧判定部がキャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化により判定した結果に基づいて、遷移デューティー値からパルスモードの定常デューティー値へ切り替える。キャパシタ電圧の電圧を設定電圧と比較し、キャパシタ電圧が設定電圧を越えたとき、又は、キャパシタ電圧の電圧変化ΔＶCを設定値と比較し、電圧変化ΔＶCが設定値以内であるときに、キャパシタの充電が完了し、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に至ったものと判定する。設定電圧は、例えば予め設定された充電完了電圧を用いることができる。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する回生部を備え、この回生部は直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを備える構成とし、このキャパシタは、サージ電圧を抑制するクランプ電圧を直流リアクトルに印加する電圧クランプ部、リセット電圧を回生する回生部として機能する。
［直流パルス電源装置のデューティー制御方法］
　本発明のデューティー制御方法は、直流電源と、直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備えた直流パルス電源装置の制御方法であり、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットする十分な電圧となるまでの間のスイッチング動作のデューティーを制御することにより、直流リアクトルの磁気飽和をリセットする。
　制御回路部は、一定周期のパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部において、スイッチング素子をオン／オフ動作させる時間周期を制御し、直流リアクトル電流が増加している区間のパルス幅を可変するデューティー制御を行う。
　このデューティー制御において、
　(a)　パルス動作の初期段階において、パルス幅をパルス動作開始時の初期値から定常段階の定常値に向けて漸増させる。
　(b)　初期段階の後のパルス動作の定常段階において、パルス幅を所定固定幅の定常値に保持する。
　パルス動作の初期段階において、パルス幅を初期値から定常値に向けて漸増させる過程でキャパシタ電圧は充電され、十分に充電された後はキャパシタ電圧の増加は停止し一定電圧となる。このときのキャパシタ電圧を、直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に設定することにより、直流リアクトルの磁気飽和をリセットすることができる。
　本発明は、このときのキャパシタ電圧を規定電圧とする。規定電圧は、パルスモードにおいてキャパシタの磁気飽和を定常的にリセットするのに十分なキャパシタ電圧であり、定常デューティーへの切り替え時点を定める電圧となる。キャパシタ電圧が規定電圧に達したか否かは、キャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化に基づいて検出することができ、キャパシタ電圧の電圧値が規定電圧値となったこと、又はキャパシタ電圧の電圧変化が停止したことを検出することにより、キャパシタ電圧が規定電圧に達したと判定する。規定電圧値は、磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されたときのキャパシタ電圧の電圧値を予め求めておくことで定めることができる。
　キャパシタ電圧が規定電圧に充電された後にはデューティー制御による電力供給の制限を解消し、パルス幅を所定幅の定常値に保持して負荷に対して所定の電力を供給する。プラズマを負荷とする場合には、パルスモードの所定デューティーに基づいたパルス幅によりパルス出力を形成し、このパルス出力をプラズマ負荷に供給してプラズマ放電を維持する。
　以上説明したように、本発明によれば、直流パルス電源装置において、パルス動作による直流リアクトルの磁気飽和を抑制し、磁気飽和による過剰電流の発生を抑制することができる。
　また、直流パルス電源装置のパルス動作中に、直流リアクトルに並列接続されたキャパシタのキャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となるまでの間の初期段階において、デューティーを制御することにより負荷に供給する電力を制限して磁気飽和を抑制し、キャパシタ電圧が磁気飽和のリセットに十分な電圧に達した定常段階において、デューティー制御による電力供給を停止し、パルスモードの定常デューティー値により電力供給を行う。
本発明の直流パルス電源装置のデューティー制御を説明するフローチャートである。 本発明の直流パルス電源装置のデューティー制御による電圧、電流状態を説明するため波形図である。 本発明のデューティー制御時の直流リアクトル電流の電流波形図である。 本発明の磁気飽和リセット部の概略構成を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第１の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第２の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第３の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第４の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第５の構成例を説明するための図である。 従来の直流パルス電源装置の一構成例を説明するための図である。 直流パルス電源装置からプラズマ負荷へパルス出力を供給する各モードを説明するための概略フローチャートである。 直流リアクトルの磁気飽和を説明するための図である。 直流リアクトルの磁気飽和状態を説明するための図である。 直流リアクトルの電流例を説明するための図である。
　本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部は直流電圧からパルス出力を生成するチョッパ回路を備え、チョッパ回路の直流リアクトルのリーケージインダクタンスにより発生するサージ電圧の上昇を抑制するために、チョッパ回路の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含む電圧クランプ部を備える。電圧クランプ部は、直流リアクトルの両端電圧をキャパシタ電圧にクランプすることにより、サージ電圧の上昇を抑制する。
　一方、直流パルス電源装置では、チョッパ回路のスイッチング素子がオフ状態にあるときのリアクトル電圧が電圧クランプ部により抑制されるため、磁気飽和をリセットする電圧時間積が不十分となり、直流リアクトルが磁気飽和する要因となる。
　本発明の直流パルス電源装置の制御回路部は、スイッチング素子の動作のデューティーを制御することにより、スイッチング素子がオフ状態での電圧時間積を磁気飽和のリセットに十分な量とし、リセット電圧がクランプされることによる磁気飽和の発生を抑制する。
　本発明の直流パルス電源装置は、パルスモードの初期段階であるパルス動作の起動時において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、チョッパ回路のパルス動作のデューティー又はパルス幅を制御して、スイッチング素子をオン状態として、オフ状態よりも大きな電流の直流リアクトル電流が流れるパルス幅を可変とする。デューティー又はパルス幅を漸増させることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積の増加を漸次漸増させる。
　デューティー及びパルス幅を漸増させることにより、スイッチング素子のオフ動作によりクランプ電圧が抑制される状態にあっても、オフ状態の時間幅を相対的に長くすることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積に対して、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積が少ないことにより生じる直流リアクトルの磁気飽和を抑制する。
　ここで、漸増は初期値から所定値に向かって漸次増加させることを意味する。漸増により至る定常値は、スイッチング素子のオン状態により、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となるデューティー又はパルス幅である。初期値は定常値よりも十分に小さな値である。
　パルスモードにおいて、パルス動作は、起動時の初期段階と起動後の定常段階を備え、初期段階においてキャパシタ電圧が増加し、キャパシタ電圧がリセットするのに十分な電圧に達した後に定常段階に移行する。定常段階では、キャパシタ電圧によるクランプ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となる。この定常段階では、直流リアクトルに印加される電圧は、キャパシタ電圧のクランプ電圧に抑制されるが、このキャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、定常段階において定常デューティーに切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルが磁気飽和することはない。
　本発明の直流パルス電源装置のデューティー制御について図１～３を用いて説明し、本発明の直流パルス電源の概略構成について図４を用いて説明する。本発明の直流パルス電源の構成例について図５～図１０を用いて説明する。
［デューティー制御］
　図１は本発明の直流パルス電源装置のデューティー制御を説明するフローチャートであり、パルスモードにおけるデューティー制御を示している。図２はデューティー制御による出力電圧（図２（ａ））、直流リアクトル電流（図２（ｂ））、キャパシタ電圧（図２（ｃ））の各波形を示している。また、図２（ｄ）はパルスモードの初期段階において磁気飽和が抑制される状態を示している。
　直流パルス電源装置は、プラズマを負荷とする場合は、イグニッションモード、直流モード、及びパルスモードの各モードのパルス動作によりプラズマ負荷に対して電力供給を行う。パルス動作は、はじめにイグニッションモードによりプラズマを着火させ、直流モードで一定の放電電圧状態を経た後、パルスモードにより生成したパルス出力を負荷に送る。パルスモードでは、直流電圧を所定のデューティーでオン／オフ動作させることにより生成したパルス出力をプラズマ負荷に供給し、プラズマ放電を維持する。
　図２では、イグニッションモードをＩＧモードで表記し、直流モードをＤＣモードで表記している。図２（ａ）に示す出力電圧波形において、イグニッションモードでは出力電圧は接地レベル（ＧＮＤレベル）から直線状に増加する。プラズマが着火した後、イグニッションモードから直流モードに切り替え、直流モードで一定電圧の直流電圧を印加した後、パルスモードに切り替えパルス出力を生成する。
　本発明のデューティー制御は、パルスモードにおいて、開始デューティー値（DutyA）、遷移デューティー値（DutyB）、及びパルスモードの定常デューティー値（DutyPU）の各デューティー値にデューティーを切り替えながらパルス出力を生成する。
　本発明のデューティー制御は、パルスモードを初期段階と定常段階の２段階で制御する。初期段階は、クランプ電圧を形成するキャパシタ電圧ＶCが０Ｖから充電を開始し、定常デューティーにおいて磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に上昇するまでの期間である。この初期段階では、キャパシタ電圧ＶCは直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのには充電が不十分な状態にある。そのため、デューティーを定常状態の定常デューティーで駆動すると直流リアクトルは磁気飽和となり、過剰電流が発生するおそれがある。
この磁気飽和の発生を抑制するため、初期段階ではデューティーを漸増させ、開始デューティー値（DutyA）から定常デューティー値（DutyB）に向けて徐々に増加させる。
　定常段階は、定常状態のパルス出力を生成する期間であり、定常デューティー値（DutyPU）のデューティーにより直流電圧からパルス出力を生成する。この定常段階では、キャパシタ電圧ＶCが磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電されているため、定常デューティー値（DutyPU）によりスイッチング素子をオン／オフ動作させる状態であっても直流リアクトルの磁気飽和はリセットされる。以下、パルスモードの初期段階と定常段階について説明する。
［パルスモードの初期段階］
　パルスモードの初期段階は開始時から遷移期間に進み、その後定常段階に移行する。
（パルスモードの開始時）
　パルスモードの開始時では、直流リアクトル電流ｉDCLは零であり（図２（ｂ））、キャパシタ電圧ＶCは接地電圧レベル（GND）にある（図２（ｃ））。キャパシタ電圧ＶCは直流リアクトルの磁気飽和をリセットする電圧として用いられるが、パルスモードの開始時では接地電圧レベル（GND）にあるため、直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのには不十分である。
　パルスモードの開始時からパルスモードの定常段階の定常デューティー値（DutyPU）でパルス動作が行われると、定常デューティー値（DutyPU）に応じたオン／オフ動作が複数回繰り返され、パルス幅に応じた状態の直流リアクトル電流が直流リアクトルに流れる。
定常デューティー値（DutyPU）は、プラズマ状態を維持するために必要な電力を供給するのに十分な電力が得られるように設定されるため、磁気飽和のリセット電圧が不十分な状態でパルス出力が繰り返して出力されると、その間に直流リアクトルは磁気飽和に至る。
　本発明のデューティー制御では、開始時の一周期目において、定常デューティー値（DutyPU）のパルス幅よりも短いパルス幅を有する開始デューティー値（DutyA）によりパルス動作を開始する（Ｓ１）。開始時の一周期目のパルス動作において、スイッチング素子がオン状態となるパルス幅の間、直流リアクトル電流ｉDCL及びキャパシタ電圧ＶCは増加する（図２（ｂ），（ｃ））。キャパシタ電圧ＶCは０Ｖから増加していくため、磁気飽和をリセットするのには不十分である。
（デューティーの遷移期間）
　パルスモードの開始時では、キャパシタ電圧ＶCは磁気飽和をリセットするのには不十分であるため、引き続く遷移期間においてキャパシタ電圧ＶCを増加させる。
　パルスモードの開始時の一周期のパルス動作を行った後（Ｓ２）、キャパシタ電圧ＶCが磁気飽和リセットに十分な電圧に達したか否かを判定する。この判定は、キャパシタ電圧ＶCの電圧値、又は、キャパシタ電圧ＶCの電圧変化ΔＶCを検出することにより行うことができる。キャパシタ電圧ＶCの充電が完了し磁気飽和リセットに十分な電圧に達した段階では、キャパシタ電圧ＶCは一定電圧の充電完了電圧となり、電圧変化ΔＶCは変化しなくなる。なお、キャパシタ電圧ＶCの充電完了電圧は、磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に対応して設定した設定電圧とする。
　キャパシタ電圧ＶCと設定電圧との比較により、キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達したことが検出されたとき、又は、キャパシタ電圧ＶCの電圧変化ΔＶCと設定値との比較により、電圧変化ΔＶCが減少して設定値以内となったことが検出されたとき、キャパシタの充電が完了し、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に至ったものと判定する。なお、設定電圧及び設定値は電圧クランプ部に設けられたキャパシタの充電完了電圧、及びキャパシタの充電完了時の電圧変動幅を用いることができる。
　キャパシタが充電完了状態に至らず、キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達していない場合、あるいは電圧変化ΔＶCが設定値を越えている場合には、開始時に続く遷移期間において、開始デューティー値（DutyA）に代えて遷移デューティー値（DutyB）によりデューティーを増加させる。遷移期間の遷移デューティー値（DutyB）は、例えば、前周期のデューティーにΔDutyを加算することにより定めることができる。遷移期間の最初の周期の遷移デューティー値（DutyB）は開始デューティー値（DutyA）にΔDutyを加算することにより定め、遷移期間の次の周期からは、前回の遷移デューティー値（DutyB）にΔDutyを加算することにより定めることができる。加算分のΔDutyはデューティーの遷移幅であり、例えば、初期段階のパルス幅変化区間の周期数N、開始デューティー値（DutyA）、定常デューティー値（DutyPU）に基づいて（DutyPU－DutyA）／Nにより定めることができる。
なお、この加算分ΔDutyの増加量は一例であり、周期数N、開始デューティー値（DutyA）、及び定常デューティー値（DutyPU）の条件の範囲内で任意に設定することができる。
　デューティーの遷移期間では、キャパシタ電圧ＶCは各周期のパルス動作により充電完了電圧に向かって増加する。一方、直流リアクトル電流ｉDCLはスイッチング素子がオン状態となる区間での増加と、オフ状態となる区間での減少を繰り返して徐々に増加するが、キャパシタ電圧ＶCの増加によりオフ状態での電圧時間積が増加するため磁気飽和がリセットされていくため、直流リアクトル電流ｉDCLの上限は磁気飽和レベル以下に制限される。
　デューティーの遷移期間の最後の周期において、キャパシタ電圧ＶCは直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電される。Ｓ３の工程において、キャパシタ電圧ＶCの充電完了状態が検出されると、デューティーを遷移デューティー値（DutyB）から定常デューティー値（DutyPU）に切り替えて、定常デューティー値（DutyPU）によるパルス動作によりパルス出力を生成する（Ｓ５）。
　図２（ｄ）はパルスモードの初期段階の電圧時間積の状態を示している。パルスモードの初期段階では、スイッチング素子がオン状態である期間（Ｔon）では、スイッチング素子のオン抵抗電圧に相当する電圧が印加され、スイッチング素子がオフ状態である期間（Ｔoff）では直流リアクトルの両端電圧にはクランプ電圧が印加される。クランプ電圧はキャパシタの充電電圧であるキャパシタ電圧であり、初期段階では０Ｖから徐々に増加する。初期段階の当初の間は、スイッチング素子がオフ期間（Ｔoff）の電圧時間積Ｓoffはスイッチング素子がオン期間（Ｔon）の電圧時間積Ｓonよりも小さく、直流リアクトルは偏磁する状態にあるが、クランプ電圧が徐々に増加するに従って電圧時間積Ｓoffと電圧時間積Ｓonの差分は減少し、磁気飽和はリセットされる状態となる。
［パルスモードの定常段階］
　パルスモードの定常段階では、定常デューティー値（DutyPU）のデューティーによりパルス動作を行う。この定常段階では、キャパシタ電圧ＶCは直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電されているため、直流リアクトルは磁気飽和することなくリセットされ、直流リアクトル電流ｉDCLは各周期内で増減して変動するものの磁気飽和レベルを越えることはない。
　図３は、本発明のデューティー制御により直流リアクトル電流の電流波形を示している。図示する電流波形は、イグニションモード、直流モード、及びパルスモードの初期段階、及び定常段階の何れのモードにおいても、直流リアクトル電流は過剰電流とならないことを示している。
［直流パルス電源装置の概略構成］
　図４は本発明の直流パルス電源装置の構成例を示している。直流パルス電源装置は直流電源部１０、パルス部２０、制御回路部４０、及び電圧検出部６０を備え、パルス部２０は直流電源部１０の直流電圧から生成したパルス出力を負荷５０に供給する。
　パルス部２０は、昇圧チョッパ回路により構成することができる。図４において、パルス部２０は直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直列接続により構成された昇圧チョッパ回路を備える。直流リアクトル２１は直流電源部１０側と負荷５０側との間に直列接続され、スイッチング素子２２は負荷５０側に対して並列接続される。駆動回路２３はスイッチング素子２２をオン／オフ動作させ、直流電圧を変換してパルス波形のパルス出力を生成する。また、直流リアクトル２１には電圧クランプ部３０clampのキャパシタＣが並列接続される。
　図示する構成例では、パルス部２０の直流電源側は、高電圧側の接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図では、スイッチング素子２２がＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側の端子ＡにドレインＤ側を接地電圧の高電圧側の端子Ｂに接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
　制御回路部４０は、目標のパルス出力に対応したスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める制御信号を生成し、駆動回路２３を介して昇圧チョッパ回路を制御する。駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２をオン／オフ動作させる。
　スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１の負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１の負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１を介して端子Ａに直流リアクトル電流ｉDCLが流れる。この際、直流リアクトル２１には電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１に蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１にはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティーに応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
　制御回路部４０は、イグニッションモードによりプラズマを着火させるイグニッションモード制御部４２、プラズマが着火した後、直流モードにより一定の放電電圧状態にさせる直流モード制御部４３、パルスモードのデューティー制御によりパルス出力を形成するパルスモード制御部４４、及び各モードを切り替えるモード切替部４１を備える。
　パルスモード制御部４４は、デューティー値を切り替えることによりスイッチング素子２２を閉じてオン状態にするパルス幅を変更する。初期段階においては、はじめに開始デューティー値を用いて一周期分のパルス動作を行い、引き続いて遷移デューティー値により複数の周期間でデューティーを漸増させる。初期段階でデューティーを増加させた後、以後のパルスモードの各周期では定常デューティーによりパルス動作を行ってパルス出力を形成する。
　パルスモード制御部４４は、パルス幅を可変とするデューティー制御部４４ｃを備え、パルス動作の初期段階において、スイッチング素子を閉じるパルス幅を漸増させ、スイッチング素子をオン状態として、直流リアクトルに大きな直流リアクトル電流が流れる時間を長くする。パルス幅を漸増させることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積との差分が増加することを抑制し、初期段階での磁気飽和の発生を抑止する。パルス動作の定常段階では、パルスモードの定常デューティーのパルス幅でスイッチング素子を閉じ、負荷に対して定常電力を供給する。定常段階では、キャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、キャパシタ電圧により電圧がクランプされた状態であっても、定常段階のデューティーに切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルが磁気飽和することはない。
　デューティー制御部４４ｃは、開始デューティー部４４c1、遷移デューティー部４４c2、及び定常デューティー部４４c3を備える。開始デューティー部４４c1は開始デューティー値（DutyA）を備え、遷移デューティー部４４c2は遷移デューティー値（DutyB）、定常デューティー部４４c3は定常デューティー値（DutyPU）を備える。また、パルスモード制御部４４は、デューティー制御部４４ｃの他に、一周期分を検出する周期検出部４４a、及びキャパシタ電圧ＶC又はキャパシタ電圧の電圧変化ΔＶCを用いて、キャパシタの充電状態を判定する電圧判定部４４bを備える。キャパシタ電圧ＶCは電圧検出部６０により検出される。
　モード切替部４１は、外部からの開始信号を受けて、イグニッションモード制御部４２にイグニッションを開始する信号を送る。イグニッションモード制御部４２は開始信号を受けてイグニッション動作を行う。
　モード切替部４１は、出力電圧Ｖoをモニターし、出力電圧Ｖoに基づいてイグニッションモードから直流モードに切り替える切替信号を直流モード制御部４３に送る。直流モード制御部４３は一定電圧の直流電圧の印加により放電電圧状態にさせる。
　モード切替部４１は、直流モードの後、パルスモードに切り替える切替信号をパルスモード制御部４４に送る。
　パルスモード制御部４４において、デューティー制御部４４cは、開始デューティー部４４c1の開始デューティー値（DutyA）を用いてパルスモードの制御を開始する。駆動回路２３は開始デューティー値（DutyA）のパルス幅で一周期のオン／オフ動作を行う。
　周期検出部４４aはパルスモードの切替信号を受けた後、パルス動作の各周期を検出する。周期検出部４４aはパルス動作の周期を検出する毎に電圧判定部４４bにキャパシタの充電状態の判定を指示する。電圧判定部４４bはパルス動作の周期毎に、電圧検出部６０で検出したキャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達したか否かの判定、又はキャパシタ電圧ＶCと前周期のキャパシタ電圧ＶCとの差である電圧変化ΔＶCが設定値よりも大きな電圧変化であるか否かの判定を行う。
　キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達していない場合、あるいは電圧変化ΔＶCが設定値を越える場合には、デューティー制御部４４cは、遷移デューティー部４４c2の遷移デューティー値（DutyB）を用いて駆動回路２３を制御する。遷移デューティー部４４c2は、周期毎に、遷移デューティー値（DutyB）を漸増させて更新する。
　遷移デューティー部４４c2は、前回の遷移デューティー値（DutyB）にΔDutyを加算することにより遷移デューティー値（DutyB）を更新する。最初の遷移デューティー値（DutyB）は、前回の遷移デューティー値として開始デューティー値（DutyA）を用いる。
　キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達した場合、あるいは電圧変化ΔＶCが設定値を越えない場合には、遷移デューティー値（DutyB）からパルスモードの定常デューティー値（DutyPU）に切り替え、定常デューティー部４４c3の定常デューティー値（DutyPU）を用いて駆動回路２３を制御する。
［直流パルス電源装置の構成例］
　以下、直流パルス電源装置の構成例について説明する。構成例の直流パルス電源装置のパルス部は、直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する回生部を備える。回生部は直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成として、直流リアクトルの並列接続したキャパシタを備える。
　第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端のリアクトル電圧を回生する構成であり、第２～第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。
また、回生するリアクトル電圧について、第１～第５の構成例は直流電源の低電圧側の電圧を基準電圧としている。
［直流パルス電源装置の第１の構成例］
　本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例について図５を用いて説明する。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷５に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ａ、駆動回路２３と回生部３０を制御する制御回路部４０、及びキャパシタ電圧を検出する電圧検出部６０を備え、出力ケーブル３を介して負荷５にパルス出力を供給する。図５では、負荷５としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷５はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。
（直流電源部）
　直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイクの高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図５に示す構成では、負荷５としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
　単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。
（パルス部）
　パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
　制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるために、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。
　駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。
　スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れ、直流リアクトル２１ａには直流リアクトル電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａには直流リアクトル電流により電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
（回生部）
　回生部３０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部３０は、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。回生部３０は、回生機能と共に電圧クランプ部３０clampの機能を構成している。
　キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０はキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。
　また、図５に示す回路構成では、回生部３０は、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。
　インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。したがって、回生部３０は電圧クランプ部３０clampの機能を構成している。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。
　変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。
　整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。
　電圧検出部６０は、直流リアクトル２１ａにキャパシタ電圧ＶC1によるクランプ電圧を検出し、検出信号βを制御回路４０に送る。制御回路４０中の電圧判定部４４bは、検出信号βによるキャパシタ電圧ＶCに基づいてキャパシタの充電状態を判定する。
　なお、回生部３０の構成は直流リアクトル２１ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源側の回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。
（回生部の構成例）
　図６を用いて直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
　回生部３０は、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1～ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1～ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。
［直流パルス電源装置の第２の構成］
　図７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０の昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２とを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｂ－１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂ－２の一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１を介して端子Ａに直流リアクトル電流が流れる。この際、直流リアクトルにより第１の直流リアクトル２１ｂ－１に電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１に蓄積された蓄積エネルギーにより第１の直流リアクトル２１ｂ－１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂ－２にはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第２の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。
　回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１と第２の直流リアクトル２１ｂ－２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｂ－１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ－１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　回生部３０は、第１の構成例と同様に電圧クランプ部を構成し、第１の直流リアクトル２１ｂ－１の両端電圧を電圧クランプする。また、電圧検出部６０は、第１の直流リアクトル２１ｂ－１のキャパシタ電圧ＶC1によるクランプ電圧を検出し、検出信号βを制御回路４０に送る。制御回路４０中の電圧判定部４４bは、検出信号βによるキャパシタ電圧ＶCに基づいてキャパシタの充電状態を判定する。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ－２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
［直流パルス電源装置の第３の構成］
　図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。
　複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｃ－１と第２の直流リアクトル２１ｃ－２とが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ｃ－１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｃ－２の一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ－１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｃを介して端子Ａに直流リアクトル電流が流れる。この際、直流リアクトルにより第１の直流リアクトル２１ｃに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ－１に蓄積された蓄積エネルギーにより第１の直流リアクトル２１ｃ－１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｃ－２には第１の直流リアクトル２１ｃ－１との磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ｃ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｃ－１と第２の直流リアクトル２１ｃ－２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ－１と第２の直流リアクトル２１ｃ－２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｃ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第３の構成例の回生部は、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。
　回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ－１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｃ－１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ－１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ－１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　回生部３０は、第１の構成例と同様に電圧クランプ部を構成し、直流リアクトル２１ｃ－１の両端電圧を電圧クランプする。また、電圧検出部６０は、直流リアクトル２１ｃ－１のキャパシタ電圧ＶC1によるクランプ電圧を検出し、検出信号βを制御回路４０に送る。制御回路４０中の電圧判定部４４bは、検出信号βによるキャパシタ電圧ＶCに基づいてキャパシタの充電状態を判定する。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｃ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ－２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｃ－１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ｃ－１と第２の直流リアクトル２１ｃ－２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。
［直流パルス電源装置の第４の構成］
　図９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｄの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。
　第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。
　複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｄ－１と第２の直流リアクトル２１ｄ－２とを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ｄ－１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｄ－２の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ－１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｄ－１を介して端子Ａに直流リアクトル電流が流れる。この際、直流リアクトルにより第１の直流リアクトル２１ｄ－１に電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ－１に蓄積された蓄積エネルギーにより第１の直流リアクトル２１ｄ－１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｄ－２には第１の直流リアクトル２１ｄ－１との磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ｄ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｄ－１と第２の直流リアクトル２１ｄ－２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ－１と第２の直流リアクトル２１ｄ－２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｄ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。
　回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ－１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｄ－１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ－１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ－１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　回生部３０は、第１の構成例と同様に電圧クランプ部を構成し、直流リアクトル２１ｄ－１の両端電圧を電圧クランプする。また、電圧検出部６０は、直流リアクトル２１ｄ－１のキャパシタ電圧ＶC1によるクランプ電圧を検出し、検出信号βを制御回路４０に送る。制御回路４０中の電圧判定部４４bは、検出信号βによるキャパシタ電圧ＶCに基づいてキャパシタの充電状態を判定する。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｄ－２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ｄ－１と第２の直流リアクトル２１ｄ－２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。
［直流パルス電源装置の第５の構成］
　図１０を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは直流電源の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１ｅは直流電源の高電圧側の電源ラインに接続される。
　タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２とを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｅ－１の一端は直流電源の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｅ－２の一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｅ－２を介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ｅ－１、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに直流リアクトル電流が流れる。この際、直流リアクトルにより第１の直流リアクトル２１ｅ－１に電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ－１に蓄積された蓄積エネルギーにより第１の直流リアクトル２１ｅ－１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｅ－２にはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ－２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第５の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。
　回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ－１と第２の直流リアクトル２１ｅ－２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｅ－１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ－１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｄから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　回生部３０は、第１の構成例と同様に電圧クランプ部を構成し、直流リアクトル２１ｅ－１の両端電圧を電圧クランプする。また、電圧検出部６０は、直流リアクトル２１ｅ－１のキャパシタ電圧ＶC1によるクランプ電圧を検出し、検出信号βを制御回路４０に送る。制御回路４０中の電圧判定部４４bは、検出信号βによるキャパシタ電圧ＶCに基づいてキャパシタの充電状態を判定する。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ－２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖｏ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｅ－１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
　第１の構成例～第５の構成例に示した直流パルス電源装置において、制御回路部４０は、一定周期でパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備え、パルスモード制御部は、パルス幅を可変とするデューティー制御部を備える。デューティー制御部は、パルス動作の初期段階において、スイッチング素子を閉じて直流リアクトルに流れる直流リアクトル電流のパルス幅を漸増させることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積との差分が増加することを抑制し、パルスモードの初期段階における磁気飽和の発生を抑制する。
　また、スイッチング素子のＳ端子の電圧をサージ電圧よりも低い電圧にクランプして、スイッチング素子に加わる過剰な電圧上昇を抑制すると共に、パルスモード制御部のデューティー制御により、直流リアクトル２１ａ～２１ｅの磁気飽和をリセットさせる。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。
　１　　直流パルス電源装置
　２　　交流電源
　３　出力ケーブル
　５　負荷
　１０　直流電源部
　１１　整流器
　１２　スナバ回路
　１３　単相インバータ回路
　１４　単相変圧器
　１５　整流器
　１６　キャパシタ
　２０　パルス部
　２０Ａ～２０Ｄ　パルス部
　２１，２１ａ～２１ｅ　直流リアクトル
　２２　スイッチング素子
　２３　駆動回路
　３０　回生部
　３０clamp　電圧クランプ部
　３１　ダイオード
　３２　キャパシタ
　３３　インバータ回路
　３３ａ　ブリッジ回路
　３３ｂ駆動回路
　３４　変圧器
　３５　整流器
　４０　制御回路部
　４１　モード切替部
　４２　イグニッションモード制御部
　４３　直流モード制御部
　４４　パルスモード制御部
　４４a　周期検出部
　４４b　電圧判定部
　４４c　デューティー制御部
　４４c1　開始デューティー部
　４４c2　遷移デューティー部
　４４c3　定常デューティー部
　４４ｃ　デューティー制御部
　５０　負荷
　６０　電圧検出部
　１００　直流パルス電源装置
　１１０　直流電源部
　１２０　パルス部
　１２１　直流リアクトル
　１２２　スイッチング素子
　１２３　駆動回路
　１４０　制御回路部
　１５０　負荷
　ＱR1-ＱR4　スイッチング素子
　ｉDCL　直流リアクトル電流
　ΔＶC　　　　　　電圧変化
　α　　　制御信号
　β　　　検出信号

Claims (8)

  1. 　直流電源と、
    　前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
    　前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、当該キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、
    　前記パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備え、
    　前記制御回路部は、一定周期でパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備え、
    　前記パルスモード制御部は、パルス幅を可変とするデューティー制御部を備え、
    　前記デューティー制御部は、前記パルス動作の初期段階において、前記スイッチング素子を閉じて直流リアクトルを通電状態とするパルス幅を漸増させることを特徴とする直流パルス電源装置。
  2. 　前記デューティー制御部は、
    　前記パルス動作の初期段階において、
    　パルス動作の開始時の初期デューティー値、及び
    　前記パルス幅が漸増する遷移デューティー値を備え、
    　前記パルス動作の初期段階後の定常段階において、
    　前記パルス幅が固定された定常デューティー値を備え、
    　前記キャパシタのキャパシタ電圧又はキャパシタ電圧の電圧変化に基づいて、前記遷移デューティー値から定常モードデューティー値へ切り替えることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  3. 　前記パルスモード制御部は前記キャパシタ電圧の電圧又は電圧変化に基づいてキャパシタの充電状態を判定する電圧判定部を備え、
    　前記デューティー制御部は、前記電圧判定部がキャパシタ電圧の電圧又は電圧変化により判定した結果に基づいて、前記遷移デューティー値から定常モードデューティー値へ切り替えることを特徴とする、請求項２に記載の直流パルス電源装置。
  4. 　前記直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源に回生する回生部を備え、
    　前記回生部は前記直流リアクトルに並列接続された前記キャパシタを備え、前記キャパシタは前記直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項１～３の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
  5. 　直流電源と、
    　前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
    　前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
    　前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、当該キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、
    　前記パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備えた直流パルス電源装置のデューティー制御方法であり、
    　前記制御回路部は、
    　前記スイッチング素子を一定周期のパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御において、前記スイッチング素子を閉じて直流リアクトルを通電状態とするパルス幅を可変とするデューティー制御を行い、
    　前記デューティー制御は、
    　パルス動作の初期段階において、
    　前記パルス幅をパルス動作開始時の初期値から漸増させ、
    　初期段階の後のパルス動作の定常段階において、
    　前記パルス幅を所定の固定幅に保持することを特徴とする直流パルス電源装置のデューティー制御方法。
  6. 　前記制御回路部は、
    　前記キャパシタのキャパシタ電圧の規定電圧への充電に基づいて、前記初期段階から定常段階へ切り替えることを特徴とする、請求項５に記載の直流パルス電源装置のデューティー制御方法。
  7. 　前記制御回路部は、
    　前記キャパシタのキャパシタ電圧の電圧変化が所定の変動幅内に収まることに基づいて、前記初期段階から定常段階へ切り替えることを特徴とする、請求項５に記載の直流パルス電源装置のデューティー制御方法。
  8. 　前記規定電圧は前記直流リアクトルの磁気飽和をリセットするリセット電圧であることを特徴とする請求項６に記載の直流パルス電源装置のデューティー制御方法。
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