WO2020194753A1 - モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機 - Google Patents

モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機 Download PDF

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WO2020194753A1
WO2020194753A1 PCT/JP2019/013889 JP2019013889W WO2020194753A1 WO 2020194753 A1 WO2020194753 A1 WO 2020194753A1 JP 2019013889 W JP2019013889 W JP 2019013889W WO 2020194753 A1 WO2020194753 A1 WO 2020194753A1
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current
switching element
motor drive
drive device
switching elements
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PCT/JP2019/013889
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和徳 畠山
裕次 ▲高▼山
遥 松尾
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三菱電機株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/26—Arrangements for controlling single phase motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device for driving a single-phase motor, and an electric vacuum cleaner and a hand dryer equipped with the motor drive device.
  • a current detecting means is used between the connection point of the two lower switching elements of the inverter and the negative terminal of the DC power supply in order to detect the motor current flowing from the inverter to the single-phase motor.
  • the configuration in which the shunt resistance is provided is disclosed.
  • Patent Document 1 has a problem that there is an undetectable period in which the motor current cannot be detected in one cycle of the motor current depending on the switching state of the switching element provided in the inverter.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device capable of reliably detecting a motor current by eliminating an undetectable period in one cycle of the motor current.
  • the motor drive device includes an inverter, a first current detecting means, a second current detecting means, and a control unit.
  • the inverter includes a first leg in which the first switching element of the upper arm and the second switching element of the lower arm are connected in series, and a third switching element of the upper arm and a fourth switching element of the lower arm. It comprises a second leg in which and are connected in series. The first leg and the second leg are connected in parallel to the DC power supply.
  • the inverter converts the DC power supplied from the DC power source into AC power and supplies it to the single-phase motor.
  • the first current detecting means detects the current flowing through the first leg.
  • the second current detecting means detects the current flowing through the second leg.
  • a first period in which a non-pulse current flows through the detector of the first current detecting means and a second period in which a non-pulse current flows through the detector of the second current detecting means are continuous.
  • the first to fourth switching elements are controlled in this way.
  • the motor drive device According to the motor drive device according to the present invention, there is an effect that the motor current can be reliably detected by eliminating the undetectable period in one cycle of the motor current.
  • Configuration diagram of a motor drive system including a motor drive device according to an embodiment Circuit diagram of the inverter shown in FIG.
  • a block diagram showing an example of the carrier comparison unit shown in FIG. A time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison part shown in FIG.
  • a block diagram showing another example of the carrier comparison unit shown in FIG. A time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison part shown in FIG.
  • FIG. 2 shows one of the current paths when power is supplied from the battery to the single-phase motor.
  • the other current path when power is supplied from the battery to the single-phase motor is shown in FIG.
  • FIG. 2 shows one of the current paths when the inverter operates the flywheel.
  • the other current path when the inverter operates the flywheel is shown in FIG.
  • Figure 2 shows one of the current paths when the energy of a single-phase motor is regenerated into a battery.
  • the other current path when the energy of the single-phase motor is regenerated into the battery is shown in FIG.
  • FIG. 1 The figure which shows the structure of the modification of the current detection part shown in FIG.
  • FIG. 1 The figure which shows various waveforms when the inverter is operated in the one-sided PWM mode which can eliminate the operating state of FIG.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive system 1 including a motor drive device 2 according to an embodiment.
  • the motor drive system 1 shown in FIG. 1 includes a single-phase motor 12, a motor drive device 2, a battery 10, and a voltage sensor 20.
  • the motor drive device 2 supplies AC power to the single-phase motor 12 to drive the single-phase motor 12.
  • the battery 10 is a DC power source that supplies DC power to the motor drive device 2.
  • the voltage sensor 20 detects the DC voltage V dc output from the battery 10 to the motor drive device 2.
  • the single-phase motor 12 is used as a rotary electric machine for rotating an electric blower (not shown).
  • the single-phase motor 12 and the electric blower are mounted on devices such as a vacuum cleaner and a hand dryer.
  • the voltage sensor 20 detects the DC voltage V dc , but the detection target of the voltage sensor 20 is not limited to the DC voltage V dc output from the battery 10.
  • the detection target of the voltage sensor 20 may be an inverter output voltage which is an AC voltage output from the inverter 11.
  • the "inverter output voltage” is the output voltage of the motor drive device 2, and is synonymous with the "motor applied voltage” described later.
  • the motor drive device 2 includes an inverter 11, a current detection unit 22, a control unit 25, and a drive signal generation unit 32.
  • the inverter 11 drives the single-phase motor 12 by converting the DC power supplied from the battery 10 into AC power and supplying it to the single-phase motor 12.
  • the inverter 11 is assumed to be a single-phase inverter, it may be any one capable of driving the single-phase motor 12. Further, although not shown in FIG. 1, a capacitor for voltage stabilization may be inserted between the battery 10 and the inverter 11.
  • the current detection unit 22 generates and outputs two current signals Ima and Imb and a protection signal Sps for restoring the motor current Im.
  • the current signals Imma and Imb are described as current signals, voltage signals converted into voltage values may be used.
  • a voltage amplitude command V *, a DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20, and current signals Imma, Imb and protection signals Sps detected by the current detection unit 22 are input to the control unit 25.
  • the voltage amplitude command V * is an amplitude value of the voltage command V m described later.
  • the control unit 25 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 (hereinafter, referred to as “Q1 to Q4”) based on the voltage amplitude command V * and the DC voltage V dc .
  • the inverter output voltage is controlled by the PWM signals Q1 to Q4, and a desired voltage is applied to the single-phase motor 12.
  • control unit 25 generates PWM signals Q1 to Q4 for stopping the operation of the switching element of the inverter 11 based on the protection signal Sps.
  • the PWM signals Q1 to Q4 stop the operation of the inverter 11 and cut off the power supply to the single-phase motor 12.
  • the drive signal generation unit 32 converts the PWM signals Q1 to Q4 output from the control unit 25 into drive signals S1, S2, S3, S4 for driving the inverter 11 and outputs the PWM signals to the inverter 11.
  • the control unit 25 has a processor 31, a carrier generation unit 33, and a memory 34.
  • the processor 31 generates the above-mentioned PWM signals Q1 to Q4.
  • the processor 31 also performs arithmetic processing related to advance angle control in addition to arithmetic processing related to PWM control.
  • the processor 31 may be referred to as a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a microcomputer, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the program read by the processor 31 is stored in the memory 34.
  • the memory 34 is used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing.
  • the memory 34 is generally a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Project ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Details of the configuration of the carrier generation unit 33 will be described later.
  • An example of the single-phase motor 12 is a brushless motor.
  • a plurality of permanent magnets (not shown) are arranged in the circumferential direction on the rotor 12a of the single-phase motor 12. These plurality of permanent magnets are arranged so that the magnetizing directions are alternately reversed in the circumferential direction, and form a plurality of magnetic poles of the rotor 12a.
  • a winding (not shown) is wound around the stator 12b of the single-phase motor 12.
  • a motor current flows through the winding.
  • the number of magnetic poles of the rotor 12a is assumed to be 4 poles, but the number of magnetic poles may be other than 4 poles.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the inverter 11 shown in FIG.
  • the inverter 11 has a plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 (hereinafter, referred to as “51 to 54”) to be bridge-connected.
  • the switching elements 51 and 52 form the leg 5A, which is the first leg.
  • the leg 5A is a series circuit in which the switching element 51, which is the first switching element, and the switching element 52, which is the second switching element, are connected in series.
  • the switching elements 53 and 54 form a leg 5B which is a second leg.
  • the leg 5B is a series circuit in which a switching element 53, which is a third switching element, and a switching element 54, which is a fourth switching element, are connected in series.
  • the legs 5A and 5B are connected in parallel with each other between the DC bus 16a on the high potential side and the DC bus 16b on the low potential side. As a result, the legs 5A and 5B are connected in parallel to both ends of the battery 10.
  • the switching elements 51 and 53 are located on the high potential side, and the switching elements 52 and 54 are located on the low potential side.
  • the high potential side is referred to as an "upper arm” and the low potential side is referred to as a "lower arm”. Therefore, the switching element 51 of the leg 5A may be referred to as the "first switching element of the upper arm”, and the switching element 52 of the leg 5A may be referred to as the "second switching element of the lower arm”.
  • the switching element 53 of the leg 5B may be referred to as a "third switching element of the upper arm”, and the switching element 54 of the leg 5B may be referred to as a "fourth switching element of the lower arm”.
  • connection point 6A between the switching element 51 and the switching element 52 and the connection point 6B between the switching element 53 and the switching element 54 form an AC end in the bridge circuit.
  • a single-phase motor 12 is connected between the connection point 6A and the connection point 6B.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effective Transistor
  • FET Field-Effective Transistor
  • the switching element 51 is formed with a body diode 51a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 51.
  • the switching element 52 is formed with a body diode 52a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 52.
  • the switching element 53 is formed with a body diode 53a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 53.
  • a body diode 54a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 54 is formed in the switching element 54.
  • Each of the plurality of body diodes 51a, 52a, 53a, 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET and is used as a freewheeling diode. A separate recirculation diode may be connected. Further, instead of the MOSFET, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching elements 51 to 54 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, and may be MOSFETs formed of wide bandgap (Wide Band Gap: WBG) semiconductors such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond.
  • WBG Wide Band Gap
  • WBG semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using WBG semiconductors for the plurality of switching elements 51 to 54, the withstand voltage resistance and allowable current density of the switching elements are increased, and the semiconductor module incorporating the switching elements can be miniaturized. Further, since the WBG semiconductor has high heat resistance, it is possible to reduce the size of the heat radiating part for radiating heat generated by the semiconductor module, and it is possible to simplify the heat radiating structure for radiating heat generated by the semiconductor module. Is.
  • the switching elements 52 and 54 which are the elements of the lower arm, are preferably elements formed of a WBG semiconductor.
  • the number of switchings of the switching elements 52 and 54, which are the elements of the lower arm is larger than that of the switching elements 51 and 53, which are the elements of the upper arm. More. Therefore, the operating efficiency of the inverter 11 can be improved by using the switching elements 52 and 54, which have a relatively large number of switching times, as the elements formed of the WBG semiconductor.
  • the switching elements 52 and 54 which are the elements of the lower arm, have a larger current capacity than the switching elements 51 and 53, which are the elements of the upper arm.
  • An element having a large current capacity has a smaller on-resistance than an element having a small current capacity. Therefore, by making the switching elements 52 and 54 larger in current capacity than the switching elements 51 and 53, the conduction loss can be further reduced, and the operating efficiency of the inverter 11 can be improved.
  • a shunt resistor 55a is provided between the terminal on the low potential side of the switching element 52 and the DC bus 16b, and between the terminal on the low potential side of the switching element 54 and the DC bus 16b. Is provided with a shunt resistor 55b.
  • the shunt resistor 55a is a detector for detecting the current flowing through the leg 5A
  • the shunt resistor 55b is a detector for detecting the current flowing through the leg 5B.
  • the shunt resistor 55a and the current detecting unit 22 form a "first current detecting means”
  • the shunt resistor 55b and the current detecting unit 22 form a "second current detecting means".
  • the component corresponding to the shunt resistor 55a is referred to as a "detector of the first current detecting means” or the “first current detector”, and the component corresponding to the shunt resistor 55b is referred to as a "first”. It may be referred to as a “detector of the second current detecting means” or a “second current detector”.
  • the shunt resistor 55a is not limited to that shown in FIG. 2 as long as it can detect the current flowing through the leg 5A.
  • the shunt resistor 55a is located between the DC bus 16a and the terminal on the high potential side of the switching element 51, between the terminal on the low potential side of the switching element 51 and the connection point 6A, or between the connection point 6A and the high potential of the switching element 52. It may be arranged between the terminal on the side.
  • the shunt resistor 55b is located between the DC bus 16a and the terminal on the high potential side of the switching element 53, between the terminal on the low potential side of the switching element 53 and the connection point 6B, or between the connection point 6B and the switching element 54.
  • the on-resistance of the MOFFET may be used to detect the current with the voltage generated across the on-resistance.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a functional part that generates a PWM signal among the functional parts of the control unit 25 shown in FIG.
  • the carrier comparison unit 38 is input with the advance angle controlled advance phase ⁇ v and the reference phase ⁇ e used when generating the voltage command V m described later.
  • the reference phase ⁇ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle ⁇ m , which is an angle from the reference position of the rotor 12a, into an electric angle.
  • the motor drive device according to the present embodiment has a so-called position sensorless drive configuration in which the position sensor signal from the position sensor is not used. Therefore, the rotor mechanical angle ⁇ m and the reference phase ⁇ e are estimated by calculation.
  • the "advance angle phase” referred to here is a phase representing the "advance angle” which is the “advance angle” of the voltage command.
  • the “advance angle” referred to here is a phase difference between the motor applied voltage applied to the winding of the stator 12b and the motor-induced voltage induced in the winding of the stator 12b. The “advance angle” takes a positive value when the motor applied voltage is ahead of the motor induced voltage.
  • the carrier comparison unit 38 in addition to the advance phase ⁇ v and the reference phase ⁇ e , the carrier generated by the carrier generation unit 33, the DC voltage V dc, and the voltage which is the amplitude value of the voltage command V m Amplitude command V * is input.
  • the carrier comparison unit 38 generates PWM signals Q1 to Q4 based on the carrier, the advance phase ⁇ v , the reference phase ⁇ e , the DC voltage V dc, and the voltage amplitude command V *.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the carrier comparison unit 38 shown in FIG. FIG. 4 shows the detailed configuration of the carrier comparison unit 38A and the carrier generation unit 33.
  • a triangular wave carrier that moves up and down between "0" and "1" is shown.
  • the PWM control of the inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. In the case of synchronous PWM control, it is necessary to synchronize the carrier with the advance phase ⁇ v . On the other hand, in the case of asynchronous PWM control, it is not necessary to synchronize the carrier with the advance phase ⁇ v .
  • the carrier comparison unit 38A includes an absolute value calculation unit 38a, a division unit 38b, a multiplication unit 38c, a multiplication unit 38d, a multiplication unit 38f, an addition unit 38e, a comparison unit 38g, a comparison unit 38h, and an output inversion. It has a unit 38i and an output inversion unit 38j.
  • the absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value
  • is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20.
  • the output of the division unit 38b is the modulation factor.
  • the battery voltage which is the output voltage of the battery 10, fluctuates as the current continues to flow.
  • the value of the modulation factor can be adjusted so that the motor applied voltage does not decrease due to the decrease in the battery voltage.
  • a sine value of “ ⁇ e + ⁇ v ” obtained by adding the advance phase ⁇ v to the reference phase ⁇ e is calculated.
  • the calculated sine value of " ⁇ e + ⁇ v " is multiplied by the modulation factor which is the output of the division unit 38b.
  • the multiplier unit 38d, "1/2" is multiplied to an output of the multiplication unit 38c voltage command V m.
  • "1/2" is added to the output of the multiplication unit 38d.
  • "-1" is multiplied by the output of the addition unit 38e.
  • the output of the adder 38e, among the plurality of switching elements 51-54 are input to the comparator 38g as the positive side voltage instruction V m1 for driving the two switching elements 51, 53 of the upper arm, the multiplication unit 38f the output is input to the comparison unit 38h as a negative side voltage instruction V m2 for driving the two switching elements 52, 54 of the lower arm.
  • the comparison unit 38 g the positive voltage command V m1 and the amplitude of the carrier are compared.
  • the output of the output inversion unit 38i which is the inverted output of the comparison unit 38g, is the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparison unit 38g is the PWM signal Q2 to the switching element 52.
  • the negative side voltage command V m2 and the amplitude of the carrier are compared.
  • the output of the output inversion unit 38j which is the inverted output of the comparison unit 38h, is the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparison unit 38h is the PWM signal Q4 to the switching element 54.
  • the output inverting unit 38i does not turn on the switching element 51 and the switching element 52 at the same time
  • the output inverting unit 38j does not turn on the switching element 53 and the switching element 54 at the same time.
  • FIG. 5 is a time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison unit 38A shown in FIG.
  • the waveform of the positive voltage command V m1 output from the addition unit 38e, the waveform of the negative voltage command V m2 output from the multiplication unit 38f, the waveforms of the PWM signals Q1 to Q4, and the inverter output are shown.
  • the voltage waveform is shown.
  • PWM signal Q1 is “high (High)” when “low (Low)” next when the positive voltage command V m1 is greater than the carrier, the positive voltage command V m1 is smaller than the carrier.
  • the PWM signal Q2 is an inverted signal of the PWM signal Q1.
  • PWM signal Q3 is “high (High)” when “low (Low)” becomes when negative voltage instruction V m2 is larger than the carrier, the negative-side voltage instruction V m2 smaller than the carrier.
  • the PWM signal Q4 is an inverted signal of the PWM signal Q3. As described above, the circuit shown in FIG. 4 is configured with “Low Active", but even if each signal is configured with "High Active” having opposite values. Good.
  • the waveform of the inverter output voltage shows a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4 and a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as the motor applied voltage.
  • Bipolar modulation and unipolar modulation are known as modulation methods used when generating PWM signals Q1 to Q4.
  • Bipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes with a positive or negative potential every cycle of the voltage command V m .
  • Unipolar modulation is a voltage pulse, i.e. a positive potential and the negative modulation mode for outputting a voltage pulse that changes the potential of the zero that changes at three potentials per cycle of the voltage command V m.
  • the waveform shown in FIG. 5 is due to unipolar modulation.
  • any modulation method may be used. In applications where it is necessary to control the motor current waveform to a more sinusoidal wave, it is preferable to employ unipolar modulation having a lower harmonic content than bipolar modulation.
  • the waveform shown in FIG. 5 shows four switchings of the switching elements 51 and 52 constituting the leg 5A and the switching elements 53 and 54 constituting the leg 5B during the half-cycle T / 2 period of the voltage command V m. It is obtained by a method of switching the element. This method is called “both-sided PWM" because the switching operation is performed by both the positive side voltage command V m1 and the negative side voltage command V m2 .
  • the switching operation of the switching elements 51 and 52 is suspended, and in the other half cycle of the one cycle T of the voltage command V m , the switching operation is suspended. There is also a method of suspending the switching operation of the switching elements 53 and 54.
  • one-sided PWM This method is called “one-sided PWM”.
  • double-sided PWM mode the operation mode operated by double-sided PWM
  • one-sided PWM mode the operation mode operated by one-sided PWM
  • FIG. 6 is a block diagram showing another example of the carrier comparison unit 38 shown in FIG.
  • FIG. 6 shows an example of a PWM signal generation circuit by the above-mentioned “one-sided PWM”, and specifically, a detailed configuration of a carrier comparison unit 38B and a carrier generation unit 33 is shown.
  • the configuration of the carrier generation unit 33 shown in FIG. 6 is the same as or equivalent to that shown in FIG.
  • the configuration of the carrier comparison unit 38B shown in FIG. 6 the same or equivalent components as the carrier comparison unit 38A shown in FIG. 4 are designated by the same reference numerals.
  • the carrier comparison unit 38B includes an absolute value calculation unit 38a, a division unit 38b, a multiplication unit 38c, a multiplication unit 38k, an addition unit 38m, an addition unit 38n, a comparison unit 38g, a comparison unit 38h, and an output inversion. It has a unit 38i and an output inversion unit 38j.
  • the absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value
  • is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20. Even in the configuration of FIG. 6, the output of the division unit 38b is the modulation factor.
  • a sine value of “ ⁇ e + ⁇ v ” obtained by adding the advance phase ⁇ v to the reference phase ⁇ e is calculated.
  • the calculated sine value of " ⁇ e + ⁇ v " is multiplied by the modulation factor which is the output of the division unit 38b.
  • the multiplier unit 38k, "-1" is multiplied by an output of the multiplication unit 38c voltage command V m.
  • "1" is added to the voltage command V m is the output of the multiplication unit 38c.
  • the output of the multiplying unit 38k, that is, "1" to the inverted output of the voltage command V m is added.
  • the output of the adder 38n is input to the comparison unit 38h as a second voltage command V m4 for driving the two switching elements 52, 54 of the lower arm.
  • the comparison unit 38 g the first voltage command V m3 and the amplitude of the carrier are compared.
  • the output of the output inversion unit 38i which is the inverted output of the comparison unit 38g, is the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparison unit 38g is the PWM signal Q2 to the switching element 52.
  • the second voltage command V m4 and the amplitude of the carrier are compared.
  • the output of the output inversion unit 38j which is the inverted output of the comparison unit 38h, is the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparison unit 38h is the PWM signal Q4 to the switching element 54.
  • the output inverting unit 38i does not turn on the switching element 51 and the switching element 52 at the same time
  • the output inverting unit 38j does not turn on the switching element 53 and the switching element 54 at the same time.
  • FIG. 7 is a time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison unit 38B shown in FIG.
  • FIG. 7 shows the waveform of the first voltage command V m3 output from the adder 38 m , the waveform of the second voltage command V m4 output from the adder 38n, the waveforms of the PWM signals Q1 to Q4, and the inverter output.
  • the voltage waveform is shown.
  • the waveform portion of the first voltage command V m3 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier and the second voltage command V m4 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier.
  • the corrugated portion is represented by a flat straight line.
  • PWM signal Q1 is "low (Low)” next when the first voltage command V m3 is greater than the carrier, the first voltage command V m3 is “high (High)” when less than the carrier.
  • the PWM signal Q2 is an inverted signal of the PWM signal Q1.
  • PWM signal Q3 is “low (Low)” next when a second voltage command V m4 is greater than the carrier, the second voltage command V m4 is “high (High)” when less than the carrier.
  • the PWM signal Q4 is an inverted signal of the PWM signal Q3.
  • the circuit shown in FIG. 6 is configured with “Low Active", but even if each signal is configured with "High Active” having opposite values. Good.
  • the waveform of the inverter output voltage shows a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4 and a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as the motor applied voltage.
  • the switching element 52 in one half cycle of one cycle T of the voltage command V m, the switching element 52 is controlled to be normally on, one period T of the voltage command V m In the other half cycle, the switching element 54 is controlled to be always on.
  • FIG. 7 is an example, in which the switching element 51 is controlled to be always on in one half cycle, and the switching element 53 is controlled to be always on in the other half cycle. Is also possible. That is, the waveform shown in FIG. 7 is characterized in that at least one of the switching elements 51 to 54 is controlled to be in the ON state in a half cycle of the voltage command V m .
  • the waveform of the inverter output voltage is a unipolar modulation which changes at three potentials per cycle of the voltage command V m.
  • bipolar modulation may be used instead of unipolar modulation, but unipolar modulation is preferably adopted in applications where it is necessary to control the motor current waveform to a more sinusoidal wave.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a functional configuration for calculating the advance phase ⁇ v input to the carrier comparison unit 38A shown in FIG. 4 and the carrier comparison unit 38B shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a method of calculating the advance phase ⁇ v in the embodiment.
  • FIG. 10 is a time chart used to explain the relationship between the voltage command V m and the advance phase ⁇ v shown in FIGS. 4 and 6.
  • the function of calculating the advance phase ⁇ v can be realized by the rotation speed calculation unit 42 and the advance phase calculation unit 44.
  • the rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ⁇ of the single-phase motor 12 based on the current signals Imma and Imb detected by the current detection unit 22. Further, the rotation speed calculation unit 42 calculates the rotor mechanical angle ⁇ m , which is the angle from the reference position of the rotor 12a, based on the current signals Ima and Imb, and converts the rotor mechanical angle ⁇ m into an electric angle. Calculate the phase ⁇ e .
  • the position of the rotor 12a is represented by a signal level at the uppermost portion of FIG.
  • the edge portion where the signal falls from “H” to “L” is set as the reference position of the rotor 12a, and this reference position is set to “0 °” of the rotor mechanical angle ⁇ m. ing.
  • the reference phase theta e is shown a phase obtained by converting the rotor mechanical angle theta m of the electric angle.
  • the advance phase phase calculation unit 44 calculates the advance angle phase ⁇ v based on the rotation speed ⁇ and the reference phase ⁇ e calculated by the rotation speed calculation unit 42.
  • the horizontal axis of FIG. 9 shows the rotation speed N
  • the vertical axis of FIG. 9 shows the advance phase ⁇ v .
  • the advance phase ⁇ v can be determined by using a function in which the advance phase ⁇ v increases with respect to the increase in the rotation speed N.
  • the advance phase ⁇ v is determined by a linear function of the first order, but the linear function is not limited to the first order.
  • a function other than the linear linear function of the first order may be used.
  • FIG. 10 shows a state in which the rotor mechanical angles ⁇ m when the rotor 12a is rotated clockwise are 0 °, 45 °, 90 °, 135 ° and 180 °.
  • the rotor 12a of the single-phase motor 12 is provided with four magnets, and four teeth 12b1 are provided on the outer circumference of the rotor 12a.
  • the rotor mechanical angle ⁇ m is estimated based on the current signals Imma and Imb, and the reference phase ⁇ e converted into the electric angle is calculated based on the estimated rotor mechanical angle ⁇ m. Will be done.
  • the voltage command V m in phase with the reference phase ⁇ e is output.
  • the amplitude of the voltage command V m at this time is determined based on the voltage amplitude command V * described above.
  • the voltage command V m advanced by ⁇ / 4 which is a component of the advance phase ⁇ v , is output from the reference phase ⁇ e .
  • FIG. 11 is a diagram showing one of the current paths when power is supplied from the battery 10 to the single-phase motor 12 in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing another current path when power is supplied from the battery 10 to the single-phase motor 12 in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram showing one of the current paths when the inverter 11 operates the flywheel in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing another current path when the inverter 11 operates the flywheel.
  • FIG. 15 is a diagram showing one of the current paths when the energy of the single-phase motor 12 is regenerated to the battery 10.
  • FIG. 16 is a diagram showing another current path when the energy of the single-phase motor 12 is regenerated to the battery 10.
  • the switching elements 51 and 54 are conducted by the drive signals S1 and S4, and the current flows in the order of the switching element 51, the single-phase motor 12, the switching element 54, and the shunt resistor 55b.
  • the switching elements 52 and 53 are conducted by the drive signals S2 and S3, and the current flows in the order of the switching element 53, the single-phase motor 12, the switching element 52, and the shunt resistor 55a. In either case, power is supplied from the battery 10 to the single-phase motor 12. Further, in either case, a current flows through either the shunt resistor 55a or the shunt resistor 55b.
  • FIGS. 13 and 14 are switching patterns in which drive signals S1 and S3 or drive signals S2 and S4 are turned on at the same time to cause reflux (also referred to as “flywheel”).
  • the switching elements 51 and 53 are conducted by the drive signals S1 and S3, and the flywheel current flowing out of the single-phase motor 12 returns to the single-phase motor 12 via the switching element 51 and the switching element 53.
  • the switching elements 52 and 54 are conducted by the drive signals S2 and S4, and the flywheel current flowing out from the single-phase motor 12 passes through the switching element 54, the shunt resistor 55b, the shunt resistor 55a, and the switching element 52. Then, it returns to the single-phase motor 12.
  • What is characteristic of these operations is that in the switching pattern of FIG. 13, no current flows through the shunt resistors 55a and 55b, and in the switching pattern of FIG. 14, current flows through both the shunt resistors 55a and 55b. is there.
  • FIGS. 15 and 16 are both operations when the energy of the single-phase motor 12 is regenerated into the battery 10.
  • the switching elements 51 and 54 are conducted by the drive signals S1 and S4, and the regenerative current flowing out from the single-phase motor 12 is the switching element 51, the battery 10 (not shown in FIG. 15), the shunt resistor 55b, and the switching element 54. It returns to the single-phase motor 12 via.
  • the switching elements 52 and 53 are conducted by the drive signals S2 and S3, and the regenerative current flowing out from the single-phase motor 12 is the switching element 53, the battery 10 (not shown in FIG. 15), the shunt resistor 55a, and the switching element. It returns to the single-phase motor 12 via 52. In either case, a current flows through either the shunt resistor 55a or the shunt resistor 55b.
  • FIG. 5 shows the waveform of the PWM signal when the inverter 11 is operated in the two-sided PWM mode
  • FIG. 5 shows the waveform of the PWM signal when the inverter 11 is operated in the one-sided PWM mode.
  • FIG. 5 there is a period in which Q1 and Q3 are turned on at the same time, but in FIG. 7, there is no period in which Q1 and Q3 are turned on at the same time. Therefore, if the inverter 11 is operated in the one-sided PWM mode, it is possible to eliminate the period during which Q1 and Q3 are turned on at the same time.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the current detection unit 22 shown in FIG.
  • the current detection unit 22 includes amplifier circuits 70a and 70b, level shift circuits 71a and 71b, a synthesis unit 72, and a protection unit 73.
  • the synthesis unit 72 and the protection unit 73 are constituent units that generate a protection signal Sps. That is, a protection function is added to the current detection unit 22 shown in FIG.
  • the amplifier circuit 70a amplifies the voltage across the shunt resistor 55a generated by the current I1 flowing through the shunt resistor 55a.
  • the amplifier circuit 70b amplifies the voltage across the shunt resistor 55b generated by the current I2 flowing through the shunt resistor 55b.
  • the shunt resistors 55a and 55b are arranged in the current path of the single-phase motor 12, it is desirable that they have a minute resistance value in consideration of loss and heat generation surface. Therefore, when the motor current Im flows, the voltage across the shunt resistors 55a and 55b becomes an extremely low value. Therefore, it is desirable to provide amplifier circuits 70a and 70b as shown in FIG.
  • the level shift circuit 71a shifts the output level of the amplifier circuit 70a so that the output signal of the level shift circuit 71a becomes a level that can be input to the processor 31.
  • the level shift circuit 71b shifts the output level of the amplifier circuit 70b so that the output signal of the level shift circuit 71b becomes a level that can be input to the processor 31.
  • a typical example of the processor 31 is a microcomputer.
  • the microcomputer is generally designed to detect a positive voltage of about 0 to 5 V, and does not support a negative voltage of up to 5 V.
  • the directions of the currents flowing through the shunt resistors 55a and 55b change.
  • a negative voltage may be generated depending on the polarity of the current. Therefore, for example, when the maximum value of the output voltage of the microcomputer is 5V, an offset of about 2.5V is provided to set the zero point. Then, 0 to 2.5V is a negative voltage, and 2.5V to 5V is a positive voltage.
  • the level shift circuits 71a and 71b are responsible for this function.
  • the processor 31 can detect positive and negative currents by converting the outputs of the level shift circuits 71a and 71b, which are voltage values, into current values.
  • the processor 31 may perform positive / negative inversion processing with 0 to 2.5 V as a positive voltage and 2.5 V to 5 V as a negative voltage.
  • the synthesis unit 72 synthesizes each output signal of the level shift circuits 71a and 71b into one signal and outputs it to the protection unit 73.
  • An example of the synthesizer 72 is an adder circuit.
  • the protection unit 73 generates and outputs a protection signal Sps based on the comparison result between the current signal synthesized by the synthesis unit 72 and the protection threshold value set. Specifically, the protection unit 73 compares the level of the current signal synthesized by the synthesis unit 72 with the protection threshold value, and if the level of the current signal is larger than the protection threshold value, generates the protection signal Sps.
  • the protection signal Sps is input to the processor 31. Upon receiving the protection signal Sps, the processor 31 stops the generation of each PWM signal for driving each switching element of the inverter 11 in order to protect the inverter 11.
  • the current detection unit 22 shown in FIG. 17 may be configured as shown in FIG.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a modified example of the current detection unit 22 shown in FIG.
  • the synthesis unit 72 and the protection unit 73 are replaced with the protection unit 74 in the configuration of the current detection unit 22 shown in FIG.
  • the protection unit 74 includes comparators 74a and 74b and an OR circuit 74c.
  • the output of the amplifier circuit 70a is input to the comparator 74a, and the output of the amplifier circuit 70b is input to the comparator 74b.
  • Each of the comparators 74a and 74b compares the level of each input signal with the threshold value Vth which is a protection threshold value, and generates a signal indicating the presence or absence of an excessive current.
  • Vth which is a protection threshold value
  • the output of the OR circuit 74c is input to the processor 31 as a protection signal Sps. Subsequent operations are as described above. It should be noted that, as in the prior art, by providing a separate shunt resistor (not shown) between the connection points of the shunt resistors 55a and 55b and the battery 10, protection is performed even if an excessive current flows. Good.
  • FIG. 19 is a diagram showing various waveforms when the inverter 11 is operated in the one-sided PWM mode that can eliminate the operating state of FIG. 13.
  • waveform examples of PWM signals Q1 to Q4 when the inverter 11 is operated in the one-sided PWM mode are shown.
  • the waveforms of the motor current Im and the two current signals Imma and Imb for restoring the motor current Im flowing when the inverter 11 is operated by the PWM signals Q1 to Q4 shown in the upper part are shown. It is shown.
  • the conventional current at the lowermost stage shows the waveform of the current Ibc flowing through the shunt resistor in the so-called one-shunt resistor current detection method in which a shunt resistor is provided between the battery 10 and the inverter 11. ..
  • the current signal Ima is a pulsed current, but the current signal Imb Is not a pulsed current, but a continuous current equivalent to the motor current Im is flowing.
  • the current signal Imb flowing at this time may be rephrased as a non-pulse current.
  • the current signal Imb is a pulsed current, but the current signal Ima is a pulse.
  • a continuous current equivalent to the motor current Im is flowing instead of the current.
  • the current signal Ima flowing at this time may be rephrased as a non-pulse current.
  • the periods A and B are periods corresponding to a half cycle of the motor current Im.
  • the timing at which the current signals Imma and Imb can be detected by the shunt resistors 55a and 55b coincides with the switching timing of the operations of the switching elements 51 to 54. Since the control unit 25 manages the switching timing of the operations of the switching elements 51 to 54, if any of the current signals Imma and Imb is selected according to the voltage output period, it is equivalent to the motor current Im. It is possible to obtain the detected value by the continuous current of.
  • FIG. 20 is a flowchart showing a current detection operation according to the embodiment.
  • FIG. 20 is implemented by the control unit 25.
  • the control unit 25 determines whether the voltage output period is the period A or the period B (step S101).
  • the definitions of periods A and B in the flowchart of FIG. 20 are as shown in FIG.
  • the control unit 25 detects the current signal Ima as the motor current Im (step S102), and ends the process of FIG. 20.
  • the control unit 25 detects the current signal Imb as the motor current Im (step S103), and ends the process of FIG. 20.
  • the control unit 25 switches the selection of the current signals Imma and Imb according to the voltage output period so that the current can be detected during the period in which the current is continuously flowing.
  • the timing of AD conversion it is not necessary to adjust the timing of AD conversion to a specific timing as in the case of detecting with a conventional one-shunt resistor.
  • the current flows continuously during the detection of the current, it is easy to eliminate the influence of the current pulsation due to ringing or the like due to the state change of the switching element. This makes it possible to improve the noise resistance.
  • the control calculation is executed on the peaks, valleys, or both of carriers. Therefore, in order to reduce the discrepancy between the control start timing and the AD conversion timing, it is desirable to synchronize the AD conversion timing with the peak or valley of the carrier to detect the current.
  • the first current detecting means provided on the first leg in which the first switching element and the second switching element are connected in series.
  • the second current detecting means provided in the second leg in which the third switching element and the fourth switching element are connected in series.
  • the first to fourth switching elements are controlled so as to be continuous with the second period in which the non-pulse current flows.
  • FIG. 21 is a configuration diagram of a vacuum cleaner 61 including the motor drive device 2 according to the embodiment.
  • the vacuum cleaner 61 includes a battery 10 shown in FIG. 1, a motor driving device 2 shown in FIG. 1, an electric blower 64 driven by a single-phase motor 12 shown in FIG. 1, a dust collecting chamber 65, and the dust collecting chamber 65. It includes a sensor 68, a suction port body 63, an extension pipe 62, and an operation unit 66.
  • the user who uses the vacuum cleaner 61 has an operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61.
  • the motor drive device 2 of the vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 10 as a power source. By driving the electric blower 64, dust is sucked from the suction port 63. The sucked dust is collected in the dust collecting chamber 65 via the extension pipe 62.
  • the vacuum cleaner 61 is a product in which the rotation speed of the single-phase motor 12 fluctuates from 0 [rpm] to over 100,000 [rpm].
  • a single-phase motor 12 drives a product rotating at high speed, a high carrier frequency is required, so that it is difficult to adjust the A / D conversion timing by the conventional current detection method, and the switching time is shortened. Since the detection becomes more difficult, the control method according to the above-described embodiment is suitable.
  • the control unit 25 receives the first switching element of the upper arm and the second switching element of the lower arm in one half cycle of the cycle of the voltage command.
  • the switching operation with the switching element is suspended, and the switching operation between the third switching element of the upper arm and the fourth switching element of the lower arm is suspended in the other half cycle of the voltage command cycle.
  • the vacuum cleaner 61 according to the embodiment can be made smaller and lighter by simplifying the heat radiating parts described above. Further, since the vacuum cleaner 61 does not require a current sensor for detecting a current and does not require a high-speed analog-to-digital converter, it is possible to realize the vacuum cleaner 61 in which an increase in design cost and manufacturing cost is suppressed. ..
  • FIG. 22 is a configuration diagram of a hand dryer 90 including the motor drive device 2 according to the embodiment.
  • the hand dryer 90 includes a motor drive device 2, a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiving unit 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, an intake port 98, and an electric blower 95.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a motion sensor.
  • the hand dryer 90 when the hand is inserted into the hand insertion portion 99 above the water receiving portion 93, the water is blown off by the blown air by the electric blower 95, and the blown water is collected by the water receiving portion 93. After being drained, it is stored in the drain container 94.
  • the hand dryer 90 is a product in which the motor rotation speed fluctuates from 0 [rpm] to over 100,000 [rpm], similar to the vacuum cleaner 61 shown in FIG. Therefore, also in the hand dryer 90, the control method according to the above-described embodiment is suitable, and the same effect as that of the electric vacuum cleaner 61 can be obtained.
  • the motor drive device 2 can be widely applied to electrical equipment on which a motor is mounted.
  • electrical equipment equipped with motors are incinerators, crushers, dryers, dust collectors, printing machines, cleaning machines, confectionery machines, tea making machines, woodworking machines, plastic extruders, cardboard machines, packaging machines, hot air generators. , OA equipment, and electric blowers.
  • the electric blower is a blower means for transporting an object, collecting dust, or for general blowing and exhausting.

Landscapes

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Abstract

モータ駆動装置（２）は、スイッチング素子（５１～５４）を備え、バッテリ（１０）から供給される直流電力を交流電力に変換して単相モータ（１２）に供給するインバータ（１１）と、スイッチング素子（５１）とスイッチング素子（５２）とが直列に接続されたレグ（５Ａ）に流れる電流を検出する第１の電流検出手段（５５ａ，２２）と、スイッチング素子（５３）とスイッチング素子（５４）とが直列に接続されたレグ（５Ｂ）に流れる電流を検出する第２の電流検出手段（５５ｂ，２２）と、第１の電流検出手段の検出器（５５ａ）に非パルスの電流が流れる第１の期間と、第２の電流検出手段の検出器（５５ｂ）に非パルスの電流が流れる第２の期間と、が連続するようにスイッチング素子（５１～５４）を制御する制御部（２５）を備える。

Description

モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
　本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、並びにそれを備えた電気掃除機及び手乾燥機に関する。
　従来、単相モータを駆動するインバータにおいて、インバータから単相モータに流れるモータ電流を検出するためにインバータの２つの下側スイッチング素子の接続点と直流電源の負極側端子との間に電流検出手段であるシャント抵抗を設ける構成が開示されている。
特開２０１７－２００４３３号公報
　しかしながら、特許文献１の構成では、２つの下側スイッチング素子が同時にオン又は２つの上側スイッチング素子が同時にオンとなる還流期間では、モータ電流を検出できないという課題があった。即ち、特許文献１では、インバータに具備されるスイッチング素子のスイッチング状態によっては、モータ電流の１周期において、モータ電流の検出ができない検出不可期間があるという課題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータ電流の１周期における検出不可期間を無くして、モータ電流の検出を確実に実施できるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、インバータ、第１の電流検出手段、第２の電流検出手段、及び制御部を備える。インバータは、上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグと、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグとを備える。第１のレグ及び第２のレグは、直流電源に並列に接続される。インバータは、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して単相モータに供給する。第１の電流検出手段は、第１のレグに流れる電流を検出する。第２の電流検出手段は、第２のレグに流れる電流を検出する。制御部は、第１の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第１の期間と、第２の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第２の期間とが連続するように第１から第４のスイッチング素子を制御する。
　本発明に係るモータ駆動装置によれば、モータ電流の１周期における検出不可期間を無くして、モータ電流の検出を確実に実施できるという効果を奏する。
実施の形態に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成図 図１に示されるインバータの回路図 図１に示される制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図３に示されるキャリア比較部の一例を示すブロック図 図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図３に示されるキャリア比較部の他の例を示すブロック図 図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図４及び図６に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図 実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図 図４及び図６に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用するタイムチャート バッテリから単相モータへ電力が供給されるときの電流経路の１つを図２に示した図 バッテリから単相モータへ電力が供給されるときの電流経路のもう１つを図２に示した図 インバータがフライホイール動作するときの電流経路の１つを図２に示した図 インバータがフライホイール動作するときの電流経路のもう１つを図２に示した図 単相モータのエネルギーがバッテリに回生されるときの電流経路の１つを図２に示した図 単相モータのエネルギーがバッテリに回生されるときの電流経路のもう１つを図２に示した図 図１に示される電流検出部の構成例を示す図 図１に示される電流検出部の変形例の構成を示す図 図１３の動作状態を排除できる片側ＰＷＭモードでインバータを動作させた際の各種の波形を示す図 実施の形態における電流検出動作を示すフローチャート 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０とを備える。
　モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。
　単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及び手乾燥機といった装置に搭載される。
　なお、本実施の形態では電圧センサ２０が直流電圧Ｖｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、インバータ１１から出力される交流電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」はモータ駆動装置２の出力電圧であり、後述する「モータ印加電圧」と同義である。
　モータ駆動装置２は、インバータ１１と、電流検出部２２と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、バッテリ１０から供給される直流電力を交流電力に変換して単相モータ１２に供給することで、単相モータ１２を駆動する。なお、インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータ１２を駆動できるものであればよい。また、図１には図示しないが、バッテリ１０とインバータ１１の間に、電圧安定化のためのコンデンサを挿入してもよい。
　電流検出部２２は、モータ電流Ｉｍを復元するための２つの電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂ、及び保護信号Ｓｐｓを生成して出力する。なお、電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂについては、電流信号と記載しているが、電圧値に変換された電圧信号を用いてもよい。
　制御部２５には、電圧振幅指令Ｖ*と、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖｄｃと、電流検出部２２により検出された電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂ及び保護信号Ｓｐｓとが入力される。電圧振幅指令Ｖ*は、後述する電圧指令Ｖｍの振幅値である。制御部２５は、電圧振幅指令Ｖ*及び直流電圧Ｖｄｃに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、「Ｑ１～Ｑ４」と表記）を生成する。このＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４によってインバータ出力電圧が制御され、単相モータ１２に所望の電圧が印加される。また、制御部２５は、保護信号Ｓｐｓに基づいて、インバータ１１のスイッチング素子の動作を停止するＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。このＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４によってインバータ１１は動作を停止し、単相モータ１２への電力供給は遮断される。
　駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。
　制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、上述したＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御に関する演算処理に加え、進角制御に関する演算処理も行う。後述するキャリア比較部３８、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の各機能は、プロセッサ３１によって実現される。プロセッサ３１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイコン、マイクロコンピュータ又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称されるものでもよい。
　メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
　単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には，モータ電流が流れる。なお、本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、４極以外でもよい。
　図２は、図１に示されるインバータ１１の回路図である。インバータ１１は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、「５１～５４」と表記）を有する。
　スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。
　スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。
　レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。
　スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
　スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。
　スイッチング素子５１～５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。
　スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の環流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
　スイッチング素子５１～５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１～５４にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
　また、スイッチング素子５１～５４のうち、下アームの素子であるスイッチング素子５２，５４は、ＷＢＧ半導体により形成された素子とすることが好ましい。詳細は後述するが、本実施の形態のスイッチング制御を適用した場合、上アームの素子であるスイッチング素子５１，５３よりも、下アームの素子であるスイッチング素子５２，５４の方が、スイッチング回数が多くなる。このため、スイッチング回数が相対的に多いスイッチング素子５２，５４をＷＢＧ半導体により形成された素子とすることにより、インバータ１１の運転効率を高めることができる。
　また、下アームの素子であるスイッチング素子５２，５４は、上アームの素子であるスイッチング素子５１，５３よりも、電流容量の大きな素子とすることが好ましい。電流容量の大きな素子は、電流容量の小さな素子よりもオン抵抗が小さい。このため、スイッチング素子５２，５４を、スイッチング素子５１，５３よりも電流容量の大きな素子とすることにより、導通損失をより小さくできるので、インバータ１１の運転効率を高めることができる。
　また、図２において、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間には、シャント抵抗５５ａが設けられ、スイッチング素子５４の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間には、シャント抵抗５５ｂが設けられている。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。シャント抵抗５５ａ及び電流検出部２２は、「第１の電流検出手段」を構成し、シャント抵抗５５ｂ及び電流検出部２２は、「第２の電流検出手段」を構成する。なお、以下の説明において、シャント抵抗５５ａに相当する構成部を「第１の電流検出手段の検出器」又は「第１の電流検出器」と呼び、シャント抵抗５５ｂに相当する構成部を「第２の電流検出手段の検出器」又は「第２の電流検出器」と呼ぶ場合がある。
　なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図２のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続点６Ａとの間、又は接続点６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続点６Ｂとの間、又は接続点６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。
　図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。
　図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である。なお、本実施の形態に係るモータ駆動装置は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス駆動の構成である。このため、ロータ機械角θｍ及び基準位相θｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。
　また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。
　図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。
　図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
　キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図４の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。
　比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
　図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
　インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
　ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
　また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１と負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、両側ＰＷＭで動作させる動作モードを「両側ＰＷＭモード」と呼び、片側ＰＷＭで動作させる動作モードを「片側ＰＷＭモード」と呼ぶ。
　図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一又は同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。
　キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。
　比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
　図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
　インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
　図７に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。
　また、図７に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図７は一例であり、一方の半周期では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図７に示される波形には、電圧指令Ｖｍの半周期において、スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。
　また、図７において、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。
　次に、本実施の形態における進角制御について、図８から図１０の図面を参照して説明する。図８は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａ、及び図６に示されるキャリア比較部３８Ｂへ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図９は、実施の形態における進角位相θｖの算出方法の一例を示す図である。図１０は、図４及び図６に示される電圧指令Ｖｍと進角位相θｖとの関係の説明に使用するタイムチャートである。
　進角位相θｖの算出機能は、図８に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、電流検出部２２によって検出された電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂに基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂに基づいて、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを算出すると共に、ロータ機械角θｍを電気角に換算した基準位相θｅを算出する。
　ここで、図１０の最上段部には、ロータ１２ａの位置が信号レベルで表されている。最上段部の波形において、信号が「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされており、この基準位置がロータ機械角θｍの「０°」に設定されている。また、ロータ機械角θｍを表す数値列の下部には、ロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である基準位相θｅが示されている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θｅに基づいて、進角位相θｖを算出する。
　図９の横軸には回転速度Ｎが示され、図９の縦軸には進角位相θｖが示されている。図９に示されるように、進角位相θｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、１次の線形関数により進角位相θｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θｖが同じか、もしくは大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。
　図１０の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖｍの波形例が示されている。また、図１０の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられ、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｂ１が設けられている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂに基づいてロータ機械角θｍが推定され、推定されたロータ機械角θｍに基づいて、電気角に換算した基準位相θｅが算出される。
　図１０の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝０の場合、基準位相θｅと同相の電圧指令Ｖｍが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ*に基づいて決定される。
　また、図１０の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝π／４の場合、基準位相θｅから進角位相θｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖｍが出力される。
　次に、インバータ１１の動作パターンについて、図１１から図１６の図面を参照して説明する。図１１は、バッテリ１０から単相モータ１２へ電力が供給されるときの電流経路の１つを図２に示した図である。図１２は、バッテリ１０から単相モータ１２へ電力が供給されるときの電流経路のもう１つを図２に示した図である。図１３は、インバータ１１がフライホイール動作するときの電流経路の１つを図２に示した図である。図１４は、インバータ１１がフライホイール動作するときの電流経路のもう１つを図２に示した図である。図１５は、単相モータ１２のエネルギーがバッテリ１０に回生されるときの電流経路の１つを示す図である。図１６は、単相モータ１２のエネルギーがバッテリ１０に回生されるときの電流経路のもう一つを示す図である。
　まず、図１１では、駆動信号Ｓ１，Ｓ４により、スイッチング素子５１，５４が導通し、スイッチング素子５１、単相モータ１２、スイッチング素子５４、シャント抵抗５５ｂの順で電流が流れる。また、図１２では、駆動信号Ｓ２，Ｓ３により、スイッチング素子５２，５３が導通し、スイッチング素子５３、単相モータ１２、スイッチング素子５２、シャント抵抗５５ａの順で電流が流れる。何れの場合も、バッテリ１０から単相モータ１２への電力供給が行われる。また、何れの場合も、シャント抵抗５５ａ又はシャント抵抗５５ｂの何れかに電流が流れる。
　次に、図１３及び図１４について説明する。図１３及び図１４は、駆動信号Ｓ１，Ｓ３又は駆動信号Ｓ２，Ｓ４を同時にオンさせることで、還流（「フライホイール」とも言う）させるスイッチングパターンである。図１３では、駆動信号Ｓ１，Ｓ３により、スイッチング素子５１，５３が導通し、単相モータ１２から流れ出るフライホイール電流は、スイッチング素子５１及びスイッチング素子５３を経由して、単相モータ１２に戻る。また、図１４では、駆動信号Ｓ２，Ｓ４により、スイッチング素子５２，５４が導通し、単相モータ１２から流れ出るフライホイール電流は、スイッチング素子５４、シャント抵抗５５ｂ、シャント抵抗５５ａ及びスイッチング素子５２を経由して、単相モータ１２に戻る。これらの動作において、特徴的なことは、図１３のスイッチングパターンでは、シャント抵抗５５ａ，５５ｂには電流は流れず、図１４のスイッチングパターンでは、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの双方に電流が流れることである。
　次に、図１５及び図１６について説明する。図１５及び図１６は、何れも単相モータ１２のエネルギーがバッテリ１０に回生されるときの動作である。図１５では、駆動信号Ｓ１，Ｓ４により、スイッチング素子５１，５４が導通し、単相モータ１２から流れ出る回生電流は、スイッチング素子５１、図１５では図示しないバッテリ１０、シャント抵抗５５ｂ及びスイッチング素子５４を経由して、単相モータ１２に戻る。また、図１６では、駆動信号Ｓ２，Ｓ３により、スイッチング素子５２，５３が導通し、単相モータ１２から流れ出る回生電流は、スイッチング素子５３、図１５では図示しないバッテリ１０、シャント抵抗５５ａ及びスイッチング素子５２を経由して、単相モータ１２に戻る。何れの場合も、シャント抵抗５５ａ又はシャント抵抗５５ｂの何れかに電流が流れる。
　以上の説明から明らかなように、図１３のスイッチングパターンを除き、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの何れかに電流が流れる。つまり、図１３に示すスイッチングパターンが発生しないように、インバータ１１を動作させることで、全ての期間においてモータ電流Ｉｍの検出が可能になることが分かる。
　ここで、インバータ１１を両側ＰＷＭモードで動作させたときのＰＷＭ信号の波形が示されている図５と、インバータ１１を片側ＰＷＭモードで動作させたときのＰＷＭ信号の波形が示されている図７とを比較する。図５には、Ｑ１及びＱ３が同時にオンとなる期間が存在するが、図７には、Ｑ１及びＱ３が同時にオンとなる期間は存在しない。従って、インバータ１１を片側ＰＷＭモードで動作させれば、Ｑ１及びＱ３が同時にオンとなる期間を排除することが可能となる。
　次に、実施の形態における電流検出部について説明する。図１７は、図１に示される電流検出部２２の構成例を示す図である。図１７において、電流検出部２２は、増幅回路７０ａ，７０ｂと、レベルシフト回路７１ａ，７１ｂと、合成部７２と、保護部７３とを備える。合成部７２及び保護部７３は、保護信号Ｓｐｓを生成する構成部である。即ち、図１７に示される電流検出部２２には、保護機能が付加されている。
　増幅回路７０ａは、シャント抵抗５５ａに流れる電流Ｉ１によって生じるシャント抵抗５５ａの両端電圧を増幅する。同様に、増幅回路７０ｂは、シャント抵抗５５ｂに流れる電流Ｉ２によって生じるシャント抵抗５５ｂの両端電圧を増幅する。
　シャント抵抗５５ａ，５５ｂは、単相モータ１２の電流経路に配置されるため、損失及び発熱面を考慮して、微小な抵抗値であることが望ましい。そのため、モータ電流Ｉｍが流れた際にシャント抵抗５５ａ，５５ｂの両端電圧は極めて低い値となる。そのため、図１７に示すように増幅回路７０ａ，７０ｂを設けることが望ましい構成となる。
　レベルシフト回路７１ａは、レベルシフト回路７１ａの出力信号がプロセッサ３１に入力可能なレベルとなるように、増幅回路７０ａの出力のレベルをシフトさせる。同様に、レベルシフト回路７１ｂは、レベルシフト回路７１ｂの出力信号がプロセッサ３１に入力可能なレベルとなるように、増幅回路７０ｂの出力のレベルをシフトさせる。
　プロセッサ３１の典型的な例は、マイコンである。マイコンは、一般的に０～５Ｖ程度の正の電圧を検出するようにできており、５Ｖまでの負電圧には対応していない。一方、図１１、図１２及び図１４から図１６に示されるように、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに流れる電流の向きは変化する。その結果、電流の極性次第で、負電圧が発生する可能性がある。そのため、例えばマイコンの出力電圧の最大値が５Ｖの場合には、２．５Ｖ程度のオフセットを持たせてゼロ点とする。そして、０～２．５Ｖまでを負電圧とし、２．５Ｖ～５Ｖまでを正電圧とする。この機能を担うのが、レベルシフト回路７１ａ，７１ｂである。レベルシフト回路７１ａ，７１ｂを設けることにより、プロセッサ３１の図示しないアナログディジタル（Ａｎａｌｏｇ　Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）入力端子に入力することが可能となる。また、プロセッサ３１は、電圧値であるレベルシフト回路７１ａ，７１ｂの出力を電流値へ換算することにより、正及び負の電流を検出することが可能となる。なお、０～２．５Ｖまでを正電圧、２．５Ｖ～５Ｖまでを負電圧として、プロセッサ３１で正負反転の処理を行ってもよい。
　合成部７２は、レベルシフト回路７１ａ，７１ｂの各出力信号を１つの信号に合成して、保護部７３に出力する。合成部７２の一例は、加算回路である。保護部７３は、合成部７２によって合成された電流信号と設定された保護閾値との比較結果に基づいて、保護信号Ｓｐｓを生成して出力する。具体的に、保護部７３は、合成部７２によって合成された電流信号のレベルを保護閾値と比較し、電流信号のレベルが保護閾値よりも大きければ、保護信号Ｓｐｓを生成する。保護信号Ｓｐｓは、プロセッサ３１に入力される。プロセッサ３１は、保護信号Ｓｐｓを受信すると、インバータ１１を保護するため、インバータ１１の各スイッチング素子を駆動するための各ＰＷＭ信号の生成を停止する。
　上記の合成部７２及び保護部７３の構成について補足する。例えば、スイッチング素子が短絡故障した場合の保護の構成としては、シャント抵抗５５ａ，５５ｂのそれぞれに保護機能を付加することも可能である。一方、シャント抵抗５５ａ，５５ｂのそれぞれに保護機能を付加する構成では、部品点数が増加し、コスト増加が避けられない。そこで、シャント抵抗５５ａ，５５ｂにより検出された電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂを合成部７２で１つの信号として合成する。そして、合成部７２で合成された合成信号に基づき、保護部７３において、過大電流の有無を判断する。そして、保護部７３で生成された保護信号Ｓｐｓをプロセッサ３１に送信することで、インバータ１１の各スイッチング素子の駆動を停止させるように動作させることができる。
　なお、図１７に示す電流検出部２２は、図１８のように構成してもよい。図１８は、図１に示される電流検出部２２の変形例の構成を示す図である。図１８に示される電流検出部２２Ａでは、図１７に示される電流検出部２２の構成において、合成部７２及び保護部７３が保護部７４に置き替えられている。保護部７４は、比較器７４ａ，７４ｂと、論理和回路７４ｃと、を備える。比較器７４ａには増幅回路７０ａの出力が入力され、比較器７４ｂには増幅回路７０ｂの出力が入力される。比較器７４ａ，７４ｂのそれぞれは、入力されるそれぞれの信号のレベルを保護閾値である閾値Ｖｔｈと比較し、過大電流の有無を表す信号を生成する。図１８の例では、過大電流「有」の場合は、論理「１」（Ｈｉｇｈ）が出力され、過大電流「無」の場合は、論理「０」（Ｌｏｗ）が出力される。そして、論理和回路７４ｃの出力が保護信号Ｓｐｓとして、プロセッサ３１に入力される。以後の動作は、前述の通りである。なお、従来技術のように、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの接続点とバッテリ１０との間に別途のシャント抵抗（図示せず）を設けることで、過大な電流が流れた場合の保護を行ってもよい。
　図１９は、図１３の動作状態を排除できる片側ＰＷＭモードでインバータ１１を動作させた際の各種の波形を示す図である。図１９の上段部には、インバータ１１を片側ＰＷＭモードで動作させる際のＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形例が示されている。図１９の下段部には、上段部に示したＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４でインバータ１１を動作させた際に流れるモータ電流Ｉｍ、モータ電流Ｉｍを復元するための２つの電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂの波形が示されている。また、最下段部にある従来電流は、バッテリ１０とインバータ１１との間にシャント抵抗を設けた、いわゆる１シャント抵抗による電流検出方式において、当該シャント抵抗に流れる電流Ｉｂｃの波形が示されている。
　図１９において、第１の期間である期間Ａ（０．５ｍｓ～１．５ｍｓ、２．５ｍｓ～３．５ｍｓの期間）では、電流信号Ｉｍａはパルス状の電流となっているが、電流信号Ｉｍｂはパルス状の電流ではなく、モータ電流Ｉｍと同等の連続的な電流が流れている。このとき流れる電流信号Ｉｍｂは、非パルスの電流と言い替えてもよい。
　また、第２の期間である期間Ｂ（１．５ｍｓ～２．５ｍｓ、３．５ｍｓ～４．５ｍｓの期間）では、電流信号Ｉｍｂはパルス状の電流となっているが、電流信号Ｉｍａはパルス状の電流ではなく、モータ電流Ｉｍと同等の連続的な電流が流れている。このとき流れる電流信号Ｉｍａは、非パルスの電流と言い替えてもよい。
　従って、期間Ａにおいては電流信号Ｉｍａを検出し、期間Ｂにおいては電流信号Ｉｍｂを検出するようにすれば、全ての期間において、モータ電流Ｉｍと同等の連続的な電流が検出できることが分かる。なお、期間Ａ，Ｂは、モータ電流Ｉｍの半周期に相当する期間である。
　ここで、図１９の波形を見ると、シャント抵抗５５ａ，５５ｂで電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂを検出可能なタイミングは、スイッチング素子５１～５４の動作の切替タイミングと一致していることが分かる。スイッチング素子５１～５４の動作の切替タイミングについては、制御部２５が管理しているので、電圧出力期間に応じて、電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂのうちの何れかを選択すれば、モータ電流Ｉｍと同等の連続的な電流による検出値を得ることができる。
　図２０は、実施の形態における電流検出動作を示すフローチャートである。図２０は、制御部２５によって実施される。制御部２５は、電圧出力期間が期間Ａであるか、期間Ｂであるかを判定する（ステップＳ１０１）。なお、図２０のフローチャートで言う期間Ａ，Ｂの定義は、図１９に示す通りである。電圧出力期間が「期間Ｂ」である場合、制御部２５は、電流信号Ｉｍａをモータ電流Ｉｍとして検出し（ステップＳ１０２）、図２０の処理を終了する。また、電圧出力期間が「期間Ａ」である場合、制御部２５は、電流信号Ｉｍｂをモータ電流Ｉｍとして検出し（ステップＳ１０３）、図２０の処理を終了する。
　図２０に示したように、制御部２５は、電圧出力期間に応じて、電流が連続的に流れている期間で電流が検出できるように、電流信号Ｉｍａ，Ｉｍｂの選択を切替える。ここで、従来の１シャント抵抗で検出する場合のように、ＡＤ変換のタイミングを特定のタイミングに合わせる必要が無くなる。また、電流の検出中は、電流が連続的に流れるため、スイッチング素子の状態変化によるリンギングなどによる電流脈動の影響も排除し易くなる。これにより、ノイズ耐力の向上が可能となる。
　更に、電流が連続的に流れることから、電流を検出することができない期間が無くなる。従って、どのようなタイミングでＡＤ変換を開始しても電流を検出することが可能となる。これにより、高性能かつ高価なプロセッサを使用する必要が無くなり、コストの削減が可能となる。なお、一般的に、制御演算が実行されるのは、キャリアの山、谷、もしくはその両方である。このため、制御開始タイミングと、ＡＤ変換のタイミングとの乖離を少なくするため、キャリアの山又は谷に、ＡＤ変換のタイミングを同期させて電流検出することが望ましい。
　以上説明したように、実施の形態に係るモータ駆動装置によれば、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグに設けられる第１の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第１の期間と、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグに設けられる第２の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第２の期間とが連続するように、第１から第４のスイッチング素子が制御される。これにより、モータ電流の１周期における検出不可期間が無くなり、モータ電流の検出を確実且つ連続的に実施することが可能となる。
　次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図２１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えた電気掃除機６１の構成図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。
　電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
　電気掃除機６１は、単相モータ１２の回転速度が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このような単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、高いキャリア周波数が必要となるため従来の電流検出方式ではＡ／Ｄ変換タイミングを調整することが難しく、スイッチング時間も短くなり検出がより困難となるため、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。
　また、単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部２５は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。
　また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、前述した放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。更に、電気掃除機６１は、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないので、設計コスト及び製造コストの増加が抑制された電気掃除機６１を実現することができる。
　図２２は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えた手乾燥機９０の構成図である。手乾燥機９０は、モータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。手乾燥機９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
　手乾燥機９０は、図２１に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、手乾燥機９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
　以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及び手乾燥機９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、この例に限定されない。モータ駆動装置２は、広くモータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　モータ駆動システム、２　モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ　レグ、６Ａ，６Ｂ　接続点、１０　バッテリ、１１　インバータ、１２　単相モータ、１２ａ　ロータ、１２ｂ　ステータ、１２ｂ１　ティース、２０　電圧センサ、２２，２２Ａ　電流検出部、２５　制御部、３１　プロセッサ、３２　駆動信号生成部、３３　キャリア生成部、３４　メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ　キャリア比較部、３８ａ　絶対値演算部、３８ｂ　除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ　乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ　加算部、３８ｇ，３８ｈ　比較部、３８ｉ，３８ｊ　出力反転部、４２　回転速度算出部、４４　進角位相算出部、５１，５２，５３，５４　スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ　ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ　シャント抵抗、６１　電気掃除機、６２　延長管、６３　吸込口体、６４　電動送風機、６５　集塵室、６６　操作部、６８，９７　センサ、７０ａ，７０ｂ　増幅回路、７１ａ，７１ｂ　レベルシフト回路、７２　合成部、７３，７４　保護部、７４ａ，７４ｂ　比較器、７４ｃ　論理和回路、９０　手乾燥機、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９５　電動送風機、９６　カバー、９８　吸気口、９９　手挿入部。

Claims (12)

  1. 　上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグと、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグとを備え、前記第１のレグと前記第２のレグとが直流電源に並列に接続され、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して単相モータに供給するインバータと、
    　前記第１のレグに流れる電流を検出する第１の電流検出手段と、
    　前記第２のレグに流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
    　前記第１の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第１の期間と、前記第２の電流検出手段の検出器に非パルスの電流が流れる第２の期間とが連続するように前記第１から第４のスイッチング素子を制御する制御部と、
    　を備えたモータ駆動装置。
  2. 　前記第１及び第２の電流検出手段のそれぞれは、レベルシフト回路を備える
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記制御部は、前記第１から第４のスイッチング素子のうち少なくとも１つが、前記単相モータに流れるモータ電流の半周期の間、オン状態となるように制御する
    　請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記第１の電流検出手段の検出器は、前記第２のスイッチング素子の低電位側の端子と低電位側の直流母線との間に配置され、
    　前記第２の電流検出手段の検出器は、前記第４のスイッチング素子の低電位側の端子と低電位側の直流母線との間に配置される
    　請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記制御部は、前記第１の電流検出手段の検出器による検出信号と前記第２の電流検出手段の検出器による検出信号とを合成した電流信号と、設定された保護閾値との比較結果に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子の動作を制御する
    　請求項１、２又は４に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記制御部は、前記第１の電流検出手段の検出器による検出信号と設定された保護閾値との比較結果、及び前記第２の電流検出手段の検出器による検出信号と前記保護閾値との比較結果に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子の動作を制御する
    　請求項１、２又は４に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記第１から第４のスイッチング素子のうち、少なくとも前記第２及び第４のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている
    　請求項４から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項７に記載のモータ駆動装置。
  9. 　前記第２及び第４のスイッチング素子の電流容量は、前記第１及び第３のスイッチング素子の電流容量よりも大きい
    　請求項４から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  10. 　前記第２及び第４のスイッチング素子のオン抵抗は、前記第１及び第３のスイッチング素子のオン抵抗よりも小さい
    　請求項４から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  11. 　請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気掃除機。
  12. 　請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた手乾燥機。
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