WO2020174884A1 - 電動機の制御装置 - Google Patents

電動機の制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020174884A1
WO2020174884A1 PCT/JP2020/000387 JP2020000387W WO2020174884A1 WO 2020174884 A1 WO2020174884 A1 WO 2020174884A1 JP 2020000387 W JP2020000387 W JP 2020000387W WO 2020174884 A1 WO2020174884 A1 WO 2020174884A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
angular velocity
electric motor
rotation
unit
pulsation
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/000387
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
旭涛 李
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2021501668A priority Critical patent/JP7023409B2/ja
Publication of WO2020174884A1 publication Critical patent/WO2020174884A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present application relates to a control device for an electric motor that drives a rotating machine, and relates to a device that suppresses torque pulsation or speed pulsation of the electric motor.
  • a pulsation occurs in the output level of the electric motor due to the electric motor itself and the inverter that drives the electric motor.
  • the factors of the motor itself are that spatial harmonic components are superimposed on the magnetic flux of the armature winding of each phase by the permanent magnet of the rotor, and harmonics are superimposed on the inductance of the armature winding of each phase. It is conceivable that the cogging torque is generated by the least common multiple of the number of poles of the rotor of the motor and the number of slots of the stator, and also due to the structural imbalance of the motor.
  • Possible causes of pulsation caused by the inverter include an error in the current sensor that detects the output current of the inverter and dead time that prevents a short circuit between the upper arm and lower arm switches of the inverter. Torque pulsations can be reduced by modifying the structure of the motor, but there are also adverse effects due to design limitations and higher costs. Therefore, it is economically advantageous to suppress the pulsation of the electric motor by control.
  • the rotational angular velocity is obtained from the output voltage and current of the inverter that drives the electric motor, the rotational angular velocity is differentiated to obtain the angular acceleration, and the fundamental wave component of the angular acceleration is calculated.
  • Patent Document 2 There was a technology to suppress the torque pulsation of the electric motor by extracting and superimposing the opposite phase on the average current command (see Patent Document 2). ⁇ 0 2020/174884 2 (: 17 2020/000387 Prior art documents)
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Publication No. 20 08 _ 7 9 4 7 7
  • Patent Document 2 JP 2 0 0 4 _ 1 5 3 8 6 6 Publication
  • Patent Document 1 a technique of detecting a rotational angular velocity of an electric motor using a detection device such as an encoder and extracting a pulsating component of the angular velocity to suppress the pulsation of the electric motor is an encoder having a high decomposition performance.
  • a pulsation superimposed on the angular velocity of the electric motor can be detected by using a detection device such as a resolver.
  • the detection device having high performance increases the cost of the system.
  • the double redundancy function cannot be guaranteed if the detection device fails.
  • Patent Document 2 the rotational angular velocity of the electric motor is acquired using the output voltage and current of the inverter, the angular angular velocity is obtained by differentiating the rotational angular velocity, and the fundamental wave component of the angular acceleration is extracted.
  • the pulsation suppression of the electric motor due to there was a problem that the pulsation suppression effect deteriorates when the characteristics of the electric motor fluctuate.
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and there is a problem that the system cost increases, the function problem of double redundancy, and the pulsation suppressing effect decreases. It was made to solve the problem. That is, the detection of the rotational angular velocity of the electric motor using a detection device and the estimation of the rotational angular velocity using the output voltage and current of the inverter are combined to detect the rotational angular velocity of the electric motor and the pulsating component superimposed on the angular velocity of the electric motor. The purpose is to suppress the pulsation of the electric motor by suppressing.
  • the electric motor control device disclosed in the present application controls the rotation command value of the electric motor to a vector. ⁇ 0 2020/174884 3 ⁇ (: 170? 2020 /000387
  • An inverter that controls the electric motor based on the axis current command value and the 9-axis current command value
  • An angular velocity detection unit that detects the rotational angular velocity of the electric motor
  • a correction command generation unit that generates a command correction value for suppressing pulsation superimposed on the detected rotational angular velocity is provided.
  • the angular velocity detection unit uses a rotation speed calculation unit that detects the rotation angular velocity of the electric motor based on the output of the detection unit that detects the rotation of the electric motor, and a rotation angular velocity of the electric motor using the output voltage and current of the inverter.
  • the rotational angular velocity estimated by the rotational velocity estimation unit is corrected using the rotational angular velocity detected by the rotational velocity calculation unit.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram showing a control device including a pulsation suppressing means for an electric motor according to a first embodiment.
  • FIG. 2 A diagram showing an example of torque pulsation of an electric motor.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a pulsating component of torque of an electric motor.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of detecting the rotation speed of an electric motor.
  • FIG. 5 is a block configuration diagram showing a control device provided with a pulsation suppressing means for an electric motor according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a block configuration diagram showing a control device provided with a pulsation suppressing means for an electric motor according to a third embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a pulsation suppressing device for an electric motor in a comparative example of the present application. ⁇ 0 2020/174884 4 ⁇ (: 170? 2020 /000387
  • FIG. 8 is a block diagram showing a control device including a pulsation suppressing means for an electric motor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a hardware configuration diagram for realizing the operation of the motor control device according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram showing a control device including a pulsation suppressing means for an electric motor according to the first embodiment.
  • the electric motor control system includes a current command converter 1, a controller 2, a controller 3, a 3/9 coordinate converter 4, an inverter 5, an electric motor 6 and a load 7,
  • the coordinate conversion unit 11 is provided with an angular velocity detection unit 9 and a correction command generation unit 10. Then, the current command conversion unit 1 converts the torque command value D* (or speed command value), which is the rotation command value, into the axis current component I and the axis current component I of the rotating coordinate system in vector control, and outputs the output.
  • D* or speed command value
  • the control unit 2 to follow the 9-axis current ⁇ 9 obtained from the current detection value ⁇ 3, I 13 of the inverter ⁇ superimposed current correction value will be described later.
  • the controller 3 causes the axis current command value I to follow the axis current value 6 obtained from the inverter current detection values 3 and 13.
  • the motor 6 and the load 7 are driven by the output voltage and current of the inverter 5.
  • the correction command generation unit 10 generates a command correction value for suppressing the velocity pulsation superimposed on the detected angular velocity.
  • FIG. 9 is a hardware configuration diagram for realizing the operation of the motor control device according to the first embodiment.
  • the control unit includes a microcontroller (MCU (MICRO CONTROL UNIT)) 34 having a processor and a memory.
  • the microcontroller 34 detects the current detection values Ia and Ib detected by the current sensor 40, the rotation speed cO4 detected by the angular velocity detector 9 and the torque command input from the host controller. It receives the value T* and outputs voltage signals ua, ub, uc to the inverter 5.
  • the current control unit 8, the angular velocity detection unit 9, and the correction command generation unit 10 shown in FIG. 1 are operated by the processor that executes the program stored in the memory.
  • the output torque of the electric motor 6 pulsates due to the electric motor 6 itself and the inverter 5.
  • the magnetic flux generated by the permanent magnet of the mouth of motor 6 is not linked to the armature winding (stator winding) of each phase of the stator of motor 6 in a sinusoidal shape without distortion, but rather as a spatial harmonic. Wave components are superimposed.
  • the harmonic characteristics are superimposed on the magnetic flux of the armature winding due to the non-linear magnetic characteristics. The degree of influence of this harmonic component varies depending on the winding method (concentrated winding and distributed winding), and concentrated winding tends to have a greater effect.
  • the third factor of the electric motor 6 itself is that if the electric motor 6 has a structural imbalance, the order of the number of poles and the number of slots is a multiple ripple of the order.
  • the cause is considered to be an error in the current sensor 40 that detects the output current of the inverter 5 and a dead time that prevents a short circuit between the upper arm and lower arm switches of the inverter 5.
  • the error of the current sensor 40 of the inverter 5 includes offset error and gain error. If these errors are present, a spatial harmonic current having the same frequency as the electrical angular frequency of the motor 6 will be generated in the axis current and 9-axis current of the rotating coordinate system due to the offset error, and the gain error will result in double the current. Produces a harmonic current having a frequency of.
  • the output torque of the electric motor 6 causes torque pulsations higher than the synchronous frequency by 1 or 2 times.
  • the rotational speed of the motor shaft is generally the mechanical angular frequency
  • the frequency of the current flowing from the inverter to the motor due to the motor structure is a multiple of the mechanical angular frequency. It is called angular frequency.
  • FIG. 2 shows the torque at low load, using the 4-pole 6-slot permanent magnet synchronous motor used in this embodiment as an example.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the pulsating component of the torque of the motor by Fourier transforming the torque shown in FIG. As shown in Fig. 3, the ratio of 6th and 1st and 2nd order torque pulsations is large. In order to suppress the torque pulsation, it is necessary to suppress the pulsation component as shown in Fig. 3.
  • the torque pulsation or speed pulsation of the electric motor 6 is vibration, ⁇ 0 2020/174884 7 ⁇ (: 170? 2020/000387
  • FIG. 7 is a block diagram showing a pulsation suppressing device for an electric motor, which is a comparative example of the present application. The principle of pulsation suppression shown in Fig. 7 is described below.
  • the rotational angular velocity of the electric motor is detected using the velocity detecting means 28 such as an encoder, the position is detected by the absolute position detecting unit 29, and the pulsating component of the angular velocity is extracted by the Fourier transform unit 30 or a filter,
  • the current compensator 3 1 and the compensation calculation element 3 2 generate the positive and negative inverse of the extracted pulsation component of the angular velocity, and suppress the pulsation of the motor by superimposing the positive and negative inverse of the angular velocity on the speed command.
  • a detection means such as an encoder or a resolver having a high decomposition performance.
  • the output voltage and current of the inverter are used to detect the rotational angular velocity and rotational position of the electric motor, the rotational angular velocity is differentiated to obtain the angular acceleration, and the fundamental wave component of the angular acceleration is extracted. Then, the amplitude is adjusted and then superimposed on the average current command to suppress the pulsation of the motor.
  • pulsation suppression technology for electric motors, when the characteristics of the electric motor fluctuate, for example, when the internal temperature of the electric motor fluctuates, it becomes impossible to cope with the magnetic flux fluctuation of the permanent magnet of the rotor of the electric motor. There is a problem that the pulsation suppressing effect is reduced.
  • the pulsation suppressing technique for the electric motor 6 will be described.
  • the principle of the angular velocity detector 9 of the electric motor 6 will be described.
  • An encoder or Hall sensor with low disassembly performance is used as the detection unit 17 that detects the rotation of the electric motor 6 in FIG. 1, and the rotation speed calculation unit 18 uses the rotation speed calculation unit 18 to detect the electric motor 6 based on the output pulse of the detection unit 17. Detects rotational angular velocity.
  • the rotation speed estimation unit 20 uses the output voltage and current of the inverter 5 to estimate the estimated angular velocity £ ⁇ 1 of the electric motor 6.
  • 1 1 9 is a value obtained by converting the inductance in the rotating coordinate system of each phase of the armature winding of the electric motor 6, ⁇ f mouth of the motor 6 Isseki It is the interlinkage magnetic flux to the armature winding of each phase by the permanent magnet of.
  • the voltage V 9 is the output of the inverter 5, but since it is difficult to detect the output voltage of the inverter 5, the voltage V 9 is obtained from the following equation (2) using the inverter 5.
  • the bus voltage V 6 is the voltage of the DC power supply connected to the inverter 5, and is the same as the voltage between the DC buses on the input side of the inverter 5.
  • Fig. 4 shows the rotation speed of the electric motor used in the present embodiment when the rotation speed is low, when an encoder having a slightly high resolution that outputs 360 pulses in one phase in one rotation is used. Show.
  • the number of output pulses in the detector 17 is smaller than that shown in FIG.
  • the Hall sensor when a Hall sensor is used as the detection unit 17, as an example, the Hall sensor outputs a pulse only at points 8, M, and ⁇ in Fig. 4, and only the rotational angular velocity at points 8, M, and ⁇ is calculated. It will be possible. Therefore, if only the detector with low decomposition performance is used, the operation performance of the motor 6 will deteriorate.
  • the rotational angular velocity calculated from the rotational positions of points 8, M, and O in FIG. 4 is the actual rotational velocity of the electric motor 6, and this rotational angular velocity or its average value may be used as the reference value.
  • the difference between the rotational angular velocity generated by the synthesis unit 23) 4) and the angular velocity estimated by the rotational speed estimation unit 20) 0) 5 is calculated, and the average calculation unit 21 calculates the average value for each rotation cycle 0) 6 Then, the average value ⁇ ) 6 is controlled by the controller 22 so that the target value 0 becomes 0, and the pulsation angular velocity £ ⁇ 3 is generated.
  • P I P RO PORT I ONAL I N T E G R A L controller that performs the P control as shown in the following equation (3).
  • This pulsation angular velocity £ ⁇ 3 is added to the average value ⁇ ) 2 obtained by the average calculation unit 19 in the synthesizing unit 23 to generate the rotation angular velocity £ ⁇ 4.
  • the electric angular velocity conversion unit 1 2 obtains the electric angular velocity 0) 7 from the rotational angular velocity £ 0 4, and the integrator 13 obtains the rotational position 0 of the electric motor 6.
  • the rotational angular velocity £ 0 4 Is the mechanical rotation angular velocity, and has the following relationship with the electric rotation angular velocity ⁇ ) 7.
  • This rotational position Used for coordinate transformation unit 1 1 and 813 ⁇ / ⁇ 1 coordinate transformation unit 4.
  • the rotational angular velocity ⁇ ) 4 acquired by the angular velocity detection unit 9 is converted to the velocity pulsation extraction unit 14 ⁇ 0 2020/174884 10 ⁇ (: 170? 2020 /000387
  • the velocity pulsation extraction unit 14 extracts the pulsation component of the order to be suppressed.
  • the velocity pulsation extraction unit 14 can extract only the order component to be suppressed by using the Fourier transform. Since it is necessary to use a large amount of velocity data to perform the Fourier transform, the calculation time of the Fourier transform becomes long, which is disadvantageous for real-time pulsation suppression.
  • a bandpass filter may be used in the velocity pulsation extraction unit 14 instead of the Fourier transform.
  • a bandpass filter may be used in the velocity pulsation extraction unit 14 instead of the Fourier transform.
  • the amplitude 3 II of the extracted velocity pulsation (pulsation component) is reduced and the difference (input value) 6 II between the extracted velocity pulsation amplitude 3 II and the target value 0 is corrected so that amplitude 3 II becomes 0. It is input to the value generator 15 and is controlled by the correction value generator 15 to generate a current correction value ⁇ . Then, the current correction value I ⁇ output from the correction value generation unit 15 is superimposed on the 9-axis current command value 9 * by the current superposition unit 16 to generate the axis current command value 9 * * of the current I 9. To do.
  • the pulsation superimposed on the speed of the electric motor 6 is suppressed based on the above principle to reduce the speed pulsation and also reduce the torque pulsation of the electric motor 6.
  • the speed pulsation extraction unit 14 can extract a plurality of pulsation components and simultaneously suppress a plurality of pulsations.
  • correction value generation unit 15 may generate the current correction value I and superimpose it on the axis current command value I ⁇ .
  • the correction value generator 15 may generate both current correction values II and superimpose them on the 9-axis current command value 9 * and the axis current command value I, respectively.
  • the pulsation of the electric motor 6 can be suppressed by generating the speed correction value in the correction value generation unit 15 and superimposing the speed correction value on the speed instruction.
  • the combination of detecting the rotation speed of the electric motor 6 using an encoder or Hall sensor having such low decomposition performance and estimating the rotation speed of the electric motor 6 using the output voltage and current of the inverter 5 are combined. As a result, the speed pulsation of the electric motor 6 can be suppressed. As a result, the system cost can be reduced and the torque pulsation of the electric motor 6 can be reduced.
  • FIG. 5 is a block configuration diagram showing a control device including a pulsation suppressing means for an electric motor according to the second embodiment.
  • the structure other than the correction command generation unit 10 is the same as the structure shown in FIG.
  • the operation of the present embodiment is the same as the operation principle of the electric current control of the electric motor 6 and the angular velocity detecting section 9 described in the first embodiment, except for the operation of the correction command generating section 10.
  • the load 7 connected to the electric motor 6 is an air conditioner or elevator
  • the correction command generation unit 10 shown in FIG. 5 differentiates the angular velocity £O 4 acquired by the angular velocity detection unit 9 by the angular acceleration extraction unit 24 to obtain the angular acceleration ⁇ . Then, the Fourier transform or bandpass filter is used to extract the pulsation component of the angular acceleration, and the current value is controlled by the correction value generation unit 25 so that the amplitude 3 II 1 of the pulsation component becomes 0. To generate.
  • the extraction of the pulsation of the angular acceleration is the same as the principle of the correction command generation unit 10 described in the first embodiment.
  • the pulsation component of arbitrary order is extracted and the amplitude 3 II 1 of the extracted pulsation component is acquired.
  • a current correction value, a torque correction value, or a speed correction value is generated, and this correction command is corrected.
  • 6 is the difference between the target value 0 and 3 1, which is the input value of the correction controller 25, which is the correction value generator 25.
  • the rotation speed of the electric motor 6 is detected by using the encoder or the hall sensor having such low disassembly performance, and the rotation speed of the electric motor 6 is estimated by using the output voltage and the current of the inverter 5.
  • the angular acceleration pulsation of the electric motor 6 can be suppressed.
  • the pulsation that affects the shaft of the motor 6 from the load 7 can be reduced.
  • FIG. 6 is a block configuration diagram showing a control device including a pulsation suppressing means for a synchronous motor according to the third embodiment.
  • the configuration other than the angular velocity detector 9 is the same as that shown in FIG.
  • the angular velocity detector 9 shown in Fig. 6 performs the same operation as the angular velocity detector 9 shown in Fig. 1 except that it outputs both the rotational angular velocity ⁇ )4 and the estimated angular velocity ⁇ )1.
  • the correction command generation unit 10 shown in FIG. 6 the correction command generation unit 10 shown in FIG. 1 or the correction command generation unit 10 shown in FIG. 5 is used.
  • the angular velocity switching unit 26 is added.
  • the operation principle of the current control unit 8 is the same as the principle described in the first embodiment.
  • the operation principle is the same as that of the correction command generation unit 10 in FIG.
  • the correction command generation unit 10 shown in FIG. 5 is used as the correction command generation unit 10
  • the operation principle is the same as that of the correction command generation unit 10 shown in FIG.
  • the operation of the angular velocity switching unit 26 will be described.
  • the angular velocity switching unit 26 causes the current control unit 8 and the correction command generation unit 10 to
  • the rotation speed to be used is swiftly switched from the rotation angular speed of £ ⁇ 4 to the estimated angular speed of £ ⁇ 1. If the detection unit 17 of the angular velocity detection unit 9 fails due to this switching of the angular velocity, the operation of the entire system shown in Fig. 6 can be maintained and the double redundant function of the entire system can be guaranteed.
  • the output of the other rotation speed estimation unit 20 may be used.
  • the detection of the rotation speed of the electric motor 6 using an encoder or hall sensor having such a low disassembly performance and the estimation of the rotation speed of the electric motor 6 using the output voltage and current of the inverter 5 are combined. Further, even if the detection unit 17 fails, the pulsation of the electric motor 6 can be suppressed. Furthermore, the double redundant function of the entire system can be guaranteed.
  • Two detection means such as an encoder are attached to the motor rotation to constantly monitor the status of the encoder, and normally one encoder is used for the rotation measurement of the motor, but when one fails, the normal operation is performed.
  • the industry has adopted a dual redundancy feature that switches to the other and warns at the same time to ensure operational integrity.
  • one detection means such as an encoder
  • it also has a sensorless type rotation speed detection means by calculation, always monitors the status of the two detection means, and when the encoder fails, sensorless
  • the present application is a little similar to the method using one detecting means such as an encoder described later and the sensorless type rotation speed detection.
  • This application usually uses a combination of a rotation speed detection means such as an encoder or a hall sensor, which has a low disassembly performance, and a sensorless rotation speed detection means, but when an encoder or the like fails, a sensorless rotation speed is used.
  • a rotation speed detection means such as an encoder or a hall sensor, which has a low disassembly performance
  • a sensorless rotation speed detection means but when an encoder or the like fails, a sensorless rotation speed is used.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a control device provided with a pulsation suppressing means for an electric motor according to the fourth embodiment.
  • the configuration is the same as that shown in FIG. 1 except that the correction value table 33 is provided and the correction command generation unit 10 is deleted.
  • the operation principle of the current control unit 8 and the angular velocity detection unit 9 is the same as the principle described in the first embodiment.
  • the correction value table 33 shown in Fig. 8 is prepared in advance, and instead of the correction command generation unit 10, the axis current correction value or 9-axis current correction value is read from the correction value table 33 and the ⁇ 1 Axis current command value or superimposed on the axis current command value.
  • the motor 6 is rotated by the control configuration of Fig. 1 or 5 and the axis current correction value or 9-axis current correction value is recorded and saved together with the rotation condition in, for example, the disk memory of the Bassocon.
  • the correction value table 33 shown in Table 1 is created using the stored current correction value and rotation conditions.
  • Table 1 is an example of reading the current correction value from the correction value table 3 3 using the torque command value as the rotation condition.
  • the rotation angular velocity ⁇ ) 1 or rotation angular velocity ⁇ ) 2 and the current correction value are recorded and the correction value is recorded.
  • the correction value table 33 shown in Table 1 below shows the correction value table for suppressing one of the pulsating components of the rotation speed of the motor 6 or the pulsating component of the torque ripple (for example, the 6th pulsating component). There is. When suppressing multiple pulsation components, it is necessary to record the rotation conditions and respective current correction values for suppressing multiple pulsation components, and create a correction value table 33.
  • the above-mentioned correction value table 33 is prepared in advance, and the axis current correction value or the 9-axis current correction value is read from the above correction value table 3 3 when the electric motor 6 is rotated in the control configuration of Fig. 8, and 1 Axis current command value 6 * or Axis current command value 9 * is placed in an overlapping manner to suppress pulsation of motor 6 rotation speed or torque.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

電動機（６）の回転速度を検出する角速度検出部（９）は、検出部（１７）の出力パルスに基づき電動機（６）の回転角速度を検出する回転速度計算部（１８）と、インバータ（５）の出力電圧と電流とを用いて電動機（６）の回転角速度を推定する回転速度推定部（２０）を有し、回転速度推定部（２０）により推定された回転角速度は回転速度計算部（１８）により検出された回転角速度を用いて修正される。

Description

\¥0 2020/174884 1 卩（：17 2020 /000387 明 細 書
発明の名称 ： 電動機の制御装置
技術分野
[0001 ] 本願は、 回転機械を駆動する電動機の制御装置に関するものであり、 電動 機のトルク脈動または速度脈動を抑制する装置に関するものである。
背景技術
[0002] 電動機自身及び電動機を駆動するインバータに起因して、 電動機の出力卜 ルクに脈動が発生する。 電動機自身の要因としては、 ロータの永久磁石によ り各相の電機子巻線の磁束に空間高調波成分が重畳されること、 各相の電機 子巻線のインダクタンスに高調波が重畳されること、 電動機のロータの極数 と固定子のスロッ ト数の最小公倍数からなるコギングトルクが発生すること 、 更には電動機の構造的なアンバランスによるもの等が考えられる。
[0003] インバータが要因となる脈動発生原因としては、 インバータの出力電流を 検出する電流センサの誤差、 インバータの上アーム及び下アームスイッチ間 の短絡を防止するデッ ドタイムによるものが考えられる。 電動機の構造をエ 夫することにより トルク脈動を低減できるが、 設計的限界及び高コスト化に よる弊害も存在する。 このため制御によって電動機の脈動を抑制するのがコ スト的に有利である。
[0004] 従来の制御による電動機の脈動抑制技術として、 エンコーダ又はレゾルバ 等の検出装置を用いて電動機の回転角速度を検出し、 角速度の脈動成分を抽 出し、 抽出された角速度脈動成分を抑制することにより電動機の軸に発生す るトルク脈動を抑制する技術があった （特許文献 1参照） 。
[0005] また従来の電動機の脈動抑制技術としては、 電動機を駆動するインバータ の出力電圧と電流から回転角速度を取得し、 回転角速度を微分して角加速度 を取得し、 角加速度の基本波成分を抽出してその逆相を平均電流指令に重畳 することで電動機のトルク脈動を抑制する技術があった （特許文献 2参照） \¥0 2020/174884 2 卩（：17 2020 /000387 先行技術文献
特許文献
[0006] 特許文献 1 :特開 2 0 0 8 _ 7 9 4 7 7号公報
特許文献 2 :特開 2 0 0 4 _ 1 5 3 8 6 6号公報
発明の概要
発明が解決しようとする課題
[0007] 上記特許文献 1 において、 エンコーダ等の検出装置を用いて電動機の回転 角速度を検出して、 角速度の脈動成分抽出を行うことにより電動機の脈動を 抑制する技術は、 高い分解性能を有するエンコーダ又はレゾルバ等の検出装 置を用いることにより電動機の角速度に重畳される脈動を検出できる。 しか し高い性能を有する検出装置がシステムのコストを増加させるという問題が ある。 更には検出装置が故障した場合に 2重冗長の機能を保証できなくなる という問題があった。
この 2重冗長の機能については後に詳しく説明する。
[0008] 上記特許文献 2において、 インバータの出力電圧と電流を用いて電動機の 回転角速度を取得し、 回転角速度を微分して角加速度を取得し、 更に角加速 度の基本波成分抽出を行うことによる電動機の脈動抑制においては、 電動機 の特性が変動した場合に脈動抑制効果が低下するという問題があった。
[0009] 本願は、 上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、 システムのコストが増加すること、 並びに 2重冗長の機能問題、 更には脈動 抑制効果が低下するという問題を解決するためになされたものである。 即ち 検出装置を用いる電動機の回転角速度の検出と、 インバータの出力電圧と電 流を用いる回転角速度の推定とを組み合わせることにより電動機の回転角速 度を検出し、 電動機の角速度に重畳される脈動成分を抑制することにより電 動機の脈動を抑制することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
[0010] 本願に開示される電動機の制御装置は、 電動機の回転指令値をべクトル制 \¥0 2020/174884 3 卩（：170? 2020 /000387
御における回転座標系の〇1軸電流指令値及び 軸電流指令値に変換する電流 指令変換部と、
前記 軸電流指令値及び前記 9軸電流指令値に基づいて前記電動機の制御を 行うインバータと、
前記電動機の回転角速度を検出する角速度検出部と、
検出された回転角速度に重畳される脈動を抑制するための指令補正値を生成 する補正指令生成部を備えたものであって、
前記角速度検出部は、 前記電動機の回転を検出する検出部の出力に基づき前 記電動機の回転角速度を検出する回転速度計算部と、 前記インバータの出力 電圧と電流とを用いて前記電動機の回転角速度を推定する回転速度推定部を 有し、 前記回転速度推定部により推定された回転角速度は前記回転速度計算 部により検出された回転角速度を用いて修正されるものである。
発明の効果
［001 1］ 本願に開示される電動機の制御装置によれば、 電動機の特性が変動した場 合にも電動機自身とインバータと負荷とに起因して電動機の軸に発生する周 期的な脈動を抑制することができる。
図面の簡単な説明
［0012］ ［図 1］実施の形態 1 による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示すブロ ック構成図である。
［図 2］電動機のトルク脈動の例を示す線図である。
［図 3］電動機のトルクの脈動成分の一例を示す図である。
［図 4］電動機の回転速度の検出例を示す線図である。
［図 5］実施の形態 2による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示すブロ ック構成図である。
［図 6］実施の形態 3による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示すブロ ック構成図である。
［図 7］本願の比較例における電動機の脈動抑制装置を示すブロック構成図であ る。 \¥0 2020/174884 4 卩（：170? 2020 /000387
［図 8］実施の形態 4による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示すブロ ック構成図である。
［図 9］実施の形態 1 による電動機の制御装置の動作を実現させるためのハード ウエア構成図である。
発明を実施するための形態
［0013］ 実施の形態 1 .
図 1は実施の形態 1 による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示す ブロック構成図である。 本実施の形態による電動機の制御システムは、 電流 指令変換部 1 と、 制御器 2と、 制御器 3と、 3匕〇/ 9座標変換部 4と、 インバータ 5と、 電動機 6及び負荷 7と、
Figure imgf000006_0001
座標変換部 1 1 と、 角速度検出部 9と、 補正指令生成部 1 0とを備えている。 そして電流指令変 換部 1は回転指令値であるトルク指令値丁* （あるいは速度指令値） をべクト ル制御における回転座標系の 軸電流成分 I 及び 軸電流成分丨 に変換 し、 その出力を 軸電流指令値及び 軸電流指令値とする。 制御器 2は後述 の電流補正値を重畳した丨 にインバータの電流検出値丨 3、 I 13から得た 9軸電流丨 9を追従させる。 制御器 3は 軸電流指令値 I にインバータの電 流検出値丨 3、 丨 13から得た 軸電流丨 6を追従させる。 3匕〇/〇1 座標変 換部 4は制御器 3の出力信号リ 制御器 2の出力信号リ 9を静止座標系の信 号リ3、 リ |3、 リ。に変換する。 インバータ 5は信号リ 3、 リ |3、 リ。により制御 される。 電動機 6及び負荷 7はインバータ 5の出力電圧と電流により駆動さ れる。
Figure imgf000006_0002
1はインバータ 5の出力電流丨 3、 丨 13を 回転座標系の電流し、 丨 9に変換する。 角速度検出部 9は電動機 6の回転角 速度を検出する。 補正指令生成部 1 〇は検出された角速度に重畳される速度 脈動を抑制するための指令補正値を生成する。
［0014］ 又制御器 2、 3等により電流制御部 8が構成されている。 又図 1 には出力 電流丨 3、 丨 匕のみが記載されているが、 インバータ 5が出力する電流は 3 相であり、 丨 〇も存在する。 但し 丨 3、 丨 13、 I 〇の間の関係には丨 〇 = - I 3 - I 13の関係があるので、 二相の検出のみで良い。 又㊀〇!は制御器 3に 対する入力値であり、 e d = 丨 d*— 丨 dである。 同様に e qは制御器 2に対す る入力値である。 又制御器 2、 3としては P I (P RO PORT I ONAL I NT EGRAL) 制御器等が該当する。
図 9は実施の形態 1 による電動機の制御装置の動作を実現させるためのハ —ドウェア構成図である。 図 9において、 制御装置は、 プロセッサおよびメ モリを有するマイクロコントローラ (MCU (M I CRO CONT ROL U N I T) ) 34を備えている。 マイクロコントローラ 34は、 電流セン サ 40によって検出された電流検出値 I a、 I bと、 角速度検出部 9によっ て検出された回転速度 c〇4と、 上位のコントローラから入力されるトルク指 令値 T*を受け取り、 電圧の信号 u a、 u b、 u cをインバータ 5に出力する 。 上記メモリに保存されたプログラムを実行するプロセッサにより図 1 に示 された電流制御部 8と角速度検出部 9と補正指令生成部 1 0を動作させる。
[0015] 次に電動機 6のトルク脈動の発生原因について説明する。 電動機 6自身並 びにインバータ 5に起因して、 電動機 6の出カトルクに脈動が発生する。 電 動機 6自身による要因の 1つについて以下説明する。 電動機 6の口一夕の永 久磁石による磁束は電動機 6の固定子における各相の電機子巻線 (固定子巻 線) に対して歪みのない正弦波状に鎖交するのではなく、 空間高調波成分が 重畳される。 また、 電動機 6の電機子巻線のインダクタンスに磁気飽和が発 生した場合、 磁気特性が非線形となることにより高調波成分が電機子巻線の 磁束に重畳される。 この高調波成分の影響の程度は巻線方式 (集中巻と分布 巻) によって異なり、 集中巻の方が影響が大きくなる傾向にある。
[0016] 次に電動機 6自身による要因の 2つ目について説明する。 永久磁石式同期 電動機では、 永久磁石により無通電時にも電動機内に磁束が通るため、 電動 機 6の電機子のスロッ ト及びティースと口一夕との相対位置関係によって回 転方向に対して正又は負のトルクが発生する。 このトルクはコギングトルク と呼ばれ、 回転時にはトルク脈動となる。 埋込型永久磁石式同期電動機では 口ータ構造に突極性を有するため影響が大きい。 コギングトルクはその発生 原理から、 ロータ極数とスロッ ト数の最小公倍数に基づいて発生する。 \¥0 2020/174884 6 卩（：170? 2020 /000387
電動機 6自身による要因の 3つ目としては、 電動機 6の構造的なアンバラ ンスを有する場合には極数およびスロッ ト数それぞれの倍数による次数の卜 ルク脈動が発生するものである。
[0017] 次にインバータ 5を要因とする出カトルクに発生する脈動について以下説 明する。 インバータ 5の出力電流を検出する電流センサ 4 0の誤差並びにイ ンバータ 5の上アーム及び下アームスイッチ間の短絡を防止するデッ ドタイ ムが要因として考えられる。 インバータ 5の電流センサ 4 0の誤差にオフセ ッ ト誤差及びゲイン誤差がある。 これらの誤差を有する場合、 オフセッ ト誤 差により電動機 6の電気角周波数と同じ周波数を有する空間高調波電流が回 転座標系の 軸電流及び 9軸電流に発生し、 ゲイン誤差からは 2倍の周波数 を有する高調波電流を生じる。 高調波電流によって電動機 6の出カトルクに は同期周波数の 1倍、 2倍とさらに高次のトルク脈動が引き起こされる。 尚 電気角周波数について簡単に説明すると、 モータの軸の回転速度が一般的に 機械角周波数であり、 モータの構造によりインバータからモータに流れ込む 電流の周波数は機械角周波数の倍数となり、 この周波数を電気角周波数とい う。
[0018] インバータ 5のデッ ドタイムを原因として主に 6倍周波数のトルク脈動が 発生する。 上記の要因が同時に発生することにより複数の周波数成分が重な り合った複雑な波形となって現れる。 また、 電動機 6の負荷 7がエアコン又 はエレべータ等の場合、 電動機 6の軸回転に同期した周期的な負荷トルクの 変動によりロータが脈動する。
本実施形態に用いられる 4極 6スロッ トの永久磁石式同期電動機を例にし て、 低負荷時のトルクを図 2に示す。 図 3は図 2に示されたトルクをフーリ エ変換して電動機のトルクの脈動成分の一例を示した図である。 図 3に示す ように、 6次と 1 2次のトルク脈動の割合が大きい。 トルクの脈動抑制を行 うには、 図 3に示すような脈動成分を抑制する必要がある。
[0019] 上記に示したような電動機 6のトルク脈動が発生する場合、 電動機 6の回 転速度にも脈動が発生する。 電動機 6のトルク脈動または速度脈動は振動、 \¥0 2020/174884 7 卩（：170? 2020 /000387
騒音、 並びにシステム運転特性悪化の一因となるため、 電動機 6のトルク脈 動又は速度脈動を抑制する必要がある。 図 7は本願の比較例である電動機の 脈動抑制装置を示すブロック構成図である。 図 7に示された脈動抑制原理を 以下に記載する。 エンコーダ等の速度検出手段 2 8を用いて電動機の回転角 速度を検出して、 絶対位置検出部 2 9により位置を検出すると共に、 角速度 の脈動成分をフーリエ変換部 3 0またはフィルタにより抽出し、 抽出された 角速度の脈動成分の正負の逆を電流補償部 3 1 と補償演算要素 3 2とで生成 し、 その角速度の正負の逆を速度指令に重畳することにより電動機の脈動を 抑制する。 このような電動機の脈動抑制は、 高い分解性能を有するエンコー ダ又はレゾルバ等の検出手段を用いる必要がある。
[0020] また別の参考例においては、 インバータの出力電圧と電流を用いて電動機 の回転角速度と回転位置を検出し、 回転角速度を微分して角加速度を求め、 角加速度の基本波成分を抽出して振幅を調整してから、 平均電流指令に重畳 することで電動機の脈動を抑制する。 このような電動機の脈動抑制技術にお いては、 電動機の特性が変動した場合、 例えば電動機の内部温度が変動する ような場合に電動機のロータの永久磁石の磁束変動に対応できなくなり、 電 動機の脈動抑制効果が低下するという問題があった。
[0021 ] 次に本実施形態による電動機 6の脈動抑制技術について説明する。 まず、 電動機 6の角速度検出部 9の原理を説明する。 図 1の電動機 6の回転を検出 する検出部 1 7として、 低い分解性能を有するエンコーダ又はホールセンサ 等を使用し、 検出部 1 7の出カパルスに基づき回転速度計算部 1 8により電 動機 6の回転角速度を検出する。
[0022] 次にインバータ 5の出力電圧と電流を用いる電動機 6の回転角速度の推定 原理について説明する。 下記の式 （1） に示すように、 回転速度推定部 2 0 はインバータ 5の出力電圧と電流とを用いて電動機 6の推定角速度 £〇 1 を推 定する。
£〇 1 = { V — （ 十 5 1_ 9） } / 9 （[-（^ +中干） · · · （ 1） ここで符号 3は微分であり、 は口一夕の極対数である。 は電動機 6の各 \¥0 2020/174884 8 卩（：170? 2020 /000387
相の電機子巻線の抵抗であり、 1- 1- 9は電動機 6の各相の電機子巻線のイ ンダクタンスを回転座標系に変換した値であり、 〇 fは電動機 6の口一夕の永 久磁石による各相の電機子巻線への鎖交磁束である。 電圧 V 9はインバータ 5 の出力であるが、 インバータ 5の出力電圧の検出が難しいためインバータ 5 用して次の式 （2） で取得する。
Figure imgf000010_0001
ここで、 I·! 9は制御器 2の出力である。
尚バス電圧 V 6はインバータ 5に接続する直流電源の電圧であり、 インバータ 5の入力側の直流母線間の電圧と同じものである。
[0023] 1回転で単相に 3 6 0 0個のパルスを出力するやや高い分解性能を有する エンコーダを用いた場合の本実施の形態に使用する電動機の低回転時の回転 速度を図 4に示す。 検出部 1 7において低い分解性能を有するエンコーダま たはホールセンサまたはレゾルバを使用する場合には、 検出部 1 7の出カパ ルスの個数は図 4に示されたものより少なくなる。 例えば検出部 1 7として ホールセンサを使用した場合、 一例として図 4の点八、 巳、 〇でおいてのみ ホールセンサからパルスを出力することとなり、 点八、 巳、 〇における回転 角速度のみを計算できることとなる。 従って低い分解性能の検出部のみを使 用する場合、 電動機 6の運転性能が悪化する。 ただし、 図 4の点八、 巳、 〇 の回転位置から算出される回転角速度は電動機 6の実際の回転速度であり、 この回転角速度またはその平均値を基準値として用いて良い。
[0024] —方式 （1） に示すように、 回転速度推定部 2 0においては、 電動機 6の 口ータによる各相の電機子巻線への鎖交磁束〇 f と各電機子巻線の抵抗 3を 用いて計算する。 電動機 6の内部温度は鎖交磁束 0^への影響が特に大きいた め、 電動機 6の内部温度が変動した場合に式 （1） により推定された回転角 速度が変動する。
この推定回転角速度を修正するには、 前述の検出部 1 7により検出した回転 1周期毎の回転角速度 £〇 1 0の平均値〇）2に脈動角速度〇）3を合算させ、 合 成部 2 3で生成された回転角速度〇）4を用いる。 \¥02020/174884 9 卩（：17 2020 /000387
[0025] この回転速度推定部 20による推定回転角速度の修正を次に説明する。
合成部 23で生成した回転角速度〇） 4と回転速度推定部 20による推定角速 度〇） 1 との差〇）5を求め、 平均演算部 2 1 により回転 1周期毎の平均値〇） 6 を求め、 この平均値〇） 6が目標値 0になるように制御器 22により制御され て脈動角速度 £〇 3を生成する。
制御器 22の一般例として、 以下の （3） 式に示されるような P 丨制御を行 う P I （P RO PORT I ONAL I N T E G R A L） 制御器がある。
[0026] [数 1] 数 1
Figure imgf000011_0001
[0027] ここで、 1< Pと 1< |は制御器の係数であり、 は時刻であり、
Figure imgf000011_0002
は入力値 である。
この脈動角速度 £〇 3を合成部 23で平均演算部 1 9で求められた平均値〇） 2 と合算して回転角速度 £〇4を生成する。
回転角速度 £〇 4から電気角速度変換部 1 2により電気回転角速度〇） 7を求め て、 積分器 1 3により電動機 6の回転位置 0 「を取得する。 尚前述したよう に、 回転角速度 £〇4は機械回転角速度であり、 電気回転角速度〇） 7とは下記 の関係がある。
〇〇 7 = 9 X〇〇 4
ここで、 は口一夕の極対数であり、 〇） 7と〇）4の単位は同じで、 r a d / 3である。
この回転位置
Figure imgf000011_0003
座標変換部 1 1 と 813〇 / ¢1 座標変換 部 4に用いる。
[0028] 次に、 電動機 6の速度脈動を抑制するための補正指令生成部 1 0の動作を 説明する。 角速度検出部 9で取得した回転角速度〇）4を速度脈動抽出部 1 4 \¥0 2020/174884 10 卩（：170? 2020 /000387
に入力し、 速度脈動抽出部 1 4は抑制対象となる次数の脈動成分を抽出する 。 速度脈動抽出部 1 4においてはフーリエ変換を用いて、 抑制対象の次数成 分のみを抽出できる。 フーリエ変換を行うには速度データをある程度多く使 う必要があるため、 フーリエ変換の演算時間が長くなり、 リアルタイム的な 脈動抑制には不利である。
[0029] そこでフーリエ変換の代わりに、 速度脈動抽出部 1 4においてバンドパス フィルタを用いても良い。 ただし、 電動機 6の回転速度が変化する場合、 可 変通過帯域のバンドパスフィルタを用いる必要がある。
上記の抽出した速度脈動 （脈動成分） の振幅 3 IIを低減させ、 振幅 3 IIが 0になるように、 抽出した速度脈動の振幅 3 IIと目標値 0の差 （入力値） 6 IIを補正値生成部 1 5に入力し、 補正値生成部 1 5により制御されて電流補 正値丨 ^を生成する。 そして補正値生成部 1 5の出力である電流補正値 I ^ を電流重畳部 1 6により 9軸電流指令値丨 9 *に重畳して、 電流 I 9の 軸電流 指令値丨 9 * *を生成する。
補正値生成部 1 5の一般例として、 下記 （4） 式に示すような I制御を行 う 丨制御器がある。
[0030] [数 2] 数 2
Figure imgf000012_0004
[0031 ] ここで、 1< Pと 1< ,は制御器の係数であり、 は時刻、 ㊀ IIは入力値である 補正値生成部 1 5で丨
Figure imgf000012_0001
を得、 下記の式 （5） により電流補正値 I 〇を生成する。
Figure imgf000012_0002
ここで、 £0。は抑制したいトルク脈動の角速度 £0 hに対する 9軸電流の角速度 である。 但しモータにより
Figure imgf000012_0003
5〇は初期位 \¥0 2020/174884 1 1 卩（：170? 2020 /000387
相角であり固定値である。
[0032] 上記の原理で電動機 6の速度に重畳される脈動を抑制して、 速度脈動を低 減すると共に電動機 6のトルク脈動をも低減する。
このような電動機 6の速度脈動抑制原理を用いて、 速度脈動抽出部 1 4で複 数の脈動成分を抽出して複数の脈動を同時に抑制することができる。
更に補正値生成部 1 5で電流補正値 I を生成して 軸電流指令値 I ^に重 畳しても良い。 または補正値生成部 1 5で電流補正値 I I の両方を生 成して 9軸電流指令値丨 9 *、 軸電流指令値 I のそれぞれに重畳しても良 い。
[0033] 補正値生成部 1 5で電流補正値を生成する以外にも、 トルク補正値を生成 してトルク指令にトルク補正値を重畳することにより電動機 6の脈動を抑制 することもできる。 または補正値生成部 1 5で速度補正値を生成して速度指 令に速度補正値を重畳することで電動機 6の脈動を抑制することもできる。 このように低い分解性能を有するエンコーダまたはホールセンサを用いて電 動機 6の回転速度を検出することと、 インバータ 5の出力電圧と電流を用い て電動機 6の回転速度の推定をすることとを組み合わせて、 電動機 6の速度 脈動を抑制することができる。 これによりシステムのコストを低減し、 更に 電動機 6のトルク脈動を低減することができる。
[0034] 実施の形態 2 .
図 5は実施の形態 2による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示す ブロック構成図である。 図 5において、 補正指令生成部 1 0以外の構造は図 1 に示した構造と同一である。 又本実施形態の動作は、 補正指令生成部 1 0 の動作以外、 実施の形態 1で説明した電動機 6の電流制御と角速度検出部 9 の動作原理と同一である。
電動機 6に結合された負荷 7がエアコン又はエレべータ等の場合、 電動機
6の軸回転に同期した周期的な負荷トルクの変動が発生し、 これにより口一 夕が脈動し、 ロータの回転速度の変動が発生するため、 電動機 6の角加速度 を抑制する必要がある。 \¥0 2020/174884 12 卩（：170? 2020 /000387
[0035] 図 5に示された補正指令生成部 1 0は、 角速度検出部 9で取得した角速度 £〇 4を角加速度抽出部 2 4で微分して角加速度《丁を求める。 そしてフーリ エ変換またはバンドパスフィルタにより、 角加速度《丁の脈動成分を抽出し て、 脈動成分の振幅 3 II 1が 0になるように補正値生成部 2 5において制御 されて電流補正値丨 ^を生成する。 この角加速度《丁の脈動の抽出は、 実施 の形態 1で述べた補正指令生成部 1 〇の原理と同一である。 角加速度《丁か らフーリエ変換またはバンドパスフィルタにより任意次数の脈動成分を抽出 して抽出脈動成分の振幅 3 II 1 を取得する。 抽出脈動成分の振幅 3 II 1 を低 減させ、 振幅 3 1が 0になるように制御することで、 電流補正値または卜 ルク補正値または速度補正値を生成して、 この補正指令を補正対象の指令に 重畳する。 図 5において 6 は目標値 0と 3 1 との差であり、 補正値生成 部 2 5である 丨制御器の入力値となる。
[0036] このように低い分解性能を有するエンコーダまたはホールセンサを用いて 電動機 6の回転速度の検出をすることと、 インバータ 5の出力電圧と電流を 用いて電動機 6の回転速度の推定をすることとを組み合わせて、 電動機 6の 角加速度脈動を抑制することができる。 特に負荷 7から電動機 6の軸に影響 する脈動を低減できる。
[0037] 実施の形態 3 .
図 6は実施の形態 3による同期電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を 示すブロック構成図である。 図 6において、 角速度検出部 9以外の構成は図 1 に示した構成と同一である。
図 6に示す角速度検出部 9は回転角速度〇）4と推定角速度〇） 1の両方を出 力する以外は図 1 に示した角速度検出部 9と同一の動作を行う。
図 6に示された補正指令生成部 1 0としては図 1 に示された補正指令生成 部 1 0、 または図 5に示された補正指令生成部 1 0を用いる。 本実施の形態 においては、 角速度切替え部 2 6を追加する。
本実施の形態の動作については、 電流制御部 8の動作原理は実施の形態 1 で説明した原理と同一である。 補正指令生成部 1 0として図 1 に示した補正 \¥0 2020/174884 13 卩（：170? 2020 /000387
指令生成部 1 0を用いる場合、 図 1の補正指令生成部 1 0の動作原理と同一 となる。 補正指令生成部 1 0として図 5に示した補正指令生成部 1 0を用い る場合、 図 5の補正指令生成部 1 0の動作原理と同一となる。
[0038] 次に角速度切替え部 2 6の動作を説明する。 角速度検出部 9の検出部 1 7 の状態を監視して、 例えばパルスが検出部 1 7から正常に出なくなった場合 、 角速度切替え部 2 6により、 電流制御部 8及び補正指令生成部 1 0に用い る回転速度を回転角速度 £〇 4から速やかに推定角速度 £〇 1 に切り替える。 こ の角速度の切り替えにより、 角速度検出部 9の検出部 1 7が故障した場合、 図 6に示したシステム全体の動作を維持して、 システム全体の 2重冗長の機 能を保証できる。
即ち一方の検出部 1 7が故障しても他方の回転速度推定部 2 0の出力を利 用すれば良い。 このように低い分解性能を有するエンコーダまたはホールセ ンサを用いて電動機 6の回転速度の検出をすることと、 インバータ 5の出力 電圧と電流を用いて電動機 6の回転速度の推定をすることとを組み合わせ、 更には検出部 1 7が故障した場合でも、 電動機 6の脈動を抑制することがで きる。 更にはシステム全体の 2重冗長の機能を保証できる。
[0039] モータ回転に、 エンコーダ等の検出手段を 2つ取り付けて、 常にエンコー ダの状態を監視して、 通常は 1つのエンコーダをモータの回転測定に使うが 、 1つが故障した際に正常なもう 1つに切り替えて、 同時に警告を出して運 転の保全を保証するような 2重冗長機能確保が業界で採用されている。 一方 、 エンコーダ等の検出手段を 1つ取り付けて、 演算によるセンサーレス式の 回転速度検出手段をも備えて、 常に 2つの検出手段の状態を監視して、 エン コーダが故障した際に、 センサーレス式の回転速度検出に切り換えるという ような方法もある。 本願は、 後述の 1つのエンコーダ等の検出手段とセンサ —レス式の回転速度検出とを用いる方法に少々似ている。 本願は、 通常は低 い分解性能を有するエンコーダまたはホールセンサ等の回転速度検出手段と センサーレス式の回転速度検出手段との組合せを用いるが、 エンコーダ等が 故障した際に、 センサーレス式の回転速度検出手段のみの使用に切り替える \¥0 2020/174884 14 卩（：170? 2020 /000387
ものである。
[0040] 実施の形態 4 .
図 8は実施の形態 4による電動機の脈動抑制手段を備えた制御装置を示す ブロック構成図である。 図 8において、 補正値テーブル 3 3を設けると共に 補正指令生成部 1 〇を削除した以外の構成は図 1 に示した構成と同一である 。 本実施の形態の動作については、 電流制御部 8と角速度検出部 9の動作原 理は実施の形態 1で説明した原理と同一である。
図 8に示された補正値テーブル 3 3は事前に用意して、 補正指令生成部 1 0の代わりに、 補正値テーブル 3 3から 軸電流補正値または 9軸電流補正 値を読み出して、 ¢1軸電流指令値または 軸電流指令値に重畳する。
[0041 ] 次に補正値テーブル 3 3の作成方法について説明する。 補正値テーブル 3
3を下記の手順に従って作成する。
図 1 または図 5の制御構成で電動機 6を回転させて、 軸電流補正値また は 9軸電流補正値を回転条件とともに、 例えばバソコンのディスクメモリに 記録して保存する。
次に上記保存した電流補正値と回転条件を用いて、 例えば表 1の補正値テ —ブル 3 3を作成する。 表 1はトルク指令値を回転条件として補正値テーブ ル 3 3から電流補正値を読み出す例であり、 回転角速度〇） 1 または回転角速 度〇） 2と電流補正値とを記録して補正値テーブル 3 3を作成することもでき る。 また、 下記表 1 に示す補正値テーブル 3 3は電動機 6の回転速度の脈動 成分、 またはトルクリップルの脈動成分の 1つ （例えば 6次の脈動成分） を 抑制する場合の補正値テーブルを示している。 複数の脈動成分を抑制する場 合、 回転条件と複数の脈動成分を抑制するそれぞれの電流補正値とを記録し て、 補正値テーブル 3 3を作成する必要がある。
[0042] \¥0 2020/174884 15 卩（：170? 2020 /000387
[表 1 ] 表 1 補正値亍ーブル 330倒
Figure imgf000017_0001
[0043] 上記の補正値テーブル 3 3を事前に用意して、 図 8の制御構成で電動機 6 の回転時に上記補正値テーブル 3 3から 軸電流補正値または 9軸電流補正 値を読み出して、 ¢1軸電流指令値丨 6 *または 軸電流指令値丨 9 *に重置して 電動機 6の回転速度またはトルクの脈動を抑制する。
[0044] その他上記した構成部品の数、 寸法及び材料等について適宜変更すること ができる。
更に本願は、 様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、 1 つ、 または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、 態様、 及び機能は特 定の実施の形態の適用に限られるのではなく、 単独で、 または様々な組み合 わせで実施の形態に適用可能である。
従って、 例示されていない無数の変形例が、 本願に開示される技術の範囲内 において想定される。 例えば、 少なくとも 1つの構成要素を変形する場合、 追加する場合または省略する場合、 さらには、 少なくとも 1つの構成要素を 抽出し、 他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとす る。
符号の説明
[0045] 1 電流指令変換部、 5 インパータ、 6 電動機、 9 角速度検出部、
1 0 補正指令生成部、 1 2 電気角速度変換部、 1 4 速度脈動抽出部、 1 5 補正値生成部、 1 7 検出部、 1 8 回転速度計算部、 2 0 回転速 \¥0 2020/174884 16 卩（：17 2020 /000387
度推定部、 2 4 角加速度抽出部、 3 3 補正値テーブル。

Claims

\¥0 2020/174884 17 卩（：17 2020 /000387
請求の範囲
[請求項'! ] 電動機の回転指令値をべクトル制御における回転座標系の 軸電流指 令値及び 軸電流指令値に変換する電流指令変換部と、
前記 軸電流指令値及び前記 9軸電流指令値に基づいて前記電動機の 制御を行うインバータと、
前記電動機の回転角速度を検出する角速度検出部と、 検出された回転角速度に重畳される脈動を抑制するための指令補正値 を生成する補正指令生成部を備えた電動機の制御装置であって、 前記角速度検出部は、 前記電動機の回転を検出する検出部の出力に基 づき前記電動機の回転角速度を検出する回転速度計算部と、 前記イン バータの出力電圧と電流とを用いて前記電動機の回転角速度を推定す る回転速度推定部を有し、 前記回転速度推定部により推定された回転 角速度は前記回転速度計算部により検出された回転角速度を用いて修 正される電動機の制御装置。
[請求項 2] 前記補正指令生成部は、 前記角速度検出部で得られた回転角速度から 抑制対象となる次数の脈動成分を抽出する速度脈動抽出部と、 前記速 度脈動抽出部により抽出された脈動成分の振幅を低減させるような電 流補正値を生成する補正値生成部を有した請求項 1記載の電動機の制 御装置。
[請求項 3] 前記補正指令生成部は、 前記角速度検出部で得られた角速度を微分す ることにより角加速度を求める角加速度抽出部と、 前記角加速度の脈 動成分を抽出して、 前記脈動成分の振幅を低減させるような電流補正 値を生成する補正値生成部を有した請求項 1記載の電動機の制御装置
[請求項 4] 検出された回転角速度から電気回転角速度を求める電気角速度変換部 を有し、
前記角速度検出部の前記検出部が故障した場合、 前記補正指令生成部 及び前記電気角速度変換部は、 回転角速度として前記回転速度推定部 \¥0 2020/174884 18 卩（：170? 2020 /000387
により推定された回転角速度を利用する請求項 1から請求項 3のいず れか 1項に記載の電動機の制御装置。
[請求項 5] 前記補正指令生成部により生成された前記電流補正値を回転条件とと もに記録した補正値テーブルを設け、 前記補正値テーブルから前記電 流補正値を読み出す請求項 2又は請求項 3に記載の電動機の制御装置
[請求項 6] 前記電流補正値は前記 軸電流指令値又は前記 軸電流指令値のうち 少なくともいずれか 1つに重畳される請求項 2又は請求項 3に記載の 電動機の制御装置。
[請求項· 7] 前記回転指令値はトルク指令値である請求項 1から請求項 6のいずれ か 1項に記載の電動機の制御装置。
[請求項 8] 前記回転指令値は速度指令値である請求項 1から請求項 6のいずれか
1項に記載の電動機の制御装置。
[請求項 9] 上記検出部は低い分解性能を有するエンコーダまたはホールセンサで ある請求項 1から請求項 8のいずれか 1項に記載の電動機の制御装置
PCT/JP2020/000387 2019-02-25 2020-01-09 電動機の制御装置 WO2020174884A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021501668A JP7023409B2 (ja) 2019-02-25 2020-01-09 電動機の制御装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019031449 2019-02-25
JP2019-031449 2019-02-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020174884A1 true WO2020174884A1 (ja) 2020-09-03

Family

ID=72239379

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/000387 WO2020174884A1 (ja) 2019-02-25 2020-01-09 電動機の制御装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP7023409B2 (ja)
WO (1) WO2020174884A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024075210A1 (ja) * 2022-10-05 2024-04-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011176951A (ja) * 2010-02-25 2011-09-08 Meidensha Corp モータのトルク制御装置
JP2017209012A (ja) * 2017-07-31 2017-11-24 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置
JP2018148677A (ja) * 2017-03-03 2018-09-20 株式会社コロナ モータ制御装置及び空気調和装置
JP2019030117A (ja) * 2017-07-28 2019-02-21 ファナック株式会社 モータ制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011176951A (ja) * 2010-02-25 2011-09-08 Meidensha Corp モータのトルク制御装置
JP2018148677A (ja) * 2017-03-03 2018-09-20 株式会社コロナ モータ制御装置及び空気調和装置
JP2019030117A (ja) * 2017-07-28 2019-02-21 ファナック株式会社 モータ制御装置
JP2017209012A (ja) * 2017-07-31 2017-11-24 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024075210A1 (ja) * 2022-10-05 2024-04-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2020174884A1 (ja) 2021-09-13
JP7023409B2 (ja) 2022-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7184927B2 (en) Adaptive position sensing method and apparatus for synchronous motor generator system
JP4785183B2 (ja) 永久磁石同期モータ制御システムおよび方法
JP5697745B2 (ja) 同期電動機の駆動システム
JP4221307B2 (ja) 同期電動機の制御装置，電気機器およびモジュール
KR20130106505A (ko) 센서리스 제어 방법 및 장치
US20160156297A1 (en) Motor drive system, motor control apparatus and motor control method
JP5326429B2 (ja) 電動機の脈動抑制装置
WO2003081765A1 (fr) Dispositif de commande d&#39;un moteur a reluctance synchrone
KR101763487B1 (ko) 3상 영구자석 동기전동기의 운전 성능 개선을 위한 전류측정오차 저감방법
WO2015025356A1 (ja) モータ駆動システムおよびモータ制御装置
JP2014161189A (ja) 同期電動機の可変速制御装置
JP6129972B2 (ja) 交流電動機の制御装置、交流電動機駆動システム、流体圧制御システム、位置決めシステム
CN112104272A (zh) 一种无位置传感器无刷直流电机位置检测方法
JP4670405B2 (ja) 同期電動機のベクトル制御方法
WO2020174884A1 (ja) 電動機の制御装置
JP4542797B2 (ja) 同期機の制御装置
JP4596906B2 (ja) 電動機の制御装置
JPWO2019142302A1 (ja) 駆動装置、流体利用装置及び空気調和機
Ok et al. Sensorless control of high-speed bldc motor for vacuum cleaner using sliding mode observer
JP4826550B2 (ja) 電動機付ターボチャージャ制御システム
Iepure et al. Novel motion sensorless control of single phase brushless DC PM motor drive, with experiments
JP2008199868A (ja) 永久磁石同期電動機の駆動制御装置
Lv et al. Easy Hall position sensor fault-tolerant control algorithm for brushless DC drives
KR20200112506A (ko) 모터 제어 시스템 및 그 모터 제어 시스템의 고조파 저감 방법
Liu et al. Closed-loop correction strategy for commutation deviation of BLDC motor based on internal power factor angle detection

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20763843

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021501668

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 20763843

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1