WO2020044458A1 - 船舶推進用電動機駆動装置 - Google Patents

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WO2020044458A1
WO2020044458A1 PCT/JP2018/031932 JP2018031932W WO2020044458A1 WO 2020044458 A1 WO2020044458 A1 WO 2020044458A1 JP 2018031932 W JP2018031932 W JP 2018031932W WO 2020044458 A1 WO2020044458 A1 WO 2020044458A1
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value
braking
reference phase
phase
unit
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Application number
PCT/JP2018/031932
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English (en)
French (fr)
Inventor
松本　和則
昌樹 柳川
Original Assignee
東芝三菱電機産業システム株式会社
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
    • H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
    • H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an ac motor
    • H02P3/24—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an ac motor by applying dc to the motor

Definitions

  • the embodiment of the present invention relates to a motor drive device for boat propulsion.
  • the ship propulsion motor drive device drives an induction motor that drives a ship with electric power supplied from the power conversion device.
  • the problem to be solved by the present invention is to provide a marine vessel propulsion motor drive device that can increase the responsiveness to a motor restart request.
  • the ship propulsion motor drive device of the embodiment has a power conversion unit and a control unit.
  • the power conversion unit converts DC power into AC power, and supplies the converted AC power to an induction motor that drives a ship.
  • the control unit operates the induction motor by controlling the power conversion unit based on a first reference phase, and brakes the rotating induction motor by DC braking.
  • the control unit transitions the control state of the power conversion unit from a braking state in which the induction motor is braked by the DC braking to a restarting state in which the induction motor is restarted, immediately before releasing the DC braking.
  • the first reference phase as an initial value of the first reference phase at the time of the restart, the first reference phase after the restart is generated.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of a phase value holding unit according to the embodiment.
  • 6 is a timing chart according to the restart control for the electric motor according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of a motor drive device according to a second embodiment.
  • the ship propulsion motor drive device of the embodiment will be described.
  • the control state of the electric motor is represented using a rotating coordinate system.
  • the angle formed between the coordinate axis of the rotating coordinate system and the coordinate axis of the stationary coordinate system is shown as a reference phase ⁇ ref or a phase ⁇ .
  • the reference phase ⁇ ref is an example of a first reference phase
  • the phase ⁇ is an example of a second reference phase.
  • the difference between the reference phase ⁇ ref and the phase ⁇ will be described later.
  • To be electrically connected may be simply referred to as "connected".
  • a rectangular coordinate system is exemplified as a coordinate system related to coordinate conversion, the present invention is not limited to this.
  • a coordinate system replacing the above-described rectangular coordinate system includes two axes that can independently handle components of the two axes. It may be a coordinate system that has.
  • the minute fixed value in the embodiment may include 0.
  • “based on XX” in this specification means “based on at least XX”, and includes a case based on another element in addition to XX. Further, “based on XX” is not limited to a case where XX is used directly, but also includes a case where XX is based on a calculation or processing. “XX” is an arbitrary element (for example, arbitrary information).
  • the “motor braking state” in the embodiment is a state in which torque is applied to the motor to brake the motor.
  • the above state includes a case that is caused by DC braking.
  • the “motor restart state” in the embodiment is a state in which the motor is driven by applying a torque so as to restart the motor from the braking state of the motor.
  • the “braking command” in the embodiment is a command indicating a request to bring the electric motor into a braking state.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor driving device 100 according to the embodiment.
  • the motor drive device 100 shown in FIG. 1 is an example of a ship propulsion motor drive device.
  • the motor drive system 1 shown in FIG. 1 is provided on the boat 2 and supplies thrust to the boat 2.
  • the motor drive system 1 includes, for example, a motor 20, a propeller 50, a generator 60, a motor drive device 100, and a host control device 200.
  • the electric motor 20 is, for example, a three-phase AC induction motor.
  • the main shaft 51 is connected to the shaft 21 of the electric motor 20 via a clutch, a speed reducer, and the like (not shown).
  • the main shaft 51 is provided with a propeller 50.
  • the motor 20 is provided with a speed sensor 24.
  • the speed sensor 24 detects the rotation speed of the shaft 21 of the motor 20 and outputs a motor speed ⁇ M indicating the rotation speed of the shaft 21 of the motor 20.
  • the unit of the motor speed ⁇ M in the following description is (radian / second).
  • the generator 60 supplies the generated AC power to the motor drive device 100 from the output of the generator 60.
  • the motor drive device 100 uses the electric power supplied from the generator 60 to drive the motor 20.
  • the motor drive device 100 includes, for example, a rectifier 101 and an inverter 102.
  • the generator 60 is connected to the AC input of the rectifier 101.
  • the DC output of the rectifier 101 is connected to the DC input of the inverter 102.
  • the rectifier 101 is formed as a bridge including a plurality of diodes (not shown) as elements.
  • Rectifier 101 converts AC power supplied from generator 60 to DC power, and supplies the converted DC power to inverter 102 from the output of rectifier 101.
  • the inverter 102 includes a plurality of semiconductor switches (not shown) controlled by a gate signal (gate control signal GCM) generated by a gate control unit 140 described later.
  • the inverter 102 is an example of a “power conversion unit”.
  • the electric motor 20 is connected to the AC output of the inverter 102.
  • the conduction state of the plurality of semiconductor switches is adjusted by the control from the gate control unit 140.
  • the inverter 102 generates three-phase AC power by converting DC power supplied from the rectifier 101 side. Inverter 102 supplies the generated three-phase AC power to electric motor 20.
  • the motor drive device 100 further includes, for example, a current sensor 103 and a DC voltage detection unit 104 as various detectors for detecting the state of the motor drive system 1.
  • the current sensor 103 detects a current supplied from the inverter 102 to a winding (not shown) of the electric motor 20.
  • the current sensor 103 detects phase currents of at least a plurality of phases among the three phases.
  • the DC voltage detection unit 104 detects a voltage VDC of a DC link between the rectifier 101 and the inverter 102.
  • the motor drive device 100 further includes an inverter control unit 105 (control unit).
  • the inverter control unit 105 includes, for example, a current control unit 110 and a gate control unit 140.
  • the inverter control unit 105 and the higher-level control device 200 may be, for example, functional units that include a processor and are implemented by a processor (computer) executing a program. It may be. Details regarding the above components will be described later.
  • the host controller 200 collects various types of information on each part of the motor drive system 1.
  • the host controller 200 controls the electric motor 20 to adjust the thrust of the boat 2 based on various information and predetermined conditions.
  • the host controller 200 notifies the motor drive device 100 of the speed command ⁇ _COM, the gate block GB_COM, and the DC braking command DCB_COM.
  • Speed command ⁇ _COM is a command value for designating the rotation speed of the rotor of electric motor 20.
  • the gate block GB_COM is a command for gate-blocking the inverter 102. For example, when the gate block GB_COM is at the H level, the command for the gate block is made valid.
  • the DC braking command DCB_COM is a command for applying DC braking to the electric motor 20, and makes the DC braking command valid when the motor 20 is at the H level, for example.
  • restart request When a request to use the power of the motor 20 (hereinafter, referred to as a “restart request”) occurs after braking the rotating electric motor 20, the host controller 200 accepts the restart request. Then, the motor drive device 100 is controlled according to the restart request. Such a restart request may be caused by turning of the boat 2 or a request for emergency braking of the boat 2. After the electric motor 20 is electrically braked, the electric motor drive device 100 restarts the electric motor 20 in response to the above-mentioned request even when the electric motor 20 is rotating. A detailed description of this will be given later.
  • the current control unit 110 includes, for example, a subtractor 115, a speed control unit 116, an OR circuit 117, a magnetic flux calculation unit 121, a divider 122, a selector 123, a subtractor 124, a Q-axis current control unit. 125, a magnetizing current calculation unit 126, selectors 127A and 127B, a subtractor 128, a D-axis current control unit 129, a DC braking current command unit 130, an integrator 131, a phase value holding unit 132,
  • the coordinate system includes a coordinate converter 133, an inverse coordinate converter 134, a slip frequency estimator 135, an integrator 136, and an adder 137.
  • the subtractor 115 subtracts the motor speed ⁇ M from the speed command ⁇ _COM supplied from the host control device 200, and outputs the difference to the speed control unit 116.
  • the speed control unit 116 is, for example, a proportional-integral circuit.
  • the speed control unit 116 calculates a calculated torque value Tcal that causes the motor speed ⁇ M to follow the speed command ⁇ _COM based on the difference derived by the subtraction of the subtractor 115.
  • a first input of a divider 122 is connected to an output of the speed control unit 116.
  • the OR circuit 117 is an OR circuit.
  • a first input of the OR circuit 117 is supplied with a gate block GB_COM from the host controller 200.
  • a DC braking command DCB_COM is supplied from the host controller 200 to a second input of the OR circuit 117.
  • the OR circuit 117 calculates the logical sum of the gate block GB_COM and the DC braking command DCB_COM. The logical sum is referred to as a deceleration command DEC_COM.
  • the output of the OR circuit 117 is connected to the control input of the selector 123.
  • the output of the speed sensor 24 is connected to the input of the magnetic flux calculation unit 121.
  • the magnetic flux calculation unit 121 derives a magnetic flux ⁇ indicating the state of the magnetic flux of the electric motor 20 based on the electric motor speed ⁇ M corresponding to the speed of the shaft 21 of the electric motor 20 detected by the speed sensor 24.
  • the output of the magnetic flux calculator 121 is connected to the second input of the divider 122, the input of the magnetizing current calculator 126, and the first input of a slip frequency estimator 135 described later.
  • the divider 122 divides the calculated torque value Tcal by the value of the magnetic flux ⁇ derived by the magnetic flux calculator 121.
  • the quotient resulting from the division is referred to as a Q-axis current command value Iqc.
  • a first input of the selector 123 is connected to an output of the divider 122.
  • the calculated torque value Tcal which is the basis of the Q-axis current command value Iqc, is a required torque used for torque control based on the motor speed ⁇ M and the speed command ⁇ _COM.
  • a fixed value is supplied to the second input of the selector 123.
  • the deceleration command DEC_COM is supplied from the OR circuit 117 to the control input of the selector 123.
  • the output of the selector 123 is connected to a first input of a subtractor 124.
  • the selector 123 selects one of the Q-axis current command value Iqc and the fixed value derived by the divider 122 according to the deceleration command DEC_COM, and outputs the selected current to the subtractor 124 as the current reference Iqr.
  • the fixed value is, for example, 0 or a minute value near 0. Such a fixed value may be simply referred to as a fixed value 0.
  • the signal level of the deceleration command DEC_COM is L (low) level.
  • the control input of the selector 123 becomes L level.
  • the selector 123 selects the first input and outputs the Q-axis current command value Iqc as the current reference Iqr.
  • the deceleration command DEC_COM is issued, and the signal level of the deceleration command DEC_COM becomes H (high) level.
  • the control input of the selector 123 becomes H level.
  • the selector 123 selects the second input and outputs the fixed value 0 as the current reference Iqr.
  • the subtractor 124 subtracts the Q-axis current Iq derived by the coordinate converter 133 from the Q-axis current reference Iqr output from the selector 123, and outputs a difference value ⁇ Iq resulting from the subtraction in the Q-axis current control. Output to the unit 125.
  • the Q-axis current control unit 125 derives the Q-axis voltage reference Vqr based on the difference value ⁇ Iq derived by the subtraction of the subtractor 124, and outputs the Q-axis voltage reference Vqr to the Q-axis input of the inverse coordinate converter 134.
  • Output to The Q-axis current control unit 125 includes a proportional integration circuit, and controls the Q-axis voltage reference Vqr such that the Q-axis current Iq follows the Q-axis current reference Iqr.
  • the magnetizing current calculator 126 derives the D-axis current command value Irun based on the magnetic flux ⁇ derived by the magnetic flux calculator 121, and outputs the result of the derivation to the first input of the selector 127A.
  • the output of the DC braking current command unit 130 is connected to the second input of the selector 127A.
  • the DC braking command DCB_COM is supplied from the host control device 200 to the control input of the selector 127A.
  • the selector 127A selects one of the D-axis current command value Irun and the DC braking current command Ibrk output from the DC braking current command unit 130 according to the DC braking command DCB_COM, and selects the result of the selection. Output as the current reference Idc.
  • the DC braking current command Ibrk defines the current value of the electric motor 20 during DC braking.
  • the DC braking command DCB_COM is at the L level.
  • the selector 127A selects the first input and outputs the D-axis current command value Irun as the D-axis current command value Idc.
  • the selector 127A selects the second input and outputs the DC braking current command Ibrk as the D-axis current command value Idc.
  • the output of the selector 127A is connected to the first input of the selector 127B.
  • a fixed value 0 is supplied to a second input of the selector 127B.
  • the gate block GB_COM is supplied from the host control device 200 to the control input of the selector 127B.
  • the output of the selector 127B is connected to the first input of the subtractor 128.
  • the selector 127B selects one of the D-axis current command value Idc based on the D-axis current command value Irun and the DC braking current command Ibrk in accordance with the gate block GB_COM, and determines the result of the selection as a current reference. Output as Idr.
  • the gate block GB_COM is at the L level.
  • the selector 127B selects the first input and outputs the D-axis current command value Idc as the current reference Idr.
  • the selector 127B selects the second input and outputs the fixed value 0 as the current reference Idr.
  • the D-axis output of the coordinate converter 133 is connected to the second input of the subtractor 128.
  • the output of the subtractor 128 is connected to the input of the D-axis current controller 129.
  • the subtractor 128 subtracts the D-axis current Id derived by the coordinate converter 133 from the D-axis current reference Idr output from the selector 127B, and outputs a difference value ⁇ Id resulting from the subtraction.
  • the output of the D-axis current control unit 129 is connected to the D-axis input of the inverse coordinate converter 134.
  • the D-axis current control unit 129 derives the D-axis voltage reference Vdr based on the difference value ⁇ Id, and outputs the D-axis voltage reference Vdr to the D-axis input of the inverse coordinate converter 134.
  • the D-axis current control unit 129 includes a proportional integration circuit, and controls the D-axis voltage reference Vdr so that the D-axis current Id follows the D-axis current reference Idr.
  • the DC braking current command section 130 outputs DC braking current command Ibrk.
  • the DC braking current command Ibrk is a command value that defines a current value during DC braking, and may be, for example, a predetermined fixed value. This DC braking current command Ibrk may be any value.
  • the value of the DC braking current command Ibrk is not limited to a fixed value, but may be an adjusted value.
  • the value of the DC braking current command Ibrk may be defined according to the magnitude of the motor speed ⁇ M. Alternatively, it may be a value output from the host control device 200.
  • the output of the speed sensor 24 is connected to the input of the integrator 131.
  • the output of the integrator 131 is connected to the first input of the adder 137.
  • the integrator 131 derives the electrical angle ⁇ M of the rotor of the motor 20 based on the motor speed ⁇ M. For example, the integrator 131 obtains a mechanical angle by time-integrating the motor speed ⁇ M, and further derives an electrical angle ⁇ M of a rotor of the motor 20 in consideration of the number of poles p of the motor 20.
  • the output of the integrator 131 is connected to the input of the phase value holding unit 132 via the adder 137.
  • a DC braking command DCB_COM is supplied from the host control device 200 to the control input of the phase value holding unit 132.
  • the output of the phase value holding unit 132 is connected to the reference phase input of the coordinate converter 133 and the reference phase input of the inverse coordinate converter 134.
  • the phase value holding unit 132 transparently outputs the phase ⁇ derived by the adder 137 when the DC braking command DCB_COM is at the L level, or holds the phase ⁇ when the DC braking command DCB_COM is at the H level. And outputs the held value.
  • the retained phase ⁇ is used for DC braking.
  • the phase value holding unit 132 selects the first input and outputs the phase ⁇ derived by the adder 137 as the reference phase ⁇ ref.
  • the reference phase ⁇ ref output from the phase value holding unit 132 is used for a current-stage coordinate conversion at a subsequent stage.
  • the phase value holding unit 132 holds the phase ⁇ immediately before the deceleration command DEC_COM is issued, and outputs the held phase ⁇ as the reference phase ⁇ ref. .
  • the reference phase ⁇ ref takes a value within a range of, for example, 0 or more and less than 2 ⁇ (radian).
  • the phase value holding unit 132 may normalize the value of the phase ⁇ based on 2 ⁇ (radian) so that the value of the reference phase ⁇ ref falls within a range of, for example, 0 or more and less than 2 ⁇ (radian). A more specific example of the phase value holding unit 132 will be described later.
  • the coordinate converter 133 uses the three-phase output current of the inverter 102 detected by the current sensor 103 as a reference, with reference to the reference phase ⁇ ref output from the phase value holding unit 132 as a reference.
  • This is a coordinate converter that converts the components of the system.
  • the Q-axis current component Iq is a component in phase with the reference phase ⁇ ref
  • the D-axis current component Id is a component orthogonal to the q-axis current component Iq.
  • the second input of the subtractor 124 is connected to the Q-axis output of the coordinate converter 133.
  • the second input of the subtractor 128 is connected to the D-axis output of the coordinate converter 133.
  • the output of the inverse coordinate converter 134 is connected to the input of the PWM controller 141.
  • the inverse coordinate converter 134 performs inverse coordinates based on the Q-axis voltage reference Vqr derived by the Q-axis current controller 125, the D-axis voltage reference Vdr derived by the D-axis current controller 129, and the reference phase ⁇ ref.
  • the conversion is performed to derive a three-phase voltage command value Vr.
  • the inverse transformation is a coordinate transformation from a rotating coordinate system to a fixed coordinate system.
  • the output of the magnetic flux calculator 121 is connected to the first input of the slip frequency estimator 135 described above.
  • the output of the selector 123 is connected to the second input of the slip frequency estimating unit 135.
  • the slip frequency estimating unit 135 derives an estimated value of the slip frequency of the electric motor 20 based on the magnetic flux ⁇ derived by the magnetic flux calculating unit 121 and the current reference Iqr output from the selector 123.
  • the integrator 136 integrates the estimated value of the slip frequency derived by the slip frequency estimator 135 and outputs the phase of the slip frequency as the slip amount adjustment value ⁇ adj.
  • the adder 137 derives the phase ⁇ by adding the electrical angle ⁇ M of the rotor of the electric motor 20 output from the integrator 131 and the slippage adjustment value ⁇ adj output from the integrator 136, and derives the phase ⁇ .
  • the phase ⁇ is output to the phase value holding unit 132.
  • the adder 137 may normalize the value of the phase ⁇ on the basis of 2 ⁇ (radian) so that the value of the phase ⁇ falls within a range of, for example, 0 or more and less than 2 ⁇ (radian).
  • the gate control unit 140 includes, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) controller 141 (PWM in the drawing) and a GB (Gate Block) control unit 142 (GB in the drawing).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • GB Gate Block
  • the output of the inverse coordinate converter 134 is connected to the input of the PWM controller 141.
  • the input of the GB control unit 142 is connected to the output of the PWM controller 141.
  • the PWM controller 141 generates a PWM pulse signal GC for driving the inverter 102 based on the voltage command value Vr derived by the inverse coordinate converter 134.
  • a deceleration command DEC_COM is supplied from the host control device 200 to the control input of the GB control unit 142.
  • the output of the GB control unit 142 is connected to the input of the inverter 102.
  • the GB control unit 142 supplies the PWM pulse signal GC generated by the PWM controller 141 to the inverter 102 as a gate control signal GCM.
  • the GB control unit 142 limits the supply of the gate control signal GCM to the inverter 102 according to a predetermined operation rule.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the phase value holding unit 132 according to the embodiment.
  • the phase value holding unit 132 is formed as a discrete-time state variable model.
  • the current value of the phase ⁇ supplied to the input of the phase value holding unit 132 is denoted by ⁇ _k.
  • k is an identifier of the time-series information.
  • the phase ⁇ is derived based on the electrical angle ⁇ M of the rotor of the electric motor 20 and the slip amount adjustment value ⁇ adj.
  • the phase value holding unit 132 includes, for example, a change amount calculation unit 1321, a switch 1322, and an integration unit 1323.
  • the change amount calculation unit 1321 includes a delay element 1321Z and a subtractor 1321D.
  • the input of the change amount calculation unit 1321 which is the input of the phase value holding unit 132, is connected to the input of the delay element 1321Z and the first input of the subtractor 1321D.
  • the delay element 1321Z is a delay time operator (Z ⁇ 1 ), and includes, for example, a latch interface (not shown), and holds an input signal to the 0th order.
  • the delay element 1321Z holds the current value ⁇ _k of the phase ⁇ for a predetermined period (a predetermined period).
  • a predetermined period For example, the value of the signal output from the delay element 1321Z from the time point (k ⁇ 1) holding the phase ⁇ to the time point k is the value of the time point (k ⁇ 1) holding the phase ⁇ (the previous value of the phase ⁇ ).
  • the “current value” and the “previous value” are time-series information in the discrete time system for signals of the same type.
  • the “current value” is a value at a time (time point) after the time (time point) corresponding to the “previous value”. For example, when a predetermined time elapses from the time (k-1), the time becomes the time k. The value obtained as a result of holding the phase ⁇ at the time (k-1) is indicated by ( ⁇ _ (k-1)).
  • the output of the delay element 1321Z is connected to the second input of the subtractor 1321D. The delay time of the delay element 1321Z is set to one calculation cycle of the phase ⁇ detection processing.
  • the subtractor 1321D calculates the previous value ( ⁇ _ (k ⁇ 1)) of the phase ⁇ supplied to the second input of the subtractor 1321D from the output of the delay element 1321Z by the phase ⁇ supplied to the first input of the subtractor 1321D. From the current value ⁇ _k.
  • the subtractor 1321D subtracts the previous value ( ⁇ _ (k-1)) from the current value ⁇ _k of the phase ⁇ , and obtains the resulting current value ⁇ _k of the deviation.
  • the output of the subtractor 1321D that is, the output of the change amount calculation unit 1321, is connected to a first input of a switch 1322 described later.
  • the subtractor 1321D supplies the current value ⁇ _k of the deviation from the output of the subtractor 1321D to the input of the switch 1322.
  • the current value ⁇ M_k of the deviation from the output of the change amount calculation unit 1321 is supplied to the first input of the switch 1322.
  • a desired fixed value is supplied to the second input of the switch 1322 from the fixed value generation unit 1322F.
  • the desired fixed value is a fixed value 0.
  • a DC braking command DCB_COM is supplied to a control input of the switch 1322.
  • the DC braking command DCB_COM is linked to the issuance of the DC braking command.
  • the control input of switch 1322 is at L level.
  • the switch 1322 selects the first input and outputs the current value ⁇ _k of the above-described deviation.
  • a DC braking command is issued, that is, when DC braking command DCB_COM is at H level
  • the control input of switch 1322 attains H level.
  • the switch 1322 selects the second input and outputs a fixed value of 0.
  • the integrator 1323 includes an adder 1323A and a delay element 1323Z.
  • the second input of the adder 1323A which is the input of the accumulator 1323, is connected to the output of the delay element 1323Z.
  • the output of the adder 1323A is connected to the input of the delay element 1323Z in the integrating section 1323, and further becomes the output as the integrating section 1323.
  • the adder 1323A adds the change amount ⁇ of the phase ⁇ and the reference phase ⁇ ref held by the delay element 1323Z described later. Thereby, the adder 1323A can correct the reference phase ⁇ ref by adding the change amount ⁇ of the phase ⁇ and the held reference phase ⁇ ref.
  • the delay element 1323Z of the phase value holding unit 132 is an example of a holding unit.
  • the delay element 1323Z is a delay time operator (Z ⁇ 1 ) and includes, for example, a latch interface (not shown), and holds an input signal to the 0th order.
  • the current value of the operation result Y of the adder 1323A is defined as Y_k.
  • the delay element 1323Z holds the current value Y_k of the operation result Y of the adder 1323A for a predetermined period (a predetermined period). For example, the delay element 1323Z holds the operation result Y_ (k-1) from the time (k-1) at which the operation result Y is held until the time k.
  • the delay time by the delay element 1323Z is set to one operation cycle of the phase ⁇ detection processing.
  • the current value ⁇ _k of the deviation or the fixed value 0 from the fixed value generation unit 1322F is supplied from the change amount calculation unit 1321 to the input of the integration unit 1323 via the switch 1322.
  • the integrating unit 1323 adds the current value ⁇ _k of the deviation and the calculation result Y_ (k ⁇ 1), and the result Y_k Is calculated.
  • Expression (4) shows the calculation process of the integrating unit 1323 when the calculation result Y_ (k-1) is the previous value of the reference phase ( ⁇ _ (k-1)).
  • the calculation result (Y_k) of the integrating unit 1323 becomes the current value ⁇ _k of the electrical angle ⁇ M supplied to the input of the phase value holding unit 132.
  • the change amount calculating unit 1321 calculates the value ⁇ _ (k ⁇ 1) of the phase ⁇ at the first time and the second value after the first time of the phase ⁇ .
  • the change amount ⁇ of the phase ⁇ is calculated based on the value ⁇ _k at the time.
  • the integrating unit 1323 calculates the reference phase ⁇ ref based on the change amount ⁇ and the reference phase ⁇ ref before the control state shifts to the braking state. Thereby, the continuity of the phase of the reference phase ⁇ ref during normal times is ensured.
  • the integrating unit 1323 sets the fixed value 0 and the previous value ( ⁇ _ () of the reference phase which is the calculation result Y_ (k ⁇ 1). k-1)) are added to calculate the result Y_k.
  • the result Y_k becomes equal to the previous value ( ⁇ _ (k ⁇ 1)). That is, since the value held by the delay element 1323Z is the result Y_k, the result Y_k is unchanged.
  • the result Y_k is referred to as ⁇ K.
  • ⁇ K is constant if the fixed value 0 is zero, and substantially constant if the fixed value 0 is a minute value.
  • phase value holding unit 132 When the DC braking command is interrupted, the control input of the phase value holding unit 132 changes from H level to L level.
  • the operation of the phase value holding unit 132 when the DC braking command is interrupted will be summarized.
  • the phase value holding unit 132 holds the phase ⁇ immediately before the DC braking command is issued, that is, ⁇ K, when the DC braking command is issued and the control input of the phase value holding unit 132 changes from the L level to the H level.
  • phase value holding unit 132 While the DC braking command is issued and the control input of phase value holding unit 132 is maintained at the H level, phase value holding unit 132 outputs ⁇ K held by itself as reference phase ⁇ ref. The reference phase ⁇ ref during this period is unchanged. As described above, the phase value holding unit 132 holds the reference phase ⁇ ref before the control state shifts to the braking state from the first time point (k ⁇ 1) to the second time point (k).
  • phase value holding unit 132 holds the reference phase ⁇ ref until immediately before the control state is released, the reference phase ⁇ ref immediately before the braking state is released and the reference phase ⁇ ref immediately after the braking state is released. Is maintained.
  • a time point sufficiently later than the time point indicated by k is denoted by k '.
  • the first input of the switch 1322 is selected. Assuming that this is performed at the time of k ', the current value (?? _ k') of the deviation is supplied to the input of the integrating unit 1323 instead of the fixed value 0 from the output of the switch 1322.
  • the time point indicated by k ' is sufficiently after the time point indicated by the preceding k.
  • the reference phase ⁇ ref which is maintained at a constant value while the control input is at the H level, may deviate from the phase ⁇ generated based on the actual motor speed ⁇ M of the motor 20.
  • the inverter control unit 105 supplies the gate control signal GCM from the inverter control unit 105 to the inverter 102 with a difference between the reference phase ⁇ ref and the above-described phase ⁇ .
  • the electric motor 20 is driven by the inverter 102 with the difference between the reference phase ⁇ ref and the phase ⁇ occurring. The state where the difference occurs between the reference phase ⁇ ref and the phase ⁇ continues.
  • FIG. 3 is a timing chart according to the restart control for the electric motor 20 of the embodiment.
  • the gate block GB_COM, the DC braking command DCB_COM, the D-axis current reference Idr, the reference phase ⁇ ref, and the U-phase current IU of the electric motor 20 are shown in order from the top of the figure.
  • the reference phase ⁇ ref is a triangular wave having periodicity, and its value changes between 0 and 2 ⁇ (radian), for example.
  • the initial state from time t0 to time t1 shown in this figure is a state where the inverter 102 drives the electric motor 20.
  • the host controller 200 maintains both the gate block GB_COM and the DC braking command DCB_COM at the L level.
  • the current value defined as the D-axis current reference Idr is the D-axis current command value Idc generated by the magnetizing current calculation unit 126.
  • the reference phase ⁇ ref periodically changes in a cycle based on the phase ⁇ and the slip amount adjustment value ⁇ adj.
  • an output current according to the D-axis current command value Idc flows from the inverter 102.
  • a current IU of an alternating current flows in the U phase of the electric motor 20.
  • the V-phase current IV and the W-phase current IW have different phases from the U-phase current IU, but have the same amplitude value.
  • the timing at which the current value of each phase changes in the following control process is synchronized.
  • a gate block command is issued from the host control device 200 so as to reduce the speed of the rotor of the electric motor 20, and the gate block GB_COM goes high.
  • the selector 123 and the selector 127B each select the second input. Then, the current reference Idr of the D axis selected by the selector 127B becomes a fixed value 0.
  • the D-axis current control unit 129 generates the D-axis voltage reference Vdr so as to follow the D-axis current reference Idr having a fixed value of zero. In the above case, the current reference Iqr of the Q axis selected by the selector 123 also becomes the fixed value 0.
  • the Q-axis current control unit 125 generates the Q-axis voltage reference Vqr so as to follow the Q-axis current reference Iqr having the fixed value 0.
  • the inverse coordinate converter 134 performs DQ inverse conversion based on the Q-axis voltage reference Vqr having a fixed value of 0, the D-axis voltage reference Vdr having a fixed value of 0, and the reference phase ⁇ ref to derive a voltage command value Vr. I do. Accordingly, the inverse coordinate converter 134 supplies the PWM command 141 from the inverse coordinate converter 134 with a voltage command value Vr that makes the output current of the inverter 102 zero.
  • the GB control unit 142 restricts the supply of the gate control signal GCM to the inverter 102 according to the gate block command of the host control device 200. Thus, the conversion operation of inverter 102 is stopped. Therefore, the output current of the inverter 102 becomes substantially zero by the gate block (corresponding to IU in the period from time t1 to time t2 in FIG. 3). Therefore, the Q-axis current Iq and the D-axis current Id output from the coordinate converter 133 are also substantially zero.
  • the fixed value 0 is supplied to the Q-axis current control unit 125 and the D-axis current control unit 129 during the period when the gate block GB_COM is at the H level, so that the Q-axis current control unit 125 and the D-axis current control unit 129 are provided. Can be suppressed from gradually increasing the integral value of the result of the integration operation at.
  • the host controller 200 sets the gate block GB_COM to the L level and suspends the gate block command.
  • the GB control unit 142 permits the switching element in the inverter 102 to output the gate control signal GCM.
  • the host controller 200 issues a DC braking command, and changes the level of the DC braking command DCB_COM from L level to H level.
  • the phase value holding unit 132 holds the current value ⁇ _k of the phase ⁇ immediately before the DC braking command is issued, that is, ⁇ K, as described above.
  • the reference phase ⁇ ref is fixed at ⁇ K, and DC braking is applied to the electric motor 20.
  • the selector 127A outputs the DC braking current command Ibrk as the D-axis current command value Idc.
  • the selector 123 Since the DC braking command DCB_COM becomes H level, the selector 123 outputs a fixed value 0 instead of the Q-axis current command value Iqc.
  • the selector 127B selects the first input when the gate block GB_COM becomes L level as described above. Since the DC braking command DCB_COM is at the H level, the selector 127A outputs the DC braking current command Ibrk as the D-axis current command value Idc. Further, the selector 127B outputs the DC braking current command Ibrk supplied to the first input of the selector 127B via the selector 127A, instead of the fixed value 0.
  • the inverter control unit 105 supplies a gate control signal GCM based on the DC braking current command Ibrk from the inverter control unit 105 to the inverter 102.
  • the output current of the inverter 102 becomes a direct current having a current value specified by the direct current braking current command Ibrk.
  • the host control device 200 receives the command requesting the operation of the electric motor 20, interrupts the DC braking command, and changes the DC braking command DCB_COM from H level to L level.
  • the phase value holding unit 132 suspends holding of the current value ⁇ _k of the phase ⁇ immediately before the DC braking command is issued, that is, holding of ⁇ K. Restarts the integration for the current value ⁇ _k, and outputs a reference phase ⁇ ref based on the integrated value.
  • the current value ⁇ _k of the deviation calculated by the change amount calculation unit 1321 is a value other than 0.
  • the value of ⁇ K held by the phase value holding unit 132 is different from the value of the phase ⁇ calculated based on the motor speed ⁇ M at the time when the integration is restarted.
  • the phase value holding unit 132 Although there is a difference between the value of ⁇ K held by the phase value holding unit 132 and the value of the phase ⁇ calculated based on the motor speed ⁇ M at the time of restarting the integration, the phase value holding unit 132 Then, the integration for adding the current value ⁇ _k to the current value ⁇ _k is restarted, and the result of the integration is used as the reference phase ⁇ ref. That is, the phase value holding unit 132 can continuously change the reference phase ⁇ ref without abrupt change.
  • the reference phase ⁇ ref has a cycle in which the estimated value of the motor speed ⁇ M of the electric motor 20 and the slip frequency are expected.
  • the inverter control unit 105 controls the inverter 102 to operate the motor 20 at a speed based on the speed command ⁇ _COM.
  • the current flowing through the electric motor 20 changes from the value of the direct current flowing during the direct current braking to the value of the current based on the speed command ⁇ _COM.
  • the electric motor driving device 100 can restart the electric motor 20 that has been under DC braking without stopping.
  • the inverter control unit 105 operates the motor 20 by controlling the inverter 102 based on the reference phase ⁇ ref (first reference phase), and brakes the rotating motor 20 by DC braking. Let it.
  • the inverter control unit 105 changes the reference phase ⁇ ref during DC braking when restarting the control state of the inverter 102 from a braking state in which the motor 20 is braked by DC braking to a restarting state in which the motor 20 is restarted.
  • the reference phase ⁇ ref is generated as an initial value of the reference phase ⁇ ref, and the reference phase ⁇ ref after the restart is generated.
  • the inverter control unit 105 maintains the continuity of the reference phase ⁇ ref during restart by generating the reference phase ⁇ ref during restart based on at least the reference phase ⁇ ref before the control state transitions to the braking state. To generate a reference phase ⁇ ref.
  • the inverter control unit 105 maintains the continuity between the reference phase ⁇ ref during the DC braking and the reference phase ⁇ ref after the restart, thereby increasing the stability of the control for restarting the rotating electric motor 20. .
  • the inverter control unit 105 may control the inverter 102 to operate the motor 20 irrespective of whether or not the rotation of the motor 20 during DC braking is stopped. Thereby, the inverter control unit 105 can increase the stability of the response to the restart request of the electric motor 20.
  • the switch 1322 selects a fixed value 0 instead of the change amount ⁇ when the braking command of the electric motor 20 is valid and the DC braking command DCB_COM is at the H level, and sets the selected value to It outputs to the integrating unit 1323.
  • switch 1322 outputs fixed value 0 to integrating section 1323 instead of variation ⁇ based on DC braking command DCB_COM of H level, and integrates section 1323. Can suppress a change in the value held by the.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the motor driving device 100A according to the embodiment.
  • the motor drive device 100A shown in FIG. 4 is an example of a ship propulsion motor drive device.
  • the motor drive device 100A, the inverter control unit 105A, and the current control unit 110A in the motor drive system 1A correspond to the motor drive device 100, the inverter control unit 105, and the current control unit 110 in the above-described motor drive system 1, respectively. I do.
  • the current control unit 110A shown in FIG. 4 has some differences from the current control unit 110 shown in FIG. Hereinafter, this will be described in order.
  • a first difference is that the current control unit 110A does not include the phase value holding unit 132 in FIG. Instead, the adder 137 outputs the phase ⁇ as the reference phase ⁇ ref, and supplies the reference phase ⁇ ref to the coordinate converter 133 and the inverse coordinate converter 134.
  • the current control unit 110A further includes a selector 132A and a selector 132B.
  • a selector 132A is provided before the integrator 131, and a selector 132B is provided before the integrator 136.
  • the output of the speed sensor 24 is connected to a first input of the selector 132A, and a fixed value 0 is supplied to a second input of the selector 132A.
  • the output of the slip frequency estimator 135 is connected to a first input of the selector 132B, and a fixed value 0 is supplied to a second input of the selector 132B.
  • the third difference is that a DC braking command DCB_COM is used as a control input signal of the selector 132A and the selector 132B.
  • DC braking command DCB_COM is at L level, both selector 132A and selector 132B select the first input.
  • DC braking command DCB_COM is at the H level, both the selector 132A and the selector 132B select the second input.
  • the integrator 131 derives the electrical angle ⁇ M of the rotor of the electric motor 20 based on the electric motor speed ⁇ M.
  • the integrator 131 outputs the result of integration using the fixed value 0 as an input value as the electrical angle ⁇ M of the rotor of the electric motor 20.
  • the selector 132B selects the first input and outputs the output value of the slip frequency estimating unit 135.
  • the selector 132B selects the second input and outputs a fixed value 0.
  • the timing chart of FIG. 3 can be applied to the embodiment shown in FIG. Therefore, when DC braking command DCB_COM is at the L level, integrator 131 integrates motor speed ⁇ M and outputs electrical angle ⁇ M. When the DC braking command DCB_COM is at the L level, the integrator 136 integrates the estimated value of the slip frequency derived by the slip frequency estimating unit 135 and outputs the phase of the slip frequency as the slip amount adjustment value ⁇ adj. . Therefore, from time t0 to time t2, the value of the sum of the electrical angle ⁇ M and the slip amount adjustment value ⁇ adj is output as the reference phase ⁇ ref, as in the first embodiment.
  • the integrator 131 and the integrator 136 receive the fixed value 0, and therefore each retains the immediately preceding result. Therefore, the output of the integrator 131 and the output of the integrator 136 do not change during the period when the DC braking command DCB_COM is H from the time t2 to the time t3. Therefore, the reference phase ⁇ ref which is the output of the adder 137 which is the sum of the output of the integrator 131 and the output of the integrator 136 is also constant.
  • the integrator 131 integrates the motor speed ⁇ M again and outputs the electrical angle ⁇ M while the DC braking command DCB_COM is at the L level. Further, the integrator 136 integrates the estimated value of the slip frequency derived by the slip frequency estimating unit 135 and outputs the phase of the slip frequency as the slip amount adjustment value ⁇ adj. In this case, the values respectively output from the integrator 131 and the integrator 136 are continuous immediately before time t3 and without abrupt change after time t3.
  • the reference phase ⁇ ref which is the output of the adder 137, which is the sum of the output of the integrator 131 and the output of the integrator 136, is continuous without abrupt change as described above.
  • the adder 137 restarts adding the phase ⁇ M, which is the integral value of the motor speed ⁇ M, to the integral value of the estimated value of the slip frequency. Therefore, the cycle of the reference phase ⁇ ref after time t3 is a cycle in which the motor speed ⁇ M of the electric motor 20 and the estimated value of the slip frequency are expected.
  • the inverter control unit 105 generates the reference phase ⁇ ref at the time of restarting based on at least the reference phase ⁇ ref before the control state transitions to the braking state.
  • the reference phase ⁇ ref can be generated so as to maintain the continuity of ⁇ ref.
  • the inverter control unit 105 maintains the continuity between the reference phase ⁇ ref during the DC braking and the reference phase ⁇ ref after the restart, thereby increasing the stability of the control for restarting the rotating electric motor 20. .
  • the inverter control unit 105 can stably respond to the restart request of the electric motor 20.
  • the inverter control units 105 and 105A of the above embodiments may be realized at least in part by a software function unit that functions by a processor such as a CPU executing a program, and all of the hardware function units such as an LSI. It may be realized by a unit.
  • the inverter 102 and the inverter control unit 105 are provided.
  • the inverter 102 converts DC power into AC power, and supplies the converted AC power to the motor 20 that drives the ship from the output of the inverter 102.
  • the inverter control unit 105 operates the electric motor 20 by controlling the inverter 102 based on the reference phase ⁇ ref, and brakes the rotating electric motor 20 by DC braking.
  • the inverter control unit 105 changes the reference phase ⁇ ref during DC braking when restarting the control state of the inverter 102 from a braking state in which the motor 20 is braked by DC braking to a restarting state in which the motor 20 is restarted.
  • the reference phase ⁇ ref is generated as an initial value of the reference phase ⁇ ref, and the reference phase ⁇ ref after the restart is generated. Thereby, the inverter control unit 105 can increase the responsiveness to the restart request of the electric motor 20.
  • the marine vessel 2 includes an azimuth thruster as an example of an electric propulsion structure that uses at least the electric motor 20 as a power source for propulsion.
  • the ship 2 is provided with an electric propulsion structure that uses at least the electric motor 20 as a power source for propulsion, but is not limited thereto.
  • the marine vessel 2 may include an engine and an electric motor 20, and may include a hybrid electric propulsion structure that uses each of the engines as a power source for propulsion.
  • Integration 132 phase value holding unit
  • 1321 change amount calculation unit 1322 switch (selection unit), 1323 integration unit, 1323A adder (first adder), 1323Z delay Element
  • 132A selector (first selector)
  • 132B selector (second selector)
  • 135 slip frequency estimator
  • 137 adder (second adder)
  • 140 gate controller 200 ... higher-level control device

Abstract

実施形態の船舶推進用電動機駆動装置は、電力変換ユニットと、制御部とを持つ。制御部は、第１基準位相に基づいて前記電力変換ユニットを制御することで前記誘導電動機を稼働させ、回転している前記誘導電動機を直流制動によって制動させる。前記制御部は、前記誘導電動機を前記直流制動によって制動させる制動状態から前記誘導電動機を再稼働させる再稼働状態に前記電力変換ユニットの制御状態を遷移させる場合に、前記直流制動を解除する直前の前記第１基準位相を前記再稼働時の前記第１基準位相の初期値にして、前記再稼働後の前記第１基準位相を生成する。

Description

船舶推進用電動機駆動装置
　本発明の実施形態は、船舶推進用電動機駆動装置に関する。
　船舶推進用電動機駆動装置は、電力変換装置から供給される電力によって船舶を駆動する誘導電動機を駆動する。
　ところで、上記のような船舶推進用電動機駆動装置では、電動機を一旦制動状態にすると、電動機をすぐに再稼働させることが難しい場合があった。
日本国特開２０１２－８７７５０号公報
　本発明が解決しようとする課題は、電動機の再稼働要求に対する応答性を高めることができる船舶推進用電動機駆動装置を提供することである。
　実施形態の船舶推進用電動機駆動装置は、電力変換ユニットと、制御部とを持つ。前記電力変換ユニットは、直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、船舶を駆動する誘導電動機に供給する。前記制御部は、第１基準位相に基づいて前記電力変換ユニットを制御することで前記誘導電動機を稼働させ、回転している前記誘導電動機を直流制動によって制動させる。前記制御部は、前記誘導電動機を前記直流制動によって制動させる制動状態から前記誘導電動機を再稼働させる再稼働状態に前記電力変換ユニットの制御状態を遷移させる場合に、前記直流制動を解除する直前の前記第１基準位相を前記再稼働時の前記第１基準位相の初期値にして、前記再稼働後の前記第１基準位相を生成する。
第１の実施形態の電力変換装置の構成図。 実施形態の実施形態の位相値保持部の構成図。 実施形態の電動機に対する再稼働制御に係るタイミングチャート。 第２の実施形態の電動機駆動装置の構成図。
　以下、実施形態の船舶推進用電動機駆動装置について説明する。なお、以下の説明では、電動機の制御状態を、回転座標系を用いて表す。その回転座標系の座標軸と静止座標系の座標軸とが成す角度を基準位相θｒｅｆ又は位相θとして示す。基準位相θｒｅｆが第１基準位相の一例であり、位相θが第２基準位相の一例である。基準位相θｒｅｆと位相θの違いは後述する。電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。なお、座標変換に係る座標系として直交座標系を例示するが、これに限定されることはなく、上記の直交座標系に代わる座標系が、２つの軸の成分を独立に扱える２つの軸を有する座標系であってもよい。実施形態における微小な固定値には、０が含まれてもよい。なお、本明細書で言う「ＸＸに基づく」とは、「少なくともＸＸに基づく」ことを意味し、ＸＸに加えて別の要素に基づく場合も含む。さらに、「ＸＸに基づく」とは、ＸＸを直接に用いる場合に限定されず、ＸＸに対して演算や加工が行われたものに基づく場合も含む。「ＸＸ」は、任意の要素（例えば、任意の情報）である。実施形態における「電動機の制動状態」とは、電動機に対してトルクを掛けて電動機を制動させる状態のことである。例えば、上記の状態には、直流制動により生じる場合が含まれる。実施形態における「電動機の再稼働状態」とは、電動機の制動状態から電動機を再び稼働させるようにトルクを掛けて駆動させる状態のことである。実施形態における「制動指令」とは、電動機を制動状態にする要求を示す指令のことである。
（第１の実施形態）
　図１は、実施形態の電動機駆動装置１００の構成図である。図１に示す電動機駆動装置１００は、船舶推進用電動機駆動装置の一例である。
　図１に示す電動機駆動システム１は、船舶２に設けられ、船舶２に推力を供給する。電動機駆動システム１は、例えば、電動機２０と、プロペラ５０と、発電機６０と、電動機駆動装置１００と、上位制御装置２００とを備える。
　電動機２０は、例えば３相交流型の誘導電動機である。電動機２０の軸２１は、図示されないクラッチ、減速機などを介して主軸５１が連結されている。主軸５１にはプロペラ５０が設けられている。電動機２０には、速度センサ２４が設けられている。速度センサ２４は、電動機２０の軸２１の回転速度を検出して、電動機２０の軸２１の回転速度を示す電動機速度ωＭを出力する。以下の説明における電動機速度ωＭの単位は、（ラジアン／秒）である。
　発電機６０は、発電した交流電力を、発電機６０の出力から電動機駆動装置１００に供給する。電動機駆動装置１００は、発電機６０から供給される電力を電動機２０の駆動に利用する。
　電動機駆動装置１００は、例えば整流器１０１とインバータ１０２とを備える。
　整流器１０１の交流入力には発電機６０が接続されている。整流器１０１の直流出力にはインバータ１０２の直流入力が接続されている。例えば、整流器１０１は、図示しない複数のダイオードを要素に含むブリッジとして形成されている。整流器１０１は、発電機６０から供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を、整流器１０１の出力からインバータ１０２に供給する。
　インバータ１０２は、後述するゲート制御部１４０が生成したゲート信号（ゲート制御信号ＧＣＭ）等によって制御される複数の半導体スイッチ（不図示）を備える。インバータ１０２は、「電力変換ユニット」の一例である。インバータ１０２の交流出力には電動機２０が接続されている。インバータ１０２は、ゲート制御部１４０からの制御により複数の半導体スイッチの導通状態が調整される。インバータ１０２は、整流器１０１側から供給される直流電力を変換することで、３相交流電力を生成する。インバータ１０２は、生成した３相交流電力を電動機２０に供給する。
　電動機駆動装置１００は、電動機駆動システム１の状態を検出するための各種検出器として、例えば、電流センサ１０３と、直流電圧検出部１０４とを、さらに備える。電流センサ１０３は、インバータ１０２が電動機２０の巻線（不図示）に供給する電流を検出する。例えば、電流センサ１０３は、３相のうち少なくとも複数の相の相電流を検出する。直流電圧検出部１０４は、整流器１０１とインバータ１０２との間の直流リンク部分の電圧ＶＤＣを検出する。
　電動機駆動装置１００は、さらにインバータ制御部１０５（制御部）を備える。インバータ制御部１０５は、例えば、電流制御部１１０と、ゲート制御部１４０とを備える。
　なお、インバータ制御部１０５と上位制御装置２００は、例えば、プロセッサを含み、そのプロセッサ（コンピュータ）がプログラムを実行することにより実現される機能部であってもよく、その一部又は全部がハードウェアであってもよい。上記の各部に関する詳細については後述する。
　上位制御装置２００は、電動機駆動システム１の各部に関する各種情報を収集する。上位制御装置２００は、各種情報と、予め定められる諸条件とに基づいて、電動機２０を制御して船舶２の推力を調整する。
　例えば、上位制御装置２００は、速度指令ω＿ＣＯＭと、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭと、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭとを電動機駆動装置１００に通知する。速度指令ω＿ＣＯＭは、電動機２０の回転子の回転数を指定するための指令値である。ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭは、インバータ１０２をゲートブロックするための指令であり、例えばＨレベルにあるときにゲートブロックの指令を有効とする。直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭは、電動機２０に直流制動を掛けるための指令であり、例えばＨレベルにあるときに直流制動の指令を有効とする。
　上位制御装置２００は、回転している電動機２０に制動を掛けた後に、電動機２０の動力を利用する要求（以下、「再稼働要求」と称する）が生じた場合には、再稼働要求を受け付けて、再稼働要求に応じて電動機駆動装置１００を制御する。このような再稼働要求は、船舶２の転回や、船舶２の緊急制動の要求に起因することがある。電動機駆動装置１００は、電動機２０に電気的に制動を掛けた後に、電動機２０が回転している状況にあっても、上記の要求に応じて電動機２０を再稼働させる。これに関する詳細な説明を後述する。
　次に、電流制御部１１０の一例について説明する。電流制御部１１０は、例えば、減算器１１５と、速度制御部１１６と、オア回路１１７と、磁束演算部１２１と、除算器１２２と、選択器１２３と、減算器１２４と、Ｑ軸電流制御部１２５と、磁化電流演算部１２６と、選択器１２７Ａ、１２７Ｂと、減算器１２８と、Ｄ軸電流制御部１２９と、直流制動電流指令部１３０と、積分器１３１と、位相値保持部１３２と、座標変換器１３３と、逆座標変換器１３４と、滑り周波数推定部１３５と、積分器１３６と、加算器１３７とを備える。
　減算器１１５は、上位制御装置２００から供給される速度指令ω＿ＣＯＭから電動機速度ωＭを減算し、その差分を速度制御部１１６に出力する。
　速度制御部１１６は例えば比例積分回路である。速度制御部１１６は、減算器１１５の減算によって導出された差分に基づいて、電動機速度ωＭを速度指令ω＿ＣＯＭに追従させるような算定トルク値Ｔｃａｌを算出する。速度制御部１１６の出力には除算器１２２の第１入力が接続されている。
　オア回路１１７は、論理和回路である。オア回路１１７の第１入力には上位制御装置２００からゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭが供給されている。オア回路１１７の第２入力には上位制御装置２００から直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭが供給されている。オア回路１１７は、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭと直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭの論理和をとる。上記論理和を減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭと呼ぶ。オア回路１１７の出力は、選択器１２３の制御入力に接続されている。
　磁束演算部１２１の入力には速度センサ２４の出力が接続されている。磁束演算部１２１は、速度センサ２４によって検出された電動機２０の軸２１の速度に対応する電動機速度ωＭに基づいて、電動機２０の磁束の状態を示す磁束Φを導出する。磁束演算部１２１の出力には除算器１２２の第２入力と磁化電流演算部１２６の入力と後述の滑り周波数推定部１３５の第１入力とが接続されている。
　除算器１２２は、前述の算定トルク値Ｔｃａｌを、磁束演算部１２１によって導出された磁束Φの値で除算する。除算の結果である商をＱ軸の電流指令値Ｉｑｃと呼ぶ。除算器１２２の出力には選択器１２３の第１入力が接続されている。なお、上記のＱ軸の電流指令値Ｉｑｃの基となる算定トルク値Ｔｃａｌは、電動機速度ωＭと、速度指令ω＿ＣＯＭとに基づいたトルク制御に用いられる要求トルクである。
　選択器１２３の第２入力には固定値が供給されている。選択器１２３の制御入力にはオア回路１１７から減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭが供給されている。選択器１２３の出力には減算器１２４の第１入力が接続されている。選択器１２３は、除算器１２２によって導出されたＱ軸の電流指令値Ｉｑｃと固定値とのうちの何れかを、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭに従い選択して、電流基準Ｉｑｒとして減算器１２４に出力する。上記の固定値は、例えば、０又は０近傍の微小値である。このような固定値のことを単に固定値０ということがある。
　例えば、電動機２０が稼働状態にある場合を初期状態とする。この場合、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭの信号レベルは、Ｌ（ロー）レベルである。選択器１２３の制御入力はＬレベルになる。この場合に、選択器１２３は、第１入力を選択して、Ｑ軸の電流指令値Ｉｑｃを電流基準Ｉｑｒとして出力する。
　その後、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭが発せられて、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭの信号レベルがＨ（ハイ）レベルになる。これにより、選択器１２３の制御入力はＨレベルになる。この場合に、選択器１２３は、第２入力を選択して、固定値０を電流基準Ｉｑｒとして出力する。
　減算器１２４は、選択器１２３から出力されたＱ軸の電流基準Ｉｑｒから、座標変換器１３３によって導出されたＱ軸電流Ｉｑを減算し、その減算の結果である差分値ΔＩｑをＱ軸電流制御部１２５に出力する。
　Ｑ軸電流制御部１２５は、減算器１２４の減算によって導出された差分値ΔＩｑに基づいてＱ軸の電圧基準Ｖｑｒを導出して、Ｑ軸の電圧基準Ｖｑｒを逆座標変換器１３４のＱ軸入力に出力する。Ｑ軸電流制御部１２５は、比例積分回路を含み、Ｑ軸電流ＩｑがＱ軸の電流基準Ｉｑｒに追従するようにＱ軸の電圧基準Ｖｑｒを制御する。
　磁化電流演算部１２６は、磁束演算部１２１によって導出された磁束Φに基づいて、Ｄ軸の電流指令値Ｉｒｕｎを導出し、その導出の結果を選択器１２７Ａの第１入力に出力する。
　選択器１２７Ａの第２入力には直流制動電流指令部１３０の出力が接続されている。選択器１２７Ａの制御入力には上位制御装置２００から直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭが供給される。選択器１２７Ａは、Ｄ軸の電流指令値Ｉｒｕｎと、直流制動電流指令部１３０の出力である直流制動電流指令Ｉｂｒｋとのうちの何れかを、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭに従い選択して、選択の結果を電流基準Ｉｄｃとして出力する。上記の直流制動電流指令Ｉｂｒｋは、電動機２０の直流制動時の電流値を規定する。
　例えば、電動機２０が稼働状態にある初期状態の場合、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭはＬレベルである。選択器１２７Ａは、制御入力がＬレベルである場合に、第１入力を選択して、Ｄ軸の電流指令値ＩｒｕｎをＤ軸の電流指令値Ｉｄｃとして出力する。選択器１２７Ａは、制御入力がＨレベルである場合に、第２入力を選択して、直流制動電流指令ＩｂｒｋをＤ軸の電流指令値Ｉｄｃとして出力する。
　選択器１２７Ｂの第１入力には選択器１２７Ａの出力が接続されている。選択器１２７Ｂの第２入力には固定値０が供給されている。選択器１２７Ｂの制御入力には上位制御装置２００からゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭが供給される。選択器１２７Ｂの出力には減算器１２８の第１入力が接続されている。選択器１２７Ｂは、Ｄ軸の電流指令値Ｉｒｕｎに基づくＤ軸の電流指令値Ｉｄｃと、直流制動電流指令Ｉｂｒｋとのうちの何れかを、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭに従い選択して、選択の結果を電流基準Ｉｄｒとして出力する。
　例えば、前述したように、電動機２０が稼働状態にある初期状態の場合、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭはＬレベルである。選択器１２７Ｂは、制御入力がＬレベルである場合に、第１入力を選択して、Ｄ軸の電流指令値Ｉｄｃを電流基準Ｉｄｒとして出力する。
　選択器１２７Ｂは、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭが発せられて制御入力がＨレベルである場合に、第２入力を選択して、固定値０を電流基準Ｉｄｒとして出力する。
　減算器１２８の第２入力には座標変換器１３３のＤ軸出力が接続されている。減算器１２８の出力にはＤ軸電流制御部１２９の入力が接続されている。減算器１２８は、選択器１２７Ｂから出力されるＤ軸の電流基準Ｉｄｒから、座標変換器１３３によって導出されたＤ軸電流Ｉｄを減算し、その減算の結果である差分値ΔＩｄを出力する。
　Ｄ軸電流制御部１２９の出力には逆座標変換器１３４のＤ軸入力が接続されている。Ｄ軸電流制御部１２９は、差分値ΔＩｄに基づいてＤ軸の電圧基準Ｖｄｒを導出して、Ｄ軸の電圧基準Ｖｄｒを逆座標変換器１３４のＤ軸入力に出力する。例えば、Ｄ軸電流制御部１２９は、比例積分回路を含み、Ｄ軸電流ＩｄがＤ軸の電流基準Ｉｄｒに追従するようにＤ軸の電圧基準Ｖｄｒを制御する。
　直流制動電流指令部１３０は、直流制動電流指令Ｉｂｒｋを出力する。直流制動電流指令Ｉｂｒｋは、直流制動時の電流値を規定する指令値であり、例えば、予め定められた固定値でもよい。この直流制動電流指令Ｉｂｒｋは、任意の値でもよい。なお、直流制動電流指令Ｉｂｒｋの値は、固定値に限定されず、調整された値でもよい。例えば、電動機速度ωＭの大きさに応じて直流制動電流指令Ｉｂｒｋの値を規定してもよい。或いは、上位制御装置２００が出力する値であってもよい。
　積分器１３１の入力には速度センサ２４の出力が接続されている。積分器１３１の出力には加算器１３７の第１入力が接続されている。積分器１３１は、電動機速度ωＭに基づいて電動機２０の回転子の電気角θＭを導出する。例えば、積分器１３１は、電動機速度ωＭを時間積分することにより機械角を求め、さらに電動機２０の極数ｐを考慮し電動機２０の回転子の電気角θＭを導出する。
　位相値保持部１３２の入力には加算器１３７を経て積分器１３１の出力が接続されている。位相値保持部１３２の制御入力には上位制御装置２００から直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭが供給される。位相値保持部１３２の出力には座標変換器１３３の基準位相入力と逆座標変換器１３４の基準位相入力とが接続されている。
　例えば、位相値保持部１３２は、加算器１３７によって導出された位相θを、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベル時は透過的に出力するか、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベル時は位相θを保持して、保持した値を出力する。保持された位相θは、直流制動に利用される。
　例えば、電動機２０が稼働状態にある場合、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭは、Ｌレベルである。位相値保持部１３２は、制御入力がＬレベルである場合に第１入力を選択して、加算器１３７によって導出された位相θを基準位相θｒｅｆとして出力する。位相値保持部１３２から出力される基準位相θｒｅｆは、後段の電流座標変換に利用される。
　位相値保持部１３２は、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭが発せられて制御入力がＨレベルである場合に、減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭが発せられる直前の位相θを保持して、保持した位相θを基準位相θｒｅｆとして出力する。基準位相θｒｅｆは、例えば０以上２π（ラジアン）未満の範囲内の値をとる。なお、位相値保持部１３２は、基準位相θｒｅｆの値が例えば０以上２π（ラジアン）未満の範囲内になるように、２π（ラジアン）を基準に位相θの値を規格化してもよい。位相値保持部１３２のより具体的な例は後述する。
　座標変換器１３３は、電流センサ１０３により検出されたインバータ１０２の３相の出力電流を位相値保持部１３２から出力される基準位相θｒｅｆを基準とした、互いに直交する２軸の電流成分の回転座標系の成分に変換する座標変換器である。ここで、Ｑ軸電流成分Ｉｑは基準位相θｒｅｆと同相成分であり、Ｄ軸電流成分Ｉｄはｑ軸電流成分Ｉｑと直交する成分である。座標変換器１３３のＱ軸出力には減算器１２４の第２入力が接続されている。座標変換器１３３のＤ軸出力には減算器１２８の第２入力が接続されている。
　逆座標変換器１３４の出力にはＰＷＭ制御器１４１の入力が接続される。逆座標変換器１３４は、Ｑ軸電流制御部１２５によって導出されたＱ軸電圧基準Ｖｑｒと、Ｄ軸電流制御部１２９によって導出されたＤ軸電圧基準Ｖｄｒと、基準位相θｒｅｆとに基づいて逆座標変換を実施して、３相の電圧指令値Ｖｒを導出する。逆変換は、回転座標系から固定座標系への座標変換である。
　前述の滑り周波数推定部１３５の第１入力には、磁束演算部１２１の出力が接続されている。滑り周波数推定部１３５の第２入力には、選択器１２３の出力が接続されている。滑り周波数推定部１３５は、磁束演算部１２１により導出された磁束Φと、選択器１２３から出力される電流基準Ｉｑｒとに基づいて、電動機２０の滑り周波数の推定値を導出する。
　積分器１３６は、滑り周波数推定部１３５により導出された滑り周波数の推定値を積分して滑り周波数の位相を滑り量調整値θａｄｊとして出力する。
　加算器１３７は、積分器１３１から出力された電動機２０の回転子の電気角θＭと、積分器１３６から出力された滑り量調整値θａｄｊとを加算して位相θを導出し、導出の結果の位相θを位相値保持部１３２に出力する。なお、位相θの値が例えば０以上２π（ラジアン）未満の範囲内になるように、加算器１３７は、２π（ラジアン）を基準に位相θの値を規格化してもよい。
　次に、ゲート制御部１４０の一例について説明する。ゲート制御部１４０は、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器１４１（図中の記載はＰＷＭ）と、ＧＢ（Gate Block）制御部１４２（図中の記載はＧＢ）とを備える。
　ＰＷＭ制御器１４１の入力には逆座標変換器１３４の出力が接続されている。ＰＷＭ制御器１４１の出力にはＧＢ制御部１４２の入力が接続されている。ＰＷＭ制御器１４１は、逆座標変換器１３４によって導出された電圧指令値Ｖｒに基づいて、インバータ１０２を駆動するためのＰＷＭパルス信号ＧＣを生成する。
　ＧＢ制御部１４２の制御入力には上位制御装置２００から減速指令ＤＥＣ＿ＣＯＭが供給される。ＧＢ制御部１４２の出力にはインバータ１０２の入力が接続されている。ＧＢ制御部１４２は、ＰＷＭ制御器１４１によって生成されたＰＷＭパルス信号ＧＣを、インバータ１０２にゲート制御信号ＧＣＭとして供給する。ＧＢ制御部１４２は、予め定められた運転規則に従い、ゲート制御信号ＧＣＭのインバータ１０２への供給を制限する。
　図２を参照して、位相値保持部１３２について説明する。図２は、実施形態の位相値保持部１３２の構成図である。例えば、位相値保持部１３２は、離散時間系の状態変数モデルとして形成される。位相値保持部１３２の入力に供給される位相θの今回値をθ＿ｋと示す。ｋは、時系列情報の識別子である。上記の通り、位相θは、電動機２０の回転子の電気角θＭと、滑り量調整値θａｄｊとに基づいて導出される。
　位相値保持部１３２は、例えば、変化量算出部１３２１と、切替器１３２２と、積算部１３２３と、を備える。
　変化量算出部１３２１は、遅延要素１３２１Ｚと、減算器１３２１Ｄとを備える。
　位相値保持部１３２の入力である変化量算出部１３２１の入力は、遅延要素１３２１Ｚの入力と、減算器１３２１Ｄの第１入力とに接続されている。
　遅延要素１３２１Ｚは、遅延時間演算子（Ｚ－１）であり、例えば、図示しないラッチインタフェースを含み、入力される信号を０次ホールドする。遅延要素１３２１Ｚは、位相θの今回値θ＿ｋを所定の周期（所定の期間）の間保持する。例えば、位相θを保持した時点（ｋ－１）から時点ｋになるまで遅延要素１３２１Ｚから出力される信号の値は、位相θを保持した時点（ｋ－１）の値（位相θの前回値）になる。「今回値」と「前回値」は、同種の信号についての離散時間系における時系列情報のことである。「今回値」は、「前回値」に対応する時刻（時点）よりも後の時刻（時点）の値のことである。例えば、時点（ｋ－１）から所定時間が経過すると時点ｋになる。時点（ｋ－１）に位相θを保持した結果の値を（θ＿（ｋ－１））で示す。遅延要素１３２１Ｚの出力は、減算器１３２１Ｄの第２入力に接続されている。遅延要素１３２１Ｚによる遅延時間は、位相θの検出処理の１演算周期に設定される。
　減算器１３２１Ｄは、遅延要素１３２１Ｚの出力から減算器１３２１Ｄの第２入力に供給される位相θの前回値（θ＿（ｋ－１））を、減算器１３２１Ｄの第１入力に供給される位相θの今回値θ＿ｋから減算する。
　減算器１３２１Ｄは、位相θの今回値θ＿ｋから前回値（θ＿（ｋ－１））を減算して、その結果である偏差の今回値Δθ＿ｋを得る。減算器１３２１Ｄの出力、すなわち変化量算出部１３２１の出力は、後述する切替器１３２２の第１入力に接続されている。減算器１３２１Ｄは、偏差の今回値Δθ＿ｋを、減算器１３２１Ｄの出力から切替器１３２２の入力に供給する。
　変化量算出部１３２１の上記の演算処理を、次の式（３）に示す。
（Δθ＿ｋ）＝（θ＿ｋ）－（θ＿（ｋ－１））　…（３）
　前述したように切替器１３２２の第１入力には、変化量算出部１３２１の出力から偏差の今回値ΔθＭ＿ｋが供給される。切替器１３２２の第２入力には、固定値生成部１３２２Ｆから所望の固定値が供給される。例えば、所望の固定値は、固定値０である。切替器１３２２の制御入力には、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭが供給される。
　例えば、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭは、直流制動指令の発令に連動する。直流制動指令が解除されている場合、つまり直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルである場合には、切替器１３２２の制御入力がＬレベルになる。切替器１３２２の制御入力がＬレベルであると、切替器１３２２は、第１入力を選択して、上記の偏差の今回値Δθ＿ｋを出力する。また、直流制動指令が発せられた場合、つまり直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルである場合には、切替器１３２２の制御入力がＨレベルになる。切替器１３２２の制御入力がＨレベルであると、切替器１３２２は、第２入力を選択して、固定値０を出力する。
　積算部１３２３は、加算器１３２３Ａと、遅延要素１３２３Ｚと、を備える。
　積算部１３２３の入力である加算器１３２３Ａの第２入力は、遅延要素１３２３Ｚの出力に接続されている。加算器１３２３Ａの出力は、積算部１３２３内で遅延要素１３２３Ｚの入力に接続され、さらに積算部１３２３としての出力になる。
　加算器１３２３Ａは、位相θの変化量Δθと、後述の遅延要素１３２３Ｚにより保持された基準位相θｒｅｆとを加算する。これにより、加算器１３２３Ａは、位相θの変化量Δθと、保持された基準位相θｒｅｆとを加算して、基準位相θｒｅｆを補正することができる。なお、位相値保持部１３２の遅延要素１３２３Ｚは、保持部の一例である。
　遅延要素１３２３Ｚは、遅延時間演算子（Ｚ－１）であり、例えば、図示しないラッチインタフェースを含み、入力される信号を０次ホールドする。加算器１３２３Ａの演算結果Ｙの今回値をＹ＿ｋと定める。遅延要素１３２３Ｚは、加算器１３２３Ａの演算結果Ｙの今回値Ｙ＿ｋを所定の周期（所定の期間）の間保持する。例えば、演算結果Ｙを保持した時点（ｋ－１）から時点ｋになるまで遅延要素１３２３Ｚは、演算結果Ｙ＿（ｋ－１）を保持する。遅延要素１３２３Ｚによる遅延時間は、位相θの検出処理の１演算周期に設定される。
　上記の通り、積算部１３２３の入力には、切替器１３２２を経て、変化量算出部１３２１から偏差の今回値Δθ＿ｋ又は固定値生成部１３２２Ｆから固定値０が供給される。
　例えば、積算部１３２３の入力に偏差の今回値Δθ＿ｋが供給される場合には、積算部１３２３は、偏差の今回値Δθ＿ｋと、演算結果Ｙ＿（ｋ－１）とを加算して、その結果Ｙ＿ｋを算出する。演算結果Ｙ＿（ｋ－１）が基準位相の前回値（θ＿（ｋ－１））である場合の積算部１３２３の演算処理を、次の式（４）に示す。
（Ｙ＿ｋ）＝（θ＿（ｋ－１））＋（Δθ＿ｋ）　…（４）
　上記の式（３）と式（４）に基づいて、次の式（５）を得る。
（Ｙ＿ｋ）＝（θ＿ｋ）　…（５）
　上記の式（５）に示すように、積算部１３２３の演算結果（Ｙ＿ｋ）は、位相値保持部１３２の入力に供給された電気角θＭの今回値θ＿ｋになる。
　上記の式（３）から式（５）に示す通り、変化量算出部１３２１は、位相θの第１時点の値θ＿（ｋ－１）と、位相θの第１時点よりも後の第２時点の値θ＿ｋとに基づいて、位相θの変化量Δθを算出する。積算部１３２３は、変化量Δθと、制御状態が制動状態に遷移する前の基準位相θｒｅｆとに基づいて、基準位相θｒｅｆを算出する。これにより、平時における基準位相θｒｅｆの位相の連続性が確保される。
　また、例えば、積算部１３２３の入力に、固定値０が供給される場合には、積算部１３２３は、固定値０と、演算結果Ｙ＿（ｋ－１）である基準位相の前回値（θ＿（ｋ－１））とを加算して、その結果Ｙ＿ｋを算出する。
　固定値０を０とすると、積算部１３２３による上記の演算処理を、次の式（６）に示す。
（Ｙ＿ｋ）＝（θ＿（ｋ－１））＋０＝（θ＿（ｋ－１））　…（６）
　上記の式（６）に示されるように、結果Ｙ＿ｋは、前回値（θ＿（ｋ－１））に等しくなる。つまり、遅延要素１３２３Ｚが保持する値は結果Ｙ＿ｋであることから、結果Ｙ＿ｋは不変になる。以下、結果Ｙ＿ｋをθＫと呼ぶ。θＫは、固定値０がゼロであれば不変であり、固定値０が微小値であれば実質的に不変になる。
　なお、直流制動指令が中断される場合には、位相値保持部１３２の制御入力がＨレベルからＬレベルに変化する。ここで、直流制動指令が中断される際の位相値保持部１３２の動作を整理する。
　位相値保持部１３２は、直流制動指令が発せられて位相値保持部１３２の制御入力がＬレベルからＨレベルになる際に、直流制動指令が発せられる直前の位相θ、つまりθＫを保持する。
　位相値保持部１３２は、直流制動指令が発せられて位相値保持部１３２の制御入力がＨレベルに維持されている間、自ら保持しているθＫを基準位相θｒｅｆとして出力する。この期間の基準位相θｒｅｆは、不変になる。
　上記の通り、位相値保持部１３２は、制御状態が制動状態に遷移する前の基準位相θｒｅｆを第１時点（ｋ－１）から第２時点（ｋ）になるまで保持する。
　なお、位相値保持部１３２は、制御状態が解除される直前まで基準位相θｒｅｆを保持することから、制動状態が解除される直前の基準位相θｒｅｆと、制動状態が解除された直後の基準位相θｒｅｆの位相の連続性が確保される。
　例えば、先のｋが示す時点より十分後の時点をｋ’で示す。直流制動指令が中断されて制御入力がＨレベルからＬレベルに変化すると、切替器１３２２の第１入力が選択される。これが、ｋ’の時点で実施されたとすると、積算部１３２３の入力には、切替器１３２２の出力から固定値０に代わり偏差の今回値（Δθ＿ｋ’）が供給される。通常ｋ’が示す時点は、先のｋが示す時点より十分に後になる。制御入力がＨレベルの間一定の値に保たれていた基準位相θｒｅｆと、実際の電動機２０の電動機速度ωＭに基づいて生成される位相θとが乖離することがある。なお、インバータ制御部１０５は、基準位相θｒｅｆと上記の位相θとの間に差が生じたまま、ゲート制御信号ＧＣＭをインバータ制御部１０５からインバータ１０２に供給する。基準位相θｒｅｆと位相θとの間に差が生じたまま、インバータ１０２によって電動機２０が駆動される。この基準位相θｒｅｆと位相θとの間に差が生じた状態は継続する。
　図３を参照して、電動機２０に対する再稼働制御について説明する。図３は、実施形態の電動機２０に対する再稼働制御に係るタイミングチャートである。この図の上から順に、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭと、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭと、Ｄ軸の電流基準Ｉｄｒと、基準位相θｒｅｆと、電動機２０のＵ相の電流ＩＵとが示されている。基準位相θｒｅｆは、周期性を有する三角波であり、例えば、その値は０から２π（ラジアン）の間で変化する。
　この図に示す時刻ｔ０から時刻ｔ１までの初期状態は、インバータ１０２が電動機２０を駆動させている状態にある。例えば、上位制御装置２００によりゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭと直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭの双方がＬレベルに維持される。Ｄ軸の電流基準Ｉｄｒとして規定される電流値は、磁化電流演算部１２６によって生成されたＤ軸の電流指令値Ｉｄｃになっている。基準位相θｒｅｆは、位相θと滑り量調整値θａｄｊとに基づいた周期で周期的に変化している。これにより、Ｄ軸の電流指令値Ｉｄｃに応じた出力電流がインバータ１０２から流れる。例えば、電動機２０のＵ相に交流電流の電流ＩＵが流れている。図示しないＶ相の電流ＩＶとＷ相の電流ＩＷは、Ｕ相の電流ＩＵとは位相が異なるが、同等の振幅値の電流になる。なお、以下の制御の過程で各相の電流値が変化するタイミングは同期する。
　時刻ｔ１になると、例えば、電動機２０の回転子の速度を低減するように、上位制御装置２００からゲートブロック指令が発せられて、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭがＨレベルになる。
　ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭがＨレベルになると、選択器１２３と、選択器１２７Ｂは、それぞれ第２入力を選択する。すると、選択器１２７Ｂによって選択されたＤ軸の電流基準Ｉｄｒは、固定値０になる。Ｄ軸電流制御部１２９は、固定値０になったＤ軸の電流基準Ｉｄｒに追従するようにＤ軸電圧基準Ｖｄｒを生成する。上記の場合、選択器１２３によって選択されたＱ軸の電流基準Ｉｑｒも、固定値０になる。Ｑ軸電流制御部１２５は、固定値０になったＱ軸の電流基準Ｉｑｒに追従するようにＱ軸電圧基準Ｖｑｒを生成する。
　逆座標変換器１３４は、固定値０のＱ軸電圧基準Ｖｑｒと、固定値０のＤ軸電圧基準Ｖｄｒと、基準位相θｒｅｆとに基づいてＤＱ逆変換を実施して、電圧指令値Ｖｒを導出する。これにより、逆座標変換器１３４は、インバータ１０２の出力電流を０にするような電圧指令値Ｖｒを、逆座標変換器１３４からＰＷＭ制御器１４１に供給する。
　ＧＢ制御部１４２は、上位制御装置２００のゲートブロック指令に応じて、ゲート制御信号ＧＣＭのインバータ１０２への供給を制限する。これにより、インバータ１０２の変換動作が停止される。よって、ゲートブロックにより、インバータ１０２の出力電流は略零となる（図３中の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間のＩＵに相当）。したがって座標変換器１３３の出力であるＱ軸電流ＩｑとＤ軸電流Ｉｄも略零となる。よって、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭがＨレベルの期間に、固定値０がＱ軸電流制御部１２５とＤ軸電流制御部１２９とに供給されることにより、Ｑ軸電流制御部１２５とＤ軸電流制御部１２９における積分演算の結果の積分値が次第に増加して、飽和することを抑制できる。
　上記の状態は、時刻ｔ２まで続く。なお、インバータ１０２からの動力が立たれた電動機２０は、フリーランの状態にある。電動機２０の電動機速度ωＭは、徐々に低下する。
　時刻ｔ２になると、上位制御装置２００は、ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭをＬレベルにして、ゲートブロック指令を中断する。ゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭがＬレベルになったことにより、ＧＢ制御部１４２は、インバータ１０２内のスイッチング素子へゲート制御信号ＧＣＭの出力を許可する。
　さらに、時刻ｔ２において、上位制御装置２００は、直流制動指令を発し、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭのレベルを、ＬレベルからＨレベルに変える。直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルになると、前述の通り、位相値保持部１３２は、直流制動指令が発せられる直前の位相θの今回値θ＿ｋ、つまりθＫを保持する。これにより基準位相θｒｅｆがθＫに固定され、電動機２０に対して直流制動が掛けられる。
　また、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルになると、選択器１２７Ａは、直流制動電流指令ＩｂｒｋをＤ軸の電流指令値Ｉｄｃとして出力する。
　また、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルになるため、選択器１２３は、Ｑ軸の電流指令値Ｉｑｃに代えて、固定値０を出力する。
　上記のようにゲートブロックＧＢ＿ＣＯＭがＬレベルになったことにより、選択器１２７Ｂは、第１入力を選択する。なお、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルであるため、選択器１２７Ａは、直流制動電流指令ＩｂｒｋをＤ軸の電流指令値Ｉｄｃとして出力する。また、選択器１２７Ｂは、固定値０に代えて、選択器１２７Ａを介して選択器１２７Ｂの第１入力に供給される直流制動電流指令Ｉｂｒｋを出力する。
　インバータ制御部１０５は、直流制動電流指令Ｉｂｒｋに基づいたゲート制御信号ＧＣＭを、インバータ制御部１０５からインバータ１０２に供給する。インバータ１０２の出力電流は、直流制動電流指令Ｉｂｒｋによって指定される電流値の直流になる。これにより直流制動が作用して、電動機速度ωＭの減速傾向が強まり、電動機速度ωＭがさらに低下する。
　時刻ｔ３になると、上位制御装置２００は、電動機２０の稼働を要求する指令を受けて、直流制動指令を中断し、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭをＨレベルからＬレベルに変える。
　位相値保持部１３２は、位相値保持部１３２の制御入力である直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルになると、直流制動指令が発せられる直前の位相θの今回値θ＿ｋ、つまりθＫの保持を中断して、今回値θ＿ｋに対する積算を再開して、積算値に基づいた基準位相θｒｅｆを出力する。通常、変化量算出部１３２１により算出される偏差の今回値Δθ＿ｋは、０ではない値になる。また、位相値保持部１３２が保持していたθＫの値は、積算の再開時点の電動機速度ωＭに基づいて算出される位相θの値とは異なるものになる。なお、位相値保持部１３２が保持していたθＫの値と、積算の再開時点の電動機速度ωＭに基づいて算出される位相θの値との差が生じているが、位相値保持部１３２は、今回値θ＿ｋに対して今回値Δθ＿ｋを加算する積算を再開して、その積算の結果を基準位相θｒｅｆにする。すなわち位相値保持部１３２は、基準位相θｒｅｆを急変させることなく、連続的に変化させることができる。
　上記の時刻ｔ３以降、基準位相θｒｅｆは、電動機２０の電動機速度ωＭと滑り周波数の推定値が見込まれた周期になる。
　また、時刻ｔ３において、インバータ制御部１０５は、速度指令ω＿ＣＯＭに基づいた速度で電動機２０を稼働させるようにインバータ１０２を制御する。電動機２０に流れる電流は、直流制動中に流れていた直流の値から、速度指令ω＿ＣＯＭに基づいた電流の値に変化する。
　上記のように、電動機駆動装置１００は、直流制動中にあった電動機２０を停止させることなく再稼働させることができる。
　上記の実施形態によれば、インバータ制御部１０５は、基準位相θｒｅｆ（第１基準位相）に基づいてインバータ１０２を制御することで電動機２０を稼働させ、回転している電動機２０を直流制動によって制動させる。インバータ制御部１０５は、電動機２０を直流制動によって制動させる制動状態から電動機２０を再稼働させる再稼働状態にインバータ１０２の制御状態を遷移させる場合に、直流制動中の基準位相θｒｅｆを再稼働時の基準位相θｒｅｆの初期値にして、再稼働後の基準位相θｒｅｆを生成する。
　インバータ制御部１０５は、制御状態が制動状態に遷移する前の基準位相θｒｅｆに少なくとも基づいて、再稼働時の基準位相θｒｅｆを生成することにより、再稼働時の基準位相θｒｅｆの連続性を保つように基準位相θｒｅｆを生成する。インバータ制御部１０５は、直流制動中の基準位相θｒｅｆと再稼働後の基準位相θｒｅｆの連続性を保つことで、回転している電動機２０を再稼働させる制御の安定度を高めることが可能になる。
　インバータ制御部１０５は、直流制動中の電動機２０の回転が停止した状態にあるか否かを問わずに、電動機２０を稼働させるようにインバータ１０２を制御してもよい。これにより、インバータ制御部１０５は、電動機２０の再稼働要求に対する応答の安定性を高めることを可能にする。
　また、切替器１３２２は、電動機２０の制動指令が有効である場合であって、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルである場合に、変化量Δθに代えて固定値０を選択し、選択した値を積算部１３２３に出力する。これにより、切替器１３２２は、電動機２０の制動指令が有効な場合に、Ｈレベルの直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭに基づいて、変化量Δθに代えて固定値０を積算部１３２３に出力し、積算部１３２３が保持する値の変化を抑制させることができる。
（第２の実施形態）
　図４は、実施形態の電動機駆動装置１００Ａの構成図である。図４に示す電動機駆動装置１００Ａは、船舶推進用電動機駆動装置の一例である。
　電動機駆動システム１Ａにおける電動機駆動装置１００Ａと、インバータ制御部１０５Ａと、電流制御部１１０Ａは、前述の電動機駆動システム１における電動機駆動装置１００と、インバータ制御部１０５と、電流制御部１１０とにそれぞれ対応する。
　図４に示す電流制御部１１０Ａには、図１に示す電流制御部１１０に対する幾つかの相違点がある。以下、これについて順に説明する。
　第１の相違点は、電流制御部１１０Ａは、図１における位相値保持部１３２を備えない。これに代えて、加算器１３７は、位相θを基準位相θｒｅｆとして出力して、基準位相θｒｅｆを座標変換器１３３および逆座標変換器１３４に供給する。
　第２の相違点は、電流制御部１１０Ａがさらに選択器１３２Ａと選択器１３２Ｂとを備える。積分器１３１の前段に選択器１３２Ａが設けられ、積分器１３６の前段に選択器１３２Ｂが設けられている点がある。選択器１３２Ａの第１入力には速度センサ２４の出力が接続され、選択器１３２Ａの第２入力には固定値０が供給される。選択器１３２Ｂの第１入力には滑り周波数推定部１３５の出力が接続され、選択器１３２Ｂの第２入力には固定値０が供給される。
　第３の相違点は、選択器１３２Ａと選択器１３２Ｂの制御入力信号には直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭが使用される点である。直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルの場合には、選択器１３２Ａと選択器１３２Ｂは、ともに第１入力を選択する。直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルの場合には、選択器１３２Ａと選択器１３２Ｂは、ともに第２入力を選択する。
　上記以外は図１と同様である。
　上記のように構成することで、例えば、電動機２０が稼働状態にある場合、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭは、Ｌレベルである。積分器１３１は、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルである場合には、電動機速度ωＭに基づいて電動機２０の回転子の電気角θＭを導出する。積分器１３１は、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルである場合には、固定値０を入力値とする積分の結果を電動機２０の回転子の電気角θＭとして出力する。
　選択器１３２Ｂは、選択器１３２Ｂの制御入力がＬレベルである場合に、第１入力を選択して、滑り周波数推定部１３５の出力値を出力する。選択器１３２Ｂは、制御入力がＨレベルである場合に、第２入力を選択して、固定値０を出力する。
　図４に示す実施の形態についても、図３のタイミングチャートを適用できる。
　よって、積分器１３１は、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルである場合には、電動機速度ωＭを積分して電気角θＭを出力する。積分器１３６は、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルである場合には、滑り周波数推定部１３５により導出された滑り周波数の推定値を積分して、滑り周波数の位相を滑り量調整値θａｄｊとして出力する。よって時刻ｔ０から時刻ｔ２までは、第１の実施形態の場合と同様に、電気角θＭと滑り量調整値θａｄｊの和の値が基準位相θｒｅｆとして出力される。また、時刻ｔ２において直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨレベルに変化すると、積分器１３１および積分器１３６は、固定値０が入力されるため、それぞれが直前の結果を保持することとなる。したがって時刻ｔ２から時刻ｔ３までの直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＨである期間は積分器１３１および積分器１３６の出力は変化しない。よって、積分器１３１の出力と積分器１３６の出力の和である加算器１３７の出力である基準位相θｒｅｆも一定である。
　次に時刻ｔ３において直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルに復帰すると、再び積分器１３１は、直流制動指令ＤＣＢ＿ＣＯＭがＬレベルである期間に、電動機速度ωＭを積分して電気角θＭを出力する。また積分器１３６は、滑り周波数推定部１３５により導出された滑り周波数の推定値を積分して、滑り周波数の位相を滑り量調整値θａｄｊとして出力する。この場合、積分器１３１と積分器１３６からそれぞれ出力される値は、時刻ｔ３直前と時刻ｔ３以降で急変することなく連続する。よって、積分器１３１の出力と積分器１３６の出力の和である加算器１３７の出力である基準位相θｒｅｆも、上記と同様に急変することなく連続する。時刻ｔ３以降は加算器１３７によって、電動機速度ωＭの積分値である位相θＭと、滑り周波数の推定値の積分値との加算が再開する。よって時刻ｔ３以降の基準位相θｒｅｆの周期は、電動機２０の電動機速度ωＭと滑り周波数の推定値とが見込まれた周期になる。
　よって、本実施形態においてもインバータ制御部１０５は、制御状態が制動状態に遷移する前の基準位相θｒｅｆに少なくとも基づいて、再稼働時の基準位相θｒｅｆを生成することにより、再稼働時の基準位相θｒｅｆの連続性を保つように基準位相θｒｅｆを生成ことができる。インバータ制御部１０５は、直流制動中の基準位相θｒｅｆと再稼働後の基準位相θｒｅｆの連続性を保つことで、回転している電動機２０を再稼働させる制御の安定度を高めることが可能になる。これにより、インバータ制御部１０５は、電動機２０の再稼働要求に対して安定に応答することを可能にする。
　上記の実施形態のインバータ制御部１０５、１０５Ａは、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。
　以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、インバータ１０２と、インバータ制御部１０５とを持つ。インバータ１０２は、直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、インバータ１０２の出力から、船舶を駆動する電動機２０に供給する。インバータ制御部１０５は、基準位相θｒｅｆに基づいてインバータ１０２を制御することで電動機２０を稼働させ、回転している電動機２０を直流制動によって制動させる。インバータ制御部１０５は、電動機２０を直流制動によって制動させる制動状態から電動機２０を再稼働させる再稼働状態にインバータ１０２の制御状態を遷移させる場合に、直流制動中の基準位相θｒｅｆを再稼働時の基準位相θｒｅｆの初期値にして、再稼働後の基準位相θｒｅｆを生成する。これにより、インバータ制御部１０５は、電動機２０の再稼働要求に対する応答性を高めることを可能にする。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
　例えば、船舶２として、少なくとも電動機２０を推進用の動力源として利用する電気推進構造の一例としてアジマスラスター（azimuth thruster)が挙げられる。
　なお、上記の実施形態において、船舶２として、少なくとも電動機２０を推進用の動力源として利用する電気推進構造を備えるものを例示したが、これに制限されない。例えば、船舶２は、エンジンと電動機２０とを備え、それぞれを推進用の動力源として利用するハイブリッド型の電気推進構造を備えるものであってもよい。
１、１Ａ…電動機駆動システム、２…船舶、２０…電動機、５０…プロペラ、５１…主軸、６０…発電機、１００、１００Ａ…電動機駆動装置（船舶推進用電動機駆動装置）、１０１…整流器、１０２…インバータ（電力変換ユニット）、１０５、１０５Ａ…インバータ制御部（制御部）、１１０、１１０Ａ…電流制御部、１３０…直流制動電流指令部、１３１…積分器（第１積分器）、１３６…積分器（第２積分器）、１３２…位相値保持部、１３２１…変化量算出部、１３２２…切替器（選択部）、１３２３…積算部、１３２３Ａ…加算器（第１加算器）、１３２３Ｚ…遅延要素、１３２Ａ…選択器（第１選択器）、１３２Ｂ…選択器（第２選択器）、１３５…滑り周波数推定部、１３７…加算器（第２加算器）、１４０…ゲート制御部、２００…上位制御装置

Claims (6)

  1. 　直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、船舶を駆動する誘導電動機に供給する電力変換ユニットと、
    　第１基準位相に基づいて前記電力変換ユニットを制御することで前記誘導電動機を稼働させ、回転している前記誘導電動機を直流制動によって制動させる制御部と
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　前記誘導電動機を前記直流制動によって制動させる制動状態から前記誘導電動機を再稼働させる再稼働状態に前記電力変換ユニットの制御状態を遷移させる場合に、前記直流制動を解除する直前の前記第１基準位相を前記再稼働時の前記第１基準位相の初期値にして、前記再稼働後の前記第１基準位相を生成する、
    　船舶推進用電動機駆動装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記誘導電動機の回転子の角度に関する第２基準位相の第１時点の値と、前記第２基準位相の前記第１時点よりも後の第２時点の値とに基づいて、前記第２基準位相の変化量を算出する変化量算出部と、
    　前記変化量と、前記制御状態が前記制動状態に遷移する前の前記第１基準位相とに基づいて、前記第１基準位相を算出する積算部と、
    　を有する
    　請求項１に記載の船舶推進用電動機駆動装置。
  3. 　前記積算部は、前記制御状態が前記制動状態に遷移する前の前記第１基準位相を、前記第１時点から前記第２時点になるまで保持する保持部を含む、
    　請求項２に記載の船舶推進用電動機駆動装置。
  4. 　前記積算部は、前記変化量算出部が算出した前記変化量と、前記保持部により保持された前記第１基準位相とを加算する第１加算器を含む、
    　請求項３に記載の船舶推進用電動機駆動装置。
  5. 　前記制御部は、前記誘導電動機の制動指令が有効な場合に、前記変化量に代えてゼロ又は微小な固定値を選択し、選択した値を前記積算部に出力する選択部を含む、
    　請求項２に記載の船舶推進用電動機駆動装置。
  6. 　前記制御部は、
    　前記誘導電動機の制動指令に基づいて、前記誘導電動機の回転子の回転速度と、ゼロ又は微小な固定値との何れかを選択する第１選択器と、
    　前記選択された結果を積分する第１積分器と、
    　前記誘導電動機の制動指令に基づいて、前記誘導電動機の滑り周波数の推定値と、ゼロ又は微小な固定値との何れかを選択する第２選択器と、
    　前記選択された結果を積分する第２積分器と、
    　前記第１積分器による積分結果と、前記第２積分器による積分結果とを加算する第２加算器と、
    　を備える請求項１に記載の船舶推進用電動機駆動装置。
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