WO2020031672A1 - スイッチ装置及びこれを用いたモータ駆動装置 - Google Patents

スイッチ装置及びこれを用いたモータ駆動装置 Download PDF

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terminal
voltage
transistor
switch
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徹 宅間
プラビーン ジャヤカー トーマス クランダイラジ
スリニワサ プラサッド サウンダララジャン
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ローム株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
    • H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
    • H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices

Definitions

  • the invention disclosed in this specification relates to a switch device and a motor drive device using the same.
  • FIG. 12 is a diagram showing a conventional example of a motor driving device.
  • the motor driving device A of this conventional example drives the H-bridge output stage (four N-channel MOS field effect transistors A1 to A4) according to the control signals IN1 and IN2, so that the output current Io flowing through the DC motor B (And the rotation direction of the DC motor B).
  • the output current Io changes in the first direction (VBB ⁇ A1 ⁇ B ⁇ A4 ⁇ GND).
  • the output current Io changes in the second direction (VBB ⁇ A3 ⁇ B ⁇ A2 ⁇ GND).
  • Patent Document 1 As an example of the related art related to the above, Patent Document 1 can be cited.
  • the conventional motor driving device A requires the control signals IN1 and IN2 in addition to the power supply voltage VBB and the ground voltage GND.
  • the invention disclosed in the present specification can easily and inexpensively perform output current generation control (and, in turn, motor drive control) in view of the above problems found by the inventors of the present application. It is an object to provide a motor drive device and a switch device used for the motor drive device.
  • a first power supply terminal is connected to a first voltage application terminal, and a first input terminal is connected to the first voltage or a voltage application terminal interlocked with the first voltage.
  • a first output terminal is connected to a first node of the DC motor, and is integrated between the first power supply terminal and the first output terminal according to a terminal voltage of the first input terminal.
  • a first switch IC for performing on / off control of the first transistor; a second power supply terminal connected to a second voltage application terminal, and a second input terminal connected to the second voltage or a voltage associated therewith.
  • the second output terminal is connected to a second node of the DC motor, and the second power terminal and the second output terminal are connected to each other according to a terminal voltage of the second input terminal.
  • ON / OFF of the second transistor integrated during A second switch IC performs control; have the first voltage and the second voltage in response to the rotation direction of the DC motor, and is configured to height relationship therebetween is switched.
  • the motor driving device disclosed in the present specification includes an N-channel type first transistor having a drain connected to a first voltage application terminal and a source connected to a first node of the DC motor; Is connected to a second voltage application terminal, a source is connected to a second node of the DC motor, an N-channel type second transistor, and an output terminal is connected to a gate of the first transistor, a first level shifter.
  • a second level shifter having an output terminal connected to the gate of the second transistor, and a second level shifter having a first terminal connected to the first voltage application terminal and a second terminal connected to an input terminal of the first level shifter.
  • a second resistor having a first terminal connected to the second voltage application terminal and a second terminal connected to an input terminal of the second level shifter, and an anode connected to the second voltage application terminal; Being Caso A first Zener diode having an anode connected to an input terminal of the first level shifter and a second Zener diode having an anode connected to an input terminal of the first voltage shifter and a cathode connected to an input terminal of the second level shifter; , And the first voltage and the second voltage are configured such that a relative level between them is switched according to a rotation direction of the DC motor.
  • the motor driving device disclosed in this specification includes a P-channel first transistor having a source connected to the first voltage application terminal and a drain connected to the first node of the DC motor; Is connected to a second voltage application terminal, a drain is connected to a second node of the DC motor, a P-channel type second transistor, and a first terminal is connected to a gate of the first transistor, and a second terminal is connected. And a second resistor having a first end connected to the gate of the second transistor and a second end connected to the first voltage application end.
  • a first Zener diode having a cathode connected to the first voltage application terminal and an anode connected to the gate of the first transistor; and a cathode connected to the second voltage application terminal and having an anode connected to the second voltage application terminal.
  • a second Zener diode connected to the gate of the DC motor, wherein the first voltage and the second voltage are switched between a high and low relationship in accordance with a rotation direction of the DC motor.
  • the switch device disclosed in the present specification includes a power terminal, an output terminal to which a DC motor is connected, an output switch connected between the power terminal and the output terminal, And a motor restraint detection unit for forcibly stopping the operation of generating the output current when the state in which the output current flowing through the motor exceeds the motor restraint detection threshold continues over the mask period.
  • a motor drive device capable of easily and inexpensively performing output current generation control (and, consequently, motor drive control), and a switch device used therefor are provided. It is possible to do.
  • FIG. 2 shows a first embodiment of a motor device.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a semiconductor integrated circuit device (high-side switch IC).
  • Timing chart showing an example of motor drive control Diagram showing a configuration example of an overcurrent protection circuit The figure which shows the schematic structure of a motor restraint detection part.
  • the figure which shows a specific example of a motor restraint detection part Timing chart showing an example of a motor restraint detection operation Exterior view of vehicle with electric door mirror Diagram showing a conventional example of a motor drive device
  • FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a motor device (and a motor driving device used for the motor device).
  • the motor device 1 according to the present embodiment includes a motor drive device 10, a DC motor 20, and a power supply device 30.
  • the motor device 1 can be suitably used, for example, as opening / closing driving means for electric door mirrors X1 and X2 mounted on the vehicle X as shown in FIG. 11 (details will be described later).
  • the motor drive device 10 operates by receiving the supply of the voltages V1 and V2 from the power supply device 30, and controls the direction of the output current Io flowing through the DC / motor 20 (and, consequently, the rotation direction of the DC motor 20).
  • the configuration and operation of the motor drive device 10 will be described later in detail.
  • the DC motor 20 rotates by receiving the output current Io from the motor driving device 10. More specifically, the DC / motor 20 rotates in the first rotation direction (for example, clockwise) when the output current Io is flowing in the first direction (n1 ⁇ n2), and the output current Io is When it is flowing in the second direction (n2 ⁇ n1), it rotates in the second rotation direction (for example, counterclockwise).
  • the motor driving device 10 of the present embodiment includes N-channel MOS field effect transistors M1 and M2, level shifters LS1 and LS2, resistors R1 and R2, Zener diodes ZD1 and ZD2, and diodes D1 and D2.
  • the drain of the transistor M1 is connected to the voltage V1 application terminal.
  • the source and the back gate of the transistor M1 are connected to the node n1 of the DC motor 20.
  • a diode D1 having a higher breakdown voltage is connected between the drain and the source of the transistor M1 in the same direction as the body diode BD1. Note that the diode D1 functions as a protection element for the body diode BD1.
  • the drain of the transistor M2 is connected to the application terminal of the voltage V2.
  • the source and the back gate of the transistor M2 are connected to the node n2 of the DC motor 20.
  • a diode D2 having a higher breakdown voltage is connected between the drain and the source of the transistor M2 in the same direction as the body diode BD2. Note that the diode D2 functions as a protection element for the body diode BD2.
  • the first terminal of the resistor R1 is connected to the terminal to which the voltage V1 is applied.
  • the anode of the Zener diode ZD1 is connected to the application terminal of the voltage V2.
  • the second terminal of the resistor R1 and the cathode of the Zener diode ZD1 are connected to the input terminal of the level shifter LS1.
  • the output terminal of the level shifter LS1 is connected to the gate of the transistor M1.
  • the resistor R1 is a current limiting element.
  • Zener diode ZD1 is a clamp element.
  • the level shifter LS1 is a booster for raising the voltage between the gate and the source of the transistor M1 to the ON threshold voltage or more during the ON period of the transistor M1.
  • the first terminal of the resistor R2 is connected to the application terminal of the voltage V2.
  • the anode of the Zener diode ZD2 is connected to the application terminal of the voltage V1.
  • the second terminal of the resistor R2 and the cathode of the Zener diode ZD2 are connected to the input terminal of the level shifter LS2.
  • the output terminal of the level shifter LS2 is connected to the gate of the transistor M2.
  • the resistor R2 is a current limiting element.
  • Zener diode ZD2 is a clamp element.
  • the level shifter LS2 is a booster for raising the voltage between the gate and the source of the transistor M2 to the ON threshold voltage or more during the ON period of the transistor M2.
  • the transistor M1 turns on and the transistor M2 turns off.
  • V1 GND
  • V2 VBB
  • the transistor M1 turns off and the transistor M2 turns on.
  • the motor device 1 (and the motor driving device 10 used in the motor device 1) of the present embodiment requires the control signals IN1 and IN2 unlike the conventional example using the H-bridge output stage (FIG. 12).
  • the control signals IN1 and IN2 unlike the conventional example using the H-bridge output stage (FIG. 12).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a second embodiment of a motor device (and a motor driving device used for the motor device).
  • the motor drive device 10 of the present embodiment includes P-channel MOS field effect transistors M3 and M4, resistors R3 and R4, Zener diodes ZD3 and ZD4, and diodes D3 and D4.
  • the source and the back gate of the transistor M3 are connected to the application terminal of the voltage V1.
  • the drain of the transistor M3 is connected to the node n1 of the DC motor 20.
  • a diode D3 having a higher breakdown voltage is connected between the drain and the source of the transistor M3 in the same direction as the body diode BD3.
  • the diode D3 functions as a protection element for the body diode BD3.
  • the source and back gate of the transistor M4 are connected to the voltage V2 application terminal.
  • the drain of the transistor M4 is connected to the node n2 of the DC motor 20.
  • a diode D4 having a higher breakdown voltage is connected between the drain and the source of the transistor M4 in the same direction as the body diode BD4. Note that the diode D4 functions as a protection element for the body diode BD4.
  • the cathode of the zener diode ZD3 is connected to the application terminal of the voltage V1.
  • the anode of the Zener diode ZD3 and the first end of the resistor R3 are connected to the gate of the transistor M3.
  • a second terminal of the resistor R3 is connected to a terminal to which the voltage V2 is applied.
  • the resistor R3 is a current limiting element.
  • Zener diode ZD3 is a clamp element.
  • the cathode of the zener diode ZD4 is connected to the application terminal of the voltage V2.
  • the anode of the Zener diode ZD4 and the first terminal of the resistor R4 are connected to the gate of the transistor M4.
  • a second terminal of the resistor R4 is connected to a terminal to which the voltage V1 is applied.
  • the resistor R4 is a current limiting element.
  • Zener diode ZD4 is a clamp element.
  • the transistor M3 turns on and the transistor M4 turns off.
  • V1 VBB
  • V2 GND
  • the transistor M3 turns off and the transistor M4 turns on.
  • the generation control of the output current Io can be performed easily and inexpensively (FIG. 1). As a result, it is possible to perform the drive control of the DC motor 20).
  • FIG. 3 is a diagram showing a third embodiment of a motor device (and a motor driving device used for the motor device).
  • the motor drive device 10 of the present embodiment includes switch devices IPD1 and IPD2, which are a kind of IPD [intelligent power device], and various discrete components (resistors R5 and R6, diodes D5 and D6, Capacitor C1).
  • Semiconductor device (so-called high-side switch IC).
  • the switch device IPD1 has a plurality of external terminals (in this figure, a power supply terminal VBB, an input terminal IN, an output terminal OUT, and a ground terminal GND) as means for establishing an electrical connection with the outside of the device. 4 are specified).
  • the switch device IPD1 also includes various abnormality protection circuits (details will be described later) such as an overcurrent protection circuit and a temperature protection circuit.
  • the drain of the transistor M5 is connected to the power supply terminal VBB.
  • the source and the back gate of the transistor M5 are connected to the output terminal OUT.
  • a body diode BD5 parasitic diode having the drain of the transistor M5 as a cathode and the source of the transistor M5 as an anode is provided between the drain and the source of the transistor M5.
  • the power supply terminal VBB is connected to the application terminal of the voltage V1.
  • the input terminal IN is connected to a voltage V1 application terminal via a resistor R5.
  • the resistor R5 is a current limiting element.
  • the input terminal IN may be connected to a voltage application terminal (for example, an output terminal of a level shifter that lowers the voltage V1) linked to the voltage V1.
  • the above-described level shifter may be built in the power supply device 30 in some cases.
  • the output terminal OUT is connected to the node n1 of the DC motor 20.
  • a diode D5 having a higher withstand voltage than the body diode BD5 is externally connected between the power supply terminal VBB and the output terminal OUT in the same direction as the body diode BD5. Note that the diode D5 functions as a protection element for the body diode BD5.
  • Semiconductor device (so-called high-side switch IC).
  • the switch device IPD2 includes a plurality of external terminals (in this figure, a power supply terminal VBB, an input terminal IN, an output terminal OUT, and a ground terminal GND) as means for establishing an electrical connection with the outside of the device. 4 are specified).
  • the switch device IPD2 also includes various abnormality protection circuits (details will be described later) such as an overcurrent protection circuit and a temperature protection circuit.
  • the drain of the transistor M6 is connected to the power supply terminal VBB.
  • the source and the back gate of the transistor M6 are connected to the output terminal OUT.
  • a body diode BD6 parasitic diode having the drain of the transistor M6 as a cathode and the source of the transistor M6 as an anode is provided between the drain and the source of the transistor M6.
  • the power supply terminal VBB is connected to the application terminal of the voltage V2.
  • the input terminal IN is connected to a voltage V2 application terminal via a resistor R6.
  • the resistor R6 is a current limiting element.
  • the input terminal IN may be connected to a voltage application terminal that is linked to the voltage V2 (for example, an output terminal of a level shifter that reduces the voltage V2).
  • the above-described level shifter may be built in the power supply device 30 in some cases.
  • the output terminal OUT is connected to the node n2 of the DC motor 20.
  • a diode D6 having a higher withstand voltage is externally connected between the power supply terminal VBB and the output terminal OUT in the same direction as the body diode BD6. Note that the diode D6 functions as a protection element for the body diode BD6.
  • the ground terminals GND of the switch devices IPD1 and IPD2 may be connected to each other in common.
  • the capacitor C1 is connected between the node n1 and the node n2 of the DC motor 20.
  • the capacitor C1 functions as a protection element for the motor 20.
  • the transistor M5 turns on and the transistor M6 turns off.
  • V1 GND
  • V2 VBB
  • the transistor M5 turns off and the transistor M6 turns on.
  • the generation control of the output current Io can be performed simply and inexpensively (see FIG. As a result, it is possible to perform the drive control of the DC motor 20).
  • the switch devices IPD1 and IPD2 generally include an overcurrent protection circuit that limits the output current Io flowing through the DC motor 20 to a predetermined overcurrent detection threshold value Iocp or less, and an operation of generating the output current Io when abnormal heat generation is detected. (See FIG. 5 described later). Therefore, compared to the first embodiment (FIG. 1), the safety of the motor driving device 10 and the DC motor 20 can be improved.
  • the overcurrent protection function of the switching devices IPD1 and IPD2 causes the output current Io to fall below a predetermined overcurrent detection threshold Iocp. Limited. Further, when the switching devices IPD1 and IPD2 generate abnormal heat without the restraint state of the DC motor 20 being released thereafter, the operation of generating the output current Io is forcibly stopped by the temperature protection function of the switching devices IPD1 and IPD2 ( For example, it is turned off.
  • the DC motor 20 can be automatically stopped.
  • the DC motor 20 is automatically stopped using the temperature protection function of the switch devices IPD1 and IPD2. Therefore, for example, when the electric door mirrors X1 and X2 of FIG. 11 are driven to open and close using the motor device 1 of the present embodiment, abnormal heat generation of the switch devices IPD1 and IPD2 occurs each time opening and closing is completed.
  • a fourth embodiment capable of suppressing such abnormal heat generation will be proposed.
  • FIG. 4 is a diagram showing a fourth embodiment of a motor device (and a motor drive device used for the motor device).
  • a motor constraint detection function are newly added.
  • an overcurrent setting terminal SET and a mask setting terminal DLY are newly added to the switch devices IPD1 and IPD2, respectively, in accordance with the addition of the functions described above.
  • resistors R7 and R8 and capacitors C2 and C3 are newly added as discrete components externally attached to the additional terminal.
  • the overcurrent setting terminal SET of the switching device IPD1 is connected to the first end of the resistor R7.
  • the mask setting terminal DLY of the switch device IPD1 is connected to a first end of the capacitor C2.
  • Each of the second ends of the resistor R7 and the capacitor C2 is connected to the ground terminal GND of the switch device IPD1.
  • the resistor R7 is an external element for setting the overcurrent detection threshold Iocp1 in the switch device IPD1.
  • the capacitor C2 is an external element for setting a mask period Tmsk1 (details will be described later) for detecting a motor constraint in the switch device IPD1.
  • the overcurrent setting terminal SET of the switching device IPD2 is connected to the first end of the resistor R8.
  • the mask setting terminal DLY of the switch device IPD2 is connected to a first end of the capacitor C3.
  • Each of the second ends of the resistor R8 and the capacitor C3 is connected to the ground terminal GND of the switch device IPD2.
  • the resistor R8 is an external element for setting the overcurrent detection threshold Iocp2 in the switch device IPD2.
  • the capacitor C3 is an external element for setting a mask period Tmsk2 (details will be described later) for detecting a motor constraint in the switch device IPD2.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a semiconductor integrated circuit device (so-called high-side switch IC) used as the switch devices IPD1 and IPD2 in FIG.
  • the semiconductor integrated circuit device 100 of this configuration example includes a plurality of external terminals (a power supply terminal VBB, an input terminal IN, an output terminal OUT, and a ground in this drawing) as means for establishing an electrical connection with the outside of the device.
  • the power supply terminal VBB, the input terminal IN, the output terminal OUT, the ground terminal GND, the overcurrent setting terminal SET, and the mask setting terminal DLY correspond to those in FIG. 4, and thus redundant description is omitted.
  • the semiconductor integrated circuit device 100 includes an N-channel MOS field-effect transistor 110, an output current monitoring unit 120, a gate control unit 130, a control logic unit 140, a signal input unit 150, an internal power supply unit 160, The abnormality protection unit 170, the signal output unit 180, and the motor restraint detection unit 190 are integrated.
  • the transistor 110 is a high-voltage (for example, 42-V withstand voltage) power transistor having a drain connected to the power supply terminal VBB and a source connected to the output terminal OUT.
  • the transistor 110 connected in this way functions as a switch element (high-side switch) for conducting / cutting off between the power supply terminal VBB and the output terminal OUT. Note that the transistor 110 is turned on when the gate drive signal G1 is at a high level, and turned off when the gate drive signal G1 is at a low level.
  • the transistor 121 is a mirror transistor connected in parallel to the transistor 110, and generates a sense current Is according to the output current Io.
  • the size ratio between the transistor 110 and the transistor 121 is m: 1 (where m> 1). Therefore, the sense current Is has a magnitude obtained by reducing the output current Io to 1 / m. Note that, similarly to the transistor 110, the transistor 121 is turned on when the gate drive signal G1 is at a high level, and turned off when the gate voltage G2 is at a low level.
  • the gate control unit 130 performs on / off control of the transistors 110 and 121 by generating the gate drive signal G1 having the increased current capability of the gate control signal S1 and outputting the generated gate drive signal G1 to the gates of the transistors 110 and 121.
  • the gate control unit 130 of this configuration example includes a gate driver 131, an oscillator 132, a charge pump 133, and a clamper 134.
  • the gate driver 131 operates by receiving the supply of the boosted voltage VG from the charge pump 133, and generates the gate drive signal G1 in which the current capability of the gate control signal S1 is increased.
  • the gate driver 131 has a function of controlling the gate drive signal G1 so as to limit the output current Io according to the overcurrent protection signal S171.
  • the oscillator 132 generates a clock signal CLK having a predetermined frequency and outputs it to the charge pump 133.
  • the operation of the oscillator 132 is controlled according to the enable signal Sa from the control logic unit 140.
  • the operation of the charge pump 133 is controlled according to the enable signal Sb from the control logic unit 140.
  • the clamper 134 is connected between the power supply terminal VBB and the gate of the transistor 110.
  • an inductive load for example, a motor coil
  • the output voltage Vo becomes a negative voltage ( ⁇ GND) due to the back electromotive force of the inductive load. . Therefore, a clamper 134 (so-called active clamp circuit) is provided for energy absorption.
  • the signal input unit 150 is a Schmitt trigger that receives an external control signal Si from the input terminal IN and transmits the signal to the internal power supply unit 160.
  • the external control signal Si is, for example, at a high level when the transistor 110 is turned on, and at a low level when the transistor 110 is turned off.
  • the internal power supply unit 160 generates a predetermined internal power supply voltage Vreg from the power supply voltage Vbb, and supplies it to each unit of the semiconductor integrated circuit device 100.
  • the operation of the internal power supply unit 160 is controlled according to the external control signal Si. More specifically, the internal power supply unit 160 is activated when the external control signal Si is at a high level, and is inactive when the external control signal Si is at a low level.
  • the abnormality protection section 170 is a circuit block that detects various abnormalities of the semiconductor integrated circuit device 100, and includes an overcurrent protection circuit 171, an open protection circuit 172, a temperature protection circuit 173, and a voltage reduction protection circuit 174 (a so-called UVLO [ under voltage lock out] circuit).
  • the output current Io is limited to a predetermined overcurrent detection threshold value Iocp or less. Note that the overcurrent protection signal S171 goes low, for example, when no abnormality is detected, and goes high when an abnormality is detected.
  • the open protection signal S172 is, for example, low when no abnormality is detected, and high when an abnormality is detected.
  • the temperature protection signal S173 is, for example, low when no abnormality is detected and high when an abnormality is detected.
  • the undervoltage protection signal S174 is, for example, low when no abnormality is detected and high when an abnormality is detected.
  • the abnormality detection state of the semiconductor integrated circuit device 100 can be determined outside the device.
  • the power supply device 30 of FIG. 4 is configured to receive the status signal So, it is possible to quickly stop the power supply from the power supply device 30 to the motor drive device 10 when an abnormality is detected.
  • the motor constraint detection unit 190 sets the motor constraint signal S190 to a high level. .
  • Tmsk2 is arbitrarily adjusted. That is, the mask period Tmsk has a variable length according to the external element. Note that the mask period Tmsk may be set to a length that does not erroneously detect an excessive instantaneous current flowing when the DC motor 20 connected to the output terminal OUT is started as a motor restraining current.
  • the semiconductor integrated circuit device (high-side switch IC) used as the switch devices IPD1 and IPD2 in FIG. 3 has basically the same configuration as the semiconductor integrated circuit device 100 of the present configuration example, and includes an overcurrent setting terminal.
  • SET, the mask setting terminal DLY, the status terminal ST, and the motor constraint detection unit 190 may be understood as being omitted.
  • FIG. 6 is a timing chart illustrating an example of the motor drive control according to the fourth embodiment, in which a voltage V1, a voltage V2, an output current Io1, and an output current Io2 are depicted in order from the top.
  • the output current Io1 instantaneously exceeds the overcurrent detection threshold Iocp1 with the start of the DC motor 20.
  • the overcurrent detection threshold Iocp1 With the start of the DC motor 20.
  • the output current Io1 is reduced to a predetermined overcurrent detection threshold by the overcurrent protection operation of the switch device IPD1. It is limited to Iocp1 or less.
  • the generation operation of the output current Io1 is forcibly stopped by the motor constraint detection function of the switch device IPD1 (for example, Off latch).
  • the output current Io2 is reduced to a predetermined overcurrent detection threshold by the overcurrent protection operation of the switch device IPD2. It is limited to Iocp2 or less.
  • the generation operation of the output current Io2 is forcibly stopped by the motor constraint detection function of the switch device IPD2 (for example, Off latch).
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the overcurrent protection circuit 171.
  • the overcurrent protection circuit 171 of this configuration example includes N-channel MOS field effect transistors 171a to 171c, current sources 171d and 171e, resistors 171f and 171g, and a capacitor 171h.
  • the first terminals of the current sources 171d and 171e are connected to the application terminal of the boosted voltage VG.
  • the second end of the current source 171d is connected to the drain of the transistor 171a.
  • the second end of the current source 171e is connected to the drain of the transistor 171b.
  • the gates of the transistors 171a and 171b are connected to the drain of the transistor 171a.
  • the source of the transistor 171b is connected to the application terminal of the sense voltage Vs.
  • the drain of the transistor 171b corresponds to the output terminal of the overcurrent protection signal S171.
  • the transistors 171a and 171b, the current sources 171d and 171e, and the resistor 171f function as a current mirror type comparator.
  • the drain of the transistor 171c is connected to the gate of the transistor 110.
  • the gate of the transistor 171c is connected to the application terminal of the overcurrent protection signal S171.
  • a resistor 171g (resistance R) and a capacitor 171h (resistance C) are connected in series between the drain and gate of the transistor 171c.
  • the overcurrent protection circuit 171 of this configuration example has a function of controlling the gate drive signal G1 so as to limit the output current Io according to the overcurrent protection signal S171.
  • the variation of the current value Iref ( ⁇ 5%), the variation of the resistance value Rref ( ⁇ 20%), the variation of the current ratio between the output current Io and the sense current Is ( ⁇ 10%), etc. ,
  • the detection accuracy of the output current Io is not always high.
  • a motor constraint detection unit with higher detection accuracy is proposed instead of the motor constraint detection unit 190 that monitors the existing overcurrent protection signal S171 and detects the constraint of the DC motor 20.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a schematic configuration of the motor restraint detection unit 200.
  • the motor constraint detection unit 200 of this configuration example includes a current detection unit 210, a comparison unit 220, and a timer unit 230, and the output current Io exceeds the motor constraint detection threshold Ilock ( ⁇ overcurrent detection threshold IocpL).
  • Ilock ⁇ overcurrent detection threshold IocpL
  • the comparing section 220 compares the sense voltage Vs with a predetermined threshold voltage VTH to generate a comparison signal Sc.
  • the comparison signal Sc is maintained at the logic level (for example, high level) at the time of the motor lock for the mask period Tmsk, the timer section 230 lowers the gate drive signal G1 to forcibly turn off the transistor 110.
  • FIG. 9 is a diagram showing a specific example of the motor restraint detection unit 200.
  • the motor constraint detection unit 200 of this configuration example includes a threshold voltage generation unit 240 in addition to the above-described current detection unit 210, comparison unit 220, and timer unit 230. Also, with the adoption of the motor restraint detection unit 200, the overcurrent protection circuit 171 has been modified. Hereinafter, the circuit configuration of each unit will be sequentially described.
  • the current detection unit 210 includes an N-channel MOS field-effect transistor 211, a P-channel MOS field-effect transistor 212, an operational amplifier 213, and a resistor 214.
  • the transistor 211 has a drain connected to the drain of the transistor 110 and the power supply terminal VBB, and functions as a current detection switch that is turned on / off by a gate drive signal G1 common to the transistor 110.
  • the size ratio between the transistor 110 and the transistor 211 may be, for example, m: 1 (where m> 1).
  • the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 213 and the source of the transistor 212 are connected to the source of the transistor 211.
  • the output terminal of the operational amplifier 213 is connected to the gate of the transistor 212.
  • the drain of the transistor 212 is connected to the overcurrent setting terminal SET.
  • a resistor 214 (resistance Rs) is externally provided between the overcurrent setting terminal SET and the ground terminal.
  • the current detector 210 is treated as a component of the motor restraint detector 200, but the current detector 210 can be understood as a modification of the output current monitor 120.
  • Comparison section 220 includes a voltage comparison type comparator 221.
  • the comparator 221 generates a comparison signal Sc by comparing the sense voltage Vs input to the non-inverting input terminal (+) with the threshold voltage VTH input to the inverting input terminal (-).
  • the comparison signal Sc goes high when Vs> VTH, and goes low when Vs ⁇ VTH.
  • the timer unit 230 includes current sources 231 and 232, a capacitor 233, a comparator 234, a D flip-flop 235, and N-channel MOS field effect transistors 236 and 237. Note that the transistor 237 is a depression type.
  • the first terminal of the current source 231 is connected to the internal power supply terminal.
  • the second end of the current source 232 is connected to the ground end.
  • a capacitor 233 is externally provided between the mask setting terminal DLY and the ground terminal.
  • the current source 231 When the comparison signal Sc is at a high level, the current source 231 turns on and the current source 232 turns off. Therefore, since the capacitor 233 is charged, the charging voltage Vc increases. On the other hand, when the comparison signal Sc is at a low level, the current source 231 turns off and the current source 232 turns on. Therefore, since the capacitor 233 is discharged, the charging voltage Vc decreases.
  • the comparator 234 compares the charging voltage Vc input to the non-inverting input terminal (+) with the mask voltage Vmsk input to the inverting input terminal (-) to generate the trigger signal TRG.
  • the trigger signal TRG goes high when Vc> Vmsk, and goes low when Vc ⁇ Vmsk.
  • the latch signal LAT is output from the output terminal (Q). For example, the latch signal LAT is latched at a high level when the trigger signal TRG rises to a high level, and returns to a low level when the D flip-flop 235 is reset.
  • the gate of the transistor 236 is connected to the application terminal of the latch signal LAT. Therefore, the transistor 236 turns on when the latch signal LAT is at a high level, and turns off when the latch signal LAT is at a low level.
  • the drain of the transistor 237 is connected to the source of the transistor 236.
  • the source and the gate of the transistor 237 are connected to the ground terminal.
  • the depression type transistor 237 connected in this way functions as a constant current source.
  • the overcurrent detection circuit 171 includes a voltage comparison type comparator 171A, an N-channel type MOS field effect transistor 171B, a resistor 171C, a capacitor 171D, and a current mirror 171E different from FIG.
  • the comparator 171A compares the sense voltage Vs input to the non-inverting input terminal (+) with the internal reference voltage VREF (> VTH) input to the inverting input terminal (-) to generate the overcurrent protection signal SA. .
  • the overcurrent protection signal SA goes high when Vs> VREF, and goes low when Vs ⁇ VREF.
  • the drain of the transistor 171B is connected to the input terminal of the current mirror 171E.
  • the source of the transistor 171B is connected to the ground terminal.
  • the gate of the transistor 171B is connected to the application terminal of the overcurrent protection signal SA.
  • a resistor 171C (resistance R) and a capacitor 171D (resistance C) are connected in series between the drain and the gate of the transistor 171B.
  • the current mirror 171E mirrors the current I1 flowing to the drain of the transistor 171B to generate a current I2, and draws the current I2 from the gate drive signal G1 application terminal to the output voltage Vo application terminal.
  • the current mirror 171E also functions as a level shifter that transfers the current I1 flowing through the first power supply system (VBB_REF-VBBM5 system) as the current I2 flowing through the second power supply system (VG-Vo system).
  • the voltages VBB_REF and VBBM5 are internal voltages corresponding to the power supply voltage Vbb, respectively.
  • the variation in the characteristics relating to the detection accuracy of the output current Io is significantly reduced as compared with FIG. Specifically, only the offset variation of the operational amplifier 213 ( ⁇ 5%), the variation of the internal reference voltage VREF ( ⁇ 3 to 5%), the offset variation of the comparator 221 (and 171A) ( ⁇ 1 to 2%), and the like. not exist. As a result, the output current Io can be detected with high accuracy, so that the motor restraint protection and the overcurrent protection can be appropriately performed.
  • FIG. 10 is a timing chart illustrating an example of the motor lock detection operation, in which the output current Io, the comparison signal Sc, the charging voltage Vc, the trigger signal TRG, and the latch signal LAT are depicted in order from the top.
  • the output current Io instantaneously exceeds the motor constraint detection threshold Ilock (for example, 75% of the overcurrent detection threshold IocpL).
  • the comparison signal Sc rises to a high level, and the charging voltage Vc starts to rise.
  • the mask period Tmsk can be arbitrarily adjusted according to the capacitance value of the capacitor 233 externally connected to the mask setting terminal DLY.
  • the length may be set so as not to be erroneously detected as a current.
  • the comparison signal Sc falls to the low level, and the charging voltage Vc starts to decrease. Therefore, the trigger signal TRG falls to the low level, but the latch signal LAT is latched to the high level. Will remain. That is, unless the D flip-flop 235 is reset, the suspension of the generation of the output current Io is not released.
  • the motor restraint detection threshold value Ilock and the overcurrent detection threshold value IocpL be variable values that can be arbitrarily adjusted in conjunction with each other.
  • the voltage value of the sense voltage Vs can be adjusted according to the resistance value Rs of the resistor 214 externally connected to the overcurrent setting terminal SET.
  • Such an operation of adjusting the sense voltage Vs is equivalent to an operation of adjusting each of the motor lock detection threshold Ilock and the overcurrent detection threshold IocpL.
  • raising the sense voltage Vs by increasing the resistance value Rs is equivalent to lowering the motor lock detection threshold value Ilock and the overcurrent detection threshold value IocpL.
  • lowering the sense voltage Vs by lowering the resistance Rs is equivalent to raising the motor lock detection threshold Ilock and the overcurrent detection threshold IoccpL.
  • the motor lock detection threshold Ilock and the overcurrent detection threshold IoccpL, even if the output current Io does not reach the overcurrent detection threshold IoccpL, as long as the output current Io exceeds the motor lock detection threshold Ilock, the motor The constraint can be detected.
  • the overcurrent protection circuit 171 pulls down the gate drive signal G1 to a low level without delay to force the transistor 110. It is better to have a function to turn off the power separately. For example, if the overcurrent cut-off threshold IocpH is set to be smaller than the rated current value of the semiconductor integrated circuit device 100, the semiconductor integrated circuit device 100 will not be destroyed even if a ground fault or the like of the output terminal OUT occurs. It is possible to prevent it before it happens.
  • FIG. 11 is an external view of a vehicle including an electric door mirror.
  • the vehicle X of this configuration example includes electric door mirrors X1 and X2 on the left and right front doors, respectively.
  • the electric door mirrors X1 and X2 are automatically opened / closed when the door lock is unlocked / locked, for example.
  • the electric door mirrors X1 and X2 may include the motor device 1 described above as an opening / closing drive unit. With such a configuration, unlike the conventional example using the H-bridge output stage (FIG. 12), the electric door mirrors X1 and X2 can be opened and closed without requiring input of the control signals IN1 and IN2. Therefore, it is possible to reduce the load on the ECU [electronic control unit], and thus it is possible to realize a microcomputer-less ECU.
  • a first power supply terminal is connected to a first voltage application terminal, and a first input terminal is configured to apply the first voltage or a voltage interlocked with the first voltage.
  • the first output terminal is connected to a first node of the DC motor, and is connected between the first power supply terminal and the first output terminal according to a terminal voltage of the first input terminal.
  • a first switch IC for performing on / off control of an integrated first transistor a second power supply terminal connected to a second voltage application terminal, and a second input terminal connected to or connected to the second voltage.
  • a second output terminal is connected to a second node of the DC motor, and the second power supply terminal and the second output terminal are connected to each other according to a terminal voltage of the second input terminal.
  • the second transistor integrated between And a second switch IC for performing on / off control, wherein the first voltage and the second voltage are switched in a height relationship between each other in accordance with the rotation direction of the DC motor (first Configuration).
  • the first switch IC and the second switch IC each include an overcurrent protection circuit that limits an output current flowing through the DC motor to a predetermined overcurrent detection threshold or less.
  • a configuration including a circuit (a second configuration) is preferable.
  • the overcurrent detection threshold may be a variable value (third configuration) according to an external element.
  • a configuration may further include a motor restraint detection unit that forcibly stops the output current generation operation.
  • the mask period may have a variable length (fifth configuration) according to an external element.
  • the first switch IC and the second switch IC forcibly stop the operation of generating the output current when abnormal heat is detected.
  • (Sixth configuration) provided with a temperature protection circuit.
  • the motor driving device having any one of the first to sixth configurations may further include a first diode externally provided between the first power supply terminal and the first output terminal; A second diode externally provided between the second output terminal and the second output terminal may be further provided (seventh configuration).
  • the motor driving device having any one of the first to seventh configurations may further include a first resistor externally connected between the first input terminal and the application terminal of the first voltage or a voltage interlocked with the first voltage. And a second resistor externally provided between the second input terminal and the application terminal of the second voltage or a voltage interlocked therewith (eighth configuration).
  • the motor driving device having any one of the first to eighth configurations has a configuration (ninth configuration) further including a capacitor externally provided between a first node and a second node of the DC motor. Good to do.
  • the motor driving device disclosed in the present specification includes an N-channel type first transistor having a drain connected to a first voltage application terminal and a source connected to a first node of the DC motor; Is connected to a second voltage application terminal, a source is connected to a second node of the DC motor, an N-channel type second transistor, and an output terminal is connected to a gate of the first transistor, a first level shifter.
  • a second level shifter having an output terminal connected to the gate of the second transistor, and a second level shifter having a first terminal connected to the first voltage application terminal and a second terminal connected to an input terminal of the first level shifter.
  • a second resistor having a first terminal connected to the second voltage application terminal and a second terminal connected to an input terminal of the second level shifter, and an anode connected to the second voltage application terminal; Being Caso A first Zener diode having an input connected to the input terminal of the first level shifter; a second Zener diode having an anode connected to the application terminal of the first voltage and a cathode connected to the input terminal of the second level shifter; The first voltage and the second voltage have a configuration (tenth configuration) in which the level relationship between the first voltage and the second voltage is switched according to the rotation direction of the DC motor.
  • the motor driving device disclosed in this specification includes a P-channel first transistor having a source connected to the first voltage application terminal and a drain connected to the first node of the DC motor; Is connected to a second voltage application terminal, a drain is connected to a second node of the DC motor, a P-channel type second transistor, and a first terminal is connected to a gate of the first transistor, and a second terminal is connected. And a second resistor having a first end connected to the gate of the second transistor and a second end connected to the first voltage application end.
  • a first Zener diode having a cathode connected to the first voltage application terminal and an anode connected to the gate of the first transistor; and a cathode connected to the second voltage application terminal and having an anode connected to the second voltage application terminal.
  • a second Zener diode connected to the gate of the DC motor, wherein the first voltage and the second voltage are switched in a high-low relationship between each other in accordance with the rotation direction of the DC motor (eleventh voltage). Configuration).
  • the motor drive device includes a first diode connected between the drain and source of the first transistor, and a second diode connected between the drain and source of the second transistor. And a diode (a twelfth configuration).
  • a motor device disclosed in the present specification includes a motor driving device having any one of the first to twelfth configurations, a DC motor that receives the output current from the motor driving device and rotates.
  • a thirteenth configuration comprising: a power supply device that switches a level relationship between the first voltage and the second voltage supplied to the motor driving device according to a rotation direction of the DC motor. I have.
  • the electric door mirror disclosed in this specification has a configuration (a fourteenth configuration) including the motor device having the thirteenth configuration.
  • the vehicle disclosed in this specification has a configuration (a fifteenth configuration) including the electric door mirror having the fourteenth configuration.
  • the switch device disclosed in the present specification includes a power terminal, an output terminal to which a DC motor is connected, an output switch connected between the power terminal and the output terminal, And a motor constraint detector for forcibly stopping the output current generation operation when the state in which the output current flowing through the motor exceeds the motor constraint detection threshold continues over the mask period (sixteenth configuration). It has been.
  • the motor restraint detection unit compares the detected voltage with a predetermined threshold voltage and a current detection unit that generates a detection voltage corresponding to the output current.
  • a configuration including a comparison unit that generates a signal, and a timer unit that forcibly turns off the output switch when the comparison signal is maintained at the logic level when the motor is locked during the mask period (a seventeenth configuration).
  • the current detection unit has a first end connected to the power supply terminal, and is turned on / off by a common drive signal with the output switch.
  • a configuration including a bias unit that generates a detection current corresponding to the output current by imaginarily shorting a second end of the current detection switch and the output terminal, and a resistor that converts the detection current to the detection voltage. (Eighteenth configuration).
  • the resistor may be an external element (a nineteenth configuration).
  • the switch device having any one of the sixteenth to nineteenth configurations further includes an overcurrent protection circuit that limits the output current to an overcurrent detection threshold value that is greater than the motor restraint detection threshold value. Configuration).
  • the overcurrent protection circuit forcibly turns off the output switch when the output current exceeds an overcurrent cutoff threshold higher than the overcurrent detection threshold.
  • a configuration having functions (a twenty-first configuration) may be employed.
  • the first power supply terminal is connected to the first voltage application terminal, and the first input terminal is configured to apply the first voltage or a voltage interlocked with the first voltage.
  • the first output terminal is connected to a first node of the DC motor, and is connected between the first power supply terminal and the first output terminal according to a terminal voltage of the first input terminal.
  • a first switch IC for turning on / off a first output switch connected thereto; a second power supply terminal connected to a second voltage application terminal, and a second input terminal connected to the second voltage or a voltage interlocked with the second voltage.
  • the second output terminal is connected to a second node of the DC motor, and the second power terminal and the second output terminal are connected to each other according to a terminal voltage of the second input terminal.
  • Each of which is a switch device having any of the above-described sixteenth to twenty-first configurations (a twenty-second configuration).
  • the motor device disclosed in the present specification includes a motor driving device having the above-mentioned twenty-second configuration, a DC motor that rotates by receiving an output current from the motor driving device, and a rotation of the DC motor. And a power supply device for switching a level relationship between the first voltage and the second voltage supplied to the motor drive device according to a direction (23rd configuration).
  • the electric door mirror disclosed in this specification has a configuration (a 24th configuration) including the motor device having the 23rd configuration.
  • the vehicle disclosed in this specification is configured to have an electric door mirror having the twenty-fourth configuration (a twenty-fifth configuration).
  • the invention disclosed in this specification can be used, for example, for an electric door mirror of a vehicle.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)

Abstract

モータ駆動装置１０は、ＶＢＢピンとＩＮピンが電圧Ｖ１の印加端に接続されており、ＯＵＴピンがＤＣモータ２０のノードｎ１に接続されており、ＩＮピンの端子電圧に応じてＶＢＢピンとＯＵＴピンとの間に集積化されたトランジスタＭ５のオン／オフ制御を行うＩＰＤ１と、ＶＢＢピン及びＩＮピンが電圧Ｖ２の印加端に接続されており、ＯＵＴピンがＤＣモータ２０のノードｎ２に接続されており、ＩＮピンの端子電圧に応じてＶＢＢピンとＯＵＴピンとの間に集積化されたトランジスタＭ６のオン／オフ制御を行うＩＰＤ２を有する。電圧Ｖ１及びＶ２は、ＤＣモータ２０の回転方向に応じて相互間の高低関係が切り替えられる。ＩＰＤ１及びＩＰＤ２は、それぞれ、過電流保護動作がマスク期間に亘って継続したときに出力動作を強制停止するモータ拘束検出部を含む。

Description

スイッチ装置及びこれを用いたモータ駆動装置
　本明細書中に開示されている発明は、スイッチ装置及びこれを用いたモータ駆動装置に関する。
　図１２はモータ駆動装置の一従来例を示す図である。本従来例のモータ駆動装置Ａは、制御信号ＩＮ１及びＩＮ２に応じてＨブリッジ出力段（４つのＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＡ１～Ａ４）を駆動することにより、ＤＣモータＢに流れる出力電流Ｉｏの向き（延いてはＤＣモータＢの回転方向）を制御する。
　例えば、トランジスタＡ１及びＡ４をオンし、トランジスタＡ２及びＡ３をオフするとき（ＩＮ１＝ＨかつＩＮ２＝Ｌであるとき）には、出力電流Ｉｏが第１の方向（ＶＢＢ→Ａ１→Ｂ→Ａ４→ＧＮＤ）に流れる。一方、トランジスタＡ１及びＡ４をオンし、トランジスタＡ２及びＡ３をオンするとき（ＩＮ１＝ＬかつＩＮ２＝Ｈであるとき）には、出力電流Ｉｏが第２の方向（ＶＢＢ→Ａ３→Ｂ→Ａ２→ＧＮＤ）に流れる。
　なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
特開２００１－２３１２９５号公報
　しかしながら、上記従来例のモータ駆動装置Ａでは、電源電圧ＶＢＢと接地電圧ＧＮＤのほかに制御信号ＩＮ１及びＩＮ２が必要であった。
　本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、簡易かつ安価に出力電流の生成制御（延いてはモータ駆動制御）を行うことのできるモータ駆動装置、及び、これに用いられるスイッチ装置を提供することを目的とする。
　本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、第１電源端子が第１電圧の印加端に接続されており、第１入力端子が前記第１電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第１出力端子がＤＣモータの第１ノードに接続されており、前記第１入力端子の端子電圧に応じて前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に集積化された第１トランジスタのオン／オフ制御を行う第１スイッチＩＣと；第２電源端子が第２電圧の印加端に接続されており、第２入力端子が前記第２電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第２出力端子が前記ＤＣモータの第２ノードに接続されており、前記第２入力端子の端子電圧に応じて前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に集積化された第２トランジスタのオン／オフ制御を行う第２スイッチＩＣと；を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、ドレインが第１電圧の印加端に接続されてソースがＤＣモータの第１ノードに接続されたＮチャネル型の第１トランジスタと、ドレインが第２電圧の印加端に接続されてソースが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＮチャネル型の第２トランジスタと、出力端が前記第１トランジスタのゲートに接続された第１レベルシフタと、出力端が前記第２トランジスタのゲートに接続された第２レベルシフタと、第１端が前記第１電圧の印加端に接続されて第２端が前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１抵抗と、第１端が前記第２電圧の印加端に接続されて第２端が前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２抵抗と、アノードが前記第２電圧の印加端に接続されてカソードが前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１ツェナダイオードと、アノードが前記第１電圧の印加端に接続されてカソードが前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２ツェナダイオードと、を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、ソースが第１電圧の印加端に接続されてドレインがＤＣモータの第１ノードに接続されたＰチャネル型の第１トランジスタと、ソースが第２電圧の印加端に接続されてドレインが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＰチャネル型の第２トランジスタと、第１端が前記第１トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第２電圧の印加端に接続された第１抵抗と、第１端が前記第２トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第１電圧の印加端に接続された第２抵抗と、カソードが前記第１電圧の印加端に接続されてアノードが前記第１トランジスタのゲートに接続された第１ツェナダイオードと、カソードが前記第２電圧の印加端に接続されてアノードが前記第２トランジスタのゲートに接続された第２ツェナダイオードと、を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているスイッチ装置は、電源端子と、ＤＣモータが接続される出力端子と、前記電源端子と前記出力端子との間に接続された出力スイッチと、前記出力スイッチに流れる出力電流がモータ拘束検出閾値を上回っている状態がマスク期間に亘って継続したときに前記出力電流の生成動作を強制的に停止させるモータ拘束検出部とを有する構成とされている。
　本明細書中に開示されている発明によれば、簡易かつ安価に出力電流の生成制御（延いてはモータ駆動制御）を行うことのできるモータ駆動装置、及び、これに用いられるスイッチ装置を提供することが可能となる。
モータ装置の第１実施形態を示す図 モータ装置の第２実施形態を示す図 モータ装置の第３実施形態を示す図 モータ装置の第４実施形態を示す図 半導体集積回路装置（ハイサイドスイッチＩＣ）の一構成例を示す図 モータ駆動制御の一例を示すタイミングチャート 過電流保護回路の一構成例を示す図 モータ拘束検出部の概略構成を示す図 モータ拘束検出部の一具体例を示す図 モータ拘束検出動作の一例を示すタイミングチャート 電動ドアミラーを備えた車両の外観図 モータ駆動装置の一従来例を示す図
＜第１実施形態＞
　図１は、モータ装置（及びこれに用いられるモータ駆動装置）の第１実施形態を示す図である。本実施形態のモータ装置１は、モータ駆動装置１０と、ＤＣモータ２０と、電源装置３０と、を有する。なお、モータ装置１は、例えば、図１１で示すように、車両Ｘに搭載される電動ドアミラーＸ１及びＸ２の開閉駆動手段として、好適に利用することが可能である（詳細は後述）。
　モータ駆動装置１０は、電源装置３０から電圧Ｖ１及びＶ２の供給を受けて動作し、ＤＣ／モータ２０に流れる出力電流Ｉｏの向き（延いてはＤＣモータ２０の回転方向）を制御する。なお、モータ駆動装置１０の構成及び動作については、後ほど詳述する。
　ＤＣモータ２０は、モータ駆動装置１０から出力電流Ｉｏの供給を受けて回転する。より具体的に述べると、ＤＣ／モータ２０は、出力電流Ｉｏが第１の向き（ｎ１→ｎ２）に流れているときに第１の回転方向（例えば時計回り）に回転し、出力電流Ｉｏが第２の向き（ｎ２→ｎ１）に流れているときに第２の回転方向（例えば反時計回り）に回転する。
　電源装置３０は、ＤＣモータ２０の回転方向に応じて、モータ駆動装置１０に供給される電圧Ｖ１及びＶ２相互間の高低関係を切り替える。より具体的に述べると、電源装置３０は、ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転するとき（すなわち、出力電流Ｉｏを第１の向きに流すとき）に、Ｖ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）とし、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転するとき（すなわち、出力電流Ｉｏを第２の向きに流すとき）に、Ｖ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）とする。このような電圧切替制御の技術的意義については、モータ駆動装置１０の構成及び動作と共に後述する。
＜モータ駆動装置＞
　引き続き、図１を参照しながらモータ駆動装置１０の構成及び動作について説明する。本実施形態のモータ駆動装置１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１及びＭ２と、レベルシフタＬＳ１及びＬＳ２と、抵抗Ｒ１及びＲ２と、ツェナダイオードＺＤ１及びＺＤ２と、ダイオードＤ１及びＤ２と、を含む。
　トランジスタＭ１のドレインは、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。トランジスタＭ１のソース及びバックゲートは、ＤＣモータ２０のノードｎ１に接続されている。なお、トランジスタＭ１のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ１のドレインをカソードとし、トランジスタＭ１のソースをアノードとするボディダイオードＢＤ１（＝寄生ダイオード）が付随している。また、トランジスタＭ１のドレイン・ソース間には、ボディダイオードＢＤ１と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ１が接続されている。なお、ダイオードＤ１は、ボディダイオードＢＤ１の保護素子として機能する。
　トランジスタＭ２のドレインは、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。トランジスタＭ２のソース及びバックゲートは、ＤＣモータ２０のノードｎ２に接続されている。なお、トランジスタＭ２のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ２のドレインをカソードとし、トランジスタＭ２のソースをアノードとするボディダイオードＢＤ２（＝寄生ダイオード）が付随している。また、トランジスタＭ２のドレイン・ソース間には、ボディダイオードＢＤ２と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ２が接続されている。なお、ダイオードＤ２は、ボディダイオードＢＤ２の保護素子として機能する。
　抵抗Ｒ１の第１端は、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。ツェナダイオードＺＤ１のアノードは、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。抵抗Ｒ１の第２端とツェナダイオードＺＤ１のカソードは、レベルシフタＬＳ１の入力端に接続されている。レベルシフタＬＳ１の出力端は、トランジスタＭ１のゲートに接続されている。抵抗Ｒ１は、電流制限素子である。ツェナダイオードＺＤ１は、クランプ素子である。レベルシフタＬＳ１は、トランジスタＭ１のオン期間中におけるトランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧をオンスレッショルド電圧以上に引き上げるための昇圧手段である。
　抵抗Ｒ２の第１端は、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。ツェナダイオードＺＤ２のアノードは、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。抵抗Ｒ２の第２端とツェナダイオードＺＤ２のカソードは、レベルシフタＬＳ２の入力端に接続されている。レベルシフタＬＳ２の出力端は、トランジスタＭ２のゲートに接続されている。抵抗Ｒ２は、電流制限素子である。ツェナダイオードＺＤ２は、クランプ素子である。レベルシフタＬＳ２は、トランジスタＭ２のオン期間中におけるトランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧をオンスレッショルド電圧以上に引き上げるための昇圧手段である。
　次に、ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第１の向きに流すとき）、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第２の向きに流すとき）、及び、ＤＣモータ２０を停止するとき（＝出力電流Ｉｏを流さないとき）の３つに場合を分けて、モータ駆動装置１０の動作説明を行う。
　ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転する場合には、電源装置３０によりＶ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ１がオンして、トランジスタＭ２がオフする。その結果、出力電流Ｉｏが第１の向き（Ｖ１（＝ＶＢＢ）→Ｍ１→ｎ１→２０→ｎ２→Ｄ２（ＢＤ２）→Ｖ２（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第１の回転方向（例えば時計回り）に回転する。
　一方、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転する場合には、電源装置３０によりＶ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ１がオフして、トランジスタＭ２がオンする。その結果、出力電流Ｉｏが第２の向き（Ｖ２（＝ＶＢＢ）→Ｍ２→ｎ２→２０→ｎ１→Ｄ１（ＢＤ１）→Ｖ１（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第２の回転方向（例えば反時計回り）に回転する。
　また、ＤＣモータ２０を停止する場合には、電源装置３０によりＶ１＝Ｖ２（例えばＶ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ１及びＭ２がいずれもオフする。その結果、出力電流Ｉｏが流れなくなるので、ＤＣモータ２０が停止する。
　このように、本実施形態のモータ装置１（及びこれに用いられるモータ駆動装置１０）であれば、Ｈブリッジ出力段を用いた従来例（図１２）と異なり、制御信号ＩＮ１及びＩＮ２を要することなく、簡易かつ安価に出力電流Ｉｏの生成制御（延いてはＤＣモータ２０の駆動制御）を行うことが可能となる。
　例えば、本実施形態のモータ装置１を用いて、図１１の電動ドアミラーＸ１及びＸ２を開閉駆動する場合には、電源装置３０から適切な電圧Ｖ１及びＶ２をモータ駆動装置１０に供給するだけで足りる。より具体的に述べると、電動ドアミラーＸ１及びＸ２を格納位置（＝完全に閉じた状態）から使用位置（＝完全に開いた状態）に開くときに、ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転する必要があれば、Ｖ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）とするだけでよい。逆に、電動ドアミラーＸ１及びＸ２を使用位置から格納位置に閉じるときに、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転する必要があれば、Ｖ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）とするだけでよい。
　なお、電動ドアミラーＸ１及びＸ２が格納位置または使用位置に至ると、ＤＣモータ２０が拘束して過大な出力電流Ｉｏ（＝モータ拘束電流）が流れ始める。そのため、電動ドアミラーＸ１及びＸ２の開閉完了後には、速やかにＶ１＝Ｖ２（例えばＶ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）として、ＤＣモータ２０を停止させることが望ましい。その際、ドアミラーＸ１及びＸ２の開閉が完了したか否かについては、センサを用いて検知してもよいし、或いは、ＤＣモータ２０を回転し始めてから所定時間（＝既知の開閉所要時間）が経過した時点で、ドアミラーＸ１及び２の開閉が完了したものと看做してもよい。
＜第２実施形態＞
　図２は、モータ装置（及びこれに用いられるモータ駆動装置）の第２実施形態を示す図である。本実施形態のモータ装置１は、先の第１実施形態（図１）をベースとしつつ、モータ駆動装置１０の構成に変更が加えられている。そこで、既出の構成要素については、図１と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分（＝モータ駆動装置１０の変更点）について重点的な説明を行う。
　本実施形態のモータ駆動装置１０は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ３及びＭ４と、抵抗Ｒ３及びＲ４と、ツェナダイオードＺＤ３及びＺＤ４と、ダイオードＤ３及びＤ４と、を含む。
　トランジスタＭ３のソース及びバックゲートは、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。トランジスタＭ３のドレインは、ＤＣモータ２０のノードｎ１に接続されている。なお、トランジスタＭ３のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ３のドレインをアノードとし、トランジスタＭ３のソースをカソードとするボディダイオードＢＤ３（＝寄生ダイオード）が付随している。また、トランジスタＭ３のドレイン・ソース間には、ボディダイオードＢＤ３と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ３が接続されている。なお、ダイオードＤ３は、ボディダイオードＢＤ３の保護素子として機能する。
　トランジスタＭ４のソース及びバックゲートは、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。トランジスタＭ４のドレインは、ＤＣモータ２０のノードｎ２に接続されている。なお、トランジスタＭ４のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ４のドレインをアノードとし、トランジスタＭ４のソースをカソードとするボディダイオードＢＤ４（＝寄生ダイオード）が付随している。また、トランジスタＭ４のドレイン・ソース間には、ボディダイオードＢＤ４と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ４が接続されている。なお、ダイオードＤ４は、ボディダイオードＢＤ４の保護素子として機能する。
　ツェナダイオードＺＤ３のカソードは、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。ツェナダイオードＺＤ３のアノードと抵抗Ｒ３の第１端は、トランジスタＭ３のゲートに接続されている。抵抗Ｒ３の第２端は、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。抵抗Ｒ３は、電流制限素子である。ツェナダイオードＺＤ３は、クランプ素子である。
　ツェナダイオードＺＤ４のカソードは、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。ツェナダイオードＺＤ４のアノードと抵抗Ｒ４の第１端は、トランジスタＭ４のゲートに接続されている。抵抗Ｒ４の第２端は、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。抵抗Ｒ４は、電流制限素子である。ツェナダイオードＺＤ４は、クランプ素子である。
　次に、ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第１の向きに流すとき）、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第２の向きに流すとき）、及び、ＤＣモータ２０を停止するとき（＝出力電流Ｉｏを流さないとき）の３つに場合を分けて、モータ駆動装置１０の動作説明を行う。
　ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転する場合には、先の第１実施形態（図１）と同じく、電源装置３０によりＶ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ３がオンして、トランジスタＭ４がオフする。その結果、出力電流Ｉｏが第１の向き（Ｖ１（＝ＶＢＢ）→Ｍ３→ｎ１→２０→ｎ２→Ｄ４（ＢＤ４）→Ｖ２（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第１の回転方向（例えば時計回り）に回転する。
　一方、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転する場合には、やはり先の第１実施形態（図１）と同様、電源装置３０によりＶ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ３がオフして、トランジスタＭ４がオンする。その結果、出力電流Ｉｏが第２の向き（Ｖ２（＝ＶＢＢ）→Ｍ４→ｎ２→２０→ｎ１→Ｄ３（ＢＤ３）→Ｖ１（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第２の回転方向（例えば反時計回り）に回転する。
　また、ＤＣモータ２０を停止する場合についても、先の第１実施形態（図１）と変わらず、電源装置３０によりＶ１＝Ｖ２（例えばＶ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ３及びＭ４がいずれもオフする。その結果、出力電流Ｉｏが流れなくなるので、ＤＣモータ２０が停止する。
　このように、本実施形態のモータ装置１（及びこれに用いられるモータ駆動装置１０）であれば、先の第１実施形態（図１）と同じく、簡易かつ安価に出力電流Ｉｏの生成制御（延いてはＤＣモータ２０の駆動制御）を行うことが可能となる。
　また、Ｐチャネル型のトランジスタＭ３及びＭ４を用いることにより、先出のレベルシフタＬＳ１及びＬＳ２（図１）が不要となるので、より簡易かつ安価にモータ駆動装置１０を実現することが可能となる。
＜第３実施形態＞
　図３は、モータ装置（及びこれに用いられるモータ駆動装置）の第３実施形態を示す図である。本実施形態のモータ装置１は、先の第１実施形態（図１）をベースとしつつ、モータ駆動装置１０の構成に変更が加えられている。そこで、既出の構成要素については、図１と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分（＝モータ駆動装置１０の変更点）について重点的な説明を行う。
　本実施形態のモータ駆動装置１０は、ＩＰＤ［intelligent　power　device］の一種であるスイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２と、これらに外付けされる種々のディスクリート部品（抵抗Ｒ５及びＲ６、ダイオードＤ５及びＤ６、並びに、キャパシタＣ１）を含む。
　スイッチ装置ＩＰＤ１は、電源装置３０（＝電圧Ｖ１の印加端）とＤＣモータ２０（＝ノードｎ１）との間を導通／遮断するためのスイッチ素子として、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ５を集積化した半導体装置（いわゆるハイサイドスイッチＩＣ）である。なお、スイッチ装置ＩＰＤ１は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、複数の外部端子（本図では、電源端子ＶＢＢ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、及び、接地端子ＧＮＤの４本を明示）を有する。また、スイッチ装置ＩＰＤ１は、過電流保護回路や温度保護回路などの各種異常保護回路（詳細は後述）も備えている。
　スイッチ装置ＩＰＤ１の内部において、トランジスタＭ５のドレインは、電源端子ＶＢＢに接続されている。トランジスタＭ５のソース及びバックゲートは、出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、トランジスタＭ５のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ５のドレインをカソードとし、トランジスタＭ５のソースをアノードとするボディダイオードＢＤ５（＝寄生ダイオード）が付随している。このように接続されたトランジスタＭ５は、入力端子ＩＮの端子電圧に応じてオン／オフ制御される。具体的に述べると、ＩＮ＝Ｈ（すなわちＶ１＝ＶＢＢ）であるときには、トランジスタＭ５がオンされる。従って、トランジスタＭ５には、出力電流Ｉｏ１が流れる。逆に、ＩＮ＝Ｌ（すなわちＶ１＝ＧＮＤ）であるときには、トランジスタＭ５がオフされる。従って、トランジスタＭ５には、出力電流Ｉｏ１が流れなくなる。
　一方、スイッチ装置ＩＰＤ１の外部において、電源端子ＶＢＢは、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。入力端子ＩＮは、抵抗Ｒ５を介する形で、電圧Ｖ１の印加端に接続されている。なお、抵抗Ｒ５は、電流制限素子である。また、入力端子ＩＮは、電圧Ｖ１に連動する電圧の印加端（例えば、電圧Ｖ１を引き下げるレベルシフタの出力端）に接続してもよい。なお、上記のレベルシフタは、電源装置３０に内蔵されている場合もあり得る。出力端子ＯＵＴは、ＤＣモータ２０のノードｎ１に接続されている。また、電源端子ＶＢＢと出力端子ＯＵＴとの間には、ボディダイオードＢＤ５と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ５が外付けされている。なお、ダイオードＤ５は、ボディダイオードＢＤ５の保護素子として機能する。
　スイッチ装置ＩＰＤ２は、電源装置３０（＝電圧Ｖ２の印加端）とＤＣモータ２０（＝ノードｎ２）との間を導通／遮断するためのスイッチ素子として、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ６を集積化した半導体装置（いわゆるハイサイドスイッチＩＣ）である。なお、スイッチ装置ＩＰＤ２は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、複数の外部端子（本図では、電源端子ＶＢＢ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、及び、接地端子ＧＮＤの４本を明示）を有する。また、スイッチ装置ＩＰＤ２は、過電流保護回路や温度保護回路などの各種異常保護回路（詳細は後述）も備えている。
　スイッチ装置ＩＰＤ２の内部において、トランジスタＭ６のドレインは、電源端子ＶＢＢに接続されている。トランジスタＭ６のソース及びバックゲートは、出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、トランジスタＭ６のドレイン・ソース間には、トランジスタＭ６のドレインをカソードとし、トランジスタＭ６のソースをアノードとするボディダイオードＢＤ６（＝寄生ダイオード）が付随している。このように接続されたトランジスタＭ６は、入力端子ＩＮの端子電圧に応じてオン／オフ制御される。具体的に述べると、ＩＮ＝Ｈ（すなわちＶ２＝ＶＢＢ）であるときには、トランジスタＭ６がオンされる。従って、トランジスタＭ６には、出力電流Ｉｏ２が流れる。逆に、ＩＮ＝Ｌ（すなわちＶ２＝ＧＮＤ）であるときには、トランジスタＭ６がオフされる。従って、トランジスタＭ６には、出力電流Ｉｏ２が流れなくなる。
　一方、スイッチ装置ＩＰＤ２の外部において、電源端子ＶＢＢは、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。入力端子ＩＮは、抵抗Ｒ６を介する形で、電圧Ｖ２の印加端に接続されている。なお、抵抗Ｒ６は、電流制限素子である。また、入力端子ＩＮは、電圧Ｖ２に連動する電圧の印加端（例えば、電圧Ｖ２を引き下げるレベルシフタの出力端）に接続してもよい。なお、上記のレベルシフタは、電源装置３０に内蔵されている場合もあり得る。出力端子ＯＵＴは、ＤＣモータ２０のノードｎ２に接続されている。また、電源端子ＶＢＢと出力端子ＯＵＴとの間には、ボディダイオードＢＤ６と同じ向きに、これよりも耐圧の高いダイオードＤ６が外付けされている。なお、ダイオードＤ６は、ボディダイオードＢＤ６の保護素子として機能する。
　なお、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２それぞれの接地端子ＧＮＤは、互いに共通接続しておくとよい。また、ＤＣモータ２０のノードｎ１とノードｎ２との間には、キャパシタＣ１が接続されている。キャパシタＣ１は、モータ２０の保護素子として機能する。
　次に、ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第１の向きに流すとき）、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転するとき（＝出力電流Ｉｏを第２の向きに流すとき）、及び、ＤＣモータ２０を停止するとき（＝出力電流Ｉｏを流さないとき）の３つに場合を分けて、モータ駆動装置１０の動作説明を行う。
　ＤＣモータ２０を第１の回転方向に回転する場合には、電源装置３０によりＶ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ５がオンし、トランジスタＭ６がオフする。その結果、出力電流Ｉｏ（＝出力電流Ｉｏ１）が第１の向き（Ｖ１（＝ＶＢＢ）→Ｍ５→ｎ１→２０→ｎ２→Ｄ６（ＢＤ６）→Ｖ２（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第１の回転方向に回転する。
　一方、ＤＣモータ２０を第２の回転方向に回転する場合には、電源装置３０によりＶ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）とすればよい。この場合には、トランジスタＭ５がオフして、トランジスタＭ６がオンする。その結果、出力電流Ｉｏ（＝出力電流Ｉｏ２）が第２の向き（Ｖ２（＝ＶＢＢ）→Ｍ６→ｎ２→２０→ｎ１→Ｄ５（ＢＤ５）→Ｖ１（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第２の回転方向に回転する。
　また、ＤＣモータ２０を停止する場合には、電源装置３０によりＶ１＝Ｖ２＝ＧＮＤとすればよい。この場合には、トランジスタＭ５及びＭ６がいずれもオフする。その結果、出力電流Ｉｏが流れなくなるので、ＤＣモータ２０が停止する。
　このように、本実施形態のモータ装置１（及びこれに用いられるモータ駆動装置１０）であれば、先の第１実施形態（図１）と同じく、簡易かつ安価に出力電流Ｉｏの生成制御（延いてはＤＣモータ２０の駆動制御）を行うことが可能となる。
　また、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２は、一般に、ＤＣモータ２０に流れる出力電流Ｉｏを所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ以下に制限する過電流保護回路や、異常発熱を検出したときに出力電流Ｉｏの生成動作を強制停止する温度保護回路を具備している（後出の図５を参照）。従って、先の第１実施形態（図１）と比べて、モータ駆動装置１０やＤＣモータ２０の安全性を高めることが可能となる。
　例えば、ＤＣモータ２０が拘束して過大な出力電流Ｉｏ（＝モータ拘束電流）が流れ始めると、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２の過電流保護機能により、出力電流Ｉｏが所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ以下に制限される。また、その後もＤＣモータ２０の拘束状態が解消されずに、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２の異常発熱が生じたときには、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２の温度保護機能により、出力電流Ｉｏの生成動作が強制停止（例えばオフラッチ）される。
　従って、先の第１実施形態（図１）と異なり、ＤＣモータ２０の拘束後、モータ駆動装置１０は、電源装置３０によるモータ停止制御（Ｖ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）を待つことなく、拘束状態のＤＣモータ２０を自動的に停止することが可能となる。
　なお、本実施形態のモータ装置１では、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２の温度保護機能を利用して、ＤＣモータ２０の自動停止を実現している。そのため、例えば、本実施形態のモータ装置１を用いて図１１の電動ドアミラーＸ１及びＸ２を開閉駆動する場合には、開閉完了の度にスイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２の異常発熱が生じることになる。以下では、このような異常発熱を抑制することのできる第４実施形態について提案する。
＜第４実施形態＞
　図４は、モータ装置（及びこれに用いられるモータ駆動装置）の第４実施形態を示す図である。本実施形態のモータ装置１は、先の第３実施形態（図３）をベースとしつつ、モータ駆動装置１０の構成に更なる変更が加えられている。そこで、既出の構成要素については、図３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分（＝モータ駆動装置１０の更なる変更点）について重点的な説明を行う。
　本実施形態のモータ駆動装置１０において、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２には、それぞれ、過電流検出閾値Ｉｏｃｐ（＝スイッチ装置ＩＰＤ１では過電流検出閾値Ｉｏｃｐ１、スイッチ装置ＩＰＤ２では過電流検出閾値Ｉｏｃｐ２）の可変機能、及び、モータ拘束検出機能が新たに追加されている。また、スイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２には、それぞれ、上記した機能追加に伴い、過電流設定端子ＳＥＴとマスク設定端子ＤＬＹが新たに追加されている。さらに、モータ駆動装置１０には、上記の追加端子に外付けされるディスクリート部品として、抵抗Ｒ７及びＲ８と、キャパシタＣ２及びＣ３が新たに追加されている。以下では、これらの追加要素について詳細に説明する。
　スイッチ装置ＩＰＤ１の外部において、スイッチ装置ＩＰＤ１の過電流設定端子ＳＥＴは、抵抗Ｒ７の第１端に接続されている。スイッチ装置ＩＰＤ１のマスク設定端子ＤＬＹは、キャパシタＣ２の第１端に接続されている。抵抗Ｒ７及びキャパシタＣ２それぞれの第２端は、いずれもスイッチ装置ＩＰＤ１の接地端子ＧＮＤに接続されている。なお、抵抗Ｒ７は、スイッチ装置ＩＰＤ１における過電流検出閾値Ｉｏｃｐ１を設定するための外付け素子である。また、キャパシタＣ２は、スイッチ装置ＩＰＤ１におけるモータ拘束検出用のマスク期間Ｔｍｓｋ１（詳細は後述）を設定するための外付け素子である。
　また、スイッチ装置ＩＰＤ２の外部において、スイッチ装置ＩＰＤ２の過電流設定端子ＳＥＴは、抵抗Ｒ８の第１端に接続されている。スイッチ装置ＩＰＤ２のマスク設定端子ＤＬＹは、キャパシタＣ３の第１端に接続されている。抵抗Ｒ８及びキャパシタＣ３それぞれの第２端は、いずれもスイッチ装置ＩＰＤ２の接地端子ＧＮＤに接続されている。なお、抵抗Ｒ８は、スイッチ装置ＩＰＤ２における過電流検出閾値Ｉｏｃｐ２を設定するための外付け素子である。また、キャパシタＣ３は、スイッチ装置ＩＰＤ２におけるモータ拘束検出用のマスク期間Ｔｍｓｋ２（詳細は後述）を設定するための外付け素子である。
＜半導体集積回路装置（ハイサイドスイッチＩＣ）＞
　図５は、図４のスイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２として用いられる半導体集積回路装置（いわゆるハイサイドスイッチＩＣ）の一構成例を示す図である。
　本構成例の半導体集積回路装置１００は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、複数本の外部端子（本図では、電源端子ＶＢＢ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、接地端子ＧＮＤ、過電流設定端子ＳＥＴ、マスク設定端子ＤＬＹ、及び、ステータス端子ＳＴの７本を明示）を備えている。ステータス端子ＳＴは、装置外部にステータス信号Ｓｏ（＝エラーフラグ）を出力するための外部端子である。電源端子ＶＢＢ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、接地端子ＧＮＤ、過電流設定端子ＳＥＴ、及び、マスク設定端子ＤＬＹについては、図４のそれぞれと対応しているので、重複した説明は割愛する。
　また、半導体集積回路装置１００は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１０と、出力電流監視部１２０と、ゲート制御部１３０と、制御ロジック部１４０と、信号入力部１５０と、内部電源部１６０と、異常保護部１７０と、信号出力部１８０と、モータ拘束検出部１９０と、を集積化して成る。
　トランジスタ１１０は、ドレインが電源端子ＶＢＢに接続されてソースが出力端子ＯＵＴに接続された高耐圧（例えば４２Ｖ耐圧）のパワートランジスタである。このように接続されたトランジスタ１１０は、電源端子ＶＢＢと出力端子ＯＵＴとの間を導通／遮断するためのスイッチ素子（ハイサイドスイッチ）として機能する。なお、トランジスタ１１０は、ゲート駆動信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンし、ゲート駆動信号Ｇ１がローレベルであるときにオフする。
　なお、トランジスタ１１０は、オン抵抗値が数十ｍΩとなるように設計すればよい。ただし、トランジスタ１１０のオン抵抗値が低いほど、出力端子ＯＵＴの地絡時（＝接地端ないしはこれに準ずる低電位端への出力ショート時）に過電流が流れやすくなり、異常発熱を生じやすくなる。従って、トランジスタ１１０のオン抵抗値を下げるほど、過電流保護回路１７１や温度保護回路１７３の重要性が高くなる。
　出力電流監視部１２０は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１２１とセンス抵抗２２を含み、トランジスタ１１０に流れる出力電流Ｉｏに応じたセンス電圧Ｖｓ（＝センス信号に相当）を生成する。
　トランジスタ１２１は、トランジスタ１１０に対して並列接続されたミラートランジスタであり、出力電流Ｉｏに応じたセンス電流Ｉｓを生成する。トランジスタ１１０とトランジスタ１２１とのサイズ比は、ｍ：１（ただしｍ＞１）である。従って、センス電流Ｉｓは、出力電流Ｉｏを１／ｍに減じた大きさとなる。なお、トランジスタ１２１は、トランジスタ１１０と同様、ゲート駆動信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンし、ゲート電圧Ｇ２がローレベルであるときにオフする。
　センス抵抗１２２（抵抗値Ｒｓ）は、トランジスタ１２１のソースと出力端子ＯＵＴとの間に接続されており、センス電流Ｉｓに応じたセンス電圧Ｖｓ（＝Ｉｓ×Ｒｓ＋Ｖｏ、ただしＶｏは出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧）を生成する電流／電圧変換素子である。
　ゲート制御部１３０は、ゲート制御信号Ｓ１の電流能力を高めたゲート駆動信号Ｇ１を生成してトランジスタ１１０及び１２１それぞれのゲートに出力することにより、トランジスタ１１０及び１２１のオン／オフ制御を行う。なお、本構成例のゲート制御部１３０は、ゲートドライバ１３１と、オシレータ１３２と、チャージポンプ１３３と、クランパ１３４と、を含む。
　ゲートドライバ１３１は、チャージポンプ１３３から昇圧電圧ＶＧの供給を受けて動作し、ゲート制御信号Ｓ１の電流能力を高めたゲート駆動信号Ｇ１を生成する。なお、ゲート駆動信号Ｇ１は、ゲート制御信号Ｓ１がハイレベルであるときにハイレベル（＝ＶＧ）となり、ゲート制御信号Ｓ１がローレベルであるときにローレベル（＝Ｖｏ）となる。また、ゲートドライバ１３１は、過電流保護信号Ｓ１７１に応じて出力電流Ｉｏを制限するようにゲート駆動信号Ｇ１を制御する機能も備えている。
　オシレータ１３２は、所定周波数のクロック信号ＣＬＫを生成してチャージポンプ１３３に出力する。なお、オシレータ１３２の動作可否は、制御ロジック部１４０からのイネーブル信号Ｓａに応じて制御される。
　チャージポンプ１３３は、クロック信号ＣＬＫを用いてフライングキャパシタを駆動することにより電源電圧Ｖｂｂ（＝電源端子ＶＢＢの端子電圧）よりも高い昇圧電圧ＶＧを生成してゲートドライバ１３１に供給する。なお、チャージポンプ１３３の動作可否は、制御ロジック部１４０からのイネーブル信号Ｓｂに応じて制御される。
　クランパ１３４は、電源端子ＶＢＢとトランジスタ１１０のゲートとの間に接続されている。出力端子ＯＵＴに誘導性負荷（例えばモータコイル）が接続されるアプリケーションでは、トランジスタ１１０をオンからオフへ切り替える際、誘導性負荷の逆起電力により、出力電圧Ｖｏが負電圧（＜ＧＮＤ）となる。そのため、エネルギー吸収用にクランパ１３４（いわゆるアクティブクランプ回路）が設けられている。
　制御ロジック部１４０は、内部電源電圧Ｖｒｅｇの供給を受けてゲート制御信号Ｓ１を生成する。例えば、外部制御信号Ｓｉ（＝入力端子ＩＮの端子電圧）がハイレベル（＝トランジスタ１１０をオンさせるときの論理レベル）であるときには、内部電源部１６０から内部電源電圧Ｖｒｅｇが供給されるので、制御ロジック部１４０が動作状態となり、ゲート制御信号Ｓ１がハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）となる。一方、外部制御信号Ｓｉがローレベル（＝トランジスタ１１０をオフさせるときの論理レベル）であるときには、内部電源部１６０から内部電源電圧Ｖｒｅｇが供給されないので、制御ロジック部１４０が非動作状態となり、ゲート制御信号Ｓ１がローレベル（＝ＧＮＤ）となる。また、制御ロジック部１４０は、異常保護部１７０から入力される各種の異常保護信号（過電流保護信号Ｓ１７１、オープン保護信号Ｓ１７２、温度保護信号Ｓ１７３、及び、減電圧保護信号Ｓ１７４）を監視している。なお、制御ロジック部１４０は、上記した異常保護信号のうち、過電流保護信号Ｓ１７１と温度保護信号Ｓ１７３の監視結果に応じて信号出力部１８０を制御する機能も備えている。
　信号入力部１５０は、入力端子ＩＮから外部制御信号Ｓｉの入力を受け付けて内部電源部１６０に伝達するシュミットトリガである。なお、外部制御信号Ｓｉは、例えば、トランジスタ１１０をオンさせるときにハイレベルとなり、トランジスタ１１０をオフさせるときにローレベルとなる。
　内部電源部１６０は、電源電圧Ｖｂｂから所定の内部電源電圧Ｖｒｅｇを生成して半導体集積回路装置１００の各部に供給する。なお、内部電源部１６０の動作可否は、外部制御信号Ｓｉに応じて制御される。より具体的に述べると、内部電源部１６０は、外部制御信号Ｓｉがハイレベルであるときに動作状態となり、外部制御信号Ｓｉがローレベルであるときに非動作状態となる。
　異常保護部１７０は、半導体集積回路装置１００の各種異常を検出する回路ブロックであり、過電流保護回路１７１と、オープン保護回路１７２と、温度保護回路１７３と、減電圧保護回路１７４（いわゆるＵＶＬＯ［under　voltage　lock　out］回路）と、を含む。
　過電流保護回路１７１は、センス電圧Ｖｓの監視結果（＝出力電流Ｉｏの過電流異常が生じているか否か）に応じた過電流保護信号Ｓ１７１を生成することにより、ゲート制御部１３０を介して出力電流Ｉｏを所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ以下に制限する。なお、過電流保護信号Ｓ１７１は、例えば異常未検出時にローレベルとなり、異常検出時にハイレベルとなる。
　また、過電流保護回路１７１は、過電流設定端子ＳＥＴの外付け素子（＝図４の抵抗Ｒ７またはＲ８）に応じて、過電流検出閾値Ｉｏｃｐ（＝スイッチ装置ＩＰＤ１では過電流検出閾値Ｉｏｃｐ１、スイッチ装置ＩＰＤ２では過電流検出閾値Ｉｏｃｐ２）を任意に調整する機能を備えている。すなわち、過電流検出閾値Ｉｏｃｐは、外付け素子に応じた可変値である。なお、過電流検出閾値Ｉｏｃｐは、出力端子ＯＵＴに接続されるＤＣモータ２０の特性（＝モータ拘束電流の大きさ）に応じて適宜設定すればよい。
　オープン保護回路１７２は、出力電圧Ｖｏの監視結果（＝出力端子ＯＵＴのオープン異常が生じているか否か）に応じたオープン保護信号Ｓ１７２を生成する。なお、オープン保護信号Ｓ１７２は、例えば、異常未検出時にローレベルとなり、異常検出時にハイレベルとなる。
　温度保護回路１７３は、半導体集積回路装置１００（特にトランジスタ１１０周辺）の異常発熱を検出する温度検出素子（図示せず）を含み、その検出結果（＝異常発熱が生じているか否か）に応じた温度保護信号Ｓ１７３を生成することにより、制御ロジック部１４０を介して出力電流Ｉｏの生成動作を強制停止する。なお、温度保護信号Ｓ１７３は、例えば、異常未検出時にローレベルとなり、異常検出時にハイレベルとなる。
　減電圧保護回路１７４は、電源電圧Ｖｂｂないし内部電源電圧Ｖｒｅｇの監視結果（＝減電圧異常が生じているか否か）に応じた減電圧保護信号Ｓ１７４を生成する。なお、減電圧保護信号Ｓ１７４は、例えば、異常未検出時にローレベルとなり、異常検出時にハイレベルとなる。
　信号出力部１８０は、ステータス端子ＳＴに接続されたオープンドレイン出力型のＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１８１を備えており、制御ロジック部１４０からの指示に応じて、ステータス信号Ｓｏを出力する。なお、ステータス信号Ｓｏは、トランジスタ１８１がオンされたときにローレベル（＝異常検出時の論理レベル）となり、トランジスタ１８１がオフされたときにハイレベル（＝異常未検出時の論理レベル）となる。例えば、制御ロジック部１４０は、過電流保護信号Ｓ１７１と温度保護信号Ｓ７３の少なくとも一方がハイレベル（＝異常検出時の論理レベル）であるときにトランジスタ１８１をオンし、過電流保護信号Ｓ１７１と温度保護信号Ｓ７３の双方がローレベル（＝異常未検出時の論理レベル）であるときにトランジスタ１８１をオフすればよい。
　このように、ステータス信号Ｓｏを外部出力する構成であれば、半導体集積回路装置１００の異常検出状態を装置外部で判別することが可能となる。例えば、ステータス信号Ｓｏを図４の電源装置３０で受け取るように構成すれば、異常検出時において、電源装置３０からモータ駆動装置１０への電力供給を速やかに停止することが可能となる。
　モータ拘束検出部１９０は、過電流保護信号Ｓ１７１の監視結果（＝過電流保護回路１７１の保護動作が所定のマスク期間Ｔｍｓｋに亘って継続しているか否か）に応じたモータ拘束信号Ｓ１９０を生成することにより、制御ロジック部１４０を介して出力電流Ｉｏの生成動作を強制停止（例えばオフラッチ）する。なお、モータ拘束検出部１９０は、過電流保護信号Ｓ１７１が所定のマスク期間Ｔｍｓｋに亘ってハイレベル（＝異常検出時の論理レベル）に維持されたときに、モータ拘束信号Ｓ１９０をハイレベルとする。
　また、モータ拘束検出部１９０は、マスク設定端子ＤＬＹの外付け素子（＝図４のキャパシタＣ２またはＣ３）に応じて、マスク期間Ｔｍｓｋ（＝スイッチ装置ＩＰＤ１ではマスク期間Ｔｍｓｋ１、スイッチ装置ＩＰＤ２ではマスク期間Ｔｍｓｋ２）を任意に調整する機能を備えている。すなわち、マスク期間Ｔｍｓｋは、外付け素子に応じた可変長である。なお、マスク期間Ｔｍｓｋは、出力端子ＯＵＴに接続されるＤＣモータ２０の起動時に流れる過大な瞬時電流をモータ拘束電流として誤検出しない長さに設定すればよい。
　なお、図３のスイッチ装置ＩＰＤ１及びＩＰＤ２として用いられる半導体集積回路装置（ハイサイドスイッチＩＣ）も、基本的には、本構成例の半導体集積回路装置１００と同様の構成であり、過電流設定端子ＳＥＴ、マスク設定端子ＤＬＹ、ステータス端子ＳＴ、及び、モータ拘束検出部１９０を割愛したものとして理解すればよい。
＜モータ駆動制御＞
　図６は、第４実施形態におけるモータ駆動制御の一例を示すタイミングチャートであって、上から順に、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、出力電流Ｉｏ１、及び、出力電流Ｉｏ２が描写されている。
　時刻ｔ１１以前には、Ｖ１＝Ｖ２＝ＧＮＤに設定されているので、トランジスタＭ５及びＭ６がいずれもオフしている。従って、出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２は、いずれも流れないので、ＤＣモータ２０は停止されたままである。
　時刻ｔ１１において、Ｖ１＞Ｖ２（例えばＶ１＝ＶＢＢ、Ｖ２＝ＧＮＤ）に設定されると、トランジスタＭ５がオンし、トランジスタＭ６がオフする。その結果、出力電流Ｉｏ（＝出力電流Ｉｏ１）が第１の向き（Ｖ１（＝ＶＢＢ）→Ｍ５→ｎ１→２０→ｎ２→Ｄ６（ＢＤ６）→Ｖ２（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第１の回転方向（例えば時計回り）に回転する。
　なお、時刻ｔ１２では、ＤＣモータ２０の起動に伴い、出力電流Ｉｏ１が瞬時的に過電流検出閾値Ｉｏｃｐ１を上回っている。ただし、このような状態は、マスク期間Ｔｍｓｋ１が経過するまでに自然に解消する。従って、モータ拘束の誤検出が生じることはない。
　その後、時刻ｔ１３において、ＤＣモータ２０が拘束状態に至り、過大な出力電流Ｉｏ１（＝モータ拘束電流）が流れ始めると、スイッチ装置ＩＰＤ１の過電流保護動作により出力電流Ｉｏ１が所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ１以下に制限される。
　そして、時刻ｔ１４において、上記の過電流保護動作が所定のマスク期間Ｔｍｓｋ１に亘って継続したことが検出されると、スイッチ装置ＩＰＤ１のモータ拘束検出機能により出力電流Ｉｏ１の生成動作が強制停止（例えばオフラッチ）される。
　従って、第１の回転方向に回転していたＤＣモータ２０の拘束後、モータ駆動装置１０は、電源装置３０によるモータ停止制御（Ｖ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）を待つことなく、拘束状態のＤＣモータ２０を自動的に停止することが可能となる。
　また、時刻ｔ１５において、Ｖ１＜Ｖ２（例えばＶ１＝ＧＮＤ、Ｖ２＝ＶＢＢ）に設定されると、トランジスタＭ５がオフし、トランジスタＭ６がオンする。その結果、出力電流Ｉｏ（＝出力電流Ｉｏ２）が第２の向き（Ｖ２（＝ＶＢＢ）→Ｍ６→ｎ２→２０→ｎ１→Ｄ５（ＢＤ５）→Ｖ１（＝ＧＮＤ））に流れるので、ＤＣモータ２０が第２の回転方向に回転する。
　なお、時刻ｔ１６では、ＤＣモータ２０の起動に伴い、出力電流Ｉｏ２が瞬時的に過電流検出閾値Ｉｏｃｐ２を上回っている。ただし、このような状態は、マスク期間Ｔｍｓｋ２が経過するまでに自然に解消する。従って、モータ拘束の誤検出が生じることはない。
　その後、時刻ｔ１７において、ＤＣモータ２０が拘束状態に至り、過大な出力電流Ｉｏ２（＝モータ拘束電流）が流れ始めると、スイッチ装置ＩＰＤ２の過電流保護動作により出力電流Ｉｏ２が所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ２以下に制限される。
　そして、時刻ｔ１８において、上記の過電流保護動作が所定のマスク期間Ｔｍｓｋ２に亘って継続したことが検出されると、スイッチ装置ＩＰＤ２のモータ拘束検出機能により出力電流Ｉｏ２の生成動作が強制停止（例えばオフラッチ）される。
　従って、第２の回転方向に回転していたＤＣモータ２０の拘束後、モータ駆動装置１０は、電源装置３０によるモータ停止制御（Ｖ１＝Ｖ２＝ＧＮＤ）を待つことなく、拘束状態のＤＣモータ２０を自動的に停止することが可能となる。
＜過電流保護回路＞
　図７は、過電流保護回路１７１の一構成例を示す図である。本構成例の過電流保護回路１７１は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１７１ａ～１７１ｃと、電流源１７１ｄ及び１７１ｅと、抵抗１７１ｆ及び１７１ｇと、キャパシタ１７１ｈと、を含む。
　電流源１７１ｄ及び１７１ｅ（電流値Ｉｒｅｆ）それぞれの第１端は、昇圧電圧ＶＧの印加端に接続されている。電流源１７１ｄの第２端は、トランジスタ１７１ａのドレインに接続されている。電流源１７１ｅの第２端は、トランジスタ１７１ｂのドレインに接続されている。トランジスタ１７１ａのソースは、抵抗１７１ｆ（抵抗値Ｒｒｅｆ）の第１端（＝閾値電圧Ｖｔｈの印加端）に接続されている。抵抗１７１ｆの第２端は、出力電圧Ｖｏの印加端（＝出力端子ＯＵＴ）に接続されている。トランジスタ１７１ａ及び１７１ｂそれぞれのゲートは、トランジスタ１７１ａのドレインに接続されている。トランジスタ１７１ｂのソースは、センス電圧Ｖｓの印加端に接続されている。トランジスタ１７１ｂのドレインは、過電流保護信号Ｓ１７１の出力端に相当する。
　なお、過電流保護信号Ｓ１７１は、Ｖｓ（＝Ｉｓ×Ｒｓ＋Ｖｏ）＞Ｖｔｈ（＝Ｉｒｅｆ×Ｒｒｅｆ＋Ｖｏ）であるときにハイレベルとなり、Ｖｓ＜Ｖｔｈであるときにローレベルとなる。このように、トランジスタ１７１ａ及び１７１ｂ、電流源１７１ｄ及び１７１ｅ、並びに、抵抗１７１ｆは、カレントミラー型のコンパレータとして機能する。
　トランジスタ１７１ｃのドレインは、トランジスタ１１０のゲートに接続されている。トランジスタ１７１ｃのソースは、出力電圧Ｖｏの印加端（＝出力端子ＯＵＴ）に接続されている。トランジスタ１７１ｃのゲートは、過電流保護信号Ｓ１７１の印加端に接続されている。また、トランジスタ１７１ｃのドレイン・ゲート間には、抵抗１７１ｇ（抵抗値Ｒ）とキャパシタ１７１ｈ（抵抗値Ｃ）が直列に接続されている。
　なお、過電流保護信号Ｓ７１がハイレベルに立ち上げられると、ゲート駆動信号Ｇ１が定常時のハイレベル（＝ＶＧ）から所定の時定数τ（＝Ｒ×Ｃ）で引き下げられていく。その結果、トランジスタ１１０の導通度が徐々に低下していくので、出力電流Ｉｏに制限が掛けられる。一方、過電流保護信号Ｓ１７１がローレベルに立ち下げられると、ゲート駆動信号Ｇ１が所定の時定数τで引き上げられていく。その結果、トランジスタ１１０の導通度が徐々に上昇していくので、出力電流Ｉｏの制限が解除される。
　このように、本構成例の過電流保護回路１７１は、過電流保護信号Ｓ１７１に応じて出力電流Ｉｏを制限するようにゲート駆動信号Ｇ１を制御する機能を備えている。
　ただし、過電流保護回路１７１では、電流値Ｉｒｅｆのばらつき（±５％）、抵抗値Ｒｒｅｆのばらつき（±２０％）、並びに、出力電流Ｉｏとセンス電流Ｉｓの電流比ばらつき（±１０％）などが存在するので、出力電流Ｉｏの検出精度は必ずしも高くない。
　なお、半導体集積回路装置１００自体の過電流保護については、上記の検出精度でも特段の問題は生じない。しかしながら、ＤＣモータ２０の拘束保護を鑑みると、出力電流Ｉｏをより高精度に検出できる方が望ましい。
　以下では、上記の知見に鑑み、既存の過電流保護信号Ｓ１７１を監視してＤＣモータ２０の拘束検出を行うモータ拘束検出部１９０に代えて、より検出精度の高いモータ拘束検出部を提案する。
＜モータ拘束検出部＞
　図８は、モータ拘束検出部２００の概略構成を示す図である。本構成例のモータ拘束検出部２００は、電流検出部２１０と、比較部２２０と、タイマ部２３０と、を含み、出力電流Ｉｏがモータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ（＜過電流検出閾値ＩｏｃｐＬ）を上回っている状態が所定のマスク期間Ｔｍｓｋに亘って継続したときに、出力電流Ｉｏの生成動作を強制的に停止させる。
　電流検出部２１０は、出力電流Ｉｏに応じたセンス電圧Ｖｓ（＝検出電圧に相当）を生成する。比較部２２０は、センス電圧Ｖｓと所定の閾値電圧ＶＴＨとを比較して比較信号Ｓｃを生成する。タイマ部２３０は、比較信号Ｓｃがマスク期間Ｔｍｓｋに亘ってモータ拘束時の論理レベル（例えばハイレベル）に維持されたときに、ゲート駆動信号Ｇ１を引き下げてトランジスタ１１０を強制的にオフさせる。
　図９は、モータ拘束検出部２００の一具体例を示す図である。本構成例のモータ拘束検出部２００には、先述の電流検出部２１０、比較部２２０、及び、タイマ部２３０に加えて閾値電圧生成部２４０が含まれている。また、モータ拘束検出部２００の採用に伴い、過電流保護回路１７１にも変更が加えられている。以下では、各部の回路構成について、順次説明を行う。
　電流検出部２１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１２と、オペアンプ２１３と、抵抗２１４と、を含む。
　トランジスタ２１１は、ドレインがトランジスタ１１０のドレインと電源端子ＶＢＢに接続されており、トランジスタ１１０と共通のゲート駆動信号Ｇ１でオン／オフされる電流検出スイッチとして機能する。なお、トランジスタ１１０とトランジスタ２１１とのサイズ比は、例えば、ｍ：１（ただしｍ＞１）とすればよい。
　オペアンプ２１３の反転入力端（－）は、トランジスタ１１０のソースと出力端子ＯＵＴ（＝出力電圧Ｖｏの印加端）に接続されている。一方、オペアンプ２１３の非反転入力端（＋）とトランジスタ２１２のソースは、トランジスタ２１１のソースに接続されている。オペアンプ２１３の出力端は、トランジスタ２１２のゲートに接続されている。このように接続されたトランジスタ２１２とオペアンプ２１３は、トランジスタ２１１のソースと出力端子ＯＵＴとをイマジナリショートすることで出力電流Ｉｏに応じたセンス電流Ｉｓ（＝検出電流に相当）を生成するバイアス部として機能する。
　より具体的に述べると、オペアンプ２１３は、トランジスタ２１１のソースと出力端子ＯＵＴとをイマジナリショートするようにトランジスタ２１２のゲート制御を行う。従って、トランジスタ２１１のソース電圧と出力電圧Ｖｏが一致し、延いては、トランジスタ２１１のドレイン・ソース間電圧がトランジスタ１１０のドレイン・ソース間電圧と一致する。その結果、トランジスタ２１１には、出力電流Ｉｏに比例するセンス電流Ｉｓ（＝Ｉｏ／ｍ）が流れる。
　トランジスタ２１２のドレインは、過電流設定端子ＳＥＴに接続されている。過電流設定端子ＳＥＴと接地端との間には、抵抗２１４（抵抗値Ｒｓ）が外付けされている。このように接続された抵抗２１４は、センス電流Ｉｓをセンス電圧Ｖｓ（＝Ｉｓ×Ｒｓ）に変換する電流／電圧変換素子として機能する。
　なお、本図では、電流検出部２１０をモータ拘束検出部２００の一構成要素として扱うが、電流検出部２１０を出力電流監視部１２０の一変形例として理解することもできる。
　比較部２２０は、電圧比較型のコンパレータ２２１を含む。コンパレータ２２１は、非反転入力端（＋）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、反転入力端（－）に入力される閾値電圧ＶＴＨとを比較して比較信号Ｓｃを生成する。比較信号Ｓｃは、Ｖｓ＞ＶＴＨであるときにハイレベルとなり、Ｖｓ＜ＶＴＨであるときにローレベルとなる。
　タイマ部２３０は、電流源２３１及び２３２と、キャパシタ２３３と、コンパレータ２３４と、Ｄフリップフロップ２３５と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２３６及び２３７と、を含む。なお、トランジスタ２３７は、デプレッション型である。
　電流源２３１の第１端は、内部電源端に接続されている。電流源２３１の第２端と電流源２３２の第１端は、マスク設定端子ＤＬＹ（＝充電電圧Ｖｃの印加端）に接続されている。電流源２３２の第２端は、接地端に接続されている。マスク設定端子ＤＬＹと接地端との間には、キャパシタ２３３が外付けされている。
　比較信号Ｓｃがハイレベルであるときには、電流源２３１がオンして電流源２３２がオフする。従って、キャパシタ２３３が充電されるので、充電電圧Ｖｃが上昇する。一方、比較信号Ｓｃがローレベルであるときには、電流源２３１がオフして電流源２３２がオンする。従って、キャパシタ２３３が放電されるので、充電電圧Ｖｃが低下する。
　コンパレータ２３４は、非反転入力端（＋）に入力される充電電圧Ｖｃと、反転入力端（－）に入力されるマスク電圧Ｖｍｓｋとを比較してトリガ信号ＴＲＧを生成する。トリガ信号ＴＲＧは、Ｖｃ＞Ｖｍｓｋであるときにハイレベルとなり、Ｖｃ＜Ｖｍｓｋであるときにローレベルとなる。
　Ｄフリップフロップ２３５は、クロック端（＞）に入力されているトリガ信号ＴＲＧのパルス生成タイミングで、データ端（Ｄ）に入力されているハイレベル信号（＝内部電源電圧）をラッチし、これをラッチ信号ＬＡＴとして出力端（Ｑ）から出力する。例えば、ラッチ信号ＬＡＴは、トリガ信号ＴＲＧがハイレベルに立ち上がったときにハイレベルにラッチされ、Ｄフリップフロップ２３５がリセットされたときにローレベルに戻る。
　トランジスタ２３６のドレインは、トランジスタ１１０のゲート（＝ゲート駆動信号Ｇ１の印加端）に接続されている。トランジスタ２３６のゲートは、ラッチ信号ＬＡＴの印加端に接続されている。従って、トランジスタ２３６は、ラッチ信号ＬＡＴがハイレベルであるときにオンし、ラッチ信号ＬＡＴがローレベルであるときにオフする。
　トランジスタ２３７のドレインは、トランジスタ２３６のソースに接続されている。トランジスタ２３７のソース及びゲートは、接地端に接続されている。このように接続されたデプレッション型のトランジスタ２３７は、定電流源として機能する。
　閾値電圧生成部２４０は、内部基準電圧ＶＲＥＦの印加端と接地端との間に直列接続された抵抗２４１及び２４２（抵抗値Ｒ１及びＲ２）を含み、両抵抗間の接続ノードから、閾値電圧ＶＴＨ（＝ＶＲＥＦ×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝）を出力する。
　過電流検出回路１７１は、先の図７と異なり、電圧比較型のコンパレータ１７１Ａと、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１７１Ｂと、抵抗１７１Ｃと、キャパシタ１７１Ｄと、カレントミラー１７１Ｅと、を含む。
　コンパレータ１７１Ａは、非反転入力端（＋）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、反転入力端（－）に入力される内部基準電圧ＶＲＥＦ（＞ＶＴＨ）を比較して過電流保護信号ＳＡを生成する。過電流保護信号ＳＡは、Ｖｓ＞ＶＲＥＦであるときにハイレベルとなり、Ｖｓ＜ＶＲＥＦであるときにローレベルとなる。
　トランジスタ１７１Ｂのドレインは、カレントミラー１７１Ｅの入力端に接続されている。トランジスタ１７１Ｂのソースは、接地端に接続されている。トランジスタ１７１Ｂのゲートは、過電流保護信号ＳＡの印加端に接続されている。また、トランジスタ１７１Ｂのドレイン・ゲート間には、抵抗１７１Ｃ（抵抗値Ｒ）とキャパシタ１７１Ｄ（抵抗値Ｃ）が直列に接続されている。
　カレントミラー１７１Ｅは、トランジスタ１７１Ｂのドレインに流れる電流Ｉ１をミラーして電流Ｉ２を生成し、これをゲート駆動信号Ｇ１の印加端から出力電圧Ｖｏの印加端に向けて引き抜く。なお、カレントミラー１７１Ｅは、第１電源系（ＶＢＢ＿ＲＥＦ－ＶＢＢＭ５系）に流れる電流Ｉ１を、第２電源系（ＶＧ－Ｖｏ系）に流れる電流Ｉ２として受け渡すレベルシフタとしても機能する。なお、電圧ＶＢＢ＿ＲＥＦ及びＶＢＢＭ５は、それぞれ、電源電圧Ｖｂｂに応じた内部電圧である。
　本構成例の過電流保護回路１７１では、過電流保護信号ＳＡがハイレベルに立ち上げられると、ゲート駆動信号Ｇ１が定常時のハイレベル（＝ＶＧ）から時定数τ（＝Ｒ×Ｃ）で引き下げられていく。その結果、トランジスタ１１０の導通度が徐々に低下していくので、出力電流Ｉｏに制限が掛けられる。一方、過電流保護信号ＳＡがローレベルに立ち下げられると、ゲート駆動信号Ｇ１が時定数τで引き上げられていく。その結果、トランジスタ１１０の導通度が徐々に上昇していくので、出力電流Ｉｏの制限が解除される。このように、過電流保護回路１７１は、過電流保護信号ＳＡに応じて出力電流Ｉｏを制限するようにゲート駆動信号Ｇ１を制御する。この点については、先の図７と変わりがない。
　なお、本構成例のモータ拘束検出部２００（及び過電流保護回路１７１）であれば、先の図７と比べて、出力電流Ｉｏの検出精度に関わる特性のばらつきが大幅に小さくなる。具体的には、オペアンプ２１３のオフセットばらつき（±５％）、内部基準電圧ＶＲＥＦのばらつき（±３～５％）、及び、コンパレータ２２１（及び１７１Ａ）のオフセットばらつき（±１～２％）などしか存在しない。そのため、出力電流Ｉｏを高精度に検出することができるので、モータ拘束保護及び過電流保護を適切に実施することが可能となる。
　図１０は、モータ拘束検出動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、出力電流Ｉｏ、比較信号Ｓｃ、充電電圧Ｖｃ、トリガ信号ＴＲＧ、及び、ラッチ信号ＬＡＴが描写されている。
　時刻ｔ２１以前には、ＶＢＢ＝ＯＵＴ＝ＧＮＤに設定されているので、トランジスタ１１０がオフしている。従って、出力電流Ｉｏが流れないので、ＤＣモータ２０は停止されたままである。
　時刻ｔ２１において、ＶＢＢ＝Ｖｂｂ、ＯＵＴ＝ＧＮＤに設定されると、トランジスタ１１０がオンする。その結果、出力電流Ｉｏが流れるので、ＤＣモータ２０が回転する。
　なお、時刻ｔ２２では、ＤＣモータ２０の起動に伴い、出力電流Ｉｏが瞬時的にモータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ（例えば過電流検出閾値ＩｏｃｐＬの７５％）を上回っている。その結果、比較信号Ｓｃがハイレベルに立ち上がり、充電電圧Ｖｃが上昇し始める。
　ただし、このような状態は、充電電圧Ｖｃがマスク電圧Ｖｍｓｋに達するまで、すなわち、マスク期間Ｔｍｓｋが経過するまでには自然に解消する。本図では、時刻ｔ２３において、出力電流Ｉｏがモータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋを下回ることにより、比較信号Ｓｃがローレベルに立ち下がり、充電電圧Ｖｃが上昇から低下に転じている。従って、モータ拘束の誤検出が生じることはない。
　なお、マスク期間Ｔｍｓｋは、マスク設定端子ＤＬＹに外付けされたキャパシタ２３３の容量値に応じて任意に調整することが可能であり、例えば、ＤＣモータ２０の起動時に流れる過大な瞬時電流をモータ拘束電流として誤検出しない長さに設定すればよい。
　その後、時刻ｔ２４において、ＤＣモータ２０が拘束状態に至り、過大な出力電流Ｉｏ１（＝モータ拘束電流）が流れ始めると、出力電流Ｉｏが継続的にモータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋを上回る状態となる。その結果、比較信号Ｓｃがハイレベルに維持されて、充電電圧Ｖｃが上昇し続ける。ただし、この時点では、充電電圧Ｖｃがマスク電圧Ｖｍｓｋよりも低いので、トリガ信号ＴＲＧがハイレベルに立ち上がることはない。
　なお、ＤＣモータ２０が拘束状態に至った後、出力電流Ｉｏは、過電流保護回路１７１の働きにより、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋよりも大きい過電流検出閾値ＩｏｃｐＬ以下に制限される。従って、過電流検出閾値ＩｏｃｐＬ（＝ｍ×ＶＲＥＦ／Ｒｓ）をＤＣモータ２０の定格電流値よりも小さく設定しておけば、ＤＣモータ２０の破壊を未然に防止することが可能となる。
　そして、時刻ｔ２４からマスク期間Ｔｍｓｋが経過した時刻ｔ２５において、充電電圧Ｖｃがマスク電圧Ｖｍｓｋに達すると、トリガ信号ＴＲＧがハイレベルに立ち上がり、ラッチ信号ＬＡＴがハイレベルにラッチされる。その結果、トランジスタ２３６がオンし、ゲート駆動信号Ｇ１が遅滞なくローレベルに引き下げられるので、トランジスタ１１０が強制的にオフされて出力電流Ｉｏの生成動作が強制停止される。従って、拘束状態のＤＣモータ２０を自動的に停止することが可能となる。
　時刻ｔ２５における出力電流Ｉｏの生成停止後、比較信号Ｓｃがローレベルに立ち下がり、充電電圧Ｖｃが低下に転じるので、トリガ信号ＴＲＧがローレベルに立ち下がるが、ラッチ信号ＬＡＴは、ハイレベルにラッチされたままとなる。すなわち、Ｄフリップフロップ２３５がリセットされない限り、出力電流Ｉｏの生成停止が解除されることはない。
　なお、ＤＣモータ２０の種類により、モータ拘束電流の大きさが異なる。そのため、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ及び過電流検出閾値ＩｏｃｐＬは、それぞれ、連動して任意に調整し得る可変値とすることが望ましい。
　例えば、図９の回路構成であれば、過電流設定端子ＳＥＴに外付けされた抵抗２１４の抵抗値Ｒｓに応じてセンス電圧Ｖｓの電圧値を調整することができる。このようなセンス電圧Ｖｓの調整動作は、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ及び過電流検出閾値ＩｏｃｐＬそれぞれの調整動作と等価である。
　すなわち、抵抗値Ｒｓを高くしてセンス電圧Ｖｓを引き上げれば、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ及び過電流検出閾値ＩｏｃｐＬを引き下げたことと等価になる。逆に、抵抗値Ｒｓを低くしてセンス電圧Ｖｓを引き下げれば、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋ及び過電流検出閾値ＩｏｃｐＬを引き上げたことと等価になる。
　また、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋと過電流検出閾値ＩｏｃｐＬを個別に設けておくことにより、出力電流Ｉｏが過電流検出閾値ＩｏｃｐＬに達しない場合でも、モータ拘束検出閾値Ｉｌｏｃｋを上回ってさえいれば、モータ拘束を検出することが可能となる。
　また、過電流保護回路１７１には、出力電流Ｉｏが過電流検出閾値ＩｏｃｐＬよりも高い過電流遮断閾値ＩｏｃｐＨを上回ったときに、遅滞なくゲート駆動信号Ｇ１をローレベルに引き下げて、トランジスタ１１０を強制的にオフさせる機能を別途持たせておくとよい。例えば、過電流遮断閾値ＩｏｃｐＨを半導体集積回路装置１００の定格電流値よりも小さく設定しておけば、出力端子ＯＵＴの地絡などが生じた場合であっても、半導体集積回路装置１００の破壊を未然に防止することが可能となる。
＜車両（電動ドアミラー）＞
　図１１は、電動ドアミラーを備えた車両の外観図である。本構成例の車両Ｘは、左右のフロントドアにそれぞれ電動ドアミラーＸ１及びＸ２を備えている。電動ドアミラーＸ１及びＸ２は、例えば、ドアロックの開錠／施錠時に自動で開閉駆動される。具体的に述べると、電動ドアミラーＸ１及びＸ２は、ドアロックの開錠時には自動で格納位置（＝完全に閉じた状態）から使用位置（＝完全に開いた状態）に開き、ドアロックの施錠時には自動で使用位置から格納位置に閉じる。
　なお、電動ドアミラーＸ１及びＸ２は、その開閉駆動手段として、これまでに説明してきたモータ装置１を有するとよい。このような構成とすることにより、Ｈブリッジ出力段を用いた従来例（図１２）と異なり、制御信号ＩＮ１及びＩＮ２の入力を要することなく電動ドアミラーＸ１及びＸ２を開閉駆動することができる。従って、ＥＣＵ［electronic　control　unit］の負担を軽減することが可能となり、延いては、ＥＣＵのマイコンレス化を実現することが可能となる。
＜総括＞
　以下では、本明細書中に開示されている種々の実施形態について総括的に述べる。
　例えば、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、第１電源端子が第１電圧の印加端に接続されており、第１入力端子が前記第１電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第１出力端子がＤＣモータの第１ノードに接続されており、前記第１入力端子の端子電圧に応じて前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に集積化された第１トランジスタのオン／オフ制御を行う第１スイッチＩＣと；第２電源端子が第２電圧の印加端に接続されており、第２入力端子が前記第２電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第２出力端子が前記ＤＣモータの第２ノードに接続されており、前記第２入力端子の端子電圧に応じて前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に集積化された第２トランジスタのオン／オフ制御を行う第２スイッチＩＣと；を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成（第１の構成）とされている。
　なお、上記第１の構成から成るモータ駆動装置において、前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、前記ＤＣモータに流れる出力電流を所定の過電流検出閾値以下に制限する過電流保護回路を含む構成（第２の構成）にするとよい。
　また、上記第２の構成から成るモータ駆動装置において、前記過電流検出閾値は、外付け素子に応じた可変値である構成（第３の構成）にするとよい。
　また、上記第２または第３の構成から成るモータ駆動装置において、前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、前記過電流保護回路の保護動作が所定のマスク期間に亘って継続したときに前記出力電流の生成動作を強制停止するモータ拘束検出部をさらに含む構成（第４の構成）にするとよい。
　また、上記第４の構成から成るモータ駆動装置において、前記マスク期間は、外付け素子に応じた可変長である構成（第５の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第５いずれかの構成から成るモータ駆動装置において、前記第１スイッチＩＣと前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、異常発熱を検出したときに前記出力電流の生成動作を強制停止する温度保護回路を備えている構成（第６の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第６いずれかの構成から成るモータ駆動装置は、前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に外付けされた第１ダイオードと、前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に外付けされた第２ダイオードと、をさらに有する構成（第７の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第７いずれかの構成から成るモータ駆動装置は、前記第１入力端子と前記第１電圧またはこれと連動する電圧の印加端との間に外付けされた第１抵抗と、前記第２入力端子と前記第２電圧またはこれと連動する電圧の印加端との間に外付けされた第２抵抗と、をさらに有する構成（第８の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第８いずれかの構成から成るモータ駆動装置は、前記ＤＣモータの第１ノードと第２ノードとの間に外付けされたキャパシタを更に有する構成（第９の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、ドレインが第１電圧の印加端に接続されてソースがＤＣモータの第１ノードに接続されたＮチャネル型の第１トランジスタと、ドレインが第２電圧の印加端に接続されてソースが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＮチャネル型の第２トランジスタと、出力端が前記第１トランジスタのゲートに接続された第１レベルシフタと、出力端が前記第２トランジスタのゲートに接続された第２レベルシフタと、第１端が前記第１電圧の印加端に接続されて第２端が前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１抵抗と、第１端が前記第２電圧の印加端に接続されて第２端が前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２抵抗と、アノードが前記第２電圧の印加端に接続されてカソードが前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１ツェナダイオードと、アノードが前記第１電圧の印加端に接続されてカソードが前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２ツェナダイオードと、を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成（第１０の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、ソースが第１電圧の印加端に接続されてドレインがＤＣモータの第１ノードに接続されたＰチャネル型の第１トランジスタと、ソースが第２電圧の印加端に接続されてドレインが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＰチャネル型の第２トランジスタと、第１端が前記第１トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第２電圧の印加端に接続された第１抵抗と、第１端が前記第２トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第１電圧の印加端に接続された第２抵抗と、カソードが前記第１電圧の印加端に接続されてアノードが前記第１トランジスタのゲートに接続された第１ツェナダイオードと、カソードが前記第２電圧の印加端に接続されてアノードが前記第２トランジスタのゲートに接続された第２ツェナダイオードと、を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられる構成（第１１の構成）とされている。
　なお、上記第１０または第１１の構成から成るモータ駆動装置は、前記第１トランジスタのドレイン・ソース間に接続された第１ダイオードと、前記第２トランジスタのドレイン・ソース間に接続された第２ダイオードと、をさらに有する構成（第１２の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されているモータ装置は、上記第１～第１２いずれかの構成から成るモータ駆動装置と、前記モータ駆動装置から前記出力電流の供給を受けて回転するＤＣモータと、前記ＤＣモータの回転方向に応じて前記モータ駆動装置に供給される前記第１電圧及び前記第２電圧相互間の高低関係を切り替える電源装置と、を有する構成（第１３の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されている電動ドアミラーは、上記第１３の構成から成るモータ装置を有する構成（第１４の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されている車両は、上記第１４の構成から成る電動ドアミラーを有する構成（第１５の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されているスイッチ装置は、電源端子と、ＤＣモータが接続される出力端子と、前記電源端子と前記出力端子との間に接続された出力スイッチと、前記出力スイッチに流れる出力電流がモータ拘束検出閾値を上回っている状態がマスク期間に亘って継続したときに前記出力電流の生成動作を強制的に停止させるモータ拘束検出部とを有する構成（第１６の構成）とされている。
　なお、上記第１６の構成から成るスイッチ装置において、前記モータ拘束検出部は、前記出力電流に応じた検出電圧を生成する電流検出部と、前記検出電圧と所定の閾値電圧とを比較して比較信号を生成する比較部と、前記比較信号が前記マスク期間に亘ってモータ拘束時の論理レベルに維持されたときに前記出力スイッチを強制的にオフさせるタイマ部とを含む構成（第１７の構成）にするとよい。
　また、上記第１７の構成から成るスイッチ装置において、前記電流検出部は、第１端が前記電源端子に接続されており前記出力スイッチと共通の駆動信号でオン／オフされる電流検出スイッチと、前記電流検出スイッチの第２端と前記出力端子とをイマジナリショートすることで前記出力電流に応じた検出電流を生成するバイアス部と、前記検出電流を前記検出電圧に変換する抵抗と、を含む構成（第１８の構成）にするとよい。
　また、上記第１８の構成から成るスイッチ装置において、前記抵抗は、外付け素子である構成（第１９構成）にするとよい。
　また、上記第１６～第１９いずれかの構成から成るスイッチ装置は、前記出力電流を前記モータ拘束検出閾値よりも大きい過電流検出閾値以下に制限する過電流保護回路をさらに有する構成（第２０の構成）にするとよい。
　また、上記第２０の構成から成るスイッチ装置において、前記過電流保護回路は、前記出力電流が前記過電流検出閾値よりも高い過電流遮断閾値を上回ったときに前記出力スイッチを強制的にオフさせる機能を備えている構成（第２１の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、第１電源端子が第１電圧の印加端に接続されており、第１入力端子が前記第１電圧又はこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第１出力端子がＤＣモータの第１ノードに接続されており、前記第１入力端子の端子電圧に応じて前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に接続された第１出力スイッチをオン／オフする第１スイッチＩＣと；第２電源端子が第２電圧の印加端に接続されており、第２入力端子が前記第２電圧又はこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第２出力端子が前記ＤＣモータの第２ノードに接続されており、前記第２入力端子の端子電圧に応じて前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に接続された第２出力スイッチをオン／オフする第２スイッチＩＣと；を有し、前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられ、前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、上記第１６～第２１いずれかの構成から成るスイッチ装置である構成（第２２の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されているモータ装置は、上記第２２の構成から成るモータ駆動装置と、前記モータ駆動装置から出力電流の供給を受けて回転するＤＣモータと、前記ＤＣモータの回転方向に応じて前記モータ駆動装置に供給される第１電圧及び第２電圧相互間の高低関係を切り替える電源装置と、を有する構成（第２３の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されている電動ドアミラーは、上記第２３の構成から成るモータ装置を有する構成（第２４の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されている車両は、上記第２４の構成から成る電動ドアミラーを有する構成（第２５の構成）とされている。
＜その他の変形例＞
　もちろん、本明細書中に開示されている発明の適用対象は、上記実施形態に限定されるものではなく、車載用途以外にも広く適用することが可能である。
　また、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　本明細書中に開示されている発明は、例えば、車両の電動ドアミラーに利用することが可能である。
　　　１　　モータ装置
　　　１０　　モータ駆動装置
　　　２０　　ＤＣモータ
　　　３０　　電源装置
　　　１００　　半導体集積回路装置（ハイサイドスイッチＩＣ）
　　　１１０　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（出力スイッチ）
　　　１２０　　出力電流監視部
　　　１２１　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　１２２　　センス抵抗
　　　１３０　　ゲート制御部
　　　１３１　　ゲートドライバ
　　　１３２　　オシレータ
　　　１３３　　チャージポンプ
　　　１３４　　クランパ
　　　１４０　　制御ロジック部
　　　１５０　　信号入力部
　　　１６０　　内部電源部
　　　１７０　　異常保護部
　　　１７１　　過電流保護回路
　　　１７１ａ、１７１ｂ、１７１ｃ　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　１７１ｄ、１７１ｅ　　電流源
　　　１７１ｆ、１７１ｇ　　抵抗
　　　１７１ｈ　　キャパシタ
　　　１７１Ａ　　コンパレータ
　　　１７１Ｂ　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　１７１Ｃ　　抵抗
　　　１７１Ｄ　　キャパシタ
　　　１７１Ｅ　　カレントミラー（レベルシフタ）
　　　１７２　　オープン保護回路
　　　１７３　　温度保護回路
　　　１７４　　減電圧保護回路
　　　１８０　　信号出力部
　　　１８１　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　１９０、２００　　モータ拘束検出部
　　　２１０　　電流検出部
　　　２１１　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（電流検出スイッチ）
　　　２１２　　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（バイアス部）
　　　２１３　　オペアンプ（バイアス部）
　　　２１４　　抵抗
　　　２２０　　比較部
　　　２２１　　コンパレータ
　　　２３０　　タイマ部
　　　２３１、２３２　　電流源
　　　２３３　　キャパシタ
　　　２３４　　コンパレータ
　　　２３５　　Ｄフリップフロップ
　　　２３６　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　２３７　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（デプレッション型）
　　　２４０　　閾値電圧生成部
　　　２４１、２４２　　抵抗
　　　Ｍ１、Ｍ２、Ｍ５、Ｍ６　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｍ３、Ｍ４　　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４　　ダイオード
　　　ＢＤ１、ＢＤ２、ＢＤ３、ＢＤ４、ＢＤ５、ＢＤ６　　ボディダイオード
　　　ＬＳ１、ＬＳ２　　レベルシフタ
　　　Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８　　抵抗
　　　ＩＰＤ１、ＩＰＤ２　　スイッチ装置（ハイサイドスイッチＩＣ）
　　　Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３　　キャパシタ
　　　ＩＮ　　入力端子
　　　ＯＵＴ　　出力端子
　　　ＶＢＢ　　電源端子
　　　ＤＬＹ　　マスク設定端子
　　　ＳＥＴ　　過電流設定端子
　　　ＧＮＤ　　接地端子
　　　ＳＴ　　ステータス端子
　　　Ｘ　　車両
　　　Ｘ１、Ｘ２　　電動ドアミラー
　　　ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３、ＺＤ４　　ツェナダイオード

Claims (22)

  1. 　第１電源端子が第１電圧の印加端に接続されており、第１入力端子が前記第１電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第１出力端子がＤＣモータの第１ノードに接続されており、前記第１入力端子の端子電圧に応じて前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に集積化された第１トランジスタのオン／オフ制御を行う第１スイッチＩＣと；
    　第２電源端子が第２電圧の印加端に接続されており、第２入力端子が前記第２電圧またはこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第２出力端子が前記ＤＣモータの第２ノードに接続されており、前記第２入力端子の端子電圧に応じて前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に集積化された第２トランジスタのオン／オフ制御を行う第２スイッチＩＣと；
    　を有し、
    　前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられることを特徴とするモータ駆動装置。
  2. 　前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、前記ＤＣモータに流れる出力電流を所定の過電流検出閾値以下に制限する過電流保護回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記過電流検出閾値は、外付け素子に応じた可変値であることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、前記過電流保護回路の保護動作が所定のマスク期間に亘って継続したときに前記出力電流の生成動作を強制停止するモータ拘束検出部をさらに含むことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記マスク期間は、外付け素子に応じた可変長であることを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、異常発熱を検出したときに前記出力電流の生成動作を強制停止する温度保護回路を備えていることを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に外付けされた第１ダイオードと、
    　前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に外付けされた第２ダイオードと、
    　をさらに有することを特徴とする請求項１～請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記第１入力端子と前記第１電圧またはこれと連動する電圧の印加端との間に外付けされた第１抵抗と、
    　前記第２入力端子と前記第２電圧またはこれと連動する電圧の印加端との間に外付けされた第２抵抗と、
    　をさらに有することを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  9. 　前記ＤＣモータの第１ノードと第２ノードとの間に外付けされたキャパシタをさらに有することを特徴とする請求項１～請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  10. 　ドレインが第１電圧の印加端に接続されてソースがＤＣモータの第１ノードに接続されたＮチャネル型の第１トランジスタと、
    　ドレインが第２電圧の印加端に接続されてソースが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＮチャネル型の第２トランジスタと、
    　出力端が前記第１トランジスタのゲートに接続された第１レベルシフタと、
    　出力端が前記第２トランジスタのゲートに接続された第２レベルシフタと、
    　第１端が前記第１電圧の印加端に接続されて第２端が前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１抵抗と、
    　第１端が前記第２電圧の印加端に接続されて第２端が前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２抵抗と、
    　アノードが前記第２電圧の印加端に接続されてカソードが前記第１レベルシフタの入力端に接続された第１ツェナダイオードと、
    　アノードが前記第１電圧の印加端に接続されてカソードが前記第２レベルシフタの入力端に接続された第２ツェナダイオードと、
    　を有し、
    　前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられることを特徴とするモータ駆動装置。
  11. 　ソースが第１電圧の印加端に接続されてドレインがＤＣモータの第１ノードに接続されたＰチャネル型の第１トランジスタと、
    　ソースが第２電圧の印加端に接続されてドレインが前記ＤＣモータの第２ノードに接続されたＰチャネル型の第２トランジスタと、
    　第１端が前記第１トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第２電圧の印加端に接続された第１抵抗と、
    　第１端が前記第２トランジスタのゲートに接続されて第２端が前記第１電圧の印加端に接続された第２抵抗と、
    　カソードが前記第１電圧の印加端に接続されてアノードが前記第１トランジスタのゲートに接続された第１ツェナダイオードと、
    　カソードが前記第２電圧の印加端に接続されてアノードが前記第２トランジスタのゲートに接続された第２ツェナダイオードと、
    　を有し、
    　前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられることを特徴とするモータ駆動装置。
  12. 　前記第１トランジスタのドレイン・ソース間に接続された第１ダイオードと、
    　前記第２トランジスタのドレイン・ソース間に接続された第２ダイオードと、
    　を更に有することを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載のモータ駆動装置。
  13. 　電源端子と、
    　ＤＣモータが接続される出力端子と、
    　前記電源端子と前記出力端子との間に接続された出力スイッチと、
    　前記出力スイッチに流れる出力電流がモータ拘束検出閾値を上回っている状態がマスク期間に亘って継続したときに前記出力電流の生成動作を強制的に停止させるモータ拘束検出部と、
    　を有することを特徴とするスイッチ装置。
  14. 　前記モータ拘束検出部は、
    　前記出力電流に応じた検出電圧を生成する電流検出部と、
    　前記検出電圧と所定の閾値電圧とを比較して比較信号を生成する比較部と、
    　前記比較信号が前記マスク期間に亘ってモータ拘束時の論理レベルに維持されたときに前記出力スイッチを強制的にオフさせるタイマ部と、
    　を含むことを特徴とする請求項１３に記載のスイッチ装置。
  15. 　前記電流検出部は、
    　第１端が前記電源端子に接続されており前記出力スイッチと共通の駆動信号でオン／オフされる電流検出スイッチと、
    　前記電流検出スイッチの第２端と前記出力端子とをイマジナリショートすることで前記出力電流に応じた検出電流を生成するバイアス部と、
    　前記検出電流を前記検出電圧に変換する抵抗と、
    　を含むことを特徴とする請求項１４に記載のスイッチ装置。
  16. 　前記抵抗は、外付け素子であることを特徴とする請求項１５に記載のモータ駆動装置。
  17. 　前記出力電流を前記モータ拘束検出閾値よりも大きい過電流検出閾値以下に制限する過電流保護回路をさらに有することを特徴とする請求項１３～請求項１６のいずれか一項に記載のスイッチ装置。
  18. 　前記過電流保護回路は、前記出力電流が前記過電流検出閾値よりも高い過電流遮断閾値を上回ったときに前記出力スイッチを強制的にオフさせる機能を備えていることを特徴とする請求項１７に記載のスイッチ装置。
  19. 　第１電源端子が第１電圧の印加端に接続されており、第１入力端子が前記第１電圧又はこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第１出力端子がＤＣモータの第１ノードに接続されており、前記第１入力端子の端子電圧に応じて前記第１電源端子と前記第１出力端子との間に接続された第１出力スイッチをオン／オフする第１スイッチＩＣと；
    　第２電源端子が第２電圧の印加端に接続されており、第２入力端子が前記第２電圧又はこれと連動する電圧の印加端に接続されており、第２出力端子が前記ＤＣモータの第２ノードに接続されており、前記第２入力端子の端子電圧に応じて前記第２電源端子と前記第２出力端子との間に接続された第２出力スイッチをオン／オフする第２スイッチＩＣと；
    　を有し、
    　前記第１電圧及び前記第２電圧は、前記ＤＣモータの回転方向に応じて、相互間の高低関係が切り替えられ、
    　前記第１スイッチＩＣ及び前記第２スイッチＩＣは、それぞれ、請求項１３～請求項１８のいずれか一項に記載のスイッチ装置であることを特徴とするモータ駆動装置。
  20. 　請求項１～請求項１２及び請求項１９のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、
    　前記モータ駆動装置から出力電流の供給を受けて回転するＤＣモータと、
    　前記ＤＣモータの回転方向に応じて前記モータ駆動装置に供給される第１電圧及び第２電圧相互間の高低関係を切り替える電源装置と、
    　を有することを特徴とするモータ装置。
  21. 　請求項２０に記載のモータ装置を有することを特徴とする電動ドアミラー。
  22. 　請求項２１に記載の電動ドアミラーを有することを特徴とする車両。
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