WO2019230203A1 - 磁気検出ユニット、角度検出装置、位置検出装置、モータ制御装置、モータユニットおよびモータ制御方法 - Google Patents

磁気検出ユニット、角度検出装置、位置検出装置、モータ制御装置、モータユニットおよびモータ制御方法 Download PDF

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    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic detection unit, an angle detection device, a position detection device, a motor control device, a motor unit, and a motor control method, for example, an angle detection device for detecting a moving angle of a rotor of a motor, and the angle detection device.
  • Motor control device for controlling motor based on detected movement angle, position detection device for detecting position of output shaft of linear motor, and motor control for controlling motor based on position information detected by position detection device Relates to the device.
  • Patent Document 1 discloses a motor control device provided with an absolute encoder for detecting the position of a rotor of a stepping motor.
  • Patent Document 1 discloses a linear actuator provided with an optical encoder as a position detector that detects the position of the output shaft of a direct acting motor.
  • the optical type and the magnetic type are mainly known as the sensor type of the absolute type angle sensor.
  • the sensor system of the position detector for detecting the position of the output shaft of the direct acting motor the above-described optical type and magnetic type are known.
  • an optical angle sensor optical encoder
  • an optical angle sensor optical encoder
  • an angle sensor that is less expensive than an optical angle sensor, that is, an angle sensor that uses a Hall element, as an absolute angle sensor mounted on a stepping motor or a position detector mounted on a linear motor. Considered adoption.
  • the Hall element has a problem that the voltage of the output signal of the Hall element is not stable because the internal resistance of the Hall element changes with temperature (for example, 100 ⁇ to 2000 ⁇ ).
  • the Hall element has a problem that the maximum input current or the maximum input voltage that can be applied is low.
  • a certain Hall element can only apply up to 10 mA in the range of ⁇ 40 ° C. to 120 ° C.
  • the Hall element has a problem that its output voltage width (output voltage width) is very small. For example, when a magnetic flux of ⁇ 40 mT is detected, the output voltage width of the Hall element is ⁇ 0.24V.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to provide a new technique for detecting the absolute position of an object using a Hall element.
  • a magnetic detection unit includes a plurality of Hall elements, and the plurality of Hall elements are connected in series to each other on an input side of each Hall element.
  • the angle detection device can provide a new technique for detecting the absolute position of an object using a Hall element.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of an angle detection device according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in the first embodiment.
  • 4 is a flowchart showing a flow of a motor control method in the motor unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating simulation results of input signals and output signals of an amplifier circuit on the first Hall element H1 side in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating simulation results of input signals and output signals of the amplifier circuit on the second Hall element H2 side in the first embodiment. It is a figure which shows the structure of the motor unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration of a position detection device according to a second embodiment. 6 is a diagram illustrating an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in the first embodiment. 6 is a flowchart showing a flow of a motor control method in a motor unit according to Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating simulation results of input signals and output signals of an amplifier circuit in the second embodiment. It is a figure which shows the circuit structure of the position detection apparatus which concerns on another embodiment.
  • a magnetic detection unit (2) includes a plurality of Hall elements (H1, H2), and the plurality of Hall elements are arranged on the input side of each Hall element. Are connected to each other in series.
  • the plurality of Hall elements include a first positive input terminal (IP1), a first negative input terminal (IN1), and a first positive output terminal (OP1). ) And a first negative output terminal (ON1), a second positive input terminal (IP2), a second negative input terminal (IN2), and a second positive output terminal ( OP2) and a second negative output terminal (ON2), and a second Hall element (H2), and a power supply voltage (VDD) is applied to the first positive input terminal of the first Hall element, The first negative input terminal of the first Hall element is connected to the second positive input terminal of the second Hall element, and a ground voltage (GND) is applied to the second negative input terminal of the second Hall element. ) May be applied.
  • An angle detection device (1) includes the magnetic detection unit (2) according to the above [2] and the corresponding Hall element provided for each Hall element. And a plurality of amplifier circuits (31, 32) for amplifying the output signals (401, 402, 411, 412).
  • the plurality of amplifier circuits may include a difference between a voltage at the first positive output terminal and a voltage at the first negative output terminal in the first Hall element. And a second amplifier circuit (32) for amplifying the difference between the voltage at the second positive output terminal and the voltage at the second negative output terminal in the second Hall element.
  • the first amplifier circuit includes a differential input circuit (313) including a P-type transistor pair (Q11, Q12), and the second amplifier circuit includes an N-type transistor pair (Q21, Q22). ) Including a differential input circuit (323).
  • a motor control device includes an angle detection device (1) according to the above [3] or [4] and a signal (amplified by the plurality of amplification circuits). 401A, 402A, 411A, 412A), and a control device (4) that generates a drive control signal (8) for controlling the drive of the motor.
  • a motor unit is controlled based on the motor control device (10) described in [5] above and the drive control signal generated by the control device.
  • a position detection device (1A / 1B) includes a magnetic detection unit (2) according to the above [2] and one Hall element among the plurality of Hall elements. And an amplification circuit (3A / 3B) that amplifies the output signal (411, 412/401, 402) of (H2 / H1), and the plurality of Hall elements are in series with each other on the input side of each Hall element. It is characterized by being connected to.
  • the amplifier circuit amplifies a difference between a voltage at the second positive output terminal and a voltage at the second negative output terminal in the second Hall element.
  • the amplifier circuit may have a differential input circuit (323) including an N-type transistor pair (Q21, Q22).
  • Another motor control device (10A) is amplified by the position detection device (1A) according to [8] or [9] and the amplification circuit. And a control device (4A) for generating a drive control signal (8A) for controlling the drive of the motor (20A) based on the signal.
  • Another motor unit (100A) includes the motor control device (10A) according to [10], the motor, and a magnet (22A).
  • the motor has an output shaft (21A), and is a direct-acting motor in which movement of the output shaft in the direction of the axis (Q) is controlled based on the drive control signal, the one hall element and One of the magnets may be fixed to the output shaft, and the other of the one Hall element and the magnet may be fixed to a position facing the output shaft.
  • the one hall element may be fixed to the output shaft, and the magnet may be fixed to a position facing the output shaft.
  • a method includes a plurality of Hall elements (H1, H2) for detecting a magnetic flux of a magnet that rotates in accordance with rotation of a rotor of a motor, and each Hall element. And a control device (4) for generating a drive control signal (8) for controlling the drive of the motor (20), the plurality of Hall elements comprising: A motor control method using motor control devices (10) connected in series on each input side, wherein the Hall element generates the output signal according to the detected magnetic flux (S2); A step (S3) in which each of the plurality of amplifier circuits amplifies the output signals generated by the corresponding Hall elements, and the control device outputs signals amplified by the respective amplifier circuits.
  • calculating the rotation angle of the rotor, and supplying to the motor to generate the drive control signal based on the calculated rotation angle (S4) characterized in that it comprises a based on.
  • a method includes a magnetic detection unit (2) having a plurality of Hall elements (H1, H2) connected in series on the input side, and an amplifier circuit (3A). And a control device (8A) that generates a drive control signal (8A) for controlling the drive of the linear motor (20A) in which the magnet (22A) and the output shaft (21A) can move in the direction of the axis (P). 4A), and one of the plurality of Hall elements and the magnet is provided at a position that moves in accordance with the movement of the output shaft, and the other of the plurality of Hall elements and the magnet faces the output shaft.
  • the amplification circuit amplifies the signal (411, 412) generated by the one Hall element (H2) (S3A), and the control device converts the signal amplified by the amplification circuit And calculating a position of the output shaft based on the calculated position, generating the drive control signal based on the calculated position, and supplying the drive control signal to the linear motion motor (S4A).
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor unit according to the first embodiment.
  • the motor unit 100 includes a motor 20 and a motor control device 10.
  • the motor 20 is, for example, a stepping motor.
  • the case where the motor 20 is a two-phase stepping motor having two phases of A phase and B phase will be described as an example.
  • the motor control device 10 is configured to drive the motor 20 by supplying driving power to the motor 20.
  • the motor control device 10 includes an angle detection device 1 and a control device 4.
  • the angle detection device 1 is a device that generates and outputs a signal corresponding to the rotational position of the rotor in accordance with the rotation of the rotor of the motor 20.
  • the control device 4 rotates the motor 20 by applying a drive signal to the motor 20 based on a signal output from the angle detection device 1 according to the rotation of the rotor of the motor 20.
  • the control device 4 includes a motor drive unit 7 that drives the motor 20, a control circuit 5 that controls the drive of the motor 20, and a communication circuit 6 that performs communication with an external device (not shown). doing.
  • the constituent elements of the control device 4 shown in FIG. 1 are a part of the whole, and the control device 4 may have other constituent elements in addition to those shown in FIG. Good.
  • the motor drive unit 7 drives the drive signals (drive voltages) VA +, VA ⁇ , VB +, VB ⁇ for driving the coils of each phase constituting the motor 20. Is supplied to each phase of the motor 20.
  • the control circuit 5 is configured by a program processing device such as an MCU (Microprogram Control Unit) or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the entire control circuit 5 may be packaged as one integrated circuit device, or all or part of the control circuit 5 may be packaged together with other devices to form one integrated circuit device. It may be configured.
  • the control circuit 5 includes a command rotation angle signal (a signal corresponding to a target rotation angle) set by an external device (user) via the communication circuit 6 and the like, and a motor 20 output from the angle detection device 1 described later.
  • a drive control signal 8 is generated based on the signals 401A, 402A, 411A, 412A indicating the rotation angle, and the generated drive control signal 8 is supplied to the motor drive unit 7. That is, the control circuit 5 generates a drive control signal 8 for driving the motor 20 while supplying feedback by comparing the target rotation angle and the actual measured rotation angle of the motor 20, and supplies the drive control signal 8 to the motor drive unit 7. Thus, the rotation control of the motor 20 is performed.
  • the control circuit 5 has a function of outputting a fixed voltage that can be used as a power supply voltage for the peripheral circuit.
  • the control circuit 5 operates by being supplied with a power supply voltage of 3.3V, for example, and outputs a fixed voltage of 3.3V, for example, with the input power supply voltage as the power supply voltage VDD of the angle detection device 1.
  • the angle detection device 1 has a configuration in which a plurality of Hall elements as magnetic detection elements are connected in series to each other on the input side of each Hall element.
  • the angle detection device 1 is an absolute angle sensor that can detect the absolute rotation angle of the rotor of the motor 20 based on detection signals from a plurality of Hall elements.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of the angle detection device 1 according to the first embodiment.
  • the angle detection device 1 includes a magnetic detection unit 2 and an amplification unit 3.
  • the magnetic detection unit 2 has a plurality of Hall elements for detecting the position of the rotor of the motor 20.
  • the magnetic detection unit 2 will be described as having two Hall elements H1 and H2, and the first Hall element H1 and the second Hall element H2 have the same characteristics.
  • Each Hall element H1, H2 can be equivalently represented by a bridge circuit composed of four internal resistances r1 to r4 as shown in FIG.
  • the first Hall element H1 four nodes to which the internal resistors r1 to r4 are connected to each other are a first positive input terminal IP1, a first negative input terminal IN1, a first positive output terminal OP1, and a first node 1 Negative output terminal ON1.
  • the second Hall element H2 four nodes to which the internal resistors r1 to r4 are connected to each other are a second positive input terminal IP2, a second negative input terminal IN2, and a second positive output terminal OP2.
  • the second negative output terminal ON2 the second negative output terminal ON2.
  • the plurality of Hall elements are connected in series with each other on the input side of each Hall element.
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND on the respective input sides.
  • the power supply voltage VDD is applied to the first positive input terminal IP1 of the first Hall element H1, and the first negative input terminal IN1 of the first Hall element H1
  • the second positive input terminal IP2 of the second Hall element H2 is connected, and the ground voltage GND is applied to the second negative input terminal IN2 of the second Hall element H2.
  • FIG. 3A and 3B are diagrams illustrating an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in the first embodiment.
  • FIG. 3A shows an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 in the motor unit 100 when viewed from a direction perpendicular to the axis P of the output shaft 21 of the motor 20.
  • FIG. 3B shows an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 as viewed from the axial direction of the output shaft 21 of the motor 20 in the motor unit 100.
  • a sensor magnet (magnet) 22 is provided on an output shaft 21 connected to a rotor (not shown) of the motor 20.
  • the sensor magnet 22 is, for example, a disk-shaped two-pole permanent magnet.
  • the sensor magnet 22 has, for example, a main surface 220 and a back surface 221 facing away from the main surface 220 as in the present embodiment. Further, the sensor magnet 22 has a through hole 222 that penetrates the main surface 220 and the back surface 221. The sensor magnet 22 is fixed to the output shaft 21 with the output shaft 21 passing through the through hole 222. The sensor magnet 22 rotates, for example, in the direction of reference sign R by the rotation of the rotor (output shaft 21) of the motor 20.
  • the two Hall elements H1 and H2 are provided in the vicinity of the sensor magnet 22 at positions where the magnetic flux of the sensor magnet 22 can be detected with high accuracy. Specifically, as shown in FIGS. 3A and 3B, the two Hall elements H1 and H2 are arranged apart from each other along the direction R in which the sensor magnet 22 rotates (the rotation direction of the output shaft 21). . For example, the two Hall elements H1 and H2 face the side surface 223 of the sensor magnet 22 and are provided at positions whose phases are shifted by 90 degrees in the direction R in which the sensor magnet 22 rotates.
  • the two Hall elements H1 and H2 detect the magnetic flux of the sensor magnet 22 due to the rotation of the output shaft 21 of the motor 20, and as an output signal an analog signal whose voltage changes in accordance with the change of the magnetic flux (hereinafter referred to as “Hall signal”). Are also output).
  • the first Hall element H1 outputs a sine wave-shaped Hall signal 401 from the first positive output terminal OP1 and from the first negative output terminal ON1 to the Hall.
  • a sinusoidal hall signal 402 having a polarity different from that of the signal 401 is output.
  • the second hall element H2 outputs a sinusoidal hall signal 411 from the second positive output terminal OP2, and also outputs a sinusoidal hall signal having a polarity different from that of the hall signal 411 from the second negative output terminal ON2. 412 is output.
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are arranged so as to be output from the first Hall element H1 by shifting their phases by 90 degrees in the direction R in which the sensor magnet 22 rotates.
  • the signal pair (Hall signals 401 and 402) to be output and the signal pair (Hall signals 411 and 412) output from the second Hall element H2 are in a relationship of 90 degrees in phase.
  • the control circuit 5 can calculate the absolute rotation angle of the rotor of the motor 20.
  • the amplifying unit 3 is a functional unit that amplifies and outputs the Hall signals output from the two Hall elements H1 and H2.
  • the amplifying unit 3 includes a first amplifying circuit 31 and a second amplifying circuit 32 that are provided for each of the two Hall elements H1 and H2 and amplify the Hall signal output from the corresponding Hall elements H1 and H2.
  • the first amplifier circuit 31 is a circuit that amplifies the Hall signals 401 and 402 of the first Hall element H1. Specifically, the first amplifier circuit 31 includes a constant current source circuit 312 and a differential amplifier circuit 311.
  • the constant current source circuit 312 is a circuit that generates a constant current and supplies it to the differential amplifier circuit 311.
  • the constant current source circuit 312 includes, for example, P-type transistors Q13 and Q14 and a resistor R15.
  • the P-type transistor is a transistor of a predetermined conductivity type, for example, a PNP junction bipolar transistor, a P-channel field effect transistor (for example, a P-channel MOS transistor), or the like.
  • the P-type transistors Q13 and Q14 are PNP-type bipolar transistors.
  • Transistor Q13 and transistor Q14 constitute a current mirror circuit.
  • the base electrode and the collector electrode of the transistor Q13 are commonly connected, and the power supply voltage VDD is supplied to the emitter electrode of the transistor Q13.
  • the power supply voltage VDD is a voltage output from the control circuit 5 as described above.
  • One end of the resistor R15 is connected to the base electrode and the collector electrode of the transistor Q13, and the other end of the resistor R15 is supplied with the ground voltage GND.
  • the power supply voltage VDD is supplied to the emitter electrode of the transistor Q14.
  • the base electrode of the transistor Q14 is connected to one end of the resistor R15 together with the base electrode and the collector electrode of the transistor Q13.
  • the collector electrode of the transistor Q14 is connected to a resistor R12 and a resistor R14 that constitute a differential input circuit 313 described later. Connected to the node.
  • the differential amplifier circuit 311 includes a Hall signal 401 output from the first positive output terminal OP1 of the first Hall element H1, and a Hall signal 402 output from the first negative output terminal ON1 of the first Hall element H1. This circuit amplifies the difference between the two.
  • the differential amplifier circuit 311 includes a differential input circuit 313 and resistors R11 to R14.
  • the differential input circuit 313 includes, for example, a P-type (first conductivity type) transistor pair.
  • the differential input circuit 313 includes PNP junction transistors (bipolar transistors) Q11 and Q12 as transistor pairs configured to have the same characteristics.
  • the base electrode of the transistor Q11 is connected to the first negative output terminal ON1 of the first Hall element H1, and the base electrode of the transistor Q12 is connected to the first positive output terminal OP1 of the first Hall element H1.
  • One end of the resistor R11 is connected to the collector electrode of the transistor Q11, and the other end of the resistor R11 is supplied with the ground voltage GND.
  • One end of the resistor R13 is connected to the collector electrode of the transistor Q12, and the other end of the resistor R13 is supplied with the ground voltage GND.
  • resistor R12 is connected to the emitter electrode of the transistor Q11.
  • One end of the resistor R14 is connected to the emitter electrode of the transistor Q12.
  • the other end of resistor R12 is connected to the other end of resistor R14 and the collector electrode of transistor Q14.
  • differential amplifier circuit 311 having the above-described configuration, positive polarity amplification in which the difference between the Hall signal 401 and the Hall signal 402 is amplified from the node Np1 to which one end of the resistor R11 and the collector electrode of the transistor Q11 are connected.
  • a signal 401A is output.
  • a negative amplification signal 402A obtained by amplifying the difference between the Hall signal 401 and the Hall signal 402 is output from a node Nn1 to which one end of the resistor R13 and the collector electrode of the transistor Q12 are connected.
  • the second amplifier circuit 32 is a circuit that amplifies the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2. Specifically, the second amplifier circuit 32 includes a constant current source circuit 322 and a differential amplifier circuit 321.
  • the constant current source circuit 322 is a circuit that generates a constant current and supplies it to the differential amplifier circuit 321.
  • the constant current source circuit 322 includes, for example, N-type transistors Q23 and Q24 and a resistor R25.
  • the N-type transistor is a transistor having a conductivity type opposite to that of the P-type transistor.
  • an NPN junction bipolar transistor or an N-channel field effect transistor for example, an N-channel MOS transistor.
  • the N-type transistors Q23 and Q24 are NPN-type bipolar transistors.
  • Transistor Q23 and transistor Q24 form a current mirror circuit.
  • the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23 are commonly connected, and the ground voltage GND is supplied to the emitter electrode of the transistor Q23.
  • One end of the resistor R25 is connected to the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23, and the other end of the resistor R25 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • a ground voltage GND is supplied to the emitter electrode of the transistor Q24.
  • the base electrode of the transistor Q24 is connected to one end of the resistor R25 together with the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23.
  • the collector electrode of the transistor Q24 is connected to a resistor R22 and a resistor R24 that constitute a differential input circuit 323 described later. Connected to the node.
  • the differential amplifier circuit 321 includes a Hall signal 411 output from the second positive output terminal OP2 of the second Hall element H2, and a Hall signal 412 output from the second negative output terminal ON2 of the second Hall element H2. This circuit amplifies and outputs the difference.
  • the differential amplifier circuit 321 includes a differential input circuit 323 and resistors R21 to R24.
  • the differential input circuit 323 includes, for example, an N-type (second conductivity type) transistor pair.
  • the differential input circuit 323 includes NPN junction bipolar transistors Q21 and Q22 as transistor pairs configured to have the same characteristics.
  • the base electrode of the transistor Q21 is connected to the second negative output terminal ON2 of the second Hall element H2, and the base electrode of the transistor Q22 is connected to the second positive output terminal OP2 of the second Hall element H2.
  • One end of the resistor R21 is connected to the collector electrode of the transistor Q21, and the other end of the resistor R21 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • One end of the resistor R23 is connected to the collector electrode of the transistor Q22, and the other end of the resistor R23 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • One end of the resistor R22 is connected to the emitter electrode of the transistor Q21.
  • One end of resistor R24 is connected to the emitter electrode of transistor Q22.
  • the other end of resistor R22 is connected to the other end of resistor R24 and the collector electrode of transistor Q24.
  • differential amplifier circuit 321 having the above-described configuration, positive amplification in which the difference between the Hall signal 411 and the Hall signal 412 is amplified from the node Np2 to which one end of the resistor R21 and the collector electrode of the transistor Q21 are connected.
  • a signal 411A is output.
  • a negative amplified signal 412A obtained by amplifying the difference between the Hall signal 411 and the Hall signal 412 is output from a node Nn2 to which one end of the resistor R23 and the collector electrode of the transistor Q22 are connected.
  • the Hall signals 401, 402, 411, and 412 of the Hall elements H1 and H2 are amplified by the amplifying unit 3 and input to the control circuit 5 as the amplified signals 401A, 402A, 411A, and 412A.
  • the control circuit 5 calculates an actual measurement value of the rotation angle of the rotor of the motor 20 based on the input amplified signals 401A, 402A, 411A, 412A.
  • the amplified signals 401A, 402A, 411A, and 412A (Hall signals 401, 402, 411, and 412) are generated by the two Hall elements H1 and H2 that are arranged at different positions in the rotation direction R of the sensor magnet 22. It is a signal based on the detected magnetic flux. Therefore, the control circuit 5 can calculate the absolute rotation angle of the rotor of the motor 20 by using the two amplified signals 401A and 402A and the amplified signals 411A and 412A having different phases.
  • a known calculation method applied to an absolute rotary encoder or the like can be used as a method for calculating the absolute rotation angle of the rotor from two signals having different phases.
  • a program relating to the calculation method is stored in the storage unit in the control circuit 5, and the control circuit 5 determines the absolute value of the rotor of the motor 20 based on the program and the amplified signals 401 A, 402 A, 411 A, 412 A.
  • a simple rotation angle may be calculated.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the flow of the motor control method in the motor unit 100 according to the first embodiment.
  • step S1 when a power supply voltage is supplied to the motor unit 100, the motor unit 100 is activated (step S1). Next, each Hall element H1, H2 constituting the magnetic detection unit 2 of the angle detection device 1 detects the magnetic flux of the sensor magnet 22 fixed to the output shaft 21 of the motor 20, and the Hall signal 401 corresponding to the detected magnetic flux. , 402, 411, 412 are generated (step S2).
  • the first amplifying circuit 31 and the second amplifying circuit 32 of the angle detection device 1 output the Hall signals 401, 402, 411, and 412 output from the corresponding first Hall element H1 and second Hall element H2, respectively.
  • Amplified signals 401A, 402A, 411A, 412A are generated respectively (step S3).
  • control device 4 executes a process for generating a drive signal for driving the motor 20 based on the amplified signals 401A, 402A, 411A, and 412A output from the angle detection device 1 (step S4). ).
  • the control circuit 5 of the control device 4 reads the amplified signals 401A, 402A, 411A, 412A obtained by amplifying the Hall signals of the Hall elements H1, H2 (step S41).
  • the control circuit 5 converts the amplified signals 401A, 402A, 411A, and 412A, which are analog signals, into digital signals by an analog / digital conversion circuit (not shown) provided in the control circuit 5, and performs control.
  • the data is stored in a storage unit (not shown) provided inside the circuit 5.
  • the control circuit 5 calculates an actual measurement value of the rotation angle of the rotor of the motor 20 based on the read amplified signals 401A, 402A, 411A, 412A (step S42).
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are provided at positions shifted from each other in the rotation direction R of the sensor magnet 22 (for example, a position where the phase is shifted by 90 degrees). Therefore, the absolute rotation angle of the rotor can be calculated by using the amplified signals 401A, 402A, 411A, 412A based on the Hall signals of the two Hall elements H1, H2.
  • control circuit 5 compares the target rotation angle set from the external device via the communication circuit 6 and the like with the measured value of the rotation angle of the rotor of the motor 20 calculated in step S42 (step S43). .
  • step S43 when there is a difference between the target rotation angle and the measured value of the rotation angle, the control circuit 5 generates a drive control signal 8 so that the difference is reduced (step S44).
  • the motor drive unit 7 generates drive signals (drive voltages) VA +, VA ⁇ , VB +, VB ⁇ based on the drive control signal 8 generated in step S44 and supplies them to each phase of the motor 20.
  • the motor 20 is rotated (step S5). Thereby, the motor 20 is controlled to become the target rotation angle.
  • 5A and 5B are diagrams showing simulation results of input signals and output signals of the first amplifier circuit 31 and the second amplifier circuit 32 in the angle detection apparatus 1 according to Embodiment 1.
  • 5A and 5B the horizontal axis represents the rotation angle [deg] of the rotor, and the vertical axis represents the voltage [V].
  • 5A shows Hall signals 401 and 402 of the first Hall element H1 as input signals of the first amplifier circuit 31, and amplified signals 401A and 402A as output signals of the first amplifier circuit 31.
  • FIG. 5B shows Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 as input signals of the second amplifier circuit 32, and amplified signals 411A and 412A as output signals of the second amplifier circuit 32.
  • the Hall element when the detected magnetic flux is zero, that is, when the internal resistances r1 to r4 constituting the Hall element are in an equilibrium state (equal resistance values), the Hall element has a positive output Hall signal and a negative side.
  • the output Hall signal has the same voltage. Therefore, the Hall signal output from the Hall element is based on the voltage when the internal resistances r1 to r4 are in an equilibrium state, for example, ⁇ 0.1 V to ⁇ 0 depending on the detected magnetic flux with the reference voltage as the center. It becomes an analog signal whose voltage changes in the range of .5V.
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are connected to the power supply voltage VDD and the ground voltage GND on the respective input sides. Are connected in series with each other. Therefore, the reference voltage of the hall signal is a voltage obtained by dividing the voltage between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND based on the resistance ratio of the internal resistances r1 to r4 of the hall elements H1 and H2.
  • the reference voltage of the Hall signal of the first Hall element H1 is “VDD ⁇ 3/4”, and the second Hall element H2
  • the reference voltage is “VDD ⁇ 1/4”.
  • the Hall signals 401 and 402 of the first Hall element H1 have a waveform that changes up to about ⁇ 0.24V around 2.475V.
  • the waveform changes up to about ⁇ 0.24V around the center.
  • the second amplifier circuit 32 to which the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 are input includes a differential input circuit 323 including NPN transistors Q21 and Q22. If no signal is input, an appropriate amplification operation is not performed. For example, in order to properly operate the transistors Q21 and Q22, when the saturation voltage at the PN junction of the transistors Q21 and Q22 is VBE20 ( ⁇ 0.6 V), a voltage equal to or higher than “VBE20 ( ⁇ 0.6 V)” Must be input to the base electrodes of the transistors Q21 and Q22. On the other hand, when a large voltage near the power supply voltage VDD is input to the base electrodes of the transistors Q21 and Q22, the output voltage of the second amplifier circuit 32 is saturated.
  • the first amplifier circuit 31 and the second amplifier circuit 32 that amplify the output signals from the first Hall element H1 and the second Hall element H2 have a limited input voltage range.
  • the detection device 1 employs a configuration in which the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND. It is possible to input a signal in an appropriate voltage range to the two amplifier circuit 32.
  • the base electrode of the transistors Q11 and Q12 constituting the differential input stage of the first amplifier circuit 31 is changed by about ⁇ 0.24V at the maximum with 2.475V (VDD ⁇ 3/4) as the center.
  • Hall signals 401 and 402 are input.
  • the first amplifier circuit 31 can perform an appropriate amplification operation.
  • amplified signals 401A and 402A obtained by linearly amplifying Hall signals 401 and 402 of the first Hall element H1 between a power supply voltage VDD (3.3V) and a ground voltage (0V). Can be generated.
  • the base electrodes of the transistors Q21 and Q22 constituting the differential input stage of the second amplifier circuit 32 have a maximum of about ⁇ 0.24 V centered on 0.825 V (VDD ⁇ 1/4).
  • Changing Hall signals 411 and 412 are input.
  • the second amplifier circuit 32 can perform an appropriate amplification operation. For example, as shown in FIG. 5B, amplified signals 411A and 412A obtained by linearly amplifying the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 between the power supply voltage VDD (3.3 V) and the ground voltage (0 V). Can be generated.
  • the base electrodes of the transistors Q11, Q12, Q21, and Q22 of the differential input circuits 313 and 323 of the first amplifier circuit 31 and the second amplifier circuit 32 are as small as possible within a range in which the transistors are opened. Since the suppressed voltage is applied, a current having an appropriate magnitude can be supplied to the differential input circuits 313 and 323. As a result, the power consumption of the first amplifier circuit 31 and the second amplifier circuit 32 can be suppressed.
  • the resistance values (absolute values) of the internal resistances r1 to r4 of the two Hall elements H1 and H2 change due to the temperature change, but the resistance values of the internal resistances r1 to r4 of the two Hall elements H1 and H2 are Since it similarly changes with temperature, the resistance ratio of the internal resistances r1 to r4 of the first Hall element H1 and the second Hall element H2 does not change.
  • the Hall signals 401, 402, 411, and 412 generated by dividing the voltage between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND based on the resistance ratio of the internal resistors r1 to r4 are unlikely to vary with temperature. Become. This makes it possible to generate a hall signal that is highly stable with respect to temperature.
  • the input voltage and the input current applied to the individual Hall elements H1 and H2 can be reduced.
  • the same power supply as the operation power supply for example, 3.3 V
  • MPU constituting the control circuit 5
  • each Hall element H1, H2 has half of the operation power supply such as MPU. Is applied. Therefore, even a Hall element to which an input voltage of 3.3 V cannot be applied due to the specification can be adopted as the two Hall elements H1 and H2 of the angle detection device 1.
  • a bridge circuit composed of the internal resistances r1 to r4 of the first Hall element H1 and a bridge circuit composed of the internal resistances r1 to r4 of the second Hall element H2 are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND. Therefore, the input current of each Hall element H1, H2 can be reduced. In order to further limit the input current, a separate resistor may be connected in series to the input side of the two Hall elements H1 and H2.
  • two Hall elements H1 and H2 are connected in series, and the voltage applied to each Hall element H1 and H2 is made lower than the voltage between the power supply and the ground, so that the operation power supply for circuits other than the angle detection device 1 can be reduced. It can be used as a power source for the magnetic detection unit 2. As a result, it is not necessary to provide a separate power supply circuit only for driving the two Hall elements H1 and H2, so that an increase in circuit scale can be suppressed.
  • the angle detection device 1 it is not necessary to use a commercially available high-precision operational amplifier IC, so that the cost can be reduced.
  • the cost of the angle detection device 1 can be suppressed.
  • circuit elements that require a high pair characteristic such as transistors that make up a differential input stage
  • appropriate electronic components such as an IC in which multiple transistors with the same performance are housed in a single package, etc. It is preferable to use it.
  • the angle detection device 1 According to the angle detection device 1 according to the present embodiment, various problems when the Hall element is employed are solved, and an inexpensive and highly accurate magnetic absolute angle sensor is provided. It becomes possible.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a motor unit according to the second embodiment.
  • the motor unit 100A includes a motor 20A and a motor control device 10A.
  • the motor 20A is, for example, a direct acting motor.
  • the case where the motor 20 is a two-phase linear stepping motor having two phases of A phase and B phase will be described as an example.
  • the motor control device 10A is configured to drive the motor 20A by supplying driving power to the motor 20A.
  • the motor control device 10A includes a position detection device 1A and a control device 4A.
  • the position detection device 1A is a device that generates and outputs a signal corresponding to the position of the output shaft 21A in accordance with the movement of the output shaft of the motor 20A.
  • the control device 4A rotates the rotor of the motor 20A by applying a drive signal to the motor 20A based on a signal output from the position detection device 1A in accordance with the movement of the output shaft 21A of the motor 20A.
  • the output shaft 21A moves linearly by the rotation of the rotor.
  • the control device 4A includes a motor driving unit 7A that drives the motor 20A, a control circuit 5A that controls driving of the motor 20, and a communication circuit 6 that performs communication with an external device (not shown). doing.
  • the constituent elements of the control device 4A shown in FIG. 1 are a part of the whole, and the control device 4A may have other constituent elements in addition to those shown in FIG. Good.
  • the motor drive unit 7A based on the drive control signal 8A output from the control circuit 5A, drives signals (drive voltages) VA +, VA ⁇ , VB +, VB ⁇ for driving the coils of each phase constituting the motor 20A. Is supplied to each phase of the motor 20A.
  • the control circuit 5A is configured by a program processing device such as MCU or DSP, for example.
  • the entire control circuit 5A may be packaged as one integrated circuit device, or all or part of the control circuit 5A is packaged together with other devices to form one integrated circuit device. It may be configured.
  • the control circuit 5A includes a command position signal (a signal indicating a target position of the output shaft 21A) set by an external device (user) via the communication circuit 6 and the like, and a motor 20A output from the position detection device 1A described later.
  • the drive control signal 8A is generated based on the signals 411A and 412A indicating the position of the output shaft 21A, and the generated drive control signal 8A is supplied to the motor drive unit 7A. That is, the control circuit 5A generates a drive control signal 8A for driving the motor 20A while supplying feedback by comparing the target position with the actual value of the position of the output shaft 21A and supplies it to the motor drive unit 7A. Thus, the rotation control of the motor 20A is performed.
  • the control circuit 5A has a function of outputting a fixed voltage that can be used as a power supply voltage for the peripheral circuit.
  • the control circuit 5A operates with a power supply voltage of 3.3V, for example, and outputs a fixed voltage of 3.3V, for example, with the input power supply voltage as the power supply voltage VDD of the position detection device 1A.
  • the position detection device 1A has a configuration in which a plurality of Hall elements as magnetic detection elements are connected in series to each other on the input side of each Hall element.
  • the position detection device 1A is an absolute type sensor that can detect the absolute position of the output shaft 21A of the motor 20A based on the detection signal of the Hall element.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the position detection device 1A. As illustrated in FIG. 7, the position detection device 1A includes a magnetic detection unit 2 and an amplifier circuit 3A.
  • the second Hall element H2 is used for position detection of the output shaft 21A of the motor 20A.
  • the first Hall element H1 is not used for detecting the position of the output shaft 21A, and is provided as a dummy element for compensating the characteristics of the second Hall element H2.
  • FIG. 8A and 8B are diagrams showing an example of the arrangement of the two Hall elements H1 and H2.
  • FIG. 8A shows an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 when viewed from the direction perpendicular to the axis Q of the output shaft 21A of the motor 20A in the motor unit 100A.
  • FIG. 8B shows an arrangement example of two Hall elements H1 and H2 as viewed from the direction of the axis Q of the output shaft 21A of the motor 20A in the motor unit 100A.
  • the motor 20A includes a stator unit, a rotor unit, an output shaft 21A, a bearing 26, a cover 27, a case 25, and the like as components of the linear stepping motor. .
  • FIGS. 3A and 3B only some components constituting the motor 20A are illustrated.
  • the stator unit and the rotor unit are accommodated in the case 25.
  • the stator unit includes a coil 30 and a stator yoke 34.
  • the rotor unit includes a rotor magnet 23 and a rotor member 24.
  • a female screw portion 35 is embedded in the rotor member 24.
  • a male screw portion 36 is screwed inside the female screw portion 35.
  • the output shaft 21 is disposed through the case 25.
  • a head 29 as a driving target is fixed to one end portion 210 side of the output shaft 21.
  • the female screw portion 35 and the male screw portion 36 formed on the rotor member 24 are engaged with each other, whereby the rotor member 24 and the output shaft 21 are connected.
  • the female screw portion 35 embedded in the rotor member 24 also rotates.
  • the male screw portion 36 meshed with the female screw portion 35 moves in the axial direction according to the same principle as the feeding mechanism using the ball screw, and as a result, the output shaft 21 moves in the direction of the axis P thereof. Move to. That is, in the motor 20, the rotational motion of the rotor unit is converted into the linear motion of the output shaft 21.
  • two Hall elements H1 and H2 are fixed to the other end 211 side of the output shaft 21A. Thereby, when the output shaft 21A moves in the axis Q direction, the two Hall elements H1 and H2 also move in the axis Q direction.
  • a sensor magnet (magnet) 22A is provided in the vicinity of the two Hall elements H1 and H2.
  • the sensor magnet 22A is, for example, a rectangular plate-shaped two-pole permanent magnet.
  • the sensor magnet 22A is fixed at a position facing the output shaft 21A. Specifically, the sensor magnet 22A is disposed at a position facing the second Hall element H2 in a direction perpendicular to the axis Q of the output shaft 21A. For example, as shown in FIGS. 8A and 8B, the sensor magnet 22A is disposed on the cover 27 that accommodates the bearing 26 that holds the end 211 side of the output shaft 21A so as to face the second Hall element H2. Yes. Thereby, when the output shaft 21A moves in the direction of the axis Q, the amount of magnetic flux detected by the sensor magnet 22A by the second Hall element H2 changes.
  • the second Hall element H2 and the sensor magnet 22A are provided at a position where the second Hall element H2 can accurately detect the change in the magnetic flux of the sensor magnet 22A when the output shaft 21A is moved by the rotation of the motor 20A.
  • the installation location of the second hall element H2 and the sensor magnet 22A is not limited to the example shown in FIGS. 8A and 8B.
  • the second Hall element H2 detects the magnetic flux of the sensor magnet 22A and outputs an analog signal whose voltage changes in accordance with the change of the magnetic flux (hereinafter also referred to as “Hall signal”) as an output signal.
  • the first Hall element H1 is a dummy element for compensating the characteristics of the second Hall element H2.
  • the first Hall element H1 is preferably arranged in the vicinity of the second Hall element H2. That is, the first Hall element H1 is preferably disposed in a place where the same temperature environment as that of the second Hall element H2 is obtained.
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 have a phase in the outer peripheral direction of the output shaft 21A of 90 degrees (90 degrees on the outer peripheral surface of the output shaft 21A. The following are arranged so as to be shifted.
  • circuit board or the like on which the amplifier circuit 3A and the like connected to the two Hall elements H1 and H2 are formed may be disposed in the case 25 of the motor 20A shown in FIGS. It may be arranged outside.
  • the amplifier circuit 3A is a functional unit that amplifies and outputs the Hall signal output from the second Hall element H2.
  • the amplifier circuit 3A is a circuit that amplifies the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2.
  • the amplifier circuit 3A includes a constant current source circuit 322 and a differential amplifier circuit 321.
  • the constant current source circuit 322 is a circuit that generates a constant current and supplies it to the differential amplifier circuit 321.
  • the constant current source circuit 322 includes, for example, N-type transistors Q23 and Q24 and a resistor R25.
  • the N-type transistors Q23 and Q24 are NPN-type bipolar transistors.
  • Transistor Q23 and transistor Q24 form a current mirror circuit.
  • the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23 are commonly connected, and the ground voltage GND is supplied to the emitter electrode of the transistor Q23.
  • One end of the resistor R25 is connected to the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23, and the other end of the resistor R25 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • a ground voltage GND is supplied to the emitter electrode of the transistor Q24.
  • the base electrode of the transistor Q24 is connected to one end of the resistor R25 together with the base electrode and the collector electrode of the transistor Q23.
  • the collector electrode of the transistor Q24 is connected to a resistor R22 and a resistor R24 that constitute a differential input circuit 323 described later. Connected to the node.
  • the differential amplifier circuit 321 includes a Hall signal 411 output from the second positive output terminal OP2 of the second Hall element H2, and a Hall signal 412 output from the second negative output terminal ON2 of the second Hall element H2. This circuit amplifies and outputs the difference.
  • the differential amplifier circuit 321 includes a differential input circuit 323 and resistors R21 to R24.
  • the differential input circuit 323 includes, for example, an N-type (second conductivity type) transistor pair.
  • the differential input circuit 323 includes NPN junction bipolar transistors Q21 and Q22 as transistor pairs configured to have the same characteristics.
  • the base electrode of the transistor Q21 is connected to the second negative output terminal ON2 of the second Hall element H2, and the base electrode of the transistor Q22 is connected to the second positive output terminal OP2 of the second Hall element H2.
  • One end of the resistor R21 is connected to the collector electrode of the transistor Q21, and the other end of the resistor R21 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • One end of the resistor R23 is connected to the collector electrode of the transistor Q22, and the other end of the resistor R23 is supplied with the power supply voltage VDD.
  • One end of the resistor R22 is connected to the emitter electrode of the transistor Q21.
  • One end of resistor R24 is connected to the emitter electrode of transistor Q22.
  • the other end of resistor R22 is connected to the other end of resistor R24 and the collector electrode of transistor Q24.
  • differential amplifier circuit 321 having the above-described configuration, positive amplification in which the difference between the Hall signal 411 and the Hall signal 412 is amplified from the node Np2 to which one end of the resistor R21 and the collector electrode of the transistor Q21 are connected.
  • a signal 411A is output.
  • a negative amplified signal 412A obtained by amplifying the difference between the Hall signal 411 and the Hall signal 412 is output from a node Nn2 to which one end of the resistor R23 and the collector electrode of the transistor Q22 are connected.
  • the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 are amplified by the amplifier circuit 3A and input to the control circuit 5A as the amplified signals 411A and 412A.
  • the control circuit 5A calculates an actual measurement value of the position of the output shaft 21A of the motor 20A based on the input amplified signals 411A and 412A.
  • the amplified signals 411A and 412A are signals obtained by converting the magnitude of the magnetic flux that changes in accordance with the positional relationship between the sensor magnet 22A and the second Hall element H2 into a voltage. Therefore, the control circuit 5A can calculate the absolute position of the output shaft 21A of the motor 20A from the magnitudes of the voltages of the amplified signals 411A and 412A.
  • a table or a relational expression representing the correspondence relationship between the voltage values of the amplified signals 411A and 412A and the position information of the output shaft 21A is stored in advance in the storage unit in the control circuit 5A, and the control circuit 5A
  • the absolute position of the output shaft 21A of the motor 20A may be calculated based on the table, the relational expression, etc. stored in the above and the amplified signals 411A and 412A.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the flow of a motor control method in motor unit 100A according to the second embodiment.
  • step S1A when a power supply voltage is supplied to the motor unit 100A, the motor unit 100A is activated.
  • the second Hall element H2 provided on the output shaft 21A of the motor 20A detects the magnetic flux of the sensor magnet 22A, and generates Hall signals 411 and 412 corresponding to the detected magnetic flux (Step S2A).
  • the amplification circuit 3A of the position detection device 1A amplifies the hall signals 411 and 412 output from the second hall element H2 to generate amplification signals 411A and 412A (step S3A).
  • control device 4A executes processing for generating a drive signal for driving the motor 20A based on the amplified signals 411A and 412A output from the position detection device 1A (step S4A).
  • the control circuit 5A of the control device 4A reads the amplified signals 411A and 412A obtained by amplifying the Hall signal of the second Hall element H2 (Step S41A).
  • the control circuit 5A converts the amplified signals 411A and 412A, which are analog signals, into digital signals by an analog / digital conversion circuit (not shown) provided in the control circuit 5A. Is stored in a storage unit (not shown).
  • control circuit 5A calculates an actual measurement value of the position of the output shaft 21A of the motor 20A based on the read amplified signals 411A and 412A (step S42A).
  • Hall signals 411 and 412 amplified signals 411A and 412A
  • the absolute position of the output shaft 21A can be calculated.
  • control circuit 5A compares the target position set from the external device via the communication circuit 6 and the like with the actual measurement value of the position of the output shaft 21A of the motor 20A calculated in step S42A (step S43A). .
  • step S43A when there is a deviation between the target position and the actually measured position, the control circuit 5A generates a drive control signal 8A so that the deviation width becomes small (step S44A).
  • the motor drive unit 7A generates drive signals (drive voltages) VA +, VA ⁇ , VB +, VB ⁇ based on the drive control signal 8A generated in step S44A, and supplies the drive signals to each phase of the motor 20A.
  • the motor 20A is rotated to move the output shaft 21A (step S5A).
  • the motor 20A is controlled so that the output shaft 21A reaches the target position.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating simulation results of the input signal and the output signal of the amplifier circuit 3A in the position detection device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 also shows the hall signals 411 and 412 of the second hall element H2 as the input signal of the amplifier circuit 3A when the output shaft 21A of the motor 20A moves from the south pole side to the north pole side of the sensor magnet 22A. Amplified signals 411A and 412A as output signals of the amplifier circuit 3A are shown.
  • the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are connected to the power supply voltage VDD and the ground voltage GND on the input side, respectively. Are connected in series with each other. Therefore, the reference voltage of the hall signal of the second hall element H2 is obtained by dividing the voltage between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND based on the resistance ratio of the internal resistances r1 to r4 of the hall elements H1 and H2. Voltage.
  • the reference voltage of the Hall signal of the first Hall element H1 is “VDD ⁇ 3/4”, and the reference voltage of the Hall element H2 is “VDD ⁇ 1/4”.
  • the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 have a waveform that changes about ⁇ 0.24V at the maximum around 0.825V.
  • the amplifier circuit 3A to which the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 are input includes the differential input circuit 323 including NPN transistors Q21 and Q22. If it is not input, an appropriate amplification operation is not performed. For example, in order to properly operate the transistors Q21 and Q22, when the saturation voltage at the PN junction of the transistors Q21 and Q22 is VBE20 ( ⁇ 0.6 V), a voltage equal to or higher than “VBE20 ( ⁇ 0.6 V)” Must be input to the base electrodes of the transistors Q21 and Q22. On the other hand, when a large voltage near the power supply voltage VDD is input to the base electrodes of the transistors Q21 and Q22, the output voltage of the amplifier circuit 3A is saturated.
  • the amplifier circuit 3A that amplifies the output signal from the Hall element has a limited input voltage range.
  • the first Hall element H1, the second Hall element H2, and the like Adopts a configuration in which the power supply voltage VDD and the ground voltage GND are connected in series with each other, so that a signal in an appropriate voltage range can be input to the amplifier circuit 3A.
  • the base electrodes of the transistors Q21 and Q22 constituting the differential input circuit 323 of the amplifier circuit 3A change by about ⁇ 0.24 V at the maximum centering on 0.825 V (VDD ⁇ 1/4).
  • Hall signals 411 and 412 are input.
  • the amplifier circuit 3A can perform an appropriate amplification operation.
  • amplified signals 411A and 412A obtained by linearly amplifying the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 between the power supply voltage VDD (3.3 V) and the ground voltage (0 V). Can be generated.
  • the differential input circuit 323 A current of an appropriate magnitude can be passed through. As a result, the power consumption of the amplifier circuit 3A can be suppressed.
  • the voltage of the Hall signals 411 and 412 of the second Hall element H2 due to the temperature change by connecting the dummy Hall element H1 in series instead of using the second Hall element H2 used for magnetic detection alone. It becomes possible to suppress fluctuations. That is, the absolute values (resistance values) of the internal resistances r1 to r4 of the two Hall elements H1 and H2 connected in series vary with temperature, but the tendency of the change is between the internal resistances r1 to r4. Since the same is true, the resistance ratio of the internal resistances r1 to r4 of the first Hall element H1 and the second Hall element H2 does not change.
  • the Hall signals 411 and 412 generated by dividing the voltage between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND based on the resistance ratio of the internal resistances r1 to r4 of the first Hall element H1 and the second Hall element H2 are It becomes difficult to fluctuate with respect to temperature. This makes it possible to generate a hall signal that is highly stable with respect to temperature.
  • the input voltage and the input current applied to the individual Hall elements H1 and H2 can be reduced.
  • the operating power source for example, 3.3V
  • MPU constituting the control circuit 5A
  • each Hall element H1, H2 has half of the operating power source such as MPU. Is applied. Therefore, even a Hall element to which an input voltage of 3.3 V cannot be applied depending on the specification can be employed as the Hall elements H1 and H2 of the position detection device 1A.
  • a bridge circuit composed of the internal resistances r1 to r4 of the first Hall element H1 and a bridge circuit composed of the internal resistances r1 to r4 of the second Hall element H2 are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground voltage GND. Therefore, the input current of each Hall element H1, H2 can be reduced. In order to further limit the input current, a separate resistor may be connected in series to the input side of the two Hall elements H1 and H2.
  • the position detection apparatus 1A it is not necessary to use a commercially available high-precision operational amplifier IC, so that the cost can be suppressed.
  • the cost of the position detection device 1A can be reduced by adopting discrete components as circuit elements constituting the amplifier circuit 3A.
  • circuit elements that require a high pair characteristic such as transistors that make up a differential input stage
  • appropriate electronic components such as an IC in which multiple transistors with the same performance are housed in a single package, etc. It is preferable to use it.
  • the installation locations of the sensor magnet 22 and the two Hall elements H1 and H2 are not limited to the positions shown in FIGS. 3A and 3B.
  • the sensor magnet 22 only needs to be installed in a place where the magnetic flux of the sensor magnet 22 changes due to the rotation of the rotor of the motor 20, and the two Hall elements H1 and H2 change the magnetic flux of the sensor magnet 22. As long as it is installed in a location where it can be detected.
  • the motor 20 is a two-phase stepping motor.
  • a three-phase or five-phase stepping motor may be used, or another type of motor (for example, a brushless motor). Etc.).
  • the present invention is not limited to this, and the first Hall element H1 is used to detect the sensor magnet 22A. Magnetic flux may be detected.
  • FIGS. 8A and 8B the positions of the first Hall element H1 and the second Hall element H2 on the output shaft 21A are switched, and as shown in FIG. 11, the first positive output terminal OP1 of the first Hall element H1.
  • the amplifier circuit 3B is preferably configured using a transistor having a polarity opposite to that of the above-described amplifier circuit 3A, that is, a P-type transistor.
  • the differential input circuit 313 of the differential amplifier circuit 311 that receives Hall signals 401 and 402 having different polarities output from the first Hall element H1 is configured by a P-type transistor pair Q11 and Q12. It is preferable.
  • the constant current source circuit 312 is preferably configured using a P-type transistor pair Q13, Q14.
  • the amplifier circuits 31, 32, 3A, and 3B are not limited to the circuit configuration described above.
  • the amplifier circuits 31, 32, 3A, and 3B may have any circuit configuration that can linearly amplify signals output from a plurality of Hall elements connected in series.
  • the installation location of the sensor magnet 22A and the two hall elements H1 and H2 is not limited to the positions shown in FIGS. 8A and 8B. That is, one of the second Hall element H2 and the sensor magnet 22A is fixed to the output shaft 21A, and the other of the second Hall element H2 and the sensor magnet 22A is fixed to a position where it does not move according to the movement of the output shaft 21A. Just do it.
  • the two Hall elements H1 and H2 and the sensor magnet 22A may be interchanged. That is, the two Hall elements H1 and H2 may be arranged on the cover 27, and the sensor magnet 22A may be fixed to the end 211 side of the output shaft 21A.
  • the motor 20A is a two-phase linear stepping motor.
  • the motor 20A is a direct acting motor, it can be applied to various motors.
  • the motor 20A may be a three-phase or five-phase linear stepping motor, or may be another type of motor (for example, a brushless motor).
  • the position detection device 1A is applied to a motor unit in order to detect the absolute position of the output shaft of the linear stepping motor is illustrated, but the application to be applied is not limited to the motor.
  • the position detection device 1A can be applied to various applications in which the axis moves in the linear motion direction.
  • SYMBOLS 1 Angle detection apparatus, 1A, 1B ... Position detection apparatus, 2 ... Magnetic detection unit, 3 ... Amplification part, 3A, 3B ... Amplification circuit, 4, 4A ... Control apparatus, 5, 5A ... Control circuit, 6 ... Communication circuit 7, 7A ... motor drive unit, 8, 8A ... drive control signal, 10, 10A ... motor controller, 20, 20A ... motor, 21, 21A ... output shaft, 22, 22A ... sensor magnet (magnet), 31 ... 1st amplifier circuit, 32 ... 2nd amplifier circuit, 100, 100A ... Motor unit, 311, 321 ... Differential amplifier circuit, 312, 322 ... Constant current source circuit, 313, 323 ...
  • Differential input circuit 401, 402, 411, 412 ... Hall signal, 401A, 402A, 411A, 412A ... Amplified signal, GND ... Ground voltage, H1 ... First Hall element, H2 ... Second Hall element, IN1 ... First negative input terminal, IN2 ... Second Side input terminal, IP1 ... first positive input terminal, IP2 ... second positive input terminal, ON1 ... first negative output terminal, ON2 ... second negative output terminal, OP1 ... first positive output terminal, OP2 ... second positive output terminal, P ... axis, Q11 to Q14, Q21 to Q24 ... transistor, R ... rotation direction, r1 to r4 ... internal resistance, R11 to R15, R21 to R25 ... resistance, VDD ... power supply voltage.

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Abstract

ホール素子を用いて対象物の絶対的な位置を検出するための新たな技術を提供する。　磁気検出ユニット（２）は、２つのホール素子（第１ホール素子Ｈ１，第２ホール素子Ｈ２）を備える。２つのホール素子は、夫々のホール素子の入力側において、互いに直列に接続されている。

Description

磁気検出ユニット、角度検出装置、位置検出装置、モータ制御装置、モータユニットおよびモータ制御方法
　本発明は、磁気検出ユニット、角度検出装置、位置検出装置、モータ制御装置、モータユニットおよびモータ制御方法に関し、例えば、モータのロータの移動角度を検出するための角度検出装置、当該角度検出装置によって検出した移動角度に基づいてモータを制御するモータ制御装置、リニアモータの出力軸の位置を検出するための位置検出装置、および当該位置検出装置によって検出した位置情報に基づいてモータを制御するモータ制御装置に関する。
　一般的なステッピングモータでは、ロータの相対的な回転角度（移動角度）を検出することは容易である一方で、ロータの絶対的な回転角度、例えば、モータを動作させる前の初期状態における回転角度を検出することは容易ではない。
　従来、ステッピングモータの絶対的な回転角度を検出するための方法として、ステッピングモータの出力軸にアブソリュート型の角度センサを取り付けることによって、角度検出を行う手法が知られている。例えば、特許文献１には、ステッピングモータのロータの位置を検出するためのアブソリュート型のエンコーダが設けられたモータ制御装置が開示されている。
　また、一般的に、リニアモータ等の出力軸が直線的に移動する直動型モータにおいて、出力軸の絶対的な位置を検出するためには、別途、位置検出用センサを取り付ける必要がある。例えば、特許文献１には、直動型モータの出力軸の位置を検出する位置検出器として、光学式エンコーダが設けられたリニアアクチュエータが開示されている。
特開２００７－２５２１４１号公報 特開２０１２－１７３１６８号公報
　アブソリュート型の角度センサのセンサ方式としては、主に、光学式および磁気式が知られている。また、直動型モータの出力軸の位置を検出する位置検出器のセンサ方式としては、上述した光学式と磁気式が知られている。一般に、光学式の角度センサ（光学式エンコーダ）は、価格が非常に高いという課題がある。
　そこで、本願発明者らは、ステッピングモータに搭載するアブソリュート型の角度センサやリニアモータに搭載する位置検出器として、光学式の角度センサよりも安価な角度センサ、すなわちホール素子を用いた角度センサを採用することを検討した。
　しかしながら、角度センサにホール素子を採用した場合であっても種々の課題がある。例えば、ホール素子は、温度によってホール素子の内部抵抗が変化するため（例えば、１００Ω～２０００Ω）、ホール素子の出力信号の電圧が安定しないという課題がある。また、ホール素子は、印加可能な最大入力電流または最大入力電圧が低いという課題がある。例えば、あるホール素子は、－４０℃～１２０℃の範囲において、最大で１０ｍＡまでしか印加できない。更に、ホール素子は、その出力電圧の幅（出力電圧幅）が微小であるという課題がある。例えば、±４０ｍＴの磁束を検知した場合、ホール素子の出力電圧幅は±０．２４Ｖである。
　上述したホール素子の課題を解決するために、ホール素子と、ホール素子の出力信号を増幅する高精度なオペアンプＩＣとを組み合わせた製品が市販されている。しかしながら、このような製品は非常に高価であるとともに、消費電力が大きいという課題がある。
　本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、ホール素子を用いて対象物の絶対的な位置を検出するための新たな技術を提供することを目的とする。
　本発明の代表的な実施の形態に係る磁気検出ユニットは、複数のホール素子を備え、前記複数のホール素子は、夫々の前記ホール素子の入力側において、互いに直列に接続されていることを特徴とする。
　本発明に係る角度検出装置によれば、ホール素子を用いて対象物の絶対的な位置を検出するための新たな技術を提供することが可能となる。
実施の形態１に係るモータユニットの構成を示す図である。 実施の形態１に係る角度検出装置の回路構成を示す図である。 実施の形態１における２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。 実施の形態１における２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。 実施の形態１に係るモータユニットにおけるモータ制御方法の流れを示すフロー図である。 実施の形態１における第１ホール素子Ｈ１側の増幅回路の入力信号および出力信号のシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１における第２ホール素子Ｈ２側の増幅回路の入力信号および出力信号のシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２に係るモータユニットの構成を示す図である。 実施の形態２に係る位置検出装置の回路構成を示す図である。 実施の形態２における２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。 実施の形態１における２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。 実施の形態２に係るモータユニットにおけるモータ制御方法の流れを示すフロー図である。 実施の形態２における増幅回路の入力信号および出力信号のシミュレーション結果を示す図である。 別の実施の形態に係る位置検出装置の回路構成を示す図である。
１．実施の形態の概要
　先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。
　〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る磁気検出ユニット（２）は、複数のホール素子（Ｈ１，Ｈ２）を備え、前記複数のホール素子は、夫々の前記ホール素子の入力側において、互いに直列に接続されていることを特徴とする。
　〔２〕上記〔１〕に記載の磁気検出ユニットにおいて、前記複数のホール素子は、第１正側入力端子（ＩＰ１）および第１負側入力端子（ＩＮ１）と第１正側出力端子（ＯＰ１）および第１負側出力端子（ＯＮ１）とを有する第１ホール素子（Ｈ１）と、第２正側入力端子（ＩＰ２）および第２負側入力端子（ＩＮ２）と第２正側出力端子（ＯＰ２）および第２負側出力端子（ＯＮ２）とを有する第２ホール素子（Ｈ２）と、を含み、前記第１ホール素子の前記第１正側入力端子に電源電圧（ＶＤＤ）が印加され、前記第１ホール素子の前記第１負側入力端子と前記第２ホール素子の前記第２正側入力端子とが接続され、前記第２ホール素子の前記第２負側入力端子にグランド電圧（ＧＮＤ）が印加されていてもよい。
　〔３〕本発明の代表的な実施の形態に係る角度検出装置（１）は、上記〔２〕に記載の磁気検出ユニット（２）と、前記ホール素子毎に設けられ、対応する前記ホール素子の出力信号（４０１，４０２，４１１，４１２）を増幅する複数の増幅回路（３１，３２）とを備えることを特徴とする。
　〔４〕上記〔３〕に記載の角度検出装置において、前記複数の増幅回路は、前記第１ホール素子における前記第１正側出力端子の電圧と前記第１負側出力端子の電圧との差を増幅する第１増幅回路（３１）と、前記第２ホール素子における前記第２正側出力端子の電圧と前記第２負側出力端子の電圧との差を増幅する第２増幅回路（３２）とを含み、前記第１増幅回路は、Ｐ型のトランジスタ対（Ｑ１１，Ｑ１２）を含む差動入力回路（３１３）を有し、前記第２増幅回路は、Ｎ型のトランジスタ対（Ｑ２１，Ｑ２２）を含む差動入力回路（３２３）を有していてもよい。
　〔５〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ制御装置は、上記〔３〕または〔４〕に記載の角度検出装置（１）と、前記複数の増幅回路によってそれぞれ増幅された信号（４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａ）に基づいて、モータの駆動を制御するための駆動制御信号（８）を生成する制御装置（４）と、を含むことを特徴とする。
　〔６〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータユニットは、上記〔５〕に記載のモータ制御装置（１０）と、前記制御装置によって生成された前記駆動制御信号に基づいて制御される前記モータ（２０）と、前記モータの出力軸（２１）に設けられた磁石（２２）とを備え、前記複数のホール素子は、前記磁石が回転する方向（Ｒ）に沿って互いに離間して配置されていることを特徴とする。
　〔７〕上記〔６〕に記載のモータユニットにおいて、前記ホール素子を２つ有し、当該２つの前記ホール素子は、前記磁石が回転する方向に沿って位相が９０度ずつずれるように配置されていてもよい。
　〔８〕本発明の代表的な実施の形態に係る位置検出装置（１Ａ／１Ｂ）は、上記〔２〕に記載の磁気検出ユニット（２）と、前記複数のホール素子のうち一つのホール素子（Ｈ２／Ｈ１）の出力信号（４１１，４１２／４０１,４０２）を増幅する増幅回路（３Ａ／３Ｂ）とを備え、前記複数のホール素子は、夫々の前記ホール素子の入力側において、互いに直列に接続されていることを特徴とする。
　〔９〕上記〔８〕に記載の位置検出装置において、前記増幅回路は、前記第２ホール素子における前記第２正側出力端子の電圧と前記第２負側出力端子の電圧との差を増幅し、前記増幅回路は、Ｎ型のトランジスタ対（Ｑ２１，Ｑ２２）を含む差動入力回路（３２３）を有していてもよい。
　〔１０〕本発明の代表的な実施の形態に係る別のモータ制御装置（１０Ａ）は、上記〔８〕または〔９〕に記載の位置検出装置（１Ａ）と、前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて、モータ（２０Ａ）の駆動を制御するための駆動制御信号（８Ａ）を生成する制御装置（４Ａ）と、を含むことを特徴とする。
　〔１１〕本発明の代表的な実施の形態に係る別のモータユニット（１００Ａ）は、上記〔１０〕に記載のモータ制御装置（１０Ａ）と、前記モータと、磁石（２２Ａ）とを備え、前記モータは、出力軸（２１Ａ）を有し、前記駆動制御信号に基づいて前記出力軸の軸線（Ｑ）方向への移動が制御される直動型モータであって、前記一つのホール素子および前記磁石の一方が、前記出力軸に固定され、前記一つのホール素子および前記磁石の他方が、前記出力軸と対向する位置に固定されていてもよい。
　〔１２〕上記〔１１〕に記載のモータユニットにおいて、前記一つのホール素子は、前記出力軸に固定され、前記磁石は、前記出力軸に対向する位置に固定されていてもよい。　
　〔１３〕本発明の代表的な実施の形態に係る方法は、モータのロータの回転に応じて回転する磁石の磁束を検出するための複数のホール素子（Ｈ１，Ｈ２）と、前記ホール素子毎に設けられた複数の増幅回路（３１，３２）と、モータ（２０）の駆動を制御するための駆動制御信号（８）を生成する制御装置（４）とを備え、前記複数のホール素子がそれぞれの入力側において互いに直列に接続されているモータ制御装置（１０）を用いたモータ制御方法であって、前記ホール素子が、検出した磁束に応じて前記出力信号を生成するステップ（Ｓ２）と、前記複数の増幅回路が、対応する前記ホール素子によって生成された前記出力信号をそれぞれ増幅するステップ（Ｓ３）と、前記制御装置が、夫々の前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて前記ロータの回転角度を算出し、算出した回転角度に基づいて前記駆動制御信号を生成して前記モータに供給するステップ（Ｓ４）と、を含むことを特徴とする。
　〔１４〕本発明の代表的な実施の形態に係る方法は、入力側において互いに直列に接続された複数のホール素子（Ｈ１，Ｈ２）を有する磁気検出ユニット（２）と、増幅回路（３Ａ）と、磁石（２２Ａ）と、出力軸（２１Ａ）がその軸線（Ｐ）方向に移動可能な直動型モータ（２０Ａ）の駆動を制御するための駆動制御信号（８Ａ）を生成する制御装置（４Ａ）とを有し、前記複数のホール素子および前記磁石の一方が前記出力軸の移動に応じて移動する位置に設けられ、前記複数のホール素子および前記磁石の他方が前記出力軸に対向する位置に設けられたモータ制御装置（１０Ａ）を用いたモータ制御方法であって、前記複数のホール素子のうち一つのホール素子が、検出した磁束に応じた信号（４１１，４１２）を生成するステップ（Ｓ２Ａ）と、前記増幅回路が、前記一つのホール素子（Ｈ２）によって生成された信号（４１１，４１２）を増幅するステップ（Ｓ３Ａ）と、前記制御装置が、前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて前記出力軸の位置を算出し、算出した位置に基づいて前記駆動制御信号を生成して前記直動型モータに供給するステップ（Ｓ４Ａ）とを含むことを特徴とする。
２．実施の形態の具体例
　以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。また、図面は模式的なものであり、各要素の寸法の関係、各要素の比率などは、現実と異なる場合があることに留意する必要がある。図面の相互間においても、互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれている場合がある。
　≪実施の形態１≫
　〈モータユニット〉
　図１は、実施の形態１に係るモータユニットの構成を示す図である。
　図１に示されるように、モータユニット１００は、モータ２０と、モータ制御装置１０とを有する。
　モータ２０は、例えばステッピングモータである。本実施の形態では、モータ２０が、Ａ相とＢ相の２つの相を有する２相ステッピングモータである場合を例にとり、説明する。
　モータ制御装置１０は、モータ２０に駆動電力を供給してモータ２０を駆動させるように構成されている。具体的に、モータ制御装置１０は、角度検出装置１と制御装置４とを有する。角度検出装置１は、モータ２０のロータの回転に応じて、ロータの回転位置に対応する信号を生成して出力する装置である。制御装置４は、モータ２０のロータの回転に応じて角度検出装置１から出力される信号に基づいて、モータ２０に駆動信号を印加することで、モータ２０を回転させる。
　〈制御装置〉
　制御装置４は、モータ２０を駆動させるモータ駆動部７と、モータ２０の駆動を制御する制御回路５と、外部装置（図示せず）との間で通信を行うための通信回路６とを有している。なお、図１に示されている制御装置４の構成要素は、全体の一部であり、制御装置４は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。
　モータ駆動部７は、制御回路５から出力された駆動制御信号８に基づいて、モータ２０を構成する各相のコイルを駆動するための駆動信号（駆動電圧）ＶＡ＋，ＶＡ－，ＶＢ＋，ＶＢ－を生成し、モータ２０の各相に供給する。
　制御回路５は、例えば、ＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏｐｒｏｇｒａｍ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のプログラム処理装置によって構成されている。なお、制御回路５は、その全体が１つの集積回路装置としてパッケージ化されていてもよいし、他の装置と一緒に制御回路５の全部又は一部がパッケージ化されて１つの集積回路装置が構成されていてもよい。
　制御回路５は、通信回路６等を経由して外部装置（ユーザ）から設定される指令回転角度信号（目標回転角度に応じた信号）と、後述する角度検出装置１から出力されるモータ２０の回転角度を示す信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａとに基づいて駆動制御信号８を生成し、生成された駆動制御信号８をモータ駆動部７に供給する。すなわち、制御回路５は、目標回転角度と、モータ２０の回転角度の実測値との比較でフィードバックをかけながら、モータ２０を駆動させるための駆動制御信号８を生成してモータ駆動部７に供給することにより、モータ２０の回転制御を行う。
　また、制御回路５は、周辺回路の電源電圧として利用可能な固定電圧を出力する機能を有している。制御回路５は、例えば３．３Ｖの電源電圧が供給されて動作するとともに、入力された電源電圧を角度検出装置１の電源電圧ＶＤＤとして、例えば、３．３Ｖの固定電圧を出力する。
　〈角度検出装置〉
　角度検出装置１は、磁気検出素子としての複数のホール素子が、それぞれのホール素子の入力側において互いに直列に接続された構成を有している。角度検出装置１は、複数のホール素子の検出信号に基づいてモータ２０のロータの絶対的な回転角度を検出可能なアブソリュート型の角度センサである。
　図２は、実施の形態１に係る角度検出装置１の回路構成を示す図である。
　図２に示すように、角度検出装置１は、磁気検出ユニット２と増幅部３とを有する。
　（１）磁気検出ユニット
　磁気検出ユニット２は、モータ２０のロータの位置を検出するための複数のホール素子を有する。本実施の形態では、一例として、磁気検出ユニット２が２つのホール素子Ｈ１、Ｈ２を有し、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが同一の特性を有するものとして、説明する。
　各ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、図２に示すような４つの内部抵抗ｒ１～ｒ４から成るブリッジ回路で等価的に表すことができる。第１ホール素子Ｈ１において、各内部抵抗ｒ１～ｒ４が互いに接続される４つのノードがそれぞれ、第１正側入力端子ＩＰ１、第１負側入力端子ＩＮ１、第１正側出力端子ＯＰ１、および第１負側出力端子ＯＮ１となる。同様に、第２ホール素子Ｈ２において、各内部抵抗ｒ１～ｒ４が互いに接続される４つのノードがそれぞれ、第２正側入力端子ＩＰ２、第２負側入力端子ＩＮ２、第２正側出力端子ＯＰ２、および第２負側出力端子ＯＮ２となる。
　磁気検出ユニット２において、複数のホール素子は、それぞれのホール素子の入力側において互いに直列に接続されている。具体的に、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とは、それぞれの入力側において、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間に互いに直列に接続されている。
　より具体的には、図２に示すように、第１ホール素子Ｈ１の第１正側入力端子ＩＰ１に電源電圧ＶＤＤが印加されるとともに、第１ホール素子Ｈ１の第１負側入力端子ＩＮ１と第２ホール素子Ｈ２の第２正側入力端子ＩＰ２とが接続され、第２ホール素子Ｈ２の第２負側入力端子ＩＮ２にグランド電圧ＧＮＤが印加される。
　図３Ａ，図３Ｂは、実施の形態１における２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。
　図３Ａには、モータユニット１００において、モータ２０の出力軸２１の軸線Ｐに垂直な方向から見たときの２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例が示されている。図３Ｂには、モータユニット１００において、モータ２０の出力軸２１の軸線方向から見た２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例が示されている。
　図３Ａ，３Ｂに示すように、モータユニット１００において、モータ２０のロータ（図示せず）と連結された出力軸２１にセンサマグネット（磁石）２２が設けられている。センサマグネット２２は、例えば、円板状の２極の永久磁石である。
　センサマグネット２２は、例えば、本実施形態のように、主面２２０と主面２２０に背向する裏面２２１とを有する。更に、センサマグネット２２は、主面２２０と裏面２２１とを貫通する貫通孔２２２を有する。センサマグネット２２は、貫通孔２２２に出力軸２１が貫通した状態で、出力軸２１に固定されている。センサマグネット２２は、モータ２０のロータ（出力軸２１）の回転により、例えば参照符号Ｒの方向に回転する。
　２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２は、センサマグネット２２の近傍において、センサマグネット２２の磁束を精度良く検出可能な位置に設けられている。具体的には、図３Ａ，３Ｂに示すように、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２は、センサマグネット２２が回転する方向（出力軸２１の回転方向）Ｒに沿って互いに離間して配置されている。例えば、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２は、センサマグネット２２の側面２２３に対面し、センサマグネット２２が回転する方向Ｒに位相が９０度ずれた位置にそれぞれ設けられている。
　２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２は、モータ２０の出力軸２１の回転によるセンサマグネット２２の磁束を検出し、出力信号として、磁束の変化に応じて電圧が変化するアナログ信号（以下、「ホール信号」とも称する。）を出力する。
　例えば、出力軸２１が一定の速度で回転したとき、第１ホール素子Ｈ１は、第１正側出力端子ＯＰ１から正弦波状のホール信号４０１を出力するとともに、第１負側出力端子ＯＮ１から、ホール信号４０１と極性の異なる正弦波状のホール信号４０２を出力する。同様に、第２ホール素子Ｈ２は、第２正側出力端子ＯＰ２から正弦波状のホール信号４１１を出力するとともに、第２負側出力端子ＯＮ２から、ホール信号４１１と極性の異なる正弦波状のホール信号４１２を出力する。
　図３Ａ，３Ｂに示すように、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とをセンサマグネット２２が回転する方向Ｒに互いに位相を９０度ずらして配置することにより、第１ホール素子Ｈ１から出力される信号対（ホール信号４０１，４０２）と第２ホール素子Ｈ２から出力される信号対（ホール信号４１１，４１２）とは、位相が９０度ずれた関係となる。この互いに位相が異なるホール信号４０１，４０２およびホール信号４１１，４１２を用いることにより、制御回路５は、モータ２０のロータの絶対的な回転角度を算出することが可能となる。
　（２）増幅部
　図２に示すように、増幅部３は、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２から出力されたホール信号をそれぞれ増幅して出力する機能部である。増幅部３は、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２毎に設けられ、対応するホール素子Ｈ１，Ｈ２から出力されたホール信号を増幅する第１増幅回路３１，第２増幅回路３２を有する。
　第１増幅回路３１は、第１ホール素子Ｈ１のホール信号４０１，４０２をそれぞれ増幅する回路である。具体的に、第１増幅回路３１は、定電流源回路３１２と差動増幅回路３１１とを有する。
　定電流源回路３１２は、定電流を発生して、差動増幅回路３１１に供給する回路である。定電流源回路３１２は、例えば、Ｐ型のトランジスタＱ１３，Ｑ１４と抵抗Ｒ１５とを含む。
　ここで、Ｐ型のトランジスタとは、所定の導電型のトランジスタであり、例えば、ＰＮＰ接合のバイポーラトランジスタや、Ｐチャネル型の電界効果トランジスタ（例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ）等である。
　例えば、Ｐ型のトランジスタＱ１３，Ｑ１４は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１４とはカレントミラー回路を構成している。
　定電流源回路３１２において、トランジスタＱ１３のベース電極とコレクタ電極とが共通に接続され、トランジスタＱ１３のエミッタ電極は、電源電圧ＶＤＤが供給される。ここで、電源電圧ＶＤＤは、上述したように制御回路５から出力された電圧である。
　抵抗Ｒ１５の一端は、トランジスタＱ１３のベース電極およびコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ１５の他端は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。トランジスタＱ１４のエミッタ電極は、電源電圧ＶＤＤが供給される。トランジスタＱ１４のベース電極は抵抗Ｒ１５の一端にトランジスタＱ１３のベース電極およびコレクタ電極とともに接続され、トランジスタＱ１４のコレクタ電極は、後述する差動入力回路３１３を構成する抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１４とが互いに接続されるノードに接続される。
　上述した構成を有する定電流源回路３１２によれば、トランジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ１３としたとき、Ｉｐ＝（ＶＤＤ－ＶＢＥ１３）／Ｒ１５の電流ＩｐがトランジスタＱ１３から出力され、その電流Ｉｐをコピーした電流がトランジスタＱ１４から差動増幅回路３１１に供給される。
　差動増幅回路３１１は、第１ホール素子Ｈ１の第１正側出力端子ＯＰ１から出力されたホール信号４０１と、第１ホール素子Ｈ１の第１負側出力端子ＯＮ１から出力されたホール信号４０２との差を増幅する回路である。
　差動増幅回路３１１は、差動入力回路３１３と、抵抗Ｒ１１～Ｒ１４とを含む。
　差動入力回路３１３は、例えば、Ｐ型（第１導電型）のトランジスタ対を含む。例えば、差動入力回路３１３は、互いに特性が等しくなるように構成されたトランジスタ対として、ＰＮＰ接合のトランジスタ（バイポーラトランジスタ）Ｑ１１，Ｑ１２を有している。
　トランジスタＱ１１のベース電極は、第１ホール素子Ｈ１の第１負側出力端子ＯＮ１と接続され、トランジスタＱ１２のベース電極は、第１ホール素子Ｈ１の第１正側出力端子ＯＰ１と接続される。
　抵抗Ｒ１１の一端は、トランジスタＱ１１のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ１１の他端は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。抵抗Ｒ１３の一端は、トランジスタＱ１２のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ１３の他端は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。
　抵抗Ｒ１２の一端は、トランジスタＱ１１のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ１４の一端は、トランジスタＱ１２のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ１２の他端は、抵抗Ｒ１４の他端とトランジスタＱ１４のコレクタ電極とに接続される。
　上述した構成を有する差動増幅回路３１１によれば、抵抗Ｒ１１の一端とトランジスタＱ１１のコレクタ電極とが接続されるノードＮｐ１から、ホール信号４０１とホール信号４０２との差を増幅した正極性の増幅信号４０１Ａが出力される。また、抵抗Ｒ１３の一端とトランジスタＱ１２のコレクタ電極とが接続されるノードＮｎ１から、ホール信号４０１とホール信号４０２との差を増幅した負極性の増幅信号４０２Ａが出力される。
　第２増幅回路３２は、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２をそれぞれ増幅する回路である。具体的に、第２増幅回路３２は、定電流源回路３２２と差動増幅回路３２１とを有する。
　定電流源回路３２２は、定電流を発生して、差動増幅回路３２１に供給する回路である。定電流源回路３２２は、例えば、Ｎ型のトランジスタＱ２３，Ｑ２４と抵抗Ｒ２５とを含む。
　ここで、Ｎ型のトランジスタとは、Ｐ型のトランジスタとは反対の導電型のトランジスタであり、例えば、ＮＰＮ接合のバイポーラトランジスタや、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタ（例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ）等である。
　例えば、Ｎ型のトランジスタＱ２３，Ｑ２４は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ２３とトランジスタＱ２４とはカレントミラー回路を構成している。
　定電流源回路３２２において、トランジスタＱ２３のベース電極とコレクタ電極とが共通に接続され、トランジスタＱ２３のエミッタ電極は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。
　抵抗Ｒ２５の一端は、トランジスタＱ２３のベース電極およびコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２５の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。トランジスタＱ２４のエミッタ電極は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。トランジスタＱ２４のベース電極は抵抗Ｒ２５の一端にトランジスタＱ２３のベース電極およびコレクタ電極とともに接続され、トランジスタＱ２４のコレクタ電極は、後述する差動入力回路３２３を構成する抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２４とが互いに接続されるノードに接続される。
　上述した構成を有する定電流源回路３２２によれば、トランジスタＱ２３のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ２３としたとき、電流Ｉｎ＝（ＶＤＤ－ＶＢＥ２３）／Ｒ２５がトランジスタＱ２３から出力され、その電流Ｉｎをコピーした電流がトランジスタＱ２４から差動増幅回路３２１に供給される。
　差動増幅回路３２１は、第２ホール素子Ｈ２の第２正側出力端子ＯＰ２から出力されたホール信号４１１と、第２ホール素子Ｈ２の第２負側出力端子ＯＮ２から出力されたホール信号４１２との差を増幅して出力する回路である。
　差動増幅回路３２１は、差動入力回路３２３と、抵抗Ｒ２１～Ｒ２４とを含む。差動入力回路３２３は、例えば、Ｎ型（第２導電型）のトランジスタ対を含む。例えば、差動入力回路３２３は、互いに特性が等しくなるように構成されたトランジスタ対として、ＮＰＮ接合のバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ２２を有している。
　トランジスタＱ２１のベース電極は、第２ホール素子Ｈ２の第２負側出力端子ＯＮ２と接続され、トランジスタＱ２２のベース電極は、第２ホール素子Ｈ２の第２正側出力端子ＯＰ２と接続される。
　抵抗Ｒ２１の一端は、トランジスタＱ２１のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２１の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。抵抗Ｒ２３の一端は、トランジスタＱ２２のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２３の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。抵抗Ｒ２２の一端は、トランジスタＱ２１のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ２４の一端は、トランジスタＱ２２のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ２２の他端は、抵抗Ｒ２４の他端とトランジスタＱ２４のコレクタ電極とに接続される。
　上述した構成を有する差動増幅回路３２１によれば、抵抗Ｒ２１の一端とトランジスタＱ２１のコレクタ電極とが接続されるノードＮｐ２から、ホール信号４１１とホール信号４１２との差を増幅した正極性の増幅信号４１１Ａが出力される。また、抵抗Ｒ２３の一端とトランジスタＱ２２のコレクタ電極とが接続されるノードＮｎ２から、ホール信号４１１とホール信号４１２との差を増幅した負極性の増幅信号４１２Ａが出力される。
　このように、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２のホール信号４０１，４０２，４１１，４１２は、増幅部３によって増幅され、増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａとして制御回路５に入力される。
　制御回路５は、入力された増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０のロータの回転角度の実測値を算出する。上述したように、増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａ（ホール信号４０１，４０２，４１１，４１２）は、センサマグネット２２の回転方向Ｒに互いに異なる位置に配置された２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２によって検出された磁束に基づく信号である。したがって、互いに位相の異なる２つの増幅信号４０１Ａ，４０２Ａおよび増幅信号４１１Ａ，４１２Ａを用いることにより、制御回路５は、モータ２０のロータの絶対的な回転角度を算出することが可能となる。
　なお、互いに位相の異なる２つの信号からロータの絶対的な回転角度を算出する方法は、アブソリュート型のロータリエンコーダ等に適用されている公知の計算方法を用いることができる。例えば、その計算方法に関するプログラムを制御回路５内の記憶部に記憶しておき、制御回路５が、そのプログラムと増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａとに基づいて、モータ２０のロータの絶対的な回転角度を算出すればよい。
　〈モータ制御方法〉
　次に、モータユニット１００におけるモータ２０の制御方法について説明する。
　図４は、実施の形態１に係るモータユニット１００におけるモータ制御方法の流れを示すフロー図である。
　先ず、モータユニット１００に電源電圧が供給されると、モータユニット１００が起動する（ステップＳ１）。次に、角度検出装置１の磁気検出ユニット２を構成する各ホール素子Ｈ１，Ｈ２がモータ２０の出力軸２１に固定されたセンサマグネット２２の磁束を検出し、検出した磁束に応じたホール信号４０１，４０２，４１１，４１２を生成する（ステップＳ２）。
　次に、角度検出装置１の第１増幅回路３１，第２増幅回路３２が、それぞれに対応する第１ホール素子Ｈ１，第２ホール素子Ｈ２から出力されたホール信号４０１，４０２，４１１，４１２をそれぞれ増幅して、増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａを生成する（ステップＳ３）。
　次に、制御装置４が、角度検出装置１から出力された増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０を駆動するための駆動信号を生成するための処理を実行する（ステップＳ４）。
　具体的には、先ず、制御装置４の制御回路５が、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２のホール信号を増幅した増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａを読み取る（ステップＳ４１）。例えば、制御回路５が、制御回路５の内部に設けられたアナログ／デジタル変換回路（図示せず）により、アナログ信号である増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａをデジタル信号に変換して、制御回路５の内部に設けられた記憶部（図示せず）に記憶する。
　次に、制御回路５が、読み取った増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０のロータの回転角度の実測値を算出する（ステップＳ４２）。このとき、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とは、上述したように、センサマグネット２２の回転方向Ｒに互いにずれた位置（例えば、位相が９０度ずれた位置）に設けられているので、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２のホール信号に基づく増幅信号４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａを用いることにより、ロータの絶対的な回転角度を算出することが可能となる。
　次に、制御回路５が、通信回路６等を経由して外部装置から設定された目標回転角度と、ステップＳ４２で算出したモータ２０のロータの回転角度の実測値とを比較する（ステップＳ４３）。ステップＳ４３において、目標回転角度と回転角度の実測値との差がある場合には、制御回路５は、その差が小さくなるような駆動制御信号８を生成する（ステップＳ４４）。
　次に、モータ駆動部７は、ステップＳ４４において生成された駆動制御信号８に基づいて、駆動信号（駆動電圧）ＶＡ＋，ＶＡ－，ＶＢ＋，ＶＢ－を生成し、モータ２０の各相に供給してモータ２０を回転させる（ステップＳ５）。これにより、モータ２０は、目標回転角度となるよう制御される。
　〈角度検出装置の効果〉
　図５Ａ，図５Ｂは、実施の形態１に係る角度検出装置１における第１増幅回路３１，第２増幅回路３２の入力信号および出力信号のシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーションでは、電源電圧ＶＤＤ＝３．３Ｖ、グランド電圧ＧＮＤ＝０Ｖとしている。
　図５Ａ，５Ｂにおいて、横軸はロータの回転角度〔ｄｅｇ〕を表し、縦軸は電圧〔Ｖ〕を表している。また、図５Ａには、第１増幅回路３１の入力信号としての第１ホール素子Ｈ１のホール信号４０１，４０２と、第１増幅回路３１の出力信号としての増幅信号４０１Ａ，４０２Ａとが示されている。図５Ｂには、第２増幅回路３２の入力信号としての第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２と、第２増幅回路３２の出力信号としての増幅信号４１１Ａ，４１２Ａとが示されている。
　一般に、ホール素子は、検出される磁束がゼロであるとき、すなわちホール素子を構成する各内部抵抗ｒ１～ｒ４が平衡状態（互いに等しい抵抗値）であるとき、正側出力のホール信号と負側出力のホール信号とは同電圧となる。そのため、ホール素子から出力されるホール信号は、内部抵抗ｒ１～ｒ４が平衡状態にあるときの電圧を基準とし、その基準電圧を中心に、検出した磁束に応じて例えば±０．１Ｖ～±０．５Ｖの範囲で電圧が変化するアナログ信号となる。
　実施の形態１に係る角度検出装置１では、上述したように、磁気検出ユニット２において第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが、それぞれの入力側において、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間で互いに直列に接続されている。そのため、ホール信号の基準電圧は、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比に基づいて、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間の電圧を分圧した電圧となる。すなわち、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の各内部抵抗ｒ１～ｒ４が平衡状態にあるとき、第１ホール素子Ｈ１のホール信号の基準電圧は”ＶＤＤ×３／４”となり、第２ホール素子Ｈ２の基準電圧は、”ＶＤＤ×１／４”となる。
　例えば、図５Ａに示すように、電源電圧ＶＤＤ＝３．３Ｖ、グランド電圧ＧＮＤ＝０Ｖとしたとき、第１ホール素子Ｈ１の基準電圧は、２．４７５Ｖ（＝３．３×３／４）となり、第１ホール素子Ｈ１のホール信号４０１，４０２は、２．４７５Ｖを中心に最大約±０．２４Ｖ変化する波形となる。同様に、図５Ｂに示すように、第２ホール素子Ｈ２の基準電圧は０．８２５Ｖ（＝３．３×１／４）となり、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２は、０．８２５Ｖを中心に最大約±０．２４Ｖ変化する波形となる。
　一方、第１ホール素子Ｈ１のホール信号４０１，４０２が入力される第１増幅回路３１は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１１，Ｑ１２から成る差動入力回路３１３を有しているので、適切な電圧範囲の信号が入力されないと、適切な増幅動作を行わない。例えば、トランジスタＱ１１，Ｑ１２を適切に動作させるためには、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のＰＮ接合部の飽和電圧をＶＢＥ１０（≒０．６Ｖ）としたとき、”ＶＤＤ－ＶＢＥ１０（≒３．３－０．６＝２．７Ｖ）”以下の電圧をトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース電極に入力する必要がある。その一方で、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース電極にグランド電圧ＧＮＤ付近の小さな電圧を入力した場合、第１増幅回路３１の出力電圧が飽和してしまう。
　同様に、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２が入力される第２増幅回路３２は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ２１，Ｑ２２から成る差動入力回路３２３を有しているので、適切な電圧範囲の信号が入力されないと、適切な増幅動作を行わない。例えば、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を適切に動作させるためには、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のＰＮ接合部の飽和電圧をＶＢＥ２０（≒０．６Ｖ）としたとき、”ＶＢＥ２０（≒０．６Ｖ）”以上の電圧をトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極に入力する必要がある。その一方で、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極に電源電圧ＶＤＤ付近の大きな電圧を入力した場合、第２増幅回路３２の出力電圧は飽和してしまう。
　このように第１ホール素子Ｈ１，第２ホール素子Ｈ２からの出力信号を増幅する第１増幅回路３１，第２増幅回路３２には入力電圧範囲に制限があるが、本実施の形態に係る角度検出装置１では、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された構成を採用しているので、第１増幅回路３１，第２増幅回路３２に適切な電圧範囲の信号を入力することが可能となる。
　例えば、第１増幅回路３１の差動入力段を構成するトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース電極には、上述したように、２．４７５Ｖ（ＶＤＤ×３／４）を中心に最大約±０．２４Ｖ変化するホール信号４０１，４０２が入力される。これにより、第１増幅回路３１は適切な増幅動作を行うことができる。例えば、図５Ａに示すように、電源電圧ＶＤＤ（３．３Ｖ）とグランド電圧（０Ｖ）との間で、第１ホール素子Ｈ１のホール信号４０１，４０２をリニアに増幅させた増幅信号４０１Ａ，４０２Ａを生成することができる。
　同様に、第２増幅回路３２の差動入力段を構成するトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極には、上述したように、０．８２５Ｖ（ＶＤＤ×１／４）を中心に最大約±０．２４Ｖ変化するホール信号４１１，４１２が入力される。これにより、第２増幅回路３２は適切な増幅動作を行うことができる。例えば、図５Ｂに示すように、電源電圧ＶＤＤ（３．３Ｖ）とグランド電圧（０Ｖ）との間で、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２をリニアに増幅させた増幅信号４１１Ａ，４１２Ａを生成することができる。
　また、このように、第１増幅回路３１，第２増幅回路３２の差動入力回路３１３，３２３のトランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２のベース電極には、トランジスタが開放される範囲内で極力小さく抑えた電圧が印加されるので、差動入力回路３１３，３２３に適切な大きさの電流を流すことができる。これにより、第１増幅回路３１，第２増幅回路３２の消費電力を抑えることが可能となる。
　また、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが直列に接続された構成を採用することにより、温度の変化による、ホール信号４０１，４０２，４１１，４１２の電圧変動を抑えることが可能となる。すなわち、温度の変化により、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の各内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗値（絶対値）は変化するが、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗値は温度に対して同様に変化するため、第１ホール素子Ｈ１および第２ホール素子Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比は変化しない。したがって、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間の電圧を内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比に基づいて分圧して生成されるホール信号４０１，４０２，４１１，４１２は、温度に対して変動し難くなる。これにより、温度に対する安定性の高いホール信号を生成することが可能となる。
　また、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが直列に接続された構成を採用することにより、個々のホール素子Ｈ１，Ｈ２に印加される入力電圧および入力電流を小さくすることができる。例えば、制御回路５を構成しているＭＰＵ等の動作電源（例えば３．３Ｖ）と同じ電源を磁気検出ユニット２に供給する場合、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２には、ＭＰＵ等の動作電源の半分の電圧が印加される。そのため、仕様により３．３Ｖの入力電圧を印加することができないホール素子であっても、角度検出装置１の２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２として採用することが可能となる。
　また、第１ホール素子Ｈ１の内部抵抗ｒ１～ｒ４から成るブリッジ回路と第２ホール素子Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４から成るブリッジ回路とが電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間に直列に接続されるので、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２の入力電流を小さくすることが可能となる。なお、入力電流を更に制限したい場合には、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の入力側に直列に別途抵抗を接続してもよい。
　また、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２を直列に接続して各ホール素子Ｈ１，Ｈ２に印加される電圧を電源－グランド間の電圧よりも下げることにより、角度検出装置１以外の回路の動作電源を磁気検出ユニット２の電源として利用することが可能となる。これにより、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２を駆動するためだけに、別途、電源回路を設ける必要がないので、回路規模の増大を抑えることが可能となる。
　また、本実施の形態に係る角度検出装置１によれば、市販されている高精度なオペアンプＩＣを用いる必要がないので、コストを抑えることが可能となる。例えば、第１増幅回路３１，第２増幅回路３２を構成する回路素子としてディスクリート部品を採用することにより、角度検出装置１のコストを抑えることができる。ただし、差動入力段を構成するトランジスタ等、特性の高いペア性が要求される回路素子については、適切な電子部品、たとえば同じ性能を有する複数のトランジスタが一つのパッケージに収められたＩＣ等を用いる方が好ましい。
　以上説明したように、本実施の形態に係る角度検出装置１によれば、ホール素子を採用した場合の種々の課題を解決し、安価で高精度な磁気式のアブソリュート型の角度センサを提供することが可能となる。
　≪実施の形態２≫
　〈モータユニット〉
　図６は、実施の形態２に係るモータユニットの構成を示す図である。
　図６に示されるように、モータユニット１００Ａは、モータ２０Ａと、モータ制御装置１０Ａとを有する。
　モータ２０Ａは、例えば、直動型モータである。本実施の形態では、モータ２０が、Ａ相とＢ相の２つの相を有する２相リニアステッピングモータである場合を例にとり、説明する。
　モータ制御装置１０Ａは、モータ２０Ａに駆動電力を供給してモータ２０Ａを駆動させるように構成されている。具体的に、モータ制御装置１０Ａは、位置検出装置１Ａと制御装置４Ａとを有する。位置検出装置１Ａは、モータ２０Ａの出力軸の移動に応じて、出力軸２１Ａの位置に対応する信号を生成して出力する装置である。制御装置４Ａは、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの移動に応じて位置検出装置１Ａから出力される信号に基づいて、モータ２０Ａに駆動信号を印加することで、モータ２０Ａのロータを回転させる。ロータの回転により、出力軸２１Ａが直動する。
　〈制御装置〉
　制御装置４Ａは、モータ２０Ａを駆動させるモータ駆動部７Ａと、モータ２０の駆動を制御する制御回路５Ａと、外部装置（図示せず）との間で通信を行うための通信回路６とを有している。なお、図１に示されている制御装置４Ａの構成要素は、全体の一部であり、制御装置４Ａは、図６に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。
　モータ駆動部７Ａは、制御回路５Ａから出力された駆動制御信号８Ａに基づいて、モータ２０Ａを構成する各相のコイルを駆動するための駆動信号（駆動電圧）ＶＡ＋，ＶＡ－，ＶＢ＋，ＶＢ－を生成し、モータ２０Ａの各相に供給する。
　制御回路５Ａは、例えば、ＭＣＵやＤＳＰ等のプログラム処理装置によって構成されている。なお、制御回路５Ａは、その全体が１つの集積回路装置としてパッケージ化されていてもよいし、他の装置と一緒に制御回路５Ａの全部又は一部がパッケージ化されて１つの集積回路装置が構成されていてもよい。
　制御回路５Ａは、通信回路６等を経由して外部装置（ユーザ）から設定される指令位置信号（出力軸２１Ａの目標位置を示す信号）と、後述する位置検出装置１Ａから出力されるモータ２０Ａの出力軸２１Ａの位置を示す信号４１１Ａ，４１２Ａとに基づいて駆動制御信号８Ａを生成し、生成された駆動制御信号８Ａをモータ駆動部７Ａに供給する。すなわち、制御回路５Ａは、目標位置と、出力軸２１Ａの位置の実測値との比較でフィードバックをかけながら、モータ２０Ａを駆動させるための駆動制御信号８Ａを生成してモータ駆動部７Ａに供給することにより、モータ２０Ａの回転制御を行う。
　また、制御回路５Ａは、周辺回路の電源電圧として利用可能な固定電圧を出力する機能を有している。制御回路５Ａは、例えば３．３Ｖの電源電圧が供給されて動作するとともに、入力された電源電圧を位置検出装置１Ａの電源電圧ＶＤＤとして、例えば、３．３Ｖの固定電圧を出力する。
　〈位置検出装置〉
　位置検出装置１Ａは、磁気検出素子としての複数のホール素子が、それぞれのホール素子の入力側において互いに直列に接続された構成を有している。位置検出装置１Ａは、ホール素子の検出信号に基づいてモータ２０Ａの出力軸２１Ａの絶対的な位置を検出可能なアブソリュート型のセンサである。
　図７は、位置検出装置１Ａの回路構成を示す図である。
　図７に示すように、位置検出装置１Ａは、磁気検出ユニット２と増幅回路３Ａとを有する。
　磁気検出ユニット２において、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２のうち、第２ホール素子Ｈ２は、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの位置検出に用いられる。一方、第１ホール素子Ｈ１は、出力軸２１Ａの位置検出に用いられず、第２ホール素子Ｈ２の特性を補償するためのダミー素子として設けられている。
　図８Ａ，図８Ｂは、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例を示す図である。
　図８Ａには、モータユニット１００Ａにおいて、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの軸線Ｑに垂直な方向から見たときの２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例が示されている。図８Ｂには、モータユニット１００Ａにおいて、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの軸線Ｑ方向から見た２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置例が示されている。
　図８Ａ，８Ｂに示すように、モータユニット１００Ａにおいて、モータ２０Ａはリニアステッピングモータの構成要素として、ステータユニット、ロータユニット、出力軸２１Ａ、ベアリング２６、カバー２７、およびケース２５等を有している。なお、図３Ａ，３Ｂには、モータ２０Ａを構成する一部の構成要素のみを図示している。
　モータ２０Ａにおいて、ステータユニットおよびロータユニットがケース２５内に収容されている。ステータユニットは、コイル３０およびステータヨーク３４を含んでいる。ロータユニットは、ロータマグネット２３とロータ部材２４を含んでいる。ロータ部材２４には、雌螺子部３５が埋め込まれている。また、雌螺子部３５の内側には、雄螺子部３６が螺合している。出力軸２１は、ケース２５を貫通した状態で配置されている。出力軸２１の一方の端部２１０側には、駆動対象としてのヘッド２９が固定されている。
　ケース２５内において、ロータ部材２４に形成された雌螺子部３５と雄螺子部３６とが噛み合うことにより、ロータ部材２４と出力軸２１とが連結されている。ロータユニットが回転すると、ロータ部材２４に埋め込まれた雌螺子部３５も回転する。雌螺子部３５が回転すると、雌螺子部３５に噛み合った雄螺子部３６がボールねじを利用した送り機構と同様の原理により、軸方向に移動し、その結果、出力軸２１がその軸線Ｐ方向に移動する。すなわち、モータ２０では、ロータユニットの回転運動が出力軸２１の直線運動に変換される。
　図８Ａに示すように、出力軸２１Ａの他方の端部２１１側には、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２が固定されている。これにより、出力軸２１Ａが軸線Ｑ方向に移動したとき、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２も軸線Ｑ方向に移動する。
　２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の近傍には、センサマグネット（磁石）２２Ａが設けられている。センサマグネット２２Ａは、例えば、矩形の板状の２極の永久磁石である。
　センサマグネット２２Ａは、出力軸２１Ａに対向する位置に固定されている。具体的に、センサマグネット２２Ａは、出力軸２１Ａの軸線Ｑに垂直な方向において、第２ホール素子Ｈ２と対向する位置に配置されている。例えば、図８Ａ，図８Ｂに示すように、センサマグネット２２Ａは、出力軸２１Ａの端部２１１側を保持するベアリング２６を収容するカバー２７上に、第２ホール素子Ｈ２と対向して配置されている。これにより、出力軸２１Ａが軸線Ｑ方向に移動したときに、第２ホール素子Ｈ２によるセンサマグネット２２Ａの磁束の検出量が変化する。
　なお、第２ホール素子Ｈ２およびセンサマグネット２２Ａは、モータ２０Ａの回転によって出力軸２１Ａが移動したときに、第２ホール素子Ｈ２がセンサマグネット２２Ａの磁束の変化を精度良く検出可能な位置に設けられていればよく、第２ホール素子Ｈ２およびセンサマグネット２２Ａの設置場所は、図８Ａ，８Ｂに示す例に限定されない。
　第２ホール素子Ｈ２は、センサマグネット２２Ａの磁束を検出し、出力信号として、磁束の変化に応じて電圧が変化するアナログ信号（以下、「ホール信号」とも称する。）を出力する。
　第１ホール素子Ｈ１は、上述したように、第２ホール素子Ｈ２の特性を補償するためのダミー素子である。第１ホール素子Ｈ１は、第２ホール素子Ｈ２の近傍に配置することが好ましい。すなわち、第１ホール素子Ｈ１は、第２ホール素子Ｈ２と同じ温度環境となる場所に配置することが好ましい。例えば、図８Ａ，８Ｂに示すように、例えば、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とは、出力軸２１Ａの外周面上において、出力軸２１Ａの外周方向の位相が９０度（９０度以下）ずれるように配置される。
　なお、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２と接続される増幅回路３Ａ等が形成された回路基板等は、図８Ａ，８Ｂに示されるモータ２０Ａのケース２５内に配置されてもよいし、ケース２５の外部に配置されていてもよい。
　（２）増幅回路
　図７に示すように、増幅回路３Ａは、第２ホール素子Ｈ２から出力されたホール信号をそれぞれ増幅して出力する機能部である。
　増幅回路３Ａは、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２をそれぞれ増幅する回路である。具体的に、増幅回路３Ａは、定電流源回路３２２と差動増幅回路３２１とを有する。
　定電流源回路３２２は、定電流を発生して、差動増幅回路３２１に供給する回路である。定電流源回路３２２は、例えば、Ｎ型のトランジスタＱ２３，Ｑ２４と抵抗Ｒ２５とを含む。
　例えば、Ｎ型のトランジスタＱ２３，Ｑ２４は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ２３とトランジスタＱ２４とはカレントミラー回路を構成している。
　定電流源回路３２２において、トランジスタＱ２３のベース電極とコレクタ電極とが共通に接続され、トランジスタＱ２３のエミッタ電極は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。
　抵抗Ｒ２５の一端は、トランジスタＱ２３のベース電極およびコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２５の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。トランジスタＱ２４のエミッタ電極は、グランド電圧ＧＮＤが供給される。トランジスタＱ２４のベース電極は抵抗Ｒ２５の一端にトランジスタＱ２３のベース電極およびコレクタ電極とともに接続され、トランジスタＱ２４のコレクタ電極は、後述する差動入力回路３２３を構成する抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２４とが互いに接続されるノードに接続される。
　上述した構成を有する定電流源回路３２２によれば、トランジスタＱ２３のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ２３としたとき、電流Ｉｎ＝（ＶＤＤ－ＶＢＥ２３）／Ｒ２５がトランジスタＱ２３から出力され、その電流Ｉｎをコピーした電流がトランジスタＱ２４から差動増幅回路３２１に供給される。
　差動増幅回路３２１は、第２ホール素子Ｈ２の第２正側出力端子ＯＰ２から出力されたホール信号４１１と、第２ホール素子Ｈ２の第２負側出力端子ＯＮ２から出力されたホール信号４１２との差を増幅して出力する回路である。
　差動増幅回路３２１は、差動入力回路３２３と、抵抗Ｒ２１～Ｒ２４とを含む。差動入力回路３２３は、例えば、Ｎ型（第２導電型）のトランジスタ対を含む。例えば、差動入力回路３２３は、互いに特性が等しくなるように構成されたトランジスタ対として、ＮＰＮ接合のバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ２２を有している。
　トランジスタＱ２１のベース電極は、第２ホール素子Ｈ２の第２負側出力端子ＯＮ２と接続され、トランジスタＱ２２のベース電極は、第２ホール素子Ｈ２の第２正側出力端子ＯＰ２と接続される。
　抵抗Ｒ２１の一端は、トランジスタＱ２１のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２１の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。抵抗Ｒ２３の一端は、トランジスタＱ２２のコレクタ電極に接続され、抵抗Ｒ２３の他端は、電源電圧ＶＤＤが供給される。抵抗Ｒ２２の一端は、トランジスタＱ２１のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ２４の一端は、トランジスタＱ２２のエミッタ電極に接続される。抵抗Ｒ２２の他端は、抵抗Ｒ２４の他端とトランジスタＱ２４のコレクタ電極と接続される。
　上述した構成を有する差動増幅回路３２１によれば、抵抗Ｒ２１の一端とトランジスタＱ２１のコレクタ電極とが接続されるノードＮｐ２から、ホール信号４１１とホール信号４１２との差を増幅した正極性の増幅信号４１１Ａが出力される。また、抵抗Ｒ２３の一端とトランジスタＱ２２のコレクタ電極とが接続されるノードＮｎ２から、ホール信号４１１とホール信号４１２との差を増幅した負極性の増幅信号４１２Ａが出力される。
　このように、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２は、増幅回路３Ａによって増幅され、増幅信号４１１Ａ，４１２Ａとして制御回路５Ａに入力される。
　制御回路５Ａは、入力された増幅信号４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの位置の実測値を算出する。上述したように、増幅信号４１１Ａ，４１２Ａ（ホール信号４１１，４１２）は、センサマグネット２２Ａと第２ホール素子Ｈ２との位置関係に応じて変化する磁束の大きさを電圧に変換した信号である。したがって、制御回路５Ａは、増幅信号４１１Ａ，４１２Ａの電圧の大きさから、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの絶対的な位置を算出することが可能となる。例えば、増幅信号４１１Ａ，４１２Ａの電圧値と出力軸２１Ａの位置情報との対応関係を表すテーブルや関係式等を制御回路５Ａ内の記憶部に予め記憶しておき、制御回路５Ａが、記憶部に記憶されたそのテーブルや関係式等と増幅信号４１１Ａ，４１２Ａとに基づいて、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの絶対的な位置を算出すればよい。
　〈モータ制御方法〉
　次に、実施の形態２に係るモータユニット１００Ａにおけるモータ２０Ａの制御方法について説明する。
　図９は、実施の形態２に係るモータユニット１００Ａにおけるモータ制御方法の流れを示すフロー図である。
　先ず、モータユニット１００Ａに電源電圧が供給されると、モータユニット１００Ａが起動する（ステップＳ１Ａ）。次に、モータ２０Ａの出力軸２１Ａに設けられた第２ホール素子Ｈ２がセンサマグネット２２Ａの磁束を検出し、検出した磁束に応じたホール信号４１１，４１２を生成する（ステップＳ２Ａ）。
　次に、位置検出装置１Ａの増幅回路３Ａが、第２ホール素子Ｈ２から出力されたホール信号４１１，４１２をそれぞれ増幅して、増幅信号４１１Ａ，４１２Ａを生成する（ステップＳ３Ａ）。
　次に、制御装置４Ａが、位置検出装置１Ａから出力された増幅信号４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０Ａを駆動するための駆動信号を生成するための処理を実行する（ステップＳ４Ａ）。
　具体的には、先ず、制御装置４Ａの制御回路５Ａが、第２ホール素子Ｈ２のホール信号を増幅した増幅信号４１１Ａ，４１２Ａを読み取る（ステップＳ４１Ａ）。例えば、制御回路５Ａが、制御回路５Ａの内部に設けられたアナログ／デジタル変換回路（図示せず）により、アナログ信号である増幅信号４１１Ａ，４１２Ａをデジタル信号に変換して、制御回路５Ａの内部に設けられた記憶部（図示せず）に記憶する。
　次に、制御回路５Ａが、読み取った増幅信号４１１Ａ，４１２Ａに基づいて、モータ２０Ａの出力軸２１Ａの位置の実測値を算出する（ステップＳ４２Ａ）。このとき、出力軸２１Ａに固定された第２ホール素子Ｈ２とセンサマグネット２２との位置関係に応じて電圧が変化する第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２（増幅信号４１１Ａ，４１２Ａ）を用いることにより、出力軸２１Ａの絶対的な位置を算出することが可能となる。
　次に、制御回路５Ａが、通信回路６等を経由して外部装置から設定された目標位置と、ステップＳ４２Ａで算出したモータ２０Ａの出力軸２１Ａの位置の実測値とを比較する（ステップＳ４３Ａ）。ステップＳ４３Ａにおいて、目標位置と実測した位置とにずれがある場合には、制御回路５Ａは、そのずれ幅が小さくなるような駆動制御信号８Ａを生成する（ステップＳ４４Ａ）。
　次に、モータ駆動部７Ａは、ステップＳ４４Ａにおいて生成された駆動制御信号８Ａに基づいて駆動信号（駆動電圧）ＶＡ＋，ＶＡ－，ＶＢ＋，ＶＢ－を生成し、モータ２０Ａの各相に供給することにより、モータ２０Ａを回転させて出力軸２１Ａを移動させる（ステップＳ５Ａ）。これにより、モータ２０Ａは、出力軸２１Ａが目標位置に到達するように制御される。
　〈位置検出装置の効果〉
　図１０は、実施の形態２に係る位置検出装置における増幅回路３Ａの入力信号および出力信号のシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーションでは、電源電圧ＶＤＤ＝３．３Ｖ、グランド電圧ＧＮＤ＝０Ｖとしている。
　図１０において、横軸は、センサマグネット（磁石）２２Ａの図８Ａにおけるｘ方向の位置を表し、縦軸は電圧〔Ｖ〕を表している。また、図１０には、モータ２０Ａの出力軸２１Ａがセンサマグネット２２ＡのＳ極側からＮ極側に移動したときの、増幅回路３Ａの入力信号としての第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２と、増幅回路３Ａの出力信号としての増幅信号４１１Ａ，４１２Ａとが示されている。
　実施の形態２に係る位置検出装置１Ａでは、上述したように、磁気検出ユニット２において第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが、それぞれの入力側において、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間で互いに直列に接続されている。
　そのため、第２ホール素子Ｈ２のホール信号の基準電圧は、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比に基づいて、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間の電圧を分圧した電圧となる。すなわち、第２ホール素子Ｈ２の各内部抵抗ｒ１～ｒ４が平衡状態にあるとき、第１ホール素子Ｈ１のホール信号の基準電圧は”ＶＤＤ×３／４”となり、ホール素子Ｈ２の基準電圧は、”ＶＤＤ×１／４”となる。
　例えば、図１０に示すように、電源電圧ＶＤＤ＝３．３Ｖ、グランド電圧ＧＮＤ＝０Ｖとしたとき、第２ホール素子Ｈ２の基準電圧は０．８２５Ｖ（＝３．３×１／４）となり、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２は、０．８２５Ｖを中心に最大約±０．２４Ｖ変化する波形となる。
　一方、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２が入力される増幅回路３Ａは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ２１，Ｑ２２から成る差動入力回路３２３を有しているので、適切な電圧範囲の信号が入力されないと、適切な増幅動作を行わない。例えば、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を適切に動作させるためには、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のＰＮ接合部の飽和電圧をＶＢＥ２０（≒０．６Ｖ）としたとき、”ＶＢＥ２０（≒０．６Ｖ）”以上の電圧をトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極に入力する必要がある。その一方で、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極に電源電圧ＶＤＤ付近の大きな電圧を入力した場合、増幅回路３Ａの出力電圧は飽和してしまう。
　このようにホール素子からの出力信号を増幅する増幅回路３Ａには入力電圧範囲に制限があるが、実施の形態２に係る位置検出装置１Ａでは、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された構成を採用しているので、増幅回路３Ａに適切な電圧範囲の信号を入力することが可能となる。
　例えば、増幅回路３Ａの差動入力回路３２３を構成するトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極には、上述したように、０．８２５Ｖ（ＶＤＤ×１／４）を中心に最大約±０．２４Ｖ変化するホール信号４１１，４１２が入力される。これにより、増幅回路３Ａは適切な増幅動作を行うことができる。例えば、図１０に示すように、電源電圧ＶＤＤ（３．３Ｖ）とグランド電圧（０Ｖ）との間で、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２をリニアに増幅させた増幅信号４１１Ａ，４１２Ａを生成することができる。
　また、このように、増幅回路３Ａの差動入力回路３２３のトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース電極には、トランジスタが開放される範囲内で極力小さく抑えた電圧が印加されるので、差動入力回路３２３に適切な大きさの電流を流すことができる。これにより、増幅回路３Ａの消費電力を抑えることが可能となる。
　また、磁気検出に用いる第２ホール素子Ｈ２を単独で用いるのではなく、ダミーのホール素子Ｈ１を直列に接続することにより、温度の変化による、第２ホール素子Ｈ２のホール信号４１１，４１２の電圧変動を抑えることが可能となる。すなわち、直列に接続された２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の各内部抵抗ｒ１～ｒ４の絶対値（抵抗値）は温度に対して変化するが、その変化の傾向は各内部抵抗ｒ１～ｒ４間で同様であるため、第１ホール素子Ｈ１および第２ホール素子Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比は変化しない。したがって、電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間の電圧を第１ホール素子Ｈ１および第２ホール素子Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４の抵抗比に基づいて分圧して生成されるホール信号４１１，４１２は、温度に対して変動し難くなる。これにより、温度に対する安定性の高いホール信号を生成することが可能となる。
　また、第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２とが直列に接続された構成を採用することにより、個々のホール素子Ｈ１，Ｈ２に印加される入力電圧および入力電流を小さくすることができる。
　例えば、制御回路５Ａを構成しているＭＰＵ等の動作電源（例えば３．３Ｖ）と同じ電源を磁気検出ユニット２に供給する場合、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２には、ＭＰＵ等の動作電源の半分の電圧が印加される。そのため、仕様によって３．３Ｖの入力電圧を印加することができないホール素子であっても、位置検出装置１Ａのホール素子Ｈ１，Ｈ２として採用することが可能となる。また、第１ホール素子Ｈ１の内部抵抗ｒ１～ｒ４から成るブリッジ回路と第２ホール素子Ｈ２の内部抵抗ｒ１～ｒ４から成るブリッジ回路とが電源電圧ＶＤＤとグランド電圧ＧＮＤとの間に直列に接続されるので、各ホール素子Ｈ１，Ｈ２の入力電流を小さくすることが可能となる。
　なお、入力電流を更に制限したい場合には、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の入力側に直列に別途抵抗を接続してもよい。
　また、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２を直列に接続して各ホール素子Ｈ１，Ｈ２に印加される電圧を電源－グランド間の電圧よりも下げることにより、上述したように、位置検出装置１Ａ以外の回路の動作電源を磁気検出ユニット２の電源として利用することが可能となる。これにより、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２を駆動するためだけに、別途、電源回路を設ける必要がないので、回路規模の増大を抑えることが可能となる。
　また、実施の形態２に係る位置検出装置１Ａによれば、市販されている高精度なオペアンプＩＣを用いる必要がないので、コストを抑えることが可能となる。例えば、増幅回路３Ａを構成する回路素子としてディスクリート部品を採用することにより、位置検出装置１Ａのコストを抑えることができる。ただし、差動入力段を構成するトランジスタ等、特性の高いペア性が要求される回路素子については、適切な電子部品、たとえば同じ性能を有する複数のトランジスタが一つのパッケージに収められたＩＣ等を用いる方が好ましい。
　以上説明したように、実施の形態２に係る位置検出装置１Ａによれば、ホール素子を採用した場合の種々の課題を解決し、安価で高精度な新たな磁気式のアブソリュート型の位置検出用センサを提供することが可能となる。
　≪実施の形態の拡張≫
　以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
　例えば、実施の形態１に係るモータユニット１００において、センサマグネット２２および２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の設置場所は、図３Ａ，図３Ｂに示した位置に限定されない。すなわち、センサマグネット２２は、モータ２０のロータの回転によってセンサマグネット２２の磁束が変化する場所に設置されていればよく、また、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２は、そのセンサマグネット２２の磁束の変化を検知できる場所に設置されていればよい。
　また、実施の形態１において、モータ２０が２相ステッピングモータである場合を例示したが、例えば、３相または５相のステッピングモータであってもよいし、他の種類のモータ（例えば、ブラシレスモータ等）であってもよい。
　実施の形態２では、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２のうち第２ホール素子Ｈ２によってセンサマグネット２２の磁束を検出する場合を例示したが、これに限られず、第１ホール素子Ｈ１によってセンサマグネット２２Ａの磁束を検出してもよい。
　例えば、図８Ａ，８Ｂにおいて、出力軸２１Ａ上の第１ホール素子Ｈ１と第２ホール素子Ｈ２の位置を入れ替えるとともに、図１１に示すように、第１ホール素子Ｈ１の第１正側出力端子ＯＰ１から出力されるホール信号と第１ホール素子Ｈ１の第１負側出力端子ＯＮ１から出力されるホール信号を増幅する増幅回路３Ｂを設ける。この場合、図１１に示すように、増幅回路３Ｂは、上述した増幅回路３Ａとは逆の極性のトランジスタ、すなわちＰ型のトランジスタを用いて構成することが好ましい。
　例えば、増幅回路３Ｂにおいて、第１ホール素子Ｈ１から出力される極性の異なるホール信号４０１，４０２を受ける差動増幅回路３１１の差動入力回路３１３は、Ｐ型のトランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２によって構成することが好ましい。同様に、定電流源回路３１２は、Ｐ型のトランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４を用いて構成することが好ましい。
　また、上記実施の形態では、増幅回路３１,３２,３Ａ,３Ｂを構成するトランジスタとして、バイポーラトランジスタを採用する場合を例示したが、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ等の他の種類のトランジスタを採用することも可能である。
　また、上記実施の形態において、増幅回路３１,３２,３Ａ,３Ｂは、上述した回路構成に限定されない。増幅回路３１,３２,３Ａ,３Ｂは、直列に接続された複数のホール素子から出力された信号をリニアに増幅することができる回路構成であればよい。
　また、上記実施の形態では、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２が直列に接続される場合を例示したが、必要に応じて３つ以上のホール素子を直列に接続してもよい。
　また、実施の形態２に係るモータユニット１００Ａにおいて、センサマグネット２２Ａおよび２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２の設置場所は、図８Ａ，図８Ｂに示した位置に限定されない。すなわち、第２ホール素子Ｈ２およびセンサマグネット２２Ａの一方が、出力軸２１Ａに固定され、第２ホール素子Ｈ２およびセンサマグネット２２Ａの他方が、出力軸２１Ａの移動に応じて移動しない位置に固定されていればよい。例えば、図８Ａ，８Ｂにおいて、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２とセンサマグネット２２Ａとを入れ替えて配置してもよい。すなわち、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２をカバー２７上に配置し、センサマグネット２２Ａを出力軸２１Ａの端部２１１側に固定してもよい。
　また、実施の形態２において、モータ２０Ａが２相リニアステッピングモータである場合を例示したが、直動型モータであれば種々のモータに適用することができる。例えば、モータ２０Ａは、３相または５相のリニアステッピングモータであってもよいし、他の種類のモータ（例えば、ブラシレスモータ等）であってもよい。
　また、実施の形態２では、位置検出装置１Ａをリニアステッピングモータの出力軸の絶対的な位置を検出するためにモータユニットに適用する場合を例示したが、適用するアプリケーションはモータに限られない。例えば、位置検出装置１Ａは、軸が直動方向に移動する種々のアプリケーションに適用することが可能である。
　また、上述のフローチャートは、動作を説明するための一例を示すものであって、これに限定されない。すなわち、フローチャートの各図に示したステップは一例であって、このフローに限定されるものではない。例えば、一部の処理の順番が変更されてもよいし、各処理間に他の処理が挿入されてもよいし、一部の処理が並列に行われてもよい。
　１…角度検出装置、１Ａ,１Ｂ…位置検出装置、２…磁気検出ユニット、３…増幅部、３Ａ,３Ｂ…増幅回路、４,４Ａ…制御装置、５,５Ａ…制御回路、６…通信回路、７,７Ａ…モータ駆動部、８,８Ａ…駆動制御信号、１０,１０Ａ…モータ制御装置、２０,２０Ａ…モータ、２１,２１Ａ…出力軸、２２,２２Ａ…センサマグネット（磁石）、３１…第１増幅回路、３２…第２増幅回路、１００,１００Ａ…モータユニット、３１１，３２１…差動増幅回路、３１２，３２２…定電流源回路、３１３，３２３…差動入力回路、４０１，４０２，４１１，４１２…ホール信号、４０１Ａ，４０２Ａ，４１１Ａ，４１２Ａ…増幅信号、ＧＮＤ…グランド電圧、Ｈ１…第１ホール素子、Ｈ２…第２ホール素子、ＩＮ１…第１負側入力端子、ＩＮ２…第２負側入力端子、ＩＰ１…第１正側入力端子、ＩＰ２…第２正側入力端子、ＯＮ１…第１負側出力端子、ＯＮ２…第２負側出力端子、ＯＰ１…第１正側出力端子、ＯＰ２…第２正側出力端子、Ｐ…軸線、Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４…トランジスタ、Ｒ…回転方向、ｒ１～ｒ４…内部抵抗、Ｒ１１～Ｒ１５，Ｒ２１～Ｒ２５…抵抗、ＶＤＤ…電源電圧。

Claims (14)

  1. 　複数のホール素子を備え、
    　前記複数のホール素子は、夫々の前記ホール素子の入力側において、互いに直列に接続されている
    　磁気検出ユニット。
  2. 　請求項１に記載の磁気検出ユニットにおいて、
    　前記複数のホール素子は、
    　第１正側入力端子および第１負側入力端子と第１正側出力端子および第１負側出力端子とを有する第１ホール素子と、第２正側入力端子および第２負側入力端子と第２正側出力端子および第２負側出力端子とを有する第２ホール素子と、を含み、
    　前記第１ホール素子の前記第１正側入力端子に電源電圧が印加され、
    　前記第１ホール素子の前記第１負側入力端子と前記第２ホール素子の前記第２正側入力端子とが接続され、
    　前記第２ホール素子の前記第２負側入力端子にグランド電圧が印加されている
    　ことを特徴とする磁気検出ユニット。
  3. 　請求項２に記載の磁気検出ユニットと、
    　前記ホール素子毎に設けられ、対応する前記ホール素子の出力信号を増幅する複数の増幅回路と、を備える
    　ことを特徴とする角度検出装置。
  4. 　請求項３に記載の角度検出装置において、
    　前記複数の増幅回路は、前記第１ホール素子における前記第１正側出力端子の電圧と前記第１負側出力端子の電圧との差を増幅する第１増幅回路と、前記第２ホール素子における前記第２正側出力端子の電圧と前記第２負側出力端子の電圧との差を増幅する第２増幅回路と、を含み、
    　前記第１増幅回路は、Ｐ型のトランジスタ対を含む差動入力回路を有し、
    　前記第２増幅回路は、Ｎ型のトランジスタ対を含む差動入力回路を有する
    　ことを特徴とする角度検出装置。
  5. 　請求項３または４に記載の角度検出装置と、
    　前記複数の増幅回路によってそれぞれ増幅された信号に基づいて、モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する制御装置と、
    　を含むモータ制御装置。
  6. 　請求項５に記載のモータ制御装置と、
    　前記制御装置によって生成された前記駆動制御信号に基づいて制御される前記モータと、
    　前記モータの出力軸に設けられた磁石と、を備え、
    　前記複数のホール素子は、前記磁石が回転する方向に沿って互いに離間して配置されている
    　ことを特徴とするモータユニット。
  7. 　請求項６に記載のモータユニットにおいて、
    　前記ホール素子を２つ有し、当該２つの前記ホール素子は、互いに位相が９０度ずれるように配置されている
    　ことを特徴とするモータユニット。
  8. 　請求項２に記載の磁気検出ユニットと、
    　前記複数のホール素子のうち一つのホール素子の出力信号を増幅する増幅回路と、を備える
    　ことを特徴とする位置検出装置。
  9. 　請求項８に記載の位置検出装置において、
    　前記増幅回路は、前記第２ホール素子における前記第２正側出力端子の電圧と前記第２負側出力端子の電圧との差を増幅し、
    　前記増幅回路は、Ｎ型のトランジスタ対を含む差動入力回路を有する
    　ことを特徴とする位置検出装置。
  10. 　請求項８または９に記載の位置検出装置と、
    　前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて、モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する制御装置と、
    　を含むモータ制御装置。
  11. 　請求項１０に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータと、
    　磁石と、を備え、
    　前記モータは、出力軸を有し、前記駆動制御信号に基づいて前記出力軸の軸線方向への移動が制御される直動型モータであって、
    　前記一つのホール素子および前記磁石の一方が、前記出力軸に固定され、前記一つのホール素子および前記磁石の他方が、前記出力軸に対向する位置に固定されている
    　ことを特徴とするモータユニット。
  12. 　請求項１１に記載のモータユニットにおいて、
    　前記一つのホール素子は、前記出力軸に固定され、
    　前記磁石は、前記出力軸に対向する位置に固定されている
    　ことを特徴とするモータユニット。
  13. 　モータのロータの回転に応じて回転する磁石の磁束を検出するため複数のホール素子と、前記ホール素子毎に設けられた複数の増幅回路と、モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する制御装置とを備え、前記複数のホール素子がそれぞれの入力側において互いに直列に接続されているモータ制御装置を用いたモータ制御方法であって、
    　前記ホール素子が、検出した磁束に応じた信号を生成するステップと、
    　前記複数の増幅回路が、対応する前記ホール素子によって生成された信号をそれぞれ増幅するステップと、
    　前記制御装置が、夫々の前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて前記ロータの回転角度を算出し、算出した回転角度に基づいて前記駆動制御信号を生成して前記モータに供給するステップと、を含む
    　ことを特徴とするモータ制御方法。
  14. 　入力側において互いに直列に接続された複数のホール素子を有する磁気検出ユニットと、増幅回路と、磁石と、出力軸がその軸線方向に移動可能な直動型モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する制御装置とを有し、前記複数のホール素子および前記磁石の一方が、前記出力軸の移動に応じて移動する位置に設けられ、前記複数のホール素子および前記磁石の他方が前記出力軸に対向する位置に設けられたモータ制御装置を用いたモータ制御方法であって、
    　前記複数のホール素子のうちの一つのホール素子が、検出した磁束に基づいて信号を生成するステップと、
    　前記増幅回路が、前記一つのホール素子によって生成された信号を増幅するステップと、
    　前記制御装置が、前記増幅回路によって増幅された信号に基づいて前記出力軸の位置を算出し、算出した位置に基づいて前記駆動制御信号を生成して前記直動型モータに供給するステップと、を含む
    　ことを特徴とするモータ制御方法。
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