WO2019229885A1 - 永久磁石式同期モータおよび換気送風機 - Google Patents

永久磁石式同期モータおよび換気送風機 Download PDF

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和彦 堀田
亮太 黒澤
卓也 佐伯
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    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to a permanent magnet type synchronous motor and a ventilation fan provided with the same.
  • Ventilation fans or blowers often use induction motors that are directly connected to an AC power source.
  • a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet in a rotor has been used for a wide range of variable speed control, power consumption saving, or low noise driving.
  • Width Modulation A drive system driven by an inverter is adopted.
  • a permanent magnet type synchronous motor employing this driving method is referred to as a PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor.
  • a PWM IC-driven permanent magnet synchronous motor is provided with a Hall IC (Integrated Circuit) that is simple and inexpensive as a position sensor that detects the rotational position of the rotor.
  • the Hall IC detects the magnetic pole position of the rotor of the permanent magnet type synchronous motor, and the PWM inverter applies an AC voltage to the stator winding of the permanent magnet type synchronous motor based on the detected magnetic pole position information.
  • the rotor is driven.
  • Patent Document 1 adopting the sensorless method, since all three-phase motor current values must be detected, there is a problem that the current detection resistor and the circuit portion attached thereto are complicated. there were.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a permanent magnet type synchronous motor capable of detecting a motor current value with a simple hardware configuration.
  • the present invention includes an inverter main circuit that converts DC power into three-phase AC power by switching a plurality of switching elements, and a stator and a rotor.
  • the present invention provides a magnetic pole position detection unit that obtains an estimated value from the excitation current value, torque current value, and applied voltage information and outputs the estimated value to the current detection unit, and the torque current value approaches the torque current command value.
  • a voltage calculator that calculates the applied voltage information using the excitation current value and torque current value and the angular velocity obtained from the estimated value, and an inverter controller that controls the inverter main circuit based on the applied voltage information and the estimated value And.
  • the permanent magnet type synchronous motor according to the present invention has an effect that the motor current value can be detected with a simple hardware configuration.
  • 1 is a block diagram showing a configuration of a microcomputer according to first to third embodiments.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a permanent magnet type synchronous motor 100 according to a first embodiment of the present invention.
  • the permanent magnet type synchronous motor 100 is a PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor.
  • the permanent magnet type synchronous motor 100 includes a rectifying and smoothing circuit 2 connected to the AC power source 1, an inverter main circuit 3 driven by PWM, a permanent magnet type motor main body 20, and a motor torque control unit 51.
  • the motor body 20 includes a stator 21 and a permanent magnet type rotor (not shown).
  • the rectifying / smoothing circuit 2 includes a rectifying circuit 2d and a smoothing capacitor 2c, and supplies DC power obtained by converting AC power supplied from the AC power supply 1 to the inverter main circuit 3.
  • the inverter main circuit 3 includes transistors 31 to 33 that are upper arm switching elements and transistors 34 to 36 that are lower arm switching elements.
  • the DC power supplied from the rectifying / smoothing circuit 2 is converted into three-phase AC power having a variable voltage and a variable frequency by switching the transistors 31 to 36 in the inverter main circuit 3.
  • the motor main body 20 is driven by supplying three-phase AC power output from the inverter main circuit 3 to the motor main body 20. That is, a three-phase alternating current is supplied to the stator 21 to control the rotation of the rotor.
  • bipolar transistors are used as the transistors 31 to 36.
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors
  • the motor torque control unit 51 detects the DC bus voltage Vdc input to the inverter main circuit 3, and detects the motor current value Iu and the motor current value Iv to detect the excitation current value Id and the torque current value Iq. It converted to a current detection unit 5, a voltage calculating portion 8 calculates and outputs the d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq *, the magnetic pole position to determine the estimated value theta ⁇ of the magnetic pole position of the rotor a detection unit 9, a speed calculating section 10 for calculating the angular velocity ⁇ r from the estimated value ⁇ of the magnetic pole position detection unit 9 is determined, the command value of three-phase voltages Vu *, Vv *, and calculates and outputs Vw * three Phase voltage calculation unit 11, PWM modulation circuit 12 that generates and outputs a PWM modulation signal based on command values Vu * , Vv * , Vw * , and a drive circuit that drives transistors 31 to 36 based on the
  • the current detector 5 detects motor current values Iu and Iv flowing in the windings corresponding to the two phases of the stator 21. Specifically, the voltage value generated by the current flowing through the shunt resistors 341 and 351 which are current detection resistors connected to the emitter sides of the transistors 34 and 35 of the lower arm of the inverter main circuit 3 is detected, and this is detected. The motor current value Iu and the motor current value Iv are detected by converting into current values. The current detection unit 5 converts the detected motor current value Iu and motor current value Iv into an excitation current value Id and a torque current value Iq as follows.
  • the motor current value detected by the current detection unit 5 may be a motor current value of two phases out of the three-phase motor current values, and is therefore the motor current value Iu, Iw or the motor current value Iv, Iw. The following discussion is valid as well.
  • the d-axis current value is the excitation current value Id when the axial direction of the magnet in the rotor coordinates of the rotor at the magnetic pole position ⁇ is the d-axis and the axial direction that is 90 ° away from the d-axis is the q-axis.
  • the q-axis current value is the torque current value Iq.
  • the torque current value Iq is a current value proportional to the torque generated in the motor.
  • motor current values Iu, Iv, and Iw have the following relationship (2).
  • the excitation current value Id and the torque current value Iq can be expressed only by the motor current value Iu and the motor current value Iv that are two-phase current values. Therefore, when the estimated value theta ⁇ pole position magnetic pole position detection unit 9 is determined in the magnetic pole position theta equation (4), a current detector 5, the motor current values Iu and the motor current value Iv of the exciting current value Id And the torque current value Iq.
  • control is performed assuming a voltage equation on the dq axes fixed to the rotor coordinates.
  • the value Id and the torque current value Iq can be calculated using only the motor current values Iu and Iv. Therefore, it is not necessary to detect all three-phase motor current values, and information necessary for control can be obtained from only any two-phase motor current values. Further, since the excitation current value Id and the torque current value Iq are calculated from the motor current values Iu and Iv flowing in the windings of the respective phases of the stator 21 without using the direct current flowing in the inverter main circuit 3, etc., current detection The unit 5 can accurately detect the exciting current value Id and the torque current value Iq.
  • the voltage calculation unit 8 includes a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis such that the torque current value Iq output from the current detection unit 5 approaches the torque current command value Iq * given from the outside of the permanent magnet synchronous motor 100.
  • the voltage command value Vq * is obtained by calculation. Specifically, the voltage calculation unit 8 calculates d from the DC bus voltage Vdc, the excitation current value Id and the torque current value Iq, the angular velocity ⁇ r, and the difference value between the torque current command value Iq * and the torque current value Iq.
  • the shaft voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are calculated and output as applied voltage information.
  • the magnetic pole position detection unit 9 can use the excitation current value Id and the torque current value Iq obtained by the current detection unit 5 as motor current information necessary for sensorless control without using the rotor magnetic pole position detection sensor. That is, the magnetic pole position detection unit 9 includes the excitation current value Id and the torque current value Iq, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * that are applied voltage information obtained by the voltage calculation unit 8, and the motor using a constant, it is possible to obtain the ⁇ estimate ⁇ of the magnetic pole position of the rotor.
  • the estimated values ⁇ 1 to 4 obtained by the magnetic pole position detector 9 are output to the current detector 5 and are used as the magnetic pole positions ⁇ in Equation (4) to obtain the excitation current value Id and the torque current value Iq as described above.
  • the three-phase voltage calculation unit 11 includes the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , which are applied voltage information obtained by the voltage calculation unit 8, and the estimated values ⁇ 1 to 4 obtained by the magnetic pole position detection unit 9.
  • the three-phase voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * are calculated and output.
  • the three-phase voltage calculation unit 11 and the PWM modulation circuit 12 constitute an inverter control unit that controls the inverter main circuit 3. By controlling the inverter main circuit 3, command values Vu * , Vv * , Vw * are supplied to the motor body 20 . A three-phase voltage based on the above is applied.
  • the detection is performed only by detecting the motor current value for two phases in the current detection unit 5 that detects the motor current value necessary for realizing the sensorless control. . Therefore, it is possible to reduce the number of components such as the current detection resistor and the accompanying amplifier. That is, the motor current value can be detected with a simple hardware configuration, and the cost can be reduced.
  • the permanent magnet type synchronous motor 100 it is possible to detect the instantaneous value of the motor torque by performing the coordinate conversion from the motor current values Iu and Iv to obtain the torque current value Iq. It becomes. Therefore, a process of smoothing and averaging the pulsed DC bus current flowing in the inverter circuit with a filter in order to obtain the motor torque becomes unnecessary. That is, since the instantaneous value of the motor torque can be detected, it is possible to avoid the occurrence of a calculation error at the stage of averaging processing and the like, so that the accuracy of detecting the motor torque can be greatly improved.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the ventilation blower 200 according to the first embodiment.
  • the ventilation blower 200 includes an AC power supply 1, a permanent magnet type synchronous motor 100, blades 60 connected to a rotor, and a casing 61.
  • the motor current can be controlled by directly detecting the motor current flowing in the motor winding to obtain the torque current value Iq which is a current component proportional to the torque. Therefore, in the ventilation blower 200, the effect that the control of the air volume derived from the relationship between the rotational speed of the rotor and the torque can be accurately performed without time delay is obtained.
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the permanent magnet type synchronous motor 100 according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor torque control unit 51 in FIG. 1 is replaced with a motor torque control unit 52.
  • a torque current command generation unit 15 is added to the motor torque control unit 51.
  • a motor torque command T * is input to the motor torque control unit 52.
  • the torque current command generator 15 outputs a value obtained by dividing the torque command T * by the torque coefficient kt as the torque current command value Iq * .
  • the permanent magnet synchronous motor 100 is controlled using the torque current command value Iq * output from the torque current command generator 15 as in the first embodiment.
  • the permanent magnet synchronous motor 100 according to the second embodiment can be controlled by the torque command T * .
  • FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the permanent magnet type synchronous motor 100 according to the third embodiment of the present invention.
  • the motor torque control unit 51 in FIG. 1 is replaced with a motor torque control unit 53.
  • a torque current command generation unit 16 is added to the motor torque control unit 51.
  • the motor torque control unit 53 receives the command Q * of the operating air volume that is the target air volume. Is done.
  • the torque current command generation unit 16 holds in advance the relationship between the torque current command value Iq * at the given operating air volume and the motor rotation speed.
  • the rotational speed of the motor is proportional to the angular velocity ⁇ r. Therefore, the torque current command generation unit 16 can calculate the torque current command value Iq * from the operation air volume command Q * and the angular velocity ⁇ r obtained by the speed calculation unit 10.
  • the permanent magnet synchronous motor 100 is controlled using the torque current command value Iq * output from the torque current command generator 16 as in the first embodiment.
  • the permanent magnet synchronous motor 100 according to the third embodiment can be controlled by the command Q * of the operating air volume. And since the air volume is controlled to be constant using the characteristics of the torque and the rotational speed, the effect of improving the air volume accuracy can be obtained.
  • the permanent magnet synchronous motor 100 includes the rectifying / smoothing circuit 2, the rectifying circuit 2d or the entire rectifying / smoothing circuit 2 may be omitted.
  • the permanent magnet synchronous motor 100 may be configured to be directly supplied with DC power from a DC power source.
  • the ventilation fan 200 of FIG. 2 may be configured using the permanent magnet type synchronous motor 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the microcomputer 40 according to the first to third embodiments.
  • the microcomputer 40 includes a CPU (Central Processing Unit) 41 that performs calculation and control, a RAM (Random Access Memory) 42 that the CPU 41 uses as a work area, a ROM (Read Only Memory) 43 that stores programs and data, It includes an I / O (Input / Output) 44 that is hardware for exchanging signals with the outside, and a peripheral device 45 including an oscillator that generates a clock.
  • Functions other than the function of detecting the motor current of the current detection unit 5 and the function of the voltage detection unit 6 from the motor torque control units 51 to 53 according to the first to third embodiments can be realized by the microcomputer 40.
  • Control executed by the microcomputer 40 is realized by the CPU 41 executing a program that is software stored in the ROM 43.
  • the ROM 43 may be a non-volatile memory such as a rewritable flash memory.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

永久磁石式同期モータ（１００）は、複数のトランジスタ（３１～３６）がスイッチングされることにより直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ主回路（３）と、固定子（２１）および回転子からなり、三相の交流電力により駆動されるモータ本体（２０）と、固定子（２１）を流れる二相のモータ電流値および回転子の磁極位置の推定値から励磁電流値およびトルク電流値を求める電流検出部（５）と、励磁電流値およびトルク電流値と、印加電圧情報とから推定値を求めて電流検出部（５）に出力する磁極位置検出部（９）と、トルク電流値がトルク電流指令値に近づくように、励磁電流値およびトルク電流値と、推定値から求めた角速度とを用いて印加電圧情報を演算して求める電圧演算部（８）と、印加電圧情報および推定値に基づいてインバータ主回路（３）を制御するインバータ制御部と、を備える。

Description

永久磁石式同期モータおよび換気送風機
　本発明は、永久磁石式同期モータおよびこれを備えた換気送風機に関する。
　換気扇または送風機においては、交流電源に直接接続される誘導モータが使用される場合が多い。近年、広範囲の可変速制御、電力消費量の節約、または低騒音駆動を目的として、回転子に永久磁石を有する永久磁石式同期モータが使用されてきており、永久磁石式同期モータをＰＷＭ(Pulse　Width　Modulation)インバータによって駆動する駆動方式が採用されている。この駆動方式を採用した永久磁石式同期モータを、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータと称している。
　ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの内部には、一般に、回転子の回転位置を検出する位置センサとして構成が簡単で安価なホールＩＣ（Integrated　Circuit）が配置されている。このホールＩＣによって、永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出し、検出された磁極位置の情報に基づいてＰＷＭインバータが永久磁石式同期モータの固定子の巻線に交流電圧を印加することにより回転子を駆動している。
　しかしながら近年では、ホールＩＣを用いた位置検知回路を用いずに、モータの回転起電力または電流の情報から回転子の位置を推定するセンサレス方式が増えてきている。センサレス方式を用いることにより、ホールＩＣのコストを節約できるとともに、ホールＩＣを回転子に近い位置に配置しなくてはならないという構造上の制約から開放されることによりモータおよび制御回路の設計自由度があがるという利点がある。センサレス方式を採用した換気装置として、特許文献１に開示されたものが知られている。
特許第６２２５３２６号公報
　しかしながら、センサレス方式を採用した特許文献１の技術によれば、三相のモータ電流値をすべて検出しなくてはならないので、電流検出用の抵抗およびそれに付帯する回路部分が複雑になるという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易なハードウェア構成でモータ電流値の検出が可能な永久磁石式同期モータを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数のスイッチング素子がスイッチングされることにより直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ主回路と、固定子および回転子からなり、三相の交流電力により駆動されるモータ本体と、固定子を流れる二相のモータ電流値および回転子の磁極位置の推定値から励磁電流値およびトルク電流値を求める電流検出部と、を備えることを特徴とする。さらに、本発明は、励磁電流値およびトルク電流値と、印加電圧情報とから推定値を求めて電流検出部に出力する磁極位置検出部と、トルク電流値がトルク電流指令値に近づくように、励磁電流値およびトルク電流値と、推定値から求めた角速度とを用いて印加電圧情報を演算して求める電圧演算部と、印加電圧情報および推定値に基づいてインバータ主回路を制御するインバータ制御部と、を備えることを特徴とする。
　本発明にかかる永久磁石式同期モータは、簡易なハードウェア構成でモータ電流値の検出ができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態１にかかる永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図 実施の形態１にかかる換気送風機の構成を示す図 本発明の実施の形態２にかかる永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３にかかる永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図 実施の形態１から３にかかるマイクロコンピュータの構成を示すブロック図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる永久磁石式同期モータおよび換気送風機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる永久磁石式同期モータ１００の構成を示すブロック図である。永久磁石式同期モータ１００は、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータである。
　永久磁石式同期モータ１００は、交流電源１に接続された整流平滑回路２と、ＰＷＭ駆動されるインバータ主回路３と、永久磁石式のモータ本体２０と、モータトルク制御部５１と、を備える。モータ本体２０は、固定子２１と、図示していない永久磁石式の回転子とから構成される。
　整流平滑回路２は、整流回路２ｄおよび平滑コンデンサ２ｃにより構成され、交流電源１から供給された交流電力を変換した直流電力をインバータ主回路３に供給する。インバータ主回路３は、上アームのスイッチング素子であるトランジスタ３１～３３および下アームのスイッチング素子であるトランジスタ３４～３６により構成される。整流平滑回路２から供給された直流電力は、インバータ主回路３においてトランジスタ３１～３６がスイッチングされることにより可変電圧かつ可変周波数の三相の交流電力に変換される。インバータ主回路３が出力する三相の交流電力がモータ本体２０に供給されることにより、モータ本体２０は駆動される。すなわち、三相の交流電流が固定子２１に供給されて、回転子の回転が制御される。なお、図１では、トランジスタ３１～３６としてバイポーラトランジスタを用いて示してあるが、スイッチング素子であれば素子は限定されないので、ＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor)を用いてもかまわない。
　モータトルク制御部５１は、インバータ主回路３に入力される直流母線電圧Ｖｄｃを検知する電圧検知部６と、モータ電流値Ｉｕおよびモータ電流値Ｉｖを検出して励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑに変換する電流検出部５と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算して出力する電圧演算部８と、回転子の磁極位置の推定値θ～を求める磁極位置検出部９と、磁極位置検出部９が求めた推定値θ～から角速度ωrを計算する速度演算部１０と、三相電圧の指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算して出力する三相電圧演算部１１と、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいたＰＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ変調回路１２と、ＰＷＭ変調信号に基づいてトランジスタ３１～３６を駆動する駆動回路１３とを備える。
　電流検出部５は、固定子２１の二相に対応する巻線に流れるモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖを検出する。具体的には、インバータ主回路３の下アームのトランジスタ３４，３５それぞれのエミッタ側に接続された電流検出用抵抗であるシャント抵抗３４１，３５１を流れる電流によって生ずる電圧値を検出して、これを電流値に変換することによりモータ電流値Ｉｕおよびモータ電流値Ｉｖを検出する。電流検出部５は、検出したモータ電流値Ｉｕおよびモータ電流値Ｉｖを以下のようにして励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑに変換する。なお、電流検出部５が検出するモータ電流値は、三相のモータ電流値の内の二相のモータ電流値であればよいので、モータ電流値Ｉｕ，Ｉｗまたはモータ電流値Ｉｖ，Ｉｗであってもよく、以下の議論は同様に成立する。
　ここで、磁極位置θの回転子の回転子座標における磁石の軸方向をｄ軸、ｄ軸と９０°ずれた軸方向をｑ軸としたときの、ｄ軸電流値が励磁電流値Ｉｄであり、ｑ軸電流値がトルク電流値Ｉｑである。トルク電流値Ｉｑは、モータに発生するトルクに比例する電流値である。磁極位置θおよびモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いると、励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑは、以下の数式（１）で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　さらに、モータ電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗには、以下の数式（２）の関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　したがって、数式（１）および数式（２）より、以下の数式（３）、さらに数式（４）の関係が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　すなわち、励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑは、磁極位置θを用いれば、二相の電流値であるモータ電流値Ｉｕおよびモータ電流値Ｉｖのみで表現することができる。したがって、磁極位置検出部９が求めた磁極位置の推定値θ～を数式（４）の磁極位置θに用いれば、電流検出部５は、モータ電流値Ｉｕおよびモータ電流値Ｉｖを励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑに変換することができる。
　すなわち、実施の形態１にかかる永久磁石式同期モータ１００においては、回転子座標に固定されたｄ－ｑ軸上での電圧方程式を想定した制御が行われるが、この制御に必要となる励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑをモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖのみを用いて計算することが可能である。したがって、三相のモータ電流値すべてを検出する必要がなく任意の二相のモータ電流値のみから、制御に必要な情報を得ることができる。また、インバータ主回路３に流れる直流電流などを用いずに、固定子２１の各相の巻線に流れるモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖから励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑを演算するので、電流検出部５は、励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑを精度よく検出することができる。
　電圧演算部８は、電流検出部５が出力するトルク電流値Ｉｑが、永久磁石式同期モータ１００の外部から与えられるトルク電流指令値Ｉｑ＊に近づくようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算により求める。具体的には、電圧演算部８は、直流母線電圧Ｖｄｃと、励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑと、角速度ωrと、トルク電流指令値Ｉｑ＊とトルク電流値Ｉｑとの差分値とからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算して印加電圧情報として出力する。
　磁極位置検出部９は、回転子磁極位置検出センサを用いずに、電流検出部５が求めた励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑをセンサレス制御に必要なモータ電流情報とすることができる。すなわち、磁極位置検出部９は、励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑと、電圧演算部８が求めた印加電圧情報であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、モータ定数とを用いて、回転子の磁極位置の推定値θ～を求めることができる。磁極位置検出部９が求めた推定値θ～は電流検出部５に出力され、上述したように励磁電流値Ｉｄおよびトルク電流値Ｉｑを求めるために数式（４）の磁極位置θとして用いられる。
　三相電圧演算部１１は、電圧演算部８が求めた印加電圧情報であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、磁極位置検出部９が求めた推定値θ～とから三相電圧の指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算して出力する。三相電圧演算部１１およびＰＷＭ変調回路１２は、インバータ主回路３を制御するインバータ制御部を構成し、インバータ主回路３を制御することによりモータ本体２０に指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいた三相の電圧を印加させる。
　実施の形態１にかかる永久磁石式同期モータ１００によれば、センサレス制御を実現するために必要となるモータ電流値を検出する電流検出部５において、二相分のモータ電流値の検出のみで行う。したがって、電流検出抵抗とそれに付随する増幅器といった部品を削減することができる効果がある。すなわち、簡易なハードウェア構成でモータ電流値の検出が可能になり、コストダウンを図ることができる。
　また、実施の形態１にかかる永久磁石式同期モータ１００によれば、モータ電流値Ｉｕ，Ｉｖからの座標変換を行ってトルク電流値Ｉｑを得ることによりモータトルクの瞬時値を検知することが可能となる。したがって、モータトルクを求めるためにインバータ回路に流れるパルス状の直流母線電流をフィルタで平滑して平均化するといった処理が不要となる。すなわち、モータトルクの瞬時値を検知することができるので、平均化処理などの段階での演算誤差の発生などを回避できるので、モータトルクの検知精度も大きく改善できることになる。
　図２は、実施の形態１にかかる換気送風機２００の構成を示す図である。換気送風機２００は、交流電源１と、永久磁石式同期モータ１００と、回転子に接続された羽根６０と、ケーシング６１と、を備える。
　永久磁石式同期モータ１００においては、モータの巻線に流れるモータ電流を直接検出してトルクに比例した電流成分であるトルク電流値Ｉｑを求めて、モータトルクを制御することができる。したがって、換気送風機２００において、回転子の回転数とトルクとの関係から導き出される風量の制御を時間遅れなく精度よく行うことができるという効果が得られる。
実施の形態２．
　図３は、本発明の実施の形態２にかかる永久磁石式同期モータ１００の構成を示すブロック図である。実施の形態２にかかる永久磁石式同期モータ１００においては、図１のモータトルク制御部５１がモータトルク制御部５２に置き換わっている。モータトルク制御部５２は、モータトルク制御部５１にトルク電流指令生成部１５が追加されている。
　モータトルク制御部５２には、モータのトルク指令Ｔ＊が入力される。トルク電流指令生成部１５は、トルク指令Ｔ＊をトルク係数ｋｔで除した値をトルク電流指令値Ｉｑ＊として出力する。
　トルク電流指令生成部１５が出力したトルク電流指令値Ｉｑ＊を用いて実施の形態１と同様に永久磁石式同期モータ１００は制御される。これにより、実施の形態２にかかる永久磁石式同期モータ１００はトルク指令Ｔ＊による制御が可能となる。
実施の形態３．
　図４は、本発明の実施の形態３にかかる永久磁石式同期モータ１００の構成を示すブロック図である。実施の形態３にかかる永久磁石式同期モータ１００においては、図１のモータトルク制御部５１がモータトルク制御部５３に置き換わっている。モータトルク制御部５３は、モータトルク制御部５１にトルク電流指令生成部１６が追加されている。
　実施の形態３にかかる永久磁石式同期モータ１００を用いて図２の換気送風機２００を構成したときに、モータトルク制御部５３には、目標とされる風量である運転風量の指令Ｑ＊が入力される。トルク電流指令生成部１６は、与えられた運転風量におけるトルク電流指令値Ｉｑ＊とモータの回転数との関係を予め保持している。そして、モータの回転数は角速度ωrに比例する。したがって、トルク電流指令生成部１６は、運転風量の指令Ｑ＊と速度演算部１０が求めた角速度ωrとからトルク電流指令値Ｉｑ＊を計算することができる。
　トルク電流指令生成部１６が出力したトルク電流指令値Ｉｑ＊を用いて実施の形態１と同様に永久磁石式同期モータ１００は制御される。これにより、実施の形態３にかかる永久磁石式同期モータ１００は運転風量の指令Ｑ＊による制御が可能となる。そして、トルクと回転数との特性を利用して風量を一定に制御しているので、風量精度を向上させるという効果が得られる。
　なお、実施の形態１から３にかかる永久磁石式同期モータ１００は、整流平滑回路２を備えているとしたが、整流回路２ｄまたは整流平滑回路２全体を省いた構成であってもかまわない。すなわち、永久磁石式同期モータ１００に直流電源による直流電力が直接供給される構成であってもかまわない。また、実施の形態２にかかる永久磁石式同期モータ１００を用いて図２の換気送風機２００を構成してもよいことは言うまでもない。
　図５は、実施の形態１から３にかかるマイクロコンピュータ４０の構成を示すブロック図である。マイクロコンピュータ４０は、演算および制御を実行するＣＰＵ（Central　Processing　Unit）４１と、ＣＰＵ４１がワークエリアに用いるＲＡＭ（Random　Access　Memory）４２と、プログラムおよびデータを記憶するＲＯＭ（Read　Only　Memory）４３と、外部と信号をやりとりするハードウェアであるＩ／Ｏ（Input／Output）４４と、クロックを生成する発振子を含む周辺装置４５と、を備える。実施の形態１から３にかかるモータトルク制御部５１～５３から電流検出部５のモータ電流を検出する機能および電圧検知部６の機能を除いた機能は、マイクロコンピュータ４０により実現することができる。マイクロコンピュータ４０により実行される制御は、ＲＯＭ４３に記憶されるソフトウェアであるプログラムをＣＰＵ４１が実行することにより実現される。ＲＯＭ４３は、書き換え可能なフラッシュメモリといった不揮発性のメモリであってもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　整流平滑回路、２ｃ　平滑コンデンサ、２ｄ　整流回路、３　インバータ主回路、５　電流検出部、６　電圧検知部、８　電圧演算部、９　磁極位置検出部、１０　速度演算部、１１　三相電圧演算部、１２　ＰＷＭ変調回路、１３　駆動回路、１５，１６　トルク電流指令生成部、２０　モータ本体、２１　固定子、３１～３６　トランジスタ、４０　マイクロコンピュータ、４１　ＣＰＵ、４２　ＲＡＭ、４３　ＲＯＭ、４４　Ｉ／Ｏ、４５　周辺装置、５１～５３　モータトルク制御部、６０　羽根、６１　ケーシング、１００　永久磁石式同期モータ、２００　換気送風機、３４１，３５１　シャント抵抗。

Claims (5)

  1. 　複数のスイッチング素子がスイッチングされることにより直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ主回路と、
    　固定子および回転子からなり、前記三相の交流電力により駆動されるモータ本体と、
    　前記固定子を流れる二相のモータ電流値および前記回転子の磁極位置の推定値から励磁電流値およびトルク電流値を求める電流検出部と、
    　前記励磁電流値および前記トルク電流値と、印加電圧情報とから前記推定値を求めて前記電流検出部に出力する磁極位置検出部と、
    　前記トルク電流値がトルク電流指令値に近づくように、前記励磁電流値および前記トルク電流値と、前記推定値から求めた角速度とを用いて前記印加電圧情報を演算して求める電圧演算部と、
    　前記印加電圧情報および前記推定値に基づいて前記インバータ主回路を制御するインバータ制御部と、を備える
    　ことを特徴とする永久磁石式同期モータ。
  2. 　トルク指令をトルク係数で除した値を前記トルク電流指令値として求めるトルク電流指令生成部をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式同期モータ。
  3. 　運転風量の指令と前記角速度とから前記トルク電流指令値を求めるトルク電流指令生成部をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式同期モータ。
  4. 　交流電源から供給された交流電力を前記直流電力へ変換する整流平滑回路をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の永久磁石式同期モータ。
  5. 　請求項１から４のいずれか１つに記載の永久磁石式同期モータを備える
    　ことを特徴とする換気送風機。
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