WO2019163061A1 - アンテナ装置及び無線通信装置 - Google Patents

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WO2019163061A1
WO2019163061A1 PCT/JP2018/006534 JP2018006534W WO2019163061A1 WO 2019163061 A1 WO2019163061 A1 WO 2019163061A1 JP 2018006534 W JP2018006534 W JP 2018006534W WO 2019163061 A1 WO2019163061 A1 WO 2019163061A1
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terminal
phase shifter
phase
input
radiating element
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PCT/JP2018/006534
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晋平 秋元
西本　研悟
西岡　泰弘
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三菱電機株式会社
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    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H01Q1/521—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas
    • H01Q1/523—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas between antennas of an array
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    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device including a first radiating element and a second radiating element, and a wireless communication device including the antenna device.
  • Patent Document 1 discloses a circularly polarized wave switching type antenna that radiates right-handed circularly polarized wave or left-handed circularly polarized wave.
  • This circularly polarized wave switching type antenna includes the following components (1) to (4).
  • a radiating element having two feeding points and radiating two linearly polarized waves orthogonal to each other (2) One end of the radiating element is connected to one feeding point in the radiating element, and the phase of the signal is 0 degrees or
  • the first phase shifter (3) phase-shifted by 180 degrees is connected to the other feeding point of the radiating element, and the second phase shifter (4) phase-shifted the signal by 0 degrees or 180 degrees.
  • the input signal is divided into two signals having a phase difference of 90 degrees, one distributed signal is output to the first phase shifter, and the other distributed signal is output to the second phase shifter.
  • the first radiating element and the second radiating element are added by deleting the radiating element (1) and the first phase shifter (2).
  • the first radiating element is connected to the first output terminal of the 90 ° hybrid circuit
  • the second radiating element is connected to the second output of the 90 ° hybrid circuit via the second phase shifter. It shall be connected to the terminal.
  • the assumed antenna device can function as a 4-branch diversity antenna by switching the phase shift amount of the second phase shifter.
  • the distance between the first radiating element and the second radiating element is narrow, for example, when the distance is equal to or less than half the wavelength of the operating frequency.
  • the mutual coupling between the two radiating elements is strengthened. Since the mutual coupling between the first radiating element and the second radiating element is strengthened, most of the signal radiated from the first radiating element is incident on the second radiating element. There has been a problem that the reflection of the signal increases because most of the signal radiated from the first radiating element is incident on the second radiating element.
  • the antenna device When a signal is input from the first terminal or the second terminal, the antenna device according to the present invention distributes the signal, outputs one of the distributed signals to the third terminal, and outputs the other of the distributed signals.
  • a directional coupler that outputs a signal to a fourth terminal; a first radiating element connected to the third terminal; a first phase shifter having one end connected to the fourth terminal; A second radiating element connected to the other end of the first phase shifter; a second phase shifter having one end connected to the first terminal; and one end connected to the second terminal.
  • a third phase shifter one end connected to the other end of the second phase shifter, the other end connected to the first input / output terminal, and one end connected to the third phase shifter
  • a second matching circuit is connected to the other end of the phase shifter and the other end is connected to the second input / output terminal.
  • the first phase shifter having one end connected to the fourth terminal of the directional coupler and the second phase shifter having one end connected to the first terminal of the directional coupler.
  • the antenna device was configured to provide. Therefore, the antenna device according to the present invention can suppress signal reflection even when the distance between the two radiating elements is narrow.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a wireless communication device including an antenna device 4 according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an antenna device 4 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a first phase shifter 24, a second phase shifter 25, and a third phase shifter 26.
  • 3 is an explanatory diagram showing coupling from a first input / output terminal 11 to a second input / output terminal 12.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing reflection of a transmission signal at a first input / output terminal 11.
  • FIG. It is explanatory drawing which shows a 2 element antenna array.
  • FIG. 8A is a Smith chart showing S parameters
  • FIG. 8B is an explanatory diagram showing frequency characteristics of amplitude.
  • FIG. 9A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • FIG. 9B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2)
  • FIG. 10A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • FIG. 10B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2).
  • FIG. 11A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • FIG. 11B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2).
  • FIG. 1 It is explanatory drawing which shows the simulation result of a radiation pattern when it is the branch (1) of mode (1) and a feeding point is the 1st input / output terminal 11.
  • FIG. 2nd input / output terminal 12 shows the simulation result of a radiation pattern when it is the branch (3) of mode (2) and a feeding point is the 2nd input / output terminal 12.
  • FIG. 2nd input / output terminal 12 shows the simulation result of a radiation pattern when it is the branch (3) of mode (2) and a feeding point is the 2nd input / output terminal 12.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing a simulation result of a correlation coefficient between branches (1) to (4).
  • 6 is a configuration diagram showing another antenna device 4 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6 is a configuration diagram showing an antenna device 4 according to a second embodiment. It is a block diagram which shows a branch line type 90 degree hybrid circuit. It is a block diagram which shows the directional coupler 60 containing a capacitor and an inductor. It is a block diagram which shows the directional coupler 60 provided with a total of four capacitors.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a wireless communication device including an antenna device 4 according to the first embodiment.
  • a transmitter 1 is a communication device that outputs a transmission signal to a transmission / reception selector switch 3.
  • the receiver 2 is a communication device that performs reception processing of a reception signal output from the transmission / reception selector switch 3.
  • the transmission / reception change-over switch 3 outputs the transmission signal output from the transmitter 1 to the first input / output terminal 11 or the second input / output terminal 12 of the antenna device 4, and the first input / output terminal 11 or the second input / output terminal 12.
  • the reception signal output from the input / output terminal 12 is output to the receiver 2.
  • the antenna device 4 has a first input / output terminal 11 and a second input / output terminal 12.
  • the antenna device 4 functions as a 4-branch diversity antenna using two antennas.
  • the first input / output terminal 11 is a terminal for inputting a transmission signal output from the transmission / reception changeover switch 3 or outputting a reception signal of the antenna device 4 to the transmission / reception changeover switch 3.
  • the second input / output terminal 12 is a terminal for inputting the transmission signal output from the transmission / reception changeover switch 3 or outputting the reception signal of the antenna device 4 to the transmission / reception changeover switch 3.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing the antenna device 4 according to the first embodiment.
  • the first radiating element 21 is an antenna connected to the third terminal 23 c of the directional coupler 23.
  • the second radiating element 22 is an antenna connected to the first phase shifter 24.
  • the directional coupler 23 is, for example, a branch line type directional coupler, and includes a first terminal 23a, a second terminal 23b, a third terminal 23c, and a fourth terminal 23d.
  • the first terminal 23 a is connected to one end of the second phase shifter 25.
  • the second terminal 23 b is connected to one end of the third phase shifter 26.
  • the third terminal 23 c is connected to the first radiating element 21.
  • the fourth terminal 23 d is connected to one end of the first phase shifter 24.
  • the directional coupler 23 is realized by a branch line type directional coupler or a rat race type directional coupler. For example, when a transmission signal is input from the first terminal 23a or the second terminal 23b, the directional coupler 23 distributes the transmission signal into two. Then, the directional coupler 23 outputs one distributed transmission signal to the third terminal 23c and outputs the other distributed transmission signal to the fourth terminal 23d.
  • the phase difference of the other transmission signal with respect to the distributed one transmission signal is ⁇ degrees.
  • the phase difference of one transmission signal with respect to the other distributed transmission signal is ( ⁇ ) degrees.
  • the directional coupler 23 distributes the reception signal into two.
  • the directional coupler 23 outputs one distributed received signal to the first terminal 23a and outputs the other distributed received signal to the second terminal 23b.
  • the phase difference between the other received signal and the other received signal is ( ⁇ ) degrees.
  • the phase difference of one reception signal with respect to the other distributed reception signal is ⁇ degrees.
  • the directional coupler 23 for example, a directional coupler having a coupling degree of ⁇ 0.5 (3 dB) is used as the directional coupler 23, for example, a directional coupler having a coupling degree of ⁇ 0.5 (3 dB) is used.
  • the first phase shifter 24 has one end connected to the fourth terminal 23 d and the other end connected to the second radiating element 22.
  • the first phase shifter 24 is a phase shifter capable of switching the phase shift amount to 0 degrees or ⁇ degrees.
  • the first phase shifter 24 shifts the phase of the transmission signal by 0 degrees or ⁇ degrees, and transmits the transmission signal whose phase is shifted to the second radiation.
  • the first phase shifter 24 shifts the phase of the reception signal by 0 degree or ⁇ degree, and converts the reception signal whose phase is shifted to the fourth phase. Output to terminal 23d.
  • the second phase shifter 25 has one end connected to the first terminal 23 a and the other end connected to the first matching circuit 27.
  • the second phase shifter 25 is a phase shifter capable of switching the amount of phase shift to 0 degrees or ⁇ of 2 minutes (hereinafter referred to as “ ⁇ / 2”) degrees.
  • ⁇ / 2 phase shifter capable of switching the amount of phase shift to 0 degrees or ⁇ of 2 minutes (hereinafter referred to as “ ⁇ / 2”) degrees.
  • ⁇ / 2 phase shifter capable of switching the amount of phase shift to 0 degrees or ⁇ of 2 minutes (hereinafter referred to as “ ⁇ / 2”) degrees.
  • ⁇ / 2 phase shifter capable of switching the amount of phase shift to 0 degrees or ⁇ of 2 minutes
  • the third phase shifter 26 has one end connected to the second terminal 23 b and the other end connected to the second matching circuit 28.
  • the third phase shifter 26 is a phase shifter capable of switching the phase shift amount to 0 degree or ⁇ / 2 degrees.
  • the third phase shifter 26 shifts the phase of the transmission signal by 0 degrees or ⁇ / 2 degrees, and the transmission signal whose phase is shifted is shifted to the first phase. 2 to the terminal 23b.
  • the third phase shifter 26 shifts the phase of the received signal by 0 degree or ⁇ / 2 degrees, and the received signal whose phase is shifted is changed to the second phase. Is output to the matching circuit 28.
  • the first matching circuit 27 has one end connected to the other end of the second phase shifter 25 and the other end connected to the first input / output terminal 11.
  • the first matching circuit 27 matches the impedance when the second phase shifter 25 side is viewed from the first input / output terminal 11 and the impedance when the transmission / reception changeover switch 3 side is viewed from the first input / output terminal 11. It is a circuit to do.
  • the second matching circuit 28 has one end connected to the other end of the third phase shifter 26 and the other end connected to the second input / output terminal 12.
  • the second matching circuit 28 matches the impedance when the third phase shifter 26 side is viewed from the second input / output terminal 12 and the impedance when the transmission / reception changeover switch 3 side is viewed from the second input / output terminal 12.
  • FIG. 2 shows an example in which each of the first matching circuit 27 and the second matching circuit 28 is a saddle type circuit including three lumped constant elements.
  • the present invention is not limited to this, and two or less.
  • a saddle type circuit including a lumped constant element may be used.
  • each of the first matching circuit 27 and the second matching circuit 28 may be, for example, a T-type circuit including three or less lumped constant elements.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing the first phase shifter 24, the second phase shifter 25, and the third phase shifter 26.
  • Each of the first phase shifter 24, the second phase shifter 25, and the third phase shifter 26 may be a switched line type phase shifter as shown in FIG.
  • each of the switch 31 and the switch 32 is realized by an SPDT (Single-Pole Double-Throw) switch or the like.
  • the line 33 is a line that connects between the switch 31 and the switch 32.
  • the line 33 is a line having a short line length so that the line length can be ignored. Therefore, the line 33 does not affect the phase of the signal passing through the line 33.
  • the detour line 34 is a line having a length corresponding to the phase shift amount of the phase shifter.
  • the detour path 34 has a length corresponding to the phase shift amount ⁇ . If the phase shifter shown in FIG. 3 is the first phase shifter 24, each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the line 33 when the phase shift amount is set to 0 degrees. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the line 33, whereby the fourth terminal 23 d is connected to the second radiating element 22. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the detour line 34 when the phase shift amount is set to ⁇ degrees.
  • Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the detour path 34, whereby the fourth terminal 23 d is connected to one end of the detour path 34 and the other end of the detour path 34 is connected to the second radiating element 22. Is done.
  • the detour line 34 has a length corresponding to the phase shift amount ⁇ / 2. If the phase shifter shown in FIG. 3 is the second phase shifter 25, each of the switch 31 and the switch 32 is a line when the phase shift amount of the second phase shifter 25 is set to 0 degrees. 33 is connected. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the line 33, whereby the first terminal 23 a is connected to one end of the first matching circuit 27. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the detour line 34 when the amount of phase shift is set to ⁇ of 2 minutes.
  • the first terminal 23 a is connected to one end of the detour path 34, and the other end of the detour path 34 is one end of the first matching circuit 27. Connected.
  • the detour line 34 has a length corresponding to the phase shift amount ⁇ / 2. If the phase shifter shown in FIG. 3 is the third phase shifter 26, each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the line 33 when the phase shift amount is set to 0 degrees. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the line 33, whereby the second terminal 23 b is connected to one end of the second matching circuit 28. Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the bypass line 34 when the amount of phase shift of the third phase shifter 26 is set to ⁇ degrees of 2 minutes.
  • Each of the switch 31 and the switch 32 is connected to the detour path 34, whereby the second terminal 23 b is connected to one end of the detour path 34, and the other end of the detour path 34 is one end of the second matching circuit 28. Connected.
  • Each of the switch 31 and the switch 32 may be operated by a control device (not shown) or may be operated manually by a user.
  • the antenna device 4 can function as a 4-branch diversity antenna by switching the amount of phase shift in each of the first phase shifter 24, the second phase shifter 25, and the third phase shifter 26. Is possible.
  • FIG. 4 shows two diversity modes, four branches, the phase shift amounts of the first to third phase shifters, the feeding point, the excitation phase of the first radiating element 21 and the second radiating element 22. It is explanatory drawing which shows the relationship with a phase difference with the excitation phase of.
  • the antenna device 4 has a first input / output terminal 11 and a second input / output terminal 12 as feed points.
  • Diversity mode mode (1) includes branch (1) and branch (2)
  • diversity mode mode (2) includes branch (3) and branch (4).
  • the wireless communication device uses the antenna device 4 as a transmission antenna.
  • the wireless communication device uses the antenna device 4 as a reception antenna. It is obvious that it is obtained.
  • the transmitter 1 outputs a transmission signal to the transmission / reception selector switch 3.
  • the transmission / reception changeover switch 3 receives the transmission signal output from the transmitter 1, for example, if the diversity mode of the antenna device 4 is set to mode (1) and the branch is set to branch (1), transmission is performed.
  • the signal is output to the first input / output terminal 11.
  • the transmission / reception change-over switch 3 outputs a transmission signal to the second input / output terminal 12 if the diversity mode of the antenna device 4 is set to mode (1) and the branch is set to branch (2).
  • the transmission / reception change-over switch 3 outputs a transmission signal to the first input / output terminal 11 when the diversity mode of the antenna device 4 is set to mode (2) and the branch is set to branch (3).
  • the transmission / reception change-over switch 3 outputs a transmission signal to the second input / output terminal 12 when the diversity mode of the antenna device 4 is set to mode (2) and the branch is set to branch (4).
  • Each of the diversity mode and the branch in the antenna device 4 is set by, for example, a control device (not shown) or manually operated by a user.
  • the transmission signal output from the transmission / reception changeover switch 3 to the first input / output terminal 11 is transmitted to the first matching circuit 27.
  • the second phase shifter 25 As shown in FIG. 4, if the second phase shifter 25 is a branch (1), the diversity mode is mode (1), so the phase shift amount is set to ⁇ / 2 degrees. As shown in FIG. 4, if the second phase shifter 25 is a branch (3), the diversity mode is mode (2), so the phase shift amount is set to 0 degrees.
  • the second phase shifter 25 is branch (1), the phase of the transmission signal is shifted by ⁇ / 2 degrees, and the transmission signal shifted by ⁇ / 2 degrees is sent to the first terminal 23a. Output. If it is branch (3), the second phase shifter 25 shifts the phase of the transmission signal by 0 degrees, and outputs the transmission signal shifted by 0 degrees to the first terminal 23a.
  • the transmission signal output from the transmission / reception selector switch 3 to the second input / output terminal 12 is transmitted to the second matching circuit 28.
  • the third phase shifter 26 is reached via As shown in FIG. 4, if the third phase shifter 26 is a branch (2), the diversity mode is mode (1), so the phase shift amount is set to ⁇ / 2 degrees. As shown in FIG. 4, if the third phase shifter 26 is a branch (4), the diversity mode is mode (2), so the phase shift amount is set to 0 degrees.
  • the third phase shifter 26 is the branch (2), the phase of the transmission signal is shifted by ⁇ / 2 degrees, and the transmission signal shifted by ⁇ / 2 degrees is sent to the second terminal 23b. Output. If it is branch (4), the third phase shifter 26 shifts the phase of the transmission signal by 0 degrees, and outputs the transmission signal shifted by 0 degrees to the second terminal 23b.
  • the directional coupler 23 receives the signal from the first terminal 23a.
  • the transmission signal is input, and the transmission signal is divided into two by dividing the power of the transmission signal into two equal parts.
  • the directional coupler 23 distributes the transmission signal into two so that the phase difference of the transmission signal output to the fourth terminal 23d with respect to the transmission signal output to the third terminal 23c becomes ⁇ degrees. .
  • the directional coupler 23 outputs one distributed transmission signal to the third terminal 23c and outputs the other distributed transmission signal to the fourth terminal 23d.
  • the directional coupler 23 starts from the second terminal 23b.
  • the transmission signal is input, and the transmission signal is divided into two by dividing the power of the transmission signal into two equal parts.
  • the directional coupler 23 converts the transmission signal by 2 so that the phase difference between the transmission signal output to the fourth terminal 23d and the transmission signal output to the third terminal 23c is ( ⁇ ) degrees. Distribute to one.
  • the directional coupler 23 outputs one distributed transmission signal to the third terminal 23c and outputs the other distributed transmission signal to the fourth terminal 23d.
  • the transmission signal output from the third terminal 23 c reaches the first radiating element 21.
  • the transmission signal output from the fourth terminal 23 d reaches the first phase shifter 24.
  • the first phase shifter 24 sets the phase shift amount to 0 degrees
  • the diversity mode is mode (2)
  • the first phase shifter 24 The quantity is set to ⁇ degrees. Therefore, if the diversity mode is mode (1), the first phase shifter 24 shifts the phase of the transmission signal output from the fourth terminal 23d by 0 degrees and transmits the phase shifted by 0 degrees.
  • the signal is output to the second radiating element 22.
  • the first phase shifter 24 shifts the phase of the transmission signal output from the fourth terminal 23d by ⁇ degrees, and transmits the transmission signal shifted by ⁇ degrees. Output to the second radiating element 22.
  • the first radiating element 21 radiates the transmission signal output from the third terminal 23c into space.
  • the second radiating element 22 radiates the transmission signal output from the first phase shifter 24 into space.
  • the branch is the branch (1)
  • the excitation phase of the first radiating element 21 is ⁇ / 2 degrees.
  • the excitation phase of the second radiating element 22 is ( ⁇ / 2 + ⁇ ) degrees.
  • the rotation of the phase of the transmission signal when passing through the first matching circuit 27 and the phase of the transmission signal when passing from the first terminal 23a to the third terminal 23c are described. Ignore the rotation. Therefore, the difference between the excitation phase of the first radiating element 21 and the excitation phase of the second radiating element 22 is ⁇ degrees.
  • the branch is the branch (2)
  • the excitation phase of the first radiating element 21 is ( ⁇ / 2 + ( ⁇ )) degrees
  • the excitation phase of the second radiating element 22 is ⁇ / 2 degrees.
  • the rotation of the phase of the transmission signal when passing through the second matching circuit 28 and the phase of the transmission signal when passing through the fourth terminal 23d from the second terminal 23b are described. Ignore the rotation. Therefore, the difference between the excitation phase of the second radiating element 22 and the excitation phase of the first radiating element 21 is ⁇ ( ⁇ ) degrees.
  • the branch is the branch (3)
  • the excitation phase of the first radiating element 21 is 0 degree.
  • the excitation phase of the second radiating element 22 is ( ⁇ + ⁇ ) degrees. Therefore, the difference of the excitation phase of the second radiating element 22 from the excitation phase of the first radiating element 21 is ( ⁇ + ⁇ ) degrees.
  • the branch is the branch (4), if the phase of the transmission signal input from the second input / output terminal 12 is 0 degrees, the excitation phase of the first radiating element 21 is ( ⁇ ) Degrees, and the excitation phase of the second radiating element 22 is ⁇ degrees.
  • the difference between the excitation phase of the second radiating element 22 and the excitation phase of the first radiating element 21 is ( ⁇ ( ⁇ ) + ⁇ ) degrees. Therefore, the antenna device 4 has four different phases by switching the phase shift amounts in the first phase shifter 24, the second phase shifter 25, and the third phase shifter 26 as shown in FIG. A radiation pattern can be formed.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing coupling from the first input / output terminal 11 to the second input / output terminal 12.
  • the transmission signal input from the first input / output terminal 11 is converted into the first matching circuit 27, the second phase shifter 25, the directional coupler 23, the first radiating element 21, the second This is a path that reaches the second input / output terminal 12 through the radiating element 22, the first phase shifter 24, the directional coupler 23, the third phase shifter 26, and the second matching circuit 28.
  • a transmission signal input from the first input / output terminal 11 is transmitted from the first matching circuit 27, the second phase shifter 25, the directional coupler 23, the first phase shifter 24, This is a path that reaches the second input / output terminal 12 through the second radiating element 22, the first radiating element 21, the directional coupler 23, the third phase shifter 26, and the second matching circuit 28.
  • the phase shift amount of the first phase shifter 24 is 0 degree
  • the phase shift amount of the second phase shifter 25 is ⁇ / 2 degrees. Therefore, if the phase of the transmission signal input from the first input-output terminal 11 is 0 degrees, the second terminal 23b of the directional coupler 23, the transmission signal passing through the path R 1 phase, ⁇ / 2 degrees.
  • a phase of the transmit signal through the path R 1 the phase difference between the phase of the transmission signal passing through the path R 2 is [pi. Therefore, the transmission signal passing through the path R 1 and the transmission signal passing through the path R 2 have the same amplitude and opposite phase at the second terminal 23 b and cancel each other. To the input / output terminal 12 is reduced.
  • the branch is the branch (2)
  • the coupling from the second input / output terminal 12 to the first input / output terminal 11 is not shown, but the transmission signal path is similar to the branch (1).
  • the two path as R 3 and the route R 4.
  • the transmission signal input from the second input / output terminal 12 is transmitted from the second matching circuit 28, the third phase shifter 26, the directional coupler 23, the first phase shifter 24, This is a path that reaches the first input / output terminal 11 through the second radiating element 22, the first radiating element 21, the directional coupler 23, the second phase shifter 25, and the first matching circuit 27. .
  • the transmission signal input from the second input / output terminal 12 is transmitted from the second matching circuit 28, the third phase shifter 26, the directional coupler 23, the first radiating element 21, and the second This is a path that reaches the first input / output terminal 11 through the radiating element 22, the first phase shifter 24, the directional coupler 23, the second phase shifter 25, and the first matching circuit 27. .
  • the phase shift amount of the first phase shifter 24 is 0 degree, and the phase shift amount of the third phase shifter 26 is ⁇ / 2 degrees. Therefore, if the phase of the transmission signal input from the second input-output terminal 12 is 0 degrees, in the first terminal 23a of the directional coupler 23, the transmission signal passing through the path R 3 phase, ⁇ / 2 degrees.
  • the phase difference between the phase of the transmitted signal passing through the path R 4 is [pi. Therefore, the transmission signal passing through the path R 3 and the transmission signal passing through the path R 4 have the same amplitude and opposite phase at the first terminal 23 a and cancel each other. Coupling to the input / output terminal 11 is reduced.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing reflection of a transmission signal at the first input / output terminal 11.
  • the transmission signal input from the first input / output terminal 11 is transmitted from the second phase shifter 25, the directional coupler 23, the first radiating element 21, the second radiating element 22, and the first This is a path that reaches the first input / output terminal 11 through the phase shifter 24, the directional coupler 23, and the second phase shifter 25.
  • the transmission signal input from the first input / output terminal 11 is transmitted from the second phase shifter 25, the directional coupler 23, the first phase shifter 24, the second radiating element 22, This is a path that reaches the first input / output terminal 11 through one radiating element 21, the directional coupler 23, and the second phase shifter 25.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 has a first matching circuit 27 and a second matching circuit 28 mounted thereon.
  • the first matching circuit 27 matches the impedance when the second phase shifter 25 is viewed from the first input / output terminal 11 and the impedance when the transmission / reception switch 3 is viewed from the first input / output terminal 11. Have taken. Therefore, in the antenna device 4 shown in FIG. 2, the reflection of the transmission signal through the path R 5 and the transmission through the path R 6 in the branch (1) or the branch (3) by the action of the first matching circuit 27. Signal reflection is suppressed.
  • the second matching circuit 28 matches the impedance when the third phase shifter 26 side is viewed from the second input / output terminal 12 and the impedance when the transmission / reception switch 3 side is viewed from the second input / output terminal 12. Have taken. Therefore, in the antenna device 4 shown in FIG. 2, signal reflection at the second input / output terminal 12 is suppressed at the branch (2) or branch (4) by the action of the second matching circuit 28.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 an antenna device that does not include the second phase shifter 25 and the third phase shifter 26 is assumed.
  • the reflection phase in mode (1) is smaller by ⁇ than the reflection phase in mode (2).
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 includes a second phase shifter 25 and a third phase shifter 26 in order to make the reflection phase in the mode (1) and the reflection phase in the mode (2) the same. ing.
  • the amount of phase shift in each of the second phase shifter 25 and the third phase shifter 26 is changed between the phase shift amount in the mode (1) and the phase shift amount in the mode (2). Yes.
  • the amount of phase shift in mode (1) is ⁇ / 2, and the amount of phase shift in mode (2) is zero.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 has the same reflection phase in the mode (1) and the reflection phase in the mode (2), so that the first matching circuit 27 and the second matching circuit 28 are respectively Either mode (1) or mode (2) can be used.
  • the effectiveness of the antenna device 4 shown in FIG. 2 will be considered.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 7 when the distance between two radiating elements is less than half of the wavelength of the transmission signal, the mutual coupling between the two input / output terminals becomes high, and the antenna device does not operate effectively. It is known.
  • the antenna device 4 shown in FIG. Explain that it works.
  • two inverted F antennas 41 and 42 are installed on a rectangular ground plane 40, respectively.
  • ⁇ c is a free space wavelength at the frequency (operating frequency) fc of the transmission signal.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing a simulation result of the S parameter in the two-element antenna array shown in FIG.
  • the S parameter simulation is performed by, for example, a computer.
  • FIG. 8A is a Smith chart showing S parameters
  • FIG. 8B is an explanatory diagram showing frequency characteristics of amplitude.
  • the frequency is normalized by the operating frequency fc.
  • the distance between the inverted F antenna 41 and the inverted F antenna 42 is 0.15 ⁇ c, which is shorter than 0.5 ⁇ c. From FIG. 8B, it is confirmed that the coupling
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing simulation results of S parameters when the inverted F antennas 41 and 42 are viewed from the first input / output terminal 11 and the second input / output terminal 12, respectively.
  • FIG. 9A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • FIG. 9B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2).
  • between the inverted F antenna 41 and the inverted F antenna 42 is at the center of the Smith chart in either mode (1) or mode (2). It can be seen that the bond is sufficiently low.
  • the distance from the center of the Smith chart is the same in S11 in mode (1) and S11 in mode (2), but the positions are different.
  • the distance from the center of the Smith chart of S22 in mode (1) is the same as the distance from the center of the Smith chart of S22 in mode (2), but the position is different.
  • mode (1) and mode (2) have the same amplitude but different phases. That is, the matching circuit required in mode (1) is different from the matching circuit required in mode (2), and it is necessary to mount separate matching circuits in mode (1) and mode (2). doing. Therefore, the antenna device to be considered includes the first matching circuit 27 for mode (1) and the second matching circuit 28 for mode (1), the first matching circuit 27 for mode (2), and the mode ( The second matching circuit 28 for 2) is required.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing simulation results of S parameters when the inverted F antennas 41 and 42 are viewed from the first input / output terminal 11 and the second input / output terminal 12, respectively.
  • ⁇ 90 °
  • ⁇ ⁇ 90 °
  • FIG. 10A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • 10B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2).
  • between the inverted F antenna 41 and the inverted F antenna 42 is at the center of the Smith chart in either mode (1) or mode (2). It can be seen that the bond is sufficiently low.
  • the second phase shifter 25 and the third phase shifter 26 are mounted at the operating frequency fc, the phase in the mode (1) rotates by 90 °, and the position of S11 in the mode (1) The position of S11 in mode (2) matches. Further, the position of S22 in mode (1) matches the position of S22 in mode (2). This means that the matching circuit required in mode (1) and the matching circuit required in mode (2) can be shared.
  • an inverted F antenna 41 is used as the first radiating element 21, and an inverted F antenna 42 is used as the second radiating element 22.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 shows a first matching circuit 27 using three lumped constant elements. However, this is only an example, and the first matching circuit 27 using two lumped constant elements may be used.
  • the two lumped constant elements for example, a jumper element connected in series between the other end of the second phase shifter 25 and the first input / output terminal 11, and one end of the jumper element are the other end or the other end.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing simulation results of S parameters when the inverted F antennas 41 and 42 are viewed from the first input / output terminal 11 and the second input / output terminal 12, respectively.
  • FIG. 11A is a Smith chart showing the S parameter in the mode (1)
  • FIG. 11B is a Smith chart showing the S parameter in the mode (2).
  • between the inverted F antenna 41 and the inverted F antenna 42 is at the center of the Smith chart in either mode (1) or mode (2). It can be seen that the bond is sufficiently low.
  • the position of S11 in mode (1) matches the position of S11 in mode (2). Further, it can be seen that the position of S11 in the mode (1) and the position of S11 in the mode (2) are located at substantially the center of the Smith chart, and the reflection is sufficiently low.
  • the position of S22 in mode (1) matches the position of S22 in mode (2). Further, it can be seen that the position of S22 in mode (1) and the position of S22 in mode (2) are located at substantially the center of the Smith chart, and the reflection is sufficiently low.
  • the first matching circuit 27 in the antenna device 4 shown in FIG. 2 corresponds to both the mode (1) and the mode (2), and the second matching circuit 28 includes the mode (1) and the mode (2). It corresponds to both.
  • FIG. 12 to 15 show the simulation results of the radiation patterns of the modes (1) and (2) in the zx plane shown in FIG. 7 and the modes in the zy plane shown in FIG. 7 in the antenna device 4 shown in FIG. (1)
  • FIG. 12 shows a simulation result of the radiation pattern when the branch (1) is in the mode (1) and the feeding point is the first input / output terminal 11.
  • FIG. 13 shows a simulation result of the radiation pattern when the branch (2) is in the mode (1) and the feeding point is the second input / output terminal 12.
  • FIG. 14 shows the simulation result of the radiation pattern when the branch (3) in the mode (2) and the feeding point is the first input / output terminal 11.
  • FIG. 12 shows a simulation result of the radiation pattern when the branch (1) is in the mode (1) and the feeding point is the first input / output terminal 11.
  • FIG. 13 shows a simulation result of the radiation pattern when the branch (2) is in the mode (1) and the feeding point is the second input / output terminal 12.
  • FIG. 14 shows the simulation result of the radiation pattern when the branch (3) in the mode (2) and the
  • FIG. 16 is an explanatory diagram showing the simulation result of the correlation coefficient between the branches (1) to (4).
  • the correlation between the first radiation element 21 and the second radiation element 22 is calculated from the radiation pattern of the first radiation element 21 and the radiation pattern of the second radiation element 22.
  • the correlation coefficient between branch (1) and branch (2) is 0.0
  • the correlation coefficient between branch (1) and branch (3) is 0.5
  • the correlation coefficient between the branch (1) and the branch (4) is 0.5.
  • the correlation coefficient between the branch (2) and the branch (3) is 0.5
  • the correlation coefficient between the branch (2) and the branch (4) is 0.5. It shows that there is.
  • FIG. 16 shows that the correlation coefficient between the branch (3) and the branch (4) is 0.0.
  • the correlation coefficient between the first radiating element 21 and the second radiating element 22 is 0.5 or less, it is possible to obtain diversity performance substantially equivalent to that when the correlation coefficient is 0.
  • the correlation coefficient between the branches (1) to (4) is 0.5 or less.
  • one end is connected to the fourth terminal 23d of the directional coupler 23, and one end is connected to the first terminal 23a of the directional coupler 23.
  • the second phase shifter 25 is connected to the second phase shifter 25, one end of which is connected to the second terminal 23b of the directional coupler 23, and the other end of the second phase shifter 25.
  • a first matching circuit 27 connected to the first end, the other end connected to the first input / output terminal 11, one end connected to the other end of the third phase shifter 26, and the other end connected to the second
  • the antenna device was configured to include the second matching circuit 28 connected to the input / output terminal 12. Therefore, the antenna device of Embodiment 1 can suppress signal reflection even when the distance between the first radiating element 21 and the second radiating element 22 is narrow.
  • each of the first radiating element 21 and the second radiating element 22 is an inverted F antenna.
  • each of the first radiating element 21 and the second radiating element 22 is not limited to the inverted-F antenna, and may be a radiating element having a large reflection.
  • the antenna device includes a third matching circuit 51 and a fourth matching circuit as shown in FIG. A circuit 52 may be provided.
  • FIG. 17 is a configuration diagram showing another antenna device 4 according to the first embodiment.
  • the third matching circuit 51 has one end connected to the third terminal 23 c and the other end connected to the first radiating element 21.
  • the third matching circuit 51 is a circuit that matches the impedance when the first radiating element 21 side is viewed from the third terminal 23c and the impedance when the directional coupler 23 side is viewed from the third terminal 23c.
  • the fourth matching circuit 52 has one end connected to the other end of the first phase shifter 24 and the other end connected to the second radiating element 22.
  • the fourth matching circuit 52 includes an impedance when the second radiating element 22 is viewed from the other end of the first phase shifter 24, and the first phase shifter 24 from the other end of the first phase shifter 24. This circuit matches the impedance viewed from the side.
  • Each of the third matching circuit 51 and the fourth matching circuit 52 may be a saddle type circuit including three or less lumped constant elements, like the first matching circuit 27 shown in FIG. A T-type circuit including three or less lumped constant elements may be used.
  • the antenna device 4 shown in FIG. 2 is described as being used as a diversity antenna. Since the antenna device 4 shown in FIG. 2 has a low correlation between the first radiating element 21 and the second radiating element 22, it can also be used as an antenna for MIMO (Multiple Input Multiple Output).
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • FIG. The antenna device 4 of Embodiment 1 shows an example in which the directional coupler 23 is a branch line type directional coupler.
  • an antenna device 4 in which the directional coupler 60 is a 90 ° hybrid circuit including a plurality of lumped constant elements will be described.
  • FIG. 18 is a configuration diagram showing the antenna device 4 according to the second embodiment.
  • the directional coupler 60 is a circuit having the same function as the directional coupler 23 shown in FIG.
  • the directional coupler 60 is a 90 ° hybrid circuit including first to twelfth lumped constant elements.
  • the first lumped constant element 61 has one end connected to the first terminal 23a and the other end connected to the second terminal 23b.
  • the second lumped constant element 62 has one end connected to one end of the first lumped constant element 61 and the other end grounded.
  • the third lumped constant element 63 has one end connected to the other end of the first lumped constant element 61 and the other end grounded.
  • the first lumped constant element 61, the second lumped constant element 62, and the third lumped constant element 63 constitute a first saddle type circuit.
  • the fourth lumped constant element 64 has one end connected to the first terminal 23a and the other end connected to the third terminal 23c.
  • the fifth lumped constant element 65 has one end connected to one end of the fourth lumped constant element 64 and the other end grounded.
  • the sixth lumped constant element 66 has one end connected to the other end of the fourth lumped constant element 64 and the other end grounded.
  • the fourth lumped constant element 64, the fifth lumped constant element 65, and the sixth lumped constant element 66 constitute a second saddle type circuit.
  • the seventh lumped constant element 67 has one end connected to the third terminal 23c and the other end connected to the fourth terminal 23d.
  • the eighth lumped constant element 68 has one end connected to one end of the seventh lumped constant element 67 and the other end grounded.
  • the ninth lumped constant element 69 has one end connected to the other end of the seventh lumped constant element 67 and the other end grounded.
  • the seventh lumped constant element 67, the eighth lumped constant element 68, and the ninth lumped constant element 69 constitute a third saddle type circuit.
  • the tenth lumped constant element 70 has one end connected to the second terminal 23b and the other end connected to the fourth terminal 23d.
  • the eleventh lumped constant element 71 has one end connected to one end of the tenth lumped constant element 70 and the other end grounded.
  • the twelfth lumped constant element 72 has one end connected to the other end of the tenth lumped constant element 70 and the other end grounded.
  • the tenth lumped constant element 70, the eleventh lumped constant element 71, and the twelfth lumped constant element 72 constitute a fourth saddle type circuit.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a branch line type 90 ° hybrid circuit.
  • the branch line type 90 ° hybrid circuit is formed of ring-shaped transmission lines arranged in a substantially square shape. Each of the four transmission lines constituting the ring-shaped transmission line has a side length of about ⁇ g / 4. ⁇ g is the guide wavelength at the operating frequency fc.
  • each of the four transmission lines can be further reduced in size by replacing it with a saddle type circuit including three lumped multiplier elements.
  • the characteristic admittance Y 1 of the first saddle type circuit, the characteristic admittance Y 2 of the second saddle type circuit, the characteristic admittance Y 3 of the third saddle type circuit, and the characteristic admittance Y 4 of the fourth saddle type circuit are respectively Are represented by the following formulas (1) to (4).
  • G 1 is the load conductance of the first terminal 23a
  • G 2 is the load conductance of the second terminal 23b
  • G 3 is the load conductance of the third terminal 23c
  • G 4 is the load conductance of the fourth terminal 23d.
  • k is the degree of coupling of the directional coupler 60.
  • Each of the capacitance C 1 of the first saddle circuit, the capacitance C 2 of the second saddle circuit, the capacitance C 3 of the third saddle circuit and the capacitance C 4 of the fourth saddle circuit is given by It is represented by (5).
  • ⁇ c is an angular frequency at the operating frequency fc.
  • the inductance L 1 of the first saddle circuit, the inductance L 2 of the second saddle circuit, the inductance L 3 of the third saddle circuit, and the inductance L 4 of the fourth saddle circuit are given by the following equations: It is represented by (6).
  • the directional coupler 60 shown in FIG. 18 includes capacitors and inductors in the first saddle type circuit, the second saddle type circuit, the third saddle type circuit, and the fourth saddle type circuit shown in FIG. It can comprise by arranging in this way.
  • FIG. 20 is a configuration diagram showing a directional coupler 60 including a capacitor and an inductor.
  • each saddle type circuit is not limited to one in which two capacitors and an inductor are arranged as shown in FIG.
  • the directional coupler 60 shown in FIG. 20 has a total of eight capacitors, but by coupling two adjacent capacitors, the directional coupler 60 has a total of four capacitors. It may be provided.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a directional coupler 60 having a total of four capacitors.
  • Capacitor capacitance C 12 is (in the figure, the left side of the capacitor) capacitor capacitance C 1 shown in FIG. 20 and (in the figure, the lower side of the capacitor) capacitor capacitance C 2 shown in FIG. 20 and is coupled capacitors It is.
  • the capacitor having the capacitance C 23 is a capacitor in which the capacitor having the capacitance C 2 shown in FIG. 20 (the upper capacitor in the figure) and the capacitor having the capacitance C 3 shown in FIG. 20 (the capacitor on the left side in the figure) are combined. is there.
  • the capacitor of the capacitance C 34 is a capacitor in which the capacitor of the capacitance C 3 shown in FIG. 20 (capacitor on the right side in the figure) and the capacitor of the capacitance C 4 shown in FIG. 20 (upper capacitor in the figure) are combined. is there.
  • the capacitor of capacitance C 41 is a capacitor in which the capacitor of capacitance C 4 shown in FIG. 20 (lower capacitor in the figure) and the capacitor of capacitance C 1 shown in FIG. 20 (capacitor on the right side in the figure) are combined. It is.
  • the directional coupler 60 includes four saddle type circuits, but a T type circuit including two series inductors and one parallel capacitor instead of each saddle type circuit. May be used.
  • the present invention is suitable for an antenna device including a first radiating element and a second radiating element. Further, the present invention is suitable for a wireless communication device including an antenna device.
  • 1 transmitter, 2 receiver, 3 transmission / reception selector switch, 4 antenna device 11 first input / output terminal, 12 second input / output terminal, 21 first radiation element, 22 second radiation element, 23 directionality Coupler, 23a first terminal, 23b second terminal, 23c third terminal, 23d fourth terminal, 24 first phase shifter, 25 second phase shifter, 26 third phase shifter , 27 1st matching circuit, 28 2nd matching circuit, 31, 32 switch, 33 line, 34 detour, 40 ground plane, 41, 42 inverted F antenna, 51 3rd matching circuit, 52 4th matching circuit , 60 directional coupler, 61 first lumped constant element, 62 second lumped constant element, 63 third lumped constant element, 64 fourth lumped constant element, 65 fifth lumped constant element, 66 sixth Lumped constant element , 67 seventh lumped elements, 68 eighth lumped elements, 69 ninth lumped elements, 70 10 lumped elements, 71 11 lumped elements, 72 twelfth lumped elements.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
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  • Transceivers (AREA)

Abstract

一端が方向性結合器（２３）の第４の端子（２３ｄ）と接続されている第１の移相器（２４）と、一端が方向性結合器（２３）の第１の端子（２３ａ）と接続されている第２の移相器（２５）と、一端が方向性結合器（２３）の第２の端子（２３ｂ）と接続されている第３の移相器（２６）と、一端が第２の移相器（２５）の他端と接続され、他端が第１の入出力端子（１１）と接続されている第１の整合回路（２７）と、一端が第３の移相器（２６）の他端と接続され、他端が第２の入出力端子（１２）と接続されている第２の整合回路（２８）とを備えるように、アンテナ装置（４）を構成した。

Description

アンテナ装置及び無線通信装置
　この発明は、第１の放射素子及び第２の放射素子を備えるアンテナ装置と、アンテナ装置を備える無線通信装置とに関するものである。
　以下の特許文献１には、右旋円偏波又は左旋円偏波を放射する円偏波切換形アンテナが開示されている。
　この円偏波切換形アンテナは、以下の構成要素（１）～（４）を備えている。
（１）２個の給電点を有し、かつ、互いに直交する２つの直線偏波を放射する放射素子
（２）一端が放射素子における一方の給電点と接続され、信号の位相を０度又は１８０度だけ移相する第１の移相器
（３）一端が放射素子における他方の給電点と接続され、信号の位相を０度又は１８０度だけ移相する第２の移相器
（４）入力信号を位相差が９０度である２つの信号に分配し、分配した一方の信号を第１の移相器に出力し、分配した他方の信号を第２の移相器に出力する９０゜ハイブリッド回路
特開２０００－２２３９４２号公報
　従来の円偏波切換形アンテナにおいて、（１）の放射素子と、（２）の第１の移相器とを削除して、第１の放射素子と第２の放射素子とを追加したアンテナ装置を想定する。
　想定したアンテナ装置では、第１の放射素子が９０゜ハイブリッド回路の第１の出力端子と接続され、第２の放射素子が第２の移相器を介して９０゜ハイブリッド回路の第２の出力端子と接続されているものとする。
　想定したアンテナ装置では、第２の移相器の移相量を切り換えれば、４ブランチのダイバーシチアンテナとして機能することが可能である。
　しかし、想定したアンテナ装置では、第１の放射素子と第２の放射素子との間隔が狭く、例えば、間隔が動作周波数の波長の２分の１以下である場合、第１の放射素子と第２の放射素子との間の相互結合が強くなる。第１の放射素子と第２の放射素子との間の相互結合が強くなることで、第１の放射素子から放射された信号の多くが第２の放射素子に入射されるようになる。第１の放射素子から放射された信号の多くが第２の放射素子に入射されることで、信号の反射が大きくなってしまうという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、２つの放射素子の間隔が狭い場合でも、信号の反射を抑えることができるアンテナ装置を得ることを目的とする。
　また、この発明は、信号の反射を抑えることができるアンテナ装置を備える無線通信装置を得ることを目的とする。
　この発明に係るアンテナ装置は、第１の端子又は第２の端子から信号が入力されると、信号を分配して、分配した一方の信号を第３の端子に出力するとともに、分配した他方の信号を第４の端子に出力する方向性結合器と、第３の端子と接続されている第１の放射素子と、一端が第４の端子と接続されている第１の移相器と、第１の移相器の他端と接続されている第２の放射素子と、一端が第１の端子と接続されている第２の移相器と、一端が第２の端子と接続されている第３の移相器と、一端が第２の移相器の他端と接続され、他端が第１の入出力端子と接続されている第１の整合回路と、一端が第３の移相器の他端と接続され、他端が第２の入出力端子と接続されている第２の整合回路とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、一端が方向性結合器の第４の端子と接続されている第１の移相器と、一端が方向性結合器の第１の端子と接続されている第２の移相器と、一端が方向性結合器の第２の端子と接続されている第３の移相器と、一端が第２の移相器の他端と接続され、他端が第１の入出力端子と接続されている第１の整合回路と、一端が第３の移相器の他端と接続され、他端が第２の入出力端子と接続されている第２の整合回路とを備えるように、アンテナ装置を構成した。したがって、この発明に係るアンテナ装置は、２つの放射素子の間隔が狭い場合でも、信号の反射を抑えることができる。
実施の形態１によるアンテナ装置４を備える無線通信装置を示す構成図である。 実施の形態１によるアンテナ装置４を示す構成図である。 第１の移相器２４、第２の移相器２５及び第３の移相器２６を示す構成図である。 ２つのダイバーシチモードと、４つのブランチと、第１から第３の移相器の移相量と、給電点と、第１の放射素子２１の励振位相と第２の放射素子２２の励振位相との位相差との関係を示す説明図である。 第１の入出力端子１１から第２の入出力端子１２への結合を示す説明図である。 第１の入出力端子１１における送信信号の反射を示す説明図である。 ２素子アンテナアレーを示す説明図である。 図８Ａは、Ｓパラメータを示すスミスチャート、図８Ｂは、振幅の周波数特性を示す説明図である。 図９Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャート、図９Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。 図１０Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャート、図１０Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。 図１１Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャート、図１１Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。 モード（１）のブランチ（１）であり、給電点が第１の入出力端子１１であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示す説明図である。 モード（１）のブランチ（２）であり、給電点が第２の入出力端子１２であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示す説明図である。 モード（２）のブランチ（３）であり、給電点が第１の入出力端子１１であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示す説明図である。 モード（２）のブランチ（４）であり、給電点が第２の入出力端子１２であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示す説明図である。 ブランチ（１）～（４）の間の相関係数のシミュレーション結果を示す説明図である。 実施の形態１による他のアンテナ装置４を示す構成図である。 実施の形態２によるアンテナ装置４を示す構成図である。 ブランチライン形の９０°ハイブリッド回路を示す構成図である。 キャパシタ及びインダクタを含む方向性結合器６０を示す構成図である。 全部で４個のキャパシタを備えている方向性結合器６０を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１によるアンテナ装置４を備える無線通信装置を示す構成図である。
　図１において、送信機１は、送信信号を送受切替スイッチ３に出力する通信機器である。
　受信機２は、送受切替スイッチ３から出力された受信信号の受信処理を実施する通信機器である。
　送受切替スイッチ３は、送信機１から出力された送信信号をアンテナ装置４の第１の入出力端子１１又は第２の入出力端子１２に出力し、第１の入出力端子１１又は第２の入出力端子１２から出力された受信信号を受信機２に出力する。
　アンテナ装置４は、第１の入出力端子１１及び第２の入出力端子１２を有している。
　アンテナ装置４は、２つのアンテナを用いて、４ブランチのダイバーシチアンテナとして機能する。
　第１の入出力端子１１は、送受切替スイッチ３から出力された送信信号を入力、あるいは、アンテナ装置４の受信信号を送受切替スイッチ３に出力するための端子である。
　第２の入出力端子１２は、送受切替スイッチ３から出力された送信信号を入力、あるいは、アンテナ装置４の受信信号を送受切替スイッチ３に出力するための端子である。
　図２は、実施の形態１によるアンテナ装置４を示す構成図である。
　図２において、第１の放射素子２１は、方向性結合器２３の第３の端子２３ｃと接続されているアンテナである。
　第２の放射素子２２は、第１の移相器２４と接続されているアンテナである。
　方向性結合器２３は、例えば、ブランチライン形の方向性結合器であり、第１の端子２３ａ、第２の端子２３ｂ、第３の端子２３ｃ及び第４の端子２３ｄを有している。
　第１の端子２３ａは、第２の移相器２５の一端と接続されている。
　第２の端子２３ｂは、第３の移相器２６の一端と接続されている。
　第３の端子２３ｃは、第１の放射素子２１と接続されている。
　第４の端子２３ｄは、第１の移相器２４の一端と接続されている。
　方向性結合器２３は、ブランチライン形の方向性結合器又はラットレース形の方向性結合器などで実現される。
　方向性結合器２３は、例えば、第１の端子２３ａ又は第２の端子２３ｂから送信信号が入力されると、送信信号を２つに分配する。
　そして、方向性結合器２３は、分配した一方の送信信号を第３の端子２３ｃに出力するとともに、分配した他方の送信信号を第４の端子２３ｄに出力する。
　第１の端子２３ａから送信信号が入力された場合、分配した一方の送信信号に対する他方の送信信号の位相差は、φ度である。
　第２の端子２３ｂから送信信号が入力された場合、分配した他方の送信信号に対する一方の送信信号の位相差は、（π－φ）度である。
　方向性結合器２３は、例えば、第３の端子２３ｃ又は第４の端子２３ｄから受信信号が入力されると、受信信号を２つに分配する。
　そして、方向性結合器２３は、分配した一方の受信信号を第１の端子２３ａに出力するとともに、分配した他方の受信信号を第２の端子２３ｂに出力する。
　第３の端子２３ｃから受信信号が入力された場合、分配した一方の受信信号に対する他方の受信信号の位相差は、（π－φ）度である。
　第４の端子２３ｄから受信信号が入力された場合、分配した他方の受信信号に対する一方の受信信号の位相差は、φ度である。
　実施の形態１では、方向性結合器２３として、例えば、結合度が√０．５（３ｄＢ）の方向性結合器が用いられる。
　第１の移相器２４は、一端が第４の端子２３ｄと接続され、他端が第２の放射素子２２と接続されている。
　第１の移相器２４は、移相量を０度又はθ度に切り替えが可能な移相器である。
　第１の移相器２４は、第４の端子２３ｄから送信信号が出力されると、送信信号の位相を０度又はθ度だけ移相し、位相を移相した送信信号を第２の放射素子２２に出力する。
　第１の移相器２４は、第２の放射素子２２から受信信号が出力されると、受信信号の位相を０度又はθ度だけ移相し、位相を移相した受信信号を第４の端子２３ｄに出力する。
　第２の移相器２５は、一端が第１の端子２３ａと接続され、他端が第１の整合回路２７と接続されている。
　第２の移相器２５は、移相量を０度又は２分のθ（以下、「θ／２」と表記する）度に切り替えが可能な移相器である。
　第２の移相器２５は、第１の整合回路２７から送信信号が出力されると、送信信号の位相を０度又はθ／２度だけ移相し、位相を移相した送信信号を第１の端子２３ａに出力する。
　第２の移相器２５は、第１の端子２３ａから受信信号が出力されると、受信信号の位相を０度又はθ／２度だけ移相し、位相を移相した受信信号を第１の整合回路２７に出力する。
　第３の移相器２６は、一端が第２の端子２３ｂと接続され、他端が第２の整合回路２８と接続されている。
　第３の移相器２６は、移相量を０度又はθ／２度に切り替えが可能な移相器である。
　第３の移相器２６は、第２の整合回路２８から送信信号が出力されると、送信信号の位相を０度又はθ／２度だけ移相し、位相を移相した送信信号を第２の端子２３ｂに出力する。
　第３の移相器２６は、第２の端子２３ｂから受信信号が出力されると、受信信号の位相を０度又はθ／２度だけ移相し、位相を移相した受信信号を第２の整合回路２８に出力する。
　第１の整合回路２７は、一端が第２の移相器２５の他端と接続され、他端が第１の入出力端子１１と接続されている。
　第１の整合回路２７は、第１の入出力端子１１から第２の移相器２５側を見たインピーダンスと、第１の入出力端子１１から送受切替スイッチ３側を見たインピーダンスとを整合する回路である。
　第２の整合回路２８は、一端が第３の移相器２６の他端と接続され、他端が第２の入出力端子１２と接続されている。
　第２の整合回路２８は、第２の入出力端子１２から第３の移相器２６側を見たインピーダンスと、第２の入出力端子１２から送受切替スイッチ３側を見たインピーダンスとを整合する回路である。
　図２では、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８のそれぞれが、３つの集中定数素子を含むΠ型回路である例を示しているが、これに限るものではなく、２つ以下の集中定数素子を含むΠ型回路であってもよい。
　また、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８のそれぞれは、例えば、３つ以下の集中定数素子を含むＴ型回路であってもよい。
　図３は、第１の移相器２４、第２の移相器２５及び第３の移相器２６を示す構成図である。
　第１の移相器２４、第２の移相器２５及び第３の移相器２６のそれぞれは、図３に示すようなスイッチドライン形移相器を用いることができる。
　図３において、スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ－Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ－Ｔｈｒｏｗ）スイッチなどで実現される。
　線路３３は、スイッチ３１とスイッチ３２との間を接続する線路である。線路３３は、線路長を無視できるほどに、線路長が短い線路である。したがって、線路３３は、線路３３を通過する信号の位相に影響を与えないものとする。
　迂回線路３４は、移相器の移相量に相当する長さを有する線路である。
　図３に示す移相器が、第１の移相器２４であれば、迂回線路３４は、移相量θに相当する長さを有している。
　図３に示す移相器が、第１の移相器２４であれば、スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、移相量が０度に設定される場合、線路３３と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが線路３３と接続されることで、第４の端子２３ｄが第２の放射素子２２と接続される。
　スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、移相量がθ度に設定される場合、迂回線路３４と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが迂回線路３４と接続されることで、第４の端子２３ｄが迂回線路３４の一端と接続され、かつ、迂回線路３４の他端が第２の放射素子２２と接続される。
　また、図３に示す移相器が、第２の移相器２５であれば、迂回線路３４は、移相量θ／２に相当する長さを有している。
　図３に示す移相器が、第２の移相器２５であれば、スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、第２の移相器２５の移相量が０度に設定される場合、線路３３と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが線路３３と接続されることで、第１の端子２３ａが第１の整合回路２７の一端と接続される。
　スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、移相量が２分のθ度に設定される場合、迂回線路３４と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが迂回線路３４と接続されることで、第１の端子２３ａが迂回線路３４の一端と接続され、かつ、迂回線路３４の他端が第１の整合回路２７の一端と接続される。
　また、図３に示す移相器が、第３の移相器２６であれば、迂回線路３４は、移相量θ／２に相当する長さを有している。
　図３に示す移相器が、第３の移相器２６であれば、スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、移相量が０度に設定される場合、線路３３と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが線路３３と接続されることで、第２の端子２３ｂが第２の整合回路２８の一端と接続される。
　スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、第３の移相器２６の移相量が２分のθ度に設定される場合、迂回線路３４と接続される。スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれが迂回線路３４と接続されることで、第２の端子２３ｂが迂回線路３４の一端と接続され、かつ、迂回線路３４の他端が第２の整合回路２８の一端と接続される。
　なお、スイッチ３１及びスイッチ３２のそれぞれは、図示せぬ制御装置によって操作されるものであってもよいし、ユーザの手動によって操作されるものであってもよい。
　次に、図１に示す無線通信装置の動作を説明する。
　アンテナ装置４は、第１の移相器２４、第２の移相器２５及び第３の移相器２６におけるそれぞれの移相量が切り換えられることで、４ブランチのダイバーシチアンテナとして機能することが可能である。
　図４は、２つのダイバーシチモードと、４つのブランチと、第１から第３の移相器の移相量と、給電点と、第１の放射素子２１の励振位相と第２の放射素子２２の励振位相との位相差との関係を示す説明図である。
　アンテナ装置４は、給電点として、第１の入出力端子１１と第２の入出力端子１２とを有している。
　ダイバーシチモードのモード（１）には、ブランチ（１）とブランチ（２）が含まれ、ダイバーシチモードのモード（２）には、ブランチ（３）とブランチ（４）が含まれる。
　ここでは、無線通信装置が、アンテナ装置４を送信アンテナとして用いる例を説明するが、アンテナ装置４の可逆性により、無線通信装置が、アンテナ装置４を受信アンテナとして用いても、同様の効果が得られることは自明である。
　送信機１は、送信信号を送受切替スイッチ３に出力する。
　送受切替スイッチ３は、送信機１から出力された送信信号を受けると、例えば、アンテナ装置４のダイバーシチモードがモード（１）に設定され、ブランチがブランチ（１）に設定されていれば、送信信号を第１の入出力端子１１に出力する。
　送受切替スイッチ３は、アンテナ装置４のダイバーシチモードがモード（１）に設定され、ブランチがブランチ（２）に設定されていれば、送信信号を第２の入出力端子１２に出力する。
　送受切替スイッチ３は、アンテナ装置４のダイバーシチモードがモード（２）に設定され、ブランチがブランチ（３）に設定されていれば、送信信号を第１の入出力端子１１に出力する。
　送受切替スイッチ３は、アンテナ装置４のダイバーシチモードがモード（２）に設定され、ブランチがブランチ（４）に設定されていれば、送信信号を第２の入出力端子１２に出力する。
　アンテナ装置４におけるダイバーシチモード及びブランチのそれぞれは、例えば、図示せぬ制御装置によって設定、あるいは、ユーザによる手動の操作によって設定される。
　例えば、制御装置によって、ブランチがブランチ（１）又はブランチ（３）に設定されることで、送受切替スイッチ３から第１の入出力端子１１に出力された送信信号は、第１の整合回路２７を介して、第２の移相器２５に到達する。
　第２の移相器２５は、図４に示すように、ブランチ（１）であれば、ダイバーシチモードがモード（１）であるため、移相量がθ／２度に設定される。
　第２の移相器２５は、図４に示すように、ブランチ（３）であれば、ダイバーシチモードがモード（２）であるため、移相量が０度に設定される。
　したがって、第２の移相器２５は、ブランチ（１）であれば、送信信号の位相をθ／２度だけ移相し、θ／２度だけ移相した送信信号を第１の端子２３ａに出力する。
　第２の移相器２５は、ブランチ（３）であれば、送信信号の位相を０度だけ移相し、０度だけ移相した送信信号を第１の端子２３ａに出力する。
　例えば、制御装置によって、ブランチがブランチ（２）又はブランチ（４）に設定されることで、送受切替スイッチ３から第２の入出力端子１２に出力された送信信号は、第２の整合回路２８を介して、第３の移相器２６に到達する。
　第３の移相器２６は、図４に示すように、ブランチ（２）であれば、ダイバーシチモードがモード（１）であるため、移相量がθ／２度に設定される。
　第３の移相器２６は、図４に示すように、ブランチ（４）であれば、ダイバーシチモードがモード（２）であるため、移相量が０度に設定される。
　したがって、第３の移相器２６は、ブランチ（２）であれば、送信信号の位相をθ／２度だけ移相し、θ／２度だけ移相した送信信号を第２の端子２３ｂに出力する。
　第３の移相器２６は、ブランチ（４）であれば、送信信号の位相を０度だけ移相し、０度だけ移相した送信信号を第２の端子２３ｂに出力する。
　方向性結合器２３は、ブランチがブランチ（１）又はブランチ（３）であるとき、第２の移相器２５から送信信号が第１の端子２３ａに出力されると、第１の端子２３ａから送信信号を入力し、送信信号の電力を二等分することで、送信信号を２つに分配する。
　このとき、方向性結合器２３は、第３の端子２３ｃに出力する送信信号に対する第４の端子２３ｄに出力する送信信号の位相差がφ度になるように、送信信号を２つに分配する。
　方向性結合器２３は、分配した一方の送信信号を第３の端子２３ｃに出力するとともに、分配した他方の送信信号を第４の端子２３ｄに出力する。
　方向性結合器２３は、ブランチがブランチ（２）又はブランチ（４）であるとき、第３の移相器２６から送信信号が第２の端子２３ｂに出力されると、第２の端子２３ｂから送信信号を入力し、送信信号の電力を二等分することで、送信信号を２つに分配する。
　このとき、方向性結合器２３は、第４の端子２３ｄに出力する送信信号に対する第３の端子２３ｃに出力する送信信号の位相差が（π－φ）度になるように、送信信号を２つに分配する。
　方向性結合器２３は、分配した一方の送信信号を第３の端子２３ｃに出力するとともに、分配した他方の送信信号を第４の端子２３ｄに出力する。
　第３の端子２３ｃから出力された送信信号は、第１の放射素子２１に到達する。
　第４の端子２３ｄから出力された送信信号は、第１の移相器２４に到達する。
　第１の移相器２４は、図４に示すように、ダイバーシチモードがモード（１）であれば、移相量が０度に設定され、ダイバーシチモードがモード（２）であれば、移相量がθ度に設定される。
　したがって、第１の移相器２４は、ダイバーシチモードがモード（１）であれば、第４の端子２３ｄから出力された送信信号の位相を０度だけ移相し、０度だけ移相した送信信号を第２の放射素子２２に出力する。
　第１の移相器２４は、ダイバーシチモードがモード（２）であれば、第４の端子２３ｄから出力された送信信号の位相をθ度だけ移相し、θ度だけ移相した送信信号を第２の放射素子２２に出力する。
　第１の放射素子２１は、第３の端子２３ｃから出力された送信信号を空間に放射する。
　第２の放射素子２２は、第１の移相器２４から出力された送信信号を空間に放射する。
　ブランチがブランチ（１）であるときは、第１の入出力端子１１から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、第１の放射素子２１の励振位相は、θ／２度であり、第２の放射素子２２の励振位相は、（θ／２＋φ）度になる。ここでは、説明の簡単化のため、第１の整合回路２７を通過する際の送信信号の位相の回転と、第１の端子２３ａから第３の端子２３ｃを通過する際の送信信号の位相の回転とを無視している。
　したがって、第１の放射素子２１の励振位相に対する第２の放射素子２２の励振位相の差は、φ度になる。
　ブランチがブランチ（２）であるときは、第２の入出力端子１２から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、第１の放射素子２１の励振位相は、（θ／２＋（π－φ））度であり、第２の放射素子２２の励振位相は、θ／２度になる。ここでは、説明の簡単化のため、第２の整合回路２８を通過する際の送信信号の位相の回転と、第２の端子２３ｂから第４の端子２３ｄを通過する際の送信信号の位相の回転とを無視している。
　したがって、第１の放射素子２１の励振位相に対する第２の放射素子２２の励振位相の差は、－（π－φ）度になる。
　ブランチがブランチ（３）であるときは、第１の入出力端子１１から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、第１の放射素子２１の励振位相は、０度であり、第２の放射素子２２の励振位相は、（φ＋θ）度になる。
　したがって、第１の放射素子２１の励振位相に対する第２の放射素子２２の励振位相の差は、（φ＋θ）度になる。
　ブランチがブランチ（４）であるときは、第２の入出力端子１２から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、第１の放射素子２１の励振位相は、（π－φ）度であり、第２の放射素子２２の励振位相は、θ度になる。
　したがって、第１の放射素子２１の励振位相に対する第２の放射素子２２の励振位相の差は、（－（π－φ）＋θ）度になる。
　よって、アンテナ装置４は、第１の移相器２４、第２の移相器２５及び第３の移相器２６におけるそれぞれの移相量が図４のように切り換えられることで、４つの異なる放射パターンを形成することが可能である。
　ここで、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との間隔が狭い場合、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との相互結合が高くなる。
　第１の放射素子２１での信号反射が０、第２の放射素子２２での信号反射が０であるとすると、第１の入出力端子１１から第２の入出力端子１２への結合としては、図５に示すように、経路Ｒ１を通る送信信号と、経路Ｒ２を通る送信信号との結合が考えられる。
　図５は、第１の入出力端子１１から第２の入出力端子１２への結合を示す説明図である。
　経路Ｒ１は、第１の入出力端子１１から入力された送信信号が、第１の整合回路２７、第２の移相器２５、方向性結合器２３、第１の放射素子２１、第２の放射素子２２、第１の移相器２４、方向性結合器２３、第３の移相器２６、第２の整合回路２８を通って、第２の入出力端子１２に到達する経路である。
　経路Ｒ２は、第１の入出力端子１１から入力された送信信号が、第１の整合回路２７、第２の移相器２５、方向性結合器２３、第１の移相器２４、第２の放射素子２２、第１の放射素子２１、方向性結合器２３、第３の移相器２６、第２の整合回路２８を通って、第２の入出力端子１２に到達する経路である。
　ブランチ（１）では、第１の移相器２４の移相量が０度、第２の移相器２５の移相量がθ／２度である。
　したがって、第１の入出力端子１１から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、方向性結合器２３の第２の端子２３ｂにおいて、経路Ｒ１を通る送信信号の位相は、θ／２度である。
　また、第２の端子２３ｂにおいて、経路Ｒ２を通る送信信号の位相は、θ／２＋φ＋（π－φ）＝（θ／２＋π）度である。
　第２の端子２３ｂにおいては、経路Ｒ１を通る送信信号の位相と、経路Ｒ２を通る送信信号の位相との位相差がπになる。
　よって、経路Ｒ１を通る送信信号と、経路Ｒ２を通る送信信号とは、第２の端子２３ｂにおいて、等振幅かつ逆相となり、相殺されるので、第１の入出力端子１１から第２の入出力端子１２への結合は、低減される。
　ブランチがブランチ（２）であるときに、第２の入出力端子１２から第１の入出力端子１１への結合は、図示していないが、ブランチ（１）と同様に、送信信号の経路が２つある。ここでは、２つの経路を経路Ｒ３と経路Ｒ４とする。
　経路Ｒ３は、第２の入出力端子１２から入力された送信信号が、第２の整合回路２８、第３の移相器２６、方向性結合器２３、第１の移相器２４、第２の放射素子２２、第１の放射素子２１、方向性結合器２３、第２の移相器２５、第１の整合回路２７を通って、第１の入出力端子１１に到達する経路である。
　経路Ｒ４は、第２の入出力端子１２から入力された送信信号が、第２の整合回路２８、第３の移相器２６、方向性結合器２３、第１の放射素子２１、第２の放射素子２２、第１の移相器２４、方向性結合器２３、第２の移相器２５、第１の整合回路２７を通って、第１の入出力端子１１に到達する経路である。
　ブランチ（２）では、第１の移相器２４の移相量が０度、第３の移相器２６の移相量がθ／２度である。
　したがって、第２の入出力端子１２から入力された送信信号の位相が０度であるとすれば、方向性結合器２３の第１の端子２３ａにおいて、経路Ｒ３を通る送信信号の位相は、θ／２度である。
　また、第１の端子２３ａにおいて、経路Ｒ４を通る送信信号の位相は、θ／２＋（π－φ）＋φ＝（θ／２＋π）度である。
　第１の端子２３ａにおいては、経路Ｒ３を通る送信信号の位相と、経路Ｒ４を通る送信信号の位相との位相差がπになる。
　よって、経路Ｒ３を通る送信信号と、経路Ｒ４を通る送信信号とは、第１の端子２３ａにおいて、等振幅かつ逆相となり、相殺されるので、第２の入出力端子１２から第１の入出力端子１１への結合は、低減される。
　アンテナ装置４では、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８を実装しているため、第１の入出力端子１１及び第２の入出力端子１２での信号反射を抑えることができる。
　図２に示すアンテナ装置４において、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８を実装していないアンテナ装置を想定する。
　想定するアンテナ装置では、第１の放射素子２１での信号反射が０、第２の放射素子２２での信号反射が０であるとする。
　想定するアンテナ装置は、ブランチ（１）又はブランチ（３）のとき、図６に示すように、第１の入出力端子１１において、経路Ｒ５を通る送信信号の反射と、経路Ｒ６を通る送信信号の反射とが発生する。
　図６は、第１の入出力端子１１における送信信号の反射を示す説明図である。
　経路Ｒ５は、第１の入出力端子１１から入力された送信信号が、第２の移相器２５、方向性結合器２３、第１の放射素子２１、第２の放射素子２２、第１の移相器２４、方向性結合器２３、第２の移相器２５を通って、第１の入出力端子１１に到達する経路である。
　経路Ｒ６は、第１の入出力端子１１から入力された送信信号が、第２の移相器２５、方向性結合器２３、第１の移相器２４、第２の放射素子２２、第１の放射素子２１、方向性結合器２３、第２の移相器２５を通って、第１の入出力端子１１に到達する経路である。
　図２に示すアンテナ装置４は、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８を実装している。
　第１の整合回路２７は、第１の入出力端子１１から第２の移相器２５側を見たインピーダンスと、第１の入出力端子１１から送受切替スイッチ３側を見たインピーダンスとの整合をとっている。
　したがって、図２に示すアンテナ装置４では、第１の整合回路２７の作用によって、ブランチ（１）又はブランチ（３）のとき、経路Ｒ５を通る送信信号の反射と、経路Ｒ６を通る送信信号の反射とが抑えられる。
　第２の整合回路２８は、第２の入出力端子１２から第３の移相器２６側を見たインピーダンスと、第２の入出力端子１２から送受切替スイッチ３側を見たインピーダンスとの整合をとっている。
　したがって、図２に示すアンテナ装置４では、第２の整合回路２８の作用によって、ブランチ（２）又はブランチ（４）のとき、第２の入出力端子１２での信号反射が抑えられる。
　図２に示すアンテナ装置４において、第２の移相器２５及び第３の移相器２６を備えていないアンテナ装置を想定する。
　想定するアンテナ装置では、モード（１）であるときの反射位相が、モード（２）であるときの反射位相よりもθだけ小さくなる。想定するアンテナ装置は、第２の移相器２５及び第３の移相器２６を備えていなくても、モード（１）であるときの反射振幅と、モード（２）であるときの反射振幅とは、同じになる。
　図２に示すアンテナ装置４は、モード（１）での反射位相とモード（２）での反射位相とを同じにするため、第２の移相器２５及び第３の移相器２６を備えている。
　第２の移相器２５及び第３の移相器２６におけるそれぞれの移相量は、モード（１）のときの移相量と、モード（２）のときの移相量とで変えられている。
　モード（１）のときの移相量は、θ／２であり、モード（２）のときの移相量は、０である。
　図２に示すアンテナ装置４は、モード（１）での反射位相とモード（２）での反射位相とが同じであるため、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８のそれぞれを、モード（１）又はモード（２）のいずれであっても使用することができる。
　ここでは、図７に示す２素子アンテナアレーを例にとって、図２に示すアンテナ装置４の有効性を考察する。
　一般的には２つの放射素子の間の距離が、送信信号の波長の２分の１以下の距離になると、２つの入出力端子間の相互結合が高くなり、アンテナ装置が有効に動作しなくなることが知られている。ここでは、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との間の距離が、送信信号の波長の２分の１以下の距離であっても、図２に示すアンテナ装置４が有効に動作することを説明する。
　図７に示す２素子アンテナアレーでは、方形の地板４０の上に２つの逆Ｆアンテナ４１，４２がそれぞれ設置されている。
　図７において、λｃは、送信信号の周波数（動作周波数）ｆｃにおける自由空間波長である。
　図８は、図７に示す２素子アンテナアレーにおけるＳパラメータのシミュレーション結果を示す説明図である。Ｓパラメータのシミュレーションは、例えば、コンピュータによって行われる。
　図８Ａは、Ｓパラメータを示すスミスチャートであり、図８Ｂは、振幅の周波数特性を示す説明図である。図８Ｂでは、周波数が動作周波数ｆｃで規格化されている。
　図７の例では、逆Ｆアンテナ４１と逆Ｆアンテナ４２との間の距離が０．１５λｃであり、０．５λｃよりも短い。
　図８Ｂより、逆Ｆアンテナ４１と逆Ｆアンテナ４２との間の結合｜Ｓ２１｜は、動作周波数ｆｃにおいて、約－３ｄＢであり、非常に高いことが確認される。
　次に、図７に示す２素子アンテナアレーをアンテナ装置に適用する場合を考察する。
　最初に、図２に示すアンテナ装置４において、第２の移相器２５及び第３の移相器２６と、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８とが実装されていないアンテナ装置を考察する。
　考察するアンテナ装置では、第１の放射素子２１として、逆Ｆアンテナ４１が用いられ、第２の放射素子２２として、逆Ｆアンテナ４２が用いられる。
　図９は、第１の入出力端子１１及び第２の入出力端子１２のそれぞれから、逆Ｆアンテナ４１，４２側を見たときのＳパラメータのシミュレーション結果を示す説明図である。Ｓパラメータのシミュレーションにおいて、θ＝９０°、φ＝－９０°としている。
　図９Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートであり、図９Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。
　図９Ａ及び図９Ｂに示すように、モード（１）とモード（２）のいずれであっても、逆Ｆアンテナ４１と逆Ｆアンテナ４２との間の結合｜Ｓ２１｜が、スミスチャートの中心に位置しており、結合が十分に低いことが分かる。
　動作周波数ｆｃにおいて、スミスチャートの中心からの距離は、モード（１）でのＳ１１と、モード（２）でのＳ１１とで同じであるが、位置が異なる。同様に、動作周波数ｆｃにおいて、モード（１）でのＳ２２のスミスチャートの中心からの距離と、モード（２）でのＳ２２のスミスチャートの中心からの距離は同じであるが、位置が異なる。このことは、モード（１）とモード（２）では、振幅が同じであるが、位相が異なることを意味している。つまり、モード（１）で必要な整合回路と、モード（２）で必要な整合回路とが異なり、モード（１）とモード（２）では、別々の整合回路を実装する必要があることを意味している。
　したがって、考察するアンテナ装置は、モード（１）用の第１の整合回路２７及びモード（１）用の第２の整合回路２８と、モード（２）用の第１の整合回路２７及びモード（２）用の第２の整合回路２８とが必要になる。
　次に、図２に示すアンテナ装置４において、第２の移相器２５及び第３の移相器２６が実装されているが、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８とが実装されていないアンテナ装置を考察する。
　考察するアンテナ装置では、第１の放射素子２１として、逆Ｆアンテナ４１が用いられ、第２の放射素子２２として、逆Ｆアンテナ４２が用いられる。
　図１０は、第１の入出力端子１１及び第２の入出力端子１２のそれぞれから、逆Ｆアンテナ４１，４２側を見たときのＳパラメータのシミュレーション結果を示す説明図である。Ｓパラメータのシミュレーションにおいて、θ＝９０°、φ＝－９０°としている。
　図１０Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートであり、図１０Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。
　図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、モード（１）とモード（２）のいずれであっても、逆Ｆアンテナ４１と逆Ｆアンテナ４２との間の結合｜Ｓ２１｜が、スミスチャートの中心に位置しており、結合が十分に低いことが分かる。
　動作周波数ｆｃにおいて、第２の移相器２５及び第３の移相器２６が実装されたことでモード（１）での位相が９０°回転し、モード（１）でのＳ１１の位置と、モード（２）でのＳ１１の位置とが一致している。また、モード（１）でのＳ２２の位置と、モード（２）でのＳ２２の位置とが一致している。このことは、モード（１）で必要な整合回路と、モード（２）で必要な整合回路とを共通化できることを意味している。
　次に、第２の移相器２５及び第３の移相器２６と、第１の整合回路２７及び第２の整合回路２８とが実装されている図２に示すアンテナ装置４を考察する。
　図２に示すアンテナ装置４では、第１の放射素子２１として、逆Ｆアンテナ４１が用いられ、第２の放射素子２２として、逆Ｆアンテナ４２が用いられる。
　図２に示すアンテナ装置４では、３つの集中定数素子を用いている第１の整合回路２７を示している。しかし、これは一例に過ぎず、２つの集中定数素子を用いている第１の整合回路２７であってもよい。
　２つの集中定数素子としては、例えば、第２の移相器２５の他端と第１の入出力端子１１との間に直列に接続されるジャンパー素子と、一端がジャンパー素子の一端又は他端と接続され、他端が接地される並列キャパシタとが考えられる。
　また、図２に示すアンテナ装置４では、３つの集中定数素子を用いている第２の整合回路２８を示している。しかし、これは一例に過ぎず、２つの集中定数素子を用いている第２の整合回路２８であってもよい。
　２つの集中定数素子としては、例えば、第３の移相器２６の他端と第２の入出力端子１２との間に直列に接続されるジャンパー素子と、一端がジャンパー素子の一端又は他端と接続され、他端が接地される並列キャパシタとが考えられる。
　図１１は、第１の入出力端子１１及び第２の入出力端子１２のそれぞれから、逆Ｆアンテナ４１，４２側を見たときのＳパラメータのシミュレーション結果を示す説明図である。Ｓパラメータのシミュレーションにおいて、θ＝９０°、φ＝－９０°としている。
　図１１Ａは、モード（１）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートであり、図１１Ｂは、モード（２）である場合のＳパラメータを示すスミスチャートである。
　図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、モード（１）とモード（２）のいずれであっても、逆Ｆアンテナ４１と逆Ｆアンテナ４２との間の結合｜Ｓ２１｜が、スミスチャートの中心に位置しており、結合が十分に低いことが分かる。
　動作周波数ｆｃにおいて、モード（１）でのＳ１１の位置と、モード（２）でのＳ１１の位置とが一致している。また、モード（１）でのＳ１１の位置と、モード（２）でのＳ１１の位置とが、スミスチャートの略中心に位置しており、反射が十分に低いことが分かる。動作周波数ｆｃにおいて、モード（１）でのＳ２２の位置と、モード（２）でのＳ２２の位置とが一致している。また、モード（１）でのＳ２２の位置と、モード（２）でのＳ２２の位置とが、スミスチャートの略中心に位置しており、反射が十分に低いことが分かる。
　図２に示すアンテナ装置４における第１の整合回路２７は、モード（１）とモード（２）の双方に対応しており、第２の整合回路２８は、モード（１）とモード（２）の双方に対応している。
　図１２から図１５は、図２に示すアンテナ装置４において、図７に示すｚ－ｘ面におけるモード（１）（２）の放射パターンのシミュレーション結果と、図７に示すｚ－ｙ面におけるモード（１）（２）の放射パターンのシミュレーション結果とを示す説明図である。
　図１２は、モード（１）のブランチ（１）であり、給電点が第１の入出力端子１１であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示している。
　図１３は、モード（１）のブランチ（２）であり、給電点が第２の入出力端子１２であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示している。
　図１４は、モード（２）のブランチ（３）であり、給電点が第１の入出力端子１１であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示している。
　図１５は、モード（２）のブランチ（４）であり、給電点が第２の入出力端子１２であるときの放射パターンのシミュレーション結果を示している。
　図１２から図１５に示すシミュレーション結果を比べると、ブランチ（１）～（４）では、放射パターンが互いに異なっていることが分かる。
　図１６は、ブランチ（１）～（４）の間の相関係数のシミュレーション結果を示す説明図である。
　第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との相関は、第１の放射素子２１の放射パターンと第２の放射素子２２の放射パターンとから計算される。
　図１６では、ブランチ（１）とブランチ（２）の間の相関係数は、０．０であり、ブランチ（１）とブランチ（３）の間の相関係数は、０．５であり、ブランチ（１）とブランチ（４）の間の相関係数は、０．５であることを示している。
　また、図１６では、ブランチ（２）とブランチ（３）の間の相関係数は、０．５であり、ブランチ（２）とブランチ（４）の間の相関係数は、０．５であることを示している。
　さらに、図１６では、ブランチ（３）とブランチ（４）の間の相関係数は、０．０であることを示している。
　第１の放射素子２１の放射パターンと第２の放射素子２２の放射パターンとが似ていれば、相関が高くなり、似ていなければ、相関が低くなる。
　アンテナ装置は、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との相関係数が０．５以下であれば、相関係数が０であるときとほぼ同等のダイバーシチ性能が得られることが知られている。
　図１６より、図２に示すアンテナ装置４では、ブランチ（１）～（４）の間の相関係数が、０．５以下であることが分かる。
　以上の実施の形態１は、一端が方向性結合器２３の第４の端子２３ｄと接続されている第１の移相器２４と、一端が方向性結合器２３の第１の端子２３ａと接続されている第２の移相器２５と、一端が方向性結合器２３の第２の端子２３ｂと接続されている第３の移相器２６と、一端が第２の移相器２５の他端と接続され、他端が第１の入出力端子１１と接続されている第１の整合回路２７と、一端が第３の移相器２６の他端と接続され、他端が第２の入出力端子１２と接続されている第２の整合回路２８とを備えるように、アンテナ装置を構成した。したがって、実施の形態１のアンテナ装置は、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との間隔が狭い場合でも、信号の反射を抑えることができる。
　実施の形態１では、第１の放射素子２１及び第２の放射素子２２のそれぞれが、逆Ｆアンテナであるものとして、アンテナ装置の有効性を考察している。
　しかし、第１の放射素子２１及び第２の放射素子２２のそれぞれは、逆Ｆアンテナに限るものではなく、反射が大きな放射素子であってもよい。
　第１の放射素子２１及び第２の放射素子２２として、例えば、それぞれ反射が大きな放射素子を用いる場合、アンテナ装置は、図１７に示すように、第３の整合回路５１と、第４の整合回路５２とを備えるようにすればよい。
　図１７は、実施の形態１による他のアンテナ装置４を示す構成図である。
　図１７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　第３の整合回路５１は、一端が第３の端子２３ｃと接続され、他端が第１の放射素子２１と接続されている。
　第３の整合回路５１は、第３の端子２３ｃから第１の放射素子２１側を見たインピーダンスと、第３の端子２３ｃから方向性結合器２３側を見たインピーダンスとを整合する回路である。
　第４の整合回路５２は、一端が第１の移相器２４の他端と接続され、他端が第２の放射素子２２と接続されている。
　第４の整合回路５２は、第１の移相器２４の他端から第２の放射素子２２側を見たインピーダンスと、第１の移相器２４の他端から第１の移相器２４側を見たインピーダンスとを整合する回路である。
　第３の整合回路５１及び第４の整合回路５２のそれぞれは、図２に示す第１の整合回路２７と同様に、３つ以下の集中定数素子を含むΠ型回路であってもよいし、３つ以下の集中定数素子を含むＴ型回路であってもよい。
　図２に示すアンテナ装置４は、ダイバーシチアンテナとして利用されるものとして説明している。図２に示すアンテナ装置４は、第１の放射素子２１と第２の放射素子２２との間の相関が低いため、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）用アンテナとしても利用することが可能である。
実施の形態２．
　実施の形態１のアンテナ装置４は、方向性結合器２３がブランチライン形の方向性結合器である例を示している。
　実施の形態２では、方向性結合器６０が、複数の集中定数素子を含む９０゜ハイブリッド回路であるアンテナ装置４について説明する。
　図１８は、実施の形態２によるアンテナ装置４を示す構成図である。
　図１８において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　方向性結合器６０は、図２に示す方向性結合器２３と同様の機能を有する回路である。
　方向性結合器６０は、第１～第１２の集中定数素子を含む９０゜ハイブリッド回路である。
　第１の集中定数素子６１は、一端が第１の端子２３ａと接続され、他端が第２の端子２３ｂと接続されている。
　第２の集中定数素子６２は、一端が第１の集中定数素子６１の一端と接続され、他端が接地されている。
　第３の集中定数素子６３は、一端が第１の集中定数素子６１の他端と接続され、他端が接地されている。
　第１の集中定数素子６１、第２の集中定数素子６２及び第３の集中定数素子６３は、第１のΠ型回路を構成している。
　第４の集中定数素子６４は、一端が第１の端子２３ａと接続され、他端が第３の端子２３ｃと接続されている。
　第５の集中定数素子６５は、一端が第４の集中定数素子６４の一端と接続され、他端が接地されている。
　第６の集中定数素子６６は、一端が第４の集中定数素子６４の他端と接続され、他端が接地されている。
　第４の集中定数素子６４、第５の集中定数素子６５及び第６の集中定数素子６６は、第２のΠ型回路を構成している。
　第７の集中定数素子６７は、一端が第３の端子２３ｃと接続され、他端が第４の端子２３ｄと接続されている。
　第８の集中定数素子６８は、一端が第７の集中定数素子６７の一端と接続され、他端が接地されている。
　第９の集中定数素子６９は、一端が第７の集中定数素子６７の他端と接続され、他端が接地されている。
　第７の集中定数素子６７、第８の集中定数素子６８及び第９の集中定数素子６９は、第３のΠ型回路を構成している。
　第１０の集中定数素子７０は、一端が第２の端子２３ｂと接続され、他端が第４の端子２３ｄと接続されている。
　第１１の集中定数素子７１は、一端が第１０の集中定数素子７０の一端と接続され、他端が接地されている。
　第１２の集中定数素子７２は、一端が第１０の集中定数素子７０の他端と接続され、他端が接地されている。
　第１０の集中定数素子７０、第１１の集中定数素子７１及び第１２の集中定数素子７２は、第４のΠ型回路を構成している。
　方向性結合器６０以外は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、方向性結合器６０についてのみ説明する。
　例えば、方向性結合器が、図１９に示すように、ブランチライン形の９０°ハイブリッド回路で形成されているものとする。
　図１９は、ブランチライン形の９０°ハイブリッド回路を示す構成図である。
　ブランチライン形の９０°ハイブリッド回路は、略正方形に配列されたリング状の伝送線路で形成される。
　リング状の伝送線路を構成する４つの伝送線路のそれぞれは、一辺の長さが約λg／４である。λｇは、動作周波数ｆｃでの管内波長である。
　したがって、ブランチライン形の９０°ハイブリッド回路の一辺の長さは、９０°ハイブリッド回路が基板に形成される場合、基板を構成する誘電体による波長短縮によって、自由空間波長λｃよりも短くなる。
　４つの伝送線路のそれぞれは、図１８に示すように、３つの集中乗数素子を含むΠ型回路に置き換えることで、さらに回路の小型化を図ることができる。
　第１のΠ型回路の特性アドミタンスＹ１、第２のΠ型回路の特性アドミタンスＹ２、第３のΠ型回路の特性アドミタンスＹ３及び第４のΠ型回路の特性アドミタンスＹ４のそれぞれは、以下の式（１）～（４）で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

　式（１）～（４）において、Ｇ１は、第１の端子２３ａの負荷コンダクタンス、Ｇ２は、第２の端子２３ｂの負荷コンダクタンス、Ｇ３は、第３の端子２３ｃの負荷コンダクタンス、Ｇ４は、第４の端子２３ｄの負荷コンダクタンスである。
　ｋは、方向性結合器６０の結合度である。
　第１のΠ型回路のキャパシタンスＣ１、第２のΠ型回路のキャパシタンスＣ２、第３のΠ型回路のキャパシタンスＣ３及び第４のΠ型回路のキャパシタンスＣ４のそれぞれは、以下の式（５）で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

　式（５）において、ωｃは、動作周波数ｆｃにおける角周波数である。
　第１のΠ型回路のインダクタンスＬ１、第２のΠ型回路のインダクタンスＬ２、第３のΠ型回路のインダクタンスＬ３及び第４のΠ型回路のインダクタンスＬ４のそれぞれは、以下の式（６）で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　したがって、図１８に示す方向性結合器６０は、第１のΠ型回路、第２のΠ型回路、第３のΠ型回路及び第４のΠ型回路におけるそれぞれのキャパシタ及びインダクタを図２０のように配置することで、構成することができる。
　図２０は、キャパシタ及びインダクタを含む方向性結合器６０を示す構成図である。
　ただし、それぞれのΠ型回路は、図２０に示すように、２つのキャパシタとインダクタとが配置されるものに限るものではない。
　例えば、図２０に示す方向性結合器６０では、全部で８個のキャパシタを備えているが、隣り合う２つのキャパシタを結合することで、方向性結合器６０が、全部で４個のキャパシタを備えているようにしてもよい。
　図２１は、全部で４個のキャパシタを備えている方向性結合器６０を示す構成図である。
　図２１に示す方向性結合器６０では、キャパシタンスＣ１２のキャパシタと、キャパシタンスＣ２３のキャパシタと、キャパシタンスＣ３４のキャパシタと、キャパシタンスＣ４１のキャパシタとを備えている。
　キャパシタンスＣ１２のキャパシタは、図２０に示すキャパシタンスＣ１のキャパシタ（図中、左側のキャパシタ）と、図２０に示すキャパシタンスＣ２のキャパシタ（図中、下側のキャパシタ）とが結合されたキャパシタである。
　キャパシタンスＣ２３のキャパシタは、図２０に示すキャパシタンスＣ２のキャパシタ（図中、上側のキャパシタ）と、図２０に示すキャパシタンスＣ３のキャパシタ（図中、左側のキャパシタ）とが結合されたキャパシタである。
　キャパシタンスＣ３４のキャパシタは、図２０に示すキャパシタンスＣ３のキャパシタ（図中、右側のキャパシタ）と、図２０に示すキャパシタンスＣ４のキャパシタ（図中、上側のキャパシタ）とが結合されたキャパシタである。
　キャパシタンスＣ４１のキャパシタは、図２０に示すキャパシタンスＣ４のキャパシタ（図中、下側のキャパシタ）と、図２０に示すキャパシタンスＣ１のキャパシタ（図中、右側のキャパシタ）とが結合されたキャパシタである。
　ここでは、方向性結合器６０が、４つのΠ型回路を備えている例を示しているが、それぞれのΠ型回路の代わりに、２つの直列インダクタと１つの並列キャパシタとを含むＴ型回路を用いるようにしてもよい。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、第１の放射素子及び第２の放射素子を備えるアンテナ装置に適している。
　また、この発明は、アンテナ装置を備える無線通信装置に適している。
　１　送信機、２　受信機、３　送受切替スイッチ、４　アンテナ装置、１１　第１の入出力端子、１２　第２の入出力端子、２１　第１の放射素子、２２　第２の放射素子、２３　方向性結合器、２３ａ　第１の端子、２３ｂ　第２の端子、２３ｃ　第３の端子、２３ｄ　第４の端子、２４　第１の移相器、２５　第２の移相器、２６　第３の移相器、２７　第１の整合回路、２８　第２の整合回路、３１，３２　スイッチ、３３　線路、３４　迂回線路、４０　地板、４１，４２　逆Ｆアンテナ、５１　第３の整合回路、５２　第４の整合回路、６０　方向性結合器、６１　第１の集中定数素子、６２　第２の集中定数素子、６３　第３の集中定数素子、６４　第４の集中定数素子、６５　第５の集中定数素子、６６　第６の集中定数素子、６７　第７の集中定数素子、６８　第８の集中定数素子、６９　第９の集中定数素子、７０　第１０の集中定数素子、７１　第１１の集中定数素子、７２　第１２の集中定数素子。

Claims (10)

  1. 　第１の端子又は第２の端子から信号が入力されると、前記信号を分配して、分配した一方の信号を第３の端子に出力するとともに、分配した他方の信号を第４の端子に出力する方向性結合器と、
    　前記第３の端子と接続されている第１の放射素子と、
    　一端が前記第４の端子と接続されている第１の移相器と、
    　前記第１の移相器の他端と接続されている第２の放射素子と、
    　一端が前記第１の端子と接続されている第２の移相器と、
    　一端が前記第２の端子と接続されている第３の移相器と、
    　一端が前記第２の移相器の他端と接続され、他端が第１の入出力端子と接続されている第１の整合回路と、
    　一端が前記第３の移相器の他端と接続され、他端が第２の入出力端子と接続されている第２の整合回路と
    　を備えたアンテナ装置。
  2. 　前記方向性結合器は、前記第１の端子から信号が入力された場合、前記一方の信号に対する前記他方の信号の位相差をφ度とし、前記第２の端子から信号が入力された場合、前記他方の信号に対する前記一方の信号の位相差を（π－φ）度とし、
    　前記第１の移相器の移相量が０度であれば、前記第２の移相器及び前記第３の移相器におけるそれぞれの移相量が２分のθ度であり、前記第１の移相器の移相量がθ度であれば、前記第２の移相器及び第３の移相器におけるそれぞれの移相量が０度であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第１の移相器は、
    　θ度の移相量に対応する線路長を有する線路と、
    　移相量が０度であれば、前記第４の端子を前記第２の放射素子に接続し、移相量がθ度であれば、前記第４の端子を前記線路の一端に接続し、かつ、前記線路の他端を前記第２の放射素子に接続するスイッチとを備えていることを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第２の移相器は、
    　２分のθ度の移相量に対応する線路長を有する線路と、
    　移相量が０度であれば、前記第１の端子を前記第１の整合回路の一端に接続し、移相量が２分のθ度であれば、前記第１の端子を前記線路の一端に接続し、かつ、前記線路の他端を前記第１の整合回路の一端に接続するスイッチとを備えていることを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第３の移相器は、
    　２分のθ度の移相量に対応する線路長を有する線路と、
    　移相量が０度であれば、前記第２の端子を前記第２の整合回路の一端に接続し、移相量が２分のθ度であれば、前記第２の端子を前記線路の一端に接続し、かつ、前記線路の他端を前記第２の整合回路の一端に接続するスイッチとを備えていることを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
  6. 　前記方向性結合器は、ブランチライン形の方向性結合器であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  7. 　前記方向性結合器は、複数の集中定数素子を含む９０゜ハイブリッド回路であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  8. 　前記第１の放射素子と前記第２の放射素子との間の距離が、０よりも大きく、かつ、前記第１の端子又は前記第２の端子から入力される信号の波長の２分の１以下であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  9. 　一端が前記第３の端子と接続され、他端が前記第１の放射素子と接続されている第３の整合回路と、
    　一端が前記第１の移相器の他端と接続され、他端が前記第２の放射素子と接続されている第４の整合回路とを備えたことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  10. 　アンテナ装置を備える無線通信装置であり、
    　前記アンテナ装置は、
    　第１の端子又は第２の端子から信号が入力されると、前記信号を分配して、分配した一方の信号を第３の端子に出力するとともに、分配した他方の信号を第４の端子に出力する方向性結合器と、
    　前記第３の端子と接続されている第１の放射素子と、
    　一端が前記第４の端子と接続されている第１の移相器と、
    　前記第１の移相器の他端と接続されている第２の放射素子と、
    　一端が前記第１の端子と接続されている第２の移相器と、
    　一端が前記第２の端子と接続されている第３の移相器と、
    　一端が前記第２の移相器の他端と接続され、他端が第１の入出力端子と接続されている第１の整合回路と、
    　一端が前記第３の移相器の他端と接続され、他端が第２の入出力端子と接続されている第２の整合回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。
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