JP2000223942A

JP2000223942A - 円偏波切換形アンテナおよび円偏波切換形フェーズドアレーアンテナ

Info

Publication number: JP2000223942A
Application number: JP11022679A
Authority: JP
Inventors: Tsunehisa Marumoto; 恒久丸本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1999-01-29
Filing date: 1999-01-29
Publication date: 2000-08-11
Also published as: WO2000045465A1; AU1184500A

Abstract

(57)【要約】【課題】円偏波切換形アンテナの交差偏波識別度を向
上させる。【解決手段】互いに直交する２つの直線偏波を放射す
る放射素子１１と、移相量が１８０゜の第１、第２の移
相器１２ａ，１２ｂと、一端が終端された９０゜ハイブ
リッド回路１３とを具備している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、円偏波を放射する
円偏波アンテナおよび円偏波フェーズドアレーアンテナ
に関し、特に、円偏波の回転方向を切り換える機能を有
する円偏波切換形アンテナおよび円偏波切換形フェーズ
ドアレーアンテナに関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は、従来の円偏波切換形アンテナの
構成を示すブロック図である。図８に示されるように、
従来の円偏波切換形アンテナは、放射素子１１１と、９
０゜ハイブリッド回路１１３と、切換回路１１９とによ
り構成されている。放射素子１１１は、２個の給電点１
１１ａ，１１１ｂを有する２点給電形パッチアンテナで
ある。各給電点１１１ａおよび１１１ｂは、放射素子１
１１の中心から約９０゜をなす方向に配置されている。

【０００３】９０゜ハイブリッド回路１１３は、４個の
端子１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ，１１３ｄを有して
おり、次のような機能をもつ。すなわち、端子１１３ａ
から電力が入力されると、端子１１３ｃ側が端子１１３
ｄ側に対して９０゜位相進みとなるように入力電力を二
等分して、同振幅の電力を端子１１３ｃ，１１３ｄのそ
れぞれから出力する。これに対して、端子１１３ｂから
電力が入力されると、端子１１３ｃ側が端子１１３ｄ側
に対して９０゜位相遅れとなるように入力電力を二等分
して、同振幅の電力を端子１１３ｃ，１１３ｄのそれぞ
れから出力する。なお、本明細書中で０゜，９０゜，１
８０゜等の位相角度を示す表現があるが、これらの値は
いずれも公称値であって、実際の厳密な角度は公称値か
ら若干ずれていることをあらかじめことわっておく。

【０００４】逆に、端子１１３ｃ，１１３ｄのそれぞれ
から電力が入力される場合、端子１１３ｃ側の入力電力
が端子１１３ｄ側の入力電力に対して位相が９０゜進ん
でいると、これらの入力電力を合成して端子１１３ｂか
ら出力する。これに対して、端子１１３ｃ側の入力電力
が端子１１３ｄ側の入力電力に対して位相が９０゜遅れ
ていると、これらの入力電力を合成して端子１１３ａか
ら出力する。このような機能を有する９０゜ハイブリッ
ド回路１１３の端子１１３ｃ，１１３ｄがそれぞれ放射
素子１１１の給電点１１１ａ，１１１ｂに接続されてい
る。

【０００５】切換回路１１９は、放射素子１１１から放
射される円偏波の回転方向を切り換えるものである。切
換回路１１９は３個の端子１１９ａ，１１９ｂ，１１９
ｃを有している。端子１１９ａには、放射素子１１１を
励振させるための給電電力が与えられる。この給電電力
は、端子１１９ｂ，１１９ｃのいずれか一方から出力さ
れる。端子１１９ｂ，１１９ｃはそれぞれ９０゜ハイブ
リッド回路１１３の端子１１３ａ，１１３ｂに接続され
ている。

【０００６】次に、図８に示された従来の円偏波切換形
アンテナの動作を説明する。まず、切換回路１１９の端
子１１９ｂ側をオンに、端子１１９ｃ側をオフにする。
このとき、給電電力は端子１１９ｂから出力され、９０
゜ハイブリッド回路１１３の端子１１３ａに入力され
る。この給電電力は９０゜ハイブリッド回路１１３で２
分配されて、放射素子１１１の各給電点１１１ａ，１１
１ｂに供給される。このとき、給電点１１１ａに供給さ
れる電力は、給電点１１１ｂに供給される電力に対し
て、位相が９０゜進んでいる。このような位相関係をも
つ給電電力が、放射素子１１１にほぼ直交して入力され
るので、放射素子１１１からは右旋円偏波が放射される
（ただし、放射方向を紙面裏側から表側とする）。

【０００７】同様に、切換回路１１９の端子１１９ｂ側
をオフに、端子１１９ｃ側をオンにすると、放射素子１
１１からは左旋円偏波が放射される。このように、切換
回路１１９の出力を制御することにより、放射素子１１
１から放射される円偏波の回転方向を切り換えることが
できる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】放射素子１１１に給電
された電力は、そのほとんどが主偏波として右旋または
左旋円偏波にて放射される。しかし、給電電力の一部
は、以下に述べる理由により交差偏波（主偏波とは逆旋
の円偏波）として放射される。まず、放射素子１１１へ
は給電点１１１ａ，１１１ｂから電力が給電されるが、
放射素子１１１と、各給電点１１１ａ，１１１ｂに連な
る伝送線路との不整合により、給電電力の一部が放射素
子１１１から伝送線路へと反射される。

【０００９】例えば、切換回路１１９の端子１１９ｂ側
をオンに、端子１１９ｃ側をオフにした場合、前述した
ように、９０゜ハイブリッド回路１１３の端子１１３ｃ
からは端子１１３ｄよりも９０゜位相が進んだ給電電力
が出力される。したがって、放射素子１１１からの反射
電力の位相も、９０゜ハイブリッド回路１１３の端子１
１３ｃ側が端子１１３ｄ側に対して９０゜進んでいる。
このため、９０゜ハイブリッド回路１１３で合成された
反射電力は、９０゜ハイブリッド回路１１３の端子１１
３ｂから切換回路１１９の端子１１９ｃに出力される。

【００１０】ところが、いま、切換回路１１９の端子１
１９ｃ側はオフの状態、つまり遮断された状態となって
いる。このため、端子１１９ｃ側に返された反射電力
は、再び切換回路１１９により反射されて、９０゜ハイ
ブリッド回路１１３の端子１１３ｂに入力される。９０
゜ハイブリッド回路１１３の端子１１３ｂから反射電力
が入力されると、端子１１３ｃ側が端子１１３ｄ側に対
して９０゜位相遅れとなるように入力電力が２分配され
る。このため、９０゜ハイブリッド回路１１３の各端子
１１３ｃ，１１３ｄから出力される反射電力に基づき、
放射素子１１１から左旋円偏波が再放射される。この反
射電力に基づく左旋円偏波は、給電電力に基づく右旋円
偏波の交差偏波である。このように、図８に示された従
来の円偏波切換形アンテナでは、給電電力に基づく主偏
波のみならず、反射電力に基づく交差偏波も同時に放射
される。その結果、交差偏波識別度が低下してしまうと
いう問題があった。

【００１１】本発明はこのような課題を解決するために
なされたものであり、その目的は、円偏波切換形アンテ
ナの交差偏波識別度を向上させることにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために、本発明の円偏波切換アンテナは、２個の給電
点を有しかつ互いに直交する２つの直線偏波を放射する
放射素子と、放射素子の各給電点に接続した移相量が１
８０゜の第１、第２の移相器と、入力信号を位相差９０
゜で２分岐して第１、第２の移相器に接続され、他の一
端が終端された９０゜ハイブリッド回路と、第１、第２
の移相器の移相量を０゜または１８０゜に切り換えて放
射素子から右旋若しくは左旋円偏波を放射するよう制御
する制御手段とを具備することに特徴づけられる。

【００１３】あるいは、本発明の円偏波切換アンテナ
は、２個の給電点を有しかつ互いに直交する２つの直線
偏波を放射する放射素子と、４個の端子を有しかつ第１
の端子に放射素子を励振させるための給電電力が与えら
れる９０゜ハイブリッド回路と、この９０゜ハイブリッ
ド回路の第２の端子に結合された無反射終端と、一端が
放射素子の一方の給電点に結合されるとともに他端が９
０゜ハイブリッド回路の第３の端子に結合されかつ移相
量が１８０゜である第１の移相器と、一端が放射素子の
他方の給電点に結合されるとともに他端が９０゜ハイブ
リッド回路の第４の端子に結合されかつ移相量が１８０
゜である第２の移相器と、第１、第２の移相器の移相量
を０゜または１８０゜に切り換えて放射素子から右旋若
しくは左旋円偏波を放射するよう制御する制御手段とに
より構成されてもよい。

【００１４】いずれの場合でも、制御手段は、放射素子
から放射される偏波を、第１、第２の移相器の移相量を
ともに０゜または１８０゜に切り換えて第１の回転方向
の円偏波を生成し、第１、第２の移相器の移相量をそれ
ぞれ０゜、１８０゜又は１８０゜、０゜に切り換えて第
１の回転方向と逆旋の円偏波を生成する。

【００１５】これらの円偏波切換形アンテナは、９０゜
ハイブリッド回路に縦続に結合されかつ制御手段で移相
量が１８０゜／２^m となるよう制御されるｎ（ｎは自然
数、ｍは１からｎまでの異なる自然数）個の第３の移相
器をさらに備えていてもよい。第１および第２の移相器
の一構成例は、スイッチドライン形移相器である。ま
た、第３の移相器の一構成例は、ローデッドライン形移
相器である。

【００１６】一方、本発明の円偏波切換フェーズドアレ
ーアンテナは、２個の給電点を有しかつ互いに直交する
２つの直線偏波を放射する放射素子と、放射素子の各給
電点に接続した移相量が１８０゜の第１、第２の移相器
と、入力信号を位相差９０゜で２分岐して第１、第２の
移相器に接続され、他の一端が終端された９０゜ハイブ
リッド回路と、第１、第２の移相器の移相量を０゜また
は１８０゜に切り換えて放射素子から右旋若しくは左旋
円偏波を放射するよう制御する制御手段とを具備し、放
射素子と、第１、第２の移相器と、９０゜ハイブリッド
回路と、制御手段とをそれぞれ複数個アレイ状に配列さ
れていることに特徴づけられる。

【００１７】あるいは、本発明の円偏波切換フェーズド
アレーアンテナは、２個の給電点を有しかつ互いに直交
する２つの直線偏波を放射する放射素子と、４個の端子
を有しかつ第１の端子に放射素子を励振させるための給
電電力が与えられる９０゜ハイブリッド回路と、この９
０゜ハイブリッド回路の第２の端子に結合された無反射
終端と、一端が放射素子の一方の給電点に結合されると
ともに他端が９０゜ハイブリッド回路の第３の端子に結
合されかつ移相量が１８０゜である第１の移相器と、一
端が放射素子の他方の給電点に結合されるとともに他端
が９０゜ハイブリッド回路の第４の端子に結合されかつ
移相量が１８０゜である第２の移相器と、第１、第２の
移相器の移相量を０゜または１８０゜に切り換えて放射
素子から右旋若しくは左旋円偏波を放射するよう制御す
る制御手段とを含むユニットを複数具備し、各ユニット
をアレイ状に配列して構成されてもよい。

【００１８】いずれの場合でも、制御手段は、放射素子
から放射される偏波を、第１、第２の移相器の移相量を
ともに０゜または１８０゜に切り換えて第１の回転方向
の円偏波を生成し、第１、第２の移相器の移相量をそれ
ぞれ０゜、１８０゜又は１８０゜、０゜に切り換えて第
１の回転方向と逆旋の円偏波を生成する。

【００１９】これらの円偏波切換フェーズドアレーアン
テナは、９０゜ハイブリッド回路に縦続に結合されかつ
制御手段で移相量が１８０゜／２^m となるよう制御され
るｎ（ｎは自然数、ｍは１からｎまでの異なる自然数）
個の第３の移相器をさらに備えていてもよい。第１およ
び第２の移相器の一構成例は、スイッチドライン形移相
器である。また、第３の移相器は、ローデッドライン形
移相器である。前述した円偏波切換フェーズドアレーア
ンテナでは、各ユニットは、二次元状に配列されていて
もよい。

【００２０】９０゜ハイブリッド回路の第３の端子から
出力される給電電力は、第４の端子から出力される給電
電力に対して、位相が９０゜進んでいる。このため、第
１および第２の移相器の両方が０゜状態または１８０゜
状態である場合、放射素子の一方の給電点には他方の給
電点に対して９０゜位相が進んだ給電電力が与えられ
る。これに対して、第１および第２の移相器の一方が０
゜状態であり、他方が１８０゜状態である場合、放射素
子の一方の給電点には他方の給電点に対して９０゜位相
が遅れた給電電力が与えられる。したがって、２個の移
相器の動作を制御することにより、円偏波の回転方向を
切り換えることができる。一方、放射素子の各給電点で
反射された反射電力は、９０゜ハイブリッド回路で合成
されて、第２の端子から出力される。第２の端子から出
力された反射電力は、無反射終端により吸収される。こ
のため、９０゜ハイブリッド回路側に再び返される電力
を低減できる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、以下の説明では、ア
ンテナが信号を送信する場合について述べるが、アンテ
ナが信号を受信する場合でも、可逆の理により動作原理
は本質的に同じであることを予めことわっておく。

【００２２】（第１の実施の形態）図１は、本発明によ
る円偏波切換形アンテナの第１の実施の形態の構成を示
すブロック図である。放射素子１１は、２個の給電点１
１ａおよび１１ｂを有する２点給電形パッチアンテナで
ある。放射素子１１から互いに直交する２つの直線偏波
が放射されるように、各給電点１１ａおよび１１ｂは放
射素子１１の中心から約９０゜をなす方向に配置されて
いる。

【００２３】また、放射素子１１は円形をしており、各
給電点１１ａおよび１１ｂは放射素子１１の外周上に配
置されている。ただし、給電点１１ａ，１１ｂは放射素
子１１の下面に配置されてもよい。また、放射素子１１
の形状は、円形に限らず、正方形等の９０゜回転対称形
であればよい。

【００２４】９０゜ハイブリッド回路１３は、４個の端
子１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄを有しており、次の
ような機能をもつ。すなわち、第１の端子１３ａから電
力が入力されると、第３の端子１３ｃ側が第４の端子１
３ｄ側に対して９０゜位相進みとなるように入力電力を
二等分して、同振幅の電力を端子１３ｃ，１３ｄのそれ
ぞれから出力する。

【００２５】逆に、端子１３ｃ，１３ｄのそれぞれから
電力が入力される場合、端子１３ｃ側の入力電力が端子
１３ｄ側の入力電力に対して位相が９０゜進んでいる
と、９０゜ハイブリッド回路１３はこれらの入力電力を
合成して、第４の端子１３ｂから出力する。これに対し
て、端子１３ｃ側の入力電力が端子１３ｄ側の入力電力
に対して位相が９０゜遅れていると、９０゜ハイブリッ
ド回路１３はこれらの入力電力を合成して、端子１３ａ
から出力する。このような機能を有する９０゜ハイブリ
ッド回路１３には、例えばブランチライン形ハイブリッ
ド回路および３ｄＢ結合線路形方向性結合器等がある。
また、ラットレースリング回路の入出力端子に適切な線
路長の伝送線路を付加することにより、同等の機能を有
する９０゜ハイブリッド回路１３を構成することも可能
である。

【００２６】９０゜ハイブリッド回路１３の端子１３ａ
には、放射素子１１を励振させるための給電電力が与え
られる。また、９０゜ハイブリッド回路１３の端子１３
ｂには、無反射終端１４が結合されている。この無反射
終端１４には、９０゜ハイブリッド回路１３の端子１３
ｂと同じ特性インピーダンスに整合した膜抵抗を蒸着し
たものが用いられる。この膜抵抗は、例えばＴａ、Ｎｉ
Ｃｒ、Ｔｉにより形成される。なお、ハンダ付けやコネ
クタ接続等により外付けされた無反射終端器を用いても
よい。

【００２７】放射素子１１の給電点１１ａと９０゜ハイ
ブリッド回路１３の端子１３ｃとの間には、移相量が１
８０゜である移相回路（第１の移相器）１２ａが結合さ
れている。また、放射素子１１の給電点１１ｂと９０゜
ハイブリッド回路１３の端子１３ｄとの間には、移相量
が１８０゜である移相回路（第２の移相器）１２ｂが結
合されている。

【００２８】移相回路１２ａには、後述する制御回路
（図５参照）から第１の制御信号ｓ２１が与えられる。
同じく移相回路１２ｂには、第２の制御信号ｓ２２が与
えられる。各移相回路１２ａ，１２ｂはそれぞれ、制御
信号ｓ２１，ｓ２２により状態が制御される。すなわ
ち、移相回路１２ａ，１２ｂに与えられる制御信号ｓ２
１，ｓ２２が「オフ（例えば、論理レベル「Ｌ」）」で
あるか「オン（例えば、論理レベル「Ｈ」）」であるか
により、給電電力が移相回路１２ａ，１２ｂを通過した
ときの位相が１８０゜変化する。ここでは、制御信号ｓ
２１，ｓ２２が「オフ」であるときの移相回路１２ａ，
１２ｂの状態を０゜状態といい、制御信号ｓ２１，ｓ２
２が「オン」であるときの移相回路１２ａ，１２ｂの状
態を１８０゜状態という。

【００２９】次に、図１に示された円偏波切換形アンテ
ナの動作を説明する。９０゜ハイブリッド回路１３の端
子１３ａから入力された給電電力は、端子１３ｃ，１３
ｄに同振幅で二分配される。ただし、端子１３ｃから出
力される給電電力は、端子１３ｄから出力される給電電
力に対して、位相が９０゜進んでいる。９０゜ハイブリ
ッド回路１３で二分配された給電電力は、それぞれ移相
回路１２ａ，１２ｂを経て、放射素子１１に入力され
る。このとき、放射素子１１から放射される偏波は、移
相回路１２ａ，１２ｂそれぞれの状態の組合わせによ
り、以下のように分類される。

【００３０】まず、移相回路１２ａおよび１２ｂが
ともに０゜状態の場合である。このとき、給電点１１ａ
に入力される給電電力は、給電点１１ｂに入力される給
電電力と比べて、位相が９０゜進んでいる。放射素子１
１上には、給電点１１ａから中心に向かって電流Ｉａが
流れる。同じく、給電点１１ｂから中心に向かって電流
Ｉｂが流れる。各電流Ｉａ，Ｉｂの流れる方向は、ほぼ
直交している。また、電流Ｉａの位相は電流Ｉｂよりも
９０゜進んでいる。このため、放射素子１１からは右旋
円偏波が放射される（ただし、放射方向を紙面裏側から
表側とする。以下、同じ）。このときの放射位相を右旋
円偏波の基準位相として０゜と決める。

【００３１】次に、移相回路１２ａおよび１２ｂが
ともに１８０゜状態の場合である。ことのき、給電点１
１ａに入力される給電電力は、給電点１１ｂに入力され
る給電電力と比べて、やはり位相が９０゜進んでいる。
したがって、この場合も放射素子１１からは右旋円偏波
が放射される。ただし、放射位相は前記の基準位相に
対して１８０゜シフトしている。

【００３２】次いで、移相回路１２ａが１８０゜状
態で、移相回路１２ｂが０゜状態の場合である。このと
き、給電点１１ａに入力される給電電力は、給電点１１
ｂに入力される給電電力と比べて、位相が９０゜遅れる
ことになる。このため、放射素子１１からは左旋円偏波
が放射される。このときの放射位相を左旋円偏波の基準
位相として０゜と決める。

【００３３】最後に、移相回路１２ａが０゜状態
で、移相回路１２ｂが１８０゜状態の場合である。こと
のき、給電点１１ａに入力される給電電力は、給電点１
１ｂに入力される給電電力と比べて、やはり位相が９０
゜遅れることになる。したがって、放射素子１１からは
左旋円偏波が放射される。ただし、放射位相は前記の
基準位相に対して１８０゜シフトしている。ここで示し
た移相回路１２ａ，１２ｂの状態と、放射素子１１から
放射される円偏波の状態との関係を表１に示す。

【００３４】

【００３５】このように、２つの１８０゜移相回路１２
ａ，１２ｂの動作を制御すれば、その移相量の組合わせ
により、放射素子１１の放射を０゜右旋円偏波、１８０
゜右旋円偏波、０゜左旋円偏波、１８０゜左旋円偏波の
それぞれに切り換えることができる。このように、移相
回路１２ａ，１２ｂと９０゜ハイブリッド回路１３とに
より、円偏波切換機能と１８０゜移相回路の機能とを併
せて実現できる。

【００３６】なお、図１に示した形態では、１８０゜移
相回路１２ａ，１２ｂがともに０゜状態または１８０゜
状態のとき右旋円偏波（第１の回転方向の円偏波）とな
り、どちらか一方のみが０゜状態で他方が１８０゜状態
のときは左旋円偏波（第１の回転方向と逆旋の円偏波）
であったが、無反射終端１４の挿入位置を変えれば１８
０゜移相回路１２ａ，１２ｂの状態と偏波の関係は変え
られる。すなわち、無反射終端１４を９０゜ハイブリッ
ド回路１３の端子１３ａに接続し、電力を端子１３ｂか
ら入力すれば、１８０゜移相回路１２ａ，１２ｂがとも
に０゜状態または１８０゜状態のとき左旋円偏波（第１
の回転方向の円偏波）となり、どちらか一方のみが０゜
状態で他方が１８０゜状態のときは右旋円偏波（第１の
回転方向と逆旋の円偏波）となる。

【００３７】放射素子１１に給電された電力は、そのほ
とんどが右旋または左旋円偏波として放射される。しか
し、放射素子１１と、各給電点１１ａ，１１ｂに連なる
伝送線路との不整合により、給電電力の一部は放射素子
１１から伝送線路へと反射される。ここで、給電点１１
ａで反射された電力を第１の反射電力といい、給電点１
１ｂで反射された電力を第２の反射電力という。図１に
示された円偏波切換形アンテナにおける第１，第２の反
射電力のふるまいについて、移相回路１２ａ，１２ｂが
ともに０゜状態または１８０゜状態の場合を例にとって
説明する。

【００３８】前述したように、９０゜ハイブリッド回路
１３の端子１３ｃから出力される給電電力は、端子１３
ｄから出力される給電電力よりも、位相が９０゜進んで
いる。したがって、第１の反射電力の位相は第２の反射
電力の位相よりも９０゜進んでいる。このため、第１お
よび第２の反射電力が合成された反射電力は、９０゜ハ
イブリッド回路１３の端子１３ｂから出力される。この
端子１３ｂから出力された反射電力は、そのほとんどが
無反射終端１４により吸収される。このため、再び端子
１３ｂに返される電力は極めて小さい。したがって、第
１および第２の反射電力が交差偏波成分となって再放射
されることを抑制できる。このため、図１に示された円
偏波切換形アンテナでは、図８に示された従来の円偏波
切換形アンテナよりも、高い交差偏波識別度を得られ
る。

【００３９】このような特性をもつ円偏波切換形アンテ
ナは、例えば直交両円偏波を切り換えながら使用するマ
イクロ波通信、衛星通信および円偏波を用いたレーダ装
置等に使用できる。なお、図１のブロック図において
は、放射素子１１と移相回路１２ａ，１２ｂ、９０゜ハ
イブリッド回路１３、無反射終端１４がすべて平面上に
描かれているが、実際に製作する際にこれらを同一平面
上に形成する必要はなく、これらを別の層に形成して積
層し、層間を結合スロットまたはスルーホール、給電ピ
ン等により接続しても本発明は有効である。例えば、放
射素子１１が形成された層と移相回路１２ａ，１２ｂ、
９０゜ハイブリッド回路１３および無反射終端１４が形
成された層を積層し、前述の結合手段すなわち結合スロ
ットまたはスルーホール、給電ピン等により層間を接続
しても本発明は有効である。また、放射素子１１として
はパッチアンテナに限らず、ダイポールアンテナ、スロ
ットアンテナを用いてもよい。

【００４０】次に、図１に示された円偏波切換形アンテ
ナの効果を、具体的数値を用いて説明する。説明の前提
として、放射素子単体の交差偏波識別度を３０ｄＢ、そ
の反射係数を−２０ｄＢ（ＶＳＷＲ１．２２）とし、図
１における無反射終端１４の反射係数を−２０ｄＢ（Ｖ
ＳＷＲ１．２２）とする。なお簡単のため、以下では、
伝送線路および移相回路、９０゜ハイブリッド回路、放
射素子等のデバイスはすべて無損失であり、９０゜ハイ
ブリッド回路は理想的な反射特性、通過位相特性、アイ
ソレーション特性を有しているという仮定で説明を進め
る。

【００４１】図１に示された円偏波切換形アンテナと対
比するために、まず図８に示された従来の円偏波切換形
アンテナの逆旋円偏波放射電力について図２を参照しな
がら説明する。図２（ａ）は９０゜ハイブリッド回路１
１３の端子１１３ａへの給電電力入力から、端子１１３
ｂからの反射電力出力までの電力の流れを示している。
また、図２（ｂ）は９０゜ハイブリッド回路１１３の端
子１１３ｂへの再入力から、放射素子１１１による再放
射までの電力の流れを示している。

【００４２】切換回路１１９の端子１１９ａから入力さ
れる給電電力を０ｄＢ（基準）と置く。この給電電力は
切換回路１１９の端子１１１ｂを経て、９０゜ハイブリ
ッド１１３により−３ｄＢづつに分配され、放射素子１
１１の各給電点１１１ａ，１１１ｂに供給される。そし
て、放射素子１１１上で合成されることにより、放射素
子１１１から約０ｄＢ（正確には放射素子１１１内の熱
損失および反射損失等により、０ｄＢよりやや低い）の
主円偏波が放射される。また同時に、放射素子１１１自
体の特性により、−３０ｄＢ相当の逆旋円偏波（交差偏
波）が発生する。

【００４３】一方、放射素子１１１と伝送線路との不整
合により給電点１１１ａ、１１１ｂのそれぞれにおいて
−２３ｄＢの反射電力が発生する。これらの反射電力は
９０゜ハイブリッド回路１１３により合成されて、−２
０ｄＢの電力となって端子１１３ｂから切換回路１１９
の端子１１９ｃへと出力される。ところが、切換回路１
１９の端子１１９ｃはオフの状態、つまり遮断された状
態となっている。このため、−２０ｄＢの電力は全反射
されて、そのまま９０゜ハイブリッド回路１１３の端子
１１３ｂへと再入力され、放射素子１１１の各給電点１
１１ａ，１１１ｂに再供給される。その結果、放射素子
１１１と伝送線路の不整合に基づく逆旋円偏波（交差偏
波）の放射電力は−２０ｄＢとなる。

【００４４】したがって、従来の円偏波切換形アンテナ
による総合的な逆旋円偏波放射電力は、放射素子１１１
単体の性能に基づく放射電力（−３０ｄＢ）と、放射素
子１１１と伝送線路の不整合に基づく放射電力（−２０
ｄＢ）の和となり、約−１９．５ｄＢ（正確には両者の
位相関係により総合的な逆旋円偏波放射電力は増減す
る）となる。

【００４５】次いで、図１に示された円偏波切換形アン
テナの逆旋円偏波放射電力について図３を参照しながら
説明する。図３（ａ）は９０゜ハイブリッド回路１３の
端子１３ａへの給電電力入力から、端子１３ｂからの反
射電力出力までの電力の流れを示している。また、図３
（ｂ）は９０゜ハイブリッド回路１３の端子１３ｂへの
再入力から、放射素子１１による再放射までの電力の流
れを示している。

【００４６】ここでも９０゜ハイブリッド回路１３の端
子１３ａから入力される給電電力を０ｄＢ（基準）と置
く。この給電電力は９０゜ハイブリッド１３により−３
ｄＢづつに分配され、１８０゜移相回路１２ａ，１２ｂ
を経て、放射素子１１の各給電点１１ａ，１１ｂに供給
される。そして、従来の円偏波切換形アンテナと同様
に、放射素子１１から約０ｄＢの主円偏波が放射される
とともに、−３０ｄＢ相当の逆旋円偏波（交差偏波）が
発生する。

【００４７】一方、放射素子１１と伝送線路との不整合
により給電点１１ａ、１１ｂのそれぞれにおいて−２３
ｄＢの反射電力が発生する。これらの反射電力は９０゜
ハイブリッド回路１３により合成されて、−２０ｄＢの
電力となって端子１３ｂから無反射終端１４へと出力さ
れる。図１に示された円偏波切換形アンテナでは、この
−２０ｄＢの電力の多くが無反射終端１４により吸収さ
れ、−２０−２０＝−４０ｄＢの電力のみが９０゜ハイ
ブリッド回路１３の端子１３ｂへと再入力され、放射素
子１１の各給電点１１ａ，１１ｂに再供給される。その
結果、放射素子１１と伝送線路の不整合に基づく逆旋円
偏波（交差偏波）の放射電力は−４０ｄＢとなる。

【００４８】したがって、図１に示された円偏波切換形
アンテナによる総合的な逆旋円偏波放射電力は、放射素
子１１単体の性能に基づく放射電力（−３０ｄＢ）と、
放射素子１１と伝送線路の不整合に基づく放射電力（−
４０ｄＢ）の和となり、約−２９．５ｄＢ（これも正確
には両者の位相関係により総合的な逆旋円偏波放射電力
は増減する）となる。このように、図１に示された円偏
波切換形アンテナを用いることにより逆旋円偏波放射電
力を低減できるので、従来よりも優れた交差偏波識別度
を得られることがわかる。

【００４９】（第２の実施の形態）図４は、本発明によ
る円偏波切換形アンテナの第２の実施の形態の構成を示
すブロック図である。図４に示された円偏波切換形アン
テナは、図１に示された円偏波切換形アンテナの９０゜
ハイブリッド回路１３の端子１３ａに、３個の移相回路
（第３の移相器）１６ａ，１６ｂ，１６ｃが縦続に結合
されたものである。

【００５０】各移相回路１６ａ〜１６ｃの移相量はそれ
ぞれ９０゜、４５゜、２２．５゜である。各移相回路１
６ａ〜１６ｃにも、各移相回路１２ａ，１２ｂと同様
に、後述する制御回路（図５参照）から第３の制御信号
ｓ２３，ｓ２４，ｓ２５がそれぞれ与えられる。そし
て、各移相回路１６ａ〜１６ｃはそれぞれ、制御信号ｓ
２３〜ｓ２５により状態が制御される。図４において、
放射素子１１を除く、移相回路１２ａ，１２ｂ，１６ａ
〜１６ｃと、９０゜ハイブリッド回路１３と、無反射終
端１４とにより、偏波切換移相器１７が構成される。

【００５１】前述したように、移相回路１２ａ，１２ｂ
と９０゜ハイブリッド回路１３とにより、円偏波切換機
能とともに、１８０゜移相回路の機能をも併せて実現で
きる。したがって、図４に示された円偏波切換形アンテ
ナは、４ビットのディジタル移相器を内包しているとい
える。このため、２２．５゜ステップの任意の位相をも
った右旋／左旋円偏波を放射することができる。

【００５２】なお、９０゜ハイブリッド回路１３の端子
１３ａに結合される移相回路１６ａ〜１６ｃの数は、３
個に限定されない。すなわち、ｎ（ｎは自然数）個の移
相回路が結合されてもよい。この場合、９０゜ハイブリ
ッド回路１３の端子１３ａに結合される各移相回路の移
相量は１８０゜／２^m に設定される。ここで、ｍは１か
らｎまでの異なる自然数である。例えば、ｎ＝１のと
き、ｍ＝１であり、移相回路の移相量は９０゜に設定さ
れる。また、ｎ＝４のとき、ｍ＝１，２，３，４であ
り、各移相回路の移相量はそれぞれ９０゜，４５゜，２
２．５゜，１１．２５゜に設定される。このように各移
相回路の移相量を設定すると、円偏波切換形アンテナは
ｎ＋１ビットのディジタル移相器を内包することにな
る。したがって、放射位相を３６０゜／２ⁿ⁺¹ ステップ
で制御できるようになる。

【００５３】（第３の実施の形態）次に、図４に示され
た円偏波切換形アンテナを用いて、フェーズドアレーア
ンテナを構成した形態について説明する。図５は、本発
明による円偏波切換形フェーズドアレーアンテナの全体
構成を示すブロック図である。図５に示されたフェーズ
ドアレーアンテナは、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個のアン
テナユニット１０を有している。各アンテナユニット１
０は、図４に示された円偏波切換形アンテナにより構成
されている。

【００５４】各アンテナユニット１０は分配合成器３０
に結合されている。この分配合成器３０には、各アンテ
ナユニット１０の放射素子１１を励振させるための給電
電力が与えられている。分配合成器３０は、入力された
給電電力を各アンテナユニット１０に分配して、各アン
テナユニット１０の偏波切換移相器１７に出力するもの
である。

【００５５】また、各アンテナユニット１０の偏波切換
移相器１７は、制御回路（制御手段）２０の出力側に接
続されている。制御回路２０は各アンテナユニット１０
の各移相回路１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃに対し
て、前述した制御信号ｓ２１〜ｓ２５を与えるものであ
る。制御信号ｓ２１〜ｓ２５を合わせて、制御信号ｓ２
という。この制御回路２０はトランジスタ回路により形
成される。これらＭ個のアンテナユニット１０と制御回
路２０と分配合成器３０とにより、アンテナ部１が構成
される。さらに、制御回路２０はアンテナ部１を制御す
る制御装置２に接続されている。

【００５６】この制御装置２には円偏波の回転方向が設
定されている。この設定は切り換え可能である。また、
制御装置２には、各アンテナユニット１０の放射素子１
１の位置と、使用周波数とが予め設定されている。この
位置と周波数とに基づいて、放射ビームを所望の方向に
向けるのに最適な移相量を、Ｍ個のアンテナユニット１
０毎にそれぞれ計算する。そして、その計算結果に偏波
方向を加味し、さらに設定切換のタイミングも含めた制
御データｓ１を、制御回路２０に出力する。

【００５７】制御回路２０は、データ分配回路、データ
ラッチ回路等の論理回路と、必要に応じて電流源または
電圧源とにより構成され、制御装置２と各アンテナユニ
ット１０に含まれる各移相回路１２ａ，１２ｂ，１６ａ
〜１６ｃの入力側に接続されている。制御回路２０は、
制御装置２から入力された制御データｓ１に基づいた設
定値および切換タイミングにより、各移相回路１２ａ，
１２ｂ，１６ａ〜１６ｃを駆動するに十分な電流もしく
は電圧を有する制御信号ｓ２を分配・供給する。

【００５８】前述した制御信号ｓ２が「オン」であるか
「オフ」であるかにより、各移相回路１２ａ，１２ｂ，
１６ａ〜１６ｃの状態が変化する。そして、各移相回路
１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃがいずれの状態である
かにより、アンテナユニット１０の偏波方向と移相量が
決定される。一方、分配合成器３０は、入力された給電
電力を分配して、各アンテナユニット１０に出力する。
各アンテナユニット１０は、前述した設定に基づいた放
射を行ない、所望の方向に放射ビームが形成される。

【００５９】前述したように、図４に示された円偏波切
換形アンテナは優れた交差偏波識別度を有しているの
で、この円偏波切換形アンテナを用いてフェーズドアレ
ーアンテナを構成することにより、円偏波の回転方向を
切り換えることができ、しかも交差偏波識別度が高いフ
ェーズドアレーアンテナを実現できる。ここでは図４に
示された円偏波切換形アンテナを用いて、フェーズドア
レーアンテナを構成した場合について説明した。しか
し、図１に示された円偏波切換形アンテナを用いてフェ
ーズドアレーアンテナを構成しても同様の効果が得られ
ることは言うまでもない。

【００６０】このような特性をもつ円偏波切換形フェー
ズドアレーアンテナは、例えば直交両円偏波を切り換え
ながら使用するマイクロ波通信、衛星通信および円偏波
を用いたレーダ装置等に使用できる。

【００６１】次に、図５に示された円偏波切換形フェー
ズドアレーアンテナのアンテナ部１の構造について説明
する。図６は、アンテナ部１の構造を示す分解図であ
る。アンテナ部１は、図６に示されるように多層構造を
有している。すなわち、無給電素子層４１、第１の誘電
体層４２、アンテナユニット層４３、第２の誘電体層４
４、給電用スロット・接地層（以下、給電用スロット層
と略記する）４５、第３の誘電体層４６、分配合成層４
７の各層が、この順に密着形成されている。以上の各層
４１〜４７はプロセス中のフォトリソグラフィ技術、エ
ッチング技術、印刷技術等により形成され、積層または
接着により多層化される。

【００６２】無給電素子層４１には無給電素子１８が形
成されている。図４には無給電素子１８は図示されてい
ない。しかし、無給電素子１８を用いることにより、ア
ンテナの帯域を広げることができる。無給電素子１８は
誘電体層４２を介して、アンテナユニット層４３のアン
テナユニット１０（特に、放射素子１１）と電磁結合さ
れている。誘電体層４２には比誘電率が１〜１０程度の
誘電体、例えばプリント基板やガラス基板、セラミック
基板、発泡材等が用いられる。また、誘電体層４２はス
ペーサ等により支持された空間（空気層）であってもよ
い。

【００６３】アンテナユニット層４３には、図４に示さ
れたアンテナユニット１０が形成されている（なお、図
６に示された記号は、アンテナユニット１０、すなわち
放射素子１１と偏波切換移相器１７とを合わせたものを
意味する）。誘電体層４４には比誘電率が３〜１２程度
の誘電体、例えばプリント基板やガラス基板、セラミッ
ク基板等が用いられる。また、Ｓｉ、ＧａＡｓ等の半導
体基板を用いてもよい。

【００６４】給電用スロット層４５には、接地導体板３
１と給電用スロット３２とが形成されている。誘電体層
４６には、誘電体層４４と同様の材料が使用される。分
配合成層４７には図５に示された分配合成器３０が形成
されている。分配合成器３０は給電用スロット層４５の
給電用スロット３２を介して、アンテナユニット層４３
のアンテナユニット１０と電磁結合されている。

【００６５】なお、図６では簡単のため各層４１〜４７
を個々に分解して説明したが、誘電体層４２、４４、４
６に隣接する層、例えば、無給電素子層４１、結合層４
５などは前記の誘電体層の片面もしくは両面にパターン
形成することによって実現できる。また、上記誘電体層
は必ずしも単一材料で形成されている必要はなく、複数
の材料が積層された構成であってもよい。

【００６６】各層に形成された無給電素子１８、アンテ
ナユニット１０、制御回路２０に含まれるデータラッチ
回路および給電用スロット３２は、二次元状に三角配列
されている。このようにアンテナユニット１０等を二次
元に配列することにより、二次元のビーム方向電子走査
が可能となる。しかし、一次元配列のフェーズドアレー
アンテナでも本発明は有効であり、また三角配列以外の
配列、例えば正方格子配列であっても、本発明は有効で
ある。

【００６７】また、図６で示された積層構成および層間
結合手段は一例であり、他の構成であっても本発明は有
効である。例えば、図６では分配合成器３０とアンテナ
ユニット１０とが給電用スロット３２を介して結合され
ているが、分配合成器３０とアンテナユニット１０とが
給電ピン等の他の給電用結合手段で接続されていてもよ
いし、分配合成器３０とアンテナユニット１０とを同一
層に形成してもよい。

【００６８】また、分配合成器３０は図６に示されるよ
うなストリップ線路の分岐回路である必要はなく、例え
ばラジアル導波路などの他の形態であってもよい。さら
に、図６ではアンテナユニット層４３において放射素子
１１と偏波切換移相器１７が同一層に形成されている
が、放射素子１１と偏波切換移相器１７をそれぞれ別の
層に形成して積層し、両者を給電用スロットまたは給電
ピン等の給電用結合手段で接続してもよい。

【００６９】次に、図６に示されたアンテナユニット層
４３について更に説明する。図７は、アンテナユニット
層４３に形成された１個のアンテナユニット１０の配置
を示す平面図である。図７に示された９０゜ハイブリッ
ド回路１３は、ブランチライン形ハイブリッド回路であ
る。ブランチライン形ハイブリッド回路は略正方形のリ
ング状をしている。給電電力の波長がλであるとき、ブ
ランチライン形ハイブリッド回路の一辺の長さは約λ／
４である。ブランチライン形ハイブリッド回路の４つの
角部がそれぞれ端子１３ａ〜１３ｄとなる。

【００７０】放射素子１１の給電点１１ａと９０゜ハイ
ブリッド回路１３の端子１３ｃとの間には、ギャップ
（寸断箇所）を含むストリップライン５５ａが形成され
ている。また、放射素子１１の給電点１１ｂと９０゜ハ
イブリッド回路１３の端子１３ｄとの間には、ギャップ
を含むストリップライン５５ｂが形成されている。さら
に、９０゜ハイブリッド回路１３の端子１３ａから、図
６に示された給電用スロット３２に対応するガラス基板
５０上の位置まで、ストリップライン５５ｃが形成され
ている。これらのストリップライン５５ａ〜５５ｃには
マイクロストリップ線路、トリプレート線路、コプレー
ナ線路、スロット線路等の分布定数線路が使用される。

【００７１】移相回路１２ａ，１２ｂはスイッチドライ
ン形移相器である。すなわち、ストリップライン５５
ａ，５５ｂのそれぞれ両側に長さの異なるストリップ線
路５１ａ，５１ｂが配置され、ストリップライン５５
ａ，５５ｂとストリップ線路５１ａとの間には２個のマ
イクロ波スイッチ５２ａが、ストリップライン５５ａ，
５５ｂとストリップ線路５１ｂと間には２個のマイクロ
波スイッチ５２ｂが配置されている。これらのマイクロ
波スイッチ５２ａ，５２ｂを「オン」または「オフ」に
切り換え、ストリップ線路５１ａ，５１ｂのいずれかを
信号経路として選択することにより、移相回路１２ａ，
１２ｂの通過位相を制御することができる。

【００７２】一方、移相回路１６ａ〜１６ｃはローデッ
ドライン形移相器である。すなわち、２本のストリップ
線路５１ｃが約λ／４離れて、ストリップライン５５ｃ
の途中に接続されている。また、２個のマイクロ波スイ
ッチ５２ｃが各ストリップ線路５１ｃと先端開放された
別のストリップ線路５１ｄとを接続するように配置され
ている。両方のマイクロ波スイッチ５２ｃが共に「オ
ン」または「オフ」となるように切り換えて、移相回路
１６ａ〜１６ｃのサセプタンスを変化させることによ
り、通過位相を変化させることができる。

【００７３】なお、ストリップ線路５１ａ〜５１ｄに
は、例えばマイクロストリップ線路、トリプレート線
路、コプレーナ線路、スロット線路等の分布定数回路が
使用される。また、マイクロ波スイッチ５２ａ〜５２ｃ
には、例えばマイクロマシンスイッチ、ＰＩＮダイオー
ドスイッチ、ＨＥＭＴスイッチ等が使用される。

【００７４】一般に、移相量が大きい場合にはスイッチ
ドライン形の方が良い電気特性が得られる。また、移相
量が小さい場合にはローデッドライン形の方が良い電気
特性が得られる。このため、ここでは１８０゜の移相回
路１２ａ，１２ｂにはスイッチドライン形を用いた。ま
た、９０゜，４５゜，２２．５゜の各移相回路１６ａ〜
１６ｃにはローデッドライン形を用いた。しかし、すべ
ての移相回路１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃにスイッ
チドライン形を用いることも可能である。また、移相回
路１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃに反射形等、ローデ
ッドライン形、スイッチドライン形以外の移相回路を使
用してもよい。

【００７５】各移相回路１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６
ｃに含まれるマイクロ波スイッチ５２ａ〜５２ｃは、制
御線路２１を介し、制御回路２０に接続されている。移
相回路１２ａに含まれる４個のマイクロ波スイッチ５２
ａ，５２ｂは、制御回路２０が出力する制御信号ｓ２１
によって動作し、前述の通り通過位相を制御することが
できる。移相回路１２ｂについても同様である。また、
移相回路１６ａに含まれる２個のマイクロ波スイッチ５
２ｃは、制御信号ｓ２３によって同時に動作し、前述の
通り通過位相を変化させることができる。移相回路１６
ｂ，１６ｃについても同様である。こうして各移相回路
１２ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃの通過位相を変えるこ
とにより、放射素子１１への給電位相を変化させること
ができる。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の円偏波切
換形アンテナでは、放射素子の２個の給電点に移相量が
１８０゜である第１、第２の移相器をそれぞれ結合さ
せ、これら第１、第２の移相器に一端が終端された９０
゜ハイブリッド回路を結合させ、制御手段で第１、第２
の移相器の移相量を０゜または１８０゜に切り換えるこ
とにより、放射素子から右旋もしくは左旋円偏波を放射
させる。このとき、放射素子の各給電点で反射された反
射電力は終端で吸収されるので、反射電力に基づく交差
偏波の放射は抑制される。したがって、本発明により円
偏波切換形アンテナの交差偏波識別度を向上できる。ま
た、９０゜ハイブリッド回路に移相量が１８０゜／２^m
であるｎ個の第３の移相器を縦続に結合させる。上記の
円偏波切換形アンテナは１８０゜移相器の機能を併有し
ているので、これにより放射位相を（３６０／２ⁿ⁺¹）
゜ステップで制御できる。

【００７７】また、上記の円偏波切換形アンテナを１ユ
ニットとして、フェーズドアレーアンテナを構成する。
これにより、交差偏波識別度が高い円偏波切換形フェー
ズドアレーアンテナを実現できる。ここで、各ユニット
を二次元状に配列することにより、二次元のビーム方向
電子走査を高い交差偏波識別度で実現できる。

【００７８】また、第１、第２の移相器として、スイッ
チドライン形移相器を用いる。これにより、第１、第２
の移相器の電気特性を良好にできる。また、第３の移相
器として、ローデッドライン形移相器を用いる。これに
より、第３の移相器の電気特性を良好にできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による円偏波切換形アンテナの第１の
実施の形態の構成を示すブロック図である。

【図２】図８に示された円偏波切換形アンテナの逆旋
円偏波放射電力の説明図である。

【図３】図１に示された円偏波切換形アンテナの逆旋
円偏波放射電力の説明図である。

【図４】本発明による円偏波切換形アンテナの第２の
実施の形態の構成を示すブロック図である。

【図５】本発明による円偏波切換形フェーズドアレー
アンテナの全体構成を示すブロック図である。

【図６】アンテナ部の構造を示す分解図である。

【図７】アンテナユニット層に形成された１個のアン
テナユニットの配置を示す平面図である。

【図８】従来の円偏波切換形アンテナの構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

１…アンテナ部、２…制御装置、１０…アンテナユニッ
ト、１１…放射素子、１１ａ，１１ｂ…給電点、１２
ａ，１２ｂ，１６ａ〜１６ｃ…移相回路、１３…９０゜
ハイブリッド回路、１３ａ〜１３ｄ…端子、１４…無反
射終端、１７…偏波切換移相器、１８…無給電素子、２
０…制御回路、２１…制御線路、３０…分配合成器、３
１…接地導体板、３２…給電用スロット、４１…無給電
素子層、４２，４４，４６…誘電体層、４３…アンテナ
ユニット層、４５…給電用スロット層、４７…分配合成
層、５０…ガラス基板、５１ａ〜５１ｄ…ストリップ線
路、５２ａ〜５２ｃ…マイクロ波スイッチ、５５ａ〜５
５ｃ…ストリップライン、ａ，Ｉｂ…電流、ｓ１…制御
データ、ｓ２，ｓ２１〜ｓ２５…制御信号。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２個の給電点を有しかつ互いに直交する
２つの直線偏波を放射する放射素子と、前記放射素子の各給電点に接続した移相量が１８０゜の
第１、第２の移相器と、入力信号を位相差９０゜で２分岐して前記第１、第２の
移相器に接続され、他の一端が終端された９０゜ハイブ
リッド回路と、前記第１、第２の移相器の移相量を０゜または１８０゜
に切り換えて前記放射素子から右旋若しくは左旋円偏波
を放射するよう制御する制御手段とを具備することを特
徴とする円偏波切換形アンテナ。
【請求項２】２個の給電点を有しかつ互いに直交する
２つの直線偏波を放射する放射素子と、４個の端子を有しかつ第１の前記端子に前記放射素子を
励振させるための給電電力が与えられる９０゜ハイブリ
ッド回路と、この９０゜ハイブリッド回路の第２の前記端子に結合さ
れた無反射終端と、一端が前記放射素子の一方の給電点に結合されるととも
に他端が前記９０゜ハイブリッド回路の第３の前記端子
に結合されかつ移相量が１８０゜である第１の移相器
と、一端が前記放射素子の他方の給電点に結合されるととも
に他端が前記９０゜ハイブリッド回路の第４の前記端子
に結合されかつ移相量が１８０゜である第２の移相器
と、前記第１、第２の移相器の移相量を０゜または１８０゜
に切り換えて前記放射素子から右旋若しくは左旋円偏波
を放射するよう制御する制御手段とを具備することを特
徴とする円偏波切換形アンテナ。
【請求項３】請求項１または２において、前記９０゜ハイブリッド回路に縦続に結合されかつ前記
制御手段で移相量が１８０゜／２^m となるよう制御され
るｎ（ｎは自然数、ｍは１からｎまでの異なる自然数）
個の第３の移相器をさらに備えたことを特徴とする円偏
波切換形アンテナ。
【請求項４】請求項１または２において、前記制御手段は、前記放射素子から放射される偏波を、
前記第１、第２の移相器の移相量をともに０゜または１
８０゜に切り換えて第１の回転方向の円偏波を生成し、
前記第１、第２の移相器の移相量をそれぞれ０゜、１８
０゜又は１８０゜、０゜に切り換えて前記第１の回転方
向と逆旋の円偏波を生成することを特徴とする円偏波切
換形アンテナ。
【請求項５】請求項１または２において、前記第１および第２の移相器は、スイッチドライン形移
相器であることを特徴とする円偏波切換形アンテナ。
【請求項６】請求項３において、前記第３の移相器は、ローデッドライン形移相器である
ことを特徴とする円偏波切換形アンテナ。
【請求項７】２個の給電点を有しかつ互いに直交する
２つの直線偏波を放射する放射素子と、前記放射素子の各給電点に接続した移相量が１８０゜の
第１、第２の移相器と、入力信号を位相差９０゜で２分岐して前記第１、第２の
移相器に接続され、他の一端が終端された９０゜ハイブ
リッド回路と、前記第１、第２の移相器の移相量を０゜または１８０゜
に切り換えて前記放射素子から右旋若しくは左旋円偏波
を放射するよう制御する制御手段とを具備し、前記放射素子と、第１、第２の移相器と、９０゜ハイブ
リッド回路と、制御手段とをそれぞれ複数個アレイ状に
配列されていることを特徴とする円偏波切換形フェーズ
ドアレーアンテナ。
【請求項８】２個の給電点を有しかつ互いに直交する
２つの直線偏波を放射する放射素子と、４個の端子を有しかつ第１の前記端子に前記放射素子を
励振させるための給電電力が与えられる９０゜ハイブリ
ッド回路と、この９０゜ハイブリッド回路の第２の前記端子に結合さ
れた無反射終端と、一端が前記放射素子の一方の給電点に結合されるととも
に他端が前記９０゜ハイブリッド回路の第３の前記端子
に結合されかつ移相量が１８０゜である第１の移相器
と、一端が前記放射素子の他方の給電点に結合されるととも
に他端が前記９０゜ハイブリッド回路の第４の前記端子
に結合されかつ移相量が１８０゜である第２の移相器
と、前記第１、第２の移相器の移相量を０゜または１８０゜
に切り換えて前記放射素子から右旋若しくは左旋円偏波
を放射するよう制御する制御手段とを含むユニットを複
数具備し、前記各ユニットをアレイ状に配列されていることを特徴
とする円偏波切換形フェーズドアレーアンテナ。
【請求項９】請求項７または８において、前記９０゜ハイブリッド回路に縦続に結合されかつ前記
制御手段で移相量が１８０゜／２^m となるよう制御され
るｎ（ｎは自然数、ｍは１からｎまでの異なる自然数）
個の第３の移相器をさらに備えたことを特徴とする円偏
波切換形フェーズドアレーアンテナ。
【請求項１０】請求項７または８において、前記制御手段は、前記放射素子から放射される偏波を、
前記第１、第２の移相器の移相量をともに０゜または１
８０゜に切り換えて第１の回転方向の円偏波を生成し、
前記第１、第２の移相器の移相量をそれぞれ０゜、１８
０゜又は１８０゜、０゜に切り換えて第１の回転方向と
逆旋の円偏波を生成することを特徴とする円偏波切換形
フェーズドアレーアンテナ。
【請求項１１】請求項７または８において、前記第１および第２の移相器は、スイッチドライン形移
相器であることを特徴とする円偏波切換形フェーズドア
レーアンテナ。
【請求項１２】請求項９において、前記第３の移相器は、ローデッドライン形移相器である
ことを特徴とする円偏波切換形フェーズドアレーアンテ
ナ。
【請求項１３】請求項８において、前記各ユニットは、二次元状に配列されていることを特
徴とする円偏波切換形フェーズドアレーアンテナ。