WO2019159979A1 - 距離測定装置 - Google Patents

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unit
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interpolation
distance measuring
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保 水野
中村　三津男
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株式会社デンソー
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    • H03M1/202—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation

Definitions

  • This disclosure relates to a technique for improving the distance detection accuracy of a distance measuring device.
  • a lidar device that scans light and detects a distance from an object that reflects the light is known.
  • the rider is also written as LIDAR, and is an abbreviation for Light DetectionLand Ranging.
  • processing for detecting the peak of the waveform is performed using AD conversion data obtained by analog-to-digital (hereinafter referred to as AD) conversion of the received light signal.
  • AD conversion data obtained by analog-to-digital (hereinafter referred to as AD) conversion of the received light signal.
  • AD conversion sampling rate is higher, the AD conversion data can faithfully reproduce the waveform of the received light signal.
  • the detection accuracy of the peak position of the waveform, and hence the detection accuracy of the distance to the object is improved.
  • up-sampling In upsampling, zero values are inserted into AD conversion data, and the data is interpolated by smoothing using a low-pass filter (hereinafter referred to as LPF).
  • LPF low-pass filter
  • the circuit that processes the received light signal in analog may be saturated.
  • the waveform of the received light signal is a saturated waveform with the upper side of the waveform clipped.
  • waveform distortion due to ringing occurs in the waveform after LPF.
  • the ringing includes an overshoot that occurs when the waveform rises and an undershoot that occurs when the waveform falls.
  • the local maximum point generated by the ringing is difficult to distinguish from the peak based on the reflected wave from the object, and causes erroneous detection in the subsequent ranging process.
  • Patent Document 1 discloses a technique for suppressing ringing generated in a waveform after upsampling. Specifically, the first LPF having a steep cut-off characteristic and the second LPF having a gentle cut-off characteristic are used, and the mixing ratio at the time of mixing the signals smoothed by each is expressed by the rise of the signal. Change according to the degree of change.
  • One aspect of the present disclosure is to provide a technology for suppressing a decrease in distance detection accuracy caused by a waveform after upsampling in a distance measurement device.
  • the distance measuring device includes a light emitting unit, a light receiving unit, a scanning unit, an AD conversion unit, an interpolation processing unit, and a distance calculation unit.
  • the light emitting unit emits pulsed light.
  • the light receiving unit converts the received light into an electrical signal.
  • the light receiving unit receives reflected light of the light emitted from the light emitting unit, and converts the received light into an electrical signal.
  • the conversion unit generates a converted data series obtained by converting the electrical signal output from the light receiving unit into a digital value at a preset sampling rate.
  • the interpolation processing unit generates an updata sequence in which the interpolation data is inserted by upsampling the converted data sequence output from the conversion unit.
  • the distance calculation unit calculates the distance to the object that reflects the light, using the signal waveform indicated by the updater series.
  • the interpolation processing unit inserts interpolation data having a preset interpolation value between each data belonging to the converted data series, and the data series into which the interpolation data is inserted has a characteristic that waveform distortion due to ringing does not occur. Smoothing is performed using the low-pass filter.
  • a distance measuring device 1 shown in FIG. 1 is a so-called rider device that is used in a vehicle and detects various objects existing around the vehicle using a laser beam.
  • the rider is also described as LIDAR.
  • LIDAR is an abbreviation for Light Detection and Ranging.
  • the distance measuring device 1 includes a light emitting unit 2, a scanning unit 3, a light receiving unit 4, an AD conversion unit 5, an interpolation processing unit 6, and a distance calculation unit 7.
  • the light emitting unit 2 outputs laser light having a single pulse waveform at a preset cycle.
  • the scanning unit 3 is configured by a rotating deflection mirror or the like, reflects light incident from the light emitting unit 2 by the deflection mirror, and emits the light in a direction according to the rotation angle of the deflection mirror. Thereby, the scanning range set in advance is scanned with light.
  • the scanning unit 3 reflects light coming from the direction in which the light within the scanning range is emitted by the deflecting mirror and guides it to the light receiving unit 4.
  • the light receiving unit 4 receives the light from the scanning unit 3 and outputs a light reception signal corresponding to the light reception intensity.
  • the light receiving unit 4 includes a light receiving element, a transimpedance amplifier (hereinafter, TIA), an amplifier circuit, a low pass filter (hereinafter, LPF), and the like.
  • the light receiving element has, for example, an avalanche photodiode (hereinafter referred to as APD), and outputs a current signal corresponding to the intensity of the received light.
  • APD avalanche photodiode
  • the TIA converts a current signal from the light receiving element into a voltage signal.
  • the amplifier circuit amplifies the voltage signal converted by the TIA.
  • the amplifier circuit may be either a fixed gain or a variable gain.
  • the distance measuring device 1 needs to receive an optical signal having a wide dynamic range. In order to enable detection of an optical signal having a low intensity, it is necessary to set the gain of the amplifier circuit to a relatively high value. As a result, when an optical signal having a certain intensity or higher is received, the amplifier circuit may be saturated.
  • the LPF cuts off a frequency component larger than the frequency twice the sampling rate in the AD converter 5 from the voltage signal amplified by the amplifier circuit.
  • the AD converter 5 samples the light reception signal output from the light receiver 4 at a preset sampling rate, and generates a digital data series (hereinafter referred to as a conversion data series).
  • Interpolation processing unit 6 performs an interpolation process called upsampling on the converted data series. Upsampling is a process of converting a data sequence having a sampling rate of N times by interpolating N ⁇ 1 data between the data belonging to the converted data sequence.
  • the data series upsampled by the interpolation processing unit 6 is referred to as an updata series.
  • the interpolation processing unit 6 operates according to an operation clock used by the AD conversion unit 5, that is, an operation clock having the same clock rate as the sampling rate.
  • the distance calculation unit 7 specifies the light reception timing from the light emission timing at the light emission unit 2 and the signal waveform indicated by the update data sequence output from the interpolation processing unit 6, and determines the time from the light emission timing at the light emission unit 2 to the light reception timing. Based on this, the distance to the object reflecting the light is calculated.
  • a peak waveform is extracted based on the updater series.
  • the following processing is executed for each extracted peak waveform.
  • a threshold value TH is set by multiplying the maximum value Pmax of data in the peak waveform by ⁇ .
  • the data P5 is the maximum value Pmax.
  • each pair of data sandwiching the threshold value TH is extracted.
  • data P3 and P4 are extracted from the rising waveform
  • data P6 and P7 are extracted from the falling waveform.
  • the timing over the threshold TH in the rising waveform and the timing over the threshold TH in the falling waveform are estimated. This estimation is performed, for example, assuming that the waveform between the extracted pair of data changes linearly. Then, a time T1 from the light emission timing to the timing estimated in the rising waveform and a time T2 from the light emission timing to the timing estimated in the falling waveform are calculated.
  • the pulse width W is calculated according to the equation (1), and the time T from the light emission timing to the light reception timing is calculated according to (2).
  • the interpolation processing unit 6 includes a first processing unit 6a and a second processing unit 6b.
  • Both the first processing unit 6a and the second processing unit 6b perform upsampling. This is because, if the same performance is realized, the circuit scale is suppressed by realizing it in a plurality of stages rather than realizing it by one upsampling.
  • the first processing unit 6a and the second processing unit 6b each include an insertion unit 61 and a smoothing unit 62.
  • the insertion unit 61 inserts interpolation data into the input data series as shown in the upper and middle stages of FIG. When the sampling rate is increased N times, N ⁇ 1 interpolation data is inserted between each data.
  • the length of the input data series to be upsampled is assumed to be M.
  • the insertion unit 61 includes, for example, a delay unit 611, an interpolation value register 612, and a selector 613 as shown in FIG.
  • the delay unit 611 includes M ⁇ 1 delay elements connected in series. Each delay element delays input data by one clock according to the operation clock.
  • the input of the first delay element is DL1
  • the output of the mth delay element is DLm. Note that m is an integer of 2 to M.
  • the interpolation value register 612 is a register in which an interpolation value that is a value of interpolation data is set.
  • the interpolation value may be any value, but here zero is used.
  • the selector 613 selects and sequentially outputs one of the output R of the interpolation value register 612 and the outputs DL1 to DLM from the delay unit 611 according to the count value C obtained by counting the number of input data according to the operation clock.
  • the smoothing unit 62 performs the LPF process on the output data series OUT of the insertion unit 61, that is, the zero-inserted data series shown in the middle part of FIG. 4, thereby smoothing as shown in the lower part of FIG. A data series representing the processed signal waveform is generated.
  • the LPF used here is a moving average filter that is a low-pass filter having a characteristic that waveform distortion due to ringing does not occur at all.
  • the ringing includes an overshoot that occurs when the waveform rises and an undershoot that occurs when the waveform falls.
  • the smoothing unit 62 is not limited to the moving average filter, and may use a CIC filter, a 1-2-1 filter, or the like.
  • CIC is an abbreviation for Cascaded Integrator Comb.
  • the 1-2-1 filter is an FIR filter having a filter coefficient ratio of 1: 2: 1.
  • Each unit block 621 includes an adder and a delay element without using a multiplier.
  • a gain adjustment circuit 622 is provided at the output of the unit block 621 at the final stage.
  • the gain adjustment circuit 622 adjusts the gain so that the average value of the data series before zero insertion is equal to the average value of the data series after zero insertion.
  • zero insertion is performed at a ratio of 1: 1, and when the moving average is calculated as it is, the gain becomes 1/2.
  • the gain adjustment circuit 622 sets 1 ⁇ 2 P ⁇ 1 , which is twice the gain 1 ⁇ 2 P used when calculating the normal moving average.
  • the gain adjustment circuit 622 performs division. However, when the unit block 621 averages twice, the division is a power of 2. Therefore, a complicated divider is unnecessary, and the gain adjustment circuit 622 is realized by a register shift operation. .
  • N1 + N2 the magnification N1 is allocated to the first processing unit 6a
  • the magnification N2 is allocated to the second processing unit 6b.
  • N1 and N2 may both be powers of 2.
  • the parameters P and Q of the moving average filter constituting the smoothing unit 62 may be set to the same value or different values in the first processing unit 6a and the second processing unit 6b. .
  • the processing is delayed by P ⁇ (Q ⁇ 1) clocks required from when the first data is input until the output is started.
  • the smoothing unit 62 further delays the processing by P ⁇ (Q ⁇ 1) clocks required from when the first data is input until the output is started.
  • P1 is the number of unit block stages in the smoothing unit 62 of the first processing unit 6a
  • P2 is the number of unit block stages in the smoothing unit 62 of the second processing unit 6b.
  • the number of stages P1 and P2 is increased, the distance detection accuracy is improved, but the circuit scale and the processing delay are increased.
  • FIG. 9 shows the distance to the object calculated in accordance with the light reception timing extracted from the conversion data series and the update data series, and the distance and error with the actual object (hereinafter referred to as distance error). However, it is a result obtained by simulation.
  • the distance error has periodicity, and the error is reduced by performing upsampling.
  • FIG. 10 shows the result of calculating the maximum value of this distance error for various combinations of (P1, P2). Comparing the case where the received light signal is a non-saturated waveform and the case where it is a saturated waveform, the distance error is larger in the saturated waveform than in the non-saturated waveform. Even if the total number of stages P1 + P2 is the same, the distance error varies depending on the distribution method. The distance error should be small, but the total number of stages P1 + P2 is preferably as small as possible.
  • the pulse width and S / N before and after upsampling are also correlated with the total number of stages P1 + P2. As the total number of stages P1 + P2 increases, the increase in pulse width tends to increase and the S / N tends to decrease. If the total number of steps P1 + P2 is the same, the distance error tends to increase as the number of steps P1 increases.
  • stage numbers P1 and P2 are set so that the distance error, the pulse width increase, and the S / N satisfy the required performance, and the total number of stages is as small as possible.
  • the smoothing unit 62 of the interpolation processing unit 6 uses an LPF having a characteristic that causes no ringing in the step response. For this reason, even if the light reception signal has a saturated waveform, ringing does not occur in the waveform after amplifier sampling, and a decrease in distance detection accuracy due to the waveform after up-sampling can be suppressed.
  • the interpolation processing unit 6 serially performs processing on the data series to be interpolated.
  • the second embodiment is different from the first embodiment in that the processing for the data series to be interpolated is executed in parallel.
  • the interpolation processing unit 8 of the second embodiment includes a first processing unit 8a and a second processing unit 8b as shown in FIG.
  • the first processing unit 8a includes an interpolation value register 81, K unit blocks A 1 to A K, and a selector 82.
  • the interpolation value register 81 is set with the interpolation value R.
  • R 0.
  • the unit blocks A 1 to A K are 2-input 2-output circuit blocks and are connected in series.
  • the interpolation block R stored in the interpolation value register 81 and the converted data series D 1 to D M are input to the unit block A 1 in the first stage.
  • Unit block A 1 is composed of two adders and delay elements.
  • the unit block A 1 performs the insertion of interpolation data having an interpolation value R into the converted data series D 1 to D M and the calculation of a moving average for two continuous data in the data series in which the interpolation data is inserted.
  • the unit block A i receives the outputs X i ⁇ 1,1 and X i ⁇ 1,2 of the previous unit block A i ⁇ 1 .
  • the unit block A i includes, in addition to the configuration of the unit block A 1 , two dividers that halve each of the two output values.
  • the unit block A i outputs data X i1 and X i2 that are the result of executing a moving average on two consecutive data in the data series represented by the output of the previous stage in parallel.
  • the selector 82 when the stage number of the moving average filter used in the first processing unit 8a is P1, data X P1,1, select the X P1,2, input data E1 to the second processing unit 8b, Let E2.
  • the second processing unit 8b includes a two-output interpolation value register 83, K unit blocks B 1 to B K, and a selector 84.
  • the interpolation value register 83 is set with the interpolation value R that is the value of the interpolation data, similarly to the interpolation value register 81.
  • R 0.
  • the unit blocks B 1 to B K are 4-input 4-output circuit blocks and are connected in series.
  • the first unit block B 1 receives the interpolation data having the interpolation value R stored in the interpolation value register 83 and the data E1 and E2 supplied from the first processing unit 8a.
  • Unit blocks B 1 represents composed of four adders and one delay element.
  • Unit blocks B 1 represents is represented by the data E1, E2, insertion and interpolation data to the up-sampled data series P1 times, the moving average for the two consecutive data on data series interpolated data is inserted The calculation is executed in parallel.
  • the unit block B 1 outputs data Y 11 , Y 12 , Y 13 , Y 14 with the gain doubled. The reason why the gain is doubled is the same as the reason why the gain of the output of the smoothing unit 62 is doubled in the first embodiment.
  • the unit block B i receives the outputs Y i ⁇ 1,1 , Y i ⁇ 1,2 , Y i ⁇ 1,3 , Y i ⁇ 1,4 of the previous unit block B i ⁇ 1 .
  • the unit block B i includes, in addition to the configuration of the unit block B 1 , four dividers that respectively multiply the four output values by 1 ⁇ 2.
  • the unit block B i outputs data X i1 , X i2 , Y i3 , Y i4 , which is the result of executing a moving average on two consecutive data in the data series represented by the output of the previous stage in parallel.
  • the selector 84 when the stage number of the moving average filter used in the second processing unit 8b is P2, data Y P2,1, Y P2,2, Y P2,3 , data by selecting the Y P2,4 F1 , F2, F3, F4.
  • An updater sequence supplied to the distance calculation unit 7 is obtained by rearranging the four parallel data in series.
  • the first processing unit 8a In the first processing unit 8a, zero insertion and smoothing are performed in a lump, and two are performed in parallel. For this reason, although it operates with the same operation clock as the AD converter 5, the time required from the start of output E1, E2 to the end is the same as the time M ⁇ Tck required for sampling. Become. However, there is a delay corresponding to the number of stages P1 to be used after the data is input to the first processing unit 8a and before the outputs E1 and E2 are output.
  • the second processing unit 8b zero insertion and smoothing are performed in a lump and in parallel, so that the time required from the start of output of the outputs F1 to F4 to the end is determined by sampling. It takes the same length as the time M ⁇ Tck required for. However, a delay corresponding to the number of stages P2 to be used occurs from when data is input to the second processing unit 8b until the outputs F1 to F4 are output.
  • the interpolation processing unit 8 performs parallel processing. Therefore, in spite of using the same operation clock as that of the AD conversion unit 5, an operation for generating an update data sequence having N times the number of data from the converted data sequence is performed in the unit blocks A and B at the sampling time. It can be realized with the processing time of the extent of adding the delay time. That is, the processing time in the interpolation processing unit 8 can be reduced.
  • the interpolation processing unit 6 executes the interpolation processing in two stages, but may execute it in three or more stages. Further, the interpolation process may be executed in one stage without being divided into a plurality of stages.
  • a plurality of functions of one constituent element in the above embodiment may be realized by a plurality of constituent elements, or a single function of one constituent element may be realized by a plurality of constituent elements. . Further, a plurality of functions possessed by a plurality of constituent elements may be realized by one constituent element, or one function realized by a plurality of constituent elements may be realized by one constituent element. Moreover, you may abbreviate
  • the present disclosure can be realized in various forms such as a system including the distance measuring device 1 as a constituent element.

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Abstract

補間処理部（６）は、ＡＤ変換部（５）が出力する変換データ系列をアップサンプリングすることで、補間データが挿入されたアップデータ系列を生成する。距離演算部（７）は、アップデータ系列によって示される信号波形を用いて、光を反射した物体までの距離を算出する。補間処理部は、変換データ系列に属する各データの間に、予め設定された補間値を有する補間データを挿入し、補間データが挿入されたデータ系列を、リンギングによる波形ひずみが発生しない特性を有したローパスフィルタを用いて平滑化する。

Description

距離測定装置 関連出願の相互参照
　本国際出願は、２０１８年２月１５日に日本国特許庁に出願された日本国特許出願第２０１８－０２５０７２号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１８－０２５０７２号の全内容を本国際出願に参照により援用する。
　本開示は、距離測定装置の距離検出精度を向上させる技術に関する。
　距離測定装置の一つとして、光を走査して光を反射した物体との距離を検出するライダー装置が知られている。なお、ライダーは、ＬＩＤＡＲとも表記され、Light Detection and Rangingの略語である。
　ライダー装置では、受光信号をアナログ－デジタル（以下、ＡＤ）変換したＡＤ変換データを用いて、波形のピークを検出する処理等を実行する。なお、ＡＤ変換のサンプリングレートが高いほど、ＡＤ変換データは、受光信号の波形を忠実に再現できる。その結果、波形のピーク位置の検出精度、延いては、物体までの距離の検出精度が向上する。
　しかし、高速なＡＤ変換器は、高価、大型、大消費電力、高発熱、及び大ノイズ等の問題を有する。そこで、比較的低速なＡＤ変換器を用い、ＡＤ変換後に処理によってサンプリングレートを向上させるアップサンプリングという技術が知られている。アップサンプリングでは、ＡＤ変換データにゼロ値を挿入して、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦ）を用いて平滑化することでデータを補間する。アップサンプリング後のデータ系列による受光信号の波形の再現性をよくするためには、ＬＰＦは、高次のＦＩＲフィルタ等のように急峻な遮断特性を有することが望ましい。
　ところで、ライダー装置では、入力光量のダイナミックレンジが広いため、受光信号をアナログ処理する回路が飽和する場合がある。この場合、受光信号の波形は、波形の上側がクリップされた飽和波形となる。このような飽和波形に対して、アップサンプリングを行うと、ＬＰＦ後の波形にリンギングによる波形歪が発生する。なお、リンギングには、波形の立ち上り時に発生するオーバーシュート、波形の立ち下り時に発生するアンダーシュートが含まれる。このリンギングによって生じる極大点は、物体からの反射波に基づくピークと区別することが困難であり、後段の測距処理での誤検出の原因となる。
　下記特許文献１には、アップサンプリング後の波形に生じるリンギングを抑制する技術が開示されている。具体的には、急峻な遮断特性を有する第１のＬＰＦと、緩やかな遮断特性を有する第２のＬＰＦとを用い、それぞれで平滑化された信号を混合する際の混合比を、信号の立ち上りの変化具合に応じて変化させる。
特開平８－７９５５８号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の従来技術では、急峻な遮断特性を有するＬＰＦの出力が混合されるため、リンギングを十分に抑制することができなかった。また、急峻な遮断特性を有するＬＰＦは、多くの乗算器を用いる必要があるため、回路が複雑化し、かつ回路規模が増大するという問題もあった。
　本開示の１つの局面は、距離測定装置において、アップサンプリング後の波形に起因する距離検出精度の低下を抑制する技術を提供することにある。
　本開示の一態様による距離測定装置は、発光部と、受光部と、走査部と、ＡＤ変換部と、補間処理部と、距離演算部とを備える。
　発光部は、パルス状の光を発する。受光部は、受光した光を電気信号に変換する。受光部は、発光部が発した光の反射光を受光し、受光した光を電気信号に変換する。変換部は、受光部から出力される電気信号を、予め設定されたサンプリングレートにて、デジタル値に変換した変換データ系列を生成する。補間処理部は、変換部が出力する変換データ系列をアップサンプリングすることで、補間データが挿入されたアップデータ系列を生成する。距離演算部は、アップデータ系列によって示される信号波形を用いて、光を反射した物体までの距離を算出する。
　補間処理部は、変換データ系列に属する各データの間に、予め設定された補間値を有する補間データを挿入し、補間データが挿入されたデータ系列を、リンギングによる波形ひずみが発生しない特性を有したローパスフィルタを用いて平滑化する。
　このような構成によれば、電気信号が飽和波形であったとしても、アンプサンプリング後の波形にリンギングが生じることがないため、アップサンプリング後の波形に起因する距離検出精度の低下を抑制できる。
距離測定装置の構成を示すブロック図である。 距離演算部での処理の概要を示す説明図である。 第１実施形態での補間処理部の構成を示すブロック図である。 補間処理部での処理の概要を示す説明図である。 挿入部の構成を示す回路図である。 挿入部の動作を示すタイミング図である。 平滑部の構成を示す回路図である。 平滑部の動作を示すタイミング図である。 算出される距離の誤差を示すグラフである。 補間処理部の設計に使用するシミュレーション結果を示すグラフである。 第２実施形態での補間処理部の構成を示すブロック図である。 第２実施形態における第１処理部の構成を示す回路図である。 第２実施形態における第２処理部の構成を示す回路図である。 補間処理部の動作を示すタイミング図である。
　以下、図面を参照しながら、本開示の実施形態を説明する。
　［１．第１実施形態］
　［１－１．構成］
　図１に示す距離測定装置１は、車両に搭載して使用され、レーザ光を用いて車両の周囲に存在する様々な物体の検出等を行う、いわゆるライダー装置である。ライダーは、ＬＩＤＡＲとも表記される。ＬＩＤＡＲは、Light Detection and Rangingの略語である。
　距離測定装置１は、発光部２と、走査部３と、受光部４と、ＡＤ変換部５と、補間処理部６と、距離演算部７と、を備える。
　発光部２は、予め設定された周期で、単一のパルス波形を有するレーザ光を出力する。
　走査部３は、回転する偏向ミラー等で構成され、発光部２から入射する光を偏向ミラーで反射させ、偏向ミラーの回転角度に応じた方向に出射する。これにより、予め設定された走査範囲内を光で走査する。また、走査部３は、走査範囲内の光を出射した方向から到来する光を偏向ミラーで反射して、受光部４に導く。
　受光部４は、走査部３からの光を受光し、受光強度に応じた受光信号を出力する。受光部４は、受光素子、トランスインピーダンスアンプ（以下、ＴＩＡ）、増幅回路、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦ）等を備える。受光素子は、例えば、アバランシェフォトダイオード（以下、ＡＰＤ）を有し、受光した光の強度に応じた電流信号を出力する。ＴＩＡは、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する。増幅回路はＴＩＡにて変換された電圧信号を増幅する。なお、増幅回路は固定ゲイン及び可変ゲインのいずれであってもよい。そして、距離測定装置１では、ダイナミックレンジの広い光信号を受光する必要がある。強度の弱い光信号の検出を可能とするため、増幅回路のゲインはある程度高い値に設定する必要がある。その結果、一定以上の強度を有する光信号を受光した場合、増幅回路は飽和する場合がある。ＬＰＦは、増幅回路にて増幅された電圧信号から、ＡＤ変換部５におけるサンプリングレートの２倍の周波数より大きい周波数成分を遮断する。
　ＡＤ変換部５は、受光部４から出力される受光信号を予め設定されたサンプリングレートでサンプリングし、デジタルデータの系列（以下、変換データ系列）を生成する。
　補間処理部６は、変換データ系列に対してアップサンプリングと呼ばれる補間処理を実行する。アップサンプリングとは、変換データ系列に属する各データの間に、それぞれＮ－１個のデータを補間することでＮ倍のサンプリングレートを有するデータ系列に変換する処理である。以下、補間処理部６によりアップサンプリングされたデータ系列をアップデータ系列という。また、補間処理部６は、ＡＤ変換部５で使用される動作クロック、即ち、サンプリングレートと同じクロックレートを有する動作クロックに従って動作する。
　距離演算部７は、発光部２での発光タイミングと、補間処理部６から出力されるアップデータ系列が示す信号波形から受光タイミングを特定し、発光部２での発光タイミングから受光タイミングまでの時間に基づいて、光を反射した物体までの距離を算出する。
　具体的には、図２に示すように、まず、アップデータ系列に基づいて、ピーク波形を抽出する。以下の処理は、抽出されたピーク波形毎に実行する。そして、ピーク波形におけるデータの最大値Ｐｍａｘをα倍した閾値ＴＨを設定する。図２では、データＰ５が最大値Ｐｍａｘである。また、αは、０＜α＜１を満たす実数であり、例えば、α＝０．６２５等に設定される。
　次に、ピークの立ち上り波形及び立ち下り波形のそれぞれについて、閾値ＴＨを挟む各一対のデータを抽出する。図２では、立ち上り波形からは、データＰ３，Ｐ４が抽出され、立ち下り波形からは、データＰ６，Ｐ７が抽出される。
　次に、抽出された各一対のデータに基づいて、立ち上り波形において閾値ＴＨを跨ぐタイミング、立ち下り波形において閾値ＴＨを跨ぐタイミングを推定する。この推定は、例えば、抽出された一対のデータ間の波形が直線的に変化すると仮定して行う。そして、発光タイミングから立ち上り波形において推定されたタイミングまでの時間Ｔ１、及び発光タイミングから立ち下り波形において推定されたタイミングまでの時間Ｔ２を算出する。
　この時間Ｔ１及びＴ２を用い、（１）式に従ってパルス幅Ｗを算出し、（２）に従って発光タイミングから受光タイミングまでの時間Ｔを算出する。
　　Ｗ＝Ｔ２－Ｔ１　　　　　　　　（１）
　　Ｔ＝（Ｔ１＋Ｔ２）／２　　　　（２）
　最後に、算出された時間Ｔが、光を反射した物体との間を、光が往復するのに要した時間として、物体までの距離を算出する。
　［１－２．補間処理部］
　補間処理部６は、図３に示すように、第１処理部６ａと、第２処理部６ｂとを備える。
　第１処理部６ａ及び第２処理部６ｂは、いずれもアップサンプリングを実行する。これは、同じ性能を実現するのであれば、１回のアップサンプリングで実現するよりも、複数段に分けて実現した方が、回路規模が抑制されることによる。
　第１処理部６ａ及び第２処理部６ｂは、いずれも挿入部６１と、平滑部６２と、を備える。
　［１－２－１．挿入部］
　挿入部６１は、図４の上段及び中段に示すように、入力データ系列に補間データを挿入する。サンプリングレートをＮ倍にする場合には、各データの間に、補間データをＮ－１個ずつ挿入する。図４では、Ｎ＝２の場合を示す。以下、アップサンプリングの対象となる入力データ系列の長さをＭとする。
　挿入部６１は、例えば、図５に示すように、遅延部６１１と、補間値レジスタ６１２と、セレクタ６１３とを備える。遅延部６１１は、直列接続されたＭ－１個の遅延素子を備える。各遅延素子は、動作クロックに従って、入力データを１クロック分ずつ遅延させる。以下では、初段の遅延素子の入力をＤＬ１、ｍ段目の遅延素子の出力をＤＬｍとする。なお、ｍは２～Ｍの整数である。
　補間値レジスタ６１２は、補間データの値である補間値が設定されるレジスタである。補間値は、どのような値でもかまわないが、ここではゼロを用いる。
　セレクタ６１３は、動作クロックに従って、入力されたデータの数をカウントしたカウント値Ｃに従って、補間値レジスタ６１２の出力Ｒ、遅延部６１１からの出力ＤＬ１～ＤＬＭのいずれかを選択して順次出力する。
　挿入部６１の具体的な動作を、図６のタイミング図を用いて説明する。
　セレクタ６１３は、カウント値Ｃが奇数（即ち、Ｃ＝１，３，５，…）のときには、ｍ＝（Ｃ＋１）／２として、遅延部６１１からの出力ＤＬｍを選択する。カウント値Ｃが偶数（即ち、Ｃ＝２，４，６，…）のときには、補間値レジスタ６１２の出力Ｒを選択する。
　これにより、Ｍ個のデータを有する入力データ系列ＤＡＴＡに、１つおきに値がゼロの補間データが挿入された２Ｍ個のデータを有する出力データ系列ＯＵＴが生成される。
　［１－２－２．平滑部］
　平滑部６２は、挿入部６１の出力データ系列ＯＵＴ、即ち、図４の中段に示すゼロ挿入されたデータ系列に対してＬＰＦ処理を実行することにより、図４の下段に示すように、平滑化された信号波形を表すデータ系列を生成する。ここで使用するＬＰＦは、リンギングによる波形歪みが全く発生しない特性を有するローパスフィルタである移動平均フィルタである。なお、リンギングには、波形の立ち上り時に発生するオーバーシュート、波形の立ち下り時に発生するアンダーシュートが含まれる。また、平滑部６２では、移動平均フィルタに限らず、ＣＩＣフィルタ及び１－２－１フィルタ等を用いてもよい。ＣＩＣは、Cascaded Integrator Combの略語である。１－２－１フィルタは、フィルタ係数の比率が１：２：１となるＦＩＲフィルタである。
　移動平均フィルタとして、図７に示すように、連続するＱ個のデータの移動平均を算出する単位ブロック６２１を、直列にＰ段接続した、Ｐ段のＱ回平均フィルタを用いる。図７では、単位ブロック６２１が、Ｑ＝２個のデータの移動平均を算出する場合を例示する。各単位ブロック６２１は、乗算器を用いることなく加算器及び遅延素子によって構成される。
　最終段の単位ブロック６２１の出力には、ゲイン調整回路６２２が設けられる。ゲイン調整回路６２２は、ゼロ挿入前のデータ系列の平均値とゼロ挿入後のデータ系列の平均値とが等しくなるようにゲインを調整する。ここでは、１対１の割合でゼロ挿入が行われており、そのまま移動平均を計算するとゲインが１／２になる。このため、ゲイン調整回路６２２では、通常の移動平均の算出時に用いるゲイン１／２Ｐの２倍である１／２Ｐ－１に設定する。ゲイン調整回路６２２は、除算を実行するが、単位ブロック６２１が２回平均を行う場合は、２の累乗の除算となるため、複雑な除算器は不要であり、レジスタのシフト動作で実現される。
　補間処理部６全体としてのアップサンプリングの倍率Ｎが、Ｎ＝Ｎ１＋Ｎ２で表されるものとして、第１処理部６ａには倍率Ｎ１を振り分け、第２処理部６ｂには倍率Ｎ２を振り分ける。回路構成を簡略化するため、Ｎ１，Ｎ２は、いずれも２の累乗であってもよい。また、平滑部６２を構成する移動平均フィルタのパラメータＰ，Ｑは、第１処理部６ａと第２処理部６ｂとで、同じ値に設定してもよいし、違う値に設定してもよい。
　［１－２－３．補間処理部の動作］
　Ｎ１＝Ｎ２＝２である場合の補間処理部６の動作を、図８を用いて説明する。
　第１処理部６ａの挿入部６１では、ゼロ挿入は遅延なく行われる。但し、補間処理部６ではＡＤ変換部５と同じ動作クロックを使用するため、処理に要する時間が、サンプリングに要した時間Ｍ×Ｔｃｋの２倍になる。Ｔｃｋは、動作クロックの周期である。また、平滑部６２では、最初のデータが入力されてから出力が開始されるまでに要するＰ×（Ｑ－１）クロック分、処理が遅延する。
　同様に、第２処理部６ｂの挿入部６１では、第１処理部６ａが出力するデータ系列に対して、ゼロ挿入は遅延なく行われるが、処理に要する時間が、サンプリングに要した時間の４倍となる。また、平滑部６２では、最初のデータが入力されてから出力が開始されるまでに要するＰ×（Ｑ－１）クロック分、更に、処理が遅延する。
　［１－２－４．設計］
　次に、第１処理部６ａの平滑部６２における単位ブロックの段数をＰ１、第２処理部６ｂの平滑部６２における単位ブロックの段数をＰ２として、Ｐ１，Ｐ２の設定について説明する。なお、段数Ｐ１、Ｐ２は、大きくするほど距離の検出精度は向上するが、回路規模と処理遅延とが大きくなる。
　図９は、変換データ系列、及びアップデータ系列から抽出される受光タイミングに従って算出される物体までの距離と、実際の物体との距離と誤差（以下、距離誤差）を、物体までの距離を変化させながらシミュレーションによって求めた結果である。
　図９に示すように、距離誤差は、周期性を有し、アップサンプリングを行うことで、誤差が小さくなる。
　この距離誤差の最大値を、（Ｐ１，Ｐ２）の様々な組み合わせについて算出した結果が図１０である。受光信号が非飽和波形である場合と飽和波形である場合とを比較すると、距離誤差は、非飽和波形より飽和波形のときの方が大きい。合計段数Ｐ１＋Ｐ２が同じであっても、その分配の仕方によって距離誤差は変化する。距離誤差は小さいほうがよいが、合計段数Ｐ１＋Ｐ２も可能な限り小さくするほうが望ましい。
　これに加えて、アップサンプリングの前後でのパルス幅及びＳ／Ｎ等も合計段数Ｐ１＋Ｐ２と相関がある。合計段数Ｐ１＋Ｐ２が増加するほど、パルス幅の増加は大きくなる傾向があり、Ｓ／Ｎは小さくなる傾向がある。また合計段数Ｐ１＋Ｐ２が同じであれば、Ｐ１の段数が大きいほど、距離誤差が大きくなる傾向にある。
　これらのシミュレーション結果に基づき、距離誤差、パルス幅の増加、Ｓ／Ｎが、要求される性能を満たし、且つ、合計段数ができるだけ小さくなるように、段数Ｐ１，Ｐ２を設定する。
　［１－３．効果］
　以上詳述した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。
　（１ａ）補間処理部６の平滑部６２では、ステップ応答においてリンギングを全く発生しない特性を有したＬＰＦが用いられる。このため、受光信号が飽和波形であったとしても、アンプサンプリング後の波形にリンギングが生じることがなく、アップサンプリング後の波形に起因する距離検出精度の低下を抑制できる。
　（１ｂ）補間処理部６は、アップサンプリング後のサンプリングレートで動作するのではなく、ＡＤ変換部５と同じ動作クロックに従って動作するため、消費電力及び発熱をいずれも低減できる。
　［２．第２実施形態］
　［２－１．第１実施形態との相違点］
　第２実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　前述した第１実施形態では、補間処理部６は、補間対象のデータ系列に対する処理をシリアルに実行する。これに対し、第２実施形態では、補間対象のデータ系列に対する処理をパラレルに実行する点で、第１実施形態と相違する。
　［２－２．補間処理部］
　次に、第２実施形態の補間処理部８は、図１１に示すように、第１処理部８ａと第２処理部８ｂとを有する。
　第１処理部８ａは、補間値レジスタ８１と、Ｋ個の単位ブロックＡ１～ＡＫと、セレクタ８２とを備える。
　補間値レジスタ８１は、補間値Ｒが設定される。ここでは、Ｒ＝０である。
　単位ブロックＡ１～ＡＫは、２入力２出力の回路ブロックあり、直列接続される。
　図１２に示すように、初段の単位ブロックＡ１は、補間値レジスタ８１に記憶された補間値Ｒ、及び変換データ系列Ｄ１～ＤＭが入力される。単位ブロックＡ１は、２つの加算器と遅延素子とで構成される。単位ブロックＡ１は、変換データ系列Ｄ１～ＤＭへの補間値Ｒを有する補間データの挿入と、補間データが挿入されたデータ系列において連続する２つのデータに対する移動平均の算出とを、２並列で実行し、ゲインを２倍にしたデータＸ11，Ｘ12を出力する。ゲインを２倍にする理由は、第１実施形態において、平滑部６２の出力のゲインを２倍にする理由と同じである。
　２段目以降の単位ブロックＡｉは、いずれも同様の構成を有する。但し、ｉ＝２，３，…Ｋである。単位ブロックＡｉは、前段の単位ブロックＡi-1の出力Ｘi-1,1，Ｘi-1,2が入力される。単位ブロックＡｉは、単位ブロックＡ１の構成に加え、２つの出力値をそれぞれ１／２倍する２つの除算器を備える。単位ブロックＡｉは、前段の出力によって表されるデータ系列において連続する２つのデータに対する移動平均を２並列で実行した結果であるデータＸi1，Ｘi2を出力する。
　セレクタ８２は、第１処理部８ａで使用する移動平均フィルタの段数がＰ１である場合に、データＸP1,1，ＸP1,2を選択して、第２処理部８ｂへの入力データＥ１，Ｅ２とする。
　第２処理部８ｂは、２出力の補間値レジスタ８３と、Ｋ個の単位ブロックＢ１～ＢＫと、セレクタ８４とを備える。
　補間値レジスタ８３は、補間値レジスタ８１と同様に、補間データの値である補間値Ｒが設定される。ここでは、Ｒ＝０である。
　単位ブロックＢ１～ＢＫは、４入力４出力の回路ブロックあり、直列接続される。
　図１３に示すように、初段の単位ブロックＢ１は、補間値レジスタ８３に記憶された補間値Ｒを有する補間データと、第１処理部８ａから供給されるデータＥ１，Ｅ２とが入力される。単位ブロックＢ１は、４つの加算器と１つの遅延素子とで構成される。単位ブロックＢ１は、データＥ１，Ｅ２によって表される、Ｐ１倍にアップサンプリングされたデータ系列への補間データの挿入と、補間データが挿入されたデータ系列において連続する２つのデータに対する移動平均の算出とを４並列で実行する。そして、単位ブロックＢ１は、ゲインを２倍にしたデータＹ11，Ｙ12，Ｙ13，Ｙ14を出力する。ゲインを２倍にする理由は、第１実施形態において、平滑部６２の出力のゲインを２倍にする理由と同じである。
　２段目以降の単位ブロックＢｉは、いずれも同様の構成を有する。但し、ｉ＝２，３，…Ｋである。単位ブロックＢｉは、前段の単位ブロックＢi-1の出力Ｙi-1,1，Ｙi-1,2，Ｙi-1,3，Ｙi-1,4が入力される。単位ブロックＢｉは、単位ブロックＢ１の構成に加え、４つの出力値をそれぞれ１／２倍する４つの除算器を備える。単位ブロックＢｉは、前段の出力によって表されるデータ系列において連続する２つのデータに対する移動平均を４並列で実行した結果であるデータＸi1，Ｘi2，Ｙi3，Ｙi4を出力する。
　セレクタ８４は、第２処理部８ｂで使用する移動平均フィルタの段数がＰ２である場合に、データＹP2,1，ＹP2,2，ＹP2,3，ＹP2,4を選択してデータＦ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４として出力する。この４並列のデータを直列に並び変えたものが距離演算部７に供給されるアップデータ系列となる。
　［２－３．補間処理部の動作］
　補間処理部８の動作を、図１４を用いて説明する。
　第１処理部８ａでは、ゼロ挿入と平滑化とが一括して行われ、しかも２並列で行われる。このため、ＡＤ変換部５と同じ動作クロックで動作するにも関わらず、出力Ｅ１，Ｅ２の出力が開始されてから終了までに要する時間が、サンプリングに要した時間Ｍ×Ｔｃｋと同じ長さになる。但し、第１処理部８ａにデータが入力されてから出力Ｅ１，Ｅ２が出力されるまでに、使用する段数Ｐ１に応じた遅延が発生する。
　同様に、第２処理部８ｂでは、ゼロ挿入と平滑化とが一括して行われ、しかも４並列で行われるため、出力Ｆ１～Ｆ４の出力が開始されてから終了までに要する時間が、サンプリングに要した時間Ｍ×Ｔｃｋと同じ長さになる。但し、第２処理部８ｂにデータが入力されてから出力Ｆ１～Ｆ４が出力されるまでに、使用する段数Ｐ２に応じた遅延が発生する。
　［２－３．効果］
　以上詳述した第２実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）（１ｂ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（２ａ）補間処理部８は、並列処理を行う。このため、ＡＤ変換部５と同じ動作クロックを使用するにも関わらず、変換データ系列から、そのＮ倍のデータ数を有するアップデータ系列を生成する演算を、サンプリング時間に、単位ブロックＡ，Ｂでの遅延時間を加えた程度の処理時間で実現できる。つまり、補間処理部８での処理時間を削減できる。
　［３．他の実施形態］
　以上、本開示の実施形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
　（３ａ）上記実施形態では、補間処理部６は、補間処理を２段階に分けて実行するが、３段階以上に分けて実行してもよい。また補間処理を複数段にわけることなく、１段階で実行してもよい。
　（３ｂ）上記実施形態における１つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、１つの構成要素が有する１つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、１つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される１つの機能を、１つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。
　（３ｃ）上述した距離測定装置１の他、当該距離測定装置１を構成要素とするシステムなど、種々の形態で本開示を実現することもできる。

Claims (8)

  1. 　パルス状の光を発する発光部（２）と、
    　前記発光部が発した光の反射光を受光し、受光した光を電気信号に変換する受光部（４）と、
    　前記受光部から出力される電気信号を、予め設定されたサンプリングレートにて、デジタル値に変換した変換データ系列を生成するＡＤ変換部（５）と、
    　前記ＡＤ変換部が出力する前記変換データ系列をアップサンプリングすることで、補間データが挿入されたアップデータ系列を生成する補間処理部（６，８）と、
    　前記補間処理部により生成されたアップデータ系列によって示される信号波形を用いて、光を反射した物体までの距離を算出する距離演算部（７）と、
    　を備え、
    　前記補間処理部は、前記変換データ系列に属する各データの間に、予め設定された補間値を有する前記補間データを挿入し、前記補間データが挿入されたデータ系列が示す信号波形を、リンギングによる波形歪みが発生しない特性を有したローパスフィルタを用いて平滑化するように構成された、
    　距離測定装置。
  2. 　請求項１に記載の距離測定装置であって、
    　前記補間処理部は、前記アップサンプリングを、複数段に分けて実施するように構成された、
    　距離測定装置。
  3. 　請求項１又は請求項２に記載の距離測定装置であって、
    　前記ローパスフィルタは、乗算器を用いることなく加算器と遅延素子とを用いて構成された
    　距離測定装置。
  4. 　請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の距離測定装置であって、
    　前記ローパスフィルタは、移動平均フィルタ、ＣＩＣフィルタ、及び１－２－１フィルタのうちのいずれかである
    　距離測定装置。
  5. 　請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の距離測定装置であって、
    　前記補間処理部は、前記ＡＤ変換部と同じ動作クロックに従って動作するように構成された、
    　距離測定装置。
  6. 　請求項５に記載の距離測定装置であって、
    　前記補間処理部は、Ｎを整数として、前記サンプリングレートをＮ倍にするアップサンプリングをＮ個のデータずつ並列に処理するように構成された、
    　距離測定装置。
  7. 　請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載の距離測定装置であって、
    　前記受光部は、固定ゲインもしくは可変ゲインの増幅回路を備える、
    　距離測定装置。
  8. 　請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載の距離測定装置であって、
    　前記発光部が発した光を、予め設定された走査範囲に向けて走査すると共に、光が出射された方向から到来する光を前記受光部に導く走査部（３）、
    　を更に備える距離測定装置。
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