WO2018159026A1 - 電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法 - Google Patents

電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法 Download PDF

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power
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裕幸 徳崎
貴志 兵頭
悟司 小笠原
渉 小高
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オムロン株式会社
国立大学法人北海道大学
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Definitions

  • the present invention includes a power supply control device that is connected to each phase of a multiphase AC power supply, performs AC-AC conversion by a plurality of switch circuits, and controls a power conversion device that outputs through a resonance circuit, and includes such a power supply control device.
  • the present invention relates to a power conversion system and a power supply control method executed in such a power conversion system.
  • a power converter that receives input from a multi-phase AC power source, performs AC-AC conversion by a matrix converter, and outputs it to the load side is attracting attention.
  • the matrix converter turns on / off the switch circuit connected for each phase of the multi-phase AC power source that is the input, thereby performing AC-AC conversion without converting to DC, and outputs AC to the load side.
  • the matrix converter controls the switching of the bidirectional switch according to the AC voltage, frequency, etc. output to the load side.
  • Matrix converters that convert from AC to AC convert from AC to DC and then convert power again using an inverter that converts to AC again, and they do not require an inverter, making it easy to downsize. There are advantages such as.
  • Soft switching suppresses switching loss and conversion efficiency, compared to hard switching, which performs conversion processing by forcibly turning on / off in a state where voltage is applied and current flows, semiconductor devices Various effects such as suppression of stress on the skin can be expected.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and it is a primary object of the present invention to provide a power supply control device capable of increasing output transmission efficiency by optimizing the phase of current.
  • Another object of the present invention is to provide a power conversion system using the power supply control device according to the present invention.
  • Another object of the present invention is to provide a power supply control method that can be implemented in the power conversion system according to the present invention.
  • a power supply control device described in the present application receives input from the multiphase AC power supply by a plurality of switch circuits connected to each phase of the multiphase AC power supply and each having a chargeable / dischargeable snubber element.
  • a power supply control apparatus for controlling a power conversion apparatus that performs AC-AC conversion and outputs through a resonance circuit, the waveform generation means for generating a stepped waveform of the output voltage output from the power conversion apparatus, and the waveform generation means
  • the phase of the fundamental wave of the output voltage based on the created stepped waveform, the rising phase indicating the phase when the absolute value of the output voltage indicated by the stepped waveform created by the waveform creating means is maximized, and the snubber element
  • a phase difference for deriving a phase difference between the phase of the fundamental wave of the output voltage output from the power converter and the phase of the output current based on the discharge phase difference based on the period required for discharge Output means, frequency derivation means for deriving a frequency that is a phase difference derived by the phase difference derivation means, and control for controlling the switch circuit of the power converter so that the frequency is derived by the frequency derivation means Means.
  • the phase difference deriving unit derives a phase of a fundamental wave of the output voltage based on a result of Fourier series expansion of the stepped waveform created by the waveform creating unit.
  • the phase difference deriving unit includes a change in output voltage based on a stepped waveform created by the waveform creating unit, a resonance circuit characteristic of the resonance circuit, and a stepped waveform created by the waveform creating unit.
  • the discharge phase difference of the snubber element is derived on the basis of the magnitude of the output current obtained from the amplitude of the fundamental wave of the output voltage based on the result of Fourier series expansion.
  • control means controls the output frequency by switching control of the switch circuit based on the phase difference derived by the phase difference deriving means.
  • the power supply control device includes command value reading means for reading a set output voltage command value, and voltage detection means for detecting an input voltage of each phase input from a multiphase AC power supply, and the waveform generating means Is characterized in that a stepped waveform is created based on the output voltage command value read by the command value reading means and the input voltage of each phase detected by the voltage detection means.
  • a power conversion device that performs AC-AC conversion on an input from the AC power supply and outputs it through a resonance circuit by a plurality of switch circuits each having a snubber element that can be charged and discharged and connected to the AC power supply.
  • a power supply control device that controls the output current, and during a period when the absolute value of the output voltage in the positive direction output from the power conversion device is increasing, an output current that causes a phase difference by the resonance circuit is negative or negative. Control is performed so that the output current becomes positive during the period when the absolute value of the output voltage is increasing, and the polarity of the output current does not change during the period when the snubber element is discharged.
  • the power conversion system described in the present application performs AC-AC conversion on the input from the multiphase AC power supply by a plurality of switch circuits that are connected to each phase of the multiphase AC power supply and each have a chargeable / dischargeable snubber element. And a power conversion device that outputs power through a resonance circuit, and the power supply control device that controls the power conversion device.
  • the power supply control method described in the present application is a power that is connected to an AC power supply, AC-AC converts the input from the AC power supply by a plurality of switch circuits each having a chargeable / dischargeable snubber element, and is output through a resonance circuit.
  • a power supply control method for controlling a converter wherein an output current causing a phase difference by the resonance circuit is negative or negative during a period when an absolute value of a positive output voltage output from the power converter is increasing. Control is performed so that the output current becomes positive during the period when the absolute value of the output voltage in the direction is increasing, and the polarity of the output current does not change during the period when the snubber element is discharged.
  • the power supply control device, the power conversion system, and the power supply control method described in this application can optimize the phase of current.
  • the present invention is preferably based on the rising phase indicating the phase when the absolute value of the voltage output as a stepped waveform from the power converter is maximized and the phase based on the period necessary for discharging the snubber element included in the switch circuit.
  • a phase difference is derived, and the power converter is controlled based on the derived phase difference.
  • the phase of the current is optimized. Therefore, it is possible to perform switching at a preferable timing, increase the power factor on the output side, and improve output transmission efficiency.
  • the power conversion system of this application statement it is explanatory drawing which shows the voltage waveform of a three-phase alternating current power supply, and the control pattern of a switching element.
  • it is a graph which shows the relation of the output voltage and output current of a power converter over time.
  • It is a time chart which shows the operation condition of the switching element with which the power converter in the power conversion system of this application is provided over time.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power conversion system described in the present application.
  • a power conversion system 1 illustrated in FIG. 1 performs AC-AC conversion on AC power input from a multiphase AC power source such as a three-phase AC power source.
  • a multiphase AC power source such as a three-phase AC power source.
  • the form which outputs the converted alternating current power for the charge to power loads 2, such as a secondary battery mounted in the vehicle is illustrated.
  • the AC power output from the power conversion system 1 is output to the vehicle side in a non-contact state via the transformer T, and is supplied to the power load 2 as DC power converted by the AC-DC converter on the vehicle side.
  • the AC-DC converter may be mounted on the vehicle or disposed outside the vehicle.
  • the power conversion system 1 includes a matrix converter 110 having a plurality of switch circuits, a power converter 11 having a resonance circuit 111 such as an LLC circuit, and a power supply controller 12 for controlling the power converter 11.
  • the matrix converter 110 illustrated in FIG. 1 has six sets of switch circuits, and each set of switch circuits functions as a bidirectional switch. Two bidirectional switches are connected in parallel to each phase (R phase, S phase, T phase) of the input three-phase AC power supply 10 as a switch circuit. Each bidirectional switch includes two switching elements, two diodes, and one capacitor (snubber capacitor) that functions as a snubber element.
  • a switch circuit including the switching elements S1 and S2 will be described as an example, but the same applies to other switch circuits including the switching elements S3 to S12.
  • the switching elements S1 and S2 are semiconductor switches having a structure that is not reversely conductive, and elements such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) are used.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • the capacitor C1 functioning as a snubber element is connected between the collector and emitter of the switching elements S1 and S2 connected in antiparallel.
  • diodes D1 and D2 are connected between the collector and base of the switching elements S1 and S2.
  • switch circuits including switching elements S3 to S12 include capacitors C2 to C6 and diodes (D3 to D6 are shown in FIGS. 4A and 4B).
  • the matrix converter 110 having these six sets of switch circuits is connected for each phase of the three-phase AC power supply 10, and the switching elements S 1, S 2,.
  • the voltage between two phases is output.
  • the output from the three-phase AC power source 10 composed of the R phase, the S phase, and the T phase is the U phase formed using the switching elements S1 to S6 and the V phase formed using the switching elements S7 to S12. Branches to the side according to the direction of the current. ON / OFF switching of each switching element S1, S2,..., S11, S12 is controlled by the power supply control device 12.
  • the resonance circuit 111 is an LLC circuit in which a primary coil Lt1 of a transformer T that connects a capacitor C111 and a coil L111 in series and is connected to the power load 2 in a non-contact manner is connected.
  • the resonance frequency of the resonance circuit 111 is determined based on the frequency of the AC voltage output from the power converter 11.
  • the power load 2 is connected to the secondary coil Lt2 that constitutes the transformer T together with the primary coil Lt1 via an AC-DC converter.
  • the power supply control device 12 includes various configurations such as an input voltage detection unit 120, a calculation unit 121, a pulse output unit 122, and an output voltage detection unit 123.
  • the input voltage detection unit 120 is a circuit that detects each phase voltage received from the three-phase AC power supply 10.
  • the voltages er, es, and of each phase R, S, and T are detected and output to the calculation unit 121 as the input voltage E and the phases ⁇ r, ⁇ s, and ⁇ t.
  • the calculation unit 121 calculates the phase difference of each phase to be converted by the power converter 11 and the frequency based on the phase difference. To derive. Then, the calculation unit 121 outputs an output value based on the phase difference and the frequency to the pulse output unit 122 so as to control the matrix converter 110 so that the derived phase difference and frequency are obtained.
  • the pulse output unit 122 generates a PWM pulse signal to control the switching elements S1, S2,..., S11, S12 of the matrix converter 110 based on the output value output from the calculation unit 121, and generates the generated PWM The pulse signal is output to the matrix converter 110.
  • Such a power supply control device 12 operates by controlling the entire device by the arithmetic unit 121.
  • the arithmetic unit 121 may be realized as hardware using a logic circuit such as VLSI or LSI, and as a control circuit such as a CPU that executes a recording circuit such as a flash memory and a computer program recorded in the recording circuit. You may implement
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a voltage waveform of the three-phase AC power supply 10 and a control pattern of the switching element in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIG. 2A shows time-dependent changes in the voltage value of each phase output from the three-phase AC power supply 10 with time on the horizontal axis and the voltage value of the input voltage Vin on the vertical axis.
  • the voltage waveforms er, es, et of each phase are shifted by 2 / 3 ⁇ (120 °).
  • the power supply control device 12 has six patterns of the power conversion device 11 in a control pattern corresponding to each of the six pattern sections (sections A to F shown in FIG. 2) classified according to the magnitude relation of the voltage of each phase.
  • the state of the switch circuit (the on / off state of the switching elements S1 to S12) is controlled.
  • FIG. 2B shows changes over time in the control pattern of the switching elements S1 to S12 and the voltage value of the output voltage Vout ⁇ , taking a conceptual time on the horizontal axis.
  • the horizontal axis shows each time interval from time T1 to T6 to the next cycle as a conceptual time, but the time interval of each time interval is not necessarily constant.
  • the control pattern shown in FIG. 2B shows the control pattern of the switching elements S1 to S12 in the section D shown in FIG. In FIG. 2, a section in which the switching elements S1 to S12 are turned on in the temporal change is indicated by hatching.
  • the power supply control device 12 repeatedly switches on / off the switching elements S1 to S12, so that the interphase voltage output from the power conversion device 11 periodically changes as shown in FIG.
  • FIG. 3 is a graph showing the relationship between the output voltage and the output current of the power converter 11 over time in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIG. 3 shows changes over time in the output voltage Vout and the output current Iout with time on the horizontal axis, the output voltage Vout on the vertical axis shown on the left side, and the output current Iout on the vertical axis shown on the right side.
  • the output current Iout indicates the U-phase current output from the switch circuit formed using the switching elements S1 to S6 to the power load 2 side in the power conversion apparatus 11 described with reference to FIG. Yes.
  • the output voltage VoutV is output as a staircase waveform indicating a staircase waveform.
  • the output voltage Vout output as a stepped wave is inverted at time T1, and the last rise occurs at time T2 and becomes the maximum. Further, the output voltage Vout gradually decreases between times T3 and T5, inverts at time T4, and becomes minimum at time T5 (so-called the end of falling). Further, since the power conversion device 11 includes the resonance circuit 111, the phase of the output current Iout is delayed by a time corresponding to the phase ⁇ from the phase of the output voltage Vout. In the present application, the phase is defined with reference to a time T1 at which inversion from negative to positive occurs.
  • FIGS. 4A and 4B are time charts showing the operation status of the switching elements S1 to S6 provided in the power conversion device 11 in the power conversion system 1 described in the present application over time.
  • 4A and 4B includes switching elements indicated by S1 to S6, snubber capacitors indicated by C1 to C3, and diodes indicated by D1 to D6.
  • FIG. 5 is a graph showing the state of the switching elements S1 to S4 provided in the power conversion device 11 in the power conversion system 1 described in the present application, the output voltage and the output current over time.
  • 4A, FIG. 4B, and FIG. 5 show the control status after time T5 when switching from the R phase illustrated in FIG. 2 and FIG. 3 to the S phase, subdivided into sections t1 to t4.
  • Vcr shown in FIG. 5 is the voltage across the capacitor C1 connected between the collectors and emitters of the switching elements S1 and S2
  • Vcs is the voltage across the capacitor C2 connected between the collectors and emitters of the switching elements S3 and S4.
  • Ir is a current flowing through the R phase
  • Is is a current flowing through the S phase.
  • the currents flowing through the R phase and the S phase fluctuate in a non-constant state even when the switching state does not change.
  • FIG. It is conceptually illustrated as being constant in a state in which does not change.
  • the power supply control device 12 switches the switching element S4 from the off state to the on state at t1 immediately after time T5 shown in FIGS. 2 and 3 (FIG. 4A (a) ⁇ FIG. 4A (b)). .
  • the switching of the state of the switching element S4 at t1 is performed in a zero current sequence (ZCS). That is, switching of the state of the switching element S4 at t1 is performed by soft switching.
  • the power supply control device 12 switches the switching element S2 from the on state to the off state at t2 (FIG. 4A (b) ⁇ FIG. 4A (c)).
  • the switching of the state of the switching element S2 at t2 is performed in a zero voltage sequence (ZVS). That is, switching of the state of the switching element S2 at t2 is performed by soft switching.
  • ZVS zero voltage sequence
  • the switching element S2 since the switching element S2 is turned off, charging of the capacitor C1 is started and the S-phase current IsI begins to flow.
  • the current is temporarily flowed to both by connecting with the capacitor C1 where charging is started. Therefore, as shown in FIG. 5, immediately after t2, the current is divided into the R-phase current Ir and the S-phase current Is until the charging of the capacitor C1 and the discharging of the capacitor C2 are completed.
  • the power supply control device 12 switches the switching element S3 from the off state to the on state at t3 (FIG. 4A (c) ⁇ FIG. 4B (a)).
  • the switching of the state of the switching element S3 at t3 is performed in a zero voltage sequence (ZVS). That is, the switching of the state of the switching element S3 at t3 is performed by soft switching.
  • the power supply control device 12 switches the switching element S1 from the on state to the off state at t4 (FIG. 4B (a) ⁇ FIG. 4B (b)).
  • the switching of the state of the switching element S4 at t4 is performed in a zero current sequence (ZCS). That is, switching of the state of the switching element S1 at t4 is performed by soft switching.
  • the switching of the states of the switching elements S1 to S12 related to the commutation operation of the power converter 11 is all performed by soft switching, and is not performed by hard switching.
  • a power conversion device 11 for example, the technology described in detail in JP-A-2015-149857 can be applied.
  • Condition 1 During the period when the absolute value of the output voltage is increasing, the output current is the opposite polarity of the output voltage.
  • Condition 1.1 When the output voltage increases, the output current iuv ⁇ 0
  • Condition 1.2 When the output voltage decreases, the output current iuv> 0 Satisfy one of the conditions.
  • Condition 2. No change in polarity of output current within the period when the snubber element is discharged. Satisfy the above conditions 1 and 2 and minimize the phase difference between output voltage and output current
  • FIG. 6 is a graph schematically showing an output waveform from the power conversion device 11 included in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIG. 6 shows changes in the output voltage and output current waveforms, with the horizontal axis representing the phase and the vertical axis representing the output value.
  • the solid line indicating the stepped wave indicates the stepped waveform of the output voltage output from the power converter 11
  • the broken line indicating the sine wave indicates the fundamental wave of the output voltage.
  • the fundamental wave is a waveform of the output voltage obtained by removing high-order components from the stepped waveform of the output voltage output from the power converter 11.
  • the sine wave indicated by the solid line indicates the waveform of the output current output from the power converter 11.
  • a current flowing from the U phase to the V phase is shown as an output current.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a switch circuit of the power conversion device 11 included in the power conversion system 1 described in the present application.
  • the switch circuit shown in FIG. 7 is a bidirectional switch in which two switching elements S1 and S2 are connected in antiparallel, and a capacitor (snubber) that functions as a snubber element between the emitter and collector of the switching elements S1 and S2 connected in antiparallel. Capacitor) connected by C1. Further, a diode D1 is connected between the collector and base of the switching element S1, and a diode D2 is connected between the collector and base of the switching element S2, and each functions as a backflow prevention element.
  • the snubber capacitor C1 suppresses a rapid voltage change at both ends of the switch circuit by charging and discharging during commutation. That is, in FIG. 7, when Vru, which is the potential difference between the R phase and the U phase, is positive (Vru> 0), the current iu flowing from the three-phase AC power supply 10 side to the power load 2 side is positive (iu> 0). In this case, the snubber element is charged, and when the current iu ⁇ is negative (iu ⁇ 0), the snubber element is discharged.
  • FIG. 8 is a graph schematically showing an output waveform from the power conversion device 11 included in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIG. 8 shows changes in the output voltage and output current waveforms, with time on the horizontal axis and output values on the vertical axis.
  • the stepped wave indicates the waveform of the output voltage Vout output from the power conversion device 11
  • the sine wave indicates the waveform of the output current iuv output from the power conversion device 11.
  • the snubber element suppresses a rapid voltage change across the switch circuit by charging and discharging during commutation.
  • the time when the absolute value of the output voltage is maximized is the time when the output voltage, which is a staircase wave, rises multiple times until it makes a transition from the minimum value to the maximum value. For example, it refers to the time T2 illustrated in FIG.
  • the transition from the local maximum value to the local minimum value is the last time point of so-called falling when the output voltage finally decreases, and is illustrated as time T5 in FIG.
  • FIG. 9 is a block diagram conceptually showing processing of the power supply control device 12 described in the present application.
  • FIG. 9 shows, as a block diagram, operations necessary for satisfying the above-described condition 1, condition 2, and condition 3.
  • the power supply control device 12 reads an input or set output voltage command value and forms an output voltage waveform (stepped waveform) that becomes a stepped output wave.
  • the computing unit 121 of the power supply control device 12 expands the formed output voltage waveform by Fourier series, and derives the fundamental wave phase ⁇ 1 of the output voltage and the amplitude V1 of the fundamental wave of the output voltage based on the result.
  • the calculation unit 121 derives the magnitude I of the output current from the amplitude V1 of the fundamental wave of the output voltage and the impedance Z of the resonance circuit 111 by the following equation (2).
  • the impedance Z is set by feeding back an angular frequency ⁇ derived from a phase difference ( ⁇ i ⁇ 1) derived by a method described later.
  • I V1 /
  • I magnitude of output current
  • I V1 Amplitude of fundamental wave of output voltage
  • Z Impedance
  • the calculation unit 121 determines the change ⁇ V in the output voltage at the time point when the absolute value of the output voltage derived from the formed output voltage waveform is maximized (at the last rise of the output voltage), the magnitude I of the derived output current, and Thus, as condition 2 such as the capacitance C of the snubber element, the phase difference ⁇ s required for the discharge is derived based on the above-described equation (1).
  • the phase difference ⁇ s corresponds to ti -tr shown in FIG.
  • the computing unit 121 derives the optimum output current phase difference ( ⁇ i ⁇ 1) by subtracting the fundamental phase ⁇ 1 of the output voltage derived by Fourier series expansion from the derived optimum current phase ⁇ i.
  • the calculation unit 121 outputs an output value to the pulse output unit 122 so as to control the output frequency f based on the phase difference ( ⁇ i ⁇ 1), and the pulse output unit 122 sets the output value output from the calculation unit 121 to the output value. Based on this, the matrix converter 110 of the power converter 11 is controlled.
  • ⁇ is the angular frequency of vout.
  • each component of the fundamental wave represented by the equation (4) is represented by the following equation (5) using the period T of vout.
  • the calculation unit 121 performs Fourier series expansion to derive fundamental wave components such as the amplitude V1 and the phase ⁇ 1 based on the output voltage waveform, and uses the derived fundamental wave components for various calculations.
  • the snubber capacitor must complete discharging until the polarity of the output current changes, for example, until the output current changes from negative to positive.
  • FIG. 10 is a graph schematically showing an output waveform from the power converter 11 included in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIG. 10 shows changes in the output voltage and output current waveforms, with the horizontal axis representing the phase and the vertical axis representing the output value.
  • the output current i shown in FIG. 10 is represented by the following formula (6).
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an example of a phase calculation process executed by the power conversion device 11 included in the power conversion system 1 described in the present application.
  • the calculation unit 121 of the power conversion device 11 reads an input or set output voltage command value (step S1), and further reads an initial value of a preset input voltage phase (step S2). In the reading processing in steps S1 and S2, a value recorded in advance as a set value may be read, or a value input from the outside may be read.
  • the arithmetic unit 121 Based on the read output voltage command value and the initial value of the input voltage phase, the arithmetic unit 121 derives an on / off time ratio (switching time ratio) for each switching element of the switch circuit included in the matrix converter 110 ( Step S3).
  • the calculation unit 121 Based on the read output voltage command value and the derived switching time ratio, the calculation unit 121 creates an output voltage waveform (stepped waveform) to be output as a stepped waveform from the power converter 11 (step S4).
  • the calculation unit 121 Based on the generated output voltage waveform, the calculation unit 121 derives the phase ⁇ r when the absolute value of the output voltage is maximized (step S5). Further, the computing unit 121 expands the generated output voltage waveform by Fourier series (step S6), and derives the phase ⁇ 1 of the fundamental wave of the output voltage (step S7).
  • step S9 updates the phase of the input voltage made into the calculation object (step S8), and determines whether a calculation is complete
  • the termination determination condition in step S9 is appropriately set according to the specification. For example, when the difference between the initial value and the final value of the input voltage phase has converged to a predetermined value or less, it is determined that the calculation is finished.
  • phase calculation process is executed as described above.
  • the flowchart of FIG. 9 the flowchart of FIG. The calculation is performed so that the solution converges asymptotically using a recursive algorithm that repeatedly performs various processes such as derivation of the switching time ratio, creation of the output voltage waveform, and derivation of the output frequency. Then, by controlling based on the solution obtained by the calculation, that is, the above-described condition 1 (condition 1.1, condition 1.2), condition 2 and condition 3, the frequency f related to the output from the power converter 11 Can be dynamically optimized and soft switching can be performed so that the power factor approaches 1 or as close to 1 as possible.
  • FIG. 11 is a graph showing experimental results of output voltage and output current output from the power conversion device 11 based on the control of the power supply control device 12 in the power conversion system 1 described in the present application.
  • FIGS. 11A, 11B, and 11C are graphs showing changes over time in output voltage and output current, with time on the horizontal axis and output values on the vertical axis.
  • 11 (a), 11 (b), and 11 (c) show how the waveform of the output current becomes relative to the output voltage indicated by various stepped waveforms created by changing the switching time ratio. Show.
  • the AC power output from the power conversion system 1 is converted into DC.
  • the AC power may be used as AC power without being converted into DC.
  • the switch circuit used in the matrix converter 110 of the power conversion device 11 may have another circuit configuration as long as it is a bidirectional switch.
  • a bidirectional switch having a circuit configuration in which two switching elements having diodes functioning as freewheeling diodes connected in reverse parallel are connected in series in reverse directions and a snubber capacitor is connected in parallel with the switching elements connected in series. Is possible.
  • the power conversion system 1 can be appropriately designed such that the voltage related to the output power load 2 is detected by the output voltage detection unit 123 and is feedback-controlled.
  • Power conversion system 10 Multi-layer AC power supply (Three-phase AC power supply) 11 Power Converter 110 Matrix Converter 111 Resonant Circuit (LLC Circuit) C1 to C6 Snubber capacitors (snubber elements) S1 to S12 Switching element 12 Power supply control device 120 Input voltage detection unit 121 Calculation unit 122 Pulse output unit 123 Output voltage detection unit 2 Power load

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Abstract

【課題】スナバ素子を有するスイッチ回路を用いたマトリックスコンバータの出力側に共振回路を配設した電力変換装置により、多相交流電源からの出力をＡＣ－ＡＣ変換する電力変換装置を制御し、出力電流の位相を好適化し、出力側の力率を高めて、出力の伝達効率を向上させることが可能な電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法を提供する。 【解決手段】電源制御装置は、電力変換装置から出力する正方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、共振回路により位相差が生じる出力電流が負、又は負方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が正となり、かつスナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化が生じないように制御する。

Description

電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法
　本発明は、多相交流電源の相毎に接続され、複数のスイッチ回路により、ＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置、そのような電源制御装置を備える電力変換システム、及びそのような電力変換システムにて実行される電源制御方法に関する。
　多相交流電源から入力を受け、マトリックスコンバータにより、ＡＣ－ＡＣ変換を行って負荷側に出力する電力変換装置が注目されている。マトリックスコンバータは、入力である多相交流電源の相毎に接続したスイッチ回路をオン／オフすることで、直流に変換することなく、ＡＣ－ＡＣ変換し、交流を負荷側に出力する。マトリックスコンバータは、負荷側に出力する交流の電圧、周波数等に応じて、双方向スイッチの切り替えを制御する。交流から交流に変換するマトリックスコンバータは、交流から直流に変換した後、再度交流に変換するインバータを用いた電力変換に比べ変換損失が小さく、また、インバータを必要としないので小型化が容易であるといった利点がある。
　本願出願人は、このようなマトリックスコンバータについて、出力側に共振回路を配設することにより、電圧と電流との間に位相差を生じさせ、電圧又は電流がゼロの状態でスイッチングを行うソフトスイッチングの技術を開示している（特許文献１参照。）。
　ソフトスイッチングは、電圧が印加されて電流が流れている状態で強制的にオン／オフを行うことで変換処理をするハードスイッチングと比べて、スイッチング損失の抑制、変換効率の低下の抑制、半導体デバイスにかかるストレスの抑制等の様々な効果が見込める。
特開２０１５－１４９８５７号公報
　本願発明者らは、前述の特許文献１に開示した技術を更に改良し、伝達効率を高めることを課題として取り組んだ。
　本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、電流の位相を最適化することにより、出力の伝達効率を高めることが可能な電源制御装置の提供を主たる目的とする。
　また、本発明は、本発明に係る電源制御装置を用いた電力変換システムの提供を他の目的とする。
　更に、本発明は、本発明に係る電力変換システムにて実施可能な電源制御方法の提供を他の目的とする。
　上記課題を解決するため、本願記載の電源制御装置は、多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、前記電力変換装置から出力させる出力電圧の階段状波形を作成する波形作成手段と、前記波形作成手段が作成した階段状波形に基づく出力電圧の基本波の位相、前記波形作成手段が作成した階段状波形で示される出力電圧の絶対値を最大にした時の位相を示す立ち上がり位相、及び前記スナバ素子の放電に必要な期間に基づく放電位相差に基づいて、前記電力変換装置から出力する出力電圧の基本波の位相及び出力電流の位相の位相差を導出する位相差導出手段と、前記位相差導出手段が導出した位相差となる周波数を導出する周波数導出手段と、前記周波数導出手段が導出した周波数となるように、前記電力変換装置の前記スイッチ回路を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
　また、前記電源制御装置において、前記位相差導出手段は、前記波形作成手段が作成した階段状波形をフーリエ級数展開した結果に基づいて出力電圧の基本波の位相を導出することを特徴とする。
　また、前記電源制御装置において、前記位相差導出手段は、前記波形作成手段が作成した階段状波形に基づく出力電圧の変化、前記共振回路の共振回路特性及び前記波形作成手段が作成した階段状波形をフーリエ級数展開した結果に基づく出力電圧の基本波の振幅から求めた出力電流の大きさに基づいて、前記スナバ素子の放電位相差を導出することを特徴とする。
　また、前記電源制御装置において、前記制御手段は、前記位相差導出手段が導出した位相差に基づいて、前記スイッチ回路の切替制御により出力周波数を制御することを特徴とする。
　また、前記電源制御装置において、設定された出力電圧指令値を読み取る指令値読取手段と、多相交流電源から入力される各相の入力電圧を検出する電圧検出手段とを備え、前記波形作成手段は、前記指令値読取手段が読み取った出力電圧指令値及び前記電圧検出手段が検出した各相の入力電圧に基づいて、階段状波形を作成することを特徴とする。
　また、前記電源制御装置において、交流電源に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、前記電力変換装置から出力する正方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、前記共振回路により位相差が生じる出力電流が負、又は負方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が正となり、前記スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化が生じないように制御することを特徴とする。
　更に、本願記載の電力変換システムは、多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置と、前記電力変換装置を制御する前記電源制御装置とを備えることを特徴とする。
　更に、本願記載の電源制御方法は、交流電源に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御方法であって、前記電力変換装置から出力する正方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、前記共振回路により位相差が生じる出力電流が負、又は負方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が正となり、前記スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化が生じないように制御することを特徴とする。
　本願記載の電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法は、電流の位相を好適化することが可能である。
　本発明は、電力変換装置から階段状波形として出力する電圧の絶対値を最大にした時の位相を示す立ち上がり位相及びスイッチ回路に含まれるスナバ素子の放電に必要な期間に基づく位相に基づいて好ましい位相差を導出し、導出した位相差に基づき電力変換装置を制御する。これにより、電流の位相が好適化される。従って、好ましいタイミングでのスイッチングを可能とし、出力側の力率を高めて、出力の伝達効率を向上させることが可能である等、優れた効果を奏する。
本願記載の電力変換システムの回路構成の一例を示す概略構成図である。 本願記載の電力変換システムにおいて、三相交流電源の電圧波形及びスイッチング素子の制御パターンを示す説明図である。 本願記載の電力変換システムにおいて、電力変換装置の出力電圧及び出力電流の関係を経時的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子並びに出力電圧及び出力電流の状況を経時的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置からの出力波形を概略的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置のスイッチ回路の一例を示す回路図である。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置からの出力波形を概略的に示すグラフである。 本願記載の電源制御装置の処理を概念的に示すブロック図である。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置からの出力波形を概略的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置が実行する位相算出処理の一例を示すフローチャートである。 本願記載の電力変換システムにおいて、電源制御装置の制御に基づいて電力変換装置から出力される出力電圧及び出力電流の実験結果を示すグラフである。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本発明を具現化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
　＜電力変換システム＞
　図１は、本願記載の電力変換システムの回路構成の一例を示す概略構成図である。図１に例示する電力変換システム１は、三相交流電源等の多相交流電源から入力された交流電力をＡＣ－ＡＣ変換する。図１に示す電力変換システム１では、変換された交流電力を、例えば車両に搭載された二次電池等の電力負荷２への充電用に出力する形態を例示している。電力変換システム１から出力された交流電力は、トランスＴを介して非接触状態で車両側へ出力され、車両側のＡＣ－ＤＣ変換装置により変換された直流電力として電力負荷２へ供給される。なお、ＡＣ－ＤＣ変換装置は、車両に搭載されていても、車両外に配置されていてもよい。
　電力変換システム１は、複数のスイッチ回路を有するマトリックスコンバータ１１０及びＬＬＣ回路等の共振回路１１１を有する電力変換装置１１、並びに電力変換装置１１を制御する電源制御装置１２を備えている。
　図１に例示するマトリックスコンバータ１１０は、６組のスイッチ回路を有しており、各組のスイッチ回路は、双方向スイッチとして機能する。入力される三相交流電源１０の各相（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）には、それぞれスイッチ回路として、２つの双方向スイッチが並列に接続されている。各双方向スイッチは、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードと、スナバ素子として機能する１つのコンデンサ（スナバコンデンサ）とをそれぞれ備えている。以下では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を備えるスイッチ回路を例示して説明するが、スイッチング素子Ｓ３～Ｓ１２を備える他のスイッチ回路についても同様である。
　スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、逆導通しない構造をもつ半導体スイッチであり、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の素子が用いられる。スイッチ回路は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続しているため、双方向スイッチとして機能する。
　スナバ素子として機能するコンデンサＣ１は、逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のコレクタ－エミッタ間に接続されている。
　また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のコレクタ－ベース間には、ダイオードＤ１，Ｄ２（図４Ａ，図４Ｂ等参照）が接続されている。
　スイッチング素子Ｓ３～Ｓ１２を備える他のスイッチ回路も同様に、コンデンサＣ２～Ｃ６及びダイオード（図４Ａ，図４Ｂにて、Ｄ３～Ｄ６を図示）を備えている。
　これら６組のスイッチ回路を有するマトリックスコンバータ１１０は、三相交流電源１０の相ごとに接続され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２のオン／オフ切り替えにより、三相交流電源１０のうちいずれか２相の相間電圧を出力する。また、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相からなる三相交流電源１０からの出力は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６を用いて形成されるＵ相側及びスイッチング素子Ｓ７～Ｓ１２を用いて形成されるＶ相側に電流の方向に応じて分岐する。各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２のオン／オフ切り替えは、電源制御装置１２により制御される。
　共振回路１１１は、コンデンサＣ１１１と、コイルＬ１１１とを直列に接続し、更に電力負荷２に非接触で接続するトランスＴの一次側コイルＬｔ１が接続されたＬＬＣ回路である。共振回路１１１の共振周波数は、電力変換装置１１から出力する交流電圧の周波数に基づいて決定されている。なお、一次側コイルＬｔ１と共にトランスＴを構成する二次側コイルＬｔ２には、ＡＣ－ＤＣ変換装置を介して電力負荷２が接続されている。
　電源制御装置１２は、入力電圧検出部１２０、演算部１２１及びパルス出力部１２２、その他にも出力電圧検出部１２３等の各種構成を備えている。
　入力電圧検出部１２０は、三相交流電源１０から入力を受ける各相の電圧をそれぞれ検出する回路である。図１に例示する電力変換システム１では、各相Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧ｅr ，ｅs ，ｅt をそれぞれ検出し、演算部１２１に入力電圧Ｅ、並びに位相θr ，θs ，θt として出力する。
　演算部１２１は、入力電圧検出部１２０が検出した入力電圧及び入力電圧位相の初期値の入力に基づいて、電力変換装置１１の変換の対象となる各相の位相差及び位相差に基づく周波数を導出する。そして、演算部１２１は、導出した位相差及び周波数になるようにマトリックスコンバータ１１０を制御すべくパルス出力部１２２へ位相差及び周波数に基づく出力値を出力する。
　パルス出力部１２２は、演算部１２１から出力された出力値に基づいて、マトリックスコンバータ１１０の各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２を制御すべく、ＰＷＭパルス信号を生成し、生成したＰＷＭパルス信号をマトリックスコンバータ１１０へ出力する。
　演算部１２１による演算及び演算結果に基づく各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２の制御の詳細については後述する。
　このような電源制御装置１２は、演算部１２１により、装置全体を制御されて動作する。なお、演算部１２１は、ＶＬＳＩ、ＬＳＩ等の論理回路を用いたハードウェアとして実現しても良く、フラッシュメモリ等の記録回路及び記録回路に記録されたコンピュータプログラムを実行するＣＰＵ等の制御回路として実現しても良く、更にはこれらを適宜組み合わせて実現しても良い。即ち、電源制御装置１２は、論理回路が搭載された制御基板、本願記載の電源制御方法を実現する電源制御プログラムが記録され、その電源制御プログラムを実行するコンピュータ等の態様で構成される。
　＜制御方法＞
　図２は、本願記載の電力変換システム１において、三相交流電源１０の電圧波形及びスイッチング素子の制御パターンを示す説明図である。図２（ａ）は、横軸に時間をとり、縦軸に入力電圧Ｖinの電圧値をとって、三相交流電源１０から出力された各相の電圧値の経時変化を示している。各相の電圧波形ｅr ，ｅs ，ｅt は、位相が２／３π（１２０°）ずつずれている。電源制御装置１２は、各相の電圧の大小関係で分類した６パターンの区間（図２に示すＡ～Ｆの区間）毎に、その区間に応じた制御パターンで電力変換装置１１の６組のスイッチ回路の状態（スイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２のオン／オフ状態）を制御する。
　図２（ｂ）は、横軸に概念的な時間をとって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２の制御パターン及び出力電圧Ｖout の電圧値の経時変化を示している。なお、横軸は、説明の便宜上、概念的な時間として、時刻Ｔ１～Ｔ６～次の周期の各区間を等分して示しているが、各区間の時間間隔は必ずしも一定ではない。また、図２（ｂ）に示す制御パターンは、図２（ａ）に示した区間Ｄにおけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２の制御パターンを示している。なお、図２において、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２の経時変化のうちオンとなる区間を斜線にて示している。
　電源制御装置１２は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２のオン／オフの切り替えを繰り返し行うことにより、電力変換装置１１から出力される相間電圧が図２に示すように周期的に変化する。
　図３は、本願記載の電力変換システム１において、電力変換装置１１の出力電圧及び出力電流の関係を経時的に示すグラフである。図３は、横軸に時間をとり、左側に示す縦軸に出力電圧Ｖout をとり、右側に示す縦軸に出力電流Ｉout をとって、出力電圧Ｖout 及び出力電流Ｉout の経時変化を示している。なお、出力電流Ｉout は、図１を例示して説明した電力変換装置１１において、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６を用いて形成されるスイッチ回路から電力負荷２側へ出力されるＵ相の電流を示している。図３に示すように、出力電圧Ｖout は階段状の波形を示す階段状波として出力される。階段状波として出力される出力電圧Ｖout は、時刻Ｔ１で反転し、時刻Ｔ２で、最後の立ち上がりが起こり最大となる。また、出力電圧Ｖout は、時刻Ｔ３～Ｔ５の間で段階的に下がり、時刻Ｔ４で反転し、時刻Ｔ５で最小となる（所謂、立ち下がりの最後となる）。また、電力変換装置１１は、共振回路１１１を備えているため、出力電流Ｉout の位相は、出力電圧Ｖout の位相より、位相θに相当する時間分の遅延が生じる。なお、本願では、負から正への反転が発生する時刻Ｔ１を基準に位相を定義する。
　図４Ａ及び図４Ｂは、本願記載の電力変換システム１における電力変換装置１１が備えるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。図４Ａ及び図４Ｂに示すスイッチング回路は、Ｓ１～Ｓ６にて示すスイッチング素子、Ｃ１～Ｃ３として示すスナバコンデンサ、及びＤ１～Ｄ６として示すダイオードを備えている。また、図５は、本願記載の電力変換システム１における電力変換装置１１が備えるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４並びに出力電圧及び出力電流の状況を経時的に示すグラフである。図４Ａ及び図４Ｂ並びに図５は、図２及び図３に例示したＲ相からＳ相へ切り替わる時刻Ｔ５以降の制御の状況をｔ１～ｔ４の区間に細分化して示している。なお、図４Ａ及び図４Ｂは、図４Ａ（ａ）、図４Ａ（ｂ）、図４Ａ（ｃ）、図４Ｂ（ａ）、図４Ｂ（ｂ）の順でスイッチング素子の切替が行われる。図５に示すＶcrは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のコレクタ－エミッタ間に接続されたコンデンサＣ１の両端電圧であり、Ｖcsは、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のコレクタ－エミッタ間に接続されたコンデンサＣ２の両端電圧である。また、Ｉr はＲ相を流れる電流であり、Ｉs は、Ｓ相を流れる電流である。なお、実際には、Ｒ相及びＳ相を流れる電流は、スイッチング状態が変化しない状態においても一定では無く変動するが、図５では、理解を容易にするため、電流が流れており、かつスイッチングが変化しない状態では一定であるものとして概念的な図示としている。
　まず、電源制御装置１２は、図２及び図３に示した時刻Ｔ５になった直後のｔ１において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態からオン状態に切り替える（図４Ａ（ａ）→図４Ａ（ｂ））。このスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替え時には、電流がＳ相を流れていないので（Ｉs ＝０）、ｔ１におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えがゼロ電流シーケンス（ＺＣＳ）で行われる。即ち、ｔ１におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。
　次に、電源制御装置１２は、ｔ２において、スイッチング素子Ｓ２をオン状態からオフ状態に切り替える（図４Ａ（ｂ）→図４Ａ（ｃ））。このスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替え時には、コンデンサＣ１の両端電圧が０Ｖであるので、ｔ２におけるスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替えがゼロ電圧シーケンス（ＺＶＳ）で行われる。即ち、ｔ２におけるスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。また、スイッチング素子Ｓ２をオフ状態にしたことにより、コンデンサＣ１の充電が開始され、Ｓ相の電流Ｉs が流れ始める。なお、スイッチング素子Ｓ２を切り替えたｔ２の直後は、充電が開始されるコンデンサＣ１にて接続されることにより、一時的に双方に電流が流れることになる。従って、図５に示すように、ｔ２の直後はコンデンサＣ１の充電及びコンデンサＣ２の放電が完了するまで、Ｒ相の電流Ｉr とＳ相の電流Ｉs とに電流が分けられることになる。
　電源制御装置１２は、ｔ３において、スイッチング素子Ｓ３をオフ状態からオン状態に切り替える（図４Ａ（ｃ）→図４Ｂ（ａ））。このスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替え時には、コンデンサＣ２の両端電圧が０Ｖであるので、ｔ３におけるスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替えがゼロ電圧シーケンス（ＺＶＳ）で行われる。即ち、ｔ３におけるスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。
　なお、コンデンサＣ１～Ｃ６の容量と、共振回路１１１の共振周波数及び電力負荷２の大きさとの関係については後述する。
　電源制御装置１２は、ｔ４において、スイッチング素子Ｓ１をオン状態からオフ状態に切り替える（図４Ｂ（ａ）→図４Ｂ（ｂ））。このスイッチング素子Ｓ１の状態の切り替え時には、電流がＲ相を流れていないので（Ｉr ＝０）、ｔ４におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えがゼロ電流シーケンス（ＺＣＳ）で行われる。即ち、ｔ４におけるスイッチング素子Ｓ１の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。
　このように、電力変換装置１１の転流動作にかかるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２の状態の切り替えが、全てソフトスイッチングで行われ、ハードスイッチングで行われることがない。このような電力変換装置１１としては、例えば、特開２０１５－１４９８５７号公報にて詳述した技術を適用することが可能である。
　＜制御及び各種演算＞
　次に、本願記載の電力変換システム１において、電力変換装置１１からの出力に係る出力周波数を、電力負荷２に応じて動的に最適化することで、ソフトスイッチングを達成しながらも、力率が高くなるように制御する方法及びそのための各種演算について説明する。具体的には、前述の電力変換システム１によるソフトスイッチングにおいて、出力電圧及び出力電流の最適な位相差を導出し、導出した位相差にすべく、電源制御装置１２が電力変換装置１１を制御する方法である。
　電力負荷２に対して最適化された出力周波数とし、ソフトスイッチングを達成しながらも力率を最高にするためには、下記の条件１及び条件２を充足し、更に条件３を充足するように出力周波数を制御する。
　　条件１．出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が出力電圧の反対極性
　　　即ち、
　　　条件１．１　出力電圧増加時に出力電流ｉuv＜０
　　　条件１．２　出力電圧減少時に出力電流ｉuv＞０
　　　　のうち一方の条件を充足する。
　　条件２．スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化無し
　　条件３．上記条件１及び条件２を充足し、出力電圧及び出力電流の位相差が最小
　条件１について説明する。図６は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１からの出力波形を概略的に示すグラフである。図６は、横軸に位相をとり、縦軸に出力値をとって、出力電圧及び出力電流の波形の変化を示している。図６中、階段状波を示す実線は、電力変換装置１１から出力される出力電圧の階段状波形を示しており、正弦波を示す破線は、出力電圧の基本波を示している。基本波は、電力変換装置１１から出力する出力電圧の階段状波形から高次成分を除いた出力電圧の波形である。更に、実線で示した正弦波は、電力変換装置１１から出力される出力電流の波形を示している。なお、ここではＵ相からＶ相の方向へと流れる電流を出力電流として示している。
　図６に示すように、階段状波として出力される出力電圧が正であり、かつ出力電圧の値が立ち上がって増加している時点を含む期間Ｔｒにおいて、実線で示す出力電流ｉuv＜０の条件を充足している。
　条件２について説明する。図７は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１のスイッチ回路の一例を示す回路図である。図７に示すスイッチ回路は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した双方向スイッチであり、逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のエミッタ－コレクタ間をスナバ素子として機能するコンデンサ（スナバコンデンサ）Ｃ１により接続している。また、スイッチング素子Ｓ１のコレクタ－ベース間には、ダイオードＤ１が接続されており、スイッチング素子Ｓ２のコレクタ－ベース間には、ダイオードＤ２が接続されており、それぞれ逆流防止用の素子として機能する。図７に向かって左側がＲ相となる三相交流電源１０側を示しており、右側がＵ相となる電力負荷２側を示している。スナバコンデンサＣ１は、転流時に充放電を行うことにより、スイッチ回路の両端の急激な電圧変化を抑制する。即ち、図７において、Ｒ相とＵ相との電位差となるＶruが正（Ｖru＞０）の場合に、三相交流電源１０側から電力負荷２側へ流れる電流ｉu が正（ｉu ＞０）のときは、スナバ素子への充電が行われ、電流ｉu が負（ｉu ＜０）のときは、スナバ素子が放電する。
　図８は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１からの出力波形を概略的に示すグラフである。図８は、横軸に時間をとり、縦軸に出力値をとって、出力電圧及び出力電流の波形の変化を示している。図８中、階段状波は、電力変換装置１１から出力される出力電圧Ｖout の波形を示しており、正弦波は、電力変換装置１１から出力される出力電流ｉuvの波形を示している。前述の様に、スナバ素子は、転流時に充放電を行うことにより、スイッチ回路の両端の急激な電圧変化を抑制している。従って、スナバ素子が完全に放電するまで、スイッチ回路を流れる出力電流ｉuvの方向（極性）が変化しないように制御する必要がある。即ち、条件２．「スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化無し」を充足しなければならない。図８では、出力電流ｉuvが負から正になるまで、即ち、時刻ｔr から時刻ｔi に到達するまでに放電を完了しなければならない。従って、スナバ素子の放電に必要な期間を考慮し、放電に必要な期間内に出力電流が極性変化しないように制御しなければならない。
　なお、図８中に時刻ｔr として示す出力電圧の絶対値を最大にする時点から後は、転流と電流との極性変化の時間差が小さくなるので、スナバ素子の静電容量を考慮して、精度良く制御する必要がある。即ち、下記式（１）にて示す条件を充足するように制御しなければならない。なお、出力電圧の絶対値を最大にする時点とは、階段状波である出力電圧が、極小値から極大値へ遷移するまで、複数回の立ち上がりを行ううちで、その最後に立ち上がる時点のことであり、例えば、前述の図３に例示した時刻Ｔ２の時点をいう。極大値から極小値に遷移する場合は、最後に出力電圧が下がる、所謂立ち下がりの最後の時点であり、前述の図３では、時刻Ｔ５として例示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図９は、本願記載の電源制御装置１２の処理を概念的に示すブロック図である。図９は、上述した条件１及び条件２並びに条件３を充足させるために必要な演算をブロック図として示している。電源制御装置１２は、入力又は設定された出力電圧指令値を読み取り、階段状の出力波となる出力電圧波形（階段状波形）を形成する。
　電源制御装置１２の演算部１２１は、形成した出力電圧波形をフーリエ級数展開し、その結果に基づいて出力電圧の基本波の位相φ1 と、出力電圧の基本波の振幅Ｖ1 とを導出する。
　演算部１２１は、出力電圧の基本波の振幅Ｖ1 及び共振回路１１１のインピーダンスＺから下記式（２）により、出力電流の大きさＩを導出する。なお、インピーダンスＺは、後述する方法で導出した位相差（φi －φ1 ）から導出される角周波数ωをフィードバックすることにより設定する。
　Ｉ＝Ｖ１／｜Ｚ｜　　　・・・式（２）
　　但し、Ｉ：出力電流の大きさＩ
　　　　Ｖ１：出力電圧の基本波の振幅
　　　　Ｚ：インピーダンス
　演算部１２１は、形成した出力電圧波形から導出される出力電圧の絶対値を最大にする時点（出力電圧の最後の立ち上がり時）における出力電圧の変化ΔＶと、導出した出力電流の大きさＩとから、スナバ素子の静電容量Ｃ等の条件２として、前述の式（１）に基づいて放電に必要な位相差Δφs を導出する。位相差Δφs は、図８に示したｔi －ｔr に対応している。
　演算部１２１は、形成した出力電圧波形から導出される出力電圧の絶対値を最大にする時点（出力電圧の最後の立ち上がり時）の位相φr と、導出した放電に必要な位相差Δφs とを加算し、最適な電流位相φi （φi ＝φr ＋Δφs ）を導出する。
　演算部１２１は、導出した最適な電流位相φi から、フーリエ級数展開にて導出した出力電圧の基本波の位相φ1 を減じて、最適な出力電流の位相差（φi －φ1 ）を導出する。
　演算部１２１は、導出した最適な出力電流の位相差（φi －φ1 ）に基づく共振回路１１１のインピーダンスＺ（ω）を導出し（φi －φ1 ＝Ｚ（ω））、更に角周波数ωを導出する。導出した角周波数ωは、出力電流の大きさＩの導出にフィードバックされる。また、演算部１２１は、導出した角周波数ωから最適な出力周波数ｆを導出する。
　そして、演算部１２１は、位相差（φi －φ1 ）に基づき出力周波数ｆに制御すべく、パルス出力部１２２へ出力値を出力し、パルス出力部１２２は演算部１２１から出力された出力値に基づいて電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０を制御する。
　前述の演算処理において、演算部１２１が、基本波の各要素を導出する際のフーリエ級数展開について説明する。出力電圧波形に基づく周期関数ｖout のフーリエ級数展開式は、下記式（３）のように表される。
　ｖout ＝ａ0 ＋Σａn ｃｏｓ（ｎωｔ）＋ｂ0 ＋Σｂn ｓｉｎ（ｎωｔ）
　　　　＝Ｖ0 ＋ΣＶn ｓｉｎ（ｎωｔ＋φn ）　　　（ｎ＝０，１，２，…）
　　　　∴Ｖn ＝（ａn 2 ＋ｂn 2 )1/2 ，　φ1 ＝ｔａｎ（ａ1 ／ｂ1 ）　・・式（３）
　なお、上記式において、ωはｖout の角周波数である。また、上記式のうちｎ＝１の成分が上述した基本波の成分であり、この成分を用いて基本波は、下記式（４）で表される。
　Ｖ1 ｓｉｎ（ωｔ＋φ1 ）　・・・式（４）
　更に、式（４）にて示される基本波の各成分は、ｖout の周期Ｔを用いて下記式（５）で表される。
　このようにして、演算部１２１は、フーリエ級数展開を行って、出力電圧波形に基づき振幅Ｖ1及び位相φ1 等の基本波の成分を導出し、導出した基本波の成分を各種演算に使用する。
　前述の演算処理において、演算部１２１が、スナバ素子として用いられているスナバコンデンサの放電に必要な位相差Δφs を導出する処理について説明する。
　条件２として式（１）を用いて説明したように、出力電流の極性が変化するまで、例えば、出力電流が負から正になるまで、スナバコンデンサは放電を完了しなければならない。
　図１０は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１からの出力波形を概略的に示すグラフである。図１０は、横軸に位相をとり、縦軸に出力値をとって、出力電圧及び出力電流の波形の変化を示している。図１０に示される出力電流ｉを、下記の式（６）とする。
　ｉ＝ｉuv＝Ｉｓｉｎ（ωｔ－φi ）　・・・式（６）
　上記式（６）を解くことにより、下記の式（７）が得られる。
　φi －φr ＞ｃｏｓ-1（１－２ωＣΔＶ／Ｉ）　・・・式（７）
　演算部１２１は、式（７）を用いて、スナバ素子として用いられるスナバコンデンサの放電に必要な位相差Δφs （＝φi －φr ）を導出する。
　前述の演算処理において、演算部１２１が、出力電圧波形から出力電圧の絶対値を最大にする時点の位相φr と、フーリエ級数展開により導出する出力電圧の基本波の位相φ1 とを導出する具体的な処理について更に説明する。図１１は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１が実行する位相算出処理の一例を示すフローチャートである。
　電力変換装置１１の演算部１２１は、入力又は設定された出力電圧指令値を読み取り（ステップＳ１）、更に予め設定されている入力電圧位相の初期値を読み取る（ステップＳ２）。ステップＳ１及びステップＳ２の読取処理は、予め設定値として内部に記録されている値を読み取るようにしても良く、また、外部から入力された値を読み取るようにしても良い。
　演算部１２１は、読み取った出力電圧指令値及び入力電圧位相の初期値に基づいて、マトリックスコンバータ１１０が備えるスイッチ回路の各スイッチング素子についてのオン／オフの時間比率（スイッチング時比率）を導出する（ステップＳ３）。
　読み取った出力電圧指令値及び導出したスイッチング時比率に基づいて、演算部１２１は、電力変換装置１１から階段状波として出力させる出力電圧波形（階段状波形）を作成する（ステップＳ４）。
　作成した出力電圧波形に基づいて、演算部１２１は、出力電圧の絶対値を最大にした時の位相φr を導出する（ステップＳ５）。また、演算部１２１は、作成した出力電圧波形をフーリエ級数展開して（ステップＳ６）、出力電圧の基本波の位相φ1 を導出する（ステップＳ７）。
　そして、演算部１２１は、演算の対象とする入力電圧の位相を更新し（ステップＳ８）、演算を終了するか否かを判定する（ステップＳ９）。ステップＳ９において、演算を終了しないと判定した場合（ステップＳ９：ＮＯ）、演算部１２１は、ステップＳ３へ戻り以降の処理を繰り返す。また、ステップＳ９において、演算を終了すると判定した場合（ステップＳ９：ＹＥＳ）、制御部は、位相算出処理を終了する。ステップＳ９の終了判定条件は、仕様に応じて適宜設定される。例えば、入力電圧位相の初期と最終値との差が所定値以下にまで収束した場合に、演算を終了すると判定する。
　以上のようにして、位相算出処理が実行される。
　以上、詳述したように、本願記載の電力変換システム１では、図９のブロック図、図１１のフローチャート等の図を用いて概念的に処理を例示したように、出力電圧指令値に基づいて、スイッチング時比率の導出、出力電圧波形の作成、出力周波数の導出等の各種処理を繰り返し行う再帰的アルゴリズムを用いて漸近的に解が収束するように演算する。そして、演算により得られた解、即ち前述の条件１（条件１．１，条件１．２）、条件２及び条件３に基づいて制御することにより、電力変換装置１１からの出力に係る周波数ｆを動的に最適化し、力率が１又は可及的に１に近付くようにソフトスイッチングを実施することができる。
　＜実験結果＞
　次に、本願記載の電力変換システム１において、電源制御装置１２により制御される電力変換装置１１の出力を実験した結果について説明する。図１１は、本願記載の電力変換システム１において、電源制御装置１２の制御に基づいて電力変換装置１１から出力される出力電圧及び出力電流の実験結果を示すグラフである。図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、横軸に時間をとり、縦軸に出力値をとって、出力電圧及び出力電流の経時変化を示すグラフである。図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれスイッチング時比率を変化させて作成した様々な階段状波形にて示される出力電圧に対し、出力電流の波形がどのようになるかを示している。
　図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示すように、出力電圧の波形がどのような階段状波形であっても、出力電流が追従した結果となり、最適な位相制御がなされている。そして、いずれの実験においても、前述の条件１乃至条件３を充足している。即ち、出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が出力電流の反対極性であり、スナバ素子の放電期間内に出力電流の極性変化が無く、当該条件下において出力電圧及び出力電流が最小となっている。
　本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、他の様々な形態で実施することが可能である。そのため、上述した実施形態はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。更に、請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。
　例えば、前記実施形態では、電力変換システム１から出力する交流電力を直流に変換する形態を例示したが、直流に変換することなく、交流電力として使用するようにしても良い。
　また、電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０に用いられるスイッチ回路は、双方向スイッチであれば、他の回路構成であっても良い。例えば、還流ダイオードとして機能するダイオードが逆並列接続された２つのスイッチング素子を逆向きに直列接続し、直列接続されたスイッチング素子と並列にスナバコンデンサを接続した回路構成の双方向スイッチを用いることも可能である。
　また、電力変換システム１は、出力先の電力負荷２に係る電圧を出力電圧検出部１２３にて検出し、フィードバック制御する等、適宜設計することが可能である。
１　　　　電力変換システム
　１０　　　多層交流電源（三相交流電源）
　１１　　　電力変換装置
　　１１０　　　マトリックスコンバータ
　　１１１　　　共振回路（ＬＬＣ回路）
　　Ｃ１～Ｃ６　　スナバコンデンサ（スナバ素子）
　　Ｓ１～Ｓ１２　スイッチング素子
　１２　　　電源制御装置
　　１２０　　入力電圧検出部
　　１２１　　演算部
　　１２２　　パルス出力部
　　１２３　　出力電圧検出部２　　　　電力負荷

Claims (8)

  1. 　多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、
    　前記電力変換装置から出力させる出力電圧の階段状波形を作成する波形作成手段と、
    　前記波形作成手段が作成した階段状波形に基づく出力電圧の基本波の位相、前記波形作成手段が作成した階段状波形で示される出力電圧の絶対値を最大にした時の位相を示す立ち上がり位相、及び前記スナバ素子の放電に必要な期間に基づく放電位相差に基づいて、前記電力変換装置から出力する出力電圧の基本波の位相及び出力電流の位相の位相差を導出する位相差導出手段と、
    　前記位相差導出手段が導出した位相差となる周波数を導出する周波数導出手段と、
    　前記周波数導出手段が導出した周波数となるように、前記電力変換装置の前記スイッチ回路を制御する制御手段と
    　を備えることを特徴とする電源制御装置。
  2. 　請求項１に記載の電源制御装置であって、
    　前記位相差導出手段は、
    　前記波形作成手段が作成した階段状波形をフーリエ級数展開した結果に基づいて出力電圧の基本波の位相を導出する
    　ことを特徴とする電源制御装置。
  3. 　請求項２に記載の電源制御装置であって、
    　前記位相差導出手段は、
    　前記波形作成手段が作成した階段状波形に基づく出力電圧の変化、前記共振回路の共振回路特性及び前記波形作成手段が作成した階段状波形をフーリエ級数展開した結果に基づく出力電圧の基本波の振幅から求めた出力電流の大きさに基づいて、前記スナバ素子の放電位相差を導出する
    　ことを特徴とする電源制御装置。
  4. 　請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電源制御装置であって、
    　前記制御手段は、
    　前記位相差導出手段が導出した位相差に基づいて、前記スイッチ回路の切替制御により出力周波数を制御する
    　ことを特徴とする電源制御装置。
  5. 　請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電源制御装置であって、
    　設定された出力電圧指令値を読み取る指令値読取手段と、
    　多相交流電源から入力される各相の入力電圧を検出する電圧検出手段と
    　を備え、
    　前記波形作成手段は、
    　前記指令値読取手段が読み取った出力電圧指令値及び前記電圧検出手段が検出した各相の入力電圧に基づいて、階段状波形を作成する
    　ことを特徴とする電源制御装置。
  6. 　交流電源に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、
    　前記電力変換装置から出力する正方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、前記共振回路により位相差が生じる出力電流が負、又は負方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が正となり、
    　前記スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化が生じない
    　ように制御する
    　ことを特徴とする電源制御装置。
  7. 　多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置と、
    　前記電力変換装置を制御する請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電源制御装置と
    　を備えることを特徴とする電力変換システム。
  8. 　交流電源に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により、前記交流電源からの入力をＡＣ－ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御方法であって、
    　前記電力変換装置から出力する正方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、前記共振回路により位相差が生じる出力電流が負、又は負方向の出力電圧の絶対値が増加している期間に、出力電流が正となり、
    　前記スナバ素子が放電する期間内に出力電流の極性変化が生じない
    　ように制御する
    　ことを特徴とする電源制御方法。
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