WO2018120339A1 - 一种用于实际宽带大规模mimo系统的混合预编码设计方法 - Google Patents

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WO2018120339A1
WO2018120339A1 PCT/CN2017/071526 CN2017071526W WO2018120339A1 WO 2018120339 A1 WO2018120339 A1 WO 2018120339A1 CN 2017071526 W CN2017071526 W CN 2017071526W WO 2018120339 A1 WO2018120339 A1 WO 2018120339A1
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precoding
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carrier
analog precoding
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李国兵
赵怀龙
任品毅
杜清河
张国梅
吕刚明
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西安交通大学
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
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    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Definitions

  • the present invention belongs to the field of wireless communication technologies, and in particular, to a hybrid precoding design method for an actual wideband MIMO system.
  • Hybrid precoding is a research hotspot of large-scale MIMO. When the number of antennas is very large (hundreds of thousands), it is impossible to equip each antenna with a specific radio frequency link (RF) due to power consumption and cost. Research has made it very meaningful to deploy massive MIMO with a small amount of RF.
  • Hybrid precoding uses a low-cost phase shifter to control the phase of the signal on the transmitting antenna at the RF end to achieve analog precoding, which reduces the hardware cost and reduces the amount of radio required by the system. The equivalent low dimension is used at the baseband.
  • Channel state information (CSI) controls the amplitude and phase of the signal to achieve digital precoding.
  • hybrid precoding can achieve massive MIMO in the case where the number of RFs is much smaller than the number of antennas.
  • the research on hybrid precoding mainly focuses on single carrier systems.
  • the research work on hybrid precoding for wideband systems is relatively rare, and the current broadband hybrid precoding design is based on the assumption that the analog precoding on each subcarrier is the same condition. For the next study, this is only suitable when the bandwidth and the center carrier frequency ratio are relatively small.
  • millimeter waves (30 to 300 GHz)
  • the above assumptions are often unrealistic in practice.
  • phase shifters in wideband beamforming networks are typically implemented using delay lines, resulting in the same delay producing different phases on different carriers, that is, even though we only have one analog precoding matrix set, It produces a phase offset on different carriers. Therefore, the actual precoding on different carriers is different in practice, which brings about a performance loss that cannot be ignored.
  • the hardware in the actual system is rarely considered.
  • the current millimeter wave technology is ultra-wideband, for example, in the 60 GHz band, the bandwidth is generally 2G.
  • the processing precision of the hardware is very fine, resulting in a high price of the millimeter wave device, and therefore an intermediate frequency link is required.
  • the common intermediate frequency is 2.75GHz, which results in a bandwidth-to-carrier ratio close to 0.5 to 1.5, so the effect of phase offset on analog precoding becomes non-negligible.
  • the object of the present invention is to solve the above problems and propose a hybrid precoding design method for an actual wideband MIMO system, which can improve the hybrid precoding performance of an actual wideband system.
  • a hybrid precoding design method for an actual wideband MIMO system includes the following steps:
  • step 2) According to the characteristics of the actual phase shifter, determine the analog precoding matrix with phase offset on each carrier, design the phase correction matrix in the digital domain, and correct the phase offset of the analog precoding on different carriers in practice.
  • step 2) By approximating the ideal analog precoding matrix obtained in step 1), multiplying the phase correction matrix by the analog precoding matrix with phase offset on each carrier is the designed analog precoding matrix;
  • step 4 Multiplying the analog precoding obtained in step 2) and the digital precoding obtained in step 3) to obtain a hybrid precoding design.
  • step 1) is as follows:
  • the base station transmits N s data streams through the N RF root radio frequency and N t antennas, and the user configures the N r antennas, and the radio frequency number is the same as the number of antennas, and there are K subcarriers;
  • F BB [k] denotes a digital baseband precoding matrix on the kth carrier,
  • FRF denotes an analog precoding matrix on all carriers, and at the receiving end,
  • W[k] denotes a reception combining matrix, where N t >>N RF ;
  • H[k] represents the channel on the kth carrier, Means the noise on the kth carrier
  • the base station side designs analog precoding and digital precoding with the aim of maximizing mutual information as follows:
  • R is the channel correlation matrix
  • step 2) is as follows:
  • the analog precoding matrix obtained in step 1) is taken as the analog precoding matrix on the central carrier frequency.
  • the analog precoding matrix on the kth carrier can be expressed as:
  • the F RF is an analog precoding matrix on the center carrier frequency. Representing the phase deviation matrix on the kth carrier, Representing the Hadamard product of matrix A and matrix B;
  • an analog phase precoding matrix phase shifted to each carrier is multiplied with the correction matrix is the desired analog designed pre-coding matrix, i.e. F RF [k] F c [ k].
  • step 3 A further improvement of the present invention is that the specific implementation method of step 3) is as follows:
  • step 2) determines the analog precoding and phase correction matrices on all carriers, the equivalent low dimensional channel state information at the baseband is expressed as:
  • V eff [k] is the right singular matrix of the SVD decomposition of the equivalent channel H eff [k].
  • step 4 A further improvement of the present invention is that the specific implementation method of step 4) is as follows:
  • the present invention has the following advantages:
  • the present invention considers the performance of a phase shifter in a broadband beamforming network that is sensitive to frequency variations, and designs a hybrid precoding scheme that is more in line with the actual system. Compared with the traditional hybrid precoding scheme, the present invention proposes an ideal analog precoding based on the actual situation that the analog precoding on the different carriers is different due to the phase shift caused by the phase shifter.
  • the digital domain sets the phase correction matrix to correct the effective scheme of the phase offset, thereby improving the overall spectrum efficiency of the system and greatly improving the frequency efficiency of the edge carrier.
  • FIG. 1 is a comparison diagram of spectrum efficiency on each carrier corresponding to different schemes
  • Figure 2 is a comparison of average spectral efficiency on all carriers corresponding to different schemes.
  • the main idea of the hybrid precoding design method for the actual broadband massive MIMO system provided by the present invention is as follows: First, on the radio frequency side, first assume that the analog precoding on all carriers is the same, and use the complete channel state information design. An ideal analog precoding matrix; the second step is to determine an analog precoding matrix with phase offset on each carrier according to the characteristics of the actual phase shifter, and design a phase correction matrix in the digital domain to correct the actual carrier on different carriers.
  • the base station transmits N s data streams through N RF root radio frequency, N t (N t >>N RF ) antennas, and the user configures N r antennas, and the number of radio frequencies is the same as the number of antennas.
  • N t N t >>N RF
  • F BB [k] represents a digital baseband precoding matrix on the kth carrier
  • FRF is an analog precoding matrix on all carriers
  • W[k] represents a reception combining matrix
  • the received signal on the kth carrier can be expressed as
  • H[k] represents the channel on the kth carrier, Indicates the noise on the kth carrier.
  • the technical means of the hybrid precoding design method applicable to the actual wideband MIMO system proposed by the present invention are as follows:
  • R is a channel correlation matrix
  • the analog precoding matrix on the central carrier frequency is obtained as the analog precoding matrix on the central carrier frequency.
  • the analog precoding matrix on the kth carrier in reality can be expressed as:
  • the F RF is an analog precoding matrix on the center carrier frequency.
  • Representing the phase deviation matrix on the kth carrier Represents the Hadamard product of matrix A and matrix B.
  • phase offset needs to be corrected in the digital domain.
  • the correction scheme can be described as
  • the digital precoding matrix is designed by using the equivalent channel state information. After the above steps, the analog precoding and phase correction matrix on all carriers are determined, and the equivalent low-dimensional channel state information at the baseband can be expressed as:
  • the invention compares with the three schemes of all-digital precoding, ideal hybrid precoding and actual phase correction hybrid precoding. The comparison results are shown in Fig. 1 and Fig. 2.
  • Figure 2 shows the variation of the average spectral efficiency with signal-to-noise ratio on all carriers corresponding to different schemes. It can be seen from the figure that the overall performance of the uncorrected phase scheme system is 0.5 dB lower than ideally, and the phase correction algorithm proposed in the present invention can eliminate the performance loss caused by the phase offset to some extent, the overall system The performance is about 0.3 dB higher than the uncorrected phase scheme.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

本发明提出了一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，包括以下步骤：在射频端，先假定所有载波上的模拟预编码相同，以最大化系统频谱效率为准则，利用完整的信道状态信息计算理想的模拟预编码矩阵；然后根据实际系统中的移相器特性，确定实际中每个载波上的模拟预编码矩阵，并在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近理想的模拟预编码，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；最后，在基带处利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵，与前面得到模拟预编码相乘，即得混合预编码设计方案。

Description

一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法 技术领域：
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法。
背景技术：
混合预编码是大规模MIMO的一个研究热点，当天线数目很大(成百上千)时，由于功耗和成本的问题，不可能为每根天线配备特定的射频链路(RF)，那么研究在使用少量RF的情况下部署大规模MIMO就变得非常的有意义。混合预编码在射频端利用低成本的移相器控制发射天线上信号的相位，实现模拟预编码，既降低了硬件成本，又减少系统所需的射频数量；在基带处利用等效低维度的信道状态信息(CSI)控制信号的幅度和相位，实现数字预编码。因此混合预编码可以在RF数远小于天线数目的情况下，实现大规模MIMO。目前，对混合预编码的研究主要集中在单载波系统，针对宽带系统混合预编码的研究工作相对较少，而且当前宽带混合预编码的设计是在假定每个子载波上的模拟预编码是相同条件下进行研究的，这只适合带宽与中心载频比相对较小的情况下。但是考虑到未来毫米波(30～300GHz)的应用，上述假设在实际中往往是不现实的。这是因为在宽带波束形成网络中的移相器通常是利用延迟线来实现，因而导致同样的延迟在不同载波上产生不同的相位，也就是说尽管我们只设置了一个模拟预编码矩阵，但是它在不同载波上会产生相位偏移。因此实际中不同载波上的模拟预编码是不同的，这会带来不可忽视的性能损失。
在当前的宽带系统混合预编码设计的研究中，很少考虑实际系统中的硬件 实现的非理想特性；在过去带宽较窄的情况下，移相器的相位随频率的变化不算太大，其影响可忽略。而当前的毫米波技术的是超宽带的，例如在60GHz频段，带宽一般为2G。另一方面，在如此高频段，为了保证系统的性能，对硬件的加工精度要求非常精细，导致毫米波器件价格很高，因此需要中频链路。而常见的中频为2.75GHz，这会导致带宽与载频比接近0.5～1.5，因此相位偏移对模拟预编码的影响就变得不可忽略了。
综上所述，研究适用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法是很有必要的。
发明内容：
本发明的目的在于针对以上问题，提出了一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，该方法可以提高实际宽带系统的混合预编码性能。
为达到上述目的，本发明采用如下技术方案来实现：
一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，包括以下步骤：
1)在射频端，首先假定所有载波上的模拟预编码相同，以最大化系统频谱效率为准则，利用完整的信道状态信息设计理想的模拟预编码矩阵；
2)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵，在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近步骤1)中得到的理想模拟预编码矩阵，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；
3)在基带处，利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵；
4)将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案。
本发明进一步的改进在于，步骤1)的具体实现方法如下：
考虑一个下行宽带大规模MIMO系统，基站通过NRF根射频，Nt根天线，发送Ns个数据流，用户配置Nr根天线，其射频数与天线数相同，共有K个子载波；FBB[k]表示第k个载波上数字基带预编码矩阵，FRF是表示所有载波上的模拟预编码矩阵，在接收端，W[k]表示接收合并矩阵，其中，Nt＞＞NRF；
101)第k个载波上的接收信号：
y[k]＝WH[k]H[k]FRFFBB[k]s[k]+WH[k]n[k]        (1)
其中，H[k]表示第k个载波上的信道，
Figure PCTCN2017071526-appb-000001
表示第k个载波上的噪声；
102)根据上一步中的接收信号，基站端以最大化互信息为目标设计模拟预编码和数字预编码描述如下：
Figure PCTCN2017071526-appb-000002
其中，
Figure PCTCN2017071526-appb-000003
是模拟预编码的可行集，即一组所有元素幅度都相同的Nt×NRF矩阵集；
103)求解上述优化问题，获得理想的模拟预编码矩阵：
Figure PCTCN2017071526-appb-000004
其中R为信道相关矩阵。
本发明进一步的改进在于，步骤2)的具体实现方法如下：
201)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编 码矩阵：将步骤1)中得到模拟预编码矩阵作为中心载频上的模拟预编码矩阵，则实际中第k个载波上的模拟预编码矩阵可表示为：
Figure PCTCN2017071526-appb-000005
其中，表示，FRF是中心载频上的模拟预编码矩阵，
Figure PCTCN2017071526-appb-000006
表示第k个载波上的相位偏差矩阵，
Figure PCTCN2017071526-appb-000007
表示矩阵A与矩阵B的Hadamard积；
202)在数字域对相位偏移做修正：修正方案可描述为：
Figure PCTCN2017071526-appb-000008
其中
Figure PCTCN2017071526-appb-000009
可在步骤1)求得，当第k个载波的频率给定后，由公式(6)计算得FRF[k]，因此，求解P2，得到一个众所周知最小均方解：
Figure PCTCN2017071526-appb-000010
其中
Figure PCTCN2017071526-appb-000011
表示矩阵A的伪逆；
203)将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵，即FRF[k]Fc[k]。
本发明进一步的改进在于，步骤3)的具体实现方法如下：
经过步骤2)确定所有载波上的模拟预编码和相位修正矩阵后，基带处的等效低维度的信道状态信息表示为：
Figure PCTCN2017071526-appb-000012
在基带处，对等效低维度的信道状态信息进行SVD分解可得数字预编码
Figure PCTCN2017071526-appb-000013
其中Veff[k]为等效信道Heff[k]的SVD分解的右奇异矩阵。
本发明进一步的改进在于，步骤4)的具体实现方法如下：
将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案：
F＝FRF[k]Fc[k]FBB[k]         (10)。
与现有技术相比，本发明具有如下的优点：
本发明首次考虑了宽带波束形成网络中移相器对频率变化较为敏感的性能，设计出了更符合实际系统的混合预编码方案。与传统混合预编码方案相比，本发明在设计理想模拟预编码的基础上，针对不同载波上由于移相器产生相位偏移而导致其上的模拟预编码不同的实际情况，提出了一种数字域设置相位修正矩阵来修正相位偏移的有效方案，从而提升了系统整体的频谱效率，极大地改善了边缘载波的频率效率。
附图说明：
图1为不同方案对应的每个载波上的频谱效率对比图；
图2为不同方案对应的所有载波上的平均频谱效率对比图。
具体实施方式：
下面结合附图对本发明作进一步详细描述：
本发明提供的用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其主要思路是：第一步，在射频端，首先假定所有载波上的模拟预编码相同，利用完整的信道状态信息设计理想的模拟预编码矩阵；第二步，根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵，在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近第一步中得到的理想模拟预编码矩阵，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；第三步，在基带处，利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵；第四步，将第二步中得 到的模拟预编码和第三步中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案。
具体实施方案如下：
考虑一个下行宽带大规模MIMO系统，基站通过NRF根射频，Nt(Nt＞＞NRF)根天线，发送Ns个数据流，用户配置Nr根天线，其射频数与天线数相同，共有K个子载波。FBB[k]表示第k个载波上数字基带预编码矩阵，FRF是表示所有载波上的模拟预编码矩阵，在接收端，W[k]表示接收合并矩阵；
在上述基础上，第k个载波上的接收信号可以表示为
y[k]＝WH[k]H[k]FRFFBB[k]s[k]+WH[k]n[k]       (1)
其中，H[k]表示第k个载波上的信道，
Figure PCTCN2017071526-appb-000014
表示第k个载波上的噪声。
每个载波上的频谱效率和系统总频谱效率分别为公式(2)和公式(3)所示：
Figure PCTCN2017071526-appb-000015
Figure PCTCN2017071526-appb-000016
本发明提出的适用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法的技术手段如下：
首先假定所有载波上的模拟预编码相同，基站端以最大化互信息为目标设计模拟预编码和数字预编码可描述如下：
Figure PCTCN2017071526-appb-000017
其中，
Figure PCTCN2017071526-appb-000018
是模拟预编码的可行集，即一组所有元素幅度都相同的Nt×NRF矩 阵集。
求解上述优化问题，可获得理想的模拟预编码：
Figure PCTCN2017071526-appb-000019
其中R为信道相关矩阵；
然后将得到理想模拟预编码矩阵作为中心载频上的模拟预编码矩阵，根据实际中移相器的特性，则实际中第k个载波上的模拟预编码矩阵可表示为：
Figure PCTCN2017071526-appb-000020
其中，表示，FRF是中心载频上的模拟预编码矩阵，
Figure PCTCN2017071526-appb-000021
表示第k个载波上的相位偏差矩阵，
Figure PCTCN2017071526-appb-000022
表示矩阵A与矩阵B的Hadamard积。
为了提升系统的性能，需要在数字域对相位偏移做修正，修正方案可描述为
Figure PCTCN2017071526-appb-000023
其中
Figure PCTCN2017071526-appb-000024
为上述理想的模拟预编码矩阵，当第k个载波的频率给定后，可由公式(6)计算得FRF[k]。因此，求解P2，我们可以得到一个众所周知最小均方解：
Figure PCTCN2017071526-appb-000025
其中
Figure PCTCN2017071526-appb-000026
表示矩阵A的伪逆，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵，即FRF[k]Fc[k]；
在此基础上，利用等效信道状态信息，设计数字预编码矩阵。经过上述步骤，确定了所有载波上的模拟预编码和相位修正矩阵，基带处的等效低维度的信道状态信息可表示为：
Figure PCTCN2017071526-appb-000027
在基带处，对等效低维度的信道状态信息进行SVD分解可得数字预编码FBB[k]＝Veff[k]1:Ns，其中Veff[k]为等效信道Heff[k]的SVD分解的右奇异矩阵；
最后，将上述步骤中得到的模拟预编码和数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案：
F＝FRF[k]Fc[k]FBB[k]           (10)
本发明的仿真效果如下：
基站天线数Nt＝64，射频数NRF＝8，数据流数Ns＝4，用户天线数Nr＝4，子载波数K＝4096，宽带与中心载频比为0.5～1.5。本发明与全数字预编码、理想混合预编码以及实际未作相位修正混合预编码三种方案进行比较，对比结果如图1、图2所示。
图1给出了信噪比SNR＝10dB时，不同方案的对应的每个载波上的频谱效率。可以看出，未修正相位方案的边缘载波的频谱效率比理想方案低2.2dB，而本发明中提出的相位修正方案比未修正相位的方案高1.2dB，并在一定程度上接近理想的混合预编码方案。
图2给出了不同方案对应的所有载波上的平均频谱效率随信噪比的变化情况。从图中可以看出，未修正相位方案系统的整体性能比理想情况下低0.5dB，而本发明中提出的相位修正算法可以在一定程度上消除相位偏移带来的性能损失，系统的整体性能比未修正相位方案高0.3dB左右。

Claims (5)

  1. 一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
    1)在射频端，首先假定所有载波上的模拟预编码相同，以最大化系统频谱效率为准则，利用完整的信道状态信息设计理想的模拟预编码矩阵；
    2)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵，在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近步骤1)中得到的理想模拟预编码矩阵，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；
    3)在基带处，利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵；
    4)将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案。
  2. 根据权利要求1所述的一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其特征在于，步骤1)的具体实现方法如下：
    考虑一个下行宽带大规模MIMO系统，基站通过NRF根射频，Nt根天线，发送Ns个数据流，用户配置Nr根天线，其射频数与天线数相同，共有K个子载波；FBB[k]表示第k个载波上数字基带预编码矩阵，FRF是表示所有载波上的模拟预编码矩阵，在接收端，W[k]表示接收合并矩阵，其中，Nt＞＞NRF；
    101)第k个载波上的接收信号：
    y[k]＝WH[k]H[k]FRFFBB[k]s[k]+WH[k]n[k]         (1)
    其中，H[k]表示第k个载波上的信道，
    Figure PCTCN2017071526-appb-100001
    表示第k个载波上的噪声；
    102)根据上一步中的接收信号，基站端以最大化互信息为目标设计模拟预 编码和数字预编码描述如下：
    Figure PCTCN2017071526-appb-100002
    其中，
    Figure PCTCN2017071526-appb-100003
    是模拟预编码的可行集，即一组所有元素幅度都相同的Nt×NRF矩阵集；
    103)求解上述优化问题，获得理想的模拟预编码矩阵：
    Figure PCTCN2017071526-appb-100004
    其中R为信道相关矩阵。
  3. 根据权利要求2所述的一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其特征在于，步骤2)的具体实现方法如下：
    201)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵：将步骤1)中得到模拟预编码矩阵作为中心载频上的模拟预编码矩阵，则实际中第k个载波上的模拟预编码矩阵可表示为：
    FRF[k]＝Foff[k]οFRF           (6)
    其中，表示，FRF是中心载频上的模拟预编码矩阵，
    Figure PCTCN2017071526-appb-100005
    表示第k个载波上的相位偏差矩阵，AοB表示矩阵A与矩阵B的Hadamard积；
    202)在数字域对相位偏移做修正：修正方案可描述为：
    Figure PCTCN2017071526-appb-100006
    其中
    Figure PCTCN2017071526-appb-100007
    可在步骤1)求得，当第k个载波的频率给定后，由公式(6)计算得FRF[k]，因此，求解P2，得到一个众所周知最小均方解：
    Figure PCTCN2017071526-appb-100008
    其中
    Figure PCTCN2017071526-appb-100009
    表示矩阵A的伪逆；
    203)将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵，即FRF[k]Fc[k]。
  4. 根据权利要求3所述的一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其特征在于，步骤3)的具体实现方法如下：
    经过步骤2)确定所有载波上的模拟预编码和相位修正矩阵后，基带处的等效低维度的信道状态信息表示为：
    Figure PCTCN2017071526-appb-100010
    在基带处，对等效低维度的信道状态信息进行SVD分解可得数字预编码
    Figure PCTCN2017071526-appb-100011
    其中Veff[k]为等效信道Heff[k]的SVD分解的右奇异矩阵。
  5. 根据权利要求4所述的一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其特征在于，步骤4)的具体实现方法如下：
    将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案：
    F＝FRF[k]Fc[k]FBB[k]             (10)。
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