KR20160067203A - 위상 천이 오차의 사전보상 - Google Patents

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Abstract

본 명세서에서는 위상 천이 오차의 사전 보상 방법 및 그 장치를 개시한다. 일례로, 장치는 디지털 신호의 프리코딩을 수행하면서, 상기 프리코딩의 위상천이에 의해 발생되는 오차에 대한 정보를 획득한다.그 후, 상기 장치는 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 디지털 신호에 대한 위상 보상을 사용한다. 여기서, 상기 위상 보상은 상기 프리코딩의 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상할 수 있다 이러한 위상 보상된 디지털 신호는 아날로그 신호로 변환되어 수신기에 전송된다.

Description

위상 천이 오차의 사전보상{PRE-COMPENSATION OF THE PHASE SHIFTING ERROR}
본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로 위상 천이 오차의 사전보상 방법과 그 장치에 대한 것이다.
본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
도 1 은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 네트워크 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. E-UMTS 는 기존 UMTS 에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS 는 LTE 시스템이라고 한다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7 과 Release 8 을 참조할 수 있다.
도 1 을 참조하면, E-UMTS 는 사용자기기(user equipment, UE)와 eNode B(eNB), 그리고 네트워크(evolved UMTS terrestrial radio access network, E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(access gateway, AG)를 포함한다. eNB 는 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.
한 eNB 에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 대역폭 내의 여러 UE 에게 하향링크(downlink, DL) 또는 상향링크(uplink, UL) 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. eNB 는 다수의 UE 에 대한 데이터 전송 및/또는 수신을 제어한다. 하향링크 데이터에 대해 eNB 는 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 UE 에게 데이터가 전송될 시간/주파수 자원(resource), 코딩, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크 데이터에 대해 eNB 는 상향링크 스케줄링 정보를 해당 UE 에게 전송하여 해당 UE 가 사용할 수 있는 시간/주파수 자원, 코딩, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. eNB 간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심 네트워크(core network, CN)은 AG 와 UE 의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 트랙킹 영역(tracking area, TA) 단위로 UE 의 이동성을 관리한다. 하나의 TA 는여러 셀로 구성된다.
무선통신기술은 WCDMA(wideband code division multiple access)를 기반으로 LTE 까지 발전하였지만, 사용자 및 서비스 제공자의 요구와 기대가 증가하는 추세이다. 또한 개발중인 다른 무선접속 기술들을 고려하여 향후 높은 경쟁력을 확보하기 위해 새로운 기술 진화가 요구된다. 간섭 감소, 비트 당 비용 절감, 서비스 이용성 증대, 주파수 대역의 유연한 사용, 단순화된 구조, 개방된 인터페이스, 단말들의 적절한 전력 소비 등이 요구된다.
따라서 본 발명의 목적은 종래기술의 한계와 단점으로 인한 하나 이상의 문제를 해결할 수 있는 위상 천이 오차 보상 방법 및 그 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에 따른 이점, 목적 및 특징들은 부분적으로 이하의 설명에서 개시되고, 부분적으로 아래의 설명을 살펴보면 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백해 질 것이고, 발명의 실시를 통해 알 수도 있다. 본 발명이 이루고자 하는 과제 및 다른 이점들은 아래에 기재, 청구범위 및 첨부된 도면에서 특정한 구조에 의해 구현 및 달성 될 수 있다.
본 발명의 목적에 따라 이러한 과제들과 다른 이점들을 달성하기 위한 방법과 장치들을 여기에서 구현하고 포괄적으로 설명한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 이동 통신 시스템에서 전송 장치가 다수의 안테나를 이용하여 신호를 전송하는 방법은, 디지털신호를 프리코딩하는 단계; 상기 프리코딩의 위상 천이에 의해 발생하는 오차에 대한 정보를 획득하는 단계; 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 디지털 신호에 대한 위상 보상을 수행하는 단계; 상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및 상기 아날로그 신호를 수신기에 전송하는 단계를 포함하고, 상기 위상 보상은 상기 프리코딩의 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상한다.
상기 송신 장치는 '0' 개의 안테나 유닛을 포함하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들은 각각 'N' 개의 안테나를 포함할 수 있고, 상기 '0' 와 'N' 은 1 보다 큰 자연수이다.
상기 프리코딩의 위상 천이량은 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여 상이할 수 있다.
상기 프리코딩의 위상 천이량은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나에 대하여 동일할 수 있다.
상기 위상 보상은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나들에 대하여 동일한 위상량을 보상하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여는 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 적용된 상기 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상할 수 있다.
상기 위상 천이에 의해 발생하는 상기 오차에 대한 정보는 서브캐리어 세트 당 오차량을 포함할 수 있다.
상기 위상 보상은 각 서브캐리어 세트에 대하여 상이한 위상량을 보상할 수 있다.
상기 정보는 상기 수신기로부터의 피드백 정보에 기초하여 획득될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 동작하는 장치는 각각 다수의 안테나를 포함하는 다수의 안테나 유닛들; 상기 다수의 안테나 유닛들 중 하나 이상의 다수의 안테나들을 이용하여 다른 장치로부터 신호를 송수신하는 송수신기; 및 상기 송수신기와 연결되어, 전송되는 디지털 신호를 프리코딩하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 상기 프리코딩의 위상 천이에 의해 발생하는 오차에 대한 정보를 획득하고, 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 디지털 신호에 대한 위상 보상을 수행하고, 상기 위상 보상된 디지털신호를 아날로그신호로 변환하고, 상기 송수신기를 제어하여 상기 아날로그 신호를 상기 다른 장치에 전송하도록 하며, 상기 위상 보상은 상기 프리코딩의 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상한다.
상기 다수의 안테나 유닛들의 개수는 0' 이고, 하나의 안테나 유닛의 다수의 안테나들의 개수는 'N' 일 수 있으며, 상기 '0' 와 'N' 은 1 보다 큰 자연수이다.
상기 프리코딩의 위상 천이량은 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여 상이할 수 있다.
상기 프리코딩의 위상 천이량은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나에 대하여 동일할 수 있다.
상기 프로세서는 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나들에 대하여 동일한 위상량을 보상하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여는 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 적용된 상기 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상할 수 있다.
상기 위상 천이에 의해 발생하는 상기 오차에 대한 정보는 서브캐리어 세트 당 오차량을 포함할 수 있다.
상기 프로세서는 상기 위상 보상으로서 각 서브캐리어 세트에 대하여 상이한 위상량을 보상할 수 있다.
본 발명에 따르면 무선 통신 시스템에서 네트워크와 단말이 효율적으로 신호를 전송하고 수신할 수 있다.
전술한 본 발명에 개괄적인 설명 및 이하의 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구범위에 기재된 본 발명에 대한 구체적인 설명을 제공하기 위한 것임을 이해해야 한다.
본 발명에 대한 이해를 돕기 위해 제공되고 본 출원에 포함되어 그 일부를 구성하는 첨부도면들은 본 발명의 실시예들을 도시하며, 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하는 역할을 한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 네트워크 구조를 도시한 도면이다.
도 2는 E-UTRAN(evolved universal terrestrial radio access network) 네트워크 구조의 개념도이다.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 안테나 틸팅(tilting) 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 기존 안테나 시스템과 능동(active) 안테나 시스템을 서로 비교한 일례에 대한 도면이다.
도 6은 능동 안테나 시스템에 기초하여 UE 특정적 빔을 형성하는 일례에 대한 도면이다.
도 7은 능동 안테나 시스템에 기초한 2차원(2D) 빔 전송 시나리오의 도면이다.
도 8 내지 도 10은 본 발명을 위한 다양한 안테나 어레이 유형들을 도시한 도면이다.
도 11은 광대역 전송 시스템에서의 위상 천이 오차를 설명하기 위한 도면이다.
도 12 및 도 13은 본 발명의 실시예들을 이용하기 위한 안테나 시스템의 예들을 도시한 도면이다.
도 14 및 도 15는 OFDM 시스템에서 다수의 위상 천이기들을 이용하는 송신 및 수신 블록들을 도시한 도면이다.
도 16 및 도 17은 위상 천이 오차들을 사전 보상하는 바람직한 실시예의 일례를 도시한다.
도 18은 서브캐리어 세트 별로 상이한 위상 천이를 적용한 본 발명의 바람직한 실시예의 일례를 도시한다.
도 19 및 도 20은 다양한 파일럿 타입들을 이용하여 위상 천이 오차들을 추정하는 실시예들을 도시한다.
도 21은 본 발명에 일시예에 따른 통신 장치의 구성도이다.
본 발명의 구성, 동작 및 기타 다른 특징들은 첨부된 도면과 함께 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 이해될 것이다. 이하의 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들을 3GPP(3rd generation partnership project) 시스템에 적용한 예들이다.
본 명세서에서는 LTE 시스템과 LTE 어드밴스드(LTE-A) 시스템을 이용하여 본 발명의 실시예들을 설명하지만, 이들은 단지 예시일 뿐이다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 상기 정의에 따른 다른 임의의 통신 시스템에도 적용가능하다.
도 2는 E-UTRAN(evolved universal terrestrial radio access network) 네트워크 구조의 개념도이다. E-UTRAN 시스템은 기존 UTRAN의 진화된 형태이다. E-UTRAN는 X2인터넷을 통해 서로 연결된 셀(eNB)들을 포함한다. 셀은 무선 인터페이스를 통해 단말에 연결되고, S1 인터페이스를 통해 EPC(evolved packet core)에 연결된다.
EPC는 MME(Mobility Management Entity), S-GW(serving-gateway), PDN-GW(packet data network-gateway)를 포함한다. MME는 주로 UE들의 이동성 관리에 이용되는UE들의 연결 및 캐퍼빌리티에 대한 정보를 가진다. S-GW는 엔드 포인트로 E-UTRAN를 가지는 게이트웨이이고, PDN-GW는 엔드포인트로 패킷 데이터 네트워크(packet data network, PDN)를 가지는 게이트웨이이다.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
UE는 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 eNB과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(initial cell search) 작업을 수행한다(S401). 이를 위해, UE는 eNB로부터 1차 동기 신호(primary synchronization signal, PSS) 및 2차 동기 신호(secondary synchronization channel, SSS)을 수신하여 eNB과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, UE는 eNB로부터 PBCH를 수신하여 셀 내 브로드캐스트 정보를 획득할 수 있다. 한편, UE는 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(downlink reference signal, DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 UE는 PDCCH(physical downlink control channel) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 PDSCH(physical downlink control channel)를 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S402).
한편, eNB에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 UE는 eNB에 대해 임의 접속 과정(RACH)을 수행할 수 있다(S403~S406). 이를 위해, UE는 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로서 전송하고(S403), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 상기 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S404). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 과정(contention resolution procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 과정을 수행한 UE는 이후 일반적인 UL/DL 신호 전송 과정으로서 eNB로부터 PDCCH/PDSCH 수신(S407) 및 PUSCH/PUCCH 전송(S408)을 수행할 수 있다. 특히 UE는 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(downlink control information, DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 UE에 대한 자원 할당 정보 등의 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.
한편, UE가 상향링크를 통해 eNB에 전송하는 또는 UE가 eNB로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호와, 채널 품질 지시자(channel quality indicator, CQI), 프리코딩 행렬 인덱스(precoding matrix index, PMI), 랭크 지시자(rank indicator, RI) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, UE는 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 전송할 수 있다.
상술한 바와 같은 시스템에 적용 가능한 본 발명의 일 실시형태에서는 다수의 안테나로 구성된 2차원 안테나 어레이를 구비한 송신기에서 Analog beamfoming시 Phase-shifter의 특성을 고려한 보상 방법을 제시한다. Phase-shifter는 Digital-to-analog converter(DAC)을 거친 아날로그 RF신호의 위상을 변조시키는데, 상대적으로 좁은 주파수 대역에서는 원하고자 하는 방향으로 위상 변조가 유효하다고 할 수 있다. 그러나, 수백MHz 이상의 연속적인 광대역 전송에서는 중심에서 멀어져 양 끝 주파수 대역으로 갈수록 그 위상 변조 값이 중심과 상이할 수 있다. 더불어 Phase-sifter별로 설정한 각에 따라 위상 변조 오차가 상이할 수 있다. 이미 RF 아날로그 신호로 변환된 신호를 대역별로 분리하여 Phase-shifter를 통과시키는 것은 불가능하기 때문에, 본 실시형태에서는 송신단 DAC를 통과하기 전 디지털 신호처리 단에서 미리 Phase-shifter의 대역별 위상 변조 차이를 미리 보상하는 과정을 제안한다.
구체적인 실시형태에서는 광대역 아날로그 빔포밍을 수행하는 송신단에서, Phase-shifter에 의한 위상 변조를 수행할 때 대역별로 발생할 수 있는 위상 차이 값을 추정하여, 디지털 신호 처리 과정에서 사전 보상하는 방안을 제시한다. 또한, 본 발명의 다른 측면에서는 Phase-shifter의 위상 차이를 추정하는 방법과 사전 위상 보상이 가능한 Antenna 구조를 같이 제안하고자 한다.
이를 위해 먼저 능동 안테나 시스템 및 3D 빔포밍 방식에 대해 설명한다.
도 4는 안테나 틸팅(tilting) 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
구체적으로, 도 4(a)는 안테나 틸팅이 적용되지 않는 안테나 구조를 도시한다. 도 4(b) 기계적 틸팅 적용되는 안테나 구조를 도시한다. 그리고 도 4(c)는 기계적 틸팅과 전기적 틸팅이 모두 적용되는 안테나 구조를 도시한다.
도 4(a)와 도 4(b)를 비교하면, 기계적 틸팅과 관련하여 도 4(b)에 도시된 바와 같이 초기 설치시에 빔 방향이 고정되는 것은 불리하다. 또한, 전기적 틸팅과 관련하여 4(c)에 도시된 바와 같이 내부 위상 천이 모듈을 이용하여 틸팅 각도를 변경 가능할지라도 실질적으로 셀 고정 틸팅으로 인해 매우 제한적인 수직 빔포밍만 이용 가능한 것은 불리하다.
도 5는 기존 안테나 시스템과 능동 안테나 시스템을 서로 비교한 일례에 대한 도면이다.
구체적으로, 도 5(a)는 기존 안테나 시스템을 도시하고, 도 5(b)는능동 안테나 시스템을 도시한다.
도 5를 참조하면, 기존 안테나 시스템과 달리 능동 안테나 시스템에서는 복수의 안테나 모듈은 각각 전력 증폭기, RF 모듈 등의 능동 소자들을 포함한다. 따라서 능동 안테나 시스템은 각 안테나 모듈에 대해 전력 및 위상을 제어/조절할 수 있다.
일반적으로 고려되는 MIMO 안테나 구조에서는, ULA(uniform linear array) 안테나와 같은 선형 안테나(즉, 1차원 어레이 안테나)를 고려된다. 이러한 1차원 어레이 구조에서는 빔포밍에 의해 발생 가능한 빔이 2차원 평면에 존재한다. 이는 기존의 기지국의 MIMO 구조에 기초한 수동 안테나 시스템(passive antenna system, PAS)에 적용된다. PAS 기반 기지국에는 수직 안테나와 수평 안테나가 존재하지만, 수직 안테나들은 하나의 RF로 결합되므로, 수직 방향의 빔포밍은 불가능하고, 상술한 기계적 틸팅만 적용가능하다.
그러나, 기지국 안테나 구조는 AAS에 포함되므로, 수직 방향의 각 안테나에 대해 독립적인 RF 모듈이 구현된다. 그에 따라, 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로도 빔포밍이 가능하다. 이와 같은 빔포밍을 고도 빔포밍(elevation beamfoming)이라고 부른다.
수직 빔포밍의 경우, 생성 가능한 빔들을 3차원 공간에서 수직 및 수평 방향으로 표현할 수 있다. 따라서, 이와 같은 빔포밍을 3차원(3D) 빔포밍이라고 명명할 수 있다. 특히 1D 어레이 안테나 구조가 평면 형태의 2D 어레이 안테나 구조에 포함되므로, 3D빔포밍이 가능하다. 이 경우, 3D 빔포밍은 평면 형태의 안테나 어레이 구조뿐만 아니라 고리 모양의 3D 어레이 구조에서도 가능하다. 3D 빔포밍은 기존의 1D 어레이 안테나 구조 대신 다양한 형태의 안테나 배치로 인해 MIMO 과정이 3D 공간에서 이루어지는 것을 특징으로 한다.
도 6은 능동 안테나 시스템에 기초하여 UE 특정적 빔을 형성하는 일례에 대한 도면이다.
도 6을 참조하면, 3D 빔포밍으로 인하여 단말이 기지국으로 좌우로 움직일 때뿐만 아니라 앞뒤로 움직이는 경우에도 빔포밍이 가능하다. 따라서 UE 특정적 빔포밍은 더 높은 자유도가 제공되는 것을 볼 수 있다.
또한, 2D 어레이 안테나 구조에 기초한 능동 안테나를 이용하는 전송 환경으로서, 실외 기지국에서 실외 단말로의 전송 환경과 더불어 실외 기지국에서 실내 단말로의 전송 환경 (O2I: outdoor to indoor), 실내 기지국에서 실내 단말로의 전송 환경(실내 핫스팟) 등을 고려할 수 있다.
도 7은 능동 안테나 시스템에 기초한 2차원(2D) 빔 전송 시나리오의 도면이다.
도 7을 참조하면, 하나의 셀 내에 다양한 건물들이 존재하는 실제 셀 환경을 가정하여 기지국은 UE 특정적 수평 방향 빔 조정 캐퍼빌리티뿐만 아니라 건물 높이에 따른 다양한 단말 높이를 고려하여 수직 방향 빔 조정 캐퍼빌리티를 고려하여야 한다. 이와 같은 환경을 고려하여 기존의 무선 채널 환경과 크게 다른 채널 특성들(예를 들면, 높이 차이로 인한 무선 음영(radio shadow)/경로 손실 변화, 페이딩 특성 변화 등)을 반영 할 필요가 있다.
즉, 기존의 선형 1D 어레이 안테나 구조에만 기초하여 수평 방향으로 수행된 수평 빔포밍으로부터 진화한 3D 빔포밍은 평면 어레이 등을 포함하는 다차원 어레이 안테나 구조에 기초한 고도 빔포밍 또는 수직 빔포밍으로 확장되어 결합되는 방식으로 수행되는 MIMO 처리방식을 나타낸다.
적응적 안테나 시스템 및 3D 빔포밍 방식과 더불어 또는 그 대신에 다향한 어레이 유형들을 사용할 수 있다.
도 8 내지 도 10은 본 발명을 위한 다양한 안테나 어레이 유형들을 도시한 도면이다. 구체적으로, 도 8은 수동 안테나 어레이(공통(Common) TRX + 공통 PA + 다수의 N 안테나) 개념을 도시한다. 도 9는 능동 안테나 어레이(공통TRX + 다수의 PA + 다수의 N 안테나) 개념을 도시한다. 도 10은 다수의 능동 안테나 어레이(다수의 TRX + 다수의 PA + 다수의 N 안테나) 개념을 도시한다.
일반적인 안테나 송수신부 구성과 달리 Active array antenna는 각 안테나 송신부에 Power amplifier(PA)와 Phase-shifter가 결합될 수 있다. 따라서 크게 Figs 8-10와 같은 3가지 type을 고려할 수 있다.
Common TRX는 송수신 신호 처리 블록을 의미한다. 즉 하나의 RF 송신 시그널을 다수의 안테나로 분기하는 것을 나타내는 것이 그림 8의 Passive array이다. 여기에서 각 안테나에는 PA 없이 Phase-shifter만 구비된다. 따라서 동일한 RF 시그널에 대해서 각 안테나 element별로 서로 다르게 또는 동일하게 위상 변조가 가능하기 때문에 antenna element별로 개별적 또는 antenna element에 동일한 위상 변조가 가능하다.
Active antenna array는 그림 9에서와 같이 Phase-shifter와 PA가 각 안테나 element와 1:1로 결합된 구조이다. 다만 여기에서는 송수신 신호 처리 블록이 공통이기 때문에, 동일한 RF 신호가 분기하는 그림 8와 유사하다. Passive array에 비해서 PA가 각 안테나 element 수 N만큼 있다는 차이가 있다.
Multiple active antenna array는 안테나 element 수 N과 비례하여 TRX, Phase-shifter, PA가 모두 N개 결합된 구조를 갖는다. 따라서 앞서 설명한 2개 type들보다 복잡한 구조이지만, 아날로그 빔 제어를 위한 유연도가 가장 높다.
한편 상술한 바와 같은 antenna array system들에 이용되는 phase-shifter에 대해 설명하면 다음과 같다.
Phase-shift(=Phase-shifter)는 일반적으로 신호의 위상을 전기적 혹은 기계적인 방법으로 변환시키는 장치를 의미한다. 여기에서 말하는 Phase-shifter는 그림 8-10에서처럼 Phase array antenna의 빔 제어와 위상 변조를 위해서 앞서 언급한 Massive 안테나를 구동하는 핵심 모듈 중 하나로 볼 수 있다. Phase shifter의 위상을 변이하는 방법은 아래와 같다.
Phase shift는 Digital 신호처리를 끝낸 Base-band signal이 digital-to-analog converter (DAC converter) 이후 아날로그 신호 처리를 거쳐 최종 RF 신호 처리단에서 추가되는 블록이다. 즉, 주파수 대역별 신호처리가 불가능한 영역임을 알 수 있다. Phase shifter의 위상 변조 방법은 크게 아래 5 가지로 요약할 수 있다.
1. 기계적으로 선로의 길이를 바꾸는 방법
두 개의 금속 동축선로가 겹쳐진 구조에서, 한쪽의 동축 파이프를 넣었다 뺐다 하면서 신축시킴
장점: 연속적으로 위상을 바꿀 수 있음. 저손실
단점: 기계적이라서 위상을 바꾸는데 시간이 걸림. 크기가 큼 (수동식과 자동모터식의 제품이 있음)
2. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상 천이 방법1: 선로 변환 방식
길이가 다른 복수의 전송선로를 배치하고, 스위치로 경로를 바꿈
장점: 소형화가 가능. 위상변환 시간이 매우 짧음
단점: 연속적인 위상값의 변화가 불가능 (디지털), 기계식에 비해 손실이 큼
예) 선로 변환 방식의 4bit 위상 천이기: 0 ~ 337.5 까지 22.5의 단위로 위상을 변화 시킬 수 있음.
3. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상 천이 방법2: 반사 이용 방식
빛이 어딘가에 부딪치면 반사되어 위상이 바뀌게 되는 원리와 마찬가지로 전기 신호는 임피던스가 변화하는 지점에서 반사가 일어나 위상 변화
전송 선로 중간에 연결한 소자 값에 따라 삽입위상을 조절할 수 있음.
단점: 삽입 손실이 악화됨, 임피던스 특성도 악화됨.
4. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상 천이 방법3: Loaded Line Type, Hybrid Coupled Type
디지털 방식의 위산 천이기로 자주 애용됨.
Loaded Line Type: 위상 천이량이 45
Figure pct00001
이하인 위상 천이기에 이용
Hybrid Coupled Type: 위상 천이량이 45
Figure pct00002
이상인 위상 천이기에 이용
PIN 다이오드를 on/off 시켰을 때의 리액턴스 변화를 이용하여 위상을 가변시킴.
5. Vector Modulator Phase Shifter
직교하는 두 성분의 크기를 원하는 위상에 따라 조정하여 합성기에서 만나게 해줌으로써, 필요한 위상을 가지는 신호를 얻는 방식
예) A = r ∠ 0
Figure pct00003
(= r cos 0
Figure pct00004
+j r sin 0
Figure pct00005
)
Figure pct00006
[3dB Amp] √ 2 r ∠ 0
Figure pct00007
Figure pct00008
[3dB 90
Figure pct00009
Hybrid] r ∠ 0
Figure pct00010
, r ∠ 90
Figure pct00011
Figure pct00012
[Variable Attenuator] r cos θ ∠ 0
Figure pct00013
, r sin θ ∠ 90
Figure pct00014
Figure pct00015
[Combiner] r ∠ θ
Figure pct00016
상술한 바와 같은 antenna system을 이용할 경우 후술하는 바와 같은 phase shifting error가 문제될 수 있다. 본 발명의 일측면에서는 아날로그 빔포밍을 위한 Phase-shifter를 광대역 전송에 전송시 발생할 수 있는 Phase-shift error를 보상할 수 방안에 대해서 기술한다. Phase-shifter 위상 변조는 일반적으로 협대역에 대해서는 문제 없이 동작할 수 있다. 즉, 일반적으로 5MHz, 10MHz 대역의 아날로그 신호에 대해서는 큰 문제 없이 동작할 수 있다.
그러나, 현재 광대역 주파수를 기반으로 시스템 설계를 목적으로 하는 고주파 대역 전송은 기본 대역폭이 수백 MHz, 또는 수 GHz에 이른다. 이에 따라 현재의 Phase-shifter의 설계는 중심 주파수
Figure pct00017
를 중심으로 수MHz, 10MHz 이하에서만 유효하게 된다. 이러한 경우 중심 대역폭에 대해서는 Phase-shifter에 setting 된 위상 값에 따라 아날로그 빔이 위상 천이가 일어나지만, 중심 주파수 대역을 벗어난 대역에 대해서는 그 값이 달라질 수 있다.
도 11은 광대역 전송 시스템에서의 위상 천이 오차를 설명하기 위한 도면이다.
도 11에 도시된 바와 같이 전체 대역에 대해서 기준인 중간 지점을 중심으로 유효 범위에서는 위상이 δ p 만큼 변조되지만, 이후 대역에서는 점차 다른 위상 값을 갖게 된다. 이것은 광대역 전송 시에 나타날 수 있는 현상으로, Base-band signal이 아날로그 신호로 변환된 이후에 Phase-shift를 거치면서 위상 변조가 일어나기 때문이다. 이러한 경우 중심 대역폭에 대해서는 Phase-shifter에 setting 된 위상 값에 따라 아날로그 빔이 위상 천이가 일어나지만, 중심 주파수 대역을 벗어난 대역에 대해서는 그 값이 달라질 수 있다.
도 12 및 도 13은 본 발명의 실시예들을 이용하기 위한 안테나 시스템의 예들을 도시한 도면이다.
기본적으로 아날로그 빔포밍을 위해서 Phase-shifter를 사용할 경우, 디지털 신호 처리를 마치고 아날로그 RF신호로 변환된 송신 신호는 그림 12와 같이 M개 Phase-shifter + antenna element에 연결될 수 있다. 이하에서 설명할 실시형태들에서는 위 도 12 및 도 13을 기본 적용 구조로 간주한다.
본 발명의 일 실시형태에서는 단일 TRX 블록에서 생성된 아날로그 RF 신호는 각 Unit안에서는 동일 위상을 갖도록 설정된 M개 phase-shifter와 M개 antenna element에 연결된다고 가정한다. 이러한 구조를 가정할 경우, Phase-shifter가 위상 변조 설정 값 δ p 를 M개 element에 대해서 동시에 설정해야 한다. 구체적으로 위상 변조 설정 값 δ p 에 따라 유발하는 위상 변조 오차가 non-linear 하기 때문에, 사전 보상 위상 변조 값이 δ p 와 subcarrier index 'k' 를 동시에 고려하여 설정되어야 한다. 예를 들어 Phase-shifter의 위상 변조 설정 값이 p=30°, 45° 일 경우, 전송 대역들에서 발생하는 위상 오차 ( δ k p )는 서로 상이할 수 있음 ( δ k 30 ≠δ k 45 )을 의미한다. 따라서 본 실시형태에서는 phase shift 설정 값 δ p 에 따라 각 subcarrier 별로 보상해야 하는 위상 오차를 서로 다른 값의 δ k p 를 기반으로 디지털 처리단에서 사전 보상하는 것을 제안한다.
따라서 전제되는 기본 송신단 구조는 도 12 와 같이 단일 각도로 설정된 Phase-shifter에 의해 동시에 동일한 위상으로 변조된 RF 신호가 만들어지거나, M개 element로 이루어진 unit별로 디지털 송수신 신호처리 블록을 별도로 두어 다양한 위상으로 변조된 합성 RF 신호가 만들어질 수 있다.
상기 도 12 및 도 13의 실시형태는 다음과 같이 정리할 수 있다.
Approach 1 (도 12) : 단일 TRX + 동일한 설정값을 가진 다수의 위상 천이기.
Approach 2 (도 13): 다수의 TRX + 동일한 설정값을 가진 'M' 개의 위상 천이기 (
Figure pct00018
)
Figure pct00019
유닛 1: 단일 TRX + 동일한
Figure pct00020
을 가잔 'M' 개의 위상 천이기
Figure pct00021
유닛 2: 단일 TRX + 동일한
Figure pct00022
을 가진 'M' 개의 위상 천이기
Figure pct00023
Figure pct00024
유닛 0: 단일 TRX + 동일한
Figure pct00025
을 가진 'M' 개의 위상 천이기
상술한 Approach 2는 Approach 2의 확장 형태로 볼 수도 있다. 여기에서 각 TRX1 ~ TRX0 은 동일한 Transport block 또는 information을 생성하는 블록을 의미할 수 있다. 또한 각 유닛은 동일한 위상 변조를 수행하는 M개의 안테나를 통해서 virtualization 된다. 이러한 경우에는 각 unit안에서 M개 Phase-shifter 는 동일한 위상 위상 변조 값 δ p 로 변조되어 virtualization 되고, 도 14 및 15와 같은 개념적인 송수신 구조를 가지게 된다.
도 14 및 도 15는 OFDM 시스템에서 다수의 위상 천이기들을 이용하는 송신 및 수신 블록들을 도시한 도면이다.
도 14에 도시된 바와 같이 OFDM 송신 블록에 Phase-shifter가 위치하며, OFDM 변조를 거친 송신 심볼이 아날로그 RF 신호로 변환된 이후 Phase-shifter를 거쳐 위상 변조가 일어난다. 이하 수식은 무선 채널 자체가 각 안테나 element와 수신 안테나 사이에 독립적이라고 가정한다.
OFDM 변조를 거친 OFDM 이산 신호는 다음 식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00026
여기서, x l [n] 은 l 번째 OFDM 심볼의 샘플링한 n 번째 샘플(시간영역)을 나타내며, X l [k] 은 l 번째 OFDM 심볼의 k 번째 subcarrier에 실려 전송되는 데이터 심볼(주파수 영역)을 나타낸다. 그리고, l은 OFDM 심블 인덱스를, k 는 Subcarrier 인덱스를, n 은 이산시간영역 샘플 인덱스를, N 은 FFT size, 즉 전체 subcarrier 수를 각각 나타낸다.
이때 Phase-shifter를 거친 아날로그 OFDM 신호를 이산신호 형태로 다시 표현하면 아래 식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00027
여기서, x ' l [n]은 Phase-shifter를 통과한 l 번째 OFDM 심볼의 샘플링한 n 번째 샘플(시간영역)을, y l [n] 은 l 번째 수신 OFDM 심볼의 n 번째 샘플(시간영역)을, Y l [k]은 l 번째 수신 OFDM 심볼의 k 번째 subcarrier에 실려 수신되는 데이터 심볼(주파수 영역)을 나타낸다. 또한, p 는 TRX unit index(Phase-shifter위상변조 시 Phase-shifter가 연결된 TRX index)를, O 는 Total number of antenna ports (=TRX units)를, N 은 FFT size, 즉 전체 subcarrier 수를, δ p 는 TRX 'p' 의 phase shifter의 위상 변조 값을, δ k p 은 TRX 'p' 의 Phase shifter의 k 번째 subcarrier의 위상 변조 오차를 나타낸다.
즉, 식 2에서는 두 가지 variable이 추가되는데, 하나는 Phase-shifter에서 설정한 위상 변조 각 δ p 이고, 마지막은 Phase-shifter에 의한 유발되는 위상 변조 오차 δ k p 이다. 변조 오차 δ k p 는 위상 변조 설정 값 δ p 과 subcarrier에 따라 각각 상이할 수 있기 때문에, δ k p 에 subcarrier index 'k' 가 포함되어 기술된다.
도 15의 마지막 OFDM 복조 전 수신 신호는 식 3과 같은 이산신호로 표현될 수 있는데, Phase-shifter를 거치지 않았을 경우에는 식 4와 같은 형태의 OFDM 복조 심볼로 표현된다.
Figure pct00028
Figure pct00029
여기서, h l [n],z l [n]은 무선 채널 임펄스 함수 및 AWGN 잡음을, H l [k],Z l [k]은 k 번째 subcarrier에서 채널의 주파수 응답과 잡음을 나타낸다.
그러나, Phase-shifter를 거친 경우에는 식 5와 같은 형태로 복조된다.
Figure pct00030
즉 각 subcarrier별로 수신 각의 오차 변조 오차 δ k p 와 위상 변조 설정 값 δ p 이 동시에 존재하게 된다.
이러한 문제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시형태에서는 Phase-shifter의 위상 변조 시 발생하는 위상 오차를 보상하기 위해서 위상변조 설정 값에 따라 각각 Pre-compensation Precoding을 수행하는 것을 제안한다.
도 16 및 도 17은 위상 천이 오차들을 사전 보상하는 바람직한 실시예의 일례를 도시한다.
본 실시형태에서는 도 16 과 같이 Digital processing 단에서 각 안테나별로 분기되어 IFFT 블록을 거치기전에 Pre-compensation 블록을 추가하여, 각 M개 antenna element (Phase-shifter 포함 블록)로 분기하기 전에 위상 변조 오차를 보상하는 것을 제안한다. 이때 각 Precompensation precoding 이후 디지털 신호는 단일 안테나 포트로 mapping 된다. 이후 설정된 위상 변조 값은 도 17 과 같이 연결된 M개 antenna element에 연결된 M개 phase-shifter에 연결된다.
따라서 도 16 의 이러한 안테나 포트 mapping 숫자는 전체 TRX unit 수 '0' 와 일치한다. 이때 분기된 각 신호는 'M' 개 안테나 element를 통해서 virtualization 되고, Phase-shifter를 통한 아날로그 빔포밍을 수행하게 된다. 따라서 여기에서는 antenna port별로 아날로그 빔포밍의 위상 변조 값 δ p 가 설정된다.
예를 들어 도 17 에서는 Antenna port =0에서는 이때 안테나 별 δ p =0 =30°, Antenna port =1에서는 이때 안테나 별 δ p =1 = 45°, Antenna port = '0' 에서는 이때 안테나 별 δ p = 0 = 90°로 각각 위상 변조 설정 값이 적용되었음을 가정한다. 이 설정 값은 M antenna element에 연결된 phase-shifter들에 공통적으로 설정되는 값을 의미한다. 따라서 Pre-compensation precoding에서는 antenna port별로 설정된 위상 변조 값 δ p 에 대한 위상 변조 δ k p 를 공통적으로 보상해주면 된다.
본 실시형태에서 각 subcarrier에서 Phase-shifter 위상 보상을 적용한 신호는 수식 6과 같이 표현할 수 있다.
Figure pct00031
여기서, y 는 kth subcarrier에서 수신 신호 벡터 ( N r ×1 ), H 는 kth subcarrier에서 N r ×N t 채널 Matrix, F PS 는 kth subcarrier에서 N t ×N t Phase-shifter 오차 보상 Matrix (Diagonal matrix), F 는 kth subcarrier에서 Beamforming을 위한 일반적인 N t ×v Precoding Matrix, x 는 kth subcarrier에서 송신 신호 벡터( v×1 ), z 는 kth subcarrier의 AWGN 잡음 벡터( N r ×1 ), p 는 antenna port index(=TRX unit index) 즉 TRX unit 수와 같다. ( p = 0,1,2,3,...O-1)
이때 각 vector 및 matrix를 수식 7과 같이 다시 표현할 수 있다.
Figure pct00032
즉, 각 송신 antenna port별로 설정된 위상 변조 설정 값 δ p 에 의해 발생하는 위상 오차를 보정하기 때문에 Phase-shifter의 위상 오차 보상 matrix는 diagonal matrix를 가지며, 그 값은 subcarrier별로 상이할 수 있다. 상기 식 7에서 각 row는 도 17의 각 unit 내 antenna가 아니라 unit에 대응함을 주의할 필요가 있다.
이러한 방식을 통해서 각 안테나로 분기한 아날로그 신호는 Phase-shifter를 지나 각각 시스템에서 설정한 δ p 의 위상 변조 값을 가지고 아날로그 Beamforming을 수행하게 된다. 이러한 방법을 통해서 Phase-shifter를 지나기 전에 이미 위상 변조된 신호가
Figure pct00033
형태를 가져 결국 Phase-shifter가 설정한 위상 변조 값 δ p 만 남게 된다.
따라서 수식 7에서 언급한 최대 송신 안테나 수 N t 는 Massive array antenna 의 총 안테나 수가 아닌 최대 논리 antenna port수가 된다. 따라서 N t = O 의 관계가 성립할 수 있다.
도 18은 서브캐리어 세트 별로 상이한 위상 천이를 적용한 본 발명의 바람직한 실시예의 일례를 도시한다.
구체적으로, 본 실시형태에서는 Pre-compensation 블록의 위상 오차가 유사한 subcarrier set 단위로 적용하는 것을 제안한다. Phase-shifter에서 의도한 위상 변조 값인 δ p 만 각 subcarrier별로 변경이 되어야 하지만, Phase-shifter를 통과하면 위상 변조 값 δ p 에 따라 주파수 대역별로 또는 kth subcarrier별로 상이한 constant 위상 오차 δ k p 가 발생한다.
앞서 언급한 바와 같이 전송 대역폭이 수 MHz 이하로 작을 경우에는 전체 주파수 대역 또는 subcarrier들에서 같다고 가정할 수 있는 하나의 위상 오차가 되어 수학식 8의 관계가 성립한다.
Figure pct00034
그러나, 대역폭이 수백 MHz, 수 GHz라면 이 값을 하나의 값으로 근사화할 수 없기 때문에 일정 대역별로 또는 일정 개수 'S' 개 subcarrier 들로 이루어진 set안에서만 같다고 가정할 수 있다. 따라서 본 실시형태에서는 아래 수식 9의 관계가 성립함을 한다고 가정할 수 있다.
Figure pct00035
본 발명에서 언급한 제안에 따르면 도 18 과 같이 antenna port=0에서 기술한 Pre-compensation precoding 적용이 가능해진다. 즉, 일정 subcarrier set별로 동일한 위성 보정 값 -δ k p 가 적용되는 것을 의미한다.
본 발명의 일 실시형태에서는 기지국이 Phase-shifter의 위상 설정 값에 따른 변조 오차를 송신 신호의 비교를 통해서 추정하고, 위상 변조 설정 값에 따라 보상해야 할 subcarrier 별 위상 변조 오차를 도출하는 것을 제안한다.
Phase shifter의 위상 보상을 위해서는 Phase-shifter가 유발하는 위상 오차를 추정해야 한다. 여기에서는 Massive array 안테나를 이용해서 아날로그 빔포밍을 수행하는 주체가 직접적인 채널 추정을 수행하는 것을 말한다. 즉 기지국이 Massive 안테나를 이용한 아날로그 빔포밍을 수행할 때에는 Phase-shifter를 단자를 지난 신호의 대역별 위상 차를 직접 비교한다.
한편, 본 발명의 일 실시형태에서는 Phase-shifter의 위상 설정 값에 따른 위상 변조 오차를 수신한 단말이 추정하여 기지국에 피드백하는 것을 제안한다. 해당 방식은 모든 단말을 대상으로 설정할 수 있는 일반적인 파일럿 기반의 채널 추정 방식을 이용하는 것을 가정한다. 즉 기존의 파일럿 채널 추정 방식을 reuse할 수도 있다. 다만 모든 단말에 대해서 전체 주파수 대역에 대해서 부분 대역별 위상 오차를 각각 피드백하도록 하는 점을 추가할 수 있다. 이것은 본 실시형태에 따르면 Phase-shift가 유발하는 위상 변조 오차가 subcarrier 또는 subcarrier set별로 다르기 때문이다.
우선 단말은 Phase-shift가 동작하지 않는 Pure한 채널 추정을 수행하는 것을 가정한다. 이때 기본적으로 수식 10과 같은Least-square 방식으로 subcarrier별 무선 채널을 추정할 수 있다. 여기에서 X l [k] 파일럿에 전송된 신호를 의미한다.
Figure pct00036
이후 설정된 위상 변조 설정 값이 반영된 채널 추정을 수행한다. 이것은 수식 11과 같이 표현할 수 있다.
Figure pct00037
이때 수식 11을 수식 10으로 나누어주면 아래 수식 12와 같은 subcarrier 'k' 별 주어진 위상 변조 설정 값 δ p 와 그때 발생하는 위상 변조 오차 δ k p 가 동시에 반영된 값을 구할 수 있다.
Figure pct00038
이때 전송 대역의 중심에 해당하는 subcarrier (k=N/2)에서는 위상 변조 오차가 발생하지 않는다고 가정( δ k p = 0 )할 수 있다. 이러한 경우 수식 13과 같은 가정을 통해 순수한 위상 변조 오차에 대한 추정을 수행한다.
Figure pct00039
단말은 이러한 결과를 기지국에 피드백할 경우 soft value 자체를 그대로 전송할 수도 있고, 양자화 방법을 사용해서 피드백할 수 있다. 예를 들어 [0, 2π] 구간을 N bit로 양자화하게 2 N 개의 resolution을 갖게 된다.
기지국은 각 단말로부터 피드백 받은 위상 오차 값을 그대로 사용하거나, 또는 모든 단말들의 값을 평균을 취해 사용할 수 있다.
따라서 본 실시형태에 따른 전체 채널 추정 순서는 아래와 같이 설정할 수 있다.
Step 1: 위상 변조 설정 없는 순수한 무선 채널을 추정한다. ( δ p = 0°)
Step 2: 위상 변조 설정 값 δ p =0 을 반영한 파일럿 기반의 채널 추정을 수행한다. (δ p +δ k p 동시 추정)
Step 3: 전송 대역의 중심 subcarrier(N/2) 추정 값으로 전체 subcarrier들에 대한 위상 추정 값에서 빼줌 (수식 13 참조) → subcarrier 별 위상 변조 오차 δ k p 도출
Step 4: 각 subcarrier별/Subcarrier set별 위상 변조 오차를 기지국에 피드백
한편, 본 발명의 다른 일 실시형태에서는 전 대역에 동시에 파일럿을 설정하여 추정하는 것을 제안한다.
도 19 및 도 20은 다양한 파일럿 타입들을 이용하여 위상 천이 오차들을 추정하는 실시예들을 도시한다.
구체적으로, 도 19는 전 대역폭을 통해 전송되는 파일럿 패턴을 이용하여 위상 천이 오차를 추정하는 일례이고, 도 20은 주파수 대역의 서브밴드를 통해 전송되는 파일럿 패턴을 이용하여 위상 천이 오차를 추정하는 일례이다.
앞서 언급한 바와 같이Phase-shifter는 아날로그 RF 신호의 전체 위상을 동시에 변경시킨다. 따라서, 전체 대역에 대한 위상 오차를 디지털 처리단에서 한꺼번에 보상할 수 있다. 따라서 각 단말들은 자신이 할당 받은 대역이 아닌 전체 시스템 대역에 대한 채널 추정을 기반으로 Phase-shifter가 유발하는 위상 오차를 도출할 수 있다.
이때 기지국은 전체 전송 대역에 대해서 파일럿을 할당하여 추정할 수 있다. 예를 들어 전체 대역에 도 19 과 같이 전체 대역에 대한 파일럿 패턴을 정의하고, 단말은 검출된 파일럿 간에는 interpolation을 수행하여 전체 채널에 대한 위상 변조 오차를 추정할 수 있다.
반면, 도 20과 같이 부분 대역별로 파일럿을 설정하여 추정하되 이를 주기적으로 반복 전송하는 방식을 이용할 수 있다.
앞서 언급한 예와 달리 각 단말들은 자신이 할당 받은 부분 대역에 대한 채널 추정을 기반으로 Phase-shifter가 유발하는 위상 오차를 도출한다. 이때 기지국은 전체 대역에 대한 채널 추정이 가능하도록 여러 심볼에 걸쳐 전체 대역에 대한 채널 추정이 가능하도록 파일럿 할당 패턴을 정의한다. 예를 들어 도 20과 같이 부분 대역별로 상이한 패턴을 정의하고, 3개 OFDM 심볼에 걸쳐 전체 대역에 대한 채널 및 위상 변조 오차를 추정한다. 이때에도 파일럿 간에는 interpolation을 수행하여 전체 채널에 대한 위상 변조 오차를 추정할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시형태들에서는 다수의 안테나로 구성된 2차원 안테나 어레이를 구비한 송신기에서 Analog beamforming시 Phase-shifter의 특성을 고려한 보상 방법을 제시하였다. Phase-sifter별로 설정한 각에 따라 위상 변조 오차가 상이할 수 있기 때문에, 본 발명의 실시형태들에서는 phase-shifter의 위상 변조값에 따라 상이하게 오차 보상을 수행하는 것을 제안하였다.
이하에서는 상술한 방법을 구현하기 위한 장치 구성에 대해 설명한다.
도 21은 본 발명에 일시예에 따른 통신 장치의 구성도이다.
도 21에 도시된 장치는 상술한 메카니즘을 수행하도록 구성된 사용자단말 및/또는 기지국일 수 있으나, 동일한 동작을 수행하기 위한 임의의 장치이면 가능하다.
도 21에 도시된 바와 같이, 장치는 DSP/마이크로프로세서(110) 및 RF 모듈(송수신기; 135)를 포함할 수 있다. DSP/마이크로프로세서(110)은 송수신기(135)와 연결되어 이를 제어한다. 이러한 구성 및 설계 자의 의도에 따라 상기 장치는 전력 관리 모듈(105), 배터리( 155), 디스플레이(115), 키패드(120), SIM 카드(125), 메모리 장치(130), 스피커(145), 입력 장치(155)를 더 포함할 수 있다.
해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 사상 또는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 첨부된 청구항과 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 수정 및 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
상술한 방법은 3GPP LTE 시스템에 적용된 예를 중심으로 설명하였으나, 본 발명은 3GPP LTE 시스템 외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용 가능하다.

Claims (15)

  1. 이동 통신 시스템에서 전송 장치가 다수의 안테나를 이용하여 신호를 전송하는 방법에 있어서,
    디지털신호를 프리코딩하는 단계;
    상기 프리코딩의 위상 천이에 의해 발생하는 오차에 대한 정보를 획득하는 단계;
    상기 획득된 정보에 기초하여 상기 디지털 신호에 대한 위상 보상을 수행하는 단계로서, 상기 위상 보상은 상기 프리코딩의 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상하는 단계;
    상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 아날로그 신호를 수신기에 전송하는 단계를 포함하는 신호 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 장치는 '0' 개의 안테나 유닛을 포함하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들은 각각 'N' 개의 안테나를 포함하며, 상기 '0' 와 'N' 은 1 보다 큰 자연수인, 신호 전송 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 프리코딩의 위상 천이량은 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여 상이한, 신호 전송 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 프리코딩의 위상 천이량은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나에 대하여 동일한, 신호 전송 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 위상 보상은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나들에 대하여 동일한 위상량을 보상하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여는 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 적용된 상기 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상하는, 신호 전송 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 천이에 의해 발생하는 상기 오차에 대한 정보는 서브캐리어 세트 당 오차량을 포함하는, 신호 전송 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 보상은 각 서브캐리어 세트에 대하여 상이한 위상량을 보상하는, 신호 전송 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 정보는 상기 수신기로부터의 피드백 정보에 기초하여 획득된, 신호 전송 방법.
  9. 무선 통신 시스템에서 동작하는 장치에 있어서,
    각각 다수의 안테나를 포함하는 다수의 안테나 유닛들;
    상기 다수의 안테나 유닛들 중 하나 이상의 다수의 안테나들을 이용하여 다른 장치로부터 신호를 송수신하는 송수신기; 및
    상기 송수신기와 연결되어, 전송되는 디지털 신호를 프리코딩하는 프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는 상기 프리코딩의 위상 천이에 의해 발생하는 오차에 대한 정보를 획득하고, 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 디지털 신호에 대한 위상 보상을 수행하고, 상기 위상 보상된 디지털신호를 아날로그신호로 변환하고, 상기 송수신기를 제어하여 상기 아날로그 신호를 상기 다른 장치에 전송하도록 하며,
    상기 위상 보상은 상기 프리코딩의 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상하는, 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 다수의 안테나 유닛들의 개수는 0' 이고, 하나의 안테나 유닛의 다수의 안테나들의 개수는 'N' 이며, 상기 '0' 와 'N' 은 1 보다 큰 자연수인, 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 프리코딩의 위상 천이량은 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여 상이한, 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 프리코딩의 위상 천이량은 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나에 대하여 동일한, 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 프로세서는 하나의 안테나 유닛의 'N' 개의 안테나들에 대하여 동일한 위상량을 보상하고, 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 대하여는 상기 '0' 개의 안테나 유닛들 각각에 적용된 상기 위상 천이량에 기초하여 상이한 위상량을 보상하는, 장치.
  14. 제 9 항에 있어서,
    상기 위상 천이에 의해 발생하는 상기 오차에 대한 정보는 서브캐리어 세트 당 오차량을 포함하는, 장치.
  15. 제 9 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 위상 보상으로서 각 서브캐리어 세트에 대하여 상이한 위상량을 보상하는, 장치.
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