KR101792517B1 - 위상천이오류의 사전보상 - Google Patents

Abstract

본 명세서에서는 위상천이 오류의 사전 보상을 위한 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 일례로서, 장치는 프리코딩의 위상 천이에 의해 야기되는 오류에 대한 정보를 획득하면서, 디지털 신호를 프리코딩한다. 그 후, 장치는 획득된 오류 정보에 기반하여 상기 디지털 신호에 위상 보상을 수행한다, 이 위상 보상된 디지털 신호는 아날로그 신호를 전환되며, 수신기에 전송된다.

Description

위상천이오류의 사전보상{PRE-COMPENSATION OF THE PHASE SHIFTING ERROR}

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로 위상천이 오류의 사전 보상을 위한 방법 및 이를 위한 장치에 대한 것이다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1 은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 네트워크 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. E-UMTS 는 기존 UMTS 에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS 는 LTE 시스템이라고 한다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7 과 Release 8 을 참조할 수 있다.

도 1 을 참조하면, E-UMTS 는 사용자기기(user equipment, UE)와 eNode B(eNB), 그리고 네트워크(evolved UMTS terrestrial radio access network, E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(access gateway, AG)를 포함한다. eNB 는 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.

한 eNB 에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 대역폭 내의 여러 UE 에게 하향링크(downlink, DL) 또는 상향링크(uplink, UL) 전송 서비스를 제공한다.

서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. eNB 는 다수의 UE 에 대한 데이터 전송 및/또는 수신을 제어한다. 하향링크 데이터에 대해 eNB 는 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 UE 에게 데이터가 전송될 시간/주파수 자원(resource), 코딩, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크 데이터에 대해 eNB 는 상향링크 스케줄링 정보를 해당 UE 에게 전송하여 해당 UE 가 사용할 수 있는 시간/주파수 자원, 코딩, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. eNB 간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심 네트워크(core network, CN)은 AG 와 UE 의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 트랙킹 영역(tracking area, TA) 단위로 UE 의 이동성을 관리한다. 하나의 TA 는여러 셀로 구성된다.

무선통신기술은 WCDMA(wideband code division multiple access)를 기반으로 LTE 까지 발전하였지만, 사용자 및 서비스 제공자의 요구와 기대가 증가하는 추세이다. 또한 개발중인 다른 무선접속 기술들을 고려하여 향후 높은 경쟁력을 확보하기 위해 새로운 기술 진화가 요구된다. 간섭 감소, 비트 당비용 절감, 서비스 이용성 증대, 주파수 대역의 유연한 사용, 단순화된 구조, 개방된 인터페이스, 단말들의 적절한 전력 소비 등이 요구된다.

따라서 본 발명의 목적은 종래기술의 한계와 단점으로 인한 하나 이상의 문제를 해결할 수 있는 위상천이 오류의 사전 보상 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.

본 발명에 따른 이점, 목적 및 특징들은 부분적으로 이하의 설명에서 개시되고, 부분적으로 아래의 설명을 살펴보면 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백해 질 것이고, 발명의 실시를 통해 알 수도 있다. 본 발명이 이루고자 하는 과제 및 다른 이점들은 아래에 기재, 청구범위 및 첨부된 도면에서 특정한 구조에 의해 구현 및 달성 될 수 있다.

본 발명의 목적에 따라 이러한 과제들과 다른 이점들을 달성하기 위한 방법과 장치들을 여기에서 구현하고 포괄적으로 설명한다.

이를 위한 일 측면에서는, 복수의 안테나를 이용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법에 있어서, 디지털 신호를 프리코딩하고, 상기 프리코딩의 위상 천이에 의해 야기되는 오류에 대한 정보를 획득하며, 상기 획득된 오류 정보에 기반하여 상기 디지털 신호에 위상 보상을 수행하고, 상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호를 전환하며, 그리고 상기 아날로그 신호를 수신기에 전송하는 것을 포함하는, 신호 전송 방법을 제안한다.

상기 위상 천이에 의해 야기되는 오류에 대한 정보는 부반송파 세트 당 오류의 양을 포함할 수 있다.

상기 위상 보상은 각 부반송파 세트에서 위상 차이를 보상할 수 있다.

상기 정보는 상기 수신기로부터의 피드백 정보에 기반하여 획득될 수 있다.

상기 위상 보상된 디지털 신호를 전환하는 것은 상기 위상 보상된 디지털 신호에 IFFT를 수행하는 것을 포함할 수 있다.

한편, 본 발명의 다른 일 측면에서는 무선 통신 시스템에서 동작하는 장치에 있어서, 다른 장치로 신호를 전송하거나 상기 다른 장치로부터 신호를 수신하도록 구성되는 송수신기; 및 상기 송수신기와 연결되고 송신될 디지털 신호에 프리코딩을 수행하도록 구성되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 프리코딩의 위상천이에 의해 야기되는 오류에 대한 정보를 획득하고, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 디지털 신호에 위상 보상을 수행하며, 상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호로 전환하고, 상기 송수신기가 상기 아날로그 신호를 상기 다른 장치로 전송하도록 제어하는, 무선 통신 장치를 제안한다.

상기 위상 천이로 인해 야기되는 오류에 대한 정보는 부반송파 세트 당 오류의 양을 포함할 수 있다.

상기 프로세서는 상기 위상 보상 동작으로서 각 부반송파 세트에서의 위상 차이를 보상할 수 있다.

상기 프로세서는 상기 정보를 상기 다른 장치로부터 수신한 피드백 신호에 기반하여 획득할 수 있다.

상기 프로세서는 상기 위상 보상된 디지털 신호에 IFFT 를 수행하여 상기 위상 보상된 디지털 신호를 상기 아날로그 신호로 전환할 수 있다.

본 발명에 따르면 무선 통신 시스템에서 네트워크와 단말이 효율적으로 신호를 전송하고 수신할 수 있다.

전술한 본 발명에 개괄적인 설명 및 이하의 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구범위에 기재된 본 발명에 대한 구체적인 설명을 제공하기 위한 것임을 이해해야 한다.

본 발명에 대한 이해를 돕기 위해 제공되고 본 출원에 포함되어 그 일부를 구성하는 첨부도면들은 본 발명의 실시예들을 도시하며, 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하는 역할을 한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 네트워크 구조를 도시한 도면이다.
도 2는 E-UTRAN(evolved universal terrestrial radio access network) 네트워크 구조의 개념도이다.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 4 는 안테나 기울임 시스템을 설명하는 도면이다.
도 5 는 기존 안테나 시스템과 능동 안테나 시스템(Active Antenna System; AAS)을 비교하는 도면이다.
도 6은 능동 안테나 시스템에 기반하여, 단말 특정 빔을 형성한 예를 도시한다.
도 7는 능동 안테나 시스템 기반의 2 차원 빔 전송 시나리오를 도시한다.
도 8 내지 도 10은 본 발명에 적용될 수 있는 다양한 안테나 배열 타입을 도시한다.
도 11 은 광대역 전송 시스템에서 위상천이 오류를 설명하기 위한 도면이다.
도 12 및 13은 0FDM 송수신 블록에서 위상천이기의 위치를 나타낸다.
도 14 는 위상천이 오류의 사전 보상에 대한 본 발명의 바람직한 실시형태의 일례이다.
도 15 는 본 발명에 따른 바람직한 실시형태를 적용하는 예를 도시한 도면이다.
도 16 은 전체 시스템 대역에서 파일럿 패턴을 이용하는 예를 도시한다.
도 17 은 특정 서브밴드에서 규정된 파일럿 패턴을 이용하여 위상천이 오류를 추정하는 예를 도시한다.
도 18 은 본 발명에 일시형태에 따른 통신 장치의 구성도이다.

본 발명의 구성, 동작 및 기타 다른 특징들은 첨부된 도면과 함께 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 이해될 것이다. 이하의 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들을 3GPP(3rd generation partnership project) 시스템에 적용한 예들이다.

본 명세서에서는 LTE 시스템과 LTE 어드밴스드(LTE-A) 시스템을 이용하여 본 발명의 실시예들을 설명하지만, 이들은 단지 예시일 뿐이다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 상기 정의에 따른 다른 임의의 통신 시스템에도 적용가능하다.

도 2 는 E-UTRAN(evolved universal terrestrial radio access network) 네트워크 구조의 개념도이다. E-UTRAN 시스템은 기존 UTRAN 의 진화된 형태이다. E-UTRAN 는 X2 인터넷을 통해 서로 연결된 셀(eNB)들을 포함한다. 셀은 무선 인터페이스를 통해 단말에 연결되고, S1 인터페이스를 통해 EPC(evolved packet core)에 연결된다.

EPC 는 MME(Mobility Management Entity), S-GW(serving-gateway), PDN-GW(packet data network-gateway)를 포함한다. MME 는 주로 UE 들의 이동성 관리에 이용되는 UE 들의 연결 및 캐퍼빌리티에 대한 정보를 가진다. S-GW 는 엔드 포인트로 E-UTRAN 를 가지는 게이트웨이이고, PDN-GW 는 엔드포인트로 패킷 데이터 네트워크(packet data network, PDN)를 가지는 게이트웨이이다.

도 3 은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

UE 는 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 eNB 과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(initial cell search) 작업을 수행한다(S401). 이를 위해, UE 는 eNB 로부터 1 차 동기 신호(primary synchronization signal, PSS) 및 2 차 동기 신호(secondary synchronization channel, SSS)을 수신하여 eNB 과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, UE 는 eNB 로부터 PBCH 를 수신하여 셀 내 브로드캐스트 정보를 획득할 수 있다. 한편, UE 는 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(downlink reference signal, DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 UE 는 PDCCH(physical downlink control channel) 및 상기 PDCCH 에 실린 정보에 따라 PDSCH(physical downlink control charnel)를 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S402).

한편, eNB 에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 UE 는 eNB 에 대해 임의 접속 과정(RACH)을 수행할 수 있다(S403~S406).

이를 위해, UE 는 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로서 전송하고(S403), PDCCH 및 대응하는 PDSCH 를 통해 상기 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S404). 경쟁 기반 RACH 의 경우, 추가적으로 충돌 해결 과정(contention resolution procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 과정을 수행한 UE 는 이후 일반적인 UL/DL 신호 전송 과정으로서 eNB 로부터 PDCCH/PDSCH 수신(S407) 및 PUSCH/PUCCH 전송(S408)을 수행할 수 있다. 특히 UE 는 PDCCH 를 통하여 하향링크 제어 정보(downlink control information, DCI)를 수신한다. 여기서 DCI 는 UE 에 대한 자원 할당 정보 등의 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.

한편, UE 가 상향링크를 통해 eNB 에 전송하는 또는 UE 가 eNB 로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호와, 채널 품질 지시자(channel quality indicator, CQI), 프리코딩 행렬 인덱스(precoding matrix index, PMI), 랭크 지시자(rank indicator, RI) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, UE 는 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH 를 통해 전송할 수 있다.

상술한 바와 같은 시스템에 적용 가능한 본 발명의 일 실시형태에서는 다수의 안테나로 구성된 2차원 안테나 어레이를 구비한 송신기에서 아날로그 빔포밍(Analog beamforming)시 위상천이기(Phase-shifter)의 특성을 고려한 보상 방법을 제시한다. 위상 천이기는 DAC (Digital-to-analog converter)을 거친 아날로그 RF 신호의 위상을 변조시키는데, 상대적으로 좁은 주파수 대역에서는 원하고자 하는 방향으로 위상 변조가 유효하다고 할 수 있다. 그러나, 수백 MHz 이상의 연속적인 광대역 전송에서는 중심에서 멀어져 양 끝 주파수 대역으로 갈수록 그 위상 변조 값이 중심과 상이할 수 있다. 이미 RF 아날로그 신호로 변환된 신호를 대역별로 분리하여 위상천이기를 통과시키는 것은 불가능하기 때문에, 본 실시형태에서는 송신단 DAC 를 통과하기 전 디지털 신호처리 단에서 미리 위상 천이기의 대역별 위상 변조 차이를 미리 보상하는 과정을 제안한다.

구체적인 실시형태에서는 광대역 아날로그 빔포밍을 수행하는 송신단에서, 위상 천이기에 의한 위상 변조를 수행할 때 대역별로 발생할 수 있는 위상 차이 값을 추정하여, 디지털 신호 처리 과정에서 사전 보상하는 방안을 제시한다. 또한, 본 발명의 다른 측면에서는 위상 천이기의 위상 차이를 추정하는 방법과 사전 위상보상이 가능한 안테나 구조를 같이 제안하고자 한다.

이러한 목적을 위해, 먼저 능동 안테나 시스템 및 3D 빔포밍 방식을 설명한다.

도 4는 안테나 기울임 시스템을 설명하는 도면이다.

구체적으로, 도 4 의 (a)는 안테나 기울임이 적용되지 않은 안테나 시스템을 나타내며, 도 4 의 (b)는 기계적인 기울임이 적용된 안테나 구조를 도시하고, 도 4 의 (c)는 기계적인 기울임 및 전기적인 기울임이 모두 적용된 안테나 구조를 도시한다.

도 4 의 (a)와 도 4 의 (b)를 비교하면, 기계적 틸팅의 경우 도 12 의 (b)와 같이 초기 설치 시 빔 방향이 고정되어 버리는 단점이 있다. 나아가, 전기적 틸팅의 경우 도 4 의 (c)와 같이 내부 위상 천이(phase shift) 모듈을 이용하여 틸팅 각(tilting angle)을 변경할 수 있지만, 사실상 셀 고정적 틸팅으로 인하여 매우 제약적인 수직 빔포밍(vertical beamforming)만 가능한 단점이 있다.

도 5 는 기존 안테나 시스템과 능동 안테나 시스템(Active Antenna System; AAS)을 비교하는 도면이다.

특히, 도 5 의 (a)는 기존 안테나 시스템을 도시하고, 도 5 의 (b)는 능동 안테나 시스템을 도시한다.

도 5 을 참조하면, 능동 안테나 시스템은 기존 안테나 시스템과 달리 복수의 안테나 모듈 각각이 전력 증폭기를 비롯한 RF 모듈, 즉 능동(active)소자를 포함하고 있어, 안테나 모듈 각각에 대한 전력 및 위상 조절이 가능한 특징이 있는 시스템이다.

일반적으로 고려하던 MIMO 안테나 구조는 ULA(uniform linear array)와 같이 선형적인, 즉 1 차원 배열의 안테나를 고려하였다. 이러한 1 차원 배열 구조에서는 빔포밍으로 생성 가능한 빔이 2 차원 평면 내에 존재하게 된다. 이는 기존 기지국의 수동 안테나 시스템(Passive Antenna System; PAS) 기반 MIMO 구조에도 적용된다. PAS 기반 기지국에도 수직 안테나들 및 수평 안테나들이 존재하지만, 수직 안테나들은 하나의 RF 모듈에 묶여있어 수직방향으로 빔포밍이 불가능하며, 상술한 기계적 틸팅 만이 적용 가능하다.

그러나, 기지국의 안테나 구조가 AAS 로 진화하면서 수직 방향의 안테나들에도 독립적인 RF 모듈이 구현되었으며, 이에 따라 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로도 빔포밍이 가능하게 되었다. 이를 엘리베이션 빔포밍(elevation beamforming)이라고 지칭한다.

엘리베이션 빔포밍에 따르면, 생성 가능한 빔들은 수직 및 수평방향으로 3 차원 공간에 표현될 수 있으므로, 이를 3 차원 빔포밍이라 지칭할 수도 있다. 즉, 3 차원 빔포밍은 1 차원 배열의 안테나 구조에서 평면형태의 2 차원 배열의 안테나 구조로 진화하며 가능해 진 것이다. 여기서, 3 차원 빔포밍은 안테나 어레이가 꼭 평면(planar) 형상인 경우에만 가능한 것은 아니고, 링(ring) 형태의 3 차원 형태의 어레이 구조에서도 3 차원 빔포밍이 가능하다. 3 차원 빔포밍의 특징은 기존 1 차원 배열의 안테나 구조가 아닌 다양한 형태의 안테나 배치로 인해 MIMO 프로세스가 3 차원 공간 상에서 이루어 진다는 것이다.

도 6 은 능동 안테나 시스템에 기반하여, 단말 특정 빔을 형성한 예를 도시한다. 도 6 을 참조하면, 3 차원 빔포밍으로 인하여 단말이 기지국 좌우로 움직일 경우뿐만 아니라 전후로 움직이는 경우까지 빔포밍이 가능하므로, 단말 특정 빔 형성에 보다 높은 자유도가 제공됨을 알 수 있다.

나아가, 능동 안테나 기반의 2차원 배열의 안테나 구조를 이용한 전송 환경으로는 실외 기지국에서 실외 단말에게 전송하는 환경뿐만 아니라, 실외 기지국이 실내 단말에 대하여 전송하는 환경 (O2I, Outdoor to Indoor) 및 실내 기지국이 실내 단말에 전송하는 환경 (Indoor hotspot) 등을 고려할 수 있다.

도 7는 능동 안테나 시스템 기반의 2 차원 빔 전송 시나리오를 도시한다.

도 7을 참조하면, 셀 내 다양한 다수의 건물들이 존재하는 실제 셀 환경을 가정하게 될 경우, 기지국은 단말 특정 수평 빔 조향 뿐만 아니라 건물 높이에 따른 다양한 단말 높이를 고려한 수직 빔 조향 능력까지 고려해야 할 필요가 있다. 이와 같은 셀 환경을 고려할 경우, 기존 무선 채널 환경과는 많이 다른 채널 특성, 예를 들어 높이 차이에 따른 음영/경로 손실 변화, 페이딩 특성 변화 등을 반영할 필요가 있다.

다시 말해, 3 차원 빔포밍은, 기존에 선형적인 1차원 배열의 안테나 구조에 기반하여 수평 방향으로만 이루어지던 수평 빔포밍이 진화된 것으로, 평면 배열(planar array) 등의 다차원 배열의 안테나 구조를 기반으로 엘리베이션 빔포밍 혹은 수직 빔포밍까지 확장 및 결합된 형태로 이루어 지는 MIM0 프로세싱 기법을 지칭한다.

상술한 바와 같은 능동형 안테나 시스템 및 3D 빔 포밍 방식에 부가하여 또는 이들 대신에 다양한 안테나 배열 타입이 이용될 수 있다.

도 8 내지 도 10은 본 발명에 적용될 수 있는 다양한 안테나 배열 타입을 도시한다. 구체적으로, 도 8은 수동 안테나 어레이(Common TRX + Common PA + Multiple N antenna)의 개념을 도시하며, 도 9는 능동 안테나 어레이(Common TRX + Multiple PA + Multiple N antenna)의 개념을 도시하고, 도 10은 다중 안테나 어레이(Multiple TRX + Multiple PA + Multiple N antenna)의 개념을 도시한다.

일반적인 안테나 송수신부 구성과 달리 능동 array 안테나는 각 안테나 송신부에 전력 증폭기(Power amplifier: PA)와 위상 천이기가 결합될 수 있다. 따라서 크게 도 8-10와 같은 3가지 타입을 고려할 수 있다.

공통 TRX는 송수신 신호 처리 블록을 의미한다. 즉 하나의 RF 송신 시그널을 다수의 안테나로 분기하는 것을 나타내는 것이 도 8의 수동 어레이다. 여기에서 각 안테나에는 PA 없이 위상 천이기만 구비된다. 따라서 동일한 RF 시그널에 대해서 각 안테나 요소별로 서로 다르게 또는 동일하게 위상 변조가 가능하기 때문에 에서는 개별적 또는 동일한 위상 변조가 가능하다.

능동 안테나 array는 도 9에서와 같이 위상 천이기와 PA가 각 안테나 요소와 1:1로 결합된 구조이다. 다만 여기에서는 송수신 신호 처리 블록이 공통이기 때문에, 동일한 RF 신호가 분기하는 그림 8와 유사하다. 수동 어레이에 비해서 PA가 각 안테나 요소 수 N만큼 있다는 차이가 있다.

다중 능동 안테나 어레이는 안테나 요소 수 N과 비례하여 TRX, 위상 천이기, PA가 모두 N개 결합된 구조를 갖는다. 따라서 앞서 설명한 2개 타입들보다 복잡한 구조이지만, 아날로그 빔 제어를 위한 유연도가 가장 높다.

한편 상술한 바와 같은 안테나 어레이 시스템들에 이용되는 위상천이기에 대해 설명하면 다음과 같다.

Phase-shift(=위상 천이기)는 일반적으로 신호의 위상을 전기적 혹은 기계적인 방법으로 변환시키는 장치를 의미한다. 여기에서 말하는 위상 천이기는 그림 8-10에서처럼 위상 어레이 안테나의 빔 제어와 위상 변조를 위해서 앞서 언급한 Massive 안테나를 구동하는 핵심 모듈 중 하나로 볼 수 있다. 위상천이기의 위상을 변이하는 방법은 아래와 같다.

위상천이는 디지털 신호처리를 끝낸 Base-band signal이 digital-to-analog converter (DAC converter) 이후 아날로그 신호 처리를 거쳐 최종 RF 신호 처리단에서 추가되는 블록이다. 즉, 주파수 대역별 신호처리가 불가능한 영역임을 알 수 있다. 위상천이기의 위상 변조 방법은 크게 아래 5 가지로 요약할 수 있다.

1. 기계적으로 선로의 길이를 바꾸는 방법

두 개의 금속 동축선로가 겹쳐진 구조에서, 한쪽의 동축 파이프를 넣었다 뺐다 하면서 신축시킴

장점: 연속적으로 위상을 바꿀 수 있음. 저손실

단점: 기계적이라서 위상을 바꾸는데 시간이 걸림. 크기가 큼 (수동식과 자동모터식의 제품이 있음)

2. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법1: 선로 변환 방식

길이가 다른 복수의 전송선로를 배치하고, 스위치로 경로를 바꿈

장점: 소형화가 가능. 위상변환 시간이 매우 ?F음

단점: 연속적인 위상값의 변화가 불가능 (디지털), 기계식에 비해 손실이 큼

예) 선로 변환 방식의 4bit 위상 천이기: 0 ~ 337.5 까지 22.5 의 단위로 위상을 변화 시킬 수 있음.

3. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법 2: 반사 이용 방식

빛이 어딘가에 부딪치면 반사되어 위상이 바뀌게 되는 원리와 마찬가지로 전기 신호는 임피던스가 변화하는 지점에서 반사가 일어나 위상 변화

전송 선로 중간에 연결한 소자 값에 따라 삽입위상을 조절할 수 있음.

단점: 삽입 손실이 악화됨, 임피던스 특성도 악화됨.

4. 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법 3: Loaded Line Type, Hybrid Coupled Type

디지털 방식의 위산 천이기로 자주 애용됨.

Loaded Line Type: 위상 천이량이 45º 이하인 위상천이기에 이용

Hybrid Coupled Type: 위상 천이량이 45º 이상인 위상천이기에 이용

PIN 다이오드를 on/off 시켰을 때의 리액턴스 변화를 이용하여 위상을 가변시킴.

5. Vector Modulator Phase Shifter

직교하는 두 성분의 크기를 원하는 위상에 따라 조정하여 합성기에서 만나게 해줌으로써, 필요한 위상을 가지는 신호를 얻는 방식

예) A = r ∠ 0º (= r cos 0º +j r sin 0º )

[3dB Amp] √2 r ∠ 0º

[3dB 90º Hybrid] r ∠ 0º, r ∠ 90º

[Variable Attenuator] r cos θ ∠ 0º, r sin θ ∠ 90º

[Combiner] r ∠ θº

상술한 바와 같은 안테나 system 을 이용할 경우 후술하는 바와 같은 phase shifting error 가 문제될 수 있다. 본 발명의 일측면에서는 아날로그 빔포밍을 위한 위상 천이기를 광대역 전송에 전송시 발생할 수 있는 Phase-shift error 를 보상할 수 방안에 대해서 기술한다. 위상 천이기 위상 변조는 일반적으로 협대역에 대해서는 문제 없이 동작할 수 있다. 즉, 일반적으로 5MHz, 10MHz 대역의 아날로그 신호에 대해서는 큰 문제 없이 동작할 수 있다.

그러나, 현재 광대역 주파수를 기반으로 시스템 설계를 목적으로 하는 고주파 대역 전송은 기본 대역폭이 수백 MHz, 또는 수 GHz 에 이른다. 이에 따라 현재의 위상 천이기의 설계는 중심 주파수

_c 를 중심으로 수 MHz, 10MHz 이하에서만 유효하게 된다. 이러한 경우 중심 대역폭에 대해서는 위상 천이기에 setting 된 위상값에 따라 아날로그 빔이 위상 천이가 일어나지만, 중심 주파수 대역을 벗어난 대역에 대해서는 그 값이 달라질 수 있다.

도 11 은 광대역 전송 시스템에서 위상천이 오류를 설명하기 위한 도면이다.

도 11 에 도시된 바와 같이 전체 대역에 대해서 기준인 중간 지점을 중심으로 유효 범위에서는 위상이 δ _p 만큼 변조되지만, 이후 대역에서는 점차 다른 위상 값을 갖게 된다. 이것은 광대역 전송 시에 나타날 수 있는 현상으로, Base-band signal 이 아날로그 신호로 변환된 이후에 Phase-shift 를 거치면서 위상 변조가 일어나기 때문에, 특정 대역에 대해서만 위성 변조를 수행하기는 어렵다.

도 12 및 13 은 OFDM 송수신 블록에서 위상천이기의 위치를 나타낸다.

도 12 에 도시된 바와 같이 OFDM 송신 블록에 위상 천이기가 위치하며, OFDM 변조를 거친 송신 심볼이 아날로그 RF 신호로 변환된 이후 위상 천이기를 거쳐 위상 변조가 일어난다.

OFDM 변조를 거친 OFDM 이산 신호는 다음 식 1 과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, x _l [n] 은 l 번째 OFDM 심볼의 샘플링한 n 번째 샘플(시간영역)을 나타내며, X _l [k]은 l 번째 OFDM 심볼의 k 번째 subcarrier 에 실려 전송되는 데이터 심볼(주파수 영역)을 나타낸다. 그리고, l 은 OFDM 심볼 인덱스를, k 는 Subcarrier 인덱스를, n 은 이산시간영역 샘플 인덱스를, N 은 FFT size, 즉 전체 subcarrier 수를 각각 나타낸다.

이때 위상 천이기를 거친 아날로그 OFDM 신호를 이산신호 형태로 다시 표현하면 아래 수학식 2 와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, x' _l [n]은 위상 천이기를 통과한 l번째 OFDM 심볼의 샘플링한 n 번째 샘플(시간영역)을, y _l [n]은 l번째 수신 OFDM 심볼의 n 번째 샘플(시간영역)을, Y _l [k]은 l 번째 수신 OFDM 심볼의 k 번째 subcarrier에 실려 수신되는 데이터 심볼(주파수 영역)을 나타낸다. 또한, δ _p 는 Phase shifter 의 위상 변조 값을, δ _k 는 Phase shifter 의 k 번째 subcarrier 의 위상 변조 오차를 나타낸다.

즉, 식 2 에서는 두 가지 variable 이 추가되는데, 하나는 위상 천이기에서 설정 한 위상 변조 각 δ _p 이고, 마지막은 위상 천이기에 의한 유발되는 위상 변조 오차 δ _k 이다. 변조 오차 δ _k 는 위상 변조 설정 값 δ _p 에 관계 없이 존재하는 값이며, subcarrier 별로 상이할 수 있기 때문에, δ _k 에 subcarrier index 'k'가 포함되어 기술된다.

도 13 의 마지막 OFDM 복조 전 수신 신호는 식 3 과 같은 이산신호로 표현될 수 있는데, 위상 천이기를 거치지 않았을 경우에는 식 4와 같은 형태의 OFDM 복조 심볼로 표현된다.

여기서, h _l [n],z _l [n]은 무선 채널 임펄스 함수 및 AWGN 잡음을, H _l [k],Z _l [k]은 k번째 subcarrier 에서 채널의 주파수 응답과 잡음을 나타낸다.

그러나, 위상 천이기를 거친 경우에는 식 5 와 같은 형태로 복조된다.

즉, 각 subcarrier 별로 수신 각의 오차 변조 오차 δ _k 와 위상 변조 설정 값 δ _p 이 동시에 존재하게 된다.

이러한 문제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시형태에서는 위상 천이기의 위상 변조 시 발생하는 위상 오차를 보상하기 위해서 Pre-compensation Precoding 을 수행하는 것을 제안한다.

도 14 는 위상천이 오류의 사전 보상에 대한 본 발명의 바람직한 실시형태의 일례이다.

도 14 에 도시된 바와 같이 본 실시형태에서는 디지털 processing 단에서 각 안테나별로 분기되어 IFFT 블록을 거치기전에 Pre-compensation 블록을 추가하여, 광대역 통신에서 발생할 수 있는 오차를 수정하는 것을 제안한다. 따라서 각 subcarrier 에서 위상 천이기 위상 보상을 적용한 수 6 과 같이 표현할 수 있다.

여기서, y 는 k^th subcarrier 에서 수신 신호 벡터( N _r × 1 ) 를, H 는 k^th subcarrier 에서 N _r × N _t 채널 Matrix 를, F _PS 는 k^th subcarrier 에서 N _t × N _t 위상 천이기 오차 보상 Matrix (Diagonal matrix)를, F 는 k^th subcarrier 에서 Beamforming 을 위한 일반적인 N _t × ν Precoding Matrix 를, x 는 k^th subcarrier 에서 송신 신호 벡터 (ν×l) 를 , z 는 k^th subcarrier 의 AWGN 잡음벡터 (N _r × l) 를 나타낸다.

이때 각 vector 및 matrix 를 수 7 과 같이 다시 표현할 수 있다.

즉, 각 송신 안테나별로 동일하게 발생하는 위상 오차를 보정하기 때문에 위상 천이기의 위상 오차 보상 matrix 는 diagonal matrix 를 가지며, 그 값은 subcarrier 별로 상이할 수 있다. 이러한 위상 오차 보상 matrix 는 subcarrier 별로 상이한 보상값을 제공한다는 측면에서 기존의 CDD (Cyclic delay diversity) 방식과 구분될 수 있다.

이러한 방식을 통해서 각 안테나로 분기한 아날로그 신호는 위상 천이기를 지나 각각 시스템에서 설정한 δ _p 의 위상 변조 값을 가지고 아날로그 Beamforming 을 수행하게 된다. 이러한 방법을 통해서 위상 천이기를 지나기 전에 이미 위상 변조된 신호가

형태를 가져 결국 위상 천이기가 설정한 위상 변조 값 δ _p 만 남게 된다.

여기에서 위상 천이기 별로 발생하는 오차는 위상 변조 설정 값에 관계 없이 모든 블록에서 동일하다고 가정하였다. 따라서 앞서 언급한 다양한 안테나 array system 들 모두에 적용이 가능하다.

한편, 본 발명의 또 다른 측면에서 상술한 Pre-compensation 블록은 위상 오차가 유사한 subcamer set 단위로 적용하는 것을 제안한다.

위상 천이기에서 의도한 위상 변조 값인 δ _p 만 각 subcarrier 별로 변경이 되어야 하지만, 위상 천이기를 통과하면 위상 변조 값 δ _p 에 관계 없이 주파수 대역별로 또는 k^th subcarrier 별로 상이한 constant 위상 오차 δ _k 가 발생할 수 있다. 앞서 언급한 바와 같이 전송 대역폭이 수 MHz 이하로 작을 경우에는 전체 주파수 대역 또는 subcarrier 들에서 위상 오차는 같다고 가정할 수 있어 아래 식 8 의 관계가 성립할 수 있다.

그러나, 대역폭이 수백 MHz, 수 GHz 라면 이 값을 하나의 값으로 근사화할 수 없기 때문에 일정 대역별로 또는 일정 개수 'S'개 subcarrier 들로 이루어진 set 안에서만 같다고 가정할 수 있다. 따라서 본 실시예에서는 아래 식 9 의 관계가 성립함을 한다고 가정할 수 있다.

위 실시예에서 subcarrier set 의 크기는 미리 정해져 있을 수도, 시스템 상황에 따라 바뀌어 운용될 수도 있다.

도 15 는 본 발명에 따른 바람직 한 실시형태를 적용하는 예를 도시한 도면이다.

도 15 에서 가로축은 OFDM 심볼 단위의 시간축을 세로축은 subcarrier 단위의 주파수축을 나타낸다. 또한, 세로축의 subcarrier 들은 크기 S 의 subcarrier set 별로 표기되어 있다. 도 15 에 도시된 바와 같이 일정 subcarrier set 별로 동일한 위상 보정 값 -δ _k 를 적용하는 경우, 각 subcarrier 별 위상 보정 값을 정하여 보상하는 것이 비해 동작을 간단하게 할 수 있는 장점을 가진다.

한편, 이하에서는 phase shifting error 정보를 획득하는 방법에 대해 설명한다.

본 발명의 일 실시형태에서는 위상 천이기의 위상 오차가 기지국 내에서 송신 신호의 비교를 통해서 추정되는 것을 제안한다. Phase shifter 의 위상 보상을 위해서는 위상 천이기가 유발하는 위상 오차를 추정해야 한다. 여기에서는 Massive array 안테나를 이용해서 아날로그 빔포밍을 수행하는 주체가 직접적인 채널 추정을 수행하는 것을 말한다. 즉, 기지국이 Massive 안테나를 이용한 아날로그 빔포밍을 수행할 때에는 위상 천이기를 단자를 지난 신호의 대역별 위상 차를 직접 비교할 수 있다.

한편, 본 발명의 다른 일 실시형태에서는 위상 천이기의 위상 오차가 Pure pilot 패턴을 수신한 단말이 추정하여 기지국에 피드백하여 획득되는 것을 제안한다. 해당 방식은 모든 단말을 대상으로 설정할 수 있는 일반적인 파일럿 기반의 채널 추정 방식을 이용한다. 즉 기존의 파일럿 채널 추정 방식을 reuse 할 수도 있다. 다만 차이점으로서 모든 단말에 대해서 전체 주파수 대역에 대해서 부분 대역별 위상 오차를 각각 피드백하도록 할 수 있다. 이것은 Phase-shift 가 유발하는 위상 변조 오차가 subcarrier 또는 subcarrier set 별로 다르기 때문이다.

우선 단말은 Phase-shift가 동작하지 않는 Pure 한 채널 추정을 수행한다. 이때 기본적으로 식 10 과 같은 Least-square 방식으로 subcarrier별 무선 채널을 추정하는 것을 가정한다.

여기에서 X _l [k] 파일럿에 전송된 신호를 의미한다.

이후 Phase shifter를 통해 수신된 동일한 방식으로 수 11 과 같은 무선 채널을 추정할 수 있다.

이때 수 11 을 식 10 으로 나누어주면 아래 식 12 와 같은 subcarrier 별 위상 오차를 구할 수 있다.

단말은 이러한 결과를 기지국에 피드백할 경우 soft value 자체를 그대로 전송할 수도 있고, 양자화 방법을 사용해서 피드백할 수 있다. 예를 들어 구간을 N bit 로 양자화하여 resolution 을 갖게 할 수 있다.

기지국은 각 단말로부터 피드백 받은 위상 오차 값을 그대로 사용하거나, 또는 모든 단말들의 값을 평균을 취해 사용할 수 있다.

한편, 본 발명의 또 다른 일 실시형태에서는 전 대역에 동시에 파일럿을 설정하여 위상오차를 추정하는 것을 제안한다.

도 16은 전체 시스템 대역에서 파일럿 패턴을 이용하는 예를 도시한다.

앞서 언급한 바와 같이 위상 천이기는 아날로그 RF 신호의 전체 위상을 동시에 변경시킨다. 따라서, 전체 대역에 대한 위상 오차를 디지털 처리단에서 한꺼번에 보상해야 한다. 따라서 각 단말들은 자신이 할당 받은 대역이 아닌 전체 시스템 대역에 대한 채널 추정을 기반으로 위상 천이기가 유발하는 위상 오차를 도출할 수 있다.

이때 기지국은 전체 전송 대역에 대해서 파일럿을 할당하여 추정할 수 있다.

예를 들어 전체 대역에 그림 16 과 같이 전체 대역에 대한 파일럿 패턴을 정의하고, 단말은 검출된 파일럿 간에는 interpolation 을 수행하여 전체 채널에 대한 위상 변조 오차를 추정 할 수 있다.

한편, 본 발명의 또 다른 일 실시형태에서는 일정 주기로 부분 대역별로 파일럿을 설정하여 위상 오류를 추정하는 방식을 제안한다.

도 17 은 특정 서브밴드에서 규정된 파일럿 패턴을 이용하여 위상천이 오류를 추정하는 예를 도시한다.

앞서 언급한 실시형태와 달리 각 단말들은 자신이 할당 받은 부분 대역에 대한 채널 추정을 기반으로 위상 천이기가 유발하는 위상 오차를 도출할 수 있다. 이때 기지국은 전체 대역에 대한 채널 추정이 가능하도록 여러 심볼에 걸쳐 전체 대역에 대한 채널 추정이 가능하도록 파일럿 할당 패턴을 정의한다. 예를 들어 도 17 과 같이 부분 대역별로 상이한 패턴을 정의하고, 3 개 OFDM 심볼에 걸쳐 전체 대역에 대한 채널 및 위상 변조 오차를 추정할 수 있다. 이때에도 파일럿 간에는 interpolation 을 수행하여 전체 채널에 대한 위상 변조 오차를 추정할 수 있다.

상술한 바와 같이 본 발명에서는 precoding 에 의한 phase shifting error 에 대한 pre-compensation 을 수행하는 방법을 제안하였다. 구체적으로 본 발명의 바람직한 일실시형태에서는 다수의 안테나로 구성된 2 차원 안테나 어레이를 구비한 송신기에서 아날로그 beamfomiing 시 위상 천이기의 특성을 고려한 보상 방법을 제시하였다.

이하에서는 상술한 방법을 구현하기 위한 장치 구성에 대해 설명한다.

도 18 은 본 발명에 일시형태에 따른 통신 장치의 구성도이다.

도 18 에 도시된 장치는 상술한 메카니즘을 수행하도록 구성된 사용자단말 및/또는 기지국일 수 있으나, 동일한 동작을 수행하기 위한 임의의 장치이면 가능하다.

도 18 에 도시된 바와 같이, 장치는 DSP/마이크로프로세서(110) 및 RF 모듈(송수신기; 135)를 포함할 수 있다. DSP/마이크로프로세서(110)은 송수신기(135)와 연결되어 이를 제어한다. 이러한 구성 및 설계 자의 의도에 따라 상기 장치는 전력 관리 모듈(105), 배터리( 155), 디스플레이(115), 키패드(120), SIM 카드(125), 메모리 장치(130), 스피커(145), 입력 장치(155)를 더 포함할 수 있다.

해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 사상 또는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 첨부된 청구항과 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 수정 및 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

상술한 방법은 3GPP LTE 시스템에 적용된 예를 중심으로 설명하였으나, 본 발명은 3GPP LTE 시스템 외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용 가능하다.

Claims (12)

1. 복수의 안테나를 이용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법에 있어서,
   디지털 신호를 프리코딩하고,
   수 백 MHz 이상의 전체 주파수 대역에 대한 부반송파 세트 별 위상 오차들에 대한 정보를 수신하고,
   상기 수신된 정보에 기반하여 상기 디지털 신호의 부반송파 세트 별로 위상 보상을 수행하되,
   각 부반송파 세트 별 위상 보상 값은 상기 각 부반송파 세트와 상기 전체 주파수 대역의 중심 주파수 사이의 거리가 클수록 커지고,
   상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호로 전환하고,
   상기 아날로그 신호를 상기 전체 주파수 대역에 대해 위상 천이 설정 값만큼 위상 천이시켜 아날로그 빔포밍을 수행하고,
   상기 위상 천이된 아날로그 신호를 수신기에 전송하는 것을 포함하되,
   특정 부반송파 세트에 대한 위상 보상 값은 위상 천이 설정 값에 관계 없이 동일한, 신호 전송 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 부반송파 세트 별 위상 오차들에 대한 정보는 부반송파 세트 별 위상 오차의 크기를 포함하는, 신호 전송 방법.
3. 삭제
4. 삭제
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 위상 보상된 디지털 신호를 전환하는 것은 상기 위상 보상된 디지털 신호에 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하는 것을 포함하는, 신호 전송 방법.
6. 무선 통신 시스템에서 동작하는 장치에 있어서,
   다른 장치로 신호를 전송하거나 상기 다른 장치로부터 신호를 수신하도록 구성되는 송수신기; 및
   상기 송수신기와 연결되고 송신될 신호를 처리하도록 구성되는 프로세서를 포함하되,
   상기 프로세서는,
   디지털 신호를 프리코딩하고,
   수 백 MHz 이상의 전체 주파수 대역에 대한 부반송파 세트 별 위상 오차들에 대한 정보를 수신하고,
   상기 수신된 정보에 기반하여 상기 디지털 신호의 부반송파 세트 별로 위상 보상을 수행하되,
   각 부반송파 세트 별 위상 보상 값은 상기 각 부반송파 세트와 상기 전체 주파수 대역의 중심 주파수 사이의 거리가 클수록 커지고,
   상기 위상 보상된 디지털 신호를 아날로그 신호로 전환하고,
   상기 아날로그 신호를 상기 전체 주파수 대역에 대해 위상 천이 설정 값만큼 위상 천이시켜 아날로그 빔포밍을 수행하고,
   상기 위상 천이된 아날로그 신호를 수신기에 전송하도록 구성되고,
   특정 부반송파 세트에 대한 위상 보상 값은 위상 천이 설정 값에 관계 없이 동일한, 무선 통신 장치.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 부반송파 세트 별 위상 오차들에 대한 정보는 부반송파 세트 별 위상 오차의 크기를 포함하는, 무선 통신 장치.
8. 삭제
9. 삭제
10. 제 6 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 위상 보상된 디지털 신호에 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 상기 위상 보상된 디지털 신호를 상기 아날로그 신호로 전환하는, 무선 통신 장치.
11. 제 1 항에 있어서,
    상기 중심 주파수를 포함하는 부반송파 세트에 대한 위상 보상 값은 0인, 신호 전송 방법.
12. 제 6 항에 있어서,
    상기 중심 주파수를 포함하는 부반송파 세트에 대한 위상 보상 값은 0인, 무선 통신 장치.
    

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