KR20080040543A - 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 지원하는 송수신기 - Google Patents

위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 지원하는 송수신기 Download PDF

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KR20080040543A
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고현수
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Abstract

본 발명은 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 위상천이 기반의 프리코딩을 이용하여 데이터를 전송하는 방법 및 이를 지원하는 송수신기에 관한 것으로서, 특히 프리코딩 행렬(제1행렬)의 단위행렬화를 위한 행렬(제2행렬)을 소정의 기준에 의해 코드북에서 선택하는 방법에 관한 것이다. 상기 제2행렬을 선택하기 위한 인덱스는 개루프 시스템에서 소정의 모듈러 연산에 의해 산출할 수도 있고, 폐루프 시스템에서 피드백 정보로 전달될 수도 있다. 또한, 선택된 제2행렬의 각 열을 시간에 따라 스위칭하여 다이버시티를 얻을 수 있으며, 다중 사용자 시스템에서는 각 사용자에 대해 선택된 제2행렬의 각 열을 조합하여 하나의 제2행렬을 결정할 수도 있다.
Figure P1020070034739
MIMO, GSPD, GCDD, 위상천이, 순환지연, 프리코딩

Description

위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 지원하는 송수신기{method for transmitting data using Phase Shift based Precoding and tranceiver supporting the same}
도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도이다.
도 2는 종래의 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.
도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.
도 4는 종래의 프리코딩 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도이다.
도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.
도 6은 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.
도 7은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 8은 MCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.
본 발명은 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 순환지연을 이용하여 데이터를 전송하는 방법 및 이를 지원하는 송수신기에 관한 것이다.
최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 가용 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.
이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.
송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부 반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.
다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.
상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.
순환지연 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다. 도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.
OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환지연되어 전송된다.
한편, 이와 같은 순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.
위상천이 다이버시티 기법을 이용하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득을 얻거나 주파수 선택적 스케줄링을 통해 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.
도 4는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P 1 ~ P L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ 1 ~ χ Mt )에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일례를 보여주고 있다.
Figure 112007027186061-PAT00001
전술한 위상천이 다이버시티 기법은 상술한 장점 외에 개루프에서 주파수 선택성 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 폐루프에서도 주파수 스케줄링 이득을 얻을 있다는 장점 때문에 현재 많은 주목을 받고 있으나, 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다는 문제가 있다.
또한, 전술한 코드북 기반의 프리코딩 기법은 작은 양의 피드백 정보(인덱스 정보)를 요구하면서 높은 공간 다중화율을 이용할 수 있으므로 효과적인 데이터 전송이 가능하다는 장점이 있지만, 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다는 문제가 있다.
본 발명은 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 제공하고, 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 구성하는 단위행렬을 다양한 기준에 의해 선택할 수 있도록 하는 데에 그 목적이 있다.
위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 관한 것으로서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬을 결정하는 단계와, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 적어도 하나의 단위행렬이 저장된 코드북(codebook)에서 제2행렬을 선택하는 단계 및 상기 제1행렬과 상기 제2행렬에 해당 부 반송파의 심볼을 곱하여 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
본 발명의 다른 일 양태는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 데이터를 전송하는 송수신기에 관한 것으로서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬을 결정하고, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 적어도 하나의 단위행렬이 저장된 코드북(codebook)에서 제2행렬을 선택하며, 상기 제1행렬과 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈 및 상기 제1행렬과 상기 제2행렬에 해당 부 반송파의 심볼을 곱하여 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈을 포함한다.
상기 두 가지 양태에 있어서 상기 제2행렬은, 해당 부반송파의 인덱스 k를 코드북 크기 N으로 모듈러 연산하여 선택될 수 있다.
또한, 상기 제2행렬의 다중화율이 2 이상인 경우, 소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제2행렬의 각 열이 스위칭될 수 있다.
또한, 소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제1행렬에 소정의 위상각이 더해질 수 있다.
한편, 상기 제2행렬은 다수의 수신단으로부터 피드백된 정보에 기초하여 선택될 수 있으며, 여기서 상기 피드백된 정보는 상기 코드북 내의 행렬 인덱스 및 열 벡터에 대한 정보일 수 있다.
이하, 본 발명의 명세서에 첨부된 도면을 참고하여 바람직한 실시예를 상세하게 설명하기로 한다.
<실시예 1> - 위상천이 기반의 프리코딩
위상천이 기반 프리코딩 행렬의 생성
도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.
위상천이 기반의 프리코딩 방법은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다.
일반적으로, 작은 순환지연값을 사용하여 위상 시퀀스를 생성하면 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다.
도면에서 보듯, 송신기는 상대적으로 작은 순환지연값에 따라 요동(fluctuation)하는 주파수 대역 중에서 주파수가 커져 채널 상태가 양호해지는 부분에 사용자 단말을 할당하여 스케줄링 이득을 확보한다. 이때, 각 안테나에 대하여 일정하게 증가 또는 감소하는 순환지연값을 적용하기 위해 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용한다.
위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00002
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00003
(i = 1,...,Nt, j = 1,...,R)는 부 반송파 인덱스 또는 특정 주파수 밴드 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타내고, Nt는 송신 안테나의 개수, R은 공간 다중화율을 각각 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부 반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 어느 하나에 따라 결정될 수 있다.
한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬( P )은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬 구성을 위한 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00004
여기서, H는 N r x N t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N r 은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 적용하면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00005
수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )은 다음과 같은 조건을 만족하는 단위행렬이어야 한다.
Figure 112007027186061-PAT00006
위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 전력 제약은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직교 제약은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00007
Figure 112007027186061-PAT00008
다음으로, 하나의 실시예로서 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식을 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 수학식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 2개의 송신 안테나를 가지고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타내고 있다.
Figure 112007027186061-PAT00009
여기서, α i , β i (i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ i (i = 1, 2, 3, 4)는 위 상값을 나타내며, k는 OFDM 신호의 부 반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.
Figure 112007027186061-PAT00010
Figure 112007027186061-PAT00011
여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 실시예는 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00012
여기서, θ2 와 θ3는 직교제약에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.
Figure 112007027186061-PAT00013
한편, 프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ2값을 통해 생성된 다양한 프리코딩 행렬을 포함하여 구성될 수 있다. 여기서, θ2값은 채널 상황과 피드 백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ 2 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ 2 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
<실시예 2> - 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity)
이상에서는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 구성되는 과정을 설명하였으나, 위상천이 기반의 프리코딩은 안테나 수가 N t (N t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 12와 같은 방법으로 일반화될 수 있다. 이하, 일반화된 위상천이 기반 프리코딩을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부른다.
Figure 112007027186061-PAT00014
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00015
는 Nt개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부 반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,
Figure 112007027186061-PAT00016
는
Figure 112007027186061-PAT00017
를 만족하는 단위 행렬(제2행렬)로서 위상천이 행렬(제1행렬)을 단위행렬(unitary matrix)화하기 위해 사용된다. 수학식 12에서 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 은 지연 값 τi(t), i=1,...,Nt에 따라 아래의 수학식 13과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00018
여기서, Nfft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.
2개의 전송 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 경우의 GPSD 행렬 생성식의 일 예는 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00019
수학식 14에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로α값에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일 예로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.
제2행렬의 일 예로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행 렬이 이용될 수 있으며, 특히 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬코드(Walsh code)가 사용되는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P) 생성식을 살펴보면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00020
수학식 15는 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 제2행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다.
다음의 수학식 16은 송신 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 제2행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.
Figure 112007027186061-PAT00021
또한, 아래의 표 3은 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 제2행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주 고 있다.
Figure 112007027186061-PAT00022
이때, 표 2에서는 다중화율에 따라 제2행렬의 1번째 열, 1~2번째 열, 1~4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1~2, 2~3, 3~4, 4~1번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있다.
한편, 상기 제2행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수도 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위 행렬(후반부 행렬)을 선택한 후 상기 수학식 12를 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.
또한, 상기 제2행렬은 동일한 타임 슬롯에 전송되는 캐리어(들)이 주파수 대역별로 서로 다른 프리코딩 행렬을 가지도록 주기적으로 변경될 수 있다.
한편, 위상천이 기반의 프리코딩을 위한 순환지연값은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.
GPSD를 얻기 위한 단위 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음의 표 3 및 표 4와 같다.
Figure 112007027186061-PAT00023
Figure 112007027186061-PAT00024
이상 설명한 실시예 1~2의 위상천이 기반 프리코딩 또는 일반화된 위상천이 다이버시티에 의해 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 지연 샘플의 크기에 따라 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 도 6는 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.
도 6에서 보듯, 큰 값의 순환지연(또는 지연 샘플)을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용되는 것이 바람직하다.
또한, 작은 값의 순환지연을 이용하는 경우 주파수 선택성의 주기가 길어지므로 폐루프 시스템에서는 이를 이용하여 채널이 가장 양호한 영역에 자원을 할당함으로써 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 위상천이 기반 프리코딩 또는 일반화된 위상천이 다이버시티를 적용함에 있어서 작은 값의 순환지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 도 6와 같이 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부 반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부 반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다.
이러한 경우 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에 있어서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비를 높일 수 있으며 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 자주 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 또한, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부 반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 상대적으로 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.
<실시예 3> - 시간 가변형의 일반화된 위상천이 다이버시티
수학식 12의 GPSD는 시간에 따라 위상각(θi) 및 단위 행렬(U)이 변경될 수 있다. 이러한 시간 가변형의 GPSD는 다음과 같이 표시할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00025
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00026
는 특정 시간 t에서 Nt개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부 반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,
Figure 112007027186061-PAT00027
는
Figure 112007027186061-PAT00028
를 만족하는 단위 행렬(제4행렬)로서 위상천이 행렬(제3행렬)을 단위행렬(unitary matrix)화하기 위해 사용된다. 수학식 17에서 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 은 지연 값 τi(t), i=1,...,Nt에 따라 아래의 수학식 18과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00029
여기서, Nfft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.
수학식 17과 수학식 18에서 볼 수 있듯이 시간지연 샘플 값과 단위 행렬은 시간의 경과에 따라 변할 수 있으며, 여기서 시간의 단위는 OFDM 심볼 단위가 될 수도 있고, 일정 단위의 시간이 될 수도 있다.
시간 가변형의 GPSD를 얻기 위한 단위 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음의 표 5 및 표 6과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00030
Figure 112007027186061-PAT00031
<실시예 4> - 코드북 기반의 프리코딩
이상에서 설명한 실시예들에서 사용되는 GPSD는 프리코더의 유형에 따라 다양하게 사용될 수 있다.
수학식 12에서
Figure 112007027186061-PAT00032
또는 수학식 18에서
Figure 112007027186061-PAT00033
와 같은 단위 프리코딩 행렬은 일정 개수의 프리코딩 행렬을 송신단 및 수신단에서 미리 정해놓고 사용할 수도 있고, 특정 프리코딩 행렬을 피드백 받아 사용할 수도 있다. 전자(前者)의 방식을 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding)이라고 하며 이를 수식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00034
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00035
, n=1,...,Nc 는 프리코딩 행렬의 집합(이를 코드북이라 한다)에서 n번째 프리코딩 행렬을 나타내며, 코드북에는 Nc개의 프리코딩 행렬이 포함된다. 코드북 기반의 프리코딩은 다음과 같은 다양한 형태로 적용될 수 있다.
코드북 기반의 프리코딩 적용례 1
본 적용례는 수학식 19에서 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 를 일정 시간 동안 고정된 값으로 사용하되, OFDM 시스템에서 부 반송파 별로 또는 시간에 따라 일정한 패턴으로 코드북 내의 프리코딩 행렬을 선택하여 사용하는 방법에 관한 것이다.
본 적용례의 설명을 위해 수학식 19를 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00036
여기서, mk 는 k번째 부 반송파에 해당하는 프리코딩 행렬의 인덱스를 나타내며,
Figure 112007027186061-PAT00037
의 조건을 만족한다. 이때, 부 반송파의 인덱스는 미리 약속된 특정 패턴에 의해 또는 랜덤하게 선택하거나, 수학식 21과 같은 모듈러 연산을 통해 산출할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00038
코드북 기반의 프리코딩 적용례 2
본 적용례는 수학식 19에서 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 를 일정 시간 동안 고정된 값으로 사용하고, OFDM 시스템에서의 프리코딩 행렬 역시 일정 시간 동안 동일한 것을 사용한다. 다만, 프리코딩 행렬의 다중화율이 2 이상인 경우(R > 1)에는 OFDM 시스템에서 부 반송파 별로 또는 시간에 따라 일정한 패턴으로 상기 고정된 프리코딩의 각 열을 스위칭하여 사용한다.
본 적용례의 설명을 위해 수학식 19를 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00039
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00040
는 특정 시간 t에서 k번째 부 반송파에 대한 m번째 프리코딩 행렬이 변형될 수 있는 형태를 가리키며, 해당 프리코딩 행렬의 다중화율이 2인 경우를 일례로 들면 변형 가능한 프리코딩 행렬 형태는 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00041
표 7에서 Pi ,j는 i번째 안테나를 통해 전송되는 j번째 송신 심볼에 대한 프리코딩 가중치(precoding weight)를 나타낸다. 표 7에서, 부 반송파 k 또는 시간 t에 따라서 m번째 프리코딩 행렬의 열(column)을 스위칭한 두 가지 형태를 확인할 수 있다. 공간 다중화율을 r로 확장한 경우의 변형 가능한 프리코딩 행렬 형태는 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00042
Figure 112007027186061-PAT00043
표 8에서 보듯, 특정 시간 t에서 k번째 부 반송파에 대한 코드북의 m번째 프리코딩 행렬의 변형 가능한 형태는 스위칭 유형에 따라 index_1 ~ index_N 중의 어느 한 가지가 될 수 있으며, 이는 부 반송파 별로 서로 다르게 선택될 수 있다.
코드북 기반의 프리코딩 적용례 3
본 적용례는 수학식 19에서 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 를 일정 시간 동안 고정된 값으로 사용하고, 프리코딩 행렬 역시 일정 시간 동안 동일한 것을 사용한다. 다만, 위상천이 행렬에 부 반송파 별로 도는 시간에 따라 일정량의 위상각을 더해 줌으로써 주파수 다이버시티 이득을 얻는다.
본 적용례의 설명을 위해 수학식 19를 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00044
코드북 기반의 프리코딩 적용례 4
본 적용례는 수학식 19에서 위상천이 행렬을 시간 또는 OFDM 심볼의 부 반송파에 따라서 행 또는 열의 위치를 스위칭하여 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
코드북 기반의 프리코딩 적용례 5
본 적용례는 다중 사용자 다중 안테나 기법을 사용하는 시스템에 적용되는 것으로서, 수학식 19에서 각 사용자(수신단)는 코드북의 전체 프리코딩 행렬 중에서 자신이 선호하는 하나의 벡터 인덱스를 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 벡터 인덱스를 조합하여 프리코딩 행렬을 생성하고 이를 통해 프리코딩을 수행한다.
본 적용례를 설명하기 위해 수학식 17은 다음과 같이 표시할 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00045
여기서,
Figure 112007027186061-PAT00046
는 특정 시간 t에서 한 명 또는 여러 명의 사용자로부터 피드백된 벡터 인덱스를 통해 조합한 프리코딩 행렬을 가리키며, 이는 단위행렬 조건을 만족하지 않을 수 있다.
Figure 112007027186061-PAT00047
를 구체적으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007027186061-PAT00048
여기서, 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 는 사용자의 이동성(mobility)에 따라서 변형되어 설정될 수 있으며, 느린 속도에서는 작은 값으로 설정하고 빠른 속도에서는 큰 값으로 설정하는 것이 바람직하다.
위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기
도 7은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 8은 MCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.
채널 인코더(510, 610), 인터리버(520, 620), 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(550, 650) 및 아날로그 변환기(560, 660)를 비롯한 기타의 구성은 도 1에서의 그것들과 동일하므로 여기서는 설명을 생략하고, 여기서는 프리코더(540, 640)에 대하여만 상세히 설명한다.
본 실시예에 의한 프리코더(540, 640)는 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)과, 프리코딩 모듈(543, 643)를 포함하여 이루어지며, 여기에 행렬 재구성 모듈(542, 642)이 더 포함될 수 있다.
프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)은 수학식 13 또는 수학식 18과 같이 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정한다. 이때, 상기 제2행렬은 둘 이상의 단위행렬이 저장된 코드북(codebook)에서 선택할 수 있으며, 제2행렬의 인덱스는 미리 약속된 특정 패턴에 의해 또는 랜덤하게 선택하거나 상기 수학식 21과 같은 모듈러 연산을 통해 산출할 수 있다.
행렬 재구성 모듈(542, 642)은 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 다중화율이 2 이상인 경우, 소정의 시간 단위로 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 각 열을 스위칭하여 재구성한다. 또한, 소정의 시간 단위로 상기 제1행렬의 위상각에 소정의 옵셋을 더하여 이를 재구성할 수도 있다.
또한, 행렬 재구성 모듈(542, 642)은 다수의 수신단으로부터 상기 코드북의 제2행렬 인덱스(precoding index) 및 열 벡터(column vector)가 피드백되면, 상기 피드백된 인덱스의 제2행렬을 선택하고, 해당 행렬로부터 열 벡터에 해당하는 열을 추출한 후, 상기 추출된 열들을 조합하여 새로운 제2행렬을 구성한다. 그리고, 상기 제2행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성할 수도 있다.
프리코딩 모듈(543, 643)은 상기 결정된 각 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심벌을 곱하여 프리코딩을 수행한다.
이상의 설명에서 언급하지 않았으나 본 실시예의 송신 장치를 구현하기 위해 각종 설정 정보들을 저장하는 메모리(도면에 미도시), 피드백 정보를 수신하기 위한 수신회로(도면에 미도시) 및 전술한 각종 구성요소들의 전반적인 제어를 위한 제어기(도면에 미도시) 등을 구비해야 함은 본 발명이 속한 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.
즉, 메모리에는 위상천이 기반 프리코딩을 위한 코드북이 저장될 수 있으며, 상기 코드북은 위상천이 기반의 프리코딩 행렬 항목과 각 행렬에 대한 인덱스 항목을 하나 이상 포함한다.
수신회로는 수신기로부터 전송된 신호를 안테나를 통해 받아들이고 이를 디지털화하여 제어기로 보낸다. 수신회로에 수신된 신호로부터 추출된 정보에는 채널품질정보(channel quality information; CQI)가 포함될 수 있다. CQI는 수신기가 송신기(100)로 채널 환경이나 코딩 방식, 변조 방식에 대해 피드백하는 정보이며, 구체적으로는 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 인덱스 정보 및 특정 코딩율(coding rate) 및/또는 변조 방식(modulation scheme or modulation size)를 지정하기 위한 인덱스 정보 중 적어도 하나가 이에 해당할 수 있다. 상기 인덱스 정보로 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨 인덱스가 이용될 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
본 발명에 의하면 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프 리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 통해 효율적인 통신이 가능해지며, 특히 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 구성하는 단위행렬을 통신 상황 등 다양한 기준에 의해 선택 또는 변형 선택할 수 있도록 하여 최적화된 통신을 가능하게 한다.

Claims (12)

  1. 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서,
    위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬을 결정하는 단계;
    위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 적어도 하나의 단위행렬이 저장된 코드북(codebook)에서 제 2행렬을 선택하는 단계; 및
    상기 제1행렬과 상기 제2행렬에 해당 부 반송파의 심볼을 곱하여 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2행렬은, 해당 부반송파의 인덱스 k를 코드북 크기 N으로 모듈러 연산하여 선택되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2행렬의 다중화율이 2 이상인 경우, 소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제2행렬의 각 열이 스위칭되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제1행렬에 소정의 위상각이 더해지는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제2행렬은, 다수의 수신단으로부터 피드백된 정보에 기초하여 선택되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 피드백된 정보는, 상기 코드북 내의 행렬 인덱스 및 열 벡터에 대한 정보인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  7. 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 데이터를 전송하는 송수신기에 있어서,
    위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 위상천이를 위한 대각행렬인 제1행렬을 결정하고, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서 적어도 하나의 단위행렬이 저장된 코드북(codebook)에서 제2행렬을 선택하며, 상기 제1행렬과 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈; 및
    상기 제1행렬과 상기 제2행렬에 해당 부 반송파의 심볼을 곱하여 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈
    을 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제2행렬은, 해당 부반송파의 인덱스 k를 코드북 크기 N으로 모듈러 연산하여 선택되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서,
    상기 제2행렬의 다중화율이 2 이상인 경우, 소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제2행렬의 각 열을 스위칭하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  10. 제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    소정의 시간 또는 소정의 부 반송파 단위로 상기 제1행렬에 소정의 위상각을 더하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제2행렬은, 다수의 수신단으로부터 피드백된 정보에 기초하여 선택되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 피드백된 정보는, 상기 코드북 내의 행렬 인덱스 및 열 벡터에 대한 정보인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
KR1020070034739A 2006-11-02 2007-04-09 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 지원하는 송수신기 KR20080040543A (ko)

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