WO2018078908A1

WO2018078908A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2018078908A1
Application number: PCT/JP2017/012449
Authority: WO
Inventors: 篤湯山
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2016-10-31
Filing date: 2017-03-27
Publication date: 2018-05-03
Also published as: CN110063013B; EP3534524A4; JP6282331B1; US11159096B2; US20190252999A1; CN110063013A; JP2018074786A; EP3534524A1

Abstract

電力変換装置の損失を小さくして、電動化車両の燃費および電費を改善することができる電力変換装置を得る。駆動モータ（Ｍ１）を動力源として走行する車両（ＶＣＬ）に搭載される電力変換装置（１）であって、複数のスイッチング素子（Ｑ１０１～Ｑ１０６、Ｑ２０１～Ｑ２０６）がスイッチング制御されることで駆動モータ（Ｍ１）を制御するインバータ（１００、２００）を備え、複数のスイッチング素子（Ｑ１０１～Ｑ１０６、Ｑ２０１～Ｑ２０６）のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている。

Description

電力変換装置

　この発明は、複数の電力用半導体素子を有し、直流電源と交流駆動モータとの間で電力変換を行う電力変換装置に関する。

　昨今、ハイブリッド自動車やプラグインハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車といった電動パワートレインを搭載した自動車が普及している。以下、ハイブリッド自動車をＨＥＶと称し、プラグインハイブリッド自動車をＰＨＥＶと称し、電気自動車をＥＶと称し、燃料電池車をＦＣＶと称する。また、以下、電動パワートレインを搭載した自動車を電動化車両と称する。

　これらの電動化車両には、従来のガソリンエンジン車の構成に、車両を推進するためのモータと、モータを駆動するための電力変換装置とが追加で搭載されており、燃費および電費を改善するための技術開発が進んでいる。なお、燃費とは、単位燃料量あたりの走行距離のことであり、電費とは、単位電力量あたりの走行距離のことである。

　ここで、モータ損失を低減するために、モータ損失と電力変換装置の損失とを加算した合計損失が最小となるように、電力変換装置のキャリア周波数を設定する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第４６０５２７４号公報

　しかしながら、特許文献１に記載された技術は、モータ損失と電力変換装置の損失とを加算した合計損失が最小となるキャリア周波数で、電力変換装置に搭載されるＳｉ－ＩＧＢＴ素子をスイッチングしてモータを駆動する技術であり、合計損失の低減により燃費や電費は改善するものの、その効果が小さいという問題がある。なお、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子とは、シリコン（Ｓｉ）半導体素子を用いたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のことである。

　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電力変換装置の損失を小さくして、電動化車両の燃費および電費を改善することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

　この発明に係る電力変換装置は、駆動モータを動力源として走行する車両に搭載される電力変換装置であって、複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで駆動モータを制御する駆動モータ用インバータを備え、駆動モータ用インバータを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されているものである。

　この発明に係る電力変換装置によれば、複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで駆動モータを制御する駆動モータ用インバータを備え、駆動モータ用インバータを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている。
　ここで、電動化車両に搭載される電力変換装置の電力用半導体素子として、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子よりも低損失なワイドバンドギャップ半導体素子を使用することで、電動化車両の燃費および電費を改善することができる。
　すなわち、電力変換装置の損失を小さくして、電動化車両の燃費および電費を改善することができる電力変換装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモータ損失、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるＳｉ－ＩＧＢＴのスイッチング損失を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるワイドバンドギャップ半導体のスイッチング損失を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における高周波駆動とを示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合の、それぞれのインバータ損失とインバータ負荷との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合の、それぞれのインバータ損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモータ損失、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子を用いたインバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、モータを二重三相巻線とした場合のモータ損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、モータを三相巻線とした場合のモータ損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモータ損失、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を示すブロック図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のＤＣＤＣコンバータを示す回路構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のＤＣＤＣコンバータを示す回路構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のＤＣＤＣコンバータを示す回路構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のＤＣＤＣコンバータを示す回路構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のＤＣＤＣコンバータを示す回路構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるモータ損失、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ損失およびコンバータ損失、並びにこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合の、それぞれのコンバータ損失とコンバータ負荷との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモータ損失、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータの損失、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子を用いたコンバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置を示すブロック図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置における駆動モータの回転速度と損失との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置における周波数変更制御を例示する説明図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置における周波数変更制御を例示する説明図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置を示すブロック図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における駆動モータのトルク負荷または電流負荷と損失との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における周波数変更制御を例示する説明図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における周波数変更制御を例示する説明図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態４に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態５に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態５に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態６に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態６に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態７に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態７に係る電力変換装置を適用できる電動化車両の構成およびエネルギーフローを示す説明図である。この発明の実施の形態８に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態８に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態９に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態９に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１０に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１０に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１０に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。この発明の実施の形態１０に係る電力変換装置を適用できる電動化車両を示す構成図である。

　以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示すブロック図である。図１において、電力変換装置１は、車両ＶＣＬに搭載され、直流電源である高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて二重三相巻線モータＭ１を駆動するものである。また、電力変換装置１は、平滑コンデンサＣ２、インバータ１００、インバータ２００、電流センサＣＳ１、電流センサＣＳ２、電圧センサＶＳ、回転速度センサＲＳ、制御装置３００およびゲート駆動回路４００を備えている。

　ここで、インバータ１００、インバータ２００を構成する電力用半導体素子であるスイッチング素子は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、二重化されたインバータ１００およびインバータ２００により、二重三相巻線モータＭ１が駆動される。なお、二重三相巻線モータＭ１を単にモータＭ１とも称する。

　高電圧バッテリＢＡＴとしては、例えば、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリ、鉛蓄電池等の二次電池を用いることができる。また、大容量キャパシタ、燃料電池、ナトリウム硫黄電池、空気電池等を、二次電池とともに、または二次電池に代えて使用してもよい。

　インバータ１００は、高電圧バッテリＢＡＴからの電源電位Ｖｐｎを受けてモータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１００は、車両ＶＣＬの制動時に、モータＭ１により回生動作を行い、つまりモータＭ１を発電機として使用し、モータＭ１において発電された電力を高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　また、インバータ１００は、複数のスイッチング素子を有しており、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間に２つのスイッチング素子が直列接続された直列回路が、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる三相各相の図示しない巻線に対応して３セット設けられたブリッジ回路に構成されている。すなわち、インバータ１００は、合計６つのスイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３、Ｑ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６を有している。

　具体的には、各相の直列回路において、正極側のスイッチング素子のソース端子は、正極側電線ＬＰに接続され、正極側のスイッチング素子のドレイン端子は、負極側のスイッチング素子のドレイン端子に接続され、負極側のスイッチング素子のソース端子は、負極側電線ＬＮに接続されている。また、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子との接続点は、対応する相の巻線に接続されている。なお、正極側電線ＬＰが、高電圧バッテリＢＡＴの正極に接続され、負極側電線ＬＮが高電圧バッテリＢＡＴの負極に接続されている。

　インバータ１００は、各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードを有しており、この実施の形態では、６つのスイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３、Ｑ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６のそれぞれに対応して、合計６つのフリーホイールダイオードＤ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、Ｄ１０４、Ｄ１０５、Ｄ１０６が設けられている。

　フリーホイールダイオードＤ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、Ｄ１０４、Ｄ１０５、Ｄ１０６は、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３、Ｑ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６の寄生ダイオードを用いてもよい。また、インバータとしての電流容量を確保するために、スイッチング素子を並列接続してもよい。

　インバータ２００は、高電圧バッテリＢＡＴからの電源電位Ｖｐｎを受けてモータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ２００は、車両ＶＣＬの制動時に、モータＭ１により回生動作を行い、つまりモータＭ１を発電機として使用し、モータＭ１において発電された電力を高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　また、インバータ２００は、複数のスイッチング素子を有しており、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間に２つのスイッチング素子が直列接続された直列回路が、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相からなる三相各相の図示しない巻線に対応して３セット設けられたブリッジ回路に構成されている。すなわち、インバータ２００は、合計６つのスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２、Ｑ２０３、Ｑ２０４、Ｑ２０５、Ｑ２０６を有している。

　インバータ２００は、各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードを有しており、この実施の形態では、６つのスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２、Ｑ２０３、Ｑ２０４、Ｑ２０５、Ｑ２０６のそれぞれに対応して、合計６つのフリーホイールダイオードＤ２０１、Ｄ２０２、Ｄ２０３、Ｄ２０４、Ｄ２０５、Ｄ２０６が設けられている。

　フリーホイールダイオードＤ２０１、Ｄ２０２、Ｄ２０３、Ｄ２０４、Ｄ２０５、Ｄ２０６は、スイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２、Ｑ２０３、Ｑ２０４、Ｑ２０５、Ｑ２０６の寄生ダイオードを用いてもよい。また、インバータとしての電流容量を確保するために、スイッチング素子を並列接続してもよい。

　平滑コンデンサＣ２は、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間に接続され、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間の直流電圧、いわゆるシステム電圧を平滑化する。

　ゲート駆動回路４００は、複数のスイッチング素子のそれぞれに対応して複数設けられ、対応するスイッチング素子を駆動する。この実施の形態では、１２個のゲート駆動回路４００が設けられている。各スイッチング素子の制御端子であるゲート端子は、対応するゲート駆動回路４００に接続されている。

　各ゲート駆動回路４００は、制御装置３００から図示しないフォトカプラ等を介して伝達された、各スイッチング素子のオン指令またはオフ指令に応じて、対応するスイッチング素子に対してオン電圧信号またはオフ電圧信号を出力し、スイッチング素子をオン状態またはオフ状態に切り替える。

　電流センサＣＳ１は、インバータ１００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流センサＣＳ１は、インバータ１００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ１の出力信号は、制御装置３００に入力される。

　電流センサＣＳ２は、インバータ２００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流センサＣＳ２は、インバータ２００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ２の出力信号は、制御装置３００に入力される。

　電圧センサＶＳは、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間の直流電圧、いわゆるシステム電圧を検出する。電圧センサＶＳの出力信号は、制御装置３００に入力される。

　回転速度センサＲＳは、ロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳは、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳとしては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳの出力信号は、制御装置３００に入力される。

　制御装置３００は、インバータ１００およびインバータ２００を制御することにより、モータＭ１の制御を行う。制御装置３００は、モータ損失演算部３０１、インバータ損失演算部３０２、キャリア周波数設定部３０３、電流検出部３０４、電圧検出部３０５、ＰＷＭ制御部３０６および回転速度検出部３０７を有している。

　モータ損失演算部３０１は、モータＭ１に流れる図示しない電流、モータＭ１に印加される図示しない電圧等に基づいて、モータ損失を演算する。なお、モータ損失は、モータＭ１の動作点、すなわち回転数およびトルクによってあらかじめ計算されたマップを用いて演算されてもよい。

　インバータ損失演算部３０２は、インバータ１００またはインバータ２００に流れる図示しない電流、インバータ１００またはインバータ２００に印加される図示しない電圧等に基づいて、インバータ損失を演算する。なお、インバータ損失は、モータＭ１の動作点、すなわち回転数およびトルクによってあらかじめ計算されたマップを用いて演算されてもよい。

　キャリア周波数設定部３０３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア波のキャリア周波数Ｆｃを設定する。キャリア周波数設定部３０３は、モータ損失演算部３０１で演算されたモータ損失と、インバータ損失演算部３０２で演算されたインバータ損失とを加算した合計損失が最小となるように、キャリア周波数Ｆｃを変更する周波数変更制御を実行する。

　具体的には、図２に示されるように、キャリア周波数Ｆｃを増加させることより、キャリア周波数Ｆｃに依存するモータＭ１の電力損失を減少させることができる。一方で、キャリア周波数Ｆｃを増加させると、キャリア周波数Ｆｃに依存するインバータ１００およびインバータ２００の電力損失が増加する。これらの特性により、モータ損失とインバータ損失とを加算した合計損失が最小となるキャリア周波数Ｆｃ＿ａが存在し、キャリア周波数設定部３０３は、キャリア周波数がＦｃ＿ａとなるように周波数変更制御を実行する。

　電流検出部３０４は、インバータ１００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流検出部３０４は、制御装置３００に入力される電流センサＣＳ１の出力信号に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。また、電流検出部３０４は、インバータ２００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流検出部３０４は、制御装置３００に入力される電流センサＣＳ２の出力信号に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。

　電圧検出部３０５は、高電圧バッテリＢＡＴからインバータ１００およびインバータ２００に供給される入力電圧、いわゆるシステム電圧を検出する。電圧検出部３０５は、制御装置３００に入力される電圧センサＶＳの出力信号に基づいて、入力電圧、いわゆるシステム電圧を検出する。

　回転速度検出部３０７は、モータＭ１の回転速度を検出する。回転速度検出部３０７は、回転速度センサＲＳの出力信号に基づいて、ロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　ＰＷＭ制御部３０６は、複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御によりスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ制御は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御である。ＰＷＭ制御部３０６は、ＰＷＭ制御において、キャリア周波数Ｆｃのキャリア波と、各相の交流電圧指令信号との比較により、各相のスイッチング素子をオンまたはオフさせる矩形パルス波のデューティ比を変化させる。ＰＷＭ制御部３０６は、モータＭ１の巻線を流れる電流Ｉ１および電流Ｉ２が、電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。

　この実施の形態では、インバータ１００およびインバータ２００のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。これは、従前より用いられているＳｉ－ＩＧＢＴ素子よりもスイッチング素子の損失を低減できるため、また、キャリア周波数を高めることができるためである。

　スイッチング素子の損失は、導通損失とスイッチング損失とに大別することができる。詳細な説明は省略するが、一般に、導通損失は、Ｓｉ－ＩＧＢＴよりもワイドバンドギャップ半導体の方が低い。

　以下、図３を参照しながら、スイッチング損失について説明する。Ｓｉ－ＩＧＢＴでは、図３Ａに示されるように、スイッチング素子をオンからオフにした際に、スイッチング素子にテール電流が流れ、このテール電流に起因するスイッチング損失が発生する。

　これに対して、ワイドバンドギャップ半導体の場合には、図３Ｂに示されるように、スイッチング素子をオンからオフにした際に、スイッチング素子に流れるテール電流がない。

　このため、ワイドバンドギャップ半導体を用いると、Ｓｉ－ＩＧＢＴを用いた場合よりも損失を低くできる。加えて、テール電流が発生しないことにより、スイッチング素子をオフからオンに切り替える時間を早めることができるため、図３Ｃに示されるように、キャリア周波数を高めることができる。

　インバータ１００およびインバータ２００のスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合のそれぞれのインバータ損失とインバータ負荷との関係を図４に示す。前述したように、ワイドバンドギャップ半導体は、Ｓｉ－ＩＧＢＴと比較して導通損失およびスイッチング損失が小さく、ワイドバンドギャップ半導体を用いた方が、インバータ負荷に応じたインバータ損失が低くなる。これにより、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置１を高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費を向上することができる。

　インバータ１００およびインバータ２００のスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合のそれぞれのインバータ損失とキャリア周波数との関係を図５に示す。前述したように、ワイドバンドギャップ半導体は、Ｓｉ－ＩＧＢＴと比較してスイッチング損失が小さいため、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータは、Ｓｉ－ＩＧＢＴを用いたインバータよりもキャリア周波数を増加したときのインバータ損失の増加量が小さくなる。

　ここで、モータ損失、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子を用いたインバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を図６に示す。インバータにＳｉ－ＩＧＢＴ素子を用いた場合、ワイドバンドギャップ半導体を用いた場合と比較して、合計損失が最小となるキャリア周波数Ｆｃ＿ｂが低くなる。なお、モータ損失とキャリア周波数との関係を同一とした場合、キャリア周波数Ｆｃ＿ｂは、図２に示したキャリア周波数Ｆｃ＿ａよりも小さくなる。

　すなわち、インバータにワイドバンドギャップ半導体を用いた場合には、キャリア周波数がより高いときに合計損失が最小となり、かつ合計損失も小さくなる。したがって、キャリア周波数をより高くできるワイドバンドギャップ半導体を用いることは、合計損失の低減にも寄与する。

　さらに、モータを二重三相巻線とした場合および三相巻線とした場合のモータ損失とキャリア周波数との関係を図７Ａ、図７Ｂに示す。キャリア周波数Ｆｃを増加させることより、キャリア周波数Ｆｃに依存するモータ損失を減少させることができるが、二重三相巻線モータの方が、より高いキャリア周波数でモータ損失が低くなる傾向にある。

　この理由は、二重三相巻線モータの方が、モータのリアクタンスが低いためである。モータのリアクタンスが低いと、モータに流れ込む電流の高調波成分が大きくなり、これに依存するモータ損失が増大する。モータに流れ込む電流の高調波成分は、キャリア周波数を高めることで低減することができるため、二重三相巻線モータは、より高いキャリア周波数で駆動することでモータ損失を低減することができる。一方、モータのリアクタンスが高い三相巻線モータの場合は、キャリア周波数を一定以上に高めてもモータ損失の低減効果は小さくなる傾向がある。

　これらにより、図８に示されるように、二重三相巻線モータＭ１を制御するインバータ１００およびインバータ２００には、ワイドバンドギャップ半導体を用いた方が、よりキャリア周波数を高めてＦｃ＿ｃとすることができ、モータ損失とインバータ損失とを加算した合計損失を低減することが可能となる。これにより、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置１を高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費を向上することができる。

　この実施の形態を適用できる電動化車両の構成を図９に示す。図９Ａは、モータＭＯＴ、インバータＰＤＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、モータＭＯＴとシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ、およびファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤで構成されるＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、モータＭＯＴは、図１のモータＭ１に相当し、簡素化のため三相モータとしている。また、インバータＰＤＵは、図１のインバータ１００またはインバータ２００に相当する。また、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図９Ｂは、モータＭＯＴ、インバータＰＤＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、モータＭＯＴとシャフトでクラッチＣＬＴを介して接続されたファイナルギアＤＦ、ファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤ、およびモータＭＯＴと同軸に接続されたエンジンＥＮＧで構成されるＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、モータＭＯＴは、図１のモータＭ１に相当し、簡素化のため三相モータとしている。また、インバータＰＤＵは、図１のインバータ１００またはインバータ２００に相当する。ここで、クラッチＣＬＴは、図示しないトランスミッションとしてもよい。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図９Ｃは、図９ＢのモータＭＯＴとエンジンＥＮＧとの間にクラッチＣＬＴ２を設けたＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。ここで、クラッチＣＬＴ１は、図示しないトランスミッションとしてもよい。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。ＨＥＶやＰＨＥＶにこの実施の形態を適用した場合、車両の電費に加えて、燃費を向上することができる。

　以上のように、実施の形態１によれば、複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで駆動モータを制御する駆動モータ用インバータを備え、駆動モータ用インバータを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている。
　ここで、電動化車両に搭載される電力変換装置の電力用半導体素子として、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子よりも低損失なワイドバンドギャップ半導体素子を使用することで、電動化車両の燃費および電費を改善することができる。
　すなわち、電力変換装置の損失を小さくして、電動化車両の燃費および電費を改善することができる電力変換装置を得ることができる。

　実施の形態２．
　図１０は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を示すブロック図である。図１０において、電力変換装置２は、車両ＶＣＬに搭載され、直流電源である高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて二重三相巻線モータＭ１を駆動するものである。

　また、電力変換装置２は、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、インバータ１００、インバータ２００、電流センサＣＳ１、電流センサＣＳ２、電圧センサＶＳ１、電圧センサＶＳ２、回転速度センサＲＳ、制御装置６００、ゲート駆動回路４００およびＤＣＤＣコンバータ５００を備えている。

　ＤＣＤＣコンバータ５００は、電圧端子Ｖｎ１－Ｖｐ１間に入力された直流電圧Ｖ１を、直流電圧Ｖ１よりも大きい直流電圧Ｖ２に昇圧して、電圧端子Ｖｎ２－Ｖｐ２間に出力する。また、ＤＣＤＣコンバータ５００は、電圧端子Ｖｎ２－Ｖｐ２間に入力された直流電圧Ｖ２を、直流電圧Ｖ２よりも小さい直流電圧Ｖ１に降圧して、電圧端子Ｖｎ１－Ｖｐ１間に出力する。

　ＤＣＤＣコンバータ５００の回路構成を図１１に示す。ＤＣＤＣコンバータ５００は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４で構成され、図１１Ａはチョッパ式ＤＣＤＣコンバータ、図１１Ｂは図１１Ａのチョッパ式ＤＣＤＣコンバータを２並列接続したインターリーブ式ＤＣＤＣコンバータ、図１１Ｃはリアクトルの磁気結合を利用したインターリーブ式ＤＣＤＣコンバータ、図１１Ｄおよび図１１Ｅはスイッチドキャパシタ式ＤＣＤＣコンバータである。

　なお、図１１におけるＣ０、Ｃ３、Ｃ４はそれぞれコンデンサ、Ｌ、Ｌ１、Ｌ２はそれぞれリアクトル、Ｍは相互インダクタンス、Ｄ１～Ｄ４はダイオード、ＤＲＶはスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動信号を生成するゲート駆動回路を示している。

　図１１には、非絶縁型ＤＣＤＣコンバータの一例を示したが、これが例示以外のＤＣＤＣコンバータであってもよいし、絶縁型ＤＣＤＣコンバータであってもよい。なお、この発明では、ＤＣＤＣコンバータ５００を構成する複数のスイッチング素子をＳｉ－ＩＧＢＴ素子とするか、またはワイドバンドギャップ半導体とするかが発明の対象であるため、各ＤＣＤＣコンバータの動作原理の説明は省略する。

　ここで、インバータ１００、インバータ２００を構成する電力用半導体素子であるスイッチング素子は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、二重化されたインバータ１００およびインバータ２００により、モータＭ１が駆動される。

　インバータ１００は、ＤＣＤＣコンバータ５００から電源電位Ｖ２を受けてモータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１００は、車両ＶＣＬの制動時に、モータＭ１により回生動作を行い、つまりモータＭ１を発電機として使用し、モータＭ１において発電された電力を、ＤＣＤＣコンバータ５００を介して高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　インバータ２００は、ＤＣＤＣコンバータ５００から電源電位Ｖ２を受けてモータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ２００は、車両ＶＣＬの制動時に、モータＭ１により回生動作を行い、つまりモータＭ１を発電機として使用し、モータＭ１において発電された電力を、ＤＣＤＣコンバータ５００を介して高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　平滑コンデンサＣ１は、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間に接続され、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間の直流電圧を平滑化する。平滑コンデンサＣ２は、ＤＣＤＣコンバータ５００の電圧端子Ｖｐ２とＤＣＤＣコンバータ５００の電圧端子Ｖｎ２との間に接続され、電圧端子Ｖｐ２と電圧端子Ｖｎ２との間の直流電圧、いわゆるシステム電圧を平滑化する。

　各ゲート駆動回路４００は、制御装置６００から図示しないフォトカプラ等を介して伝達された、各スイッチング素子のオン指令またはオフ指令に応じて、対応するスイッチング素子に対してオン電圧信号またはオフ電圧信号を出力し、スイッチング素子をオン状態またはオフ状態に切り替える。

　電流センサＣＳ１は、インバータ１００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流センサＣＳ１は、インバータ１００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ１の出力信号は、制御装置６００に入力される。

　電流センサＣＳ２は、インバータ２００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流センサＣＳ２は、インバータ２００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ２の出力信号は、制御装置６００に入力される。

　電圧センサＶＳ１は、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間の直流電圧を検出する。電圧センサＶＳ１の出力信号は、制御装置６００に入力される。電圧センサＶＳ２は、電圧端子Ｖｐ２と電圧端子Ｖｎ２との間の直流電圧、いわゆるシステム電圧を検出する。電圧センサＶＳ２の出力信号は、制御装置６００に入力される。

　回転速度センサＲＳは、ロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳは、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳとしては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳの出力信号は、制御装置６００に入力される。

　制御装置６００は、インバータ１００およびインバータ２００を制御することにより、モータＭ１の制御を行う。制御装置６００は、モータ損失演算部６０１、インバータ損失演算部６０２、キャリア周波数設定部６０３、電流検出部６０４、電圧検出部６０５、ＰＷＭ制御部６０６、回転速度検出部６０７およびコンバータ損失演算部６０８を有している。

　モータ損失演算部６０１は、モータＭ１に流れる図示しない電流、モータＭ１に印加される図示しない電圧等に基づいて、モータ損失を演算する。なお、モータ損失は、モータＭ１の動作点、すなわち回転数およびトルクによってあらかじめ計算されたマップを用いて演算されてもよい。

　インバータ損失演算部６０２は、インバータ１００またはインバータ２００に流れる図示しない電流、インバータ１００またはインバータ２００に印加される図示しない電圧等に基づいて、インバータ損失を演算する。なお、インバータ損失は、モータＭ１の動作点、すなわち回転数およびトルクによってあらかじめ計算されたマップを用いて演算されてもよい。

　コンバータ損失演算部６０８は、ＤＣＤＣコンバータ５００に流れる図示しない電流、ＤＣＤＣコンバータ５００に印加される図示しない電圧等に基づいて、コンバータ損失を演算する。なお、コンバータ損失は、入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、図示しない入力電流、図示しない出力電流によってあらかじめ計算されたマップを用いて演算されてもよい。

　キャリア周波数設定部６０３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア波のキャリア周波数Ｆｃを設定する。キャリア周波数設定部６０３は、モータ損失演算部６０１で演算されたモータ損失と、インバータ損失演算部６０２で演算されたインバータ損失と、コンバータ損失演算部６０８で演算されたコンバータ損失とを加算した合計損失が最小となるように、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉを変更する周波数変更制御を実行する。

　具体的には、図１２に示されるように、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉを増加させることより、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉに依存するモータＭ１の電力損失を減少させることができる。一方で、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉを増加させると、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉに依存するインバータ１００およびインバータ２００の電力損失が増加する。

　また、インバータのキャリア周波数Ｆｃｉを増加させると、ＤＣＤＣコンバータのリプル電圧が低減するため、ＤＣＤＣコンバータ５００の電力損失を減少させることができる。これらの特性により、モータ損失とインバータ損失とコンバータ損失とを加算した合計損失が最小となるインバータのキャリア周波数Ｆｃｉ＿ａが存在し、キャリア周波数設定部６０３は、インバータのキャリア周波数がＦｃｉ＿ａとなるように周波数変更制御を実行する。

　電流検出部６０４は、インバータ１００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流検出部６０４は、制御装置６００に入力される電流センサＣＳ１の出力信号に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。また、電流検出部６０４は、インバータ２００からモータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流検出部６０４は、制御装置６００に入力される電流センサＣＳ２の出力信号に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。

　電圧検出部６０５は、正極側電線ＬＰと負極側電線ＬＮとの間の直流電圧、およびＤＣＤＣコンバータ５００からインバータ１００およびインバータ２００に供給される直流電圧、いわゆるシステム電圧を検出する。電圧検出部６０５は、制御装置６００に入力される電圧センサＶＳ１および電圧センサＶＳ２の出力信号に基づいて、各直流電圧を検出する。

　回転速度検出部６０７は、モータＭ１の回転速度を検出する。回転速度検出部６０７は、回転速度センサＲＳの出力信号に基づいて、ロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　ＰＷＭ制御部６０６は、複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御によりスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ制御は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御である。ＰＷＭ制御部６０６は、ＰＷＭ制御において、キャリア周波数Ｆｃのキャリア波と、各相の交流電圧指令信号との比較により、各相のスイッチング素子をオンまたはオフさせる矩形パルス波のデューティ比を変化させる。ＰＷＭ制御部６０６は、モータＭ１の巻線を流れる電流Ｉ１および電流Ｉ２が、電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。

　ＤＣＤＣコンバータ５００のスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴおよびワイドバンドギャップ半導体を用いた場合のそれぞれのコンバータ損失とコンバータ負荷との関係を図１３に示す。インバータ１００およびインバータ２００と同様に、ワイドバンドギャップ半導体は、Ｓｉ－ＩＧＢＴと比較して導通損失およびスイッチング損失が小さく、ワイドバンドギャップ半導体を用いた方が、コンバータ負荷に応じたコンバータ損失が低くなる。これにより、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置２を高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費を向上することができる。

　ここで、モータ損失、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータの損失、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子を用いたコンバータの損失およびこれらを加算した合計損失とキャリア周波数との関係を図１４に示す。コンバータにＳｉ－ＩＧＢＴ素子を用いた場合、ワイドバンドギャップ半導体を用いた場合と比較して、合計損失が最小となるキャリア周波数Ｆｃｉ＿ｂが低くなる。なお、モータ損失とキャリア周波数との関係を同一とした場合、キャリア周波数Ｆｃｉ＿ｂは、図１２に示したキャリア周波数Ｆｃｉ＿ａよりも小さくなる。

　すなわち、コンバータにワイドバンドギャップ半導体を用いた場合には、キャリア周波数がより高いときに合計損失が最小となり、かつ合計損失も小さくなる。したがって、キャリア周波数をより高くできるワイドバンドギャップ半導体を用いることは、合計損失の低減にも寄与する。

　この実施の形態を適用できる電動化車両の構成を図１５に示す。図１５Ａは、モータＭＯＴ、インバータＰＤＵ、コンバータＶＣＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、モータＭＯＴとシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ、およびファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤで構成されるＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、モータＭＯＴは、図１０のモータＭ１に相当し、簡素化のため三相モータとしている。また、インバータＰＤＵは、図１０のインバータ１００またはインバータ２００に相当する。また、コンバータＶＣＵは、図１０のＤＣＤＣコンバータ５００に相当する。また、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図１５Ｂは、モータＭＯＴ、インバータＰＤＵ、コンバータＶＣＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、モータＭＯＴとシャフトでクラッチＣＬＴを介して接続されたファイナルギアＤＦ、ファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤ、およびモータＭＯＴと同軸に接続されたエンジンＥＮＧで構成されるＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、モータＭＯＴは、図１０のモータＭ１に相当し、簡素化のため三相モータとしている。また、インバータＰＤＵは、図１０のインバータ１００またはインバータ２００に相当する。また、コンバータＶＣＵは、図１０のＤＣＤＣコンバータ５００に相当する。また、ここで、クラッチＣＬＴは、図示しないトランスミッションとしてもよい。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図１５Ｃは、図１５ＢのモータＭＯＴとエンジンＥＮＧとの間にクラッチＣＬＴ２を設けたＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。ここで、クラッチＣＬＴ１は、図示しないトランスミッションとしてもよい。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。ＨＥＶやＰＨＥＶにこの実施の形態を適用した場合、車両の電費に加えて、燃費を向上することができる。
　また、図１５に示した電動化車両において、上述した実施の形態のように、インバータＰＤＵおよびコンバータＶＣＵの両方のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、どちらか一方のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。どちらの場合においても、電力変換装置２の合計損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　実施の形態３．
　図１６は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置を示すブロック図である。図１６において、電力変換装置３は、車両ＶＣＬに搭載され、直流電源である高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて駆動モータＭ１および発電モータＧ１を駆動するものである。また、電力変換装置３は、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、インバータ１００、インバータ２００、電流センサＣＳ１、電流センサＣＳ２、回転速度センサＲＳ１、回転速度センサＲＳ２、制御装置７００、ゲート駆動回路４００およびＤＣＤＣコンバータ５００を備えている。

　ここで、インバータ１００を構成する電力用半導体素子であるスイッチング素子は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、インバータ１００により駆動モータＭ１が駆動される。

　また、インバータ２００を構成する電力用半導体素子であるスイッチング素子は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子のチップであり、インバータ２００により発電モータＧ１が駆動される。インバータ１００およびインバータ２００の構成は、実施の形態１および２と同様のため省略する。

　インバータ１００は、ＤＣＤＣコンバータ５００から電源電位Ｖ２を受けて駆動モータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１００は、車両ＶＣＬの制動時に、駆動モータＭ１により回生動作を行い、つまり駆動モータＭ１を発電機として使用し、駆動モータＭ１において発電された電力を、ＤＣＤＣコンバータ５００を介して高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　インバータ２００は、ＤＣＤＣコンバータ５００から電源電位Ｖ２を受けて発電モータＧ１を駆動する。また、インバータ２００は、トルク分割機構ＴＳを介してエンジンＥＮＧと接続される発電モータＧ１が、エンジンＥＮＧの動力により発電モータＧ１を回転して発電された交流電力を直流電力に変換する。変換された直流電力は、ＤＣＤＣコンバータ５００を介して高電圧バッテリＢＡＴに戻すか、またはインバータ１００を介して駆動モータＭ１を駆動する。

　ゲート駆動回路４００は、複数のスイッチング素子のそれぞれに対応して複数設けられ、対応するスイッチング素子を駆動する。各スイッチング素子の制御端子であるゲート端子は、対応するゲート駆動回路４００に接続されている。

　各ゲート駆動回路４００は、制御装置７００から図示しないフォトカプラ等を介して伝達された、各スイッチング素子のオン指令またはオフ指令に応じて、対応するスイッチング素子に対してオン電圧信号またはオフ電圧信号を出力し、スイッチング素子をオン状態またはオフ状態に切り替える。

　電流センサＣＳ１は、インバータ１００から駆動モータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流センサＣＳ１は、インバータ１００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ１の出力信号は、制御装置７００に入力される。

　電流センサＣＳ２は、インバータ２００から発電モータＧ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流センサＣＳ２は、インバータ２００と各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ２の出力信号は、制御装置７００に入力される。

　回転速度センサＲＳ１は、駆動モータＭ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳ１は、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳ１としては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳ１の出力信号は、制御装置７００に入力される。

　回転速度センサＲＳ２は、発電モータＧ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳ２は、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳ２としては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳ２の出力信号は、制御装置７００に入力される。

　制御装置７００は、インバータ１００を制御することにより、駆動モータＭ１の制御を行い、インバータ２００を制御することにより、発電モータＧ１の制御を行う。制御装置７００は、キャリア周波数設定部７０３、電流検出部７０４、ＰＷＭ制御部７０６および回転速度検出部７０７を有している。

　回転速度検出部７０７は、駆動モータＭ１の回転速度を検出する。回転速度検出部７０７は、回転速度センサＲＳ１の出力信号に基づいて、駆動モータＭ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　また、回転速度検出部７０７は、発電モータＧ１の回転速度を検出する。回転速度検出部７０７は、回転速度センサＲＳ２の出力信号に基づいて、発電モータＧ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　キャリア周波数設定部７０３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア波のキャリア周波数Ｆｃを設定する。キャリア周波数設定部７０３は、回転速度検出部７０７によって検出された駆動モータＭ１の回転速度が速いほど、キャリア周波数Ｆｃを高く変更する周波数変更制御を実行する。

　具体的には、図１７に示されるように、キャリア周波数Ｆｃに依存する駆動モータＭ１の電力損失は、駆動モータＭ１の回転速度が速いほど大きくなる。このため、駆動モータＭ１の回転速度が速いほど、キャリア周波数Ｆｃを高くすることで駆動モータＭ１の電力損失を効果的に低減することができる。

　例えば、キャリア周波数設定部７０３は、駆動モータＭ１の回転速度に応じて、図１８Ａに示されるように、直線状にキャリア周波数Ｆｃを変更するか、または図１８Ｂに示されるように、階段状にキャリア周波数Ｆｃを変更するように、周波数変更制御を実行する。

　電流検出部７０４は、インバータ１００から駆動モータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流検出部７０４は、制御装置７００に入力される電流センサＣＳ１の出力信号に基づいて、駆動モータＭ１の各相の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。

　また、電流検出部７０４は、インバータ２００から発電モータＧ１の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流検出部７０４は、制御装置７００に入力される電流センサＣＳ２の出力信号に基づいて、発電モータＧ１の各相の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。

　ＰＷＭ制御部７０６は、複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御によりスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ制御は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御である。ＰＷＭ制御部７０６は、ＰＷＭ制御において、キャリア周波数Ｆｃのキャリア波と、各相の交流電圧指令信号との比較により、各相のスイッチング素子をオンまたはオフさせる矩形パルス波のデューティ比を変化させる。

　ＰＷＭ制御部７０６は、駆動モータＭ１の巻線を流れる電流Ｉ１が電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。また、ＰＷＭ制御部７０６は、発電モータＧ１の巻線を流れる電流Ｉ２が電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。

　この実施の形態では、インバータ１００のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。これは、従前より用いられているＳｉ－ＩＧＢＴ素子よりもスイッチング素子の損失を低減できるため、また、キャリア周波数を高めることができるためである。これにより、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置３を高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費や燃費を向上することができる。

　また、この実施の形態では、キャリア周波数設定部７０３が、駆動モータＭ１の回転速度に応じてインバータ１００を駆動するキャリア周波数を変更しているが、これを発電モータＧ１の回転速度に応じてインバータ２００を駆動するキャリア周波数を変更することでも同様の効果が得られる。

　加えて、キャリア周波数設定部７０３により、駆動モータＭ１の回転速度に応じてインバータ１００を駆動するキャリア周波数を変更するとともに、発電モータＧ１の回転速度に応じてインバータ２００を駆動するキャリア周波数を変更することで、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置３をさらに高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費や燃費をさらに向上することができる。

　この実施の形態を適用できる電動化車両の構成を図１９Ａ、図１９Ｂに示す。図１９Ａは、駆動モータＴＲＣ、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータＧＥＮ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、駆動モータＴＲＣと発電モータＧＥＮとエンジンＥＮＧとのトルクを分割するトルク分割機構ＴＳ、トルク分割機構ＴＳとシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ、ファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤで構成されるシリーズ・パラレルＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、駆動モータＴＲＣは、図１６の駆動モータＭ１に相当し、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵは、図１６のインバータ１００に相当し、発電モータＧＥＮは、図１６の発電モータＧ１に相当し、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵは、図１６のインバータ２００に相当し、コンバータＶＣＵは、図１６のＤＣＤＣコンバータ５００に相当する。また、トルク分割機構ＴＳは、例えば、プラネタリギアである。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図１９Ｂは、駆動モータＴＲＣ、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータＧＥＮ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵ、高電圧バッテリＢＡＴ、発電モータＧＥＮとクラッチＣＬＴ３を介して接続されるエンジンＥＮＧ、駆動モータＴＲＣとクラッチＣＬＴ１を介して、また、エンジンＥＮＧとクラッチＣＬＴ２を介して接続されるファイナルギアＤＦ、ファイナルギアＤＦとシャフトで接続されたタイヤで構成されるシリーズ・パラレルＨＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、駆動モータＴＲＣは、図１６の駆動モータＭ１に相当し、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵは、図１６のインバータ１００に相当し、発電モータＧＥＮは、図１６の発電モータＧ１に相当し、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵは、図１６のインバータ２００に相当し、コンバータＶＣＵは、図１６のＤＣＤＣコンバータ５００に相当する。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、図１９Ａ、図１９Ｂで示す電動化車両は、前輪または後輪駆動式のＨＥＶであるが、図１９Ａ、図１９Ｂの構成に、図示しない後輪または前輪駆動モータＭＯＴ３、図示しない後輪または前輪駆動モータ用インバータＰＤＵ３を搭載した四輪駆動式のＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態では、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮを三相巻線モータとして例示したが、これらの一方、または両方を二重三相巻線モータとしてもよく、それに対応して駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵを二重三相巻線モータ用のインバータとしてもよい。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮを二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置３の電力損失を、さらに低減することができる。

　図１９Ａ、図１９Ｂに示す電動化車両では、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵのいずれか１つまたは２つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、図１９Ａ、図１９Ｂのエネルギーフローで示すように、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置３の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　実施の形態４．
　図２０は、この発明の実施の形態４に係る電力変換装置を示すブロック図である。図２０において、電力変換装置４は、車両ＶＣＬに搭載され、直流電源である高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて駆動モータＭ１および駆動モータＭ２を駆動するものである。また、電力変換装置４は、平滑コンデンサＣ２、インバータ１００、インバータ２００、電流センサＣＳ１、電流センサＣＳ２、回転速度センサＲＳ１、回転速度センサＲＳ２、制御装置８００およびゲート駆動回路４００を備えている。

　また、インバータ２００を構成する電力用半導体素子であるスイッチング素子は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、インバータ２００により駆動モータＭ２が駆動される。インバータ１００およびインバータ２００の構成は、実施の形態１および２と同様のため省略する。

　インバータ１００は、高電圧バッテリＢＡＴから電源電位Ｖ２を受けて駆動モータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１００は、車両ＶＣＬの制動時に、駆動モータＭ１により回生動作を行い、つまり駆動モータＭ１を発電機として使用し、駆動モータＭ１において発電された電力を、高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　インバータ２００は、高電圧バッテリＢＡＴから電源電位Ｖ２を受けて駆動モータＭ２を駆動する。好ましくは、インバータ２００は、車両ＶＣＬの制動時に、駆動モータＭ２により回生動作を行い、つまり駆動モータＭ２を発電機として使用し、駆動モータＭ２において発電された電力を、高電圧バッテリＢＡＴに戻す。

　各ゲート駆動回路４００は、制御装置８００から図示しないフォトカプラ等を介して伝達された、各スイッチング素子のオン指令またはオフ指令に応じて、対応するスイッチング素子に対してオン電圧信号またはオフ電圧信号を出力し、スイッチング素子をオン状態またはオフ状態に切り替える。

　電流センサＣＳ１は、インバータ１００から駆動モータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流センサＣＳ１は、インバータ１００と駆動モータＭ１の各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ１の出力信号は、制御装置８００に入力される。

　電流センサＣＳ２は、インバータ２００から駆動モータＭ２の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流センサＣＳ２は、インバータ２００と駆動モータＭ２の各相の巻線とをつなぐ電線上に複数、例えば３つまたは２つ設けられている。電流センサＣＳ２の出力信号は、制御装置８００に入力される。

　回転速度センサＲＳ１は、駆動モータＭ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳ１は、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳ１としては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳ１の出力信号は、制御装置８００に入力される。

　回転速度センサＲＳ２は、駆動モータＭ２のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。また、回転速度センサＲＳ２は、ロータの回転軸に取り付けられている。回転速度センサＲＳ２としては、レゾルバ、ロータリエンコーダ等が用いられる。回転速度センサＲＳ２の出力信号は、制御装置８００に入力される。

　制御装置８００は、インバータ１００を制御することにより、駆動モータＭ１の制御を行い、インバータ２００を制御することにより、駆動モータＭ２の制御を行う。制御装置８００は、キャリア周波数設定部８０３、電流検出部８０４、ＰＷＭ制御部８０６および回転速度検出部８０７を有している。

　電流検出部８０４は、インバータ１００から駆動モータＭ１の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。電流検出部８０４は、制御装置８００に入力される電流センサＣＳ１の出力信号に基づいて、駆動モータＭ１の各相の巻線に流れる電流Ｉ１を検出する。

　また、電流検出部８０４は、インバータ２００から駆動モータＭ２の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。電流検出部８０４は、制御装置８００に入力される電流センサＣＳ２の出力信号に基づいて、駆動モータＭ２の各相の巻線に流れる電流Ｉ２を検出する。

　回転速度検出部８０７は、駆動モータＭ１の回転速度を検出する。回転速度検出部８０７は、回転速度センサＲＳ１の出力信号に基づいて、駆動モータＭ１のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　また、回転速度検出部８０７は、駆動モータＭ２の回転速度を検出する。回転速度検出部８０７は、回転速度センサＲＳ２の出力信号に基づいて、駆動モータＭ２のロータの回転速度および回転角度、すなわち磁極位置を検出する。

　キャリア周波数設定部８０３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア波のキャリア周波数Ｆｃを設定する。また、キャリア周波数設定部８０３は、上位ＥＣＵよりトルク指令値を入力する。キャリア周波数設定部８０３は、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷が高いほど、キャリア周波数Ｆｃを高く変更する周波数変更制御を実行する。

　すなわち、キャリア周波数設定部８０３は、上位ＥＣＵから出力されるトルク指令値が高いほど、または、電流検出部８０４によって検出された駆動モータＭ１に流れる電流が大きいほど、キャリア周波数Ｆｃを高く変更する周波数変更制御を実行する。

　具体的には、図２１に示されるように、キャリア周波数Ｆｃに依存する駆動モータＭ１の電力損失は、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷が高いほど大きくなる。このため、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷が高いほど、キャリア周波数Ｆｃを高くすることで駆動モータＭ１の電力損失を効果的に低減することができる。

　例えば、キャリア周波数設定部８０３は、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷に応じて、図２２Ａに示されるように、直線状にキャリア周波数Ｆｃを変更するか、または図１８Ｂに示されるように、階段状にキャリア周波数Ｆｃを変更するように、周波数変更制御を実行する。

　ＰＷＭ制御部８０６は、複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御によりスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ制御は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御である。ＰＷＭ制御部８０６は、ＰＷＭ制御において、キャリア周波数Ｆｃのキャリア波と、各相の交流電圧指令信号との比較により、各相のスイッチング素子をオンまたはオフさせる矩形パルス波のデューティ比を変化させる。

　ＰＷＭ制御部８０６は、駆動モータＭ１の巻線を流れる電流Ｉ１が電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。また、ＰＷＭ制御部８０６は、駆動モータＭ２の巻線を流れる電流Ｉ２が電流指令値に近づくようにＰＷＭ制御を行う電流フィードバック制御を行う。

　この実施の形態では、インバータ１００およびインバータ２００のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。これは、従前より用いられているＳｉ－ＩＧＢＴ素子よりもスイッチング素子の損失を低減できるため、また、キャリア周波数を高めることができるためである。これにより、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置４を高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費を向上することができる。

　また、この実施の形態では、キャリア周波数設定部８０３が、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷に応じてインバータ１００を駆動するキャリア周波数を変更しているが、これを駆動モータＭ２のトルク負荷または電流負荷に応じてインバータ２００を駆動するキャリア周波数を変更することでも同様の効果が得られる。

　加えて、キャリア周波数設定部８０３により、駆動モータＭ１のトルク負荷または電流負荷に応じてインバータ１００を駆動するキャリア周波数を変更するとともに、駆動モータＭ２のトルク負荷または電流負荷に応じてインバータ２００を駆動するキャリア周波数を変更することで、車両ＶＣＬに搭載される電力変換装置４をさらに高効率化することができるため、車両ＶＣＬとしての電費をさらに向上することができる。

　この実施の形態を適用できる電動化車両の構成を図２３に示す。図２３Ａは、駆動モータＭＯＴ１、インバータＰＤＵ１、駆動モータＭＯＴ２、インバータＰＤＵ２、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された前輪タイヤで構成されるＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　なお、駆動モータＭＯＴ１は、図２０の駆動モータＭ１に相当し、インバータＰＤＵ１は、図２０のインバータ１００に相当し、駆動モータＭＯＴ２は、図２０の駆動モータＭ２に相当し、インバータＰＤＵ２は、図２０の駆動モータＭ２に相当する。また、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、図２３ａの構成に図示しないエンジン、図示しないトルク分割機構または図示しないクラッチを搭載したＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　図２３Ｂは、駆動モータＭＯＴ１、インバータＰＤＵ１、駆動モータＭＯＴ２、インバータＰＤＵ２、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪または前輪右側タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された後輪または前輪左側タイヤで構成されるＥＶであり、この実施の形態を適用できる。

　また、駆動モータＭＯＴ１、ＭＯＴ２がファイナルギアＤＦ１、ＤＦ２のないインホイールモータで構成されるＥＶにも、この実施の形態を適用できる。加えて、図２３Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３および図示しないインバータＰＤＵ３を搭載して前輪または後輪を駆動する４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　さらに、図２３Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３、図示しないＭＯＴ４および図示しないインバータＰＤＵ３、図示しないＰＤＵ４を搭載して４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態では、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を三相巻線モータとして例示したが、これらの一方、または両方を二重三相巻線モータとしてもよく、それに対応してインバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２を二重三相巻線モータ用のインバータとしてもよい。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置４の電力損失を、さらに低減することができる。

　図２３に示す電動化車両では、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２のいずれか１つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、図２３のエネルギーフローで示すように、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置４の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　実施の形態５．
　図２４Ａ、図２４Ｂに示すこの発明の実施の形態５に係る電力変換装置５が適用できる電動化車両は、車両ＶＣＬに搭載され、高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を駆動するものであり、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された前輪タイヤで構成される。

　図２４に示すインバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２は、実施の形態１～４に記載のインバータ１００またはインバータ２００と同じ構成をしている。コンバータＶＣＵは、実施の形態２に記載のＤＣＤＣコンバータ５００と同じ構成をしている。

　図２４に示す電動化車両では、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵのいずれか１つまたは２つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、図２４のエネルギーフローで示すように、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置５の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　好ましくは、インバータＰＤＵ１またはインバータＰＤＵ２の使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。また、使用頻度の高いインバータに接続されるコンバータに搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。これにより、効率的に電力変換装置５の電力損失の低減ができる。

　図２４で示す車両はＥＶであるが、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。また、図２４の構成に図示しないエンジン、図示しないトルク分割機構または図示しないクラッチを搭載したＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置５に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置５の電力損失を低減することができる。

　また、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２の一方、または両方を二重三相巻線モータとしてもよく、それに対応してインバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２を二重三相巻線モータ用のインバータとしてもよい。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置５の電力損失を、さらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＭＯＴ１または駆動モータＭＯＴ２の使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置５の電力損失の低減ができる。

　実施の形態６．
　図２５Ａに示すこの発明の実施の形態６に係る電力変換装置６が適用できる電動化車両は、車両ＶＣＬに搭載され、高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を駆動するものであり、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された前輪タイヤで構成される。

　また、図２５Ｂは、駆動モータＭＯＴ１、インバータＰＤＵ１、駆動モータＭＯＴ２、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪または前輪右側タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された後輪または前輪左側タイヤで構成される。

　図２５に示すインバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２は、実施の形態１～４に記載のインバータ１００またはインバータ２００と同じ構成をしている。コンバータＶＣＵは、実施の形態２に記載のＤＣＤＣコンバータ５００と同じ構成をしている。

　図２５に示す電動化車両では、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵのいずれか１つまたは２つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、図２５のエネルギーフローで示すように、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置６の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　好ましくは、インバータＰＤＵ１またはインバータＰＤＵ２の使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。また、使用頻度の高いインバータに接続されるコンバータに搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。これにより、効率的に電力変換装置６の電力損失の低減ができる。

　図２５で示す車両はＥＶであるが、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。また、図２５の構成に図示しないエンジン、図示しないトルク分割機構または図示しないクラッチを搭載したＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、駆動モータＭＯＴ１、ＭＯＴ２がファイナルギアＤＦ１、ＤＦ２のないインホイールモータで構成されるＥＶにも、この実施の形態を適用できる。加えて、図２５Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３および図示しないインバータＰＤＵ３を搭載して前輪または後輪を駆動する４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　さらに、図２５Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３、図示しないＭＯＴ４および図示しないインバータＰＤＵ３、図示しないＰＤＵ４を搭載して４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置６に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置６の電力損失を低減することができる。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置６の電力損失を、さらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＭＯＴ１または駆動モータＭＯＴ２の使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置６の電力損失の低減ができる。

　実施の形態７．
　図２６Ａに示すこの発明の実施の形態７に係る電力変換装置７が適用できる電動化車両は、車両ＶＣＬに搭載され、高電圧バッテリＢＡＴの電力を用いて駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を駆動するものであり、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ１、コンバータＶＣＵ２、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された前輪タイヤで構成される。

　また、図２６Ｂは駆動モータＭＯＴ１、インバータＰＤＵ１、コンバータＶＣＵ１、駆動モータＭＯＴ２、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ２、駆動モータＭＯＴ１とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ１、ファイナルギアＤＦ１とシャフトで接続された後輪または前輪右側タイヤ、駆動モータＭＯＴ２とシャフトで接続されたファイナルギアＤＦ２、ファイナルギアＤＦ２とシャフトで接続された後輪または前輪左側タイヤで構成される。

　図２６に示すインバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２は、実施の形態１～４に記載のインバータ１００またはインバータ２００と同じ構成をしている。コンバータＶＣＵ１、コンバータＶＣＵ２は、実施の形態２に記載のＤＣＤＣコンバータ５００と同じ構成をしている。

　図２６に示す電動化車両では、インバータＰＤＵ１、インバータＰＤＵ２、コンバータＶＣＵ１、コンバータＶＣＵ２のいずれか１つまたは２つまたは３つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、図２６のエネルギーフローで示すように、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置７の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。

　好ましくは、インバータＰＤＵ１またはインバータＰＤＵ２の使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。また、使用頻度の高いインバータに接続されるコンバータに搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。これにより、効率的に電力変換装置７の電力損失の低減ができる。

　図２６で示す車両はＥＶであるが、高電圧バッテリＢＡＴを図示しない燃料電池としたＦＣＶにも、この実施の形態を適用できる。また、図２６の構成に図示しないエンジン、図示しないトルク分割機構または図示しないクラッチを搭載したＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、駆動モータＭＯＴ１、ＭＯＴ２がファイナルギアＤＦ１、ＤＦ２のないインホイールモータで構成されるＥＶにも、この実施の形態を適用できる。加えて、図２６Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３および図示しないインバータＰＤＵ３を搭載して前輪または後輪を駆動する４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　さらに、図２６Ｂの構成に、図示しない駆動モータＭＯＴ３、図示しないＭＯＴ４および図示しないインバータＰＤＵ３、図示しないＰＤＵ４を搭載して４輪駆動としたＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置７に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置７の電力損失を低減することができる。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＭＯＴ１および駆動モータＭＯＴ２を二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置７の電力損失を、さらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＭＯＴ１または駆動モータＭＯＴ２の使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置７の電力損失の低減ができる。

　実施の形態８．
　図２７Ａ、図２７Ｂに示すこの発明の実施の形態８に係る電力変換装置８が適用できる電動化車両は、この発明の実施の形態３において図１９Ａ、図１９Ｂで示した電動化車両のコンバータＶＣＵを除き、高電圧バッテリＢＡＴと駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、および、高電圧バッテリＢＡＴと発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵとが直結される構成である。

　図２７に示す電動化車両では、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵのいずれか１つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置８の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。なお、エネルギーフローは、図１９Ａ、図１９Ｂに類似しているため省略している。

　好ましくは、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵまたは発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵの使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。これにより、効率的に電力変換装置８の電力損失の低減ができる。

　図２７で示す車両は前輪または後輪駆動式のＨＥＶであるが、図２７の構成に図示しない後輪または前輪駆動モータＭＯＴ３、図示しない後輪または前輪駆動モータ用インバータＰＤＵ３を搭載した四輪駆動式のＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置８に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置８の電力損失を低減することができる。

　また、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮの一方、または両方を二重三相巻線モータとしてもよく、それに対応して駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵを二重三相巻線モータ用のインバータとしてもよい。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮを二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置８の電力損失を、さらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＴＲＣまたは発電モータＧＥＮの使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置８の電力損失の低減ができる。

　実施の形態９．
　図２８Ａ、図２８Ｂに示すこの発明の実施の形態９に係る電力変換装置９が適用できる電動化車両は、この発明の実施の形態３において図１９Ａ、図１９Ｂで示した電動化車両のコンバータＶＣＵを除き、高電圧バッテリＢＡＴと駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵとの間にコンバータＶＣＵ１を搭載し、高電圧バッテリＢＡＴと発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵとの間にコンバータＶＣＵ２を搭載する構成である。

　図２８に示す電動化車両では、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵ１、コンバータＶＣＵ２のいずれか１つまたは２つまたは３つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置９の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。なお、エネルギーフローは、図１９Ａ、図１９Ｂに類似しているため省略している。

　好ましくは、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵまたは発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵの使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。また、使用頻度の高いインバータに接続されるコンバータに搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるよい。これにより、効率的に電力変換装置９の電力損失の低減ができる。

　図２８で示す車両は前輪または後輪駆動式のＨＥＶであるが、図２８の構成に図示しない後輪または前輪駆動モータＭＯＴ３、図示しない後輪または前輪駆動モータ用インバータＰＤＵ３を搭載した四輪駆動式のＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置９に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置９の電力損失を低減することができる。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮを二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置９の電力損失を、さらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＴＲＣまたは発電モータＧＥＮの使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置９の電力損失の低減ができる。

　実施の形態１０．
　図２９Ａ、図２９Ｂに示すこの発明の実施の形態１０に係る電力変換装置１０が適用できる電動化車両は、この発明の実施の形態３において図１９Ａ、図１９Ｂで示した電動化車両のコンバータＶＣＵを除き、高電圧バッテリＢＡＴと駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵとの間にコンバータＶＣＵ１を搭載する構成である。

　また、図２９Ｃ、図２９Ｄに示すこの発明の実施の形態１０に係る電力変換装置１０が適用できる電動化車両は、この発明の実施の形態３において図１９Ａ、図１９Ｂで示した電動化車両のコンバータＶＣＵを除き、高電圧バッテリＢＡＴと発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵとの間にコンバータＶＣＵ２を搭載する構成である。

　図２９に示す電動化車両では、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵ、発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵのいずれか１つまたは２つにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよいし、すべてのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

　いずれの場合においても、電動化車両が走行する際にスイッチング素子を含む構成部品を使用することから、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、車両走行時の電力変換装置１０の電力損失を低減することができ、電動化車両の電費や燃費を向上することが可能である。なお、エネルギーフローは、図１９Ａ、図１９Ｂに類似しているため省略している。

　好ましくは、駆動モータ用インバータＴＲＣＰＤＵまたは発電モータ用インバータＧＥＮＰＤＵの使用頻度が高い方に搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるとよい。また、使用頻度の高いインバータに接続されるコンバータに搭載されるスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いるよい。これにより、効率的に電力変換装置１０の電力損失の低減ができる。

　図２９で示す車両は前輪または後輪駆動式のＨＥＶであるが、図２９の構成に図示しない後輪または前輪駆動モータＭＯＴ３、図示しない後輪または前輪駆動モータ用インバータＰＤＵ３を搭載した四輪駆動式のＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。また、高電圧バッテリＢＡＴと並列に、図示しない充電器ＯＢＣが接続されたＰＨＥＶにも、この実施の形態を適用できる。

　また、この実施の形態の電力変換装置１０に、実施の形態１～４で記載したインバータのキャリア周波数の周波数変更制御を適用してもよい。これにより、電力変換装置１０の電力損失を低減することができる。

　実施の形態１および２において記述したように、駆動モータＴＲＣおよび発電モータＧＥＮを二重三相巻線モータとすることで、インバータのキャリア周波数の周波数変更制御による電力変換装置１０の電力損失をさらに低減することができる。好ましくは、駆動モータＴＲＣまたは発電モータＧＥＮの使用頻度が高い方を二重三相巻線モータにするとよい。これにより、効率的に電力変換装置１０の電力損失の低減ができる。

　なお、この発明の実施の形態１～１０に係る電力変換装置１～１０において、インバータＰＤＵ、ＰＤＵ１、ＰＤＵ２、ＴＲＣＰＤＵ、ＧＥＮＰＤＵ、コンバータＶＣＵ、ＶＣＵ１、ＶＣＵ２のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子を用いた場合よりも電力損失を低減できることに加えて、スイッチング素子を高周波駆動して、具体的には、キャリア周波数を、一般に～１５ｋＨｚである人間の可聴域以上に設定して、電力変換装置１～１０に搭載されるリアクトルやコンデンサに起因する騒音を低減することもできる。

　また、この発明の実施の形態１～１０に係る電力変換装置１～１０において、コンバータＶＣＵ、ＶＣＵ１、ＶＣＵ２のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴ素子を用いた場合よりもスイッチング素子を高周波駆動することができるため、コンバータＶＣＵ、ＶＣＵ１、ＶＣＵ２に搭載されるリアクトルやコンデンサを小型化することもできる。

　１～１０　電力変換装置、１００、２００　インバータ、３０３　キャリア周波数設定部、３０７　回転速度検出部、５００　コンバータ、６０３　キャリア周波数設定部、６０７　回転速度検出部、７０３　キャリア周波数設定部、７０７　回転速度検出部、８０３　キャリア周波数設定部、８０７　回転速度検出部。

Claims

　駆動モータを動力源として走行する車両に搭載される電力変換装置であって、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで前記駆動モータを制御する駆動モータ用インバータを備え、
　前記駆動モータ用インバータを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　電力変換装置。
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記駆動モータ用インバータに印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータをさらに備え、
　前記駆動モータ用インバータおよび前記ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータは、第１駆動モータと第２駆動モータとを有し、
　前記駆動モータ用インバータは、前記第１駆動モータを制御する第１駆動モータ用インバータと前記第２駆動モータを制御する第２駆動モータ用インバータとを有し、
　前記第１駆動モータ用インバータおよび前記第２駆動モータ用インバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　エンジンの出力により発電する発電モータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで前記発電モータを制御する発電モータ用インバータと、をさらに備え、
　前記駆動モータ用インバータおよび前記発電モータ用インバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータは、第１駆動モータと第２駆動モータとを有し、
　前記駆動モータ用インバータは、前記第１駆動モータを制御する第１駆動モータ用インバータと前記第２駆動モータを制御する第２駆動モータ用インバータとを有し、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記第１駆動モータ用インバータおよび前記第２駆動モータ用インバータの両方に印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータをさらに備え、
　前記第１駆動モータ用インバータ、前記第２駆動モータ用インバータおよび前記ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　エンジンの出力により発電する発電モータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで前記発電モータを制御する発電モータ用インバータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記駆動モータ用インバータおよび前記発電モータ用インバータの両方に印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータをさらに備え、
　前記駆動モータ用インバータ、前記発電モータ用インバータおよび前記ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータは、第１駆動モータと第２駆動モータとを有し、
　前記駆動モータ用インバータは、前記第１駆動モータを制御する第１駆動モータ用インバータと前記第２駆動モータを制御する第２駆動モータ用インバータとを有し、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記第１駆動モータ用インバータおよび前記第２駆動モータ用インバータのいずれか一方に印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータをさらに備え、
　前記第１駆動モータ用インバータ、前記第２駆動モータ用インバータおよび前記ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　エンジンの出力により発電する発電モータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで前記発電モータを制御する発電モータ用インバータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記駆動モータ用インバータおよび前記発電モータ用インバータのいずれか一方に印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータをさらに備え、
　前記駆動モータ用インバータ、前記発電モータ用インバータおよび前記ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータは、第１駆動モータと第２駆動モータとを有し、
　前記駆動モータ用インバータは、前記第１駆動モータを制御する第１駆動モータ用インバータと前記第２駆動モータを制御する第２駆動モータ用インバータとを有し、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記第１駆動モータ用インバータに印加する出力電圧を生成する第１ＤＣＤＣコンバータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記第２駆動モータ用インバータに印加する出力電圧を生成する第２ＤＣＤＣコンバータと、をさらに備え、
　前記第１駆動モータ用インバータ、前記第２駆動モータ用インバータ、前記第１ＤＣＤＣコンバータおよび前記第２ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　エンジンの出力により発電する発電モータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで前記発電モータを制御する発電モータ用インバータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記駆動モータ用インバータに印加する出力電圧を生成する第１ＤＣＤＣコンバータと、
　複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることで、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧し、前記発電モータ用インバータに印加する出力電圧を生成する第２ＤＣＤＣコンバータと、をさらに備え、
　前記駆動モータ用インバータ、前記発電モータ用インバータ、前記第１ＤＣＤＣコンバータおよび前記第２ＤＣＤＣコンバータの少なくとも１つを構成する複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータは、二重三相モータである
　請求項１、２、４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータは、二重三相モータである
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２駆動モータは、二重三相モータである
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータおよび前記第２駆動モータは、二重三相モータである
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータは、二重三相モータである
　請求項４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータおよび前記発電モータは、二重三相モータである
　請求項４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記駆動モータの損失と前記駆動モータ用インバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項１、２、４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記駆動モータの損失と前記駆動モータ用インバータの損失と前記ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項２、６、８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記駆動モータの損失と前記駆動モータ用インバータの損失と前記第１ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項１０に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記駆動モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記駆動モータの回転速度が高いほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項１、２、４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記駆動モータのトルクを検出するモータトルク検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記駆動モータのトルクが大きいほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項１、２、４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第１駆動モータの損失と前記第１駆動モータ用インバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第１駆動モータの損失と前記第１駆動モータ用インバータの損失と前記ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項５、７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記第１駆動モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第１駆動モータの回転速度が高いほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第１駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記第１駆動モータのトルクを検出するモータトルク検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第１駆動モータのトルクが大きいほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第２駆動モータの損失と前記第２駆動モータ用インバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第２駆動モータの損失と前記第２駆動モータ用インバータの損失と前記ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項５、７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記第２駆動モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第２駆動モータの回転速度が高いほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２駆動モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記第２駆動モータのトルクを検出するモータトルク検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記第２駆動モータのトルクが大きいほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項３、５、７、９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記発電モータの損失と前記発電モータ用インバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記発電モータの損失と前記発電モータ用インバータの損失と前記ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項６、８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記発電モータの損失と前記発電モータ用インバータの損失と前記第２ＤＣＤＣコンバータの損失とを加算した合計損失が最小となるようにキャリア周波数を設定する
　請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記発電モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記発電モータの回転速度が高いほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記発電モータ用インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
　前記発電モータのトルクを検出するモータトルク検出部と、をさらに備え、
　前記キャリア周波数設定部は、前記発電モータのトルクが大きいほど、キャリア周波数を高く設定する
　請求項４、６、８、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。