WO2018074378A1 - アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置 - Google Patents

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power supply
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尾仲　健吾
良樹 山田
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an antenna element, an antenna module, and a communication device.
  • the dual-frequency antenna disclosed in Patent Literature 1 includes a first radiating conductor formed on the upper surface of a dielectric substrate, an annular second radiating conductor formed so as to surround the first radiating conductor, And a ground conductor formed on the lower surface of the dielectric substrate.
  • a power feed pin is connected to the first radiation conductor, and a high frequency signal is fed to the first radiation conductor via the power feed pin.
  • a plurality of short pins are connected to the second radiation conductor, and the second radiation conductor is connected to the ground conductor via the plurality of short pins.
  • the dual-frequency antenna has the first radiating conductor excited at the frequency fH by power feeding from the feeding pin, and the second radiating conductor and the first radiating conductor are electromagnetically coupled. Is also excited at a low frequency fL.
  • the second radiation conductor is connected to the ground conductor via a plurality of short pins, so that the high-frequency current flowing through the second radiation conductor is short pin. It also flows to the ground conductor. For this reason, the electrical length and current direction of the second radiation conductor are not fixed, and the radiation direction is also directed to the low elevation angle direction and the downward direction, and the directivity in the zenith direction (upward direction of the perpendicular to the dielectric substrate) is weak. There is a problem of becoming.
  • An object of the present invention is to provide an antenna element, an antenna module, and a communication device having directivity to the antenna.
  • an antenna element includes a dielectric substrate, a planar first feeding conductor pattern formed on the dielectric substrate, to which a high-frequency signal is fed, and the dielectric
  • a planar second power supply formed on a body substrate and arranged separately from the first power supply conductor pattern so as to sandwich the first power supply conductor pattern in a polarization direction when the dielectric substrate is viewed in plan A conductor pattern; and a planar ground conductor pattern formed on the dielectric substrate so as to face the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern and set to a ground potential.
  • the feeding conductor pattern is not set to the ground potential.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal having the first resonance frequency defined by the first power supply conductor pattern is the zenith direction (perpendicular direction in the vertical direction) of the first power supply conductor pattern by the fundamental wave of the high-frequency signal. It has directivity on the side opposite to the ground conductor pattern with respect to one feeding conductor pattern.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal having the second resonance frequency defined by the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern that are electromagnetically coupled to each other is that the second feeding conductor pattern is not connected to the ground. Accordingly, the fundamental wave of the high-frequency signal has directivity in the zenith direction of the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern.
  • the second power supply conductor pattern may be an annular conductor pattern that is disposed at a predetermined interval from the first power supply conductor pattern so as to surround the first power supply conductor pattern in the plan view.
  • the second feeding conductor pattern becomes one continuous conductor pattern, the radiation intensity of the high-frequency signal having the second resonance frequency becomes larger, and the directivity in the zenith direction becomes stronger.
  • the antenna element further includes an impedance element that connects the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern, and the first resonance frequency defined by the first feeding conductor pattern is the first resonance frequency.
  • the impedance at the second resonance frequency is higher than the second resonance frequency defined by the feed conductor pattern and the second feed conductor pattern, and the impedance at the second resonance frequency of the impedance element is lower than the impedance at the first resonance frequency of the impedance element. Also good.
  • the impedance of the impedance element is increased, so that the second feeding conductor pattern is not visible as a conductor pattern. For this reason, the directivity of the radiation characteristic of the high frequency signal having the first resonance frequency has directivity in the zenith direction of the first feeding conductor pattern by the fundamental wave of the high frequency signal. Further, when a high frequency signal having the second resonance frequency is excited, the impedance of the impedance element is lowered, so that the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern are easily seen as an integral conductor pattern.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal having the second resonance frequency has a stronger directivity in the zenith direction of the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern by the fundamental wave of the high-frequency signal.
  • high frequency signals in a plurality of frequency bands can be excited, and strong directivity from the antenna plane to the zenith direction can be ensured in any of the plurality of frequency bands.
  • any radiation is due to fundamental wave operation, the radiation characteristics can be broadened.
  • the impedance element may be configured by an LC resonance circuit.
  • the impedance element can be formed using the conductor pattern and the dielectric substrate, the size can be reduced.
  • the antenna element includes a plurality of impedance elements, and the plurality of impedance elements are between the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern in the plan view, and the first feeding element. You may arrange
  • the resonance balance of the high-frequency signal is improved, so that the directivity in the zenith direction can be further increased while increasing the antenna gain.
  • the notch antenna formed on the outer surface of the second feeding conductor pattern in the plan view, which is the surface or inside of the dielectric substrate, and the notch antenna is a surface formed on the surface.
  • the antenna element has the patch antenna and the notch antenna, each can cope with different frequency bands, and the design of the multiband antenna becomes easy. Further, since the patch antenna and the notch antenna have different directivities, it becomes possible to have directivities in a plurality of directions at the same time.
  • a plurality of antenna elements arranged one-dimensionally or two-dimensionally may be provided, and the plurality of antenna elements may share the dielectric substrate and share the ground conductor pattern.
  • an antenna element in which a plurality of antenna elements are arranged one-dimensionally or two-dimensionally on the same dielectric substrate. Therefore, it is possible to realize a phased array antenna capable of directivity control in which the phase is adjusted for each antenna element while having basic radiation characteristics having strong directivity in the zenith direction of the substrate.
  • An antenna module includes the antenna element described above, and a power feeding circuit that feeds the high-frequency signal to the first power feeding conductor pattern, the first power feeding conductor pattern and the second power feeding circuit.
  • the feeding conductor pattern is formed on the first main surface of the dielectric substrate
  • the ground conductor pattern is formed on the second main surface of the dielectric substrate facing away from the first main surface
  • the feeding circuit is The dielectric substrate is formed on the second main surface side of the dielectric substrate.
  • a communication apparatus includes the antenna element described above and an RF signal processing circuit that feeds the high-frequency signal to the first feeding conductor pattern.
  • the RF signal processing circuit includes a high-frequency signal.
  • a phase shift circuit that shifts a signal; an amplifier circuit that amplifies the phase-shifted high-frequency signal; and a switch element that feeds the amplified high-frequency signal to the antenna element and switches between not feeding power. .
  • a communication device includes a first array antenna and a second array antenna, an RF signal processing circuit that feeds the high-frequency signal to the first feeding conductor pattern, the first array antenna, A second array antenna, and a housing in which the RF signal processing circuit is disposed.
  • the housing includes a first outer peripheral surface as a main surface and a second outer peripheral surface facing away from the first outer peripheral surface.
  • the direction to go is said A second direction from the fourth outer peripheral surface to the third outer peripheral surface is coincident with a first direction from the outer peripheral surface to the first outer peripheral surface, and a direction from the first feeding conductor pattern to the notch antenna is A first antenna element arranged to match the antenna element described above, wherein a direction from the ground conductor pattern toward the first feeding conductor pattern coincides with the first direction, and the first feeding element A second antenna element in which a direction from the conductor pattern toward the notch antenna coincides with a third direction from the sixth outer peripheral surface toward the fifth outer peripheral surface, and the second array antenna includes the antenna described above A direction from the ground conductor pattern toward the first power supply conductor pattern is coincident with a fourth direction from the first outer peripheral surface toward the second outer peripheral surface; A third antenna element disposed so that a direction from the first feeding conductor pattern toward the notch antenna coincides with a fifth direction from the third outer peripheral surface toward the fourth outer peripheral surface; and the antenna element described above A direction from the ground conductor pattern toward the first feeding conductor pattern
  • the first array antenna has directivity in the first direction, the second direction, and the third direction of the communication device.
  • the second array antenna has directivity in the fourth direction, the fifth direction, and the sixth direction of the communication device.
  • an antenna element, an antenna module, and a communication device that can excite high-frequency signals in a plurality of frequency bands and have directivity in the zenith direction (vertical upward direction) from the antenna plane in any of the plurality of frequency bands. Can be provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the communication apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an external perspective view of the patch antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the antenna module according to the first embodiment.
  • 4A is a graph showing the reflection characteristics of the patch antenna according to Embodiment 1.
  • FIG. 4B is a graph showing a radiation pattern at two frequencies of the patch antenna according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is an external perspective view of the patch antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of the antenna module according to the second embodiment.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of the impedance element according to the second embodiment.
  • FIG. 7B is a graph showing frequency characteristics of the impedance element according to Embodiment 2.
  • FIG. 8A is a graph showing the reflection characteristics and the radiation pattern at two frequencies of the patch antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 8B is a graph showing a reflection characteristic and a radiation pattern at two frequencies of the patch antenna according to the first modification of the second embodiment.
  • FIG. 9 is a graph showing the reflection characteristics and the radiation pattern at two frequencies of the patch antenna according to the second modification of the second embodiment.
  • FIG. 10A is a plan view of a feeding conductor pattern of a patch antenna according to a comparative example.
  • FIG. 10B is a graph showing the reflection characteristics of the patch antenna according to the comparative example.
  • FIG. 11A is an external perspective view of an antenna element according to another embodiment.
  • FIG. 11B is a schematic diagram of a mobile terminal in which an antenna element according to another embodiment is arranged.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a communication device 5 according to the first embodiment.
  • the communication device 5 shown in the figure includes an antenna module 1 and a baseband signal processing circuit (BBIC) 2.
  • the antenna module 1 includes an array antenna 4 and an RF signal processing circuit (RFIC) 3.
  • the communication device 5 up-converts the signal transmitted from the baseband signal processing circuit (BBIC) 2 to the antenna module 1 into a high-frequency signal and radiates it from the array antenna 4, and down-converts the high-frequency signal received by the array antenna 4.
  • the baseband signal processing circuit (BBIC) 2 performs signal processing.
  • the array antenna 4 has a plurality of patch antennas 10 arranged two-dimensionally.
  • the patch antenna 10 is a radiating element that radiates radio waves (high-frequency signals) and an antenna element that operates as a receiving element that receives radio waves (high-frequency signals), and has the main features of the present invention.
  • the array antenna 4 can constitute a phased array antenna.
  • the patch antenna 10 can excite high-frequency signals in two frequency bands, and has strong directivity from the antenna plane to the zenith direction (above the perpendicular to the antenna plane) in any of the plurality of frequency bands. Details of the main features of the patch antenna 10 will be described later.
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 3 includes switches 31A to 31D, 33A to 33D and 37, power amplifiers 32AT to 32DT, low noise amplifiers 32AR to 32DR, attenuators 34A to 34D, and phase shifters 35A to 35D. , A signal synthesizer / demultiplexer 36, a mixer 38, and an amplifier circuit 39.
  • Switches 31A to 31D and 33A to 33D are switch circuits that switch between transmission and reception in each signal path.
  • the signal transmitted from the baseband signal processing circuit (BBIC) 2 is amplified by the amplifier circuit 39 and up-converted by the mixer 38.
  • the up-converted high-frequency signal is demultiplexed by the signal synthesizer / demultiplexer 36, passes through four transmission paths, and is fed to different patch antennas 10.
  • the directivity of the array antenna 4 can be adjusted by individually adjusting the degree of phase shift of the phase shifters 35A to 35D arranged in each signal path.
  • the high-frequency signals received by the patch antennas 10 included in the array antenna 4 are combined by the signal synthesizer / demultiplexer 36 through the four different reception paths, down-converted by the mixer 38, and amplified. Amplified at 39 and transmitted to the baseband signal processing circuit (BBIC) 2.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 3 is formed, for example, as a one-chip integrated circuit component including the above circuit configuration.
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 3 includes the switches 31A to 31D, 33A to 33D and 37, power amplifiers 32AT to 32DT, low noise amplifiers 32AR to 32DR, attenuators 34A to 34D, and phase shifters 35A to 35D. Any of the signal synthesizer / demultiplexer 36, the mixer 38, and the amplifier circuit 39 may not be provided. Further, the RF signal processing circuit (RFIC) 3 may have only one of a transmission path and a reception path.
  • the antenna module 1 according to the present embodiment is applied to a system that not only transmits and receives high-frequency signals in a single frequency band (band) but also transmits and receives high-frequency signals in a plurality of frequency bands (multiband). . Therefore, in practice, the antenna module 1 according to the present embodiment has two or more circuit configurations of the RF signal processing circuit (RFIC) 3 in FIG. 1, and these circuit configurations are switched by a switch. It has a configuration.
  • FIG. 2 is an external perspective view of the patch antenna 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the antenna module 1 according to the first embodiment. 3 is a cross-sectional view taken along the line III-III in FIG. In FIG. 2, the ground conductor pattern 13 constituting the patch antenna 10 is shown through the dielectric substrate 20.
  • the antenna module 1 includes a patch antenna 10, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and a resin member 40.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the patch antenna 10 includes a first feeding conductor pattern 11, a second feeding conductor pattern 12, a ground conductor pattern 13, and a dielectric substrate 20.
  • the first power supply conductor pattern 11 is a conductor pattern formed on the dielectric substrate 20 so as to be substantially parallel to the main surface of the dielectric substrate 20, and the RF signal processing circuit (RFIC) 3. A high frequency signal is fed from the via via 15.
  • the first power supply conductor pattern 11 has a rectangular shape when the dielectric substrate 20 is viewed in plan.
  • the second power supply conductor pattern 12 is a conductor pattern formed on the dielectric substrate 20 so as to be substantially parallel to the main surface of the dielectric substrate 20.
  • the first power supply conductor pattern 11 is disposed so as to be sandwiched in the wave direction (Y-axis direction). More specifically, the second power supply conductor pattern 12 is arranged at a predetermined interval from the first power supply conductor pattern 11 so as to surround the first power supply conductor pattern 11 when the dielectric substrate 20 is viewed in plan.
  • the ground conductor pattern 13 is disposed on the dielectric substrate 20 so as to face the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 in the direction perpendicular to the main surface of the dielectric substrate 20. , Set to ground potential.
  • the second power supply conductor pattern 12 is not set to the ground potential. Further, the second power supply conductor pattern 12 is not connected to the ground conductor pattern 13.
  • the planar shape of the 1st electric power feeding conductor pattern 11 and the 2nd electric power feeding conductor pattern 12 is not restricted to the said shape.
  • the first power supply conductor pattern 11 may be circular
  • the second power supply conductor pattern 12 may be annular
  • the first power supply conductor pattern 11 is polygonal
  • the second power supply conductor pattern 12 is polygonal. May be.
  • the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 may have shapes other than those described above.
  • the gap Gap between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 is preferably constant.
  • the first power supply conductor pattern 11, the second power supply conductor pattern 12, and the ground conductor pattern 13 are made of, for example, a metal film containing Al, Cu, Au, Ag, or an alloy thereof as a main component.
  • the dielectric substrate 20 has a structure in which a dielectric material is filled between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 and the ground conductor pattern 13.
  • An RF signal processing circuit (RFIC) 3 is disposed on the first main surface (front surface) of the dielectric substrate 20 and the second main surface (back surface) facing away from the first main surface (front surface).
  • the dielectric substrate 20 may be, for example, a low temperature co-fired ceramics (LTCC) substrate or a printed circuit board.
  • the dielectric substrate 20 may be a simple space not filled with a dielectric material. In this case, a structure for supporting the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 is required.
  • the resin member 40 is a member that seals the RF signal processing circuit (RFIC) 3 disposed on the second main surface (back surface) of the dielectric substrate 20.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • Table 1 shows the dimensions and material parameters of each component constituting the patch antenna 10 according to the present embodiment.
  • the dimensions and material parameters of the patch antenna according to the present invention are examples, and are not limited to those shown in Table 1.
  • the feeding point of the high-frequency signal that is, the connection point between the conductor via 15 and the first feeding conductor pattern 11 is shifted from the center point of the first feeding conductor pattern 11 in the Y-axis direction.
  • the polarization direction of the patch antenna 10 is the Y-axis direction.
  • the length L1x of the first feeding conductor pattern 11 functioning as a radiation plate is approximately expressed by Equation 1 where the electrical length is ⁇ g1.
  • the electrical lengths ⁇ g1 and ⁇ g2 are approximately expressed by Equation 3 and Equation 4, respectively, where ⁇ 1 and ⁇ 2 are the wavelengths of the high-frequency signals that propagate in space.
  • the patch antenna 10 having the above-described configuration, when a high-frequency signal is fed from the RF signal processing circuit (RFIC) 3 to the first feeding conductor pattern 11, electricity in the polarization direction (Y-axis direction) of the first feeding conductor pattern 11 is obtained.
  • a high-frequency signal having a resonance frequency f1 defined by the length ⁇ g1 is radiated from the first feeding conductor pattern 11 in a direction centered on the X-axis positive direction (zenith direction).
  • a high-frequency signal having a resonance frequency f2 defined by the electrical length ⁇ g2 in the polarization direction (Y-axis direction) of the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 is converted into the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 11. Radiation is radiated from the feeding conductor pattern 12 in the direction centered on the positive X-axis direction (the zenith direction). Note that the resonance frequency f2 does not strictly hold the above formula 2 due to the presence of the gap between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12, and the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 11
  • the electrical length ⁇ g2 varies depending on the degree of electromagnetic field coupling with the feed conductor pattern 12.
  • FIG. 4A is a graph showing the reflection characteristics of the patch antenna 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a graph showing a radiation pattern at two frequencies of the patch antenna 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 4A shows the reflection loss of the patch antenna 10 when the feeding point of the patch antenna 10 from the conductor via 15 (connection point of the first feeding conductor pattern 11 and the conductor via 15) is seen.
  • FIG. 5 shows a radiation pattern (radiation intensity distribution) on the XY plane passing through the feeding point with respect to the high-frequency signal having the resonance frequency f1 (39 GHz) and the resonance frequency f2 (27.5 GHz).
  • the reflection loss is maximized in the vicinity of the resonance frequency f1 (39 GHz) defined by the first power supply conductor pattern 11 (F1 in FIG. 4A).
  • radio wave radiation having directivity from the first feeding conductor pattern 11 in the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° direction in FIG. 4B). Is excited.
  • the reflection loss becomes maximum near the resonance frequency f2 (27.5 GHz) defined by the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 (F2 in FIG. 4A). ing.
  • the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° in FIG. 4B) from the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12
  • Directional radio wave radiation is excited.
  • the second feed conductor pattern 12 is connected to the ground conductor via a plurality of short pins, so that the high-frequency current flowing through the second feed conductor pattern 12 is short pin and ground conductor pattern 13. Will also flow. For this reason, the electrical length and current direction of the second power supply conductor pattern 12 are not determined, and it is difficult to set the resonance frequency f2 to the design frequency. Further, the radio wave radiation direction at the resonance frequency f2 is directed toward the low elevation angle direction and the downward direction, and there is a problem that directivity in the zenith direction (X-axis positive direction) is weakened.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal near the resonance frequency f1 defined by the first feeding conductor pattern 11 is determined by the fundamental wave of the high-frequency signal.
  • the first power supply conductor pattern 11 has directivity in the zenith direction (perpendicular direction and opposite to the ground conductor pattern 13 with respect to the first power supply conductor pattern 11).
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal near the resonance frequency f2 defined by the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 electromagnetically coupled via the gap is expressed by the second power supply conductor pattern 12.
  • the array antenna 4 is an antenna element including a plurality of patch antennas 10.
  • the plurality of patch antennas 10 are arranged in a one-dimensional or two-dimensional manner on the dielectric substrate 20.
  • the ground conductor pattern 13 may be shared.
  • each patch antenna 10 can excite high-frequency signals in a plurality of frequency bands, and the directivity from the antenna plane to the zenith direction can be ensured in any of the plurality of frequency bands. For this reason, a phased array antenna capable of directivity control in which the phase is adjusted for each patch antenna 10 can be realized.
  • the antenna module 1 includes a patch antenna 10 and a power supply circuit that supplies a high-frequency signal to the first power supply conductor pattern 11, and the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 are dielectrics.
  • the ground conductor pattern 13 is formed on the second main surface of the dielectric substrate 20 facing away from the first main surface, and the feeder circuit is formed on the second main surface of the dielectric substrate 20. It may be formed on the side.
  • the communication device 5 includes a patch antenna 10 and an RF signal processing circuit 3.
  • the RF signal processing circuit 3 includes phase shifters 35A to 35D that phase-shift high-frequency signals, power amplifiers 32AT to 32DT and low-noise amplifiers 32AR to 32DR that amplify high-frequency signals, a signal path through which the high-frequency signals propagate, and the patch antenna 10. Switches 31A to 31D for switching the connection to the.
  • the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 are disposed only via the gap, whereas the patch antenna 10A according to the present embodiment is The first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 are connected via an impedance element.
  • FIG. 5 is an external perspective view of the patch antenna 10A according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of the antenna module 1A according to the second embodiment. 6 is a cross-sectional view taken along line VI-VI in FIG.
  • the ground conductor pattern 13 constituting the patch antenna 10 ⁇ / b> A is shown through the dielectric substrate 20.
  • the antenna module 1A includes a patch antenna 10A, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and a resin member 40.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the patch antenna 10A according to the present embodiment has an impedance element 14 disposed between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12.
  • the patch antenna 10A will not be described for the same points as the patch antenna 10 according to the first embodiment, and will be described focusing on the different points.
  • the patch antenna 10 ⁇ / b> A includes a first power supply conductor pattern 11, a second power supply conductor pattern 12, a ground conductor pattern 13, an impedance element 14, and a dielectric substrate 20.
  • the first power supply conductor pattern 11, the second power supply conductor pattern 12, and the ground conductor pattern 13 have the same configuration as that of the first embodiment.
  • the second power supply conductor pattern 12 is not set to the ground potential. Further, the second power supply conductor pattern 12 is not connected to the ground conductor pattern 13.
  • the dielectric substrate 20 and the resin member 40 have the same configuration as in the first embodiment.
  • Table 2 shows the dimensions and material parameters of each component constituting the patch antenna 10A in the present embodiment.
  • Table 2 only the length L2x and the width L2y (mm) of the second feeding conductor pattern 12 are different from those of the first embodiment (Table 1).
  • the impedance element 14 is disposed between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12, and connects the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12.
  • the impedance of the impedance element 14 at the resonance frequency f2 is lower than the impedance of the impedance element 14 at the resonance frequency f1.
  • the resonance frequency f1 defined by the electrical length ⁇ g1 of the first feeding conductor pattern 11 is obtained. Is radiated from the first feeding conductor pattern 11 in a direction centered on the positive X-axis direction (the zenith direction).
  • a high-frequency signal having a resonance frequency f2 defined by the electrical length ⁇ g2 of the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 is transmitted from the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12 in the X-axis positive direction. Radiated in a direction centered on (zenith direction).
  • the resonance frequency f1 since the impedance element 14 has a high impedance, the second feeding conductor pattern 12 cannot be seen as a conductor pattern, and the above equation 1 can be applied. Further, with respect to the resonance frequency f2, since the impedance element 14 has a low impedance, the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 can be easily seen as an integral conductor pattern. Applicable. In this case, Expression 5 is established from Expression 1 and Expression 2.
  • the impedance element 14 has a characteristic of having a low impedance in a low frequency range including the resonance frequency f2 and a high impedance in a high frequency range including the resonance frequency f1.
  • the circuit configuration and impedance characteristics of the impedance element will be exemplified.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of the impedance element 14 according to the second embodiment.
  • the impedance element 14 constitutes an LC resonance circuit having an inductor L1 and capacitors C1 and C2. More specifically, a circuit in which an inductor L1 and a capacitor C1 are connected in parallel and a capacitor C2 are connected in series between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12.
  • Table 3 shows circuit constants of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 used in the present embodiment. Since the impedance element 14 is composed of the LC resonance circuit, the impedance element 14 can be formed using a conductor pattern and a dielectric substrate, and thus the impedance element 14 can be reduced in size.
  • FIG. 7B is a graph showing the frequency characteristics of the impedance element 14 according to the second embodiment.
  • the impedance of the impedance element 14 has a resonance point and an antiresonance point in the frequency band of 30 GHz to 40 GHz, so that the impedance is low at 28.5 GHz (approximately 0 ⁇ in FIG. 7B), and is 39 GHz. Therefore, the impedance is high (approximately ⁇ 300 ⁇ or less in FIG. 7B).
  • High impedance is defined as a case where the absolute value of the impedance shown in FIG. 7B is large, and low impedance is defined as a case where the absolute value of the impedance shown in FIG. 7B is small.
  • the circuit configuration of the impedance element 14 is appropriately set so that the frequency at which the impedance is low becomes the resonance frequency f2 of the patch antenna 10A, and the frequency at which the impedance is high becomes the resonance frequency f1 of the patch antenna 10A.
  • FIG. 8A is a graph showing a reflection characteristic and a radiation pattern at two frequencies of the patch antenna 10A according to the second embodiment. 8A shows the reflection characteristics of the patch antenna 10A when the feeding point of the patch antenna 10A (connection point between the first feeding conductor pattern 11 and the conductor via 15) is seen from the conductor via 15.
  • FIG. . The lower part of FIG. 8A shows radiation patterns (radiation intensity distributions) on the XY plane passing through the feeding point for high-frequency signals near the resonance frequency f1 (39 GHz) and the resonance frequency f2 (28.5 GHz). Yes.
  • impedance elements 14 are arranged on the patch antenna 10A. More specifically, two impedance elements 14 are arranged on each side of the rectangular annular gap between the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12.
  • the reflection loss is maximized near the resonance frequency f1 (39 GHz) defined by the first power supply conductor pattern 11 (F1 in FIG. 8A).
  • radio wave radiation having directivity in the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° direction in FIG. 8A) from the first feeding conductor pattern 11 Is excited.
  • the reflection loss is maximized in the vicinity of the resonance frequency f2 (28.5 GHz) defined by the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 (F2 in FIG. 8A). It has become.
  • the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° in FIG. 8A) from the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12
  • Directional radio wave radiation is excited.
  • the second feed conductor pattern 12 is connected to the ground conductor via a plurality of short pins, so that the high-frequency current flowing through the second feed conductor pattern 12 is short pin and ground conductor pattern 13. Will also flow. For this reason, the electrical length and current direction of the second power supply conductor pattern 12 are not determined, and it becomes difficult to set the resonance frequency f2 to the design frequency, and the radio wave radiation direction in the vicinity of the resonance frequency f2 is the low elevation angle direction and the downward direction. There is a problem that directivity in the zenith direction (X-axis positive direction) is weakened.
  • the impedance element 14 has a high impedance in the vicinity of the resonance frequency f1 defined by the first power supply conductor pattern 11, and thus the first power supply conductor.
  • the current flowing through the pattern 11 does not flow through the second power supply conductor pattern 12. Therefore, the resonance frequency f1 is substantially defined by the electrical length ⁇ g1 shown in Equation 1, and the radiation pattern in the vicinity of the resonance frequency f1 is the zenith direction (vertical direction and first direction) of the first feeding conductor pattern 11 by the fundamental wave operation. Directivity is provided on the side opposite to the ground conductor pattern 13 with respect to the power supply conductor pattern 11.
  • the impedance element 14 In the vicinity of the resonance frequency f2 defined by the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12, the impedance element 14 has a low impedance, and the second power supply conductor pattern 12 is not connected to the ground. .
  • the current flowing through the first power supply conductor pattern 11 also flows through the second power supply conductor pattern 12, the resonance frequency f2 is substantially defined by the electrical length ⁇ g2 shown in Equation 2, and the radiation pattern near the resonance frequency f2 is By the fundamental wave operation, the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 have directivity in the zenith direction.
  • FIG. 8B is a graph showing a reflection characteristic and a radiation pattern at two frequencies of the patch antenna 10B according to the first modification of the second embodiment.
  • the patch antenna 10B according to the present modification is different from the patch antenna 10A according to the second embodiment in the number of impedance elements 14 arranged.
  • a total of eight impedance elements 14 are arranged on the patch antenna 10A, while a total of twelve impedance elements 14 are arranged on the patch antenna 10B. More specifically, in the patch antenna 10B, three impedance elements 14 are arranged on each side of the rectangular annular gap between the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12.
  • the reflection loss is maximized near the resonance frequency f1 (39 GHz) defined by the first power supply conductor pattern 11 (F1 in FIG. 8B).
  • radio wave radiation having directivity in the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° direction in FIG. 8B) from the first feeding conductor pattern 11 Is excited.
  • the reflection loss is maximized in the vicinity of the resonance frequency f2 (28.5 GHz) defined by the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 (F2 in FIG. 8B).
  • the reflection loss at the resonance frequency f2 (28.5 GHz) is larger.
  • the zenith direction (X-axis positive direction: in FIG. 8B, from the first power supply conductor pattern 11 and the second power supply conductor pattern 12). Radio wave radiation having directivity in the (0 ° direction) is excited.
  • the radiation intensity (Max 6.8 dBi, Ave 1.3 dBi) at the resonance frequency f2 (28.5 GHz) is higher.
  • the patch antenna 10B according to this modification, at the resonance frequency f2 defined by the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12, more impedance elements 14 are connected in parallel, so that the patch antenna The impedance is lower than 10A. Further, the second power supply conductor pattern 12 is not grounded. For this reason, the radiation pattern in the vicinity of the resonance frequency f2 has directivity in the zenith direction by the fundamental wave operation, and the peak intensity in the radiation pattern can be increased. That is, as the number of connected impedance elements 14 increases, the directivity from the antenna plane to the zenith direction can be secured and the peak intensity can be increased.
  • the number of impedance elements 14 to be arranged is large.
  • more impedance elements 14 may be arranged on the side of the gap perpendicular to the polarization direction (Y axis direction). preferable.
  • FIG. 9 is a graph showing the reflection characteristics and the radiation pattern at two frequencies of the patch antenna 10C according to the second modification of the second embodiment.
  • the patch antenna 10C according to this modification is different from the patch antenna 10A according to the second embodiment in the shape of the second feeding conductor pattern 12A and the number of impedance elements 14 arranged. More specifically, in the patch antenna 10 ⁇ / b> A, the second feeding conductor pattern 12 is an annular conductor pattern disposed so as to surround the first feeding conductor pattern 11. On the other hand, in the patch antenna 10C according to this modification, the two second feed conductor patterns 12A are arranged separately from the first feed conductor pattern 11A so as to sandwich the first feed conductor pattern 11A in the polarization direction. Has been.
  • the reflection loss is maximized in the vicinity of the resonance frequency f1 defined by the first feeding conductor pattern 11A (F1 in FIG. 9).
  • radio wave radiation having directivity in the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° direction in FIG. 9) from the first feeding conductor pattern 11A. Is excited.
  • the reflection loss is maximized in the vicinity of the resonance frequency f2 defined by the first feeding conductor pattern 11A and the second feeding conductor pattern 12A (F2 in FIG. 9).
  • the zenith direction (X-axis positive direction: 0 ° in FIG. 9) from the first and second power supply conductor patterns 11A and 12A.
  • Directional radio wave radiation is excited.
  • the impedance element 14 since the impedance element 14 has a high impedance in the vicinity of the resonance frequency f1 defined by the first power supply conductor pattern 11A, the current flowing through the first power supply conductor pattern 11A is The second feeding conductor pattern 12A does not flow. Therefore, the resonance frequency f1 is substantially defined by the electrical length ⁇ g1 shown in Equation 1, and the radiation pattern in the vicinity of the resonance frequency f1 is the zenith direction (vertical direction and first direction) of the first feeding conductor pattern 11A by the fundamental wave operation. Directivity is provided on the side opposite to the ground conductor pattern 13 with respect to the power supply conductor pattern 11A.
  • the impedance element 14 In the vicinity of the resonance frequency f2 defined by the first power supply conductor pattern 11A and the second power supply conductor pattern 12A, the impedance element 14 has a low impedance, and the second power supply conductor pattern 12A is not grounded. .
  • the current flowing through the first power supply conductor pattern 11A also flows through the second power supply conductor pattern 12A
  • the resonance frequency f2 is substantially defined by the electrical length ⁇ g2 shown in Equation 2
  • the radiation pattern near the resonance frequency f2 is And, it has directivity in the zenith direction by the fundamental wave operation. That is, high frequency signals in a plurality of frequency bands can be excited, and directivity from the antenna plane to the zenith direction can be ensured in any of the plurality of frequency bands.
  • the radiation characteristics can be broadened.
  • the reflection loss near the resonance frequency f2 (28.5 GHz) (F2) and near the resonance frequency f1 (39 GHz) (F1) is small.
  • the radiation intensity (Max 4.9 dBi, Ave ⁇ 0.6 dBi) near the resonance frequency f2 (28.5 GHz) and the radiation intensity (Max 5.2 dBi, Ave) near the resonance frequency f1 (39 GHz). -0.2 dBi) is low.
  • radiation in the vicinity of the resonance frequency f1 and the vicinity of the resonance frequency f2 is provided by arranging more impedance elements 14 arranged in the gap between the first power supply conductor pattern 11A and the second power supply conductor pattern 12A. It is possible to increase the strength.
  • FIG. 10A is a plan view of a feeding conductor pattern of a patch antenna according to a comparative example.
  • the second feeding conductor pattern disposed at both ends in the polarization direction has slits 120 compared to the patch antenna 10C according to Modification 2.
  • the first feed conductor pattern is sandwiched between the second feed conductor pattern and the first feed conductor pattern in a direction crossing the polarization direction. That is, the first power supply conductor pattern and the second power supply conductor pattern are not separated. Further, the impedance element 14 is not arranged.
  • Table 4 shows the dimensions and material parameters of each component constituting the patch antenna according to the comparative example.
  • FIG. 10B is a graph showing the reflection characteristics of the patch antenna according to the comparative example.
  • maximum points of reflection loss occur near the resonance frequency f2 and near the resonance frequency f1, respectively.
  • radio wave radiation having directivity in the zenith direction is excited from the feed conductor pattern 110 by the fundamental wave mode.
  • the harmonic mode is excited by the arrangement of the slit 120. Therefore, the radiation pattern has a minimum value of the radiation intensity in the zenith direction of the feed conductor pattern 110. It will be shown.
  • the antenna gain in the vicinity of the resonance frequency f1 (39 GHz) is lower than that of the patch antennas 10A, 10B, and 10C according to the second embodiment.
  • the second feeding conductor pattern sandwiches the first feeding conductor pattern in the polarization direction when the dielectric substrate 20 is viewed in plan view. Are separated from the first power supply conductor pattern. Further, the second power supply conductor pattern is not set to the ground potential.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal having the first resonance frequency defined by the first power supply conductor pattern has directivity in the zenith direction of the first power supply conductor pattern by the fundamental wave of the high-frequency signal.
  • the directivity of the radiation characteristic of the high-frequency signal in the vicinity of the second resonance frequency defined by the first feeding conductor pattern and the second feeding conductor pattern whose conductivity is improved by the impedance element is second. Since the feed conductor pattern is not grounded, the fundamental wave of the high-frequency signal has directivity in the zenith direction.
  • the antenna element, the antenna module, and the communication device according to the embodiment of the present invention have been described with reference to the first and second embodiments. It is not limited to. Another embodiment realized by combining arbitrary constituent elements in the above-described embodiment, and modifications obtained by applying various modifications conceivable by those skilled in the art to the above-described embodiment without departing from the gist of the present invention. Examples and various devices incorporating the antenna element, antenna module, and communication device of the present disclosure are also included in the present invention.
  • the antenna element according to the present invention may include a so-called notch antenna or dipole antenna in addition to the patch antenna described in the above embodiment.
  • FIG. 11A is an external perspective view of an antenna 10G according to another embodiment.
  • An antenna 10 ⁇ / b> G shown in the figure includes a patch antenna 10 and a notch antenna 70.
  • the notch antenna 70 is formed on the outer periphery of the patch antenna 10. More specifically, each conductor pattern of the notch antenna 70 is formed on the surface of the dielectric substrate 20 (the surface on which the first feeding conductor pattern 11 and the second feeding conductor pattern 12 are formed).
  • the notch antenna 70 is disposed at the end of the antenna 10G that intersects the polarization direction (X-axis direction) of the patch antenna 10 as shown in FIG. 11A.
  • Each conductor pattern of the notch antenna 70 may be formed inside the dielectric substrate 20.
  • the notch antenna 70 includes a planar ground conductor pattern 74 (second ground pattern) formed on the surface, a ground non-formation region sandwiched between the ground conductor patterns 74, and the surface in the ground non-formation region. Arranged are radiation electrodes 72 and 73, a feeder 71, and capacitive elements 75 and 76. The high frequency signal fed to the feeder line 71 is radiated from the radiation electrodes 72 and 73. While the patch antenna 10 has directivity in the zenith direction (elevation direction: upward direction of the normal to the dielectric substrate 20), the notch antenna 70 is disposed from the center of the antenna 10G. Directivity in the direction (azimuth direction: Y-axis negative direction). It is preferable that no ground conductor pattern is formed on the back surface of the dielectric substrate 20 on the area facing the ground conductor pattern 74 and the non-ground area.
  • the ground conductor pattern 74 is formed by forming the notch antenna 70, the heat dissipation efficiency is increased. Further, by combining the notch antenna 70 and the patch antenna 10, it is possible to cope with different frequency bands, respectively, so that it is easy to design a multiband antenna. Further, the notch antenna 70 is advantageous in reducing the area because the area of the ground conductor pattern may be smaller than that of the dipole antenna.
  • FIG. 11B is a schematic diagram of the mobile terminal 5A in which the antenna 10G is arranged.
  • the figure shows a mobile terminal 5A and array antennas 4A and 4B arranged in the mobile terminal 5A.
  • the mobile terminal 5A is provided with an RF signal processing circuit that feeds high-frequency signals to the array antennas 4A and 4B.
  • the portable terminal 5A includes array antennas 4A and 4B and a casing 100 in which an RF signal processing circuit is arranged.
  • the casing 100 has a first outer peripheral surface (for example, a surface on which an operation panel is disposed) that is a main surface, a second outer peripheral surface facing away from the first outer peripheral surface, and a first perpendicular to the first outer peripheral surface.
  • 3 outer peripheral surfaces for example, the upper side surface in FIG. 11B
  • a fourth outer peripheral surface for example, the lower side surface in FIG. 11B facing away from the third outer peripheral surface, and the first outer peripheral surface and the third outer peripheral surface.
  • It is a hexahedron having a fifth outer peripheral surface (for example, the left side surface in FIG.
  • the housing 100 may not be a rectangular parallelepiped having the six surfaces, but may be a polyhedron having the six surfaces, and the corner portion in contact with the six surfaces may be rounded.
  • the array antenna 4A (first array antenna) includes antennas 10G1, 10G2, 10G3 and a patch antenna 10 that are two-dimensionally arranged.
  • the array antenna 4B (second array antenna) includes antennas 10G4, 10G5, 10G6, and a patch antenna 10 that are two-dimensionally arranged.
  • the antenna 10G1 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and one notch antenna 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 is first from the second outer peripheral surface.
  • the first direction is the same as the first direction toward the outer peripheral surface
  • the direction from the first feeding conductor pattern 11 toward the notch antenna 70 is the same as the second direction from the fourth outer peripheral surface toward the third outer peripheral surface. It is an antenna element.
  • the antenna 10G2 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and one notch antenna 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the first direction,
  • the second antenna element is arranged such that the direction from the first feeding conductor pattern 11 to the notch antenna 70 coincides with the third direction from the sixth outer peripheral surface to the fifth outer peripheral surface.
  • the antenna 10G3 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and two notch antennas 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the first direction, The direction from the first power supply conductor pattern 11 toward one notch antenna 70 coincides with the second direction, and the direction from the first power supply conductor pattern 11 toward the other notch antenna 70 coincides with the third direction.
  • Antenna element is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and two notch antennas 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the first direction, The direction from the first power supply conductor pattern 11 toward one notch antenna 70 coincides with the second direction, and the direction from the first power supply conductor pattern 11 toward the other notch antenna 70 coincides with the third direction.
  • the antenna 10G4 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and one notch antenna 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feed conductor pattern 11 is the second from the first outer peripheral surface.
  • the third direction is aligned with the fourth direction toward the outer peripheral surface, and the direction from the first feeding conductor pattern 11 toward the notch antenna 70 is aligned with the fifth direction from the third outer peripheral surface toward the fourth outer peripheral surface. It is an antenna element.
  • the antenna 10G5 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and one notch antenna 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the fourth direction,
  • the fourth antenna element is arranged such that the direction from the first feeding conductor pattern 11 to the notch antenna 70 coincides with the sixth direction from the fifth outer peripheral surface to the sixth outer peripheral surface.
  • the antenna 10G6 is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and two notch antennas 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the fourth direction, The direction from the first feed conductor pattern 11 to one notch antenna 70 is aligned with the fifth direction, and the direction from the first feed conductor pattern 11 to the other notch antenna 70 is aligned with the sixth direction.
  • Antenna element is an example of an antenna 10G in which one patch antenna 10 and two notch antennas 70 are arranged, and the direction from the ground conductor pattern 13 to the first feeding conductor pattern 11 coincides with the fourth direction, The direction from the first feed conductor pattern 11 to one notch antenna 70 is aligned with the fifth direction, and the direction from the first feed conductor pattern 11 to the other notch antenna 70 is aligned with the sixth direction.
  • FIG. 11B since the array antenna 4B is arranged on the second outer peripheral surface side which is the back surface of the casing 100 of the mobile terminal 5A, an enlarged view of the array antenna 4B is shown as a plan perspective view.
  • the array antenna 4A is disposed on the upper left surface side of the mobile terminal 5A
  • the array antenna 4B is disposed on the lower right back surface side of the mobile terminal 5A.
  • the array antenna 4A arranged on the upper left surface side has directivity in the vertical upward direction (first direction) on the surface of the mobile terminal and in the horizontal direction (second direction and third direction) on the surface of the mobile terminal.
  • the array antenna 4B arranged on the lower right back surface side has directivity in the vertical downward direction (fourth direction) on the surface of the mobile terminal and in the horizontal direction (fifth direction and sixth direction) on the surface of the mobile terminal. Thereby, it becomes possible to give directivity to all directions of portable terminal 5A.
  • the size of the array antennas 4A and 4B is 11 mm (width in the second direction and the fifth direction) ⁇ 11 mm (width in the third direction and the sixth direction) ⁇ 0.87 mm, respectively. (Thicknesses in the first direction and the fourth direction), and the directivity of the gain was examined.
  • the size of the ground substrate on which the array antennas 4A and 4B are arranged is 140 mm (width) ⁇ 70 mm (width).
  • a peak gain of 10 dBi or more was obtained from the four elements of the patch antenna 10 in the first direction or the fourth direction.
  • a peak gain of 5 dBi was obtained in the second direction, the third direction, the fifth direction, or the sixth direction from the two elements of the notch antenna 70 arranged in the same direction (side). Accordingly, (1) four elements (both polarized waves) of the patch antenna 10, (2) a first group of notch antennas 70 arranged in the same direction (side), and (3) a first group of notch antennas 70. Can be configured such that the best one of the second group of notch antennas 70 arranged vertically and in the same direction (side) is appropriately selected.
  • diversity communication using the array antennas 4A and 4B it is possible to obtain antenna characteristics such that the ratio of 6 dBi or more exceeds 80% on the entire spherical surface.
  • the patch antenna according to Embodiments 1 and 2 can be applied to a Massive MIMO system.
  • One of the promising wireless transmission technologies in 5G (5th generation mobile communication system) is a combination of a phantom cell and a Massive MIMO system.
  • the phantom cell is a network configuration that separates a control signal for ensuring communication stability between a macro cell in a low frequency band and a small cell in a high frequency band and a data signal that is a target of high-speed data communication.
  • Each phantom cell is provided with a Massive MIMO antenna device.
  • the Massive MIMO system is a technique for improving transmission quality in a millimeter wave band or the like, and controls the directivity of the patch antenna by controlling a signal transmitted from each patch antenna.
  • the Massive MIMO system uses a large number of patch antennas, and therefore can generate a sharp directional beam. By increasing the directivity of the beam, it is possible to fly radio waves to some extent even in a high frequency band, and it is possible to reduce the interference between cells and increase the frequency utilization efficiency.
  • the present invention can be widely used for communication devices such as a millimeter wave band mobile communication system and a Massive MIMO system as an antenna element that can radiate a plurality of frequency bands with high directivity.

Abstract

パッチアンテナ（１０）は、誘電体基板（２０）に形成され、高周波信号が給電される面状の第１給電導体パターン（１１）と、誘電体基板（２０）に形成され、誘電体基板（２０）を平面視した場合に、第１給電導体パターン（１１）を偏波方向で挟むように第１給電導体パターン（１１）と分離して配置された面状の第２給電導体パターン（１２）と、第１給電導体パターン（１１）および第２給電導体パターン（１２）と対向するように誘電体基板（２０）に形成され、グランド電位に設定される面状のグランド導体パターン（１３）とを備え、第２給電導体パターン（１２）は、グランド電位に設定されない。

Description

アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置
　本発明は、アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置に関する。
　マルチバンド対応の無線通信用アンテナとして、例えば、特許文献１に開示された異周波共用アンテナが挙げられる。特許文献１に開示された２周波共用アンテナは、誘電体基板の上面に形成された第１の放射導体と、第１の放射導体を囲むように形成された環状の第２の放射導体と、誘電体基板の下面に形成された接地導体とを有している。第１の放射導体には給電ピンが接続され当該給電ピンを経由して高周波信号が第１の放射導体に給電される。また、第２の放射導体には複数のショートピンが接続され、当該複数のショートピンを経由して第２の放射導体が接地導体に接続される。第１の放射導体と第２の放射導体との間には、互いに電磁結合するような間隔が設けられている。上記構成により、２周波共用アンテナは、給電ピンからの給電により第１の放射導体を周波数ｆＨで励振させ、第２の放射導体と第１の放射導体とが電磁結合することで、周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬで励振されることとなる。
特開２００５－２３６３９３号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された２周波共用アンテナでは、第２の放射導体が複数のショートピンを経由して接地導体に接続されているため、第２の放射導体を流れる高周波電流がショートピンおよび接地導体にも流れてしまう。このため、第２の放射導体の電気長および電流方向が定まらず、放射方向が低仰角方向および下方方向にも向いてしまい、天頂方向（誘電体基板の垂線上方方向）への指向性が弱くなるという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から天頂方向（垂線上方方向）への指向性を有するアンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るアンテナ素子は、誘電体基板と、前記誘電体基板に形成され、高周波信号が給電される面状の第１給電導体パターンと、前記誘電体基板に形成され、前記誘電体基板を平面視した場合に、前記第１給電導体パターンを偏波方向で挟むように前記第１給電導体パターンと分離して配置された面状の第２給電導体パターンと、前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンと対向するように前記誘電体基板に形成され、グランド電位に設定される面状のグランド導体パターンと、を備え、前記第２給電導体パターンは、前記グランド電位に設定されない。
　これにより、第１給電導体パターンにより規定される第１共振周波数を有する高周波信号の放射特性の指向性は、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターンの天頂方向（垂線方向であって第１給電導体パターンに対してグランド導体パターンと反対側）に指向性を有する。また、互いに電磁界結合された第１給電導体パターンおよび第２給電導体パターンにより規定される第２共振周波数を有する高周波信号の放射特性の指向性は、第２給電導体パターンがグランド接続されていないことにより、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターンおよび第２給電導体パターンの天頂方向に指向性を有する。つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　また、前記第２給電導体パターンは、前記平面視において、前記第１給電導体パターンを囲むように前記第１給電導体パターンと所定の間隔をあけて配置された環状の導体パターンであってもよい。
　これにより、第２給電導体パターンは、連続した１つの導体パターンとなるので、第２共振周波数を有する高周波信号の放射強度がより大きくなり、上記天頂方向への指向性も、より強くなる。
　また、前記アンテナ素子は、さらに、前記第１給電導体パターンと前記第２給電導体パターンとを接続するインピーダンス素子を備え、前記第１給電導体パターンにより規定される第１共振周波数は、前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンにより規定される第２共振周波数よりも高く、前記インピーダンス素子の前記第２共振周波数におけるインピーダンスは、前記インピーダンス素子の前記第１共振周波数におけるインピーダンスよりも低くてもよい。
　これにより、第１共振周波数を有する高周波信号を励振する場合、インピーダンス素子のインピーダンスが高くなることで第２給電導体パターンが導体パターンとして見えなくなる。このため、第１共振周波数を有する高周波信号の放射特性の指向性は、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターンの上記天頂方向に指向性を有する。また、第２共振周波数を有する高周波信号を励振する場合、インピーダンス素子のインピーダンスが低くなることで第１給電導体パターンと第２給電導体パターンとが一体の導体パターンとして見え易くなる。このため、第２共振周波数を有する高周波信号の放射特性の指向性は、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターンおよび第２給電導体パターンの上記天頂方向に、より強い指向性を有することが可能となる。つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への強い指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　また、前記インピーダンス素子は、ＬＣ共振回路で構成されてもよい。
　これにより、インピーダンス素子を、導体パターンおよび誘電体基板を用いて形成できるので、小型化できる。
　また、前記アンテナ素子は、前記インピーダンス素子を複数備え、前記複数のインピーダンス素子は、前記平面視において、前記第１給電導体パターンと前記第２給電導体パターンとの間であって、前記第１給電導体パターンに対して対称となる位置に配置されていてもよい。
　これにより、高周波信号の共振バランスがよくなるので、アンテナ利得を高くしつつ、天頂方向への指向性を、より強くすることが可能となる。
　また、さらに、前記誘電体基板の表面または内部であって、前記平面視において前記第２給電導体パターンの外周部に形成されたノッチアンテナを備え、前記ノッチアンテナは、前記表面に形成された面状の第２グランド導体パターンと、前記第２グランド導体パターンで挟まれたグランド非形成領域と、前記グランド非形成領域内の前記表面に形成された放射電極と、前記グランド非形成領域内に配置され、前記放射電極に接続された容量素子と、を含んでもよい。
　これにより、アンテナ素子はパッチアンテナとノッチアンテナとを有するので、それぞれ、異なる周波数帯域に対応でき、マルチバンド用アンテナの設計が容易となる。また、パッチアンテナおよびノッチアンテナが異なる指向性を有することで、複数の方位に同時に指向性を有することが可能となる。
　また、１次元状または２次元状に配列された複数の前記アンテナ素子を備え、前記複数のアンテナ素子は、前記誘電体基板を共有し、かつ、前記グランド導体パターンを共有してもよい。
　これにより、同一の誘電体基板上に複数のアンテナ素子が１次元状または２次元状に配置されたアンテナ素子を形成することが可能となる。よって、基板の上記天頂方向に強い指向性を有する基本放射特性を有しつつ、アンテナ素子ごとに位相が調整された指向性制御可能なフェーズドアレイアンテナを実現できる。
　また、本発明の一態様に係るアンテナモジュールは、上記記載のアンテナ素子と、前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電する給電回路と、を備え、前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンは、前記誘電体基板の第１主面に形成され、前記グランド導体パターンは、前記第１主面と背向する前記誘電体基板の第２主面に形成され、前記給電回路は、前記誘電体基板の前記第２主面側に形成されている。
　これにより、誘電体基板の垂線方向の第１主面側に指向性を有する小型のアンテナモジュールを実現できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、上記記載のアンテナ素子と、前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電するＲＦ信号処理回路と、を備え、前記ＲＦ信号処理回路は、高周波信号を移相する移相回路と、前記移相された高周波信号を増幅する増幅回路と、前記増幅された高周波信号を前記アンテナ素子に給電する、および、給電しないを切り替えるスイッチ素子と、を備える。
　これにより、アンテナ利得特性の指向性制御および放射特性の広帯域化が可能なマルチバンド／マルチモードの通信装置を実現できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、第１アレイアンテナおよび第２アレイアンテナと、前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電するＲＦ信号処理回路と、前記第１アレイアンテナ、前記第２アレイアンテナ、および前記ＲＦ信号処理回路が配置された筐体と、を備え、前記筐体は、主面である第１外周面および当該第１外周面と背向する第２外周面と、前記第１外周面に垂直である第３外周面および当該第３外周面と背向する第４外周面と、前記第１外周面および前記第３外周面に垂直である第５外周面および当該第５外周面と背向する第６外周面と、を有する６面体であり、前記第１アレイアンテナは、上記記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第２外周面から前記第１外周面へ向かう第１方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第４外周面から前記第３外周面へ向かう第２方向と一致するように配置された第１アンテナ素子と、上記記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第１方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第６外周面から前記第５外周面へ向かう第３方向と一致する第２アンテナ素子と、を備え、前記第２アレイアンテナは、上記記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第１外周面から前記第２外周面へ向かう第４方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第３外周面から前記第４外周面へ向かう第５方向と一致するように配置された第３アンテナ素子と、上記記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第４方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第５外周面から前記第６外周面へ向かう第６方向と一致するように配置された第４アンテナ素子と、を備える。
　これによれば、第１アレイアンテナは、通信装置の第１方向、第２方向および第３方向に指向性を有する。また、第２アレイアンテナは、通信装置の第４方向、第５方向および第６方向に指向性を有する。これにより、通信装置の全方位に指向性を持たせることが可能となる。
　本発明によれば、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から天頂方向（垂線上方方向）への指向性を有するアンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置を提供することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る通信装置の回路図である。 図２は、実施の形態１に係るパッチアンテナの外観斜視図である。 図３は、実施の形態１に係るアンテナモジュールの断面図である。 図４Ａは、実施の形態１に係るパッチアンテナの反射特性を示すグラフである。 図４Ｂは、実施の形態１に係るパッチアンテナの２周波における放射パターンを示すグラフである。 図５は、実施の形態２に係るパッチアンテナの外観斜視図である。 図６は、実施の形態２に係るアンテナモジュールの断面図である。 図７Ａは、実施の形態２に係るインピーダンス素子の回路構成図である。 図７Ｂは、実施の形態２に係るインピーダンス素子の周波数特性を示すグラフである。 図８Ａは、実施の形態２に係るパッチアンテナの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。 図８Ｂは、実施の形態２の変形例１に係るパッチアンテナの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。 図９は、実施の形態２の変形例２に係るパッチアンテナの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。 図１０Ａは、比較例に係るパッチアンテナの給電導体パターン平面図である。 図１０Ｂは、比較例に係るパッチアンテナの反射特性を示すグラフである。 図１１Ａは、その他の実施の形態に係るアンテナ素子の外観斜視図である。 図１１Ｂは、その他の実施の形態に係るアンテナ素子が配置された携帯端末の概略図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　通信装置の回路構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置５の回路図である。同図に示された通信装置５は、アンテナモジュール１と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２とを備える。アンテナモジュール１は、アレイアンテナ４と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とを備える。通信装置５は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２からアンテナモジュール１へ伝達される信号を高周波信号にアップコンバートしてアレイアンテナ４から放射するとともに、アレイアンテナ４で受信した高周波信号をダウンコンバートしてベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２にて信号処理する。
　アレイアンテナ４は、２次元状に配列された複数のパッチアンテナ１０を有する。パッチアンテナ１０は、電波（高周波信号）を放射する放射素子、および電波（高周波信号）を受信する受信素子として動作するアンテナ素子であり、本発明の要部特徴を有する。本実施の形態においては、アレイアンテナ４は、フェーズドアレイアンテナを構成することが可能となる。
　パッチアンテナ１０は、２つの周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から天頂方向（アンテナ平面の垂線上方方向）へ強い指向性を有している。パッチアンテナ１０の要部特徴の詳細については後述する。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、スイッチ３１Ａ～３１Ｄ、３３Ａ～３３Ｄおよび３７と、パワーアンプ３２ＡＴ～３２ＤＴと、ローノイズアンプ３２ＡＲ～３２ＤＲと、減衰器３４Ａ～３４Ｄと、移相器３５Ａ～３５Ｄと、信号合成／分波器３６と、ミキサ３８と、増幅回路３９とを備える。
　スイッチ３１Ａ～３１Ｄおよび３３Ａ～３３Ｄは、各信号経路における送信および受信を切り替えるスイッチ回路である。
　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２から伝達される信号は、増幅回路３９で増幅され、ミキサ３８でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号は、信号合成／分波器３６で４分波され、４つの送信経路を通過して、それぞれ異なるパッチアンテナ１０に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器３５Ａ～３５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、アレイアンテナ４の指向性を調整することが可能となる。
　また、アレイアンテナ４が有する各パッチアンテナ１０で受信した高周波信号は、それぞれ、異なる４つの受信経路を経由し、信号合成／分波器３６で合波され、ミキサ３８でダウンコンバートされ、増幅回路３９で増幅されてベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２へ伝達される。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。
　なお、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、上述した、スイッチ３１Ａ～３１Ｄ、３３Ａ～３３Ｄおよび３７、パワーアンプ３２ＡＴ～３２ＤＴ、ローノイズアンプ３２ＡＲ～３２ＤＲ、減衰器３４Ａ～３４Ｄ、移相器３５Ａ～３５Ｄ、信号合成／分波器３６、ミキサ３８、ならびに増幅回路３９のいずれかを備えていなくてもよい。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、送信経路および受信経路のいずれかのみを有していてもよい。また、本実施の形態に係るアンテナモジュール１は、単一の周波数帯域（バンド）の高周波信号を送受信するだけでなく、複数の周波数帯域（マルチバンド）の高周波信号を送受信するシステムに適用される。従って、実際には、本実施の形態に係るアンテナモジュール１は、図１のＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３が有する回路構成が２系統以上配置されており、それらの回路構成がスイッチにより切り替えられる構成となっている。
　［１．２　パッチアンテナの構成］
　図２は、実施の形態１に係るパッチアンテナ１０の外観斜視図である。また、図３は、実施の形態１に係るアンテナモジュール１の断面図である。図３は、図２のIII－III断面図である。なお、図２において、パッチアンテナ１０を構成するグランド導体パターン１３は、誘電体基板２０を透視して表されている。
　図３に示すように、アンテナモジュール１は、パッチアンテナ１０と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、樹脂部材４０とを備える。
　また、図２に示すように、パッチアンテナ１０は、第１給電導体パターン１１と、第２給電導体パターン１２と、グランド導体パターン１３と、誘電体基板２０とを備える。
　第１給電導体パターン１１は、図３に示すように、誘電体基板２０の主面に略平行となるように誘電体基板２０に形成された導体パターンであり、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３から導体ビア１５を経由して高周波信号が給電される。また、本実施の形態では、第１給電導体パターン１１は、誘電体基板２０を平面視した場合、矩形となっている。
　第２給電導体パターン１２は、図３に示すように、誘電体基板２０の主面に略平行となるように誘電体基板２０に形成された導体パターンであり、第１給電導体パターン１１を偏波方向（Ｙ軸方向）で挟むように第１給電導体パターン１１と分離して配置されている。より具体的には、第２給電導体パターン１２は、誘電体基板２０を平面視した場合に、第１給電導体パターン１１を囲むように第１給電導体パターン１１と所定の間隔をあけて配置された矩形環状の導体パターンである。
　グランド導体パターン１３は、図３に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２と、誘電体基板２０の主面の垂線方向で対向するように誘電体基板２０に配置され、グランド電位に設定される。
　ここで、第２給電導体パターン１２は、グランド電位に設定されない。さらに、第２給電導体パターン１２は、グランド導体パターン１３と接続されていない。
　なお、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２の平面形状は、上記形状に限られない。第１給電導体パターン１１が円形であり、第２給電導体パターン１２が円環形状であってもよく、第１給電導体パターン１１が多角形状であり、第２給電導体パターン１２が多角環状であってもよい。また、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２は、上記以外の形状であってもよい。但し、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間隔Ｇａｐは、一定であることが好ましい。
　また、第１給電導体パターン１１、第２給電導体パターン１２、およびグランド導体パターン１３は、例えば、Ａｌ、Ｃｕ、Ａｕ、Ａｇ、またはそれらの合金を主成分とする金属膜で構成される。
　誘電体基板２０は、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２と、グランド導体パターン１３との間に、誘電体材料が充填された構造を有している。誘電体基板２０の第１主面（表面）と背向する第２主面（裏面）には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３が配置されている。なお、誘電体基板２０は、例えば、低温同時焼成セラミックス（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ：ＬＴＣＣ）基板、または、プリント基板などであってもよい。また、誘電体基板２０は、誘電体材料が充填されていない単なる空間であってもよい。この場合には、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２を支持する構造が必要となる。
　樹脂部材４０は、図３に示すように、誘電体基板２０の第２主面（裏面）に配置されたＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３を封止する部材である。
　表１に、本実施の形態におけるパッチアンテナ１０を構成する各構成要素の寸法および材料パラメータを示す。なお、本発明に係るパッチアンテナの寸法および材料パラメータは一例であって、表１に示されたものに限定されない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　パッチアンテナ１０では、高周波信号の給電点、つまり、導体ビア１５と第１給電導体パターン１１との接続点が、Ｙ軸方向において第１給電導体パターン１１の中心点からずれている。このため、パッチアンテナ１０の偏波方向は、Ｙ軸方向となる。
　ここで、パッチアンテナ１０において、放射板として機能する第１給電導体パターン１１の長さＬ１ｘは、電気長をλｇ１とすると、おおよそ式１で表される。
　　　Ｌ１ｘ＝λｇ１／２　　　　（式１）
　また、パッチアンテナ１０において、放射板として機能する第２給電導体パターン１２の長さＬ２ｘは、第２給電導体パターン１２と第１給電導体パターン１１とがＧａｐ＝０でつながっていた場合の電気長をλｇ２とすると、おおよそ式２で表される。
　　　Ｌ２ｘ＝λｇ２／２　　　　（式２）
　また、電気長λｇ１およびλｇ２は、それぞれ、空間伝搬する高周波信号の波長をλ１およびλ２とすると、おおよそ式３および式４で表される。
　　　λｇ１＝λ１／εｒ１／２　　　　（式３）
　　　λｇ２＝λ２／εｒ１／２　　　　（式４）
　上記構成を有するパッチアンテナ１０において、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３から第１給電導体パターン１１へ高周波信号が給電されると、第１給電導体パターン１１の偏波方向（Ｙ軸方向）における電気長λｇ１により規定される共振周波数ｆ１を有する高周波信号が、第１給電導体パターン１１からＸ軸正方向（天頂方向）を中心とした方向へ放射される。また、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２の偏波方向（Ｙ軸方向）における電気長λｇ２により規定される共振周波数ｆ２を有する高周波信号が、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２からＸ軸正方向（天頂方向）を中心とした方向へ放射される。なお、共振周波数ｆ２については、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間のＧａｐの存在により、厳密には上記式２が成立せず、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との電磁界結合度により電気長λｇ２は変化する。
　［１．３　パッチアンテナの反射特性および放射特性］
　図４Ａは、実施の形態１に係るパッチアンテナ１０の反射特性を示すグラフである。また、図４Ｂは、実施の形態１に係るパッチアンテナ１０の２周波における放射パターンを示すグラフである。図４Ａには、導体ビア１５からパッチアンテナ１０の給電点（第１給電導体パターン１１と導体ビア１５との接続点）を見た場合の、パッチアンテナ１０の反射損失が表されている。また、図５には、共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）および共振周波数ｆ２（２７．５ＧＨｚ）の高周波信号について、上記給電点を通るＸＹ面における放射パターン（放射強度分布）が示されている。
　図４Ａに示すように、第１給電導体パターン１１により規定される共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）の近傍（図４ＡのＦ１）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍の極大点では、図４Ｂの右側に示すように、第１給電導体パターン１１から天頂方向（Ｘ軸正方向：図４Ｂでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　また、図４Ａに示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２により規定される共振周波数ｆ２（２７．５ＧＨｚ）の近傍（図４ＡのＦ２）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ２（２７．５ＧＨｚ）近傍の極大点では、図４Ｂの左側に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２から天頂方向（Ｘ軸正方向：図４Ｂでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　従来の２周波共用アンテナでは、第２給電導体パターン１２が複数のショートピンを経由して接地導体に接続されているため、第２給電導体パターン１２を流れる高周波電流がショートピンおよびグランド導体パターン１３にも流れてしまうこととなる。このため、第２給電導体パターン１２の電気長および電流方向が定まらず、共振周波数ｆ２を設計周波数に設定することが困難となる。また、共振周波数ｆ２における電波放射方向が低仰角方向および下方方向にも向いてしまい、天頂方向（Ｘ軸正方向）への指向性が弱くなるという問題がある。
　これに対して、本実施の形態に係るパッチアンテナ１０によれば、第１給電導体パターン１１で規定される共振周波数ｆ１近傍の高周波信号の放射特性の指向性は、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターン１１の天頂方向（垂線方向であって第１給電導体パターン１１に対してグランド導体パターン１３と反対側）に指向性を有する。また、上記Ｇａｐを介して電磁界結合された第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２で規定される共振周波数ｆ２近傍の高周波信号の放射特性の指向性は、第２給電導体パターン１２がグランド接続されていないことにより、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２の天頂方向に指向性を有することが可能となる。つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　なお、アレイアンテナ４は、複数のパッチアンテナ１０を複数備えるアンテナ素子であるが、当該複数のパッチアンテナ１０は、誘電体基板２０に１次元状または２次元状に配列され、誘電体基板２０を共有し、かつ、グランド導体パターン１３を共有してもよい。
　これにより、同一の誘電体基板２０上に複数のパッチアンテナ１０が１次元状または２次元状に配置されたアレイアンテナ４を形成することが可能となる。よって、それぞれのパッチアンテナ１０が、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保できる。このため、パッチアンテナ１０ごとに位相が調整された指向性制御可能なフェーズドアレイアンテナを実現できる。
　また、本発明に係るアンテナモジュール１は、パッチアンテナ１０と、第１給電導体パターン１１に高周波信号を給電する給電回路とを備え、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２は誘電体基板２０の第１主面に形成され、グランド導体パターン１３は第１主面と背向する誘電体基板２０の第２主面に形成され、上記給電回路は誘電体基板２０の第２主面側に形成されていてもよい。
　これにより、誘電体基板２０の垂線方向の第１主面側（天頂方向）に指向性を有する小型のアンテナモジュールを実現できる。
　また、本発明に係る通信装置５は、パッチアンテナ１０と、ＲＦ信号処理回路３とを備える。ＲＦ信号処理回路３は、高周波信号を移相する移相器３５Ａ～３５Ｄと、高周波信号を増幅するパワーアンプ３２ＡＴ～３２ＤＴおよびローノイズアンプ３２ＡＲ～３２ＤＲと、高周波信号が伝搬する信号経路とパッチアンテナ１０との接続を切り替えるスイッチ３１Ａ～３１Ｄとを備える。
　これにより、アンテナ利得特性の指向性制御および放射特性の広帯域化が可能なマルチバンド／マルチモードの通信装置を実現できる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１に係るパッチアンテナ１０では、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２とがＧａｐのみを介して配置されているのに対して、本実施の形態に係るパッチアンテナ１０Ａは、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２とが、インピーダンス素子を介して接続された構成を有する。
　［２．１　　パッチアンテナの構成］
　図５は、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａの外観斜視図である。また、図６は、実施の形態２に係るアンテナモジュール１Ａの断面図である。図６は、図５のＶＩ－ＶＩ断面図である。なお、図５において、パッチアンテナ１０Ａを構成するグランド導体パターン１３は、誘電体基板２０を透視して表されている。
　図６に示すように、アンテナモジュール１Ａは、パッチアンテナ１０Ａと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、樹脂部材４０とを備える。
　本実施の形態に係るパッチアンテナ１０Ａは、実施の形態１に係るパッチアンテナ１０と比較して、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間に、インピーダンス素子１４が配置されている点が構成として異なる。以下、パッチアンテナ１０Ａについて、実施の形態１に係るパッチアンテナ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　パッチアンテナ１０Ａは、図５に示すように、第１給電導体パターン１１と、第２給電導体パターン１２と、グランド導体パターン１３と、インピーダンス素子１４と、誘電体基板２０とを備える。
　第１給電導体パターン１１、第２給電導体パターン１２、およびグランド導体パターン１３は、実施の形態１と同じ構成を有する。
　また、第２給電導体パターン１２は、グランド電位に設定されない。さらに、第２給電導体パターン１２は、グランド導体パターン１３と接続されていない。
　誘電体基板２０および樹脂部材４０は、実施の形態１と同じ構成を有する。
　表２に、本実施の形態におけるパッチアンテナ１０Ａを構成する各構成要素の寸法および材料パラメータを示す。表２において、第２給電導体パターン１２の長さＬ２ｘおよび幅Ｌ２ｙ（ｍｍ）のみが、実施の形態１（表１）と異なる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　インピーダンス素子１４は、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間に配置され、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２とを接続する。インピーダンス素子１４の共振周波数ｆ２におけるインピーダンスは、インピーダンス素子１４の共振周波数ｆ１におけるインピーダンスよりも低い。
　上記構成を有するパッチアンテナ１０Ａにおいて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３から第１給電導体パターン１１へ高周波信号が給電されると、第１給電導体パターン１１の電気長λｇ１により規定される共振周波数ｆ１を有する高周波信号が、第１給電導体パターン１１からＸ軸正方向（天頂方向）を中心とした方向へ放射される。また、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２の電気長λｇ２により規定される共振周波数ｆ２を有する高周波信号が、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２からＸ軸正方向（天頂方向）を中心とした方向へ放射される。なお、共振周波数ｆ１については、インピーダンス素子１４が高インピーダンスとなっていることで、第２給電導体パターン１２が導体パターンとして見えなくなり、ほぼ上記式１を適用できる。また、共振周波数ｆ２については、インピーダンス素子１４が低インピーダンスとなっていることで、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２とが一体の導体パターンとして見え易くなり、ほぼ上記式２を適用できる。この場合、式１および式２より、式５が成立する。
　　　　共振周波数ｆ２＜共振周波数ｆ１　　　　（式５）
　つまり、インピーダンス素子１４は、共振周波数ｆ２を含む低周波域において低インピーダンスとなり、共振周波数ｆ１を含む高周波域において高インピーダンスとなる特性を有する。ここで、インピーダンス素子の回路構成およびインピーダンス特性について例示する。
　図７Ａは、実施の形態２に係るインピーダンス素子１４の回路構成の一例を示す図である。同図に示すように、インピーダンス素子１４は、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１およびＣ２と、を有するＬＣ共振回路を構成している。より具体的には、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間に、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とが並列接続された回路と、コンデンサＣ２とが直列接続されている。表３に、本実施の形態で用いたインダクタＬ１、コンデンサＣ１およびＣ２の回路定数を示す。インピーダンス素子１４が上記ＬＣ共振回路で構成されることにより導体パターンおよび誘電体基板を用いて形成できるので、インピーダンス素子１４を小型化できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　図７Ｂは、実施の形態２に係るインピーダンス素子１４の周波数特性を示すグラフである。同図に示すように、インピーダンス素子１４のインピーダンスは、３０ＧＨｚ～４０ＧＨｚの周波数帯域において、共振点および反共振点を有することにより、２８．５ＧＨｚにおいて低インピーダンス（図７Ｂではほぼ０Ω）となり、３９ＧＨｚにて高インピーダンス（図７Ｂではほぼ－３００Ω以下）となっている。なお、高インピーダンスとは、図７Ｂに示されたインピーダンスの絶対値が大きい場合と定義され、低インピーダンスとは、図７Ｂに示されたインピーダンスの絶対値が小さい場合と定義される。
　つまり、インピーダンス素子１４の回路構成を、低インピーダンスとなる周波数をパッチアンテナ１０Ａの共振周波数ｆ２となるようにし、高インピーダンスとなる周波数をパッチアンテナ１０Ａの共振周波数ｆ１となるように適宜設定する。
　［２．２　パッチアンテナの反射特性および放射特性］
　図８Ａは、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。図８Ａの中段には、導体ビア１５からパッチアンテナ１０Ａの給電点（第１給電導体パターン１１と導体ビア１５との接続点）を見た場合の、パッチアンテナ１０Ａの反射特性が表されている。また、図８Ａの下段には、共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍および共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）近傍の高周波信号について、上記給電点を通るＸＹ面における放射パターン（放射強度分布）が示されている。
　なお、パッチアンテナ１０Ａには、インピーダンス素子１４が合計８個配置されている。より具体的には、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間の矩形環状のＧａｐの各辺に２個のインピーダンス素子１４が配置されている。
　図８Ａの中段に示すように、第１給電導体パターン１１により規定される共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）の近傍（図８ＡのＦ１）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍の極大点では、図８Ａの下段に示すように、第１給電導体パターン１１から天頂方向（Ｘ軸正方向：図８Ａでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　また、図８Ａの中段に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２により規定される共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）の近傍（図８ＡのＦ２）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）近傍の極大点では、図８Ａの下段に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２から天頂方向（Ｘ軸正方向：図８Ａでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　従来の２周波共用アンテナでは、第２給電導体パターン１２が複数のショートピンを経由して接地導体に接続されているため、第２給電導体パターン１２を流れる高周波電流がショートピンおよびグランド導体パターン１３にも流れてしまうこととなる。このため、第２給電導体パターン１２の電気長および電流方向が定まらず、共振周波数ｆ２を設計周波数に設定することが困難となり、また、共振周波数ｆ２近傍における電波放射方向が低仰角方向および下方方向にも向いてしまい、天頂方向（Ｘ軸正方向）への指向性が弱くなるという問題がある。
　これに対して、本実施の形態に係るパッチアンテナ１０Ａによれば、第１給電導体パターン１１により規定される共振周波数ｆ１近傍では、インピーダンス素子１４が高インピーダンスとなっているため、第１給電導体パターン１１に流れる電流は、第２給電導体パターン１２には流れない。よって、共振周波数ｆ１は、式１に示される電気長λｇ１でほぼ規定され、共振周波数ｆ１近傍における放射パターンは、基本波動作により第１給電導体パターン１１の天頂方向（垂線方向であって第１給電導体パターン１１に対してグランド導体パターン１３と反対側）に指向性を有する。
　また、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２により規定される共振周波数ｆ２近傍では、インピーダンス素子１４が低インピーダンスとなっており、かつ、第２給電導体パターン１２がグランド接続されていない。このため、第１給電導体パターン１１に流れる電流は、第２給電導体パターン１２にも流れ、共振周波数ｆ２は、式２に示される電気長λｇ２でほぼ規定され、共振周波数ｆ２近傍における放射パターンは、基本波動作により第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２の上記天頂方向に指向性を有する。
　つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　［２．３　インピーダンス素子の配置レイアウト］
　次に、複数のインピーダンス素子１４の配置レイアウトを変化させた場合のパッチアンテナの反射特性および放射特性について説明する。
　図８Ｂは、実施の形態２の変形例１に係るパッチアンテナ１０Ｂの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。本変形例に係るパッチアンテナ１０Ｂは、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａと比較して、インピーダンス素子１４の配置数が異なる。
　パッチアンテナ１０Ａにはインピーダンス素子１４が合計８個配置されているのに対し、パッチアンテナ１０Ｂにはインピーダンス素子１４が合計１２個配置されている。より具体的には、パッチアンテナ１０Ｂでは、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間の矩形環状のＧａｐの各辺に３個のインピーダンス素子１４が配置されている。
　図８Ｂの中段に示すように、第１給電導体パターン１１により規定される共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）の近傍（図８ＢのＦ１）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍の極大点では、図８Ｂの下段に示すように、第１給電導体パターン１１から天頂方向（Ｘ軸正方向：図８Ｂでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　また、図８Ｂの中段に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２により規定される共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）の近傍（図８ＢのＦ２）において、反射損失が極大となっており、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａと比較して、共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）における反射損失が大きくなっている。また、共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）近傍の極大点では、図８Ｂの下段に示すように、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２から天頂方向（Ｘ軸正方向：図８Ｂでは０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。また、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａと比較して、共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）における放射強度（Ｍａｘ６．８ｄＢｉ、Ａｖｅ１．３ｄＢｉ）が高くなっている。
　本変形例に係るパッチアンテナ１０Ｂによれば、第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２により規定される共振周波数ｆ２では、より多くのインピーダンス素子１４が並列接続されることで、パッチアンテナ１０Ａよりも低インピーダンスとなっている。さらに、第２給電導体パターン１２はグランド接続されていない。このため、共振周波数ｆ２近傍における放射パターンは、基本波動作により上記天頂方向に指向性を有し、放射パターンにおけるピーク強度を高くすることが可能となる。つまり、インピーダンス素子１４の接続数が多くなるほど、アンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保し、ピーク強度を高くすることが可能となる。
　上述したように、インピーダンス素子１４の配置数については、より多く配置するほうが、アンテナ放射特性上、好ましいことを説明した。さらには、第１給電導体パターン１１と第２給電導体パターン１２との間の矩形環状のＧａｐのうち、偏波方向（Ｙ軸方向）と直交する辺上により多くのインピーダンス素子１４が配置されることが望ましい。上記Ｇａｐのうち偏波方向（Ｙ軸方向）と直交する辺においてスリット領域（インピーダンス素子１４が配置されていない領域）が大きくなると、当該スリット領域近傍において、偏波方向に交差する交差偏波電流が流れる。これにより、主偏波のアンテナ放射のピーク強度が劣化してしまうこととなる。上記観点より、インピーダンス素子１４の配置数は多いことが好ましいが、上記Ｇａｐのうち偏波方向（Ｙ軸方向）と直交する辺上に、より多くのインピーダンス素子１４が配置されることが、さらに好ましい。
　［２．４　変形例２に係るパッチアンテナ１０Ｃ］
　図９は、実施の形態２の変形例２に係るパッチアンテナ１０Ｃの反射特性および２周波における放射パターンを示すグラフである。本変形例に係るパッチアンテナ１０Ｃは、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａと比較して、第２給電導体パターン１２Ａの形状およびインピーダンス素子１４の配置数が異なる。より具体的には、パッチアンテナ１０Ａでは、第２給電導体パターン１２は、第１給電導体パターン１１を囲むように配置された環状の導体パターンである。これに対して、本変形例に係るパッチアンテナ１０Ｃでは、２つの第２給電導体パターン１２Ａが、第１給電導体パターン１１Ａを偏波方向で挟むように第１給電導体パターン１１Ａと分離して配置されている。
　図９の中段に示すように、第１給電導体パターン１１Ａにより規定される共振周波数ｆ１の近傍（図９のＦ１）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍の極大点では、図９の下段に示すように、第１給電導体パターン１１Ａから天頂方向（Ｘ軸正方向：図９では０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　また、図９の中段に示すように、第１給電導体パターン１１Ａおよび第２給電導体パターン１２Ａにより規定される共振周波数ｆ２の近傍（図９のＦ２）において、反射損失が極大となっている。共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）近傍の極大点では、図９の下段に示すように、第１給電導体パターン１１Ａおよび第２給電導体パターン１２Ａから天頂方向（Ｘ軸正方向：図９では０°方向）に指向性を有する電波放射が励起される。
　本変形例に係るパッチアンテナ１０Ｃによれば、第１給電導体パターン１１Ａにより規定される共振周波数ｆ１近傍では、インピーダンス素子１４が高インピーダンスとなっているため、第１給電導体パターン１１Ａに流れる電流は、第２給電導体パターン１２Ａには流れない。よって、共振周波数ｆ１は、式１に示される電気長λｇ１でほぼ規定され、共振周波数ｆ１近傍における放射パターンは、基本波動作により第１給電導体パターン１１Ａの天頂方向（垂線方向であって第１給電導体パターン１１Ａに対してグランド導体パターン１３と反対側）に指向性を有する。
　また、第１給電導体パターン１１Ａおよび第２給電導体パターン１２Ａにより規定される共振周波数ｆ２近傍では、インピーダンス素子１４が低インピーダンスとなっており、かつ、第２給電導体パターン１２Ａがグランド接続されていない。このため、第１給電導体パターン１１Ａに流れる電流は、第２給電導体パターン１２Ａにも流れ、共振周波数ｆ２は、式２に示される電気長λｇ２でほぼ規定され、共振周波数ｆ２近傍における放射パターンは、基本波動作により上記天頂方向に指向性を有する。つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　ただし、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａと比較して、共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）の近傍（Ｆ２）および共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍（Ｆ１）における反射損失が小さくなっている。また、パッチアンテナ１０Ａと比較して、共振周波数ｆ２（２８．５ＧＨｚ）近傍における放射強度（Ｍａｘ４．９ｄＢｉ、Ａｖｅ－０．６ｄＢｉ）および共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍における放射強度（Ｍａｘ５．２ｄＢｉ、Ａｖｅ－０．２ｄＢｉ）が低くなっている。
　これに対して、第１給電導体パターン１１Ａと第２給電導体パターン１２Ａとの間のＧａｐに配置されるインピーダンス素子１４をより多く配置することで、共振周波数ｆ１近傍おおび共振周波数ｆ２近傍における放射強度を高くすることが可能である。
　［２．５　比較例に係るパッチアンテナ］
　図１０Ａは、比較例に係るパッチアンテナの給電導体パターン平面図である。同図に示された比較例に係るパッチアンテナは、変形例２に係るパッチアンテナ１０Ｃに対して、偏波方向（Ｙ軸正方向）の両端に配置された第２給電導体パターンがスリット１２０を介して第１給電導体パターンを挟んでいるが、偏波方向に交差する方向で第２給電導体パターンと第１給電導体パターンとが短絡接続されている。つまり、第１給電導体パターンと第２給電導体パターンとは、分離されていない。さらに、インピーダンス素子１４は配置されていない。
　表４に、比較例に係るパッチアンテナを構成する各構成要素の寸法および材料パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　図１０Ｂは、比較例に係るパッチアンテナの反射特性を示すグラフである。同図に示すように、比較例に係るパッチアンテナの反射特性において、共振周波数ｆ２近傍および共振周波数ｆ１近傍に、それぞれ、反射損失の極大点が発生する。共振周波数ｆ２（２９ＧＨｚ）近傍の極大点では、基本波モードにより、給電導体パターン１１０から天頂方向に指向性を有する電波放射が励起される。これに対して、共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍の極大点では、スリット１２０の配置により、高調波モードが励振されるため、放射パターンは、給電導体パターン１１０の天頂方向で放射強度の最小値を示すものとなる。
　また、共振周波数ｆ１（３９ＧＨｚ）近傍におけるアンテナ利得は、実施の形態２に係るパッチアンテナ１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃと比較して低くなる。
　これに対して、本実施の形態に係るパッチアンテナ１０Ａ、１０Ｂおよび１０Ｃでは、第２給電導体パターンは、誘電体基板２０を平面視した場合に、第１給電導体パターンを偏波方向で挟むように第１給電導体パターンと分離して配置されている。また、第２給電導体パターンは、グランド電位に設定されない。
　これにより、第１給電導体パターンにより規定される第１共振周波数を有する高周波信号の放射特性の指向性は、当該高周波信号の基本波により第１給電導体パターンの上記天頂方向に指向性を有する。また、共振周波数ｆ２近傍において、インピーダンス素子により互いに電導度が向上した第１給電導体パターンおよび第２給電導体パターンにより規定される第２共振周波数近傍の高周波信号の放射特性の指向性は、第２給電導体パターンがグランド接続されていないことにより、当該高周波信号の基本波により上記天頂方向に指向性を有する。つまり、複数の周波数帯域の高周波信号を励振でき、当該複数の周波数帯域のいずれにおいてもアンテナ平面から上記天頂方向への指向性を確保することが可能となる。また、いずれの放射も基本波動作によるものであるため、放射特性を広帯域化できる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係るアンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置について、実施の形態１および２を挙げて説明したが、本発明のアンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示のアンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、本発明に係るアンテナ素子は、上記実施の形態で説明したパッチアンテナの他、いわゆるノッチアンテナまたはダイポールアンテナを備えていてもよい。
　図１１Ａは、その他の実施の形態に係るアンテナ１０Ｇの外観斜視図である。同図に示されたアンテナ１０Ｇは、パッチアンテナ１０と、ノッチアンテナ７０とを備える。パッチアンテナ１０は、上記実施の形態に係るパッチアンテナ１０、１０Ａ、１０Ｂ、または１０Ｃが適用される。ノッチアンテナ７０は、パッチアンテナ１０の外周部に形成されている。より具体的には、ノッチアンテナ７０の各導体パターンは、誘電体基板２０の表面（第１給電導体パターン１１および第２給電導体パターン１２が形成された面）に形成されている。また、ノッチアンテナ７０は、一例として、図１１Ａに示すように、パッチアンテナ１０の偏波方向（Ｘ軸方向）と交差するアンテナ１０Ｇの端辺に配置されている。なお、ノッチアンテナ７０の各導体パターンは、誘電体基板２０の内部に形成されていてもよい。
　ノッチアンテナ７０は、上記表面に形成された面状のグランド導体パターン７４（第２グランドパターン）と、グランド導体パターン７４で挟まれたグランド非形成領域と、当該グランド非形成領域内の上記表面に配置された放射電極７２および７３と、給電線７１と、容量素子７５および７６とを備える。給電線７１に給電された高周波信号は、放射電極７２および７３から放射される。パッチアンテナ１０が、天頂方向（エレベーション方向：誘電体基板２０の垂線上方方向）に指向性を有するのに対して、ノッチアンテナ７０は、アンテナ１０Ｇの中央部から、ノッチアンテナ７０が配置されている方向（アジムス方向：Ｙ軸負方向）に指向性を有する。なお、誘電体基板２０の裏面であってグランド導体パターン７４およびグランド非形成領域と対向する領域にはグランド導体パターンが形成されていないほうが好ましい。
　上記構成によれば、ノッチアンテナ７０が形成されることにより、グランド導体パターン７４が形成されるので、放熱効率が上昇する。また、ノッチアンテナ７０とパッチアンテナ１０とを組み合わせることで、それぞれ、異なる周波数帯域に対応できるので、マルチバンド用アンテナの設計が容易となる。また、ノッチアンテナ７０は、ダイポールアンテナと比較して、グランド導体パターンの面積が小さくてよいため、省面積化に有利である。
　図１１Ｂは、アンテナ１０Ｇが配置された携帯端末５Ａの概略図である。同図には、携帯端末５Ａと、携帯端末５Ａに配置されたアレイアンテナ４Ａおよび４Ｂと、が示されている。なお、携帯端末５Ａには、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂのほか、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂに高周波信号を給電するＲＦ信号処理回路が配置されている。
　携帯端末５Ａは、図１１Ｂに示すように、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂ、ならびに、ＲＦ信号処理回路が配置された筐体１００を備えている。筐体１００は、主面である第１外周面（例えば、操作パネルが配置された面）および当該第１外周面と背向する第２外周面と、当該第１外周面に垂直である第３外周面（例えば、図１１Ｂの上方側面）および当該第３外周面と背向する第４外周面（例えば、図１１Ｂの下方側面）と、当該第１外周面および第３外周面に垂直である第５外周面（例えば、図１１Ｂの左方側面）および当該第５外周面と背向する第６外周面（例えば、図１１Ｂの右方側面）と、を有する６面体である。なお、筐体１００は、上記６面を有する直方体でなくてもよく、上記６面を有する多面体であればよく、また、上記６面が接するコーナー部は丸味を帯びていてもよい。
　アレイアンテナ４Ａ（第１アレイアンテナ）は、２次元状に配列されたアンテナ１０Ｇ１、１０Ｇ２、１０Ｇ３、およびパッチアンテナ１０を備える。アレイアンテナ４Ｂ（第２アレイアンテナ）は、２次元状に配列されたアンテナ１０Ｇ４、１０Ｇ５、１０Ｇ６、およびパッチアンテナ１０を備える。
　アンテナ１０Ｇ１は、１つのパッチアンテナ１０と１つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第２外周面から第１外周面へ向かう第１方向と一致し、第１給電導体パターン１１からノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第４外周面から第３外周面へ向かう第２方向と一致するように配置された第１アンテナ素子である。
　アンテナ１０Ｇ２は、１つのパッチアンテナ１０と１つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第１方向と一致し、第１給電導体パターン１１からノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第６外周面から第５外周面へ向かう第３方向と一致するように配置された第２アンテナ素子である。
　アンテナ１０Ｇ３は、１つのパッチアンテナ１０と２つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第１方向と一致し、第１給電導体パターン１１から一方のノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第２方向と一致し、第１給電導体パターン１１から他方のノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第３方向と一致するように配置されたアンテナ素子である。
　アンテナ１０Ｇ４は、１つのパッチアンテナ１０と１つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第１外周面から第２外周面へ向かう第４方向と一致し、第１給電導体パターン１１からノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第３外周面から第４外周面へ向かう第５方向と一致するように配置された第３アンテナ素子である。
　アンテナ１０Ｇ５は、１つのパッチアンテナ１０と１つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第４方向と一致し、第１給電導体パターン１１からノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第５外周面から第６外周面へ向かう第６方向と一致するように配置された第４アンテナ素子である。
　アンテナ１０Ｇ６は、１つのパッチアンテナ１０と２つのノッチアンテナ７０とが配置されたアンテナ１０Ｇの一例であり、グランド導体パターン１３から第１給電導体パターン１１へ向かう方向が、第４方向と一致し、第１給電導体パターン１１から一方のノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第５方向と一致し、第１給電導体パターン１１から他方のノッチアンテナ７０へ向かう方向が、第６方向と一致するように配置されたアンテナ素子である。
　なお、図１１Ｂでは、アレイアンテナ４Ｂは、携帯端末５Ａの筐体１００の裏面である第２外周面側に配置されているため、アレイアンテナ４Ｂの拡大図は平面透視図として表されている。
　上記構成によれば、図１１Ｂに示すように、例えば、携帯端末５Ａの左上表面側にアレイアンテナ４Ａが配置され、また、携帯端末５Ａの右下裏面側にアレイアンテナ４Ｂが配置される。このとき、左上表面側に配置されたアレイアンテナ４Ａは、携帯端末表面の垂線上方方向（第１方向）および携帯端末表面の水平線方向（第２方向および第３方向）に指向性を有する。また、右下裏面側に配置されたアレイアンテナ４Ｂは、携帯端末表面の垂線下方方向（第４方向）および携帯端末表面の水平線方向（第５方向および第６方向）に指向性を有する。これにより、携帯端末５Ａの全方位に指向性を持たせることが可能となる。
　携帯端末５Ａの上記構成において、例えば、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂのサイズを、それぞれ、１１ｍｍ（第２方向および第５方向の幅）×１１ｍｍ（第３方向および第６方向の幅）×０．８７ｍｍ（第１方向および第４方向の厚み）とし、利得の指向性を検討した。なお、この場合、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂが配置されるグランド基板のサイズを、１４０ｍｍ（幅）×７０ｍｍ（幅）とした。この場合、アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂそれぞれにおいて、パッチアンテナ１０の４素子からは、第１方向または第４方向に、１０ｄＢｉ以上のピーク利得が得られた。一方、同じ方向（辺）に配置されたノッチアンテナ７０の２素子からは、第２方向、第３方向、第５方向または第６方向に、５ｄＢｉのピーク利得が得られた。これにより、（１）パッチアンテナ１０の４素子（両偏波）、（２）同じ方向（辺）に配置されたノッチアンテナ７０の第１群、および、（３）第１群のノッチアンテナ７０とは垂直配置された、同じ方向（辺）に配置されたノッチアンテナ７０の第２群、のいずれかのうち、ベストのものが適宜選択されるダイバーシチを構成できる。上記アレイアンテナ４Ａおよび４Ｂを使用したダイバーシチ通信を実行した場合、全球面上で６ｄＢｉ以上の割合が８０％を超えるようなアンテナ特性を得ることが可能となる。
　例えば、実施の形態１および２に係るパッチアンテナは、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムにも適用できる。５Ｇ（第５世代移動通信システム）で有望な無線伝送技術の１つは、ファントムセルとＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムとの組み合わせである。ファントムセルは、低い周波数帯のマクロセルと高い周波数帯のスモールセルとの間で通信の安定性を確保するための制御信号と、高速データ通信の対象であるデータ信号とを分離するネットワーク構成である。各ファントムセルにＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯのアンテナ装置が設けられる。Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、ミリ波帯等において伝送品質を向上させるための技術であり、各パッチアンテナから送信される信号を制御することで、パッチアンテナの指向性を制御する。また、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、多数のパッチアンテナを用いるため、鋭い指向性のビームを生成することができる。ビームの指向性を高めることで高い周波数帯でも電波をある程度遠くまで飛ばすことができるとともに、セル間の干渉を減らして周波数利用効率を高めることができる。
　本発明は、複数の周波数帯域を高い指向性で放射できるアンテナ素子として、ミリ波帯移動体通信システムおよびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムなどの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ　　アンテナモジュール
　２　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４、４Ａ、４Ｂ　　アレイアンテナ
　５　　通信装置
　５Ａ　　携帯端末
　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ　　パッチアンテナ
　１０Ｇ、１０Ｇ１、１０Ｇ２、１０Ｇ３、１０Ｇ４、１０Ｇ５、１０Ｇ６　　アンテナ
　１１、１１Ａ　　第１給電導体パターン
　１２、１２Ａ　　第２給電導体パターン
　１３、７４　　グランド導体パターン
　１４　　インピーダンス素子
　１５　　導体ビア
　２０　　誘電体基板
　３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ、３１Ｄ、３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄ、３７　　スイッチ
　３２ＡＲ、３２ＢＲ、３２ＣＲ、３２ＤＲ　　ローノイズアンプ
　３２ＡＴ、３２ＢＴ、３２ＣＴ、３２ＤＴ　　パワーアンプ
　３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄ　　減衰器
　３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃ、３５Ｄ　　移相器
　３６　　信号合成／分波器
　３８　　ミキサ
　３９　　増幅回路
　４０　　樹脂部材
　７０　　ノッチアンテナ
　７１　　給電線
　７２、７３　　放射電極
　７５、７６　　容量素子
　１１０　　給電導体パターン
　１２０　　スリット

Claims (10)

  1. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板に形成され、高周波信号が給電される面状の第１給電導体パターンと、
    　前記誘電体基板に形成され、前記誘電体基板を平面視した場合に、前記第１給電導体パターンを偏波方向で挟むように前記第１給電導体パターンと分離して配置された面状の第２給電導体パターンと、
    　前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンと対向するように前記誘電体基板に形成され、グランド電位に設定される面状のグランド導体パターンと、を備え、
    　前記第２給電導体パターンは、前記グランド電位に設定されない、
    　アンテナ素子。
  2. 　前記第２給電導体パターンは、前記平面視において、前記第１給電導体パターンを囲むように前記第１給電導体パターンと所定の間隔をあけて配置された環状の導体パターンである、
    　請求項１に記載のアンテナ素子。
  3. 　前記アンテナ素子は、さらに、
    　前記第１給電導体パターンと前記第２給電導体パターンとを接続するインピーダンス素子を備え、
    　前記第１給電導体パターンにより規定される第１共振周波数は、前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンにより規定される第２共振周波数よりも高く、
    　前記インピーダンス素子の前記第２共振周波数におけるインピーダンスは、前記インピーダンス素子の前記第１共振周波数におけるインピーダンスよりも低い、
    　請求項１または２に記載のアンテナ素子。
  4. 　前記インピーダンス素子は、ＬＣ共振回路で構成される、
    　請求項３に記載のアンテナ素子。
  5. 　前記アンテナ素子は、
    　前記インピーダンス素子を複数備え、
    　前記複数のインピーダンス素子は、前記平面視において、前記第１給電導体パターンと前記第２給電導体パターンとの間であって、前記第１給電導体パターンに対して対称となる位置に配置されている、
    　請求項３または４に記載のアンテナ素子。
  6. 　さらに、
    　前記誘電体基板の表面または内部であって、前記平面視において前記第２給電導体パターンの外周部に形成されたノッチアンテナを備え、
    　前記ノッチアンテナは、
    　前記表面に形成された面状の第２グランド導体パターンと、
    　前記第２グランド導体パターンで挟まれたグランド非形成領域と、
    　前記グランド非形成領域内の前記表面に形成された放射電極と、
    　前記グランド非形成領域内に配置され、前記放射電極に接続された容量素子と、を含む
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナ素子。
  7. 　１次元状または２次元状に配列された複数の前記アンテナ素子を備え、
    　前記複数のアンテナ素子は、前記誘電体基板を共有し、かつ、前記グランド導体パターンを共有する、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のアンテナ素子。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項に記載のアンテナ素子と、
    　前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電する給電回路と、を備え、
    　前記第１給電導体パターンおよび前記第２給電導体パターンは、前記誘電体基板の第１主面に形成され、
    　前記グランド導体パターンは、前記第１主面と背向する前記誘電体基板の第２主面に形成され、
    　前記給電回路は、前記誘電体基板の前記第２主面側に形成されている、
    　アンテナモジュール。
  9. 　請求項１～７のいずれか１項に記載のアンテナ素子と、
    　前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電するＲＦ信号処理回路と、を備え、
    　前記ＲＦ信号処理回路は、
    　高周波信号を移相する移相回路と、
    　前記移相された高周波信号を増幅する増幅回路と、
    　前記増幅された高周波信号を前記アンテナ素子に給電する、および、給電しないを切り替えるスイッチ素子と、を備える、
    　通信装置。
  10. 　第１アレイアンテナおよび第２アレイアンテナと、
    　前記第１給電導体パターンに前記高周波信号を給電するＲＦ信号処理回路と、
    　前記第１アレイアンテナ、前記第２アレイアンテナ、および前記ＲＦ信号処理回路が配置された筐体と、を備え、
    　前記筐体は、主面である第１外周面および当該第１外周面と背向する第２外周面と、前記第１外周面に垂直である第３外周面および当該第３外周面と背向する第４外周面と、前記第１外周面および前記第３外周面に垂直である第５外周面および当該第５外周面と背向する第６外周面と、を有する６面体であり、
    　前記第１アレイアンテナは、
    　請求項６に記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第２外周面から前記第１外周面へ向かう第１方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第４外周面から前記第３外周面へ向かう第２方向と一致するように配置された第１アンテナ素子と、
    　請求項６に記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第１方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第６外周面から前記第５外周面へ向かう第３方向と一致する第２アンテナ素子と、を備え、
    　前記第２アレイアンテナは、
    　請求項６に記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第１外周面から前記第２外周面へ向かう第４方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第３外周面から前記第４外周面へ向かう第５方向と一致するように配置された第３アンテナ素子と、
    　請求項６に記載のアンテナ素子であって、前記グランド導体パターンから前記第１給電導体パターンへ向かう方向が、前記第４方向と一致し、前記第１給電導体パターンから前記ノッチアンテナへ向かう方向が、前記第５外周面から前記第６外周面へ向かう第６方向と一致するように配置された第４アンテナ素子と、を備える、
    　通信装置。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020050341A1 (ja) * 2018-09-07 2020-03-12 株式会社村田製作所 アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置
JP2020058020A (ja) * 2018-09-28 2020-04-09 アップル インコーポレイテッドＡｐｐｌｅ Ｉｎｃ． 通信及び測距機能を有する電子デバイス
CN112400255A (zh) * 2019-04-24 2021-02-23 株式会社村田制作所 天线模块和搭载有该天线模块的通信装置
JP2022016300A (ja) * 2020-07-09 2022-01-21 台達電子工業股▲ふん▼有限公司 ビームフォーミング装置、ビームフォーミングシステム及びビーム発生器
WO2022038868A1 (ja) * 2020-08-19 2022-02-24 株式会社村田製作所 通信装置
US11387568B2 (en) 2018-05-09 2022-07-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Millimeter-wave antenna array element, array antenna, and communications product

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102424681B1 (ko) * 2017-11-27 2022-07-25 삼성전자주식회사 통신 장치 배치 구조 및 그것을 포함하는 전자 장치
KR102502237B1 (ko) * 2018-05-24 2023-02-21 삼성전자주식회사 위상 배열 안테나 모듈 및 이를 포함하는 통신 장치
DE102019107258A1 (de) 2018-05-24 2019-11-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Phased-array-antennenmodul und kommunikationsvorrichtung mit demselben
CN109149070B (zh) * 2018-08-12 2021-06-15 瑞声科技（南京）有限公司 表面贴装器件及移动终端
CN111129729A (zh) * 2019-12-11 2020-05-08 维沃移动通信有限公司 一种天线单元和电子设备
CN113675592B (zh) * 2020-05-13 2023-08-04 北京小米移动软件有限公司 一种天线模组和终端设备
US11705625B2 (en) * 2020-06-04 2023-07-18 Tdk Corporation Antenna device
US20220173512A1 (en) * 2020-12-01 2022-06-02 Trimble Inc. Filtered dual-band patch antenna
EP4016735A1 (en) * 2020-12-17 2022-06-22 INTEL Corporation A multiband patch antenna
JP7304542B2 (ja) * 2020-12-28 2023-07-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 アンテナ装置
JP2022154499A (ja) * 2021-03-30 2022-10-13 Tdk株式会社 アンテナモジュール
TWI765743B (zh) * 2021-06-11 2022-05-21 啓碁科技股份有限公司 天線結構

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06326510A (ja) * 1992-11-18 1994-11-25 Toshiba Corp ビーム走査アンテナ及びアレーアンテナ
JP2008177888A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Toko Inc 多周波アンテナ
JP2016025592A (ja) * 2014-07-23 2016-02-08 株式会社日本自動車部品総合研究所 アンテナ装置
WO2016059961A1 (ja) * 2014-10-16 2016-04-21 株式会社村田製作所 アンテナモジュール収納構造
WO2016132712A1 (ja) * 2015-02-16 2016-08-25 日本電気株式会社 マルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004007559A (ja) * 2002-04-25 2004-01-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 多共振アンテナ、アンテナモジュールおよび多共振アンテナを用いた無線装置
JP2005236393A (ja) 2004-02-17 2005-09-02 Alps Electric Co Ltd 異周波共用アンテナ
CN101243583A (zh) * 2005-08-24 2008-08-13 皇家飞利浦电子股份有限公司 包括天线用于交换射频信号的装置
KR100781933B1 (ko) * 2005-12-16 2007-12-04 주식회사 이엠따블유안테나 단일 급전 단층 2 중 대역 원편파 안테나
US20090122847A1 (en) * 2007-09-04 2009-05-14 Sierra Wireless, Inc. Antenna Configurations for Compact Device Wireless Communication
CN105896093B (zh) * 2011-08-24 2019-10-18 日本电气株式会社 天线和电子装置
CN103633444B (zh) * 2013-11-27 2015-08-19 厦门大学 用于北斗导航系统的耦合阵列微带天线
CN105794043B (zh) * 2013-12-03 2019-06-07 株式会社村田制作所 贴片天线
US20150162663A1 (en) * 2013-12-11 2015-06-11 Nuvotronics, Llc Metal-only dielectric-free broadband aperture-coupled patch array
US9496617B2 (en) * 2014-01-17 2016-11-15 Qualcomm Incorporated Surface wave launched dielectric resonator antenna
JP2015207830A (ja) * 2014-04-17 2015-11-19 株式会社日本自動車部品総合研究所 平面アンテナ装置
TWI536660B (zh) * 2014-04-23 2016-06-01 財團法人工業技術研究院 通訊裝置及其多天線系統設計之方法
US10594019B2 (en) * 2016-12-03 2020-03-17 International Business Machines Corporation Wireless communications package with integrated antenna array

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06326510A (ja) * 1992-11-18 1994-11-25 Toshiba Corp ビーム走査アンテナ及びアレーアンテナ
JP2008177888A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Toko Inc 多周波アンテナ
JP2016025592A (ja) * 2014-07-23 2016-02-08 株式会社日本自動車部品総合研究所 アンテナ装置
WO2016059961A1 (ja) * 2014-10-16 2016-04-21 株式会社村田製作所 アンテナモジュール収納構造
WO2016132712A1 (ja) * 2015-02-16 2016-08-25 日本電気株式会社 マルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11387568B2 (en) 2018-05-09 2022-07-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Millimeter-wave antenna array element, array antenna, and communications product
WO2020050341A1 (ja) * 2018-09-07 2020-03-12 株式会社村田製作所 アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置
JP6741189B1 (ja) * 2018-09-07 2020-08-19 株式会社村田製作所 アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置
US11063363B2 (en) 2018-09-07 2021-07-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. Antenna element, antenna module, and communication device
JP2020058020A (ja) * 2018-09-28 2020-04-09 アップル インコーポレイテッドＡｐｐｌｅ Ｉｎｃ． 通信及び測距機能を有する電子デバイス
CN112400255A (zh) * 2019-04-24 2021-02-23 株式会社村田制作所 天线模块和搭载有该天线模块的通信装置
CN112400255B (zh) * 2019-04-24 2023-06-27 株式会社村田制作所 天线模块和搭载有该天线模块的通信装置
JP2022016300A (ja) * 2020-07-09 2022-01-21 台達電子工業股▲ふん▼有限公司 ビームフォーミング装置、ビームフォーミングシステム及びビーム発生器
JP7175347B2 (ja) 2020-07-09 2022-11-18 台達電子工業股▲ふん▼有限公司 ビームフォーミング装置、ビームフォーミングシステム及びビーム発生器
US11522591B2 (en) 2020-07-09 2022-12-06 Delta Electronics, Inc. Beamforming device, beamforming system and beam former
WO2022038868A1 (ja) * 2020-08-19 2022-02-24 株式会社村田製作所 通信装置

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