WO2018061494A1 - 超音波振動子駆動装置およびメッシュ式ネブライザ - Google Patents

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真郎 前田
秀孝 東郷
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オムロンヘルスケア株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic transducer driving device, and more particularly, to an ultrasonic transducer driving device that is driven by applying a driving voltage (alternating voltage) to an ultrasonic transducer having a specific resonance frequency.
  • the present invention also relates to a mesh nebulizer provided with such an ultrasonic transducer driving device.
  • the ultrasonic transducer is of a type in which a piezoelectric element and a horn that transmits vibration of the piezoelectric element are combined together as is widely used for forming, for example, a mesh type nebulizer (as appropriate “ In the case of “horn resonator”, the Q value (resonance sharpness) is very high as can be seen from FIG.
  • a mesh type nebulizer as appropriate “ In the case of “horn resonator”, the Q value (resonance sharpness) is very high as can be seen from FIG.
  • fr a specific resonance frequency
  • fr the practical range of the drive voltage frequency
  • the horizontal axis represents the frequency of the drive voltage
  • the vertical axis represents the impedance (shown by a solid line) and the phase (shown by a broken line) of the horn vibrator.
  • the resonance frequency fr of the horn vibrator has a manufacturing variation of about ⁇ 1.5 kHz.
  • a rectangular wave-like alternating voltage generated by the driving IC (which is the source of the driving voltage) is sine through a conversion circuit including an inductive reactance element (L) and a capacitive reactance element (C).
  • L inductive reactance element
  • C capacitive reactance element
  • an object of the present invention is an ultrasonic transducer driving apparatus that applies a sinusoidal alternating voltage as a driving voltage to an ultrasonic transducer having a specific resonance frequency via a conversion circuit, The object is to provide a device capable of suppressing leakage current. Moreover, the subject of this invention is providing the mesh type nebulizer provided with such an ultrasonic transducer
  • an ultrasonic transducer driving device of the present invention is An ultrasonic transducer driving apparatus that drives by applying a driving voltage to an ultrasonic transducer including a piezoelectric element and having a specific resonance frequency, A drive voltage generator that generates a rectangular wave-shaped alternating voltage that is a source of the drive voltage in a frequency range that includes a resonance frequency of the ultrasonic transducer; and A rectangular wave-shaped alternating voltage generated by the driving voltage generating unit is inserted into a wiring path from the driving voltage generating unit to the ultrasonic transducer and is generated by the inductive reactance element and the capacitive reactance element.
  • a conversion circuit that converts the voltage into a voltage, and this sinusoidal alternating voltage is applied to the ultrasonic transducer as the drive voltage,
  • a first current detector for detecting a first current flowing from the drive voltage generator to the conversion circuit;
  • a second current detection unit for detecting a second current flowing from the conversion circuit to the ultrasonic transducer;
  • a frequency control unit that controls the drive voltage generation unit to change the frequency of the rectangular-wave alternating voltage so that the difference between the first current and the second current approaches a minimum value; It is provided with.
  • the “rectangular wave shape” includes not only a strict rectangular wave but also a waveform having an angle that can be regarded as a substantially rectangular wave in use as a driving voltage for the ultrasonic transducer.
  • the “sine wave shape” includes not only a strict sine wave but also a smoothly changing waveform that can be regarded as a substantially sine wave when used as a driving voltage for the ultrasonic transducer.
  • the drive voltage generator generates the rectangular-wave alternating voltage that is the source of the drive voltage in a frequency range that includes the resonance frequency of the ultrasonic transducer.
  • the conversion circuit inserted in the wiring path from the drive voltage generator to the ultrasonic transducer converts the rectangular wave-shaped alternating voltage generated by the drive voltage generator by an inductive reactance element and a capacitive reactance element. Convert to sinusoidal alternating voltage. This sinusoidal alternating voltage is applied to the ultrasonic transducer as the drive voltage. Therefore, even if the frequency of the driving voltage slightly deviates from the resonance frequency of the ultrasonic transducer, a decrease in driving efficiency can be suppressed.
  • the first current detection unit detects the first current flowing from the drive voltage generation unit to the conversion circuit
  • the second current detection unit includes the conversion circuit.
  • the second current flowing from the current to the ultrasonic transducer is detected.
  • the frequency control unit controls the drive voltage generation unit to change the frequency of the rectangular-wave alternating voltage so that the difference between the first current and the second current approaches a minimum value. Do.
  • the impedance of the conversion circuit matches the impedance of the ultrasonic transducer. Therefore, the difference between the first current and the second current, that is, the leakage current to the ground via the conversion circuit is suppressed. As a result, an increase in current consumption can be suppressed.
  • the difference between the first current and the second current is a peak-to-peak value of the first current and a peak of the second current.
  • the difference between the first current and the second current can be easily obtained regardless of the phase of the first and second currents. .
  • the impedance indicated by the conversion circuit in a frequency range including the resonance frequency of the ultrasonic transducer is substantially equal to the minimum impedance value of the ultrasonic transducer. It is characterized by being set to.
  • the impedance indicated by the conversion circuit in the frequency range including the resonance frequency of the ultrasonic transducer substantially matches the minimum value of the impedance of the ultrasonic transducer.
  • the ultrasonic transducer is a horn transducer configured by integrally combining the piezoelectric element and a horn that transmits vibration of the piezoelectric element. To do.
  • the ultrasonic transducer is a horn transducer configured by integrally combining the piezoelectric element and a horn that transmits vibration of the piezoelectric element. Therefore, even if the frequency of the drive voltage slightly deviates from the resonance frequency of the ultrasonic transducer, the advantage of the present invention that the reduction in drive efficiency can be suppressed is great.
  • the mesh nebulizer of the present invention is The ultrasonic vibrator driving device according to the invention, wherein the ultrasonic vibrator is a horn vibrator configured by integrally combining the piezoelectric element and a horn that transmits vibration of the piezoelectric element, A flat plate-like or sheet-like mesh portion arranged to face the vibration surface of the horn vibrator, The liquid supplied between the vibration surface and the mesh part is atomized and sprayed through the mesh part.
  • the “flat plate or sheet mesh portion” means an element for atomizing a liquid by having a plurality of through holes penetrating the flat plate or sheet and passing through the through holes. To do.
  • the sheet includes a film.
  • the liquid can be efficiently atomized and sprayed, and an increase in current consumption can be suppressed.
  • the ultrasonic transducer driving apparatus of the present invention is an ultrasonic vibration that applies a sinusoidal alternating voltage as a drive voltage to an ultrasonic transducer having a specific resonance frequency via a conversion circuit.
  • This is a slave drive device, and leakage current to the ground can be suppressed.
  • the mesh type nebulizer of the present invention the liquid can be efficiently atomized and sprayed, and an increase in current consumption can be suppressed.
  • FIG. 5A and FIG. 5A show the circuit structure by which the conversion circuit was inserted in the wiring path
  • 5C show a first flow from the drive voltage generator to the conversion circuit when the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is sequentially increased. It is a figure which shows the change of an electric current.
  • 5 (B) and 5 (D) correspond to FIGS. 5 (A) and 5 (C), respectively, and the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is sequentially increased. It is a figure which shows the change of the 2nd electric current which flows from the said conversion circuit to the said horn vibrator at the time.
  • FIGS. 6A and 6C show a first flow from the drive voltage generator to the conversion circuit when the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is sequentially increased. It is a figure which shows the change of an electric current.
  • FIGS. 6A and 6C respectively correspond to FIGS. 6A and 6C, in which the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is sequentially increased. It is a figure which shows the change of the 2nd electric current which flows from the said conversion circuit to the said horn vibrator at the time.
  • FIG. 7A is a diagram showing a change in the first current flowing from the drive voltage generator to the conversion circuit when the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is further increased. It is.
  • FIG. 7B corresponds to FIG. 7A, and flows from the conversion circuit to the horn vibrator when the frequency of the rectangular-wave alternating voltage generated by the drive voltage generator is further increased. It is a figure which shows the change of a 2nd electric current.
  • FIG. 2 shows a configuration of an atomizing unit of a mesh nebulizer (the whole is denoted by reference numeral 1) equipped with the ultrasonic transducer driving device of one embodiment of the present invention.
  • the mesh nebulizer 1 includes a main body 10 having an opening 18 at an upper portion thereof, and a horn vibrator 40 as an ultrasonic vibrator built in the main body 10.
  • a power switch (not shown) is provided on the outer surface of the main body 10.
  • the horn vibrator 40 includes a vibrating surface 43 disposed horizontally facing the upper opening 18, a piezoelectric element 41 disposed at a position spaced downward from the vibrating surface 43, and the piezoelectric element 41 and the vibrating surface 43. And a horn 42 that amplifies the vibration of the piezoelectric element 41 and transmits it to the vibration surface 43 is integrally combined.
  • a driving voltage for the horn vibrator 40 (more precisely, the piezoelectric element 41) is supplied by an ultrasonic vibrator driving device 60 described later.
  • the horn vibrator 40 has a unique resonance frequency fr as exemplified in FIGS.
  • the replacement member 20 is detachably mounted between the opening 18 and the vibration surface 43.
  • the replacement member 20 includes a film 21 as a flat sheet facing the vibration surface 43, and a substantially annular bottom plate portion 22 that supports the periphery of the film 21.
  • the film 21 is attached to the upper surface of the bottom plate portion 22 by adhesion or welding.
  • a substantially central region of the film 21 forms a mesh portion 21a.
  • a large number of fine through holes (not shown) penetrating the film 21 are formed in the mesh portion 21a.
  • the bottom plate portion 22 is in contact with the edge portion 43e of the vibration surface 43 at one location for positioning.
  • the replacement member 20 is supported by elements (not shown) in the main body 10 together with the horn vibrator 40 in a state where the replacement member 20 is slightly inclined with respect to the vibration surface 43.
  • it replaces with the film 21 and the mesh part 21a may be comprised by forming many fine through-holes in a flat plate.
  • the user tilts the main body 10 slightly with respect to the vertical direction.
  • the liquid in this example, a chemical
  • the liquid supply unit 17 in the main body 10 toward the vibration surface 43 of the horn vibrator 40 as indicated by an arrow F. That is, the chemical solution is supplied between the vibration surface 43 and the mesh portion 21a.
  • a driving voltage is applied to the piezoelectric element 41 of the horn vibrator 40, and the vibration surface 43 is vibrated via the horn 42.
  • the chemical liquid is atomized through the mesh portion 21 a (more precisely, a plurality of through holes penetrating the film 21) and sprayed through the opening 18.
  • FIG. 1 shows a block configuration of an ultrasonic transducer driving device 60 mounted on the mesh nebulizer 1.
  • the ultrasonic transducer driving device 60 includes a drive voltage generator 62, a pair of wires 67 and 68 as a wiring path extending from the drive voltage generator 62 to the horn transducer 40, and the wires 67 and 68.
  • the conversion circuit 63 is included.
  • the ultrasonic transducer driving device 60 outputs the first current detection unit 65, the second current detection unit 66, and the outputs of the first current detection unit 65 and the second current detection unit 66.
  • a control unit 61 that controls the drive voltage generation unit 62 described above.
  • the drive voltage generator 62 includes, for example, a commercially available function generator IC (integrated circuit).
  • the drive voltage generator 62 generates a rectangular wave-shaped alternating voltage Vg, which is a source of the drive voltage, in a frequency range including the resonance frequency fr of the horn vibrator 40. It occurs variably.
  • the drive voltage generator 62 has a function capable of varying the frequency f by 0.05 kHz in a range of at least 175 kHz to 185 kHz. Further, the ratio between the positive voltage period and the negative voltage period of the alternating voltage Vg is variable, but in this example, it is assumed to be 1: 1 (duty 50%).
  • the drive voltage generator 62 includes an amplifier, and outputs an alternating voltage Vg having an amplitude sufficient to drive the horn vibrator 40.
  • the conversion circuit 63 is a coil L1 as an inductive reactance element inserted in one wiring 67, and the horn vibrator 40 side of the wiring 67 from the coil L1 (refer to the right side in FIG. 1). (Referred to as “right side”) and a ground GND (indicated by ⁇ in FIG. 1; the same shall apply hereinafter) and a capacitor C1 serving as a capacitive reactance element and the other wiring 68.
  • a coil L2 as an inductive reactance element and a capacitor C2 as a capacitive reactance element connected between a portion 68c on the right side of the coil L2 of the wiring 68 and the ground GND are included. For example, as shown in FIG.
  • the conversion circuit 63 converts the rectangular-wave alternating voltage Vg generated by the drive voltage generator 62 into a sine-wave alternating voltage Va.
  • This sinusoidal alternating voltage Va is applied as a drive voltage to the horn vibrator 40 shown in FIG. Therefore, even if the frequency f of the drive voltage slightly deviates from the resonance frequency fr of the horn vibrator 40, a decrease in drive efficiency can be suppressed.
  • the first current detector 65 amplifies the current detecting resistor R2 inserted between the drive voltage generator 62 and the coil L2 in the wiring 68 and the voltage dropped to the resistor R2. And an operational amplifier (operational amplifier) U1.
  • the voltage dividing resistor element R 5 between the portion 68 a of the resistor element R 2 on the side of the drive voltage generator 62 (referring to the left side in FIG. 1; hereinafter simply referred to as “left side”) and the ground GND. R6 is connected in series. The potential at the connection point between the resistance elements R5 and R6 is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier U1.
  • voltage dividing resistance elements R7 and R8 are connected in series between a portion 68b on the right side of the resistance element R2 in the wiring 68 and the ground GND.
  • the potential at the connection point between the resistance elements R7 and R8 is input to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier U1.
  • a resistance element R9 for feedback is connected between the output terminal (OUT) and the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier U1.
  • the second current detection unit 66 includes a current detection resistance element R4 inserted between the coil L2 and the horn vibrator 40 in the above-described wiring 68, and a voltage dropped to the resistance element R4. And an operational amplifier U2.
  • the voltage dividing resistor elements R10 and R11 are connected in series between the left portion 68d of the resistor element R4 in the wiring 68 and the ground GND.
  • the potential at the connection point between the resistance elements R10 and R11 is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier U2.
  • voltage dividing resistance elements R12 and R13 are connected in series between a portion 68e on the right side of the resistance element R4 in the wiring 68 and the ground GND.
  • the potential at the connection point between the resistance elements R12 and R13 is input to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier U2.
  • a resistance element R14 for feedback is connected between the output terminal (OUT) and the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier U1.
  • a resistance element R1 is interposed between the driving voltage generation unit 62 and the coil L1 in the wiring 67.
  • a resistance element R3 is interposed between the coil L1 and the horn vibrator 40 in the wiring 67.
  • the control unit 61 includes a CPU (Central Processing Unit) and operates as a frequency control unit, based on the output i1a of the first current detection unit 65 and the output i2a of the second current detection unit 66. Thus, the operation of the drive voltage generator 62 is controlled by the control signal Cnt1f. In addition, the control unit 61 controls the entire operation of the mesh nebulizer 1.
  • CPU Central Processing Unit
  • the control unit 61 when the power switch of the mesh nebulizer 1 is turned on, the control unit 61 operates as a frequency control unit to perform the frequency control process described below (step S11 in FIG. 3). When a certain period (for example, 10 minutes) has elapsed since the user turned on the power switch, or when the user turned off the power switch, the control unit 61 ends the process (step S12 in FIG. 3).
  • the frequency control process by the control unit 61 is performed according to the flow shown in FIG.
  • the control unit 61 first sets the frequency f of the rectangular wave-shaped alternating voltage Vg generated by the drive voltage generation unit 62 to a predetermined start frequency fo.
  • the start frequency fo may be determined in advance for each individual horn vibrator 40 or, for example, representative of the resonance frequency for each lot of the horn vibrator 40 in consideration of manufacturing variations in the resonance frequency. It may be determined in advance to match the value (average value).
  • step S ⁇ b> 22 of FIG. 4 the control unit 61 detects the first current i ⁇ b> 1 flowing from the drive voltage generation unit 62 to the conversion circuit 63 based on the output i ⁇ b> 1 a of the first current detection unit 65.
  • the second current i2 flowing from the conversion circuit 63 to the horn vibrator 40 is detected.
  • the peak-to-peak value i1p - p of the first current i1 is detected
  • FIG. 5 (B) the second The peak-to-peak value i2p - p of current i2 is detected.
  • the controller 61 determines the difference between the first current i1 and the second current i2, in this example, the peak-to-peak value of the first current i1. i1p - p and peak-to-peak value of the second current i2 i2p - the difference between p (i1p - p-i2p - p) to determine whether the neighborhood minimum.
  • whether or not it is in the vicinity of the minimum value may be determined depending on whether or not the difference (i1p ⁇ p ⁇ i2p ⁇ p) is equal to or less than a predetermined threshold value.
  • control unit 61 applies a rectangular wave-shaped alternating voltage Vg to the drive voltage generation unit 62. Control to maintain the frequency f is performed. Then, the processes in steps S22 to S24 are repeated.
  • the control unit 61 causes the difference (i1p ⁇ p ⁇ i2p ⁇ p) to approach the minimum value.
  • the drive voltage generator 62 is controlled to change the frequency f of the alternating voltage Vg having a rectangular wave shape to be higher or lower (step S25 in FIG. 4).
  • the control unit 61 repeats the processes of steps S22 to S23 and S25 until the difference (i1p ⁇ p ⁇ i2p ⁇ p) comes close to the minimum value.
  • FIG. 5A, FIG. 5C, FIG. 6A, FIG. 6C, and FIG. 7A show the drive voltage generator 62 for a certain horn vibrator 40.
  • the peak-to-peak value i1p - p of the first current i1 is shown.
  • 5 (B), FIG. 5 (D), FIG. 6 (B), FIG. 6 (D), and FIG. 7 (B) are respectively shown in FIG. 5 (A), FIG. 5 (C), and FIG.
  • oscillator 40 from the conversion circuit 63 at the time is shown.
  • the peak-to-peak value i2p - p of the second current i2 is shown.
  • the rectangular waveform alternating voltage Vg generated by the drive voltage generator 62 and the sine waveform alternating voltage Va converted by the conversion circuit 63 shift the zero level for easy understanding. Is shown.
  • leakage current to the ground GND via the conversion circuit 63 can be suppressed, and an increase in current consumption can be suppressed.
  • the impedance shown by the conversion circuit 63 in the frequency range of 175 kHz to 185 kHz including the resonance frequency fr of the horn vibrator 40 is the minimum value Zmin of the impedance of the horn vibrator 40 (in this example, about 100 ⁇ ).
  • Zmin the impedance of the horn vibrator 40
  • the frequency f of the rectangular-wave alternating voltage Vg substantially coincides with the resonance frequency fr of the horn vibrator 40 (frequency that gives the minimum impedance value Zmin ⁇ 100 ⁇ of the horn vibrator 40).
  • the driving efficiency of the horn vibrator 40 is increased.
  • the liquid can be efficiently atomized and sprayed, and an increase in current consumption can be suppressed.
  • the difference between the first current i1 and the second current i2 is the peak-to-peak value i1p - p of the first current i1 and the peak-to-peak of the second current i2.
  • peak value i2p - were assumed to be the difference between p (i1p-p-i2p- p).
  • the difference between the first current i1 and the second current i2 is the difference between the amplitude of the first current i1 and the amplitude of the second current i2, or the effective value of the first current i1. It may be a difference between the effective value of the second current i2. In any case, the “difference” can be easily obtained regardless of the phases of the first current i1, the second current i2, and the first and second currents.

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Abstract

本発明の超音波振動子駆動装置（６０）は、固有の共振周波数をもつ超音波振動子（４０）に対して変換回路（６３）を介して正弦波状の交番電圧（Ｖａ）を駆動電圧として印加する。駆動電圧発生部（６２）から変換回路（６３）へ流れる第１の電流（ｉ１）を検出する第１の電流検出部（６５）と、変換回路（６３）から超音波振動子（４０）へ流れる第２の電流（ｉ２）を検出する第２の電流検出部（６６）とを備える。周波数制御部（６１）は、第１の電流（ｉ１）と第２の電流（ｉ２）との間の差が極小値に近づくように、駆動電圧発生部（６２）に対して矩形波状の交番電圧（Ｖｇ）の周波数を変更させる制御を行う。

Description

超音波振動子駆動装置およびメッシュ式ネブライザ
　この発明は超音波振動子駆動装置に関し、より詳しくは、固有の共振周波数をもつ超音波振動子に対して、駆動電圧（交番電圧）を印加して駆動する超音波振動子駆動装置に関する。また、この発明は、そのような超音波振動子駆動装置を備えたメッシュ式ネブライザに関する。
　従来、この種の超音波振動子駆動装置としては、例えば特許文献１（特開２００３－０３８６４６号公報）に、超音波振動子としての圧電素子に正弦波または矩形波の駆動電圧を印加して、この圧電素子の超音波振動によって薬液を霧化して噴霧するものが開示されている。
特開２００３－０３８６４６号公報
　ところで、上記超音波振動子が、例えばメッシュ式ネブライザを構成するのに広く用いられているような、圧電素子とこの圧電素子の振動を伝えるホーンとが一体に組み合わされたタイプのもの（適宜「ホーン振動子」と呼ぶ。）である場合、図８から分かるように、Ｑ値（共振の鋭さ）が非常に高い。このため、図９に例示するように、或るホーン振動子（固有の共振周波数をｆｒとする。ｆｒの単位はｋＨｚとする。）について、駆動電圧の周波数の実用的な範囲は、（ｆｒ－０．８ｋＨｚ）からｆｒまでの範囲Δｆに限られている。なお、図８、図９では、横軸が駆動電圧の周波数を表し、縦軸がホーン振動子のインピーダンス（実線で示す）と位相（破線で示す）を表している。
　さらに、ホーン振動子の共振周波数ｆｒには、±１．５ｋＨｚ程度の製造ばらつきがあることが知られている。図１０は、製造ばらつきにより共振周波数が異なる３つのサンプルＮｏ．１～３について、矩形波からなる駆動電圧の周波数を変化させたときの単位時間当たりの噴霧量の変化を示している。駆動電圧の周波数が、サンプルＮｏ．１では共振周波数ｆｒ１＝１７８．８５ｋＨｚ、サンプルＮｏ．２では共振周波数ｆｒ２＝１７９．１５ｋＨｚ、サンプルＮｏ．３では共振周波数ｆｒ３＝１７９．４０ｋＨｚを、それぞれ高々０．０３ｋＨｚ程度上回ると、単位時間当たりの噴霧量が約半分に低下している。
　このため、例えば駆動用ＩＣ（集積回路）が出力した矩形波状の交番電圧をそのまま駆動電圧としてホーン振動子に印加すると、駆動電圧の周波数がホーン振動子の共振周波数から外れて、ホーン振動子の駆動効率が低下することがある。
　これに対して、駆動用ＩＣが発生した矩形波状の交番電圧（駆動電圧の元になる）を、誘導性リアクタンス素子（Ｌ）と容量性リアクタンス素子（Ｃ）とを含む変換回路を介して正弦波状の交番電圧に変換した状態でホーン振動子に印加すると、駆動電圧の周波数がホーン振動子の共振周波数を少し外れたとしても、駆動効率の低下を抑制でき、単位時間当たりの噴霧量の減少を抑制できる。しかしながら、単に駆動用ＩＣとホーン振動子との間に変換回路を介挿すると、上記変換回路を介して接地（ＧＮＤ）へリーク電流が流れて、消費電流が増大するという問題がある。
　そこで、この発明の課題は、固有の共振周波数をもつ超音波振動子に対して変換回路を介して正弦波状の交番電圧を駆動電圧として印加する超音波振動子駆動装置であって、接地へのリーク電流を抑制できるものを提供することにある。また、この発明の課題は、そのような超音波振動子駆動装置を備えたメッシュ式ネブライザを提供することにある。
　上記課題を解決するため、この発明の超音波振動子駆動装置は、
　圧電素子を含み固有の共振周波数をもつ超音波振動子に対して、駆動電圧を印加して駆動する超音波振動子駆動装置であって、
　上記駆動電圧の元になる矩形波状の交番電圧を、上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で周波数可変に発生する駆動電圧発生部と、
　上記駆動電圧発生部から上記超音波振動子への配線経路に介挿され、誘導性リアクタンス素子と容量性リアクタンス素子とによって、上記駆動電圧発生部が発生した矩形波状の交番電圧を正弦波状の交番電圧に変換する変換回路とを備え、この正弦波状の交番電圧が上記駆動電圧として上記超音波振動子に印加され、
　上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流を検出する第１の電流検出部と、
　上記変換回路から上記超音波振動子へ流れる第２の電流を検出する第２の電流検出部と、
　上記第１の電流と上記第２の電流との間の差が極小値に近づくように、上記駆動電圧発生部に対して上記矩形波状の交番電圧の周波数を変更させる制御を行う周波数制御部と
を備えたことを特徴とする。
　ここで、「矩形波状」とは、厳密な矩形波だけでなく、上記超音波振動子に対する駆動電圧としての用途において実質的に矩形波と見なせるような、角をもつ波形を含む。また、「正弦波状」とは、厳密な正弦波だけでなく、上記超音波振動子に対する駆動電圧としての用途において実質的に正弦波と見なせるような、滑らかに変化する波形を含む。
　この発明の超音波振動子駆動装置では、駆動電圧発生部が、上記駆動電圧の元になる矩形波状の交番電圧を、上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で周波数可変に発生する。上記駆動電圧発生部から上記超音波振動子へ向かう配線経路に介挿された変換回路が、誘導性リアクタンス素子と容量性リアクタンス素子とによって、上記駆動電圧発生部が発生した矩形波状の交番電圧を正弦波状の交番電圧に変換する。この正弦波状の交番電圧が上記駆動電圧として上記超音波振動子に印加される。したがって、上記駆動電圧の周波数が上記超音波振動子の共振周波数を少し外れたとしても、駆動効率の低下を抑制できる。しかも、この超音波振動子駆動装置では、第１の電流検出部が、上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流を検出すると共に、第２の電流検出部が、上記変換回路から上記超音波振動子へ流れる第２の電流を検出する。周波数制御部は、上記第１の電流と上記第２の電流との間の差が極小値に近づくように、上記駆動電圧発生部に対して上記矩形波状の交番電圧の周波数を変更させる制御を行う。上記制御によって上記第１の電流と上記第２の電流との間の差が極小値近傍になったとき、上記変換回路のインピーダンスと上記超音波振動子のインピーダンスとが整合する。したがって、上記第１の電流と上記第２の電流との差、すなわち、上記変換回路を介した接地へのリーク電流が抑制される。この結果、消費電流の増大を抑制できる。
　一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記第１の電流と上記第２の電流との間の差は、上記第１の電流のピーク・ツー・ピーク値と上記第２の電流のピーク・ツー・ピーク値との間の差、上記第１の電流の振幅と上記第２の電流の振幅との間の差、または、上記第１の電流の実効値と上記第２の電流の実効値との間の差であることを特徴とする。
　この一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記第１、第２の電流の位相にかかわらず、上記第１の電流と上記第２の電流との間の差を簡単に求めることができる。
　一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で上記変換回路が示すインピーダンスは、上記超音波振動子のインピーダンスの最小値に実質的に一致するように設定されていることを特徴とする。
　ここで、超音波振動子のインピーダンスの最小値に「実質的に一致」するとは、丁度一致する場合に加えて、インピーダンス整合の観点から、最小値に実質的に一致していると見なせる範囲（例えば、上記最小値から、上記最小値の１．５倍までの範囲）を含む。
　この一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で上記変換回路が示すインピーダンスは、上記超音波振動子のインピーダンスの最小値に実質的に一致するように設定されている。ここで、上述のように、上記周波数制御部による上記制御によって上記第１の電流と上記第２の電流との間の差が極小値近傍になったとき、上記変換回路のインピーダンスと上記超音波振動子のインピーダンスとが整合する。したがって、そのとき、上記矩形波状の交番電圧の周波数が上記超音波振動子の共振周波数（上記超音波振動子のインピーダンスの最小値を与える周波数）に略一致する。この結果、上記超音波振動子の駆動効率が高まる。
　一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記超音波振動子は、上記圧電素子とこの圧電素子の振動を伝えるホーンとが一体に組み合わされて構成されたホーン振動子であることを特徴とする。
　この一実施形態の超音波振動子駆動装置では、上記超音波振動子は、上記圧電素子とこの圧電素子の振動を伝えるホーンとが一体に組み合わされて構成されたホーン振動子である。したがって、上記駆動電圧の周波数が上記超音波振動子の共振周波数を少し外れたとしても、駆動効率の低下を抑制できる、という本発明による利益が大きい。
　別の局面では、この発明のメッシュ式ネブライザは、
　上記発明の超音波振動子駆動装置であって、上記超音波振動子が、上記圧電素子とこの圧電素子の振動を伝えるホーンとが一体に組み合わされて構成されたホーン振動子であるものと、
　上記ホーン振動子の振動面に対向して配置された平板状またはシート状のメッシュ部とを備え、
　上記振動面と上記メッシュ部との間に供給された液体を、上記メッシュ部を通して霧化して噴霧することを特徴とする。
　本明細書で、「平板状またはシート状のメッシュ部」とは、平板またはシートを貫通する複数の貫通孔を有し、これらの貫通孔を通過させて液体を霧化するための要素を意味する。なお、シートはフィルムを含む。
　この発明のメッシュ式ネブライザによれば、上記液体を効率良く霧化して噴霧でき、また、消費電流の増大を抑制できる。
　以上より明らかなように、この発明の超音波振動子駆動装置は、固有の共振周波数をもつ超音波振動子に対して変換回路を介して正弦波状の交番電圧を駆動電圧として印加する超音波振動子駆動装置であって、接地へのリーク電流を抑制できる。また、この発明のメッシュ式ネブライザによれば、液体を効率良く霧化して噴霧でき、また、消費電流の増大を抑制できる。
この発明の一実施形態の超音波振動子駆動装置の、駆動電圧発生部から超音波振動子としてのホーン振動子への配線経路に変換回路が介挿された回路構成を示す図である。 上記超音波振動子駆動装置を搭載したメッシュ式ネブライザの霧化部の構成を示す図である。 上記超音波振動子駆動装置を構成する制御部による制御の概略フローを示す図である。 上記制御部による周波数制御のフローを示す図である。 図５（Ａ）、図５（Ｃ）は、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数を順次上昇させたときの、上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流の変化を示す図である。図５（Ｂ）、図５（Ｄ）は、それぞれ図５（Ａ）、図５（Ｃ）に対応して、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数を順次上昇させたときの、上記変換回路から上記ホーン振動子へ流れる第２の電流の変化を示す図である。 図６（Ａ）、図６（Ｃ）は、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数を順次上昇させたときの、上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流の変化を示す図である。図６（Ｂ）、図６（Ｄ）は、それぞれ図６（Ａ）、図６（Ｃ）に対応して、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数を順次上昇させたときの、上記変換回路から上記ホーン振動子へ流れる第２の電流の変化を示す図である。 図７（Ａ）は、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数をさらに上昇させたときの、上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流の変化を示す図である。図７（Ｂ）は、図７（Ａ）に対応して、上記駆動電圧発生部が発生する矩形波状の交番電圧の周波数をさらに上昇させたときの、上記変換回路から上記ホーン振動子へ流れる第２の電流の変化を示す図である。 駆動電圧の周波数の変化に伴う、ホーン振動子のインピーダンス（実線で示す）と位相（破線で示す）の変化を示す図である。 或るホーン振動子（共振周波数をｆｒとする。）について、駆動電圧の周波数の実用的な範囲を示す図である。 製造ばらつきにより共振周波数が異なる３つのホーン振動子サンプルについて、駆動電圧の周波数を変化させたときの単位時間当たりの噴霧量の変化を示す図である。
　以下、この発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
　図２は、この発明の一実施形態の超音波振動子駆動装置を搭載したメッシュ式ネブライザ（全体を符号１で表す。）の霧化部の構成を示している。このメッシュ式ネブライザ１は、上部に開口１８を有する本体１０と、この本体１０内に内蔵された超音波振動子としてのホーン振動子４０を備えている。本体１０の外面には、図示しない電源スイッチが設けられている。
　ホーン振動子４０は、上方の開口１８に対向して水平に配された振動面４３と、この振動面４３から下方に離間した位置に配された圧電素子４１と、圧電素子４１と振動面４３との間に配され、圧電素子４１の振動を増幅するとともに振動面４３へ伝達するホーン４２とが、一体に組み合わされて構成されている。ホーン振動子４０（正確には、圧電素子４１）に対する駆動電圧は、後述する超音波振動子駆動装置６０によって供給されるようになっている。このホーン振動子４０は、図８、図９中に例示したような固有の共振周波数ｆｒを有している。
　開口１８と振動面４３との間には、交換部材２０が着脱可能に装着されて配置されている。この交換部材２０は、振動面４３に対向する平坦なシートとしてのフィルム２１と、このフィルム２１の周縁を支持する略円環状の底板部２２とを含んでいる。フィルム２１は、底板部２２の上面に接着または溶着により取り付けられている。フィルム２１のうち略中央の領域がメッシュ部２１ａを構成している。メッシュ部２１ａには、フィルム２１を貫通する多数の微細な貫通孔（図示せず）が形成されている。底板部２２は、位置決めのために、この例では振動面４３の縁部４３ｅに１箇所で当接している。交換部材２０は、振動面４３に対して少し傾斜した状態で、ホーン振動子４０とともに、本体１０内の図示しない要素によって支持されている。なお、メッシュ部２１ａは、フィルム２１に代えて、平板に多数の微細な貫通孔を形成して構成されていてもよい。
　このメッシュ式ネブライザ１の動作時には、ユーザが鉛直方向に対して本体１０を少しだけ傾ける。これにより、本体１０内の給液部１７から、矢印Ｆで示すようにホーン振動子４０の振動面４３上へ向けて液体（この例では、薬液）が供給される。つまり、振動面４３とメッシュ部２１ａとの間に薬液が供給される。そして、ユーザが電源スイッチをオンすると、ホーン振動子４０の圧電素子４１に駆動電圧が印加されて、ホーン４２を介して振動面４３が振動される。これにより、メッシュ部２１ａ（より正確には、フィルム２１を貫通する複数の貫通孔）を通して薬液が霧化され、開口１８を通して噴霧される。
　図１は、メッシュ式ネブライザ１に搭載された超音波振動子駆動装置６０のブロック構成を示している。
　この超音波振動子駆動装置６０は、駆動電圧発生部６２と、駆動電圧発生部６２からホーン振動子４０へ延びる配線経路としての一対の配線６７，６８と、これらの配線６７，６８に介挿された変換回路６３とを含んでいる。また、この超音波振動子駆動装置６０は、第１の電流検出部６５と、第２の電流検出部６６と、これらの第１の電流検出部６５、第２の電流検出部６６の出力に基づいて上述の駆動電圧発生部６２を制御する制御部６１とを含んでいる。
　駆動電圧発生部６２は、例えば市販のファンクション・ジェネレータ用ＩＣ（集積回路）を含み、駆動電圧の元になる矩形波状の交番電圧Ｖｇを、ホーン振動子４０の共振周波数ｆｒを含む周波数範囲で周波数可変に発生する。この例では、駆動電圧発生部６２は、少なくとも１７５ｋＨｚ～１８５ｋＨｚの範囲で０．０５ｋＨｚずつ周波数ｆを可変できる機能を有するものとする。また、交番電圧Ｖｇのプラス電圧期間とマイナス電圧期間との比は、可変であるが、この例では１対１（デューティ５０％）であるものとする。この駆動電圧発生部６２は、増幅部を含み、ホーン振動子４０を駆動するのに十分な振幅をもつ交番電圧Ｖｇを出力する。
　変換回路６３は、一方の配線６７に介挿された誘導性リアクタンス素子としてのコイルＬ１と、その配線６７のうちコイルＬ１よりもホーン振動子４０側（図１において右側を指す。以下、単に「右側」という。）の箇所６７ｃと接地ＧＮＤ（図１中に▽印で示す。以下同様。）との間に接続された容量性リアクタンス素子としてのコンデンサＣ１と、他方の配線６８に介挿された誘導性リアクタンス素子としてのコイルＬ２と、その配線６８のうちコイルＬ２よりも右側の箇所６８ｃと接地ＧＮＤとの間に接続された容量性リアクタンス素子としてのコンデンサＣ２とを含んでいる。この変換回路６３は、例えば図５（Ａ）中に示すように、駆動電圧発生部６２が発生した矩形波状の交番電圧Ｖｇを、正弦波状の交番電圧Ｖａに変換する。この正弦波状の交番電圧Ｖａが駆動電圧として図１中に示すホーン振動子４０に印加される。したがって、駆動電圧の周波数ｆがホーン振動子４０の共振周波数ｆｒを少し外れたとしても、駆動効率の低下を抑制できる。
　この例では、ホーン振動子４０の共振周波数ｆｒを含む１７５ｋＨｚ～１８５ｋＨｚの周波数範囲で変換回路６３が示すインピーダンスは、ホーン振動子４０のインピーダンスの最小値Ｚｍｉｎ（この例では、約１００Ω）に略一致するように設定されている。具体的には、Ｌ１＝Ｌ２＝４７μＨ、Ｃ１＝Ｃ２＝４７００ｐＦに設定されている。これにより、周波数ｆ＝１７９ｋＨｚ近傍で、Ｌ１とＣ１との直列インピーダンス、Ｌ２とＣ２との直列インピーダンスは、それぞれ約１３６Ωになっている。
　第１の電流検出部６５は、上述の配線６８のうち駆動電圧発生部６２とコイルＬ２との間に介挿された電流検出用の抵抗素子Ｒ２と、この抵抗素子Ｒ２に降下した電圧を増幅する演算増幅器（オペレーショナル・アンプリファイア）Ｕ１とを含んでいる。その配線６８のうち抵抗素子Ｒ２の駆動電圧発生部６２側（図１において左側を指す。以下、単に「左側」という。）の箇所６８ａと接地ＧＮＤとの間に、分圧用の抵抗素子Ｒ５，Ｒ６が直列に接続されている。これらの抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の間の接続点の電位が演算増幅器Ｕ１の非反転入力端子（＋）に入力される。また、その配線６８のうち抵抗素子Ｒ２の右側の箇所６８ｂと接地ＧＮＤとの間に、分圧用の抵抗素子Ｒ７，Ｒ８が直列に接続されている。これらの抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の間の接続点の電位が演算増幅器Ｕ１の反転入力端子（－）に入力される。演算増幅器Ｕ１の出力端子（ＯＵＴ）と反転入力端子（－）との間には、帰還用の抵抗素子Ｒ９が接続されている。この構成により、第１の電流検出部６５は、駆動電圧発生部６２から抵抗素子Ｒ２を通して変換回路６３へ流れる第１の電流ｉ１を検出する。第１の電流検出部６５の出力ｉ１ａは、制御部６１に入力される。
　同様に、第２の電流検出部６６は、上述の配線６８のうちコイルＬ２とホーン振動子４０との間に介挿された電流検出用の抵抗素子Ｒ４と、この抵抗素子Ｒ４に降下した電圧を増幅する演算増幅器Ｕ２とを含んでいる。その配線６８のうち抵抗素子Ｒ４の左側の箇所６８ｄと接地ＧＮＤとの間に、分圧用の抵抗素子Ｒ１０，Ｒ１１が直列に接続されている。これらの抵抗素子Ｒ１０，Ｒ１１の間の接続点の電位が演算増幅器Ｕ２の非反転入力端子（＋）に入力される。また、その配線６８のうち抵抗素子Ｒ４の右側の箇所６８ｅと接地ＧＮＤとの間に、分圧用の抵抗素子Ｒ１２，Ｒ１３が直列に接続されている。これらの抵抗素子Ｒ１２，Ｒ１３の間の接続点の電位が演算増幅器Ｕ２の反転入力端子（－）に入力される。演算増幅器Ｕ１の出力端子（ＯＵＴ）と反転入力端子（－）との間には、帰還用の抵抗素子Ｒ１４が接続されている。この構成により、第２の電流検出部６６は、変換回路６３からホーン振動子４０へ流れる第２の電流ｉ２を検出する。第２の電流検出部６６の出力ｉ２ａは、制御部６１に入力される。
　この例では、Ｒ２＝Ｒ４＝１００ｍΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝Ｒ９＝Ｒ１０＝Ｒ１１＝Ｒ１２＝Ｒ１３＝Ｒ１４＝１００ｋΩにそれぞれ設定されている。
　なお、配線６７，６８間のインピーダンスのバランスをとるために、配線６７のうち駆動電圧発生部６２とコイルＬ１との間には抵抗素子Ｒ１が介挿されている。また、配線６７のうちコイルＬ１とホーン振動子４０との間には抵抗素子Ｒ３が介挿されている。この例では、Ｒ１，Ｒ３の値はＲ２，Ｒ４に等しく、Ｒ１＝Ｒ３＝１００ｍΩに設定されている。
　制御部６１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit；中央演算処理装置）を含み、周波数制御部として働いて、第１の電流検出部６５の出力ｉ１ａと第２の電流検出部６６の出力ｉ２ａとに基づいて、制御信号Ｃｎｔ１ｆによって駆動電圧発生部６２の動作を制御する。そのほか、制御部６１は、メッシュ式ネブライザ１の動作全体を制御する。
　図３に示すように、メッシュ式ネブライザ１の電源スイッチがオンされると、制御部６１が周波数制御部として働いて、次に述べるような周波数制御の処理を行う（図３のステップＳ１１）。ユーザが電源スイッチをオンしてから一定期間（例えば１０分間）が経過したとき、または、ユーザが電源スイッチをオフしたとき、制御部６１は処理を終了する（図３のステップＳ１２）。
　制御部６１による周波数制御の処理は、図４に示すフローに従って行われる。
　すなわち、図４のステップＳ２１に示すように、制御部６１は、まず、駆動電圧発生部６２が発生する矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを、予め定められたスタート周波数ｆｏに設定する。このスタート周波数ｆｏは、例えば、個々のホーン振動子４０毎に予め定められていても良いし、または、共振周波数の製造ばらつきを考慮して、ホーン振動子４０のロット毎に例えば共振周波数の代表値（平均値）に一致するように予め定められていても良い。
　次に、図４のステップＳ２２に示すように、制御部６１は、第１の電流検出部６５の出力ｉ１ａに基づいて、駆動電圧発生部６２から変換回路６３へ流れる第１の電流ｉ１を検出するとともに、第２の電流検出部６６の出力ｉ２ａに基づいて、変換回路６３からホーン振動子４０へ流れる第２の電流ｉ２を検出する。この例では、例えば図５（Ａ）中に示すように、第１の電流ｉ１のピーク・ツー・ピーク値ｉ１ｐ－ｐを検出するとともに、図５（Ｂ）中に示すように、第２の電流ｉ２のピーク・ツー・ピーク値ｉ２ｐ－ｐを検出する。
　次に、図４のステップＳ２３に示すように、制御部６１は、第１の電流ｉ１と第２の電流ｉ２との間の差、この例では第１の電流ｉ１のピーク・ツー・ピーク値ｉ１ｐ－ｐと第２の電流ｉ２のピーク・ツー・ピーク値ｉ２ｐ－ｐとの間の差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍にあるか否かを判断する。ここで、極小値近傍にあるか否かは、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が予め定められた閾値以下であるか否かに応じて判断してもよい。
　ここで、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍にあれば（図４のステップＳ２３でＹＥＳ）、制御部６１は、駆動電圧発生部６２に対して矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを維持させる制御を行う。そして、ステップＳ２２～Ｓ２４の処理を繰り返す。
　一方、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍になければ（図４のステップＳ２３でＮＯ）、制御部６１は、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍に近づくように、駆動電圧発生部６２に対して矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを高く又は低く変更させる制御を行う（図４のステップＳ２５）。そして、制御部６１は、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍にくるまで、ステップＳ２２～Ｓ２３、Ｓ２５の処理を繰り返す。
　このようにした場合、上述の制御によってｉ１ｐ－ｐとｉ２ｐ－ｐとの間の差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍になったとき、変換回路６３のインピーダンスとホーン振動子４０のインピーダンスとが整合する。したがって、第１の電流ｉ１と第２の電流ｉ２との間の差、すなわち、変換回路６３を介した接地ＧＮＤへのリーク電流が抑制される。この結果、消費電流の増大を抑制できる。
　検証のために、図５（Ａ）、図５（Ｃ）、図６（Ａ）、図６（Ｃ）、図７（Ａ）は、或るホーン振動子４０について、駆動電圧発生部６２が発生する矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを、ｆ＝１７８．８５ｋＨｚから０．１ｋＨｚずつ順次上昇させたときの、駆動電圧発生部６２から変換回路６３へ流れる第１の電流ｉ１の変化を示している。これらの図中には、第１の電流ｉ１のピーク・ツー・ピーク値ｉ１ｐ－ｐが図示されている。また、図５（Ｂ）、図５（Ｄ）、図６（Ｂ）、図６（Ｄ）、図７（Ｂ）は、それぞれ図５（Ａ）、図５（Ｃ）、図６（Ａ）、図６（Ｃ）、図７（Ａ）に対応して、駆動電圧発生部６２が発生する矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを、ｆ＝１７８．８５ｋＨｚから０．１ｋＨｚずつ順次上昇させたときの、変換回路６３からホーン振動子４０へ流れる第２の電流ｉ２の変化を示している。これらの図中には、第２の電流ｉ２のピーク・ツー・ピーク値ｉ２ｐ－ｐが図示されている。さらに、これらの図中には、駆動電圧発生部６２が発生した矩形波状の交番電圧Ｖｇ、変換回路６３による変換後の正弦波状の交番電圧Ｖａが、理解の容易のためにゼロレベルをシフトして図示されている。
　これらの図中の第１の電流ｉ１のピーク・ツー・ピーク値ｉ１ｐ－ｐ、第２の電流ｉ２のピーク・ツー・ピーク値ｉ２ｐ－ｐを読み取ると、それぞれ次の表１の左から第２欄、第３欄に記載の通りであった。また、これらのｉ１ｐ－ｐとｉ２ｐ－ｐとの間の差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）を算出すると、表１の最右欄に記載の通りであった。なお、ｉ１ｐ－ｐ、ｉ２ｐ－ｐの読み取り、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）の算出は、共通の単位（ＣＰＵがデジタル処理に用いる任意単位）で行われた。この結果では、矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆが、ｆ＝１７８．８５ｋＨｚから０．１ｋＨｚずつ順次上昇するにつれて、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）は、１０９、８０、２４、５６、６８というように変化している。すなわち、周波数ｆ＝１７９．０５ｋＨｚで、差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が２４となり、極小値またはその近傍になっている。
（表１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　したがって、このホーン振動子４０の場合、制御部６１は、上述の周波数制御によって、駆動電圧発生部６２が矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆを、ｆ＝１７９．０５ｋＨｚに制御（維持）することになる。この結果、変換回路６３を介した接地ＧＮＤへのリーク電流を抑制して、消費電流の増大を抑制できる。
　また、既述のように、ホーン振動子４０の共振周波数ｆｒを含む１７５ｋＨｚ～１８５ｋＨｚの周波数範囲で変換回路６３が示すインピーダンスは、ホーン振動子４０のインピーダンスの最小値Ｚｍｉｎ（この例では、約１００Ω）に略一致するように設定されている。ここで、上述の周波数制御によってｉ１ｐ－ｐとｉ２ｐ－ｐとの間の差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）が極小値近傍になったとき、変換回路６３のインピーダンスとホーン振動子４０のインピーダンスとが整合する。したがって、そのとき、矩形波状の交番電圧Ｖｇの周波数ｆがホーン振動子４０の共振周波数ｆｒ（ホーン振動子４０のインピーダンスの最小値Ｚｍｉｎ≒１００Ωを与える周波数）に略一致する。この結果、ホーン振動子４０の駆動効率が高まる。
　したがって、このメッシュ式ネブライザ１によれば、液体を効率良く霧化して噴霧でき、また、消費電流の増大を抑制できる。
　なお、上の例では、第１の電流ｉ１と第２の電流ｉ２との間の差は、第１の電流ｉ１のピーク・ツー・ピーク値ｉ１ｐ－ｐと第２の電流ｉ２のピーク・ツー・ピーク値ｉ２ｐ－ｐとの間の差（ｉ１ｐ－ｐ－ｉ２ｐ－ｐ）であるものとした。しかしながら、これに限られるものではない。第１の電流ｉ１と第２の電流ｉ２との間の差は、第１の電流ｉ１の振幅と第２の電流ｉ２の振幅との間の差、または、第１の電流ｉ１の実効値と第２の電流ｉ２の実効値との間の差であるものとしてもよい。いずれの場合も、第１の電流ｉ１、第２の電流ｉ２第１、第２の電流の位相にかかわらず、上記「差」を簡単に求めることができる。
　以上の実施形態は例示であり、この発明の範囲から離れることなく様々な変形が可能である。上述した複数の実施の形態は、それぞれ単独で成立し得るものであるが、実施の形態同士の組みあわせも可能である。また、異なる実施の形態の中の種々の特徴も、それぞれ単独で成立し得るものであるが、異なる実施の形態の中の特徴同士の組みあわせも可能である。
　　１　メッシュ式ネブライザ
　　１０　本体
　　２０　交換部材
　　２１ａ　メッシュ部
　　４０　ホーン振動子
　　４１　圧電素子
　　４２　ホーン
　　４３　振動面
　　６０　超音波振動子駆動装置
　　６１　制御部
　　６２　駆動電圧発生部
　　６３　変換回路
　　６５　第１の電流検出部
　　６６　第２の電流検出部

Claims (5)

  1. 　圧電素子を含み固有の共振周波数をもつ超音波振動子に対して、駆動電圧を印加して駆動する超音波振動子駆動装置であって、
    　上記駆動電圧の元になる矩形波状の交番電圧を、上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で周波数可変に発生する駆動電圧発生部と、
    　上記駆動電圧発生部から上記超音波振動子への配線経路に介挿され、誘導性リアクタンス素子と容量性リアクタンス素子とによって、上記駆動電圧発生部が発生した矩形波状の交番電圧を正弦波状の交番電圧に変換する変換回路とを備え、この正弦波状の交番電圧が上記駆動電圧として上記超音波振動子に印加され、
    　上記駆動電圧発生部から上記変換回路へ流れる第１の電流を検出する第１の電流検出部と、
    　上記変換回路から上記超音波振動子へ流れる第２の電流を検出する第２の電流検出部と、
    　上記第１の電流と上記第２の電流との間の差が極小値に近づくように、上記駆動電圧発生部に対して上記矩形波状の交番電圧の周波数を変更させる制御を行う周波数制御部と
    を備えたことを特徴とする超音波振動子駆動装置。
  2. 　請求項１に記載の超音波振動子駆動装置において、
    　上記第１の電流と上記第２の電流との間の差は、上記第１の電流のピーク・ツー・ピーク値と上記第２の電流のピーク・ツー・ピーク値との間の差、上記第１の電流の振幅と上記第２の電流の振幅との間の差、または、上記第１の電流の実効値と上記第２の電流の実効値との間の差であることを特徴とする超音波振動子駆動装置。
  3. 　請求項１または２に記載の超音波振動子駆動装置において、
    　上記超音波振動子の共振周波数を含む周波数範囲で上記変換回路が示すインピーダンスは、上記超音波振動子のインピーダンスの最小値に実質的に一致するように設定されていることを特徴とする超音波振動子駆動装置。
  4. 　請求項１から３までのいずれか一つに記載の超音波振動子駆動装置において、
    　上記超音波振動子は、上記圧電素子とこの圧電素子の振動を伝えるホーンとが一体に組み合わされて構成されたホーン振動子であることを特徴とする超音波振動子駆動装置。
  5. 　請求項４に記載の超音波振動子駆動装置と、
    　上記ホーン振動子の振動面に対向して配置された平板状またはシート状のメッシュ部とを備え、
    　上記振動面と上記メッシュ部との間に供給された液体を、上記メッシュ部を通して霧化して噴霧することを特徴とするメッシュ式ネブライザ。
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