JP6130477B2 - 空間ベクトルパルス変調に基づくモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、空間ベクトルパルス変調に基づくモータ駆動装置に関する。

超音波モータ（ＵＳＭ）は、モータの圧電素子において超音波振動を引き起こし、よって、モータ構成要素の運動を誘導する、あるタイプの電気モータである。他のタイプのモータと比較して、ＵＳＭは、振動がより小さい。したがって、ＵＳＭは、カメラ用モータ等の低振動アプリケーションにおけるアクチュエータとして使用され得る。

ＵＳＭは、交流電流（「ＡＣ」）信号によって駆動され得る。理想的には、効率のために、ＵＳＭに印加される駆動信号は、ＵＳＭの動作特性に合致するように周波数、位相、および／または振幅が調整される。駆動信号を生成する駆動回路は、一般的に、ＵＳＭの基準特性、例えば、ＵＳＭ製造業者のデータシートにおいて該ＵＳＭ製造業者によって識別される特性に合致するように設計される。しかしながら、実際には、製造されるＵＳＭの特性は、常に該ＵＳＭの基準特性に合致するというわけではない。ＵＳＭの特性は、製造上のばらつきのため、異なる製造ロットにわたって基準特性によって異なり得る。単一のＵＳＭの特性も、ＵＳＭが古くなるにつれて経時的に変動し得る。従来の駆動回路は、しばしば、これらのばらつきを補償するために、該駆動回路の駆動信号を調節することができない。

したがって、超音波モータの動作状態の変化に動的に応答するモータ駆動制御システムに対する必要性が残ったままである。

本願の実施形態において、空間ベクトルパルス変調に基づくモータ駆動装置が提供される。

図１は、本発明の実施形態によるモータ駆動装置を例示する図である。 図２は、本発明の別の実施形態によるモータ駆動装置を例示する図である。 図３は、本発明のさらなる一実施形態によるモータ駆動装置を例示する図である。 図４Ａは、本発明の実施形態に従って正弦波信号を生成するための例示的なスキームに関する理想的な正弦波信号を例示する図である。 図４Ｂは、本発明の実施形態に従って正弦波信号を生成するための例示的なスキームに関するベクトル空間を例示する図である。 図４Ｃは、本発明の実施形態に従って正弦波信号を生成するための例示的なスキームに関する例示的なタイミング図である。 図４Ｄは、本発明の実施形態に従って正弦波信号を生成するための例示的なスキームに関する例示的なタイミング図である。 図５は、本発明の実施形態による例示的な変調波形の例示的な信号タイミング図である。 図６は、本発明の実施形態による例示的な方法を例示する図である。

本発明の実施形態は、その関連するモータの状態の変化に動的に応答する、モータ駆動装置制御システムを提供する。システムは、コントローラと、空間ベクトル変調器と、コンバータと、検出器とを含み得る。空間ベクトル変調器は、空間ベクトルパルス幅変調（「ＳＶＰＷＭ」）スキームに従って、コントローラの制御下で、駆動信号を生成し得る。コンバータは、空間ベクトル変調器から受信した駆動信号からＡＣ信号を取り出し得、また、ＡＣ信号をＵＳＭモータに出力し得る。検出器は、ＵＳＭモータに印加された電流および電圧を表すフィードバック信号を生成し得る。コントローラは、空間ベクトル変調器を制御して、複数のＡＣ信号の周波数、振幅、または位相角を調節するために、検出器からの測定値に基づいて、空間ベクトルの推定値を修正し得る。

図１は、本発明の実施形態によるモータ駆動装置１００を例示する。モータ駆動装置１００は、コントローラ１１０と、ＰＷＭ増幅器１２０と、コンバータ１３０と、検出器１４０とを含み得る。ＰＷＭ増幅器１２０は、ＳＶＰＷＭスキームに従って、コントローラ１１０の制御下で、駆動信号を生成し得る。コンバータ１３０は、ＰＷＭ増幅器１２０から受信した駆動信号からＡＣ信号を導出し得、そして、ＡＣ信号をＵＳＭモータ１９０に出力し得る。検出器１４０は、ＵＳＭモータ１９０に印加された電流および電圧を表すフィードバック信号を生成し得る。コントローラ１１０は、ＰＷＭ増幅器１２０を制御して、複数のＡＣ信号の周波数、振幅、または位相角を調節するために、検出器１４０からの測定値に基づいて、空間ベクトルの推定値を修正し得る。

実際の実現形態において、モータ駆動装置１００の構成要素は、１つ以上の集積回路として製造され得る。使用するプロセス技術に応じて、コントローラ１１０およびＰＷＭ増幅器１２０は、共通の集積回路の中に製造され得、コンバータ１３０は、インダクタおよびコンデンサ等の個別のオンボードデバイスによって実現され得る。例えば、単一の集積回路の半導体構成要素が、コンバータ１３０によって出力されるＡＣ信号を扱えると判断されるならば、これらの構成要素は、単一の集積回路の中に製造することができる。あるいは、コントローラ１１０が第１の集積回路上に製造され得、ＰＷＭ増幅器１２０およびコンバータ１３０が第２の集積回路上に製造され得るが、そのような実施形態は、コントローラ１１０のプロセス技術が、ＵＳＭ１９０に印加される駆動電圧を扱えると判断されない場合に適切である。いずれの場合も、モータ駆動装置１００は、ＵＳＭモータ１９０とは別体であるが、そこに接続され得る。

コントローラ１１０は、ＳＶＰＷＭスキームに従って動作し得る。ＳＶＰＷＭは、ＡＣ波形を生成するためのパルス幅変調（「ＰＷＭ」）信号のタイミングシーケンスを算出するために、ＡＣ信号の空間ベクトル表現を使用する、あるタイプのＰＷＭスキームである。コントローラ１１０は、ＳＶＰＷＭ技法に従って導出される制御信号のパターンによって、ＰＷＭ増幅器１２０を駆動し得る。

ＳＶＰＷＭ制御信号は、モータ駆動装置１００が使用されているモータ１９０に合わせて調整され得る。コントローラ１１０は、モータ１９０を制御するための１組のモータ設定値を識別するデータを記憶し得る。モータ設定値は、ファームウェアまたはＲＯＭに事前に記憶され得るか、調節可能なメモリ（ＲＡＭ、ＥＥＰＲＯＭ、またはフラッシュメモリ等）に記憶され得るか、または外部ソースを介して（例えば、別の回路、ユーザ入力を介して、またはモータ１９０自体によって提供される識別情報から）コントローラ１１０に提供され得る。これらのソースは、図１のモータ設定値１１２として識別される。モータ設定値データは、数ある中でも、モータの駆動周波数、動作電圧範囲、および位相オフセット等の情報を含み得る。

コントローラ１１０はまた、検出器１４０からの測定信号（電流または電圧の波形等）とモータ設定値とを比較してＳＶＰＷＭの制御信号の調節を行うために、分析器１１４も含み得る。分析器は、（例えば、ＡＣ信号の電圧範囲（最小電圧〜最大電圧）またはＡＣ信号間の位相オフセット等を決定するために）コンバータ１３０からの電圧および電流波形の測定信号を分析し得、次いで、分析した情報とモータ設定値とを比較し得る。分析器１１４はさらに、測定信号および／または対応する分析の履歴を記憶して、分析をさらに支援するために、メモリを含み得る。分析器１１４は、モータ駆動装置が最適な電力効率（すなわち、最も低い平均Ｖ＊Ｉ）でモータを駆動しているかどうかを履歴から決定し得、そして、（例えば、どれが最良の電力効率を達成したのかを確認するために、複数の範囲の調節を試みることによって）調節を行い得る。分析器１１４はまた、ＳＶＰＷＭ発生器１１６について、高レベルの設定値を１１２から低レベルの構成にも変換し得る。分析器１１４は、調節した設定値をＳＶＰＷＭ発生器１１６に送信して、パルス変調のための複数のスイッチを制御するための制御信号を生成し得る。

ＳＶＰＷＭ発生器１１６は、それぞれが複数のＡＣ信号の複数の変調周期のうちの１つに対応する、空間ベクトルを生成し得る。ＳＶＰＷＭ発生器１１６は、ＳＶＰＷＭに従って生成される制御出力信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）によって、ＰＷＭ増幅器１２０を制御し得る。ＳＶＰＷＭ発生器の出力信号１８０は、モータ駆動信号が導出されるＰＷＭ波形を表し得る。

図１は、コントローラ１１０の機能ブロック図を例示する。集積回路の中に製造されるときに、コントローラ１１０は、例示される機能を実現する回路システム（図示せず）を含み得る。例えば、コントローラ１１０には、コントローラ１１０についてパルス数、周波数、および／または位相の算出を行うようにプログラムされる、プロセッサが提供され得る。プロセッサは、コードで記憶されるＰＷＭ算出係数を有し得、または代替的に、該係数を記憶するためにルックアップテーブル（「ＬＵＴ」）を有し得る。プロセッサのプログラムコードは、添付のメモリに記憶され得る。コントローラ１１０はさらに、他の構成要素およびデバイスとインターフェースするために、アドバンストペリフェラルバス（「ＡＰＢ」）または他のもの等の入力／出力インターフェースを含み得る。

ＰＷＭ増幅器１２０は、駆動信号をコンバータ１３０に提供し得る。ＰＷＭ増幅器１２０は、それぞれ１対の駆動信号Ｐ１、Ｐ２を生成するために、１対のブリッジ回路を含み得る。スイッチは、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ）として提供され得る。一実施形態において、トランジスタは、電圧源（ＶＤＤ、接地）とアレイ出力Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４との間の直接接続を提供し得る。別の実施形態において、ＰＷＭ増幅器１２０は、供給電圧をコンバータ１３０に送達する前に供給電圧を調整するために、フィルタまたは他の回路を含み得る。増幅器の出力Ｐ１−Ｐ１信号１８０は、コントローラ１００からであるが、モータ１９０を駆動するのに適切である電圧および／または電流レベルでのＰＷＭ出力を表し得る。

コンバータ１３０は、ＰＷＭ増幅器１２０によって供給されるパルス信号からＡＣ信号を生成するために、発振器を含み得る。コンバータ１３０は、デジタル形態で変調パルス信号を受信し得、そして、正弦波状のＡＣ信号に近似する出力信号を生成し得る。一実施形態において、コンバータ１３０は、インダクタ−コンデンサ（「ＬＣ」）に基づく発振器を含み得る。コンバータ１３０はまた、モータ１９０とモータ駆動装置１００との間のガルバニック絶縁を維持するために、絶縁デバイスを含み得る。さらに、コンバータ１３０は、モータ１９０に送達するためのＡＣ信号をさらに調整するために、フィルタを含み得る。一実施形態において、低域通過フィルタは、コンバータ１３０の入力でのデジタルパルス信号に対する変調の周波数を変動させることによってＡＣ信号の振幅を調節するために、周波数依存の可変利得特性を有し得る。

ＵＳＭモータは、一般に、３つの入力ノード（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃｏｍｍｏｎ）を含む。そのような実施形態において、コンバータ１３０は、モータ１９０に接続され得、よって、Ｖｃｏｍｍｏｎに対して定義される入力電圧Ｖａは、第１のＡＣ信号（Ｍ１）を受信し得る。同様に、Ｖｃｏｍｍｏｎに対して定義されるＶｂの入力電圧は、第２のＡＣ信号（Ｍ２）を受信し得る。ＡＣ信号Ｍ１およびＭ２は、正弦波形に近似し得る。ＡＣ信号Ｍ１およびＭ２は、互いに対して約９０度の位相オフセットを有し得るが、位相オフセットは、モータ設定値１１２で識別されているように、または検出器１４０からのフィードバック情報に応じて導出されるように、モータ１９０の性能に従って合わせられ得る。

検出器１４０は、モータ１９０の動作を測定し得る。例えば、検出器１４０は、モータ１９０によって消費されている実際の電圧および電流を決定するために、コンバータ１３０の（信号Ｍ１、Ｍ２のための）出力端子での電圧および／または電流を測定し得る。検出器１４０は、好都合であり得るように、コンバータ１３０の（信号Ｍ１、Ｍ２のための）出力端子に、またはコンバータ１３０内の内部ノードに接続され得る。別の実施形態において、検出器１４０は、モータ１９０の中の内蔵型電流または電圧センサに直接接続され得る。

一実施形態において、検出器１４０は、コンバータ１３０の電圧および電流の双方を測定し得る。この様式では、コンバータ１３０とモータ１９０との間に、および検出器１４０とモータ１９０との間に別々の接続を必要とすることなく、モータ駆動装置１００の全体がデバイスに集積され得る。しかしながら、他の実施形態は、より多くの直接測定値を取るために、検出器１４０をモータ１９０に接続することを可能にする。

モータ駆動装置１００が動作中であると考える。始動時には、モータ駆動装置１００が関与し得、また、適切であるように診断、自己検査を行い得る。始動の一部として、コントローラ１１０は、そのモータ１９０と関連する設定値１１２を読み出し得る。ＳＶＰＷＭ発生器１１６は、コンバータ１３０を誘起して、設定値１１２において識別されるパラメータに従って、モータ１９０に適切であるＡＣ信号を生成するために、ＰＷＭ増幅器１２０に適用されるＳＶＰＷＭ駆動パターンを導出し得る。コントローラ１１０は、ＳＶＰＷＭ駆動パターンに従ってスイッチ制御ライン１８０上の制御信号を生成し得、コンバータ１３０は、ＰＷＭ増幅器１２０によって提供されるパルスに応じて、ＡＣ信号を生成し得る。

検出器１４０は、モータ１９０および／またはコントローラ１３０から返される信号を監視し得る。検出器１４０は、動作中のモータ１９０のパラメータを表す、コントローラ１１０へのフィードバック信号を生成し得、該フィードバック信号は、モータ設定値１１２を生成するために使用した予想パラメータから逸脱し得る。分析器１１４はまた、ＳＶＰＷＭ発生器１１６について、高レベルの設定値を１１２から低レベルの構成にも変換し得る。分析器１１４は、フィードバック信号と予想パラメータを表す値とを比較し、２つの差を表すデータを生成し得る。ＳＶＰＷＭ発生器１１６は、分析器１１４によって提供される差分データに応じて、そのＳＶＰＷＭ駆動パターンを修正し得る。

図２は、本発明の別の実施形態による例示的なモータ駆動装置２００を例示する。モータ駆動装置２００は、図１で例示されるモータ駆動装置１００と同じようなアプリケーションであることが分かり得る。ここでも、モータ駆動装置２００は、コントローラ２１０と、ＰＷＭ増幅器２２０と、コンバータ２３０と、検出器２４０とを含み得る。この実施形態において、コンバータ２３０は、２対のまたはパルス信号、Ｐ１およびＰ２、ならびにＰ３およびＰ４によって個別に駆動され得る。

コントローラ２１０は、ＳＶＰＷＭ駆動パターンに従って、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）を生成するようにＰＷＭ増幅器２２０を制御し得る。コンバータ２３０は、モータ２９０を駆動するために、複数の信号を複数のＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）に変換し得る。コントローラ２１０は、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）および／または複数のＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）におけるＳＶＰＷＭの位相、振幅、および／または周波数を調節するために、検出器２４０を介して、モータ駆動装置２００の電流または電圧を監視し得る。

一実施形態によれば、ＰＷＭ増幅器２２０は、対応するスイッチ制御信号

によってそれぞれが制御される、複数のスイッチ（２２１ａ、２２１ｂ、２２２ａ、２２２ｂ、２２３ａ、２２３ｂ、２２４ａ、２２４ｂ）を含み得る。第１組のスイッチ２２１ａ、２２２ａ、２２３ａ、２２４ａは、それらのそれぞれの出力端子を第１の電圧源（ＶＤＤ）に接続し得る。第２組のスイッチ２２１ｂ、２２２ｂ、２２３ｂ、２２４ｂは、それらのそれぞれの出力端子を第２の電圧源（接地）に接続し得る。スイッチは、Ｈブリッジ構成で提供され得る。スイッチ２２１ａ、２２１ｂ、２２２ａ、および２２２ｂは、個別に駆動され得、よって、あるスイッチが出力Ｐ１を第１の供給電圧まで駆動（例えば、スイッチ２２１ａがＰ１をＶＤＤまで駆動）したときに、対応するスイッチは、別の出力Ｐ２を対応する供給電圧まで駆動（例えば、スイッチ２２２ｂがＰ２を接地まで駆動）する。同様に、スイッチ２２３ａ、２２３ｂ、２２４ａ、および２２４ｂは、個別に駆動され得、よって、あるスイッチが出力Ｐ３を第１の供給電圧まで駆動（例えば、スイッチ２２３ａがＰ３をＶＤＤまで駆動）したときに、対応するスイッチは、別の出力Ｐ４を対応する供給電圧まで駆動（例えば、スイッチ２２４ｂがＰ４を接地まで駆動）する。スイッチ２２１ａ、２２１ｂ、２２２ａ、２２２ｂ、２２３ａ、２２３ｂ、２２４ａ、２２４ｂは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり得る。

随意に、ＰＷＭ増幅器２２０は、供給ＶＤＤとＧＮＤの間に接続されるコンデンサ２２８および２２９を含み得、該コンデンサは、それぞれのスイッチ２２２ａ、２２２ｂ、２２４ａ、および２２４ｂによって増幅器の出力に連結される。

信号Ｓ１．１は、

としてデジタル状態で逆にまたは反転され得、よって、信号Ｓ１．１がスイッチ２２１ａをオンにしたときに、信号

は、スイッチ２２１ｂをオフにし、信号Ｓ１．１がスイッチ２２１ａをオフにしたときに、信号

は、スイッチ２２１ｂをオンにする。信号Ｓ１．２は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。信号Ｓ２．１は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。信号Ｓ２．２は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。加えて、各対応する制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）のデジタル状態に対応するように、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）が生成され得る。上記のように、スイッチ２２１ａ、２２１ｂ、２２２ａ、２２２ｂ、２２３ａ、２２３ｂ、２２４ａ、２２４ｂは、個別に駆動されて、出力信号Ｐ１およびＰ２を互いとは異なる電圧レベルまで（Ｐ２が接地まで駆動されたときにＰ１をＶＤＤまで、また、逆の場合も同様に）駆動し得、さらに、出力信号Ｐ３およびＰ３を互いとは異なる電圧レベルまで（Ｐ３が接地まで駆動されたときにＰ４をＶＤＤまで、また、逆の場合も同様に）駆動し得る。この構成によって、制御信号

は、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）の変調を制御し得る。

コントローラ２１０は、スイッチ制御信号

を生成し得、またはスイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）を生成し得、反転スイッチ制御信号

は、インバータを使用して、スイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）から生成され得る。

コンバータ２３０は、この実施形態において、ＬＣ発振器として示される。コンバータ２３０は、複数のインダクタ（２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄ）と、複数のコンデンサ（２３４ａ、２３４ｂ、２３４ｃ、２３４ｄ）と、複数のアイソレータ（２３６ａおよび２３６ｂ）とを含み得る。図２で例示される実施形態において、アイソレータ２３６ａ、２３６ｂは、変圧器に基づくアイソレータとして例示されているが、本発明の原理は、他のタイプのアイソレータ、例えばコンデンサに基づくアイソレータに適用する。

インダクタ２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄ、およびコンデンサ２３４ａ、２３４ｂ、２３４ｃ、２３４ｄは、それぞれのフィルタを形成するために、２つ１組で配設され得る。示されるように、インダクタ２３２ａおよびコンデンサ２３４ａは、信号Ｐ１のフィルタを形成し得、インダクタ２３２ｂおよびコンデンサ２３４ｂは、信号Ｐ２のフィルタを形成し得、インダクタ２３２ｃおよびコンデンサ２３４ｃは、信号Ｐ３のフィルタを形成し得、ならびにインダクタ２３２ｄおよびコンデンサ２３４ｄは、信号Ｐ４のフィルタを形成し得る。コンバータ２３０のフィルタは、アイソレータ（２３６ａおよび２３６ｂ）の１次側（入力側）のフィルタとみなされ得る。したがって、フィルタからの出力は、それぞれのアイソレータ２３６ａ、２３６ｂの端子間に印加され得る。

図２の実施形態において、フィルタは、低域通過フィルタであり得る。この構成によって、各信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）がフィルタリングされて、信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）のデジタルパルスにおける変調高調波からのノイズを平滑化および／または除去し得る。信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）からのフィルタリングした複数対の信号は、変圧器２３６ａおよび２３６ｂに接続され得る。例えば、Ｐ１およびＰ２からのフィルタリングした複数対の信号は、変圧器２３６ａの入力に接続され得、Ｐ２およびＰ３からのフィルタリングした複数対の信号は、変圧器２３６ｂの入力に接続され得る。この構成によって、変圧器の出力は、信号の各対からの平滑化したアナログ信号間の差（Ｐ１およびＰ２からの平滑化した複数対の信号の差、ならびにＰ３およびＰ４からの平滑化した複数対の信号の差）に基づいて生成され得る。

変圧器２３６ａの２つの出力ノードは、入力ノードＶａおよびモータ２９０のＶｃｏｍｍｏｎに接続され得る。変圧器２３６ｂの２つの出力ノードは、入力ノードＶｂおよびモータ２９０のＶｃｏｍｍｏｎに接続され得る。

図２の実施形態において、フィルタとしては、数ある中でも、帯域通過フィルタ、デジタルフィルタが挙げられ得る。

図３は、本発明のさらなる一実施形態による例示的なモータ駆動装置３００を例示する。モータ駆動装置３００は、図１のモータ駆動装置１００の実現形態であり得る。ここでも、モータ駆動装置３００は、コントローラ３１０と、ＰＷＭ増幅器３２０と、コンバータ３３０と、検出器３４０とを含み得る。この実施形態において、コンバータ３３０は、２対のまたはパルス信号Ｐ１およびＰ２、ならびにＰ３およびＰ４によって個別に駆動され得る。

コントローラ３１０は、ＳＶＰＷＭに従って、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）を生成するために、複数のＰＷＭ増幅器３２０を制御し得る。コンバータ３３０は、モータ３９０を駆動するために、複数の信号を複数のＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）に変換し得る。コントローラ３１０は、検出器３４０を介して、モータ駆動装置３００の電流または電圧を監視し得る。

一実施形態によれば、ＰＷＭ増幅器３２０は、対応するスイッチ制御信号

によってそれぞれが制御される、複数のスイッチ（３２１ａ、３２１ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、３２３ｂ、３２４ａ、３２４ｂ）を含み得る。加えて、エネルギーを貯蔵するために、１つ以上のコンデンサ（３２８および３２９）が、供給ＶＤＤとＧＮＤとの間に接続され得る。

複数のスイッチ複数のスイッチ（３２１ａ、３２１ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、３２３ｂ、３２４ａ、３２４ｂ）は、複数のＨブリッジの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含み得る。複数のスイッチ（３２１ａ、３２１ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、３２３ｂ、３２４ａ、３２４ｂ）は、複数の分岐を形成し得る。例えば、スイッチ３２１ａおよび３２１ｂは、ＶＤＤとＧＮＤとの間で直列に接続され、１つの分岐を形成して、スイッチ３２１ａと３２１ｂとの間で信号Ｐ１を生成し得る。スイッチ３２２ａおよび３２２ｂは、１つの分岐を形成して、信号Ｐ２を生成し得る。スイッチ３２３ａおよび３２３ｂは、１つの分岐を形成して、信号Ｐ３を生成し得る。スイッチ３２４ａおよび３２４ｂは、１つの分岐を形成して、信号Ｐ４を生成し得る。

信号Ｓ１．１は、

としてデジタル状態で逆にまたは反転され得、よって、信号Ｓ１．１がスイッチ３２１ａをオンにしたときに、信号

は、スイッチ３２１ｂをオフにし、信号Ｓ１．１がスイッチ３２１ａをオフにしたときに、信号

は、スイッチ３２１ｂをオンにする。信号Ｓ１．２は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。信号Ｓ２．１は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。信号Ｓ２．２は、

としてデジタル状態で逆にされ得る。この構成によって、複数のスイッチ（３２１ａ、３２１ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、３２３ｂ、３２４ａ、３２４ｂ）は、ＶＤＤとＧＮＤとの間でショートを引き起こし得ない。加えて、各対応する制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）のデジタル状態に対応するように、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）が生成され得る。この構成によって、制御信号

は、複数の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４）の変調を制御し得る。

コントローラ３１０は、スイッチ制御信号

を生成し得、またはスイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）を生成し得、反転スイッチ制御信号

は、インバータを使用して、スイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）から生成され得る。

コンバータ３３０は、複数のインダクタ（３３２ａ、３３２ｂ）と、複数のアイソレータ（３３６ａおよび３３６ｂ）とを含み得る。この実施形態において、アイソレータ３３６ａ、３３６ｂは、ＰＷＭ増幅器３２０の出力に直接接続され得る。インダクタ３３２ａ、３３２ｂは、アイソレータ３３６ａ、３３６ｂの２次側のフィルタリング回路として提供され得、ＰＷＭ増幅器３２０の電圧領域ではなく、モータ１９０の電圧領域のフィルタリングを提供し得る。

複数対の信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）が変圧器３３６ａおよび３３６ｂに接続され得る。例えば、Ｐ１およびＰ２は、アイソレータ３３６ａの入力に接続され得、Ｐ２およびＰ３は、アイソレータ３３６ｂの入力に接続され得る。この構成によって、アイソレータ（３３６ａ、３３６ｂ）の出力は、各１対の信号間の差（Ｐ１とＰ２との差、Ｐ３とＰ４との差）に基づいて生成され得る。

複数のインダクタ（３３２ａ、３３２ｂ）のそれぞれは、フィルタを形成し得、対応する変圧器（３３６ａ、３３６ｂ）の出力ノードの１つと直列に接続される。コンバータ３３０のフィルタは、変圧器（３３６ａおよび３３６ｂ）の２次側（出力側）のフィルタとして提供され得る。コンバータ３３０のフィルタは、モータ３９０のノード間に寄生容量を有するインダクタ（３３２ａ、３３２ｂ）によって形成される低域通過フィルタとして提供され得る。しかしながら、コンバータ３３０には、他のフィルタ構成が可能であり得る。この構成によって、信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）のそれぞれが最初に変圧され、次いで、変圧器（３３６ａ、３３６ｂ）の出力がフィルタリングされて、変圧器（３３６ａ、３３６ｂ）の出力における変調高調波からのノイズを平滑化および／または除去し得る。

変圧器３３６ａのフィルタリングした出力信号Ｍ１は、モータ３９０の入力ノードＶａおよびＶｃｏｍｍｏｎに接続され得る。変圧器３３６ｂのフィルタリングした出力信号Ｍ２は、モータ３９０の入力ノードＶｂおよびＶｃｏｍｍｏｎに接続され得る。

図２および図３で例示される設計はそれぞれ、それら自体の利点を有する。各事例において、変圧器２３６ａ、２３６ｂ（図２）および３３６ａ、３３６ｂ（図３）は、１：２０以上等の、所定の昇圧比を有し得る。故に、各事例において、１次側電流は、２次側電流よりも大きくなり得る。図２の設計において、インダクタ２３２ａ〜２３２ｄは、関連する変圧器２３６ａ、２３６ｂの１次側に連結され得、また、図３のインダクタ３３２ａ、３３２ｂよりも大きい電流を搬送し得る。この事例において、インダクタ２３２ａ〜２３２ｄは、比較的大きい電流を搬送するために、より大きいデバイスであり得、また、比較的小さいインダクタンス（一般的に、μＨの範囲）を有し得る。図３の設計において、インダクタ３３２ａ、３３２ｂは、関連する変圧器３３６ａ、３３６ｂの２次側に提供され得る。インダクタ３３２ａ、３３２ｂは、対応する図２のデバイスよりも比較的小さい電流を搬送する、より小さいデバイスであり得、また、比較的大きいインダクタンス（一般的に、ｍＨの範囲）を有し得る。図２の設計はまた、比較的多いデバイス総数も有し、製造コストおよび複雑さに影響を及ぼし得る。したがって、図２の設計は、インダクタが変圧器の１次側にあるので、図３の設計よりも高い製造コストを有し得るが、より高い効率を有し得る。回路設計者は、おそらくは、個々のアプリケーションニーズを満たすように本発明の原理を調整しながら、これらの性能および複雑さといった考慮事項のバランスを取ることになるであろう。

図４Ａ〜４Ｄは、本発明の実施形態による、ＳＶＰＷＭ技法に従って正弦波信号を生成するための概念モデルを例示する。図４Ａは、コンバータ１３０の変調電圧ＡＣ信号Ｍ１またはＭ２のうちの１つとして生成される理想的な正弦波信号の一部分を例示する。正弦波信号は、周期Ｔ_ｐを有し、また、それぞれが持続時間Ｔｓを有する複数のスイッチング周期４１１〜４２０に分割して示される。本実施例において、周期Ｔ_ｐは、１０個のスイッチング周期４１１〜４２０に分割されるように示され、５つのスイッチング周期４１１〜４１５が正弦波の正の部分に対応し、５つのスイッチング周期４１６〜４２０が正弦波の負の部分に対応する。したがって、図４Ａの実施例は、「５パルス」変調スキームを例示する。

本発明の原理は、任意の次数のパルス変調スキームに適用され得る。例えば、本発明の原理は、下で論じられるように、１パルス変調スキーム、３パルス変調スキーム、およびより高い次数のパルス変調スキーム（例えば、１５パルススキーム）に適用する。したがって、スイッチング周期の数Ｎ、およびスイッチング周期４１１〜４２０の持続時間Ｔｓ

は、Ｎによって変動し得、Ｎは、パルス変調スキームの次数を表す。

周期Ｔｐは、最初に、モータ設定値１１２から決定され得る（図１）が、必要に応じて、コントローラ１１０の動作によって修正され得る。

図４Ｂは、ＳＶＰＷＭ駆動パターンのモデルが導出され得るベクトル空間を例示する。正弦波の周期Ｔｐは、７つのベクトルＶ０〜Ｖ６によってポピュレートされる、３６０°のベクトル空間によって表される。ベクトルＶ１〜Ｖ６は、空間を６つのセクターＳ０〜Ｓ５に分割する。動作中に、命令ベクトルＶ^＊は、ベクトル空間内を回転し得、各スイッチング間隔４１１〜４２０中に別々の場所の間を移行する。コマンドベクトルＶ^＊は、所定の角度θ_ｉｎｉｔから始まり、各スイッチング周期について、θ_ｎｅｗ＝θ_{ｃｕｒｒｅｎｔ}＋Δθによって与えられる新しい角度まで回転し得、式中、

である。コマンドベクトルＶ^＊の２つの例は、図４Ｂ（Ｖ_１ ^＊およびＶ_２ ^＊）で例示され、それらは、２つの異なる時間でのコマンドベクトルＶ^＊の場所に対応する。

図４Ｂの実施例は、５パルスの変調スキームに適切である。この図は、セクターＳ０に位置するときの、コマンドベクトルＶ^＊の事例Ｖ_１ ^＊、Ｖ_２ ^＊の双方を例示する。本実施例において、コマンドベクトルＶ^＊は、各スイッチング周期４１１〜４２０において、約３６度

回転する。異なる次数のパルス変調を有する異なる実現形態において、コマンドベクトルＶ^＊は、異なる増分のΔθで回転する。

各スイッチング周期について、コマンドベクトルＶ^＊のセクター数ｓｅｃｔｏｒ＿ｎｕｍは、次式によって算出され得る。

式中、θは、ベクトルＶ_１に対して反時計回りのベクトルＶ^＊の角度を表し、ｉｎｔ（ｘ）は、次に最も低い整数まで数ｘを切り捨てるための関数である。

図４Ｃおよび４Ｄで例示されるように、各スイッチング周期４１１−４２０は、それぞれのスイッチング周期において生成されるＰＷＭ信号を管理する、複数の変調周期（Ｔ_０、Ｔ_１、Ｔ_２）に分割され得る。異なるスイッチング周期４１１〜４２０は、共通の持続時間Ｔｓを有するが、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、Ｔ_２の持続時間は、各スイッチング周期４１１〜４２０について、コマンドベクトルの位置に基づいて変動し得る。

例えば、Ｖ^＊がセクター０（隣接するベクトルＶ_１とＶ_２との間）、またはセクター２、またはセクター４にある場合、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２の持続時間は、以下のように算出され得る。
Ｔ_２＝Ｔ_Ｓ×ｆ_ｍ×ｓｉｎ（θ）
Ｔ_１＝Ｔ_Ｓ×ｆ_ｍ×ｓｉｎ（６０°−θ）、および
Ｔ_０＝Ｔ_Ｓ−Ｔ_１−Ｔ_２
式中、θは、ベクトルＶ^＊の角度を表し、ｆ_ｍは、変調率を表し、コマンドベクトルＶ^＊と、コマンドベクトルＶ^＊が回転するベクトル空間を画定するベクトルＶ１〜Ｖ６との比率によって決定される。例えば、変調率は、

によって与えられ得、式中

、は、ベクトルＶ１〜Ｖ６の大きさを表す。

例えば、Ｖ^＊がセクター１（隣接するベクトルＶ_３とＶ_２との間）、またはセクター３、またはセクター５にある場合、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２の持続時間は、以下のように算出され得る。
Ｔ_１＝Ｔ_Ｓ×ｆ_ｍ×ｓｉｎ（θ）、
Ｔ_２＝Ｔ_Ｓ×ｆ_ｍ×ｓｉｎ（６０°−θ）、および
Ｔ_０＝Ｔ_Ｓ−Ｔ_１−Ｔ_２
式中、ここでも、θは、ベクトルＶ^＊の角度を表し、ｆ_ｍは、変調率を表し、コマンドベクトルＶ^＊と、コマンドベクトルＶ^＊が回転するベクトル空間を画定するベクトルＶ１〜Ｖ６との比率によって決定される。

図４Ｃは、コマンドベクトルＶ^＊が図４Ｂで示される位置Ｖ_１ ^＊を有するときに使用され得る、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２を例示する。図４Ｄは、コマンドベクトルＶ^＊が図４Ｂで示される位置Ｖ_２ ^＊を有するときに使用され得る、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２を例示する。ここでも、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２の持続時間は、セクター内のコマンドベクタの位置に基づいて変動し得、該位置は、正弦波を生成するために使用されるパルス次数に基づいて変動する。

スイッチ制御信号は、各スイッチング周期４１１〜４２０における所望の正弦波のセグメントに対応するＰＷＭ信号を生成するために、変調周期Ｔ_０、Ｔ_１、およびＴ_２から導出され得る。例示的なＰＷＭ信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２は、図の中で例示される変調周期について図４Ｃおよび４Ｄで示される。これらのＰＷＭ信号は、上述の実施形態のコンバータ１３０、２３０、３３０の入力に適用され得る。ＳＶＰＷＭ発生器１１６、２１６、３１６は、コンバータ１３０、２３０、３３０を通じて入力においてこれらのＰＷＭ信号を生成するために、スイッチ制御信号（例えば、信号Ｓ１．１およびＳ１．２、または信号Ｓ２．１およびＳ２．２のいずれか）を生成し得る。

図５は、本発明の実施形態による例示的な変調波形の信号タイミング図５００を例示する。

図５で例示されるように、スイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）は、複数の異なるスイッチング周期スキーム、１パルス〜１５パルススキームについて、上で示されるＳＶＭの算出値に従って変調される。すなわち、ＡＣ信号Ｍ１およびＭ２の１／２周期について、スイッチ制御信号（Ｓ１．１、Ｓ１．２、Ｓ２．１、Ｓ２．２）は、それぞれが１つのスイッチング／変調のパルス／周期、または複数のパルス／周期（等しいまたは異なる周期の持続時間を有する）を有し得る。図５における本明細書の１〜１５パルススキームは、単にいくつかの可能なＳＶＭ変調スキームを例示しているだけであるが、モータ駆動装置の構成は、１〜１５パルススキームに限定され得ない。偶数のパルススキーム等の、他のスキームが可能である。

しかしながら、モータ駆動装置のハードウェアについて、パスルの数が多くなるにつれて、より高いスイッチング／変調周波数を有し得るので、ＡＣ信号Ｍ１およびＭ２について十分な正弦波形を生成する可能な限り少ない数のパルスを有することがより効率的で、コスト効率的であり得る。例えば、モータ駆動装置における変調周波数を大幅に増加させることを必要とせずに、ＡＣ信号Ｍ１およびＭ２について低ノイズ正弦波形を生成するために、ＳＶＭ変調には、５パルススキームで十分であり得る。

加えて、モータ駆動装置は、複数の異なるパルスモードを有するように実現され得、および／または必要に応じて、異なるパルスモードから切り替える（例えば、５パルスモードから７パルスモードに変更する）ことが可能であり得る。これは、例えば、モータ駆動装置が、モータ駆動装置における振幅乗算の変化を補償することを必要とするときに行われ得る。

モータおよび回路が古くなるにつれて、回路の共振周波数が変化し得、それは、（コンバータ１３０の入力から出力への）電圧の振幅乗算を変化させ得る。加えて、異なるモータは、異なる入力電圧要件を有し得る。スイッチング／変調周波数が高くなるにつれて、電圧振幅乗算が増加し得、スイッチング／変調周波数が低くなるにつれて、電圧振幅乗算が減少し得る。したがって、モータ駆動装置は、必要に応じて異なるパルスモードに変更することによって、電圧振幅乗算の超過時間を調節し、補償し得る。

この構成によって、モータ駆動装置は、電圧振幅乗算における変化を補償するために、さらなる複雑なハードウェアを必要とし得ず、さらに、異なるモータ入力電圧レベル要件にも適応し得る。

モータ駆動装置は、上で例示されるように、非常に良好な電力効率を有し得、また、複数のパルス数のモード（２〜３０）、広範囲で正確な出力周波数範囲（１０Ｈｚの解像度で２０〜１００ｋＨｚ）、広範囲で正確な出力位相範囲（１度の解像度で−１２７〜１２７）、および高電圧振幅正弦波出力をサポートし得る。高出力周波数（５０ＫＨｚ超）および高パルス数（１０を超えるパルス／サイクル）をサポートするために、ＰＷＭ増幅器１２０には、（最高で３ＭＨｚのスイッチング周波数をサポートする）高速ＳＶＰＷＭ発生器１１６、および高効率（９０％超）の（最高で３ＭＨｚのスイッチング周波数の）高速スイッチングデバイスが提供され得る。ＳＶＰＷＭ発生器１１６は、予め計算した係数を記憶するためにＬＵＴを使用すること等によって、その動作率を高めるために最適化され得る。

加えて、モータ駆動装置は、例えばコンバータ（１３０）および／またはモータ（１９０）において電圧と電流との位相を測定して、検出器（１４０）を使用してモータの力率の変化を検出することによって、ＵＳＭモータの共振周波数の変化を測定する能力を有し得る。

モータ駆動装置（１００）の１つ以上の構成要素は、１つ以上の半導体チップまたはダイに集積され得る。

図２および図３のコントローラは、上述の原理に従って動作し得る。

図６は、本発明の実施形態による例示的な方法６００を例示する。ブロック６１０で、コントローラは、複数のＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）のそれぞれに１つずつ、複数のベクトルを生成し得る。ブロック６２０で、コントローラは、スイッチでの信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）を生じさせるために、算出したベクトルに従って、スイッチ制御信号

を変調し得る。ブロック６３０で、コンバータは、変調信号（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）をＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）に変換し得る。ブロック６４０で、検出器は、コンバータまたはモータの電力測定値を測定し得る。次いで、測定値は、コントローラにフィードバックされ、ベクトルの生成およびスイッチ制御信号の変調を調節し得る。ブロック６５０で、コントローラは、ブロック６２０における変調について、調節に基づいて、複数のＡＣ信号（Ｍ１およびＭ２）のそれぞれに１つずつ、複数のベクトルを修正し得る。

本開示は、複数の例示的な実施形態を参照して説明されているが、使用されている単語は、限定の単語ではなく、説明および例示の単語であることを理解されたい。その態様における本開示の範囲および趣旨から逸脱することなく、現在提示される通りに、および訂正される通りに、添付の特許請求の範囲に記載の範囲内で変更が行われ得る。本開示は、特定の手段、材料、および実施形態を参照して説明されているが、本開示は、開示される詳細に限定されることを意図せず、むしろ、本開示は、添付の特許請求の範囲に記載の範囲内にあるような、全ての機能的に等価な構造、方法、および使用にまで拡張する。

本明細書は、特定の基準およびプロトコルを参照して、特定の実施形態において実現され得る構成要素および機能を開示しているが、本開示は、そのような基準およびプロトコルに限定されない。そのような基準は、本質的に同じ機能を有するより高速なまたはより効率的な等価物によって定期的に取り替えられる。故に、同じまたは類似する機能を有する代替の基準およびプロトコルは、その等価物とみなされる。

本明細書で説明される実施形態の実例は、種々の実施形態の全般的な理解を提供することを意図する。実例は、本明細書で説明される構造または方法を利用する装置およびシステムの要素および特徴の全ての完全な説明としての役割を果たすことを意図しない。本開示を検討すれば、当業者には多くの他の実施形態が明らかになり得る。他の実施形態が利用可能であり、また、本開示から導出され得、よって、構造的および論理的な置換および変更が、本開示の範囲から逸脱することなく行われ得る。加えて、実例は、単に表現的なものであり、一定の縮尺で描画されない場合がある。実例内の特定の部分が誇張され得、一方で、他の部分が最小化され得る。故に、本開示および図面は、限定的なものではなく、例示的なものであるとみなされるべきである。

本開示の１つ以上の実施形態は、単に便宜のために、および本出願の範囲をいかなる特定の開示にも、または本発明の概念にも自発的に限定することを意図することなく、「開示」という用語によって個々におよび／または集合的に参照され得る。さらに、本明細書では具体的な実施形態が例示され、説明されているが、同じまたは類似する目的を達成するように設計された任意の以降の配設が、示される具体的な実施形態と置き換えられることを認識するべきである。この開示は、種々の実施形態の任意および全ての以降の改作または変形を対象とすることが意図される。上記の実施形態、および本明細書に具体的に説明されない他の実施形態の組み合わせが、説明を検討することによって、当業者には明らかであろう。

加えて、前述の発明を実施するための形態において、種々の特徴は、本開示を合理化するという目的で単一の実施形態にグループ化され得るか、または単一の実施形態で説明され得る。本開示は、特許請求される実施形態が各請求項で明確に列挙されるものよりも多い特徴を必要とする意図を反映するものとして解釈されるべきでない。むしろ、以下の特許請求の範囲が反映するように、発明の主題は、開示される実施形態のいずれかの全ての特徴よりも少ないものを対象とし得る。したがって、以下の特許請求の範囲は、発明を実施するための形態に組み込まれ、各請求項は、特許請求される主題を個別に定義するものとしてそれ自体が自立している。

上で開示される主題は、実例となるものであり、制限的なものではないとみなすべきであり、添付の特許請求の範囲は、本開示の真の趣旨および範囲の範囲内に含まれる、全ての当該の修正、改良、および他の実施形態を包含することが意図される。したがって、本開示の範囲は、法律によって許容される最大の範囲まで、以下の特許請求の範囲およびそれらの等価物の最も広義の許容される解釈によって決定されるべきであり、前述の詳細な説明によって制限または限定されないものとする。

１００ モータ駆動装置
１１０ コントローラ
１１２ モータ設定値
１１４ 分析器
１１６ 高速ＳＶＰＷＭ発生器
１１６ ＳＶＰＷＭ発生器
１２０ ＰＷＭ増幅器
１３０ コンバータ
１４０ 検出器
１８０ ＳＶＰＷＭ発生器の出力信号
１９０ ＵＳＭモータ
２００ モータ駆動装置
２１０ コントローラ
２１６ ＳＶＰＷＭ発生器
２２０ ＰＷＭ増幅器
２２１ スイッチ
２２２ スイッチ
２２３ スイッチ
２２８ コンデンサ
２３０ コンバータ
２３２ インダクタ
２３６ 変圧器
２４０ 検出器
２９０ モータ
３００ モータ駆動装置
３１０ コントローラ
３１６ ＳＶＰＷＭ発生器
３２０ ＰＷＭ増幅器
３２１ スイッチ
３２２ スイッチ
３２３ スイッチ
３２４ スイッチ
３３０ コンバータ
３３２ インダクタ
３３６ 変圧器
３４０ 検出器
３９０ モータ
４１１−４２０ スイッチング周期

Claims (20)

1. モータのためのモータ駆動装置であって、
   空間ベクトルパルス幅変調技法に従って２組の駆動信号を生成するための空間ベクトル変調器と、
   前記空間ベクトル変調器に対する制御信号を生成するためのコントローラと、
   前記駆動信号から複数のＡＣ信号を生成するためのコンバータと、
   前記コンバータまたはモータの電流または電圧を測定するための検出器と、を備え、
   前記コントローラは、前記コンバータによって生成される前記ＡＣ信号の特性を調節するために、基準モータ設定値と前記検出器からの測定値との比較に基づいて、前記空間ベクトル変調器に対する前記制御信号を変化させる、
   モータ駆動装置。
2. 前記特性は、前記ＡＣ信号の周波数、振幅、または位相角のうちの１つである、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記空間ベクトル変調器は、Ｈブリッジ構成で複数のトランジスタスイッチを備える、請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記空間ベクトル変調器は、Ｈブリッジ構成で複数のＭＯＳＦＥＴを備える、請求項１に記載のモータ駆動装置。
5. 前記コントローラは、それぞれが前記複数のＡＣ信号の複数の変調周期のうちの１つに対応する空間ベクトルを生成する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
6. 前記コンバータは、それぞれが１対の駆動信号によって駆動される１対の発振器を備える、請求項１に記載のモータ駆動装置。
7. 前記コンバータは、アイソレータを備える、請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記コンバータはさらに、前記アイソレータの１次側に提供される低域通過フィルタを備える、請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記コンバータはさらに、前記アイソレータの２次側に提供される低域通過フィルタを備える、請求項７に記載のモータ駆動装置。
10. 前記コンバータは、フィルタを備える、請求項１に記載のモータ駆動装置。
11. 前記コントローラは、調節を行うために、前記検出器からの測定電圧と、所定の設定値とを比較する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
12. モータのためのモータ駆動装置を制御する方法であって、
    空間ベクトルパルス幅変調技法に従って、複数の駆動信号を生成することであって、前記駆動信号は、最初に、モータの初期設定値に従って生成される、生成することと、
    前記駆動信号を第１のＡＣ信号に変換することであって、前記第１のＡＣ信号は、前記モータに印加される、変換することと、
    前記モータによる前記第１のＡＣ信号の消費を測定することと、
    前記モータによる前記第１のＡＣ信号の前記測定した消費の分析に従って前記モータの前記初期設定値を修正することと、
    前記モータの前記修正した設定値を使用して、空間ベクトルパルス幅変調技法に従って新しい１組の駆動信号を生成することと、
    前記新しい１組の駆動信号を第２のＡＣ信号に変換することであって、前記第２のＡＣ信号は、前記モータに印加される、変換することと、
    を含む、方法。
13. 前記駆動信号は、１対のＨブリッジ回路によって生成される、請求項１２に記載の方法。
14. 前記変換することは、１対の駆動信号によって１対の発振器を駆動すること含む、請求項１２に記載の方法。
15. 前記変換することは、アイソレータを介する前記ＡＣ信号を生成することを含む、請求項１２に記載の方法。
16. 前記変換することは、前記アイソレータの１次側に提供される低域通過フィルタによってフィルタリングすることを含む、請求項１５に記載の方法。
17. 前記変換することは、前記アイソレータの２次側に提供される低域通過フィルタによってフィルタリングすることを含む、請求項１５に記載の方法。
18. 前記変換することは、フィルタリングすることを含む、請求項１２に記載の方法。
19. 前記修正することは、調節を行うために、測定した消費と、所定の設定値とを比較することを含む、請求項１２に記載の方法。
20. コンピュータ可読記録媒体であって、
    空間ベクトルパルス幅変調技法に従って、複数の駆動信号を生成することであって、前記駆動信号は、最初にモータの初期設定値に従って生成される、生成することと、
    前記駆動信号を第１のＡＣ信号に変換することであって、前記第１のＡＣ信号は、前記モータに印加される、変換することと、
    前記モータによる前記第１のＡＣ信号の消費を測定することと、
    前記モータによる前記第１のＡＣ信号の前記測定した消費の分析に従って前記モータの前記初期設定値を修正することと、
    前記モータの前記修正した設定値を使用して、空間ベクトルパルス幅変調技法に従って新しい１組の駆動信号を生成することと、
    前記新しい１組の駆動信号を第２のＡＣ信号に変換することであって、前記第２のＡＣ信号は、前記モータに印加される、変換することと、
    を行う、モータのためのモータ駆動装置を制御するためにプロセッサによって実行可能なコンピュータ命令を記憶する、コンピュータ可読記録媒体。

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