CN105703679B

CN105703679B - 电机驱动器以及控制电机驱动器的方法

Info

Publication number: CN105703679B
Application number: CN201510924293.7A
Authority: CN
Inventors: 迟晓明; 霍斌
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2014-12-15
Filing date: 2015-12-14
Publication date: 2020-06-09
Anticipated expiration: 2035-12-14
Also published as: US9450520B2; US20160173004A1; CN105703679A; JP2016116447A; JP6130477B2

Abstract

电机驱动器可以包括控制器、空间矢量调制器、转换器和检测器。空间矢量调制器可以根据空间矢量脉宽调制(“SVPWM”)方案在控制器的控制下生成驱动信号。转换器可从空间矢量调制器接收到的驱动信号得到AC信号，并且可以输出交流信号到USM电机。检测器可以产生表示供给到USM电机的电流和电压的反馈信号。基于检测器的测量，控制器可修改空间向量的估计以控制空间矢量调制器，用于调整多个AC信号的频率、振幅或相位角。

Description

电机驱动器以及控制电机驱动器的方法

技术领域

本公开涉及基于空间矢量脉冲调制的电机驱动器。

背景技术

超声电机(USM)是引起超声波在电机的压电元件中振动的电机类型，这反过来又引起电机组件的运动。比较于其他类型的电机，USM具有较低的振动。因此，USM可用作在低振动应用(诸如，照相机电机) 中的致动器。

USM可通过交流电(″AC″)信号来驱动。理想情况下，为了提高效率，被施加到USM的驱动信号将在频率、相位和/或幅度调谐，以匹配USM的操作特性。产生驱动信号的驱动电路通常被设计以匹配USM的基准特性，例如，USM厂家在他们的数据表确定的特性。然而在实践中，制造的USM的特征并不总是匹配它们的参考特性。因为制造差异，USM 的特点可在不同制造批次之间在基准特性上有所不同。单个USM特征也可以由于USM老化随时间变化。传统的驱动器电路经常不能调整其驱动信号，以补偿这些差异。

因此，仍然需要一种电机驱动控制系统，其动态响应超声电机的变化工作条件。

发明内容

在一个实施例中，本公开涉及一种电机驱动器，其包括：空间矢量调制器，根据空间矢量脉宽调制技术产生两组驱动信号；控制器，向所述空间向量调制器生成控制信号；转换器，以从驱动信号产生多个交流信号；和检测器，测量在转换器或电机中的电流或电压，其中，响应于来自检测器的测量，所述控制器改变其控制信号提供给空间矢量调制器，以调整由所述转换器产生的交流信号的特性。

在另一个实施例中，本公开涉及一种控制电机驱动器的方法，其包括：根据空间矢量脉宽调制技术，产生多个驱动信号，驱动信号初始根据用于电机的初始设置生成，转换驱动信号到第一AC信号，所述AC信号被施加到电机，测量由电机的第一交流信号的消耗，根据电机的所测量消耗量的分析而修正电机设置，根据空间矢量脉宽调制技术，使用电机的修正设置，产生一组新的驱动信号，并转换驱动信号到第二AC信号。

在另一个实施例中，本公开涉及一种临时性计算机可读介质，存储由处理器计算机指令可执行的程序以控制电机驱动器，以执行：根据空间矢量脉宽调制技术，产生多个驱动信号，驱动信号初始根据用于电机的初始设置生成，转换驱动信号到第一AC信号，所述AC信号被施加到电机，测量由电机的第一交流信号的消耗，根据电机的所测量消耗量的分析而修正电机设置，根据空间矢量脉宽调制技术，使用电机的修正设置，产生一组新的驱动信号，并转换驱动信号到第二AC信号。

附图说明

图1示出了根据本发明的实施例的电机驱动器。

图2示出根据本发明的另一实施例的电机驱动器。

图3示出根据本发明的又一实施例的电机驱动器。

图4A示出根据本发明的实施例，用于产生正弦信号的示例性方案的理想化正弦信号的一部分。

图4B示出根据本发明的实施例，用于产生正弦信号的示例性方案的向量空间。

图4C示出根据本发明的实施例，用于产生正弦信号的示例性方案的时序图。

图4D示出根据本发明的实施例，用于产生正弦信号的示例性方案的时序图。

图5示出根据本发明的实施例，示例性调制波形的信号时序图。

图6示出根据本发明实施例的示例性方法。

具体实施方式

本发明的实施例提供一种电机驱动控制系统，其动态响应其相关联电机的改变情况。该系统可以包括控制器、空间矢量调制器、转换器和检测器。空间矢量调制器可以根据空间矢量脉宽调制(″SVPWM″)方案在控制器的控制下生成驱动信号。转换器可驱动从该空间矢量调制器接收到的驱动信号的AC信号，并且可向USM电机输出交流信号。检测器可以产生表示供给到USM电机的电流和电压的反馈信号。基于检测器的测量，控制器可修改空间向量的估计以控制空间矢量调制器，用于调整多个AC信号的频率、振幅或相位角。

图1示出根据本发明实施例的电机驱动器100。电机驱动器100可以包括控制器110、PWM放大器120、转换器130和检测器140。PWM 放大器120可以根据SVPWM方案产生在控制器110的控制下产生驱动信号。该转换器130可以从PWM放大器120接收的驱动信号导出交流信号，并且可以向USM电机190输出交流信号。检测器140可以产生表示供给到USM电机190的电流和电压的反馈信号。根据检测器140的测量，控制器110可以修改空间矢量的估计以控制PWM放大器120，用于调整多个AC信号的频率、振幅或相位角。

在实际实施中，电机驱动器100的组件可被制造为一个或多个集成电路。根据所使用的工艺技术，控制器110和PWM放大器120可制造在共同的集成电路中，和转换器130可通过分立船上设备(诸如，电感器和电容器)来实现。例如，假设单一集成电路的半导体元件被额定以处理由转换器130输出的交流信号，这些组件可在单一的集成电路中制造。可替换地，控制器110可制造在第一集成电路上，和PWM放大器 120和转换器130可制造在第二集成电路上；该实施例是合适的，其中控制器110的处理技术没被额定以处理将被施加到USM190的驱动电源。在两种情况下，电机驱动器100可以独立于但连接到所述USM电机 190。

控制器110可根据SVPWM方案来操作。SVPWM是一种脉冲宽度调制(″PWM″)方式，使用AC信号的空间向量表示以计算PWM信号时序序列，用于产生交流波形。控制器110可使用根据SVPWM技术获得的控制信号的模式而驱动PWM放大器120。

SVPWM控制信号可以被定制用于电机驱动器100正在使用的电机 190。控制器110可存储识别用于控制电机190的一组电机设置的数据。电机设置可以被预先存储在固件或ROM中，它们可被存储在可调节的存储器(如RAM，EEPROM或闪存)中，或者它们可以通过外部源(例如，另一电路、用户输入，或者由电机190本身提供的标识)提供给控制器 110。这些来源在图1中被确定为电机设置112。电机设置数据可以包括信息，诸如电机的驱动频率、工作电压范围和相位偏移，等等。

控制器110还可以包括分析器114，以比较检测器140的测量信号 (诸如，电流或电压波形)与电机设置，以调整SVPWM控制信号。分析器可以分析转换器130的电压和电流波形的所测量信号(例如，以确定AC信号的电压范围(最大到最小的电压)或AC信号之间的相位偏移量等)，然后比较分析信息与电机设置。分析器114可进一步包括存储器，以存储测得的信号和/或相应的分析的历史，以便进一步的辅助分析。分析器114可以从历史确定：电机驱动器是否正在以最佳功率效率驱动电机(即，最低平均V*I)，并进行调整(例如，通过尝试多个范围的调整，以查看哪个取得最佳的功率效率)。分析器114还可以将112的高级别设置转换为SVPWM发生器116的低水平配置。分析器114可以向SVPWM发生器116发送调整设置，以产生用于控制所述多个开关来进行脉冲调制的控制信号。

SVPWM发生器116可以生成各自对应于多个AC信号的多个调制周期之一的空间矢量。SVPWM发生器116可通过控制根据SVPWM生成的输出信号(P1，P2，P3和P4)控制PWM放大器120。SVPWM发生器的输出信号180可表示从其中要得到电机驱动信号的PWM波形。

图1示出控制器110的功能框图。当在集成电路中制造时，控制器 110可以包括实现所示功能的电路系统(未示出)。例如，控制器110 可以提供经编程以执行控制器110的脉冲数、频率和/或相位计算的处理器。处理器可具有存储为代码的PWM计算系数，可替换地查找表(“LUT”) 以存储系数。用于处理器的程序代码可以被存储在伴随存储器中。控制器110可进一步包括输入/输出接口，诸如高级外设总线(″APB″)或其他，以与其他组件和设备接口。

PWM放大器120可提供驱动信号到转换器130。PWM放大器120 可以包括一对桥电路，以产生相应的一对驱动信号P1、P2。开关可以被设置为晶体管(例如，MOSFET晶体管)。在一个实施例中，晶体管可以提供电压电源(VDD和地面)和阵列输出P1、P2、P3和P4之间的直接连接。在另一个实施例中，PWM放大器120可以包括过滤器或其它电路，以在提供他们到转换器130之前调节电源电压。放大器的输出P1-P1 信号180可表示控制器100的PWM输出，但处于适于驱动电机190的电压和/或电流水平。

转换器130可以包括振荡器，以从由PWM放大器120供给的脉冲信号产生AC信号。转换器130可以接收以数字形式调制的脉冲信号，并产生近似正弦交流信号的输出信号。在一个实施例中，转换器130可包括基于电感器-电容器(″LC″)的振荡器。转换器130还可以包括隔离设备，以保持电机190和电机驱动器100之间的电隔离。另外，该转换器130可以包括过滤器，以进一步调节递送至电机190的AC信号。在一个实施例中，低通滤波器可以具有频率相关的可变增益特性，以通过改变在转换器130的输入的数字脉冲信号的调制频率而调整AC信号的幅度。

USM电机通常包括三个输入节点(VA，VB，V普通)。在这种实施例中，转换器130可以连接到电机190，使得输入电压Va(其被定义为相关于V普通)可接收第一交流信号(M1)。同样，Vb的输入电压(其被定义为相关于V普通)可以接收第二AC信号(M2)。所述AC信号 M1和M2可近似于正弦波的波形。交流信号M1和M2可具有相对于彼此大约90度的相位偏移，但相位偏移可以根据电机190的性能进行调整，或者作为在电机设置112中的标识或响应于检测器140的反馈信息得到。

检测器140可以测量电机190的操作。例如，检测器140可以测量转换器130的输出端子的电压和/或电流(信号M1，M2)，以确定由电机190所消耗的实际电压和电流。当方便时，检测器140可被接至转换器130的输出端(用于信号M1，M2)或转换器130内的内部节点。在另一个实施例中，检测器140可以直接连接到电机190中的内置电流或电压传感器。

在一个实施例中，检测器140可同时测量转换器130的电压和电流。以这种方式，整个电机驱动器100可以被集成到设备，而无需转换器130 和电机之间和检测器140和电机190之间的单独连接190。然而，其它实施例允许检测器140被连接到电机190，以进行更直接的测量。

考虑在操作中的电机驱动器100。在启动时，电机驱动器100可以接合，并且当合适时可以执行诊断自检。作为启动过程的一部分，控制器110可以读取与它的电机190相关的设置112。SVPWM生成器116 可以导出被应用到PWM放大器120的SVPWM驱动模式，以根据在设置 112中识别的参数诱导转换器130产生适合于电机190的AC信号。控制器110可根据SVPWM驱动模式产生开关控制线路180的控制信号，和转换器130可响应于由PWM放大器120提供的脉冲而产生交流信号。

该检测器140可以监视从电机190和/或控制器130返回的信号。检测器140可产生反馈信号到控制器110，它表示电机190在操作中的参数，这可偏离用来产生电机设置112的预期参数。分析器114还可以将 112的高级别设置转换为SVPWM发生器116的低水平配置。分析器114 可比较反馈信号与表示预期参数的值，并产生表示两者之间差异的数据。响应于由分析仪114提供的差分数据，SVPWM发生器116可以修改其 SVPWM驱动模式。

图2示出根据本发明的另一实施例的示例电机驱动器200。如图1 所示，电机驱动器200可应用作为电机驱动器100。同样，电机驱动器 200可以包括控制器210、PWM放大器220、转换器230和检测器240。在本实施例中，转换器230可由两对或脉冲信号P1和P2，和P3和P4 差分驱动。

根据SVPWM驱动模式，控制器210可控制PWM放大器220产生多个信号(P1，P2，P3和P4)。该转换器230可以转换所述多个信号为多个交流信号(M1和M2)以驱动电机290。控制器210可经由检测器240监视电机驱动器200中的电流或电压，以调整多个信号(P1，P2， P3和P4)和/或多个AC信号(M1和M2)的SVPWM的相位、幅度和/ 或频率。

根据一个实施例，PWM放大器220可以包括多个开关(221a，221b， 222a，222b，223a，223b，224a，224b)，每个使用对应的开关控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)控制。第一组的开关221a、222a、223a、224a可连接其各自的输出端到第一电压源(VDD)。第二组开关221b、222b、223b、224b可连接其各自的输出端到第二电压电源(地)。所述开关可以在H桥配置中提供。开关 221a、221b、222a和222b可差动驱动，这样，当开关驱动输出P1至第一供电电压(例如，开关221a驱动P1至VDD)，对应开关驱动其他输出P2到对方的电源电压(例如，开关222b驱动P2到接地)。同样，开关223a、223b、224a和224b可差分驱动，这样，当开关驱动输出 P3到第一电源电压(例如，开关223a驱动P3至VDD)时，对应开关驱动其他输出P4到对方供给电压(例如，开关224b驱动P4接地)。开关221a、221b、222a、222b、223a、223b、224a、224b可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

任选地，PWM放大器220可以包括连接在电源VDD和GND之间的电容器228和229，其通过相应的开关器222a、222b、224a和224b耦合到放大器的输出端。

信号S1.1可以与

相反或倒置数字状态，使得当信号S1.1接通开关221a时，信号

关闭开关221b，并且当信号S1.1关闭开关221a 时，信号

接通开关221b。信号S1.2可与

相反数字状态。信号S2.1 可与

数字状态相反。信号S2.2可与

数字状态相反。此外，多个信号(P1，P2，P3和P4)可以产生作为对应于每个相应控制信号(S1.1，S1.2，S2.1，S2.2)的数字状态。如所示，开关221a、221b、222a、222b、 223a、223b、224a、224b可被差分驱动，以驱动输出信号P1和P2，以区分电压电平(当P2驱动到接地时，P1至VDD，和反之亦然)，并且还驱动输出信号P3和P4至彼此不同的电压电平(当P3被驱动到接地时，P4到VDD且反之亦然)。通过该配置，控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)可以控制多个信号(P1，P2，P3和 P4)的调制。

控制器210可以生成开关控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)，或者可以产生所述开关控制信号(S1.1，S1.2， S2.1，S2.2)，和反相的开关控制信号(

和

)可以使用逆变器从开关控制信号(S1.1，S1.2，S2.1，S2.2)中产生。

在本实施例中，该转换器230被示为LC振荡器。该转换器230可包括多个电感器(232a、232b、232c、232d)，多个电容器(234a、 234b、234c、234d)以及多个隔离器(236a和236b)。在图2所示的实施例中，隔离器236a、236b被示为基于变压器的隔离器，但本发明的原理适用于其他类型的隔离器，例如，基于电容器的隔离器。

电感器232a、232b、232b、232d和电容器234a、234b、234c、234d可以成对布置以形成各自的过滤器。如图所示，电感器232a和电容器234a可以形成用于信号P1的过滤器，电感器232b和电容器234b 可形成信号P2的过滤器，电感器232c中和电容器234c可以形成用于信号P3的过滤器，和电感232d和电容器234d可形成用于信号P4的过滤器。在转换器230中的过滤器可以被认为是隔离器(236a和236b)的初级侧(输入侧)的过滤器。这样，过滤器输出可以被施加到相应的隔离器236a、236b的相对端。

在图2的实施例中，滤波器可以是低通滤波器。利用这种结构，每个信号(P1，P2，P3，P4)可以从信号(P1，P2，P3，P4)的数字脉冲中从调制谐波过滤、平滑和/或除去噪声。信号(P1，P2，P3，P4)的过滤信号对可以被连接到变压器236a和236b。例如，P1和P2的过滤信号对可以连接到变压器236a的输入端，并P3和P4的过滤信号对可以被连接到变压器236b的输入。根据这样的结构，基于每对信号的平滑模拟信号之间的差异(P1和P2的滤波信号对的差异，P3和P4的滤波对信号的差异)，可生成变压器的输出。

变压器236a的两个输出节点可连接到电机290的输入节点Va和V 普通。变压器236b的两个输出节点可连接到电机290的输入节点Vb和 V普通。

在图2的实施例中，过滤器可以包括带通滤波器、数字滤波器、等等。

图3示出了根据本发明的另一实施例的示例性电机驱动器300。电机驱动器300可以是图1的电机驱动器100的实施方式。同样地，电机驱动器300可以包括控制器310、PWM放大器320、转换器330和检测器340。在本实施例中，转换器330可由两对或脉冲信号，P1和P2，和 P3和P4差分驱动。

根据SVPWM，控制器310可以控制多个PWM放大器320以产生多个信号(P1，P2，P3和P4)。该转换器330可以转换所述多个信号为多个交流信号(M1和M2)以驱动电机390。控制器310可经由检测器 340监视电机驱动器300中的电流或电压。

根据一个实施例，PWM放大器320可以包括多个开关(321a、321b、 322a、322b、323a、323b、324a、324b)，每个控制与对应的开关控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)。此外，一个或多个电容器(328和329)可以连接在供应VDD和GND之间以储存能量。

多个开关(321a、321b、322a、322b、323a、323b、324a、324b) 可以包括多个H桥型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。多个开关(321a、321b、322a、322b、323a、323b、324a、324b)可形成多个分支。例如，切换部321a，321b可串联连接在VDD和GND之间以形成分支，以产生开关321a和321b之间的信号P1。开关322a和322b 可形成分支，以产生信号P2。开关323a和323b可形成分支，以产生信号P3。开关324a和324b可以形成分支，以产生信号P4。

信号S1.1可以与

数字状态相反或倒置，使得当信号S1.1接通开关321a时，信号

断开开关321b，和当信号S1.1关闭开关321a，信号

接通开关321b。信号S1.2可与

数字状态相反。信号S2.1可与

数字状态相反。信号S2.2可与

数字状态相反。通过这样的结构，所述多个开关(321a、321b、322a、322b、323a、323b、324a、324b) 可不造成VDD和GND之间短路。此外，多个信号(P1，P2，P3和P4) 可以产生对应于每个相应控制信号(S1.1，S1.2，S2.1，S2.2)的数字状态。通过这样的结构，控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)可以控制多个信号(P1，P2，P3，和P4)的调制。

控制器310可以产生开关控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

和

该转换器330可包括多个电感器(332a，332b)，以及多个隔离器 (336a和336b)。在本实施例中，隔离器336a，336b可以被直接连接到PWM放大器320电感器332a，332b的可提供为滤波电路上的隔离器 336a，336b的一个次级侧，其可以在一个电压提供过滤的输出域的电机 190，而不是与PWM放大器320的电压域的。

信号对(P1，P2，P3，P4)可以被连接到变压器336a和336b。例如，P1和P2可以连接到隔离器336a的输入端，以及P3和P4可以连接到隔离器336b的输入端。根据这样的结构，基于每对信号之间的差异(P1 和P2的差异，P3和P4的差异)，可以产生隔离器(336a，336b)的输出。

每个所述多个电感器(332a，332b)可形成与相应的变压器(336a， 336b)的输出节点之一串联连接的过滤器。转换器330中的过滤器可以提供作为变压器(336a和336b)的次级侧(输出侧)的过滤器。转换器330中的过滤器可以提供作为由电感器(332a，332b)形成的低通滤波器，具有电机390的节点之间的寄生电容。然而，其他的滤波器配置在转换器330中是可能的。通过这种构造，每个信号(P1，P2，P3，P4) 也可以先转化，然后将变压器(336a，336b)的输出被滤波，以从变压器(336a，336b)的输出中的调制谐波消除和/或去除噪声。

变压器336a的经滤波的输出信号M1可以连接到电机390的输入节点Va和V普通。变压器336b的经滤波的输出信号M2可以连接到电机 390的输入节点Vb和V普通。

在图2和3中所示的设计各有各的优势。在每种情况下，变压器 236a、236b(图2)和336a、336b(图3)可以具有预定升压比，诸如 1：20以及以上。因此，初级侧电流可以在所有情况下比次级端电流要大。在图2的设计中，电感器232a-232d可以被耦合到其相关的变压器236a、 236b的初级侧和可携带比图3的电感器332a、332b的更大电流。在此情况下，电感器232a-232d可以较大的设备以携带相对较大的电流，它们可以具有相对小的电感(通常在μH范围)。在图3的设计中，电感器332a、332b可设置在其相关联的变压器336a、336b的次级侧。电感器 332a、332b可是比图2的对应方携带相对较小的电流的更小设备，和它们可具有相对较大的电感(通常在毫亨的范围)。图2的设计也有相对较大的器件数量，其可影响制造成本和复杂性。因此，图的2设计可以具有比图3的设计制造成本较高，但它可具有更高的效率，因为电感器在变压器的初级侧。因为电路设计者定制本发明的原理以满足他们的个人应用需求，他们可平衡这些性能和复杂性的考虑。

图4A-4D示出了根据本发明实施例的根据SVPWM技术产生的正弦信号的概念模型。图4A示出产生作为转换器130的调制电压AC信号 M1或M2中的理想化正弦信号的一部分。正弦信号被示出为具有周期T_p和已被分割为多个开关周期411-420，每个具有时间Ts。在这个例子中，周期Tp被示为分为10个开关周期411-420，与对应于正弦曲线的正部分的5个开关周期411-415，和5个开关周期416-420对应于正弦曲线的负部分。因此，图4A所示的例子示出″5脉冲″调制方案。

本发明的原理可以被应用到任何顺序脉冲调制方案。例如，本发明的原理适用于1个脉冲的调制方案、3脉冲调制方案和较高阶脉冲调制方案(例如，15脉冲方案)，如以下所讨论。因此，开关周期的数目N和开关周期411-420的时间Ts

可以随着N有所不同，它表示脉冲调制方式的顺序。

周期Tp可最初从电机设置112(图1)来确定，但是可以根据需要由控制器110的操作进行修改。

图4B示出从其得到SVPWM驱动模式的模型的向量空间。正弦曲线的周期Tp由360度的向量空间表示，其填充七个矢量V0-V6。矢量V1-V6 将空间划分为6个部分S0-S5。在操作过程中，指令矢量V*可在矢量空间内旋转，在每个开关间隔411-420之间的离散位置转换。该指令矢量 V*可开始在预定的角度θ_init，并对于每个开关周期，旋转到由θ_new＝θ_current+Δ_θ给出的新角度，其中Δθ＝π/N。指令矢量V*的两个实例示于图4B(V₁*和V₂*)；它们对应于指令矢量V*在两个不同时间的地点。

图4B的示例适合于5个脉冲的调制方案。这说明了指令矢量V*的两个实例V₁*、V2*为位于扇区S0。在这个例子中，命令向量V*将在每个开关周期411-420转动大约36度(Δθ＝π/5)。在不同的实施方式中，具有脉冲调制的不同命令，命令矢量V*在不同Δθ的增量旋转。

对于每个开关周期，指令矢量V*的扇区数为sector_num可以由以下计算：

sector_num＝INT(θ/(π/3))

其中θ表示矢量V*逆时针方向相对于向量V1中的角度，和int(x) 是下舍入数x到下一个最小整数的函数。

如图4C和4D所示，每个开关周期411-420可以被划分成多个调制周期(T₀、T₁、T₂)，用于管理将在各个开关周期中产生的PWM信号。虽然不同的交换时期411-420都有共同的持续时间Ts，调制周期T₀、T₁及T₂的持续时间可以基于每个开关周期411-420的命令向量的位置而不同。

若V*是在扇区0(相邻向量V1和V2之间)，或扇区2，或扇区4，例如，则调制周期T₀、T₁及T₂的持续时间也可以计算如下：

T₂＝T_s×f_m×sin(θ)，

T₁＝T_s×f_m×sin(60°-θ)，和

T₀＝T_s-T₁-T₂

其中θ表示矢量V*的角度，fm表示由指令矢量V*和矢量V1-V6之间的比率来决定的调制因子，其定义其中命令向量V*旋转的向量空间。例如，调制因子可以通过

给出，其中|V|代表矢量V1-V6的大小。

若V*是在扇区1(相邻向量V3和V2之间)，或扇区3，或扇区5，例如，则调制周期T₀、T₁及T₂的持续时间也可以计算如下：

T₁＝T_s×f_m×sin(θ)，

T₂＝T_s×f_m×sin(60°-θ)，和

T₀＝T_s-T₁-T₂，

这里，再次，θ表示矢量V*的角度，fm表示由指令矢量V*和矢量V1-V6 之间的比率来决定的调制因子，其定义其中命令向量V*旋转的向量空间。

当指令矢量V*具有图4B所示的位置V1*时，图4C示出可使用的调制周期T₀、T₁及T₂。当指令矢量V*具有图4B中所示的位置V2*时，图4D 示出可使用的调制周期T₀、T₁及T₂。再次，调制周期的持续时间T₀、T₁及T₂可基于命令向量在扇区内的位置而变化，这将根据用于产生正弦曲线的脉冲顺序的不同而变化。

开关控制信号可以从调制时段T₀、T₁及T₂衍生，以产生对应于每个开关周期411-420所需正弦曲线的区段的PWM信号。示例性的PWM信号 PWM1和PWM2示于图4C和4D，用于其中示出的调制周期。这些PWM 信号可以施加到前述实施例的转换器130、230与330的输入。所述SVPWM 产生器116、216、316可产生开关控制信号(例如，信号S1.1和S1.2或信号S2.1和S2.2)，以产生在转换器130，230，330的输入的这些PWM 信号。

图5示出了根据本发明实施例的信号时序图500的示例性调制波形。

如图5所示，开关控制信号(S1.1，S1.2，S2.1，S2.2)根据以上所示的SVM计算进行调制，用于多个不同的开关周期方案，1脉冲至15脉冲方案。也就是说，对于交流信号M1和M2的每个1/2周期，开关控制信号(S1.1，S1.2，S2.1，S2.2)可以各自具有1个切换/调制脉冲/周期或多个脉冲/周期(具有相同或不同时期的持续时间)。在这里图5中的1 至15个脉冲方案仅示出了一些可能的SVM调制方案，但电机驱动器的配置可以不限于1至15个脉冲方案。其它方案是可能的，诸如偶数脉冲数方案。

然而，由于较高数量的脉冲可具有更高的开关/调制频率用于电机驱动器的硬件，具有尽可能低的脉冲数目也可是更高效率和成本效益的，其为交流信号M1和M2产生足够的正弦波形。例如，SVM调制的5脉冲方案可以足以为交流信号M1和M2产生低噪声正弦波形，而不需要显著增大电机驱动中的调制频率。

此外，电机驱动器可以被实现为具有多个不同的脉冲模式，和/或根据需要能够从不同的脉冲模式切换(例如，从5脉冲模式改变到7脉冲模式)。当电机驱动器需要补偿电机驱动器的幅度倍增的变化时，该操作可以例如进行。

由于电机和电路的老化，该电路的谐振频率可以改变，因此可导致电压幅度倍增(从输入到转换器130的输出)来改变。此外，不同的电机可以具有不同的输入电压要求。较高的开关/调制频率可以增加电压幅度倍增，和降低开关/调制频率可以降低电压幅度倍增。因此，电机驱动器可以通过根据需要调节改变至不同的脉冲模式而调制和补偿随时间的电压幅度倍增。

通过这样的结构，电机驱动器可以不需要额外的复杂的硬件，以补偿电压幅度倍增的变化，并且还可以容纳不同电机输入的电压电平的要求。

电机驱动器按上图所示可具有很好的性能，并且可以支持多个脉冲数模式(

)，宽且准确的输出频率范围(

10Hz的分辨率)，宽且准确的输出相位范围(

1度分辨率)和高电压振幅的正弦输出。为了支持高输出频率(＞50kHz的)和高脉冲数(＞10脉冲/周期)，可在PWM放大器120中提供高速(支持高达3MHz的开关频率)SVPWM发生器116、高效率(＞90％)，高速(最高3MHz开关频率)切换设备。所述SVPWM发生器116可被优化以提高其操作速率，例如通过使用的LUT来存储预先计算的系数。

此外，电机驱动器可具有通过使用检测器(140)检测所述电机的功率因数变化而测量USM电机的共振频率变化的能力，例如测量在转换器 (130)和/或功能电机(190)的电压和电流之间的相位。

电机驱动器(100)的一个或多个组件可以被集成到一个或多个半导体芯片或管芯。

图2和3的控制器可以根据上述原理工作。

图6示出了根据本发明实施例的示例性方法600。在框610中，控制器可以产生多个矢量，每个用于多个交流信号(M1和M2)的每个。在块 620中，控制器可以根据计算出的矢量调节开关控制信号(S1.1，

S1.2，

S2.1，

S2.2，和

)，以在开关产生信号(P1，P2， P3，P4)。在框630中，转换器可以将所调制的信号(P1，P2，P3，P4) 转换成交流信号(M1和M2)。在框640，检测器可以测量在转换器或电机的功率测量。这些测量然后反馈到控制器，其可以调节开关控制信号的矢量和调制的产生。在框650中，控制器可基于所述调整修改多个向量，每个用于多个交流信号(M1和M2)的每个，用于在块620的调制。

虽然本公开已经描述了参考几个示例性的实施方案，应当理解，已经使用的词语是描述词语和说明的目的，而不是限制性的词语。可在所附权利要求的范围内进行变化，如目前所陈述和修正的，而不背离公开在其方面的范围和精神。虽然本公开已经参考特定的装置、材料和实施例描述，本公开并非旨在限于公开的细节；而本公开扩展到所有功能上等同的结构、方法和用途，如在所附权利要求的范围之内。

本说明书描述可能在具体实施例中实现参考特定标准和协议的组件和功能，本公开并不限于这些标准和协议。这些标准是由具有基本上相同功能的更快或更高效的等同物周期性地取代。因此，替代的标准和具有相同或类似功能的协议被认为是其等同物。

本文中所描述的实施例的说明旨在提供对各种实施例的一般理解。该说明并不旨在作为利用本文所描述的结构或方法的设备和系统的所有元件和特征的完整描述。一旦阅读本公开，许多其他的实施例可以对于本领域技术人员是显而易见的。其他实施例可以被利用并从本公开得到，使得结构和逻辑替换和改变可以在不脱离本公开的范围的情况进行。此外，该图示是仅仅是代表性的并且可以不按比例绘制。插图内的某些比例可能被放大，而其他比例可能被最小化。因此，本公开和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

本公开的一个或多个实施例可在本文单独地和/或共同由术语″发明″称为，仅仅是为了方便，不打算主动限制本申请的范围到任意特定的披露或本发明的概念。此外，尽管具体的实施方案已被说明和描述，但是应该理解的是，设计成实现相同或类似目的的任何随后的布置可以替代所示的具体实施例。本公开内容旨在涵盖任何及所有的后续的修改或各种实施例的变型。一旦阅读说明书本领域，本文未具体描述的上述实施例的组合和其它实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。

另外，在前面的详细描述中，各种特征可以组合在一起或者在单个实施例，用于简化本公开的目的描述。本公开不应当被解释为反映要求保护的实施例需要更多的特征比中明确陈述的每个权利要求的意图。相反，如以下权利要求所反映的，发明主题可以指向少于任何公开的实施方案的所有特征。因此，以下的权利要求被结合到详细说明中，每个权利要求基于其本身为限定单独要求保护的主题。

上述公开的主题应被认为是说明性的，而不是限制性的，并且所附权利要求旨在覆盖所有这些修改，增强和其它落在本发明的真正精神和范围内的实施例。因此，在法律所允许的最大程度，本公开的范围是由以下权利要求及其等同物的最宽可允许解释来确定，并且不应被限制或限于前面的详细描述。

Claims

1.一种电机驱动器，包括：

空间矢量调制器，根据空间矢量脉宽调制技术产生多个驱动信号；

转换器，转换驱动信号到交流信号，所述交流信号被施加到电机；

检测器，测量施加有所述交流信号的电机的消耗量；和

控制器，

初始地根据用于电机的初始的基准设置向所述空间矢量调制器生成控制信号，使得驱动信号初始地根据用于电机的初始的基准设置生成，

根据对电机的所测量消耗量、消耗量的历史以及分析结果的历史的分析而修正电机的基准设置，并且

根据空间矢量脉宽调制技术，使用电机的修正的基准设置，调整提供给空间矢量调制器的控制信号，以调整由所述转换器从驱动信号产生的交流信号的特性。

2.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中，所述特性是所述交流信号的频率、振幅或相位角之一。

3.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中，所述空间矢量调制器包括H桥配置中的多个晶体管开关。

4.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中，所述空间矢量调制器包括H桥配置中的多个MOSFET。

5.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中，所述控制器产生空间矢量，每个空间矢量对应于多个交流信号的多个调制周期中的一个。

6.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中所述转换器包括一对振荡器，每一个振荡器由一对驱动信号驱动。

7.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中所述转换器包括隔离器。

8.根据权利要求7所述的电机驱动器，其中，所述转换器还包括设置在所述隔离器的初级侧的低通滤波器。

9.根据权利要求7所述的电机驱动器，其中，所述转换器还包括设置在所述隔离器的第二侧的低通滤波器。

10.根据权利要求1所述的电机驱动器，其中所述转换器包括滤波器。

11.如权利要求1所述的电机驱动器，其中，控制器比较检测器的测量电压和预定的基准设置以进行调整。

12.一种控制电机驱动器的方法，包括：

根据空间矢量脉宽调制技术，产生多个驱动信号，驱动信号初始根据用于电机的初始的基准设置生成，

转换驱动信号到第一交流信号，所述交流信号被施加到电机，

测量施加有第一交流信号的电机的消耗量，

根据对电机的所测量消耗量、消耗量的历史以及分析结果的历史的分析而修正电机的基准设置，

根据空间矢量脉宽调制技术，使用电机的修正的基准设置，产生一组新的驱动信号，并

转换驱动信号到第二交流信号。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述驱动信号由一对H桥电路产生。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，所述转换包括由一对驱动信号驱动一对振荡器。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述转换包括产生隔离器两端的交流信号。

16.根据权利要求12所述的方法，其中，所述转换包括由设置在隔离器的初级侧的低通滤波器进行滤波。

17.根据权利要求12所述的方法，其中，所述转换包括由设置在隔离器的第二侧的低通滤波器进行滤波。

18.根据权利要求12所述的方法，其中，所述转换包括滤波。

19.根据权利要求12所述的方法，其中，所述修正包括比较测量的消耗量和预定的基准设置以进行调整。