WO2018056786A1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2018056786A1
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cqi
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박해욱
김형태
박종현
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엘지전자(주)
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    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection

Definitions

  • multiple aptenna systems e.g., 2D AAS, 3D multi-input multi-output (3D-MIMO) system with a massive antenna port.
  • a method of transmitting and receiving channel state information in a wireless communication system is proposed.
  • An aspect of the present invention provides a method for a user equipment (UE) to report channel state information (CSI) in a wireless communication system, the channel state information being referred to from a base station through multiple antenna ports.
  • UE user equipment
  • CSI channel state information
  • the CSI includes selection information indicating a plurality of codewords used to generate a precoding matrix in a codebook for reporting the CSI, wherein power coefficients and phases are present in each of the plurality of codewords.
  • the precoding matrix is generated based on a linear combination of the power coefficient and a plurality of codewords to which the phase coefficient is applied, and indicates the selection information and the power coefficient.
  • the CSI includes a rank indicat ion (RI)", and the information indicating the power factor may be transmitted at the same CSI reporting instance as the RI.
  • RI rank indicat ion
  • the CSI is a precoding matrix indicator (PMI)
  • the second PMI may be subsampled and transmitted in 4 bits.
  • the precoding matrix is composed of a first precoding vector for a first layer and a second precoding vector for a second layer, and the first precoding vector is a first polarization.
  • the first precoding vector is a first polarization.
  • the value of the phase coefficient applied to the word may be predefined.
  • a value of a phase coefficient applied to the second codeword, the third codeword, the fourth codeword, the sixth codeword, the seventh codeword, and the eighth codeword is determined by the second PMI. Can be determined by.
  • the value of the phase coefficient applied to the second codeword may be determined by the second PMC within ⁇ l, -l, j, -j ⁇ .
  • the value of the phase coefficient applied to the third codeword may be determined by the second PMI within ⁇ l, j ⁇ .
  • the value of the phase coefficient applied to the fourth codeword and the eighth codeword may be determined based on the value of the phase coefficient applied to the third codeword and the seventh codeword.
  • the value of the phase coefficient applied to the seven codewords may be equal to the value of -1 multiplied by the value of the phase coefficient applied to the third codeword, respectively.
  • the CSI may be transmitted through PUCCH (Physical Uplink Control Channel) format 2 / 2a / 2b.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • a more precise beam may be generated by more accurately reflecting a multipath channel between a terminal and a base station in a wireless communication system supporting a multiple antenna system.
  • feedback overhead of channel state information may be reduced in a wireless communication system supporting a multiple antenna system.
  • channel state information may be fed back using a previously defined PUCCH format without defining a new PUCCH format.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 5 shows an example of a form in which PUCCH formats are mapped to a PUCCH region of an uplink physical resource block in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 6 shows a structure of a CQI channel in the case of a normal CP in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 7 shows a structure of an ACK / NACK channel in case of a normal CP in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 illustrates constellation mapping of ACK / NACK and SR for PUCCH format 1 / la / lb in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 12 is a diagram for describing resource mapping of encoded bits according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 13 illustrates a proof read-mueller in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 16 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 17 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating the configuration of a codebook in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 19 illustrates second beam selection according to an embodiment of the present invention. A diagram illustrating a subsampling method for this.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a subsampling method for second beam selection according to an embodiment of the present invention.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (AP).
  • the terminal 'terminal' may be fixed or mobile, user equipment (UE), mobile station (MS), user terminal (UT), mobile subscriber station (MSS), subscriber station (SS), AS ( Advanced Mobile Station (T), Wireless Terminal (T), Machine-Type Communication (MTC) Device, Machine-to-Machine (M2M) Device, Device-to-Device (D2D) Device, etc.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents.
  • all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document. For clarity, the following description focuses on 3GPP LTE / LTE-A, but the technical features of the present invention are not limited thereto.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken to transmit one subframe is called transmission time interval (interval ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • 3GPP LTE is for representing the symbol period of OFDMA # ⁇ ⁇ - ⁇ . ⁇ OFDM symbol in downlink.
  • An OFDM symbol can be referred to as one SC— FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, downlink pilot time slot (DwPTS), guard period (GP), and uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' denotes a subframe for downlink transmission
  • 'S' represents a special subframe consisting of three fields, DwPTS, GP, and UpPTS.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • the uplink-downlink configuration can be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink allocation state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information is a kind of downlink control information and may be transmitted through PDCCH (Physical Downl Ink Control Channel) in the same manner as other scheduling information, and all terminals in a cell through broadcast channel as broadcast information. May be transmitted in common.
  • Table 2 illustrates the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • the structure of the radio frame is only one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of resource blocks included in the downlink slot N A DL is It depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical Hybrid (ARQ Indicator Channel).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • ARQ Indicator Channel Physical Hybrid
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink and a PHQ for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • DCI downlink control information
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (TX) power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL—Downlink Shared Channel (SCH) (also called a downlink grant) and UL-SCH (Uplink Shared).
  • Channel resource allocation information also called uplink grant
  • paging information in a paging channel (PCH) paging information in a paging channel (PCH)
  • system information in a DL—SCH random access response transmitted in a PDSCH
  • Resource allocation for the same upper-layer control message a set of transmission power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, and activation of voice over IP (VoIP) may be carried.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a set of one or a plurality of consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE is referred to a plurality of resource element groups.
  • the number of bits of the PDCCH and the available PDCCH is determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-R TI random access-NTI
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the data area is allocated PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) ° 1 carrying ⁇ ⁇ -data.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There are RSs for obtaining channel state information (CSI) and RSs used for data demodulation. Since the former is intended for the UE to acquire the downlink CSI, it should be transmitted over a wide band and should be able to receive a UE that does not receive the downlink data in a specific subframe. In addition, the RS it is also used for such as RRM (Radio Resource Management) such as determination of handover. The latter is an RS sent together in a corresponding subframe when the base station sends downlink data, and the UE can estimate the channel and demodulate the data by receiving the RS. This RS must be transmitted in the band in which data is transmitted.
  • RRM Radio Resource Management
  • CSI-RS for CSI measurement for Suntec, such as Modulation and Coding Scheme (MCS), Precoding Matrix Indicator (PMI), and DM-RS for data demodulation Separated by (Demodulation—RS), two RSs were added.
  • MCS Modulation and Coding Scheme
  • PMI Precoding Matrix Indicator
  • DM-RS data demodulation Separated by
  • the CSI-RS Since the CSI-RS is not used for data demodulation, it does not need to be transmitted every subframe. Therefore, to reduce the overhead of the CS RS, it is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • the uplink control information (UCI) transmitted through the PUCCH may include the following scheduling request (SR), HARQ ACK / NACK information, and downlink channel measurement information.
  • SR scheduling request
  • HARQ ACK / NACK information HARQ ACK / NACK information
  • downlink channel measurement information HARQ ACK / NACK information
  • SR Service Request: Information used to request an uplink UL-SCH resource. It is transmitted using OOK (On-off Keying) method.
  • the CSI may include at least one of a channel quality indicator (CQI), a rank indicator (RI), a precoding matrix indicator (PMI), and a precoding type indicator ( ⁇ ). 20 bits are used per subframe.
  • CQI channel quality indicator
  • RI rank indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • ⁇ precoding type indicator
  • HARQ ACK / NACK information may be generated according to whether the decoding of the downlink data packet on the PDSCH is successful.
  • 1 bit is transmitted as ACK / NACK information for downlink single codeword transmission
  • 2 bits are transmitted as ACK / NACK information for downlink 2 codeword transmission.
  • Channel measurement information refers to feedback information related to the Multiple Input Multiple Output (MIMO) technique, including channel quality indicator (CQI), precoding matrix index (PMI) and tank indicator. (RI: Rank Indicator) 1: It may be included. These channel measurement information may be collectively expressed as CQI.
  • PUCCH can be modulated using Binary Phase Shift Keying (BPSK)! "Quadrature Phase Shift Keying (QPSK).
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • Control information of a plurality of terminals can be transmitted through PUCCH, and the signals of the respective terminals can be distinguished.
  • CDM code division multiplexing
  • a length 12 constant amplitude zero autocorrelation (CAZAC) sequence is mainly used. Since the CAZAC source has a characteristic of maintaining a constant amplitude in the time domain and frequency domain, the coverage is reduced by reducing the Peak-Average Power Ratio (PAPR) or the Cubic Metric (CM) of the terminal. It has a suitable property to increase.
  • PAPR Peak-Average Power Ratio
  • CM Cubic Metric
  • ACK / NACK information for downlink data transmission transmitted through the PUCCH is covered using an orthogonal sequence (OC) or an orthogon
  • control information transmitted on the PUCCH can be distinguished using a cyclic shifted sequence (cyclic shift) sequence of different cyclic shift (CS) values.
  • a cyclically shifted sequence can be generated by cyclically shifting a base sequence (base. Sequence) by a specific cyclic shift amount.
  • the specific CS amount is indicated by the cyclic shift index (CS index).
  • the number of cyclic shifts available may vary depending on the delay spread of the channel.
  • Various kinds of sequences may be used as the base sequence, and the above-described CAZAC sequence is one example.
  • the amount of control information that the UE can transmit in one subframe is based on the number of SC-FDMA symbols available for transmission of control information (that is, RS transmission for coherent detection of PUCCH). SC-FDMA symbols except for the SC-FDMA symbol used).
  • PUCCH format 1 is used for single transmission of SRs. In the case of SR transmission alone, an unmodulated waveform is applied, which will be described later in detail.
  • PUCCH format la or lb is used for transmission of HARQ ACK / NACK.
  • PUCCH format la or lb may be used.
  • HARQ ACK / NACK and SR may be transmitted in the same subframe using PUCCH format la or lb.
  • PUCCH for 2 is used for transmission of CQI
  • PUCCH format 2a or 2b is used for transmission of CQI and HARQ ACK / NACK.
  • the extended CP it may be used for transmission of the PUCCH format CQI and HARQ ACK / NACK.
  • PUCCH format 3 is used to carry 48 bits of encoded UCI.
  • PUCCH format .3 may carry HARQ ACK / NACK for a plurality of serving cells, SR (if present), and CSI report for one serving cell.
  • N_RB A UL indicates the number of resource blocks in uplink
  • 0, 1, ..., N_RB A UL-1 means a number of physical resource blocks.
  • the PUCCH is mapped to both edges of the uplink frequency block.
  • the number of PUCCH RBs available by PUCCH format 2 / 2a / 2b (N_RB A (2)) may be indicated to terminals in a cell by broadcasting signaling.
  • the reporting period of the channel measurement feedback (hereinafter, collectively referred to as CQI information) and the frequency unit (or frequency resolution) to be measured can be controlled by the base station.
  • CQI reporting may be supported PUCCH format 2 may be used only for periodic reporting and PUSCH may be used for aperiodic reporting
  • the base station uses a separate CQI for resources scheduled for uplink data transmission to the UE.
  • the report can be sent and sent.
  • 6 shows a structure of a CQI channel in the case of a normal CP in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • SC-FDMA symbols 0 to 6 of one slot SC-FDMA symbols 1 and 5 (second and sixth symbols) are used for demodulation reference signal (DMRS) transmission, and in the remaining SC-FD A symbols. CQI information may be transmitted. Meanwhile, in the case of an extended CP, one SC-FDMA symbol (SC-FDMA symbol 3) is used for DMRS transmission.
  • SC-FDMA symbol 3 SC-FDMA symbol 3
  • PUCCH format 2 / 2a / 2b modulation by a CAZAC sequence is supported, and a QPSK modulated symbol is multiplied by a length 12 CAZAC sequence.
  • the cyclic shift (CS) of the sequence is changed between symbol and slot. Orthogonal covering is used for DMRS.
  • DMRS Reference signal
  • CQI information is carried on the remaining five SC-FDMA symbols.
  • Two RSs are used in one slot to support a high speed terminal.
  • each terminal is distinguished using a cyclic shift (CS) sequence.
  • CS cyclic shift
  • the CQI information symbols are modulated and transmitted throughout the SC-FDMA symbol, and the SC-FDMA symbol is composed of one sequence. That is, the terminal modulates and transmits CQI in each sequence.
  • Ten CQI information bits are channel coded with a 1/2 rate punctured (20, k) Reed-Muller (RM) code to generate 20 coded bits 7 ⁇ . Coded bits are scrambled prior to QPSK constellation mapping (with 31 length Gold sequence) Similar to PUSH data being scrambled).
  • RM Reed-Muller
  • the number of symbols that can be transmitted in one TTI is 10, and modulation of CQI information is determined up to QPSK.
  • QPSK mapping is used for an SC-FDMA symbol, a 2-bit CQI value may be carried, and thus a 10-bit CQI value may be loaded in one slot. Therefore, a CQI value of up to 20 bits can be loaded in one subframe.
  • a frequency domain spread code is used to spread the CQI information in the frequency domain.
  • a frequency-domain spread code may use a CAZAC sequence of length -12 (eg, ZC sequence).
  • Each control channel may be distinguished by applying a CAZAC sequence having different cyclic shift values.
  • IFFT is performed on the frequency domain spread CQI information.
  • the UE may be semi-statically configured by higher layer signaling to periodically report different CQI, PMI, and RI types on the PUCCH resource "PUCCH T " PUCCH T "PUCCH) S-directed PUCCH resource. . here ,
  • the PUCCH resource index (“PUCCH”) is information indicating a PUCCH region used for PUCCH 1 1 2 / 2a / 2b transmission and a cyclic shift (CS) value to be used.
  • the modulated symbol is multiply multiplied by a length 12 CAZAC sequence.
  • y (o),. .., ⁇ y (Nl) symbols can be called block of symbols.
  • a Hadamard sequence of length 4 is used for general ACK / NACK information, and a Discrete Fourier Transform (DFT) sequence of length 3 is used for shortened ACK / NACK information and a reference signal.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • a Hadamard sequence of length 2 is used for the reference signal in the case of an extended CP. .
  • FIG. 7 shows a structure of an ACK / NACK channel in case of a normal CP in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a reference signal is carried on three consecutive SC-FDMA symbols in the middle of seven SC-FDMA symbol increments included in one slot, and an ACK / NACK signal is carried on the remaining four SC-FDMA symbols.
  • RS may be carried on two consecutive symbols in the middle.
  • the number and position of symbols used for RS may vary depending on the control channel, and the number and position of symbols used for ACK / NACK signals associated therewith may also Subject to change.
  • 1 bit and 2 bit acknowledgment information may be represented by one HARQ ACK / NACK modulation symbol using BPSK and QPSK modulation techniques, respectively.
  • the acknowledgment (ACK) may be encoded as '1'
  • the negative acknowledgment (NACK) may be encoded as '0'.
  • one BPSK / QPSK modulation symbol is transmitted on each SC-FDMA data symbol by applying a cyclic time shift of a length 12 base RS sequence prior to OFDM modulation (ie, frequency domain CDM).
  • two-dimensional spreading is applied to increase the multiplexing capacity. That is, frequency domain spreading and time domain spreading are simultaneously applied to increase the number of terminals or control channels that can be multiplexed.
  • Zadof f-Chu (ZC) sequence which is one of the CAZAC sequences, may be used.
  • ZC sequence different cyclic shifts (CSs) are applied to a ZC sequence, which is a basic sequence, so that multiplexing of different terminals or different control channels may be applied.
  • the number of CS resources supported in an SC-FDMA symbol for PUCCH RBs for HARQ ACK / NACK transmission is set by a cell-specific higher-layer signaling parameter (A_shift A PUCCH).
  • the frequency domain spread ACK / NACK signal is spread in the time domain using an orthogonal spreading code.
  • an orthogonal spreading code a Walsh-Hadamard sequence or a DF sequence may be used.
  • ACK / NACK The signal can be spread using orthogonal sequences of length 4 (wO, wl, w2, W3) for 4 symbols.
  • RS is also spread through an orthogonal sequence of length 3 or length 2. This is called orthogonal covering (OC).
  • a plurality of terminals may be multiplexed using a code division multiplexing (CDM) scheme using the CS resource in the frequency domain and the OC resource in the time domain as described above. That is, ACK / NACK information and RS of a large number of terminals may be multiplexed on the same PUCCH RB.
  • CDM code division multiplexing
  • the number of spreading codes supported for ACK / NACK information is limited by the number of RS symbols. That is, since the number of RS transmission SC-FDMA symbols is smaller than the number of ACK / NACK information transmission SC-FDMA symbols, the RS has a smaller capacity than the multiplexing capacity of ACK / NACK information.
  • ACK / NACK information may be transmitted in four symbols.
  • three orthogonal spreading codes are used instead of four, which means that the number of RS transmission symbols is three. This is because only three orthogonal spreading codes can be used for the RS.
  • the scheduling request is transmitted in such a way that the terminal requests or does not request to be scheduled.
  • the SR channel reuses the ACK / NACK channel structure in the PUCCH format la / lb and is configured in an on-off keying (OOK) scheme based on the ACK / NACK channel design. Reference signals are not transmitted on SR channels. Accordingly, a sequence of length 7 is used for a general CP, and a sequence of length 6 is used for an extended CP. Different cyclic shifts or orthogonal covers may be assigned for SR and ACK / NACK. That is, for positive SR transmission, the UE transmits HARQ ACK / NACK through a resource allocated for SR. For negative SR transmission, the UE transmits HARQ ACK / NACK through a resource allocated for ACK / NACK.
  • Simultaneous transmission of the HARQ ACK / NACK and the CQ process of the UE may be performed by UE specific higher layer signaling. If simultaneous transmission is not possible, the UE needs to transmit HARQ ACK / NACK on the PUCCH in the same subframe as the subframe in which the CQI report is configured. At this time, the CQI is dropped and only HARQ ACK / NACK is transmitted using the PUCCH format la / lb. CQI and 1 or 2- in a subframe where the ⁇ scheduler allowed simultaneous transmission of CQI and HARQ ACK / NACK from the UE. Bit ACK / NACK information needs to be multiplexed within the same PUCCH RB. As a result, it is possible to maintain low cubic metric single carrier characteristics of the signal. In the case of a normal CP and an extended CP, the way to achieve this is different.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating constellation mapping of HARQ ACK / NACK for a general CP in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the ACK / NACK bit (unscrambled) is BPSK / QPSK modulated as illustrated in FIG. .
  • dHARQ a single HARQ ACK / NACK modulation symbol
  • the ACK is encoded as binary '1' and the NACK is encoded as binary '0'.
  • a single HARQ ACK / NACK modulation symbol (dHARQ) is then used to modulate a second RS symbol (SC-FDMA symbol 5) in each CQI slot. That is, ACK / NACK is signaled using RS.
  • modulation mapping results in NACK (or NACK, NACK in the case of two downlink MIMO codewords) mapped to +1, resulting in the UE failing to detect a downlink grant on the PDCCH. If it is neither an ACK nor a NACK as in the case (referred to as Discontinuous Transmission (DTX)), a basic NACK is transmitted. In other words, DTX (no RS modulation) is interpreted by the eNB as a NACK triggering downlink retransmission.
  • DTX no RS modulation
  • the ACK / NACK is joint encoded to generate one read-mother (RM) based block code 20 (kCQI + kA / N).
  • the 20 bit codeword is transmitted on the PUCCH using the CQI channel structure of FIG.
  • FIG. 10 illustrates multiplexing of SR and ACK / NACK in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the UE when the SR signal and the ACK / NACK signal are generated in the same subframe, the UE transmits the ACK / NACK on the allocated SR PUCCH resource in the case of a positive SR, or a negative SR.
  • ACK / NACK PUCCH 3 ⁇ 4 ⁇ transmits ACK / NACK.
  • FIG. 11 illustrates constellation mapping of ACK / NACK and SR for PUCCH format 1 / la / lb in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • TDD time division multiplexing
  • the UE can receive PDSCHs for multiple subframes, the UE can feed back HARQ ACK / NACK for the multiple PDSCHs to the eNB.
  • HARQ ACK / NACK transmission for TDD There are two types:
  • PUCCH format 3 is introduced to transmit up to 21 bits of UCI (A / N and SR) bits. In a situation of general CP of PUCCH format 3, 48 bits of coded bits 7 ⁇ may be transmitted.
  • the UE is configured to feed back different CSI components (CQI, PMI, PTI and / or RI) semi-statically periodically by the upper layer on the PUCCH using the reporting mode defined in Table 7 below.
  • CQI, PMI, PTI and / or RI CSI components
  • Table 7 illustrates the CQI and PMI feedback types for the PUCCH CSI reporting mode.
  • Transmission Mode 1 Mode 1-0, 2-0 Transmission Mode 2: Mode 1-0, 2-0 Transmission Mode 3: Mode 1-0, 2-0 Transmission Mode 4: Mode 1-1, 2-1 Transmission Mode 5: Mode 1-1, 2-1 Transmission Mode 6: Mode 1-1, 2-1 Transmission Mode 7: Mode 1-0, 2-0 Transmission Mode 8: If the terminal is set to transmit PMI / RI, mode 1-1, 2-1; Mode 1-0, 2-0 when the terminal is set to not report PMI / RI Mode 9: If the terminal is set to report PMI / RI and the number of CSI-RS ports exceeds 1, mode 1— 1, 2-1; If the UE is configured not to report PMI / RI and the number of CSI-RS ports is 1, modes 1-0 and 2-0 Table 8 exemplify a transmission mode. Table 8
  • PBCH physical C 7 physical broadcast channels
  • Non—MBSFN Non-MBSFN: on Multicast Broadcast
  • Subframe If the number of PBCH antenna ports is 1, then a single antenna port, port 0 is used, otherwise transmit diversity.
  • MBSFN subframe single antenna port, port 7, up to 8 layer transmission, port that 14
  • the periodic CSI reporting mode for each serving cell is set by higher layer signaling.
  • CSI_reporting_mode is set to sub-mode 1 or sub-mode 2 through higher layer signaling.
  • CQI reporting in a particular subframe of a particular serving cell is performed using the bandwidth portion (BP (bandwidth part) or channel quality for a particular portion or portion (s) of the bandwidth of a serving seal, described as BPs BP is an index that increases in frequency in order of increasing frequency, starting at the lowest frequency.
  • the system bandwidth given by N ⁇ can be divided into N subbands, where ⁇ /: "subbands have size k . If [ ⁇ 3 ⁇ 4 1- R D B L / ⁇ > 0, the size of one of the subbands is / R D B L- ⁇ V R D B L J.
  • N_j depends on k J / J
  • a single subband is selected. Where I 11.
  • Table 9 illustrates the subband size (k), bandwidth portions ('J), and downlink system bandwidth. Table 9
  • the following CQI / PMI and RI report types have separate periods and support the PUCCH CSI report mode.
  • Type 1 reporting supports UE-selected subband feedback.
  • Type la reporting supports subband CQI and W2 (ie, second PMI) feedback.
  • Type 2b Type 2b reporting support wideband CQI and PMI feedback.
  • Type 2a reporting supports wideband PMI feedback.
  • Type 3 reporting supports RI feedback.
  • Type 4 reporting supports wideband CQI.
  • Type 6 reporting supports RI and PTI feedback.
  • Type 7 reporting includes CRI (CSI-RS Resource Indicator) and . Support RI feedback.
  • Type 8 reporting supports CRI, RI and wideband PMI feedback.
  • Type 10 reporting supports CRI feedback.
  • the period Npd (in subframes) and offset (in subframes) for CQI / PMI reporting are determined based on the parameter 'cqi-pmi-eonfiglndex- ().
  • Configlndex 1 ( ⁇ ).
  • Cqi -pmi -Conf iglndex 'and' ri-Configlndex 1 are both set by higher layer signaling.
  • the relative reporting offset N OF J "for the RI is determined from the set ⁇ 0 ' ⁇ 1 '... '-( ⁇ —.
  • the parameter' cqi -pmi -Conf iglndex 'and 1 ri-Conf iglndex' are CQI / PMI and RI, respectively Corresponding to the period and relative reporting offset for subframe set 1, 'cqi-pmi-Conf iglndex2' and 'ri -Conf iglndex2', respectively, in CQI / PMI and RI periods and subframe set 2. Corresponds to the relative reporting offset.
  • the subframe through which the wideband CQI / PMI report is transmitted is defined as in Equation 1 below.
  • n_f is the system frame number
  • n _s denotes a slot number within a radio frame.
  • the reporting interval of the RI report is an M_RI integer multiple of N pd, and a subframe in which the RI report is transmitted is defined as in Equation 2 below. [Equation 2]
  • the relative offsets N_OFFSET, RI and period M_RI for RI reporting are determined by higher layer parameters. Is determined.
  • the subframe through which the wideband CQI / PMI and subband CQI reports are transmitted is defined as in Equation 3 below.
  • the remaining J * K report instance is added to consecutive subband CQI reports on K full cycles of BPs. Used. However, if the interval between two consecutive wideband CQI / PMI reports is less than the J * K reporting instance due to a system frame number transition to 0, then the UE will in this case have two wideband CQI / wideband PMIs. (Or Wideband CQI / Broadband Second PMI Report for Transmission Mode 9) Incremental Do not transmit the remaining subband CQI report that was not sent before. The entire cycle of each BP is increased from BP 0 to BP J-1. The parameter K is set by higher layer signaling. When the most recently transmitted PTI is 0, the wideband first PMI report has a period H ' ' N P d , and the reported subframe is defined as in Equation 5 below.
  • H ′ is signaled by the higher layer.
  • a system based on an active antenna can dynamically adjust the gain of the antenna element by applying an additive value to an active element (eg, an amplifier) attached (or embedded) to each antenna element. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement, such as the number of antenna elements, antenna spacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level.
  • an active element eg, an amplifier
  • M is the number of antenna elements with the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (i.e., antenna elements with + 45 ° slope ( s i an t) in each column). Number or number of antenna elements with -45 ° slant in each column).
  • N represents the number of columns in the horizontal direction (ie, the number of antenna elements in the horizontal direction).
  • Antenna 4 may be mapped to a physical antenna element.
  • the antenna port may be defined by a reference signal associated with a corresponding antenna port.
  • Antenna Port 0 may be associated with a Cell-specific Reference Signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a Positioning Reference Signal (PRS).
  • CRS Cell-specific Reference Signal
  • PRS Positioning Reference Signal
  • antenna port 0 may be mapped to one physical antenna element, while antenna port 1 may be mapped to another physical antenna element. In this case, two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • MIMO precoding of the data stream may go through antenna port virtualization, transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU) virtualization, antenna element pattern.
  • TXRU transceiver unit
  • M_TXRU TXRUs are associated with M antenna elements consisting of a single column antenna array with the same polarization.
  • TXRU virtualization model is based on the correlation between the antenna element and the TXRU, as shown in FIG. 17 (a).
  • TXRU virtualization model option 1 sub-array partition model and the TXRU as shown in FIG. 17 (b).
  • Virtualization model option -2 can be divided into a full-connection model.
  • antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined to form a single antenna element (or antenna element).
  • Array
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-one or one-to-many.
  • the TXRU-to-element mapping shows only one example, and the present invention is not limited thereto, and TXRU and antenna elements may be implemented in various forms from a hardware point of view. The present invention can be equally applied to the mapping between them.
  • the CSI-RS operation (or CSI reporting operation) of the non-precoded scheme defined as Class A (each CSI process has one CSI-RS resource and one CSI-RS operations (or CSI reporting operations) in a beamformed scheme defined as Class B (which may be associated with CSI-IM resources), and each CSI process may be associated with one or more CSI-RS resources. Or more CSI-IM resources).
  • a base station can provide a UE with one CSI process. You can configure multiple CSI-RS resources in the process. In this case, the UE does not regard a CSI-RS resource set in one CSI process as an independent channel, and assumes one (huge) CSI-RS resource by aggregating corresponding resources. The UE calculates CSI from one CSI-RS resource and feeds back to the base station.
  • CRI CSI-RS resource indicator
  • the CRI indicates a specific CSI-RS resource, but in the future, the CRI may be further specified by indicating a specific port combination for a specific CSI-RS resource.
  • the CRI may be embodied by selecting one of eight CSI-RSs in the CSI process and further selecting a combination of port 15 and 16 in the selected CSI-RS resource.
  • the CRI represents 16 incremental values.
  • the 3GPP Rel-13 codebook follows the dual structure of the Rel-10 and Rel-12 codebooks. That is, W_l (W1) (long-term, wideband, beam group selection) W-2 (W2) (short-term, subband, beam selection + phase matching (co the final codebook is formed from two products (ie, products of W_l and W_2).
  • W A (1) represents the final form of the rank 1 codebook
  • W A (2) represents the final form of the rank 2 codebook.
  • N_l and N_2 are the differences in the antenna ports for each polarization in the 1st dimension and the 2nd dimension, respectively.
  • m_l, tn-2 are selected from Discrete Fourier Transform (DFT) vectors in horizontal and vertical (or lst and 2nd) domains, respectively. The method is shown.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • a specific W1 i.e., first PMI 2D wide group (i.e. codebook configuration (Codebook) Config) 1 to 4) can be configured.
  • subscript n indicates co-phasing.
  • the 3GPP Rel-13 codebook can be considered to be a two-dimensional extension of Rel-10's 8TX (8-port transmission) codebook using a Kronecker product operation.
  • the 3GPP Rel-13 codebook may form closely spaced beams.
  • the 3GPP Rel-13 codebook can also be viewed as a constant modulus codebook. That is, the amplitudes of the elements constituting the vector (ie, v and u) are all 1, and only the angle is cyclically changed. it means.
  • the 3GPP Rel-13 codebook corresponds to a scalable codebook using N— 1, ⁇ _2, ⁇ _1, and o_2 parameters.
  • 3GPP Rel-13 codebook can be classified into four configurations (Conf ig).
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a codebook in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 18 exemplifies a category group pattern for each codebook configuration.
  • a pan group pattern consisting of one pan (i.e. (X, y), where X is the first dimension (e.g., horizontal dimension> index, y is the second dimension) (Eg, vertical dimension) index), that is, there is no beamselection within W— 2 by selecting one category by W_l.
  • a pan group pattern where (x, y), (X, y + 1), (x + 1, y), (x + 1, y + 1), where, Index of the first dimension (eg, horizontal dimension), y denotes the second dimension (eg, vertical dimension) index, which is the medium angle spread in both the first and second dimensions. Can be applied.
  • a pan-group pattern consisting of four beams in a zigzag pattern (i.e., (X, y), (x + 1, y + 1), (x + 2, y), ( x + 3, y + 1), where x represents a first dimension (eg, horizontal dimension) index, y represents a second dimension (eg, vertical dimension) index). This is due to the large and medium angle spreads in the first and second dimensions, respectively. Can be applied.
  • a pan-group pattern ie, (X, y), (x + i, y), ( ⁇ + 2, y), (x + 3, y), where x represents a first dimension (eg, horizontal dimension) index, y represents a second dimension (eg, vertical dimension) index This can be applied to large angle spreads and small angle spreads in the first and second dimensions, respectively.
  • the performance difference between the four codebook configurations for the 3GPP Rel-13 codebook is small (within 5%).
  • the 3GPP Rel-13 codebook does not satisfy nested properties between tanks. That is, tank 1 and rank 2 have different beam patterns.
  • the applicable codebooks for one dimension in the 3GPP Rel-13 codebook are Config 1 and Config 4.
  • CSI Feedback Method for Linear Combination (LC) Codebook With the introduction of FD-MIMO, the base station has N (N >> 1, e.g., 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32) antenna ports. (Or, "element” may correspond to a specific port-to-element virtualization, which will be collectively described as "port” for convenience of description. By performing 3D-bumping and so on, the throughput of the system can be increased.
  • LTE-A Long Term Evolution
  • SU-MIMO Single User MI O
  • the codebook is composed of only the number of antenna ports and an oversampling factor, the resolution is insufficient.
  • the DFT matrix has a disadvantage in that it is difficult to accurately reflect the channel information because all three groups are 1.
  • LC linear combination
  • a wideband / longterm character group is set to W1 (or (ie, the first PMI)), and W2 (or W 2 ) (that is, In other words, when a subband / shortterm report of the second PMI is used, the term refers to a codebook that extends the unit / granularity of the beam by linearly combining the elements constituting W1.
  • W1 is a W1 of a dual-stage codebook represented by a Class A codebook, or W1 black newly designed for linear combination is a single stage legacy codebook (e.g., 3GPP Rel-8 4Tx) can be used as W1.
  • a single stage legacy codebook e.g., 3GPP Rel-8 4Tx
  • Equation 10 The LC codebook is represented by an equation and is represented by Equation 10. [Equation 10]
  • a t ⁇ c (k c ⁇ p (jd ik ) b,, c ik (0 ⁇ c lk ⁇ 1) is an amplitude coefficient
  • N is a number of beams in W
  • ⁇ is a phase coefficient
  • b e ⁇ (m i , m 2 )
  • w bath ⁇ is an DFT vector from W,.
  • Ci k (0 ⁇ c_i, k ⁇ l) is an amplitude coefficient
  • N is the number of beams within
  • v ml i u m2 is The DFT vector belongs. Means Kronecker product.
  • components to be reported by the terminal at W2 may include the following. i) the indices involved in selecting the best L ranges used for LC operation in the N amplifications of W1, ii) the indices related to the coefficients of the LC (e.g., phase, amplitude or phase + amplitude). iii) an index associated with a co-phase component of a cross polarization (X-pol) antenna, and the like.
  • X-pol cross polarization
  • a beam may be interpreted as a precoding matrix (or a precoding vector or a codeword) for generating a corresponding beam, and a group of groups is a set of precoding matrices. (Or a set of precoding vectors).
  • Table 25 is a table illustrating the number of codewords of the LC codebook.
  • N number of beams in W1
  • P number of phase coefficients
  • A number of amplitude coefficients
  • LC is performed on the basis of its beam as a reference. That is, according to Equation 10, any category belonging to the W1 group can be selected for LC, but according to Equation 11, a specific category belonging to the W1 beam group is selected for the LC in the remaining beam increments in a predetermined situation. Can be. Therefore, the LC can be applied without large performance loss compared to applying the entire LC codebook size (that is, the case of Equation 10 above). Equation 10 or Equation 11 (that is, Equation 10 in Equation 10) can be applied.
  • LC codebook Whether the LC codebook is configured using the scheme applied to 11) may be set to the UE by higher layer signaling (e.g., RRC signaling), and the base station and the UE may be configured in advance. I can promise you.
  • RRC signaling e.g., RRC signaling
  • the CSI feedback method on the PUCCH format 2 / 2a / 2b will be described.
  • CSI periodic CSI
  • CS Engineering feedback is supported as follows.
  • One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE may report the RI to the base station in the first instance, report the W1 to the base station in the second instance, and report the CQI and W2 to the base station in the third instance.
  • 3GPP Rel .13 Class A Codebook (ie, Tables 7.2.4- 10, 7.2.4-11, 7.2.4-12, 7.2.4-13, 7.2.4-14, 7.2 of 3GPP TS 36.213 vl3.6.0). 4-15, 7.2.4-16, or 7.2.4-17) is assumed.
  • the W1 feedback periodicity is ⁇ '* N pd .
  • the maximum bit width of W1 is 9 bits for rank 1-2 when using Configl.
  • the maximum oversampling factor is (8,4>), so that the bit length can be up to 9 bits.
  • the LC codebook in submode 1 of P-CSI mode 1-1 may be as follows.
  • i2 may be defined as follows for convenience of description of the present invention.
  • selection information for indicating a category (i.e., codeword) used in the LC to generate a precoding matrix according to an embodiment of the present invention, i.e.
  • Information for indicating the applied LC coefficient e.g., power coefficient, information for indicating the phase coefficient
  • transmitted at each polarization i.e. domain
  • cross polarization antenna layout Information for indicating phase matching for co-phase of the beam may be distinguished.
  • phase coincidence with phase coefficient described as an example of LC coefficient (Co- phse) may be indicated as one phase coefficient.
  • Submode 1 of P-CSI mode 1-1 proposed in the present invention may be considered as follows.
  • Proposal A.1 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • LC codebooks of different units / granularities may be used for each rank (Rank 1 or 2).
  • the UE may be configured to report a PMI (i22 + i23) corresponding to 7 bits.
  • PMI i22 + i23
  • i22 for both Phase and Amplitude
  • Rank 2 consider an LC codebook that only considers i22 for Phase (or phase and subsample amplitude). . This is equally Rank
  • rank 1 may use i22 considering feedback of only one of Equation 10 and Phase or Amplitude
  • rank 22 may use i22 considering feedback of only one of Equation 11 and Phase or Amplitude.
  • joint encoding with W1 in the second instance The component of W2 encoded) is i23 ° l
  • W2 jointly encoded with CQI in the second instance may be composed of i21 and i22, which is the same as Proposed A.1-1).
  • the UE reports RI to the base station in the first instance, reports W1 and W2 (i23) to the base station in the second instance, and reports CQI and W2 (i21 + i22) to the base station in the b instance. Can be.
  • the modified proposal is the same as proposal A.1-2) and proposal A.1-3) below.
  • the current LTE codebook for the X-pol antenna structure reports co-phase information (ie, change of phase component). This means that the channel difference from the horizontal slant (H-slant) and vertical slant (V-slant) antennas means that the phase component difference is dominant. Therefore, the LC codebook also reflects this, and the amplitude can be reported in a period longer than the phase. This feedback method can reduce the feedback overhead.
  • Proposal A.1-2 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE reports RI to the base station in the first instance, reports W1 and W2 (i221 + i21) to the base station in the second instance, and reports CQI and W2 (i222 + i23) to the base station in the third instance. Can be.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • Proposal A.1-3 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE reports the RI to the base station in the first instance, reports W1 and W2 (i221) to the base station in the second instance, and reports the CQI and W2 (i21 + i222 + i23) to the base station in the third instance. You can report it.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • Submode 1 of P-CSI mode 1-1 proposed in the present invention may be considered as follows.
  • One full report includes four reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE reports the R ⁇ to the base station in the first instance, reports the W1 to the base station in the second instance, reports the W2 (i21 + i22) # base station in the third instance, and the CQI and W2 in the fourth instance. (i23) may be reported to the base station.
  • the LC may be configured in consideration of phase and amplitude (or only phase).
  • the components of i22 may be divided into amplitude and phase components and transmitted to different instances.
  • ampli ude coefficient ⁇ i221 and the phase coefficient are i222.
  • Proposal A.2-1 One full report includes four reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • P-CSI mode 2-1 supports CSI feedback as follows.
  • Proposal A.3 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • the LC may be configured in consideration of phase and amplitude (or only phase).
  • the proposed method has an LC coefficient
  • the components of i22 may be divided into amplitude and phase components and transmitted to different instances.
  • the amplitude coefficient is i221 and the phase coefficient is i222.
  • Proposal A.3-2 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE may report the RI and the PTI to the base station in the first instance.
  • the UE may report W1 and W2 (i21 + i221) to the base station in the 12 instances, and report the CQI and W2 ( ⁇ 222 + i23) to the base station in the third instance. .
  • the UE may report the RI and the PTI to the base station in the first instance.
  • ⁇ 1
  • the UE reports 1 to the WB CQI and 2 (i21 + 1221) - ⁇ base station in the second instance, and reports the SB CQI, W2 (i222 + i23) and L 'in the third instance. You can report it to.
  • Proposal A.3-3 One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE may report the RI and the PTI to the base station in the first instance.
  • ⁇ 1
  • the UE reports WB CQI and W2 (i222 + i23) 1-base station in the second instance ⁇ , and SB CQI, W2 (i222 + i23) and L 'in the third instance. Report to the base station.
  • PUCCH format 3 having a capacity of up to 22 bits may be used for this purpose.
  • the total length of V includes three reporting time points / instances on PUCCH format 3.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • W2 of the third instance may include all the information of i2l + i22 + i23 described above, and considering both phase and amplitude, the maximum W2 index is 18 bits. In this case, since the CQI may be 7 bits, the payload size of 22 bits is exceeded. To avoid this, LC codebooks that promise between base stations and UEs in advance, or consider phase only (or amplitude only), are used to calculate E (i.e., apply Equation 11 to Equation 10 ) when calculating i22. Can be.
  • a more flexible feedback operation is performed by adding an index indicating the magnitude of the coefficient applied to the LC (eg, i24). It may be.
  • phase can be applied equally.
  • i22 may be promised in advance between the base station and the UE so as to subsample by rank.
  • an LC codebook that considers only i22 as a phase (or phase and subsample amplitude) for Rank 2 may be used, whereas i22 may be considered as both Phase and Amplitude for Rank 1.
  • Proposal A.4 Considering the method of dividing i22 component into amplitude and phase components and transmitting them to different instances, Proposal A.4) can be modified as follows.
  • Proposal A.4-1 In case of P-CSI mode 1-1 submode 1, one full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 3. -First instance: RI
  • the UE reports the RI to the base station 1 in the h instance, reports the W1 and W2 (i21 + i221) to the base station in the second instance, and reports the CQI and W2 (i222 + i23) to the base station in the third instance. You can report it.
  • the UE may report the RI to the base station in the first instance, and report the CQI, W1, and W2 (i21 + i22 + i23) to the base station in the second instance.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance is the third It can be an integer multiple of the period of the instance.
  • ⁇ 0, it is obvious that it can operate similarly to the scheme of A.4). That is, in addition to the fact that the RI and the PTI are fed back to the first instance, the method described in the proposal A.4) may be applied in the same manner. For example, when calculating i22, an LC codebook that promises between base station and UE in advance to use Equation 11 (ie, applies Equation 11 to Equation 10) or considers only phase (or amplitude only) is used. In addition, a more flexible feedback operation may be performed by adding an index indicating the magnitude of the coefficient applied to the LC (eg, i24).
  • Equation 11 the method described in the above proposal A.4 may be applied to W2 in the same manner.
  • an LC codebook that promises between base station and UE in advance to use Equation 11 i.e., applies Equation 11 to Equation 10) or considers only phase (or amplitude only) is used.
  • i2 represents the i2 index (a 4-bit index consisting only of beam selector and co-phase) of the Class A codebook on which the LC codebook is based.
  • the above example is characterized in that the WB and SB have codebooks of different units / granularity.
  • the UE is configured / applied as described above, thereby reducing the complexity of WB reporting.
  • the proposals A.3-1), A.3-2), and A.3-3) proposed in PUCCH format 2 may also be applied to PUCCH format 3.
  • the LC may be configured in consideration of the phase and amplitude (or only phase).
  • the components of i22 may be divided into amplitude and phase components and transmitted to different instances.
  • the use of PTI can also be used to indicate amplitude coefficients and phase coefficients.
  • the terminal configured / applied by the LC codebook may be configured / applied to be used only by the PUCCH format 3.
  • PUCCH format 3 is used by the UE for ACK / NACK feedback for DL data.
  • the payload size of the ACK / NAK is determined by the number of component carriers (CC) and the number of codewords that are carrier merged (CA).
  • the base station may distinguish and set the PUCCH format 1 3 3 for ACK / NAK transmission and the PUCCH format 3 for CSI transmission to the UE.
  • the UE may simultaneously transmit corresponding information using two PUCCH formats 3. If the ACK / NAK payload (SR) in the full 22-bit capacity of PUCCH format 3 ACK / NAK and CSI may be simultaneously transmitted through PUCCH format 3 when the free capacity of PUCCH format 3, excluding the information, is calculated by adding up to 1 bit of payload size of SR information). If not, CSI is not transmitted (ie, CSI is dropped) and only ACK / NAK can be transmitted.
  • SR ACK / NAK payload
  • the present invention proposes various subsampling techniques of the W1 codebook constituting the LC codebook.
  • a group of up to eight uniformly spaced orthogonal beams is selected. Then select two categories within the group.
  • the beams are combined in W2 using QPSK and encoded independently layer by layer.
  • Equation 12 The LC codebook is represented by Equation 12 below. [Equation 12]
  • N 1 and N 2 are the number of antenna ports in the first and second dimensions, respectively.
  • 0 2 are over sampling factors in the first and second dimensions, respectively.
  • Second beam power is quantized to 2 bits. iii) W2
  • W1 needs 13 bits irrespective of rank
  • the present invention proposes such a Wl codebook subsampling descriptor.
  • One full report includes three reporting time points / instances on PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • the UE may report the RI to the base station in the first instance, report the W1 to the base station in the second instance, and report the CQ Engineering and W2 to the base station in the third instance.
  • the payload size corresponding to the leading beam index corresponds to ogz ⁇ Nz ⁇ Ozl.
  • it has a value of 8 bits which is the maximum value in the 2D 32-port layout.
  • Table 27 is a method illustrating subsampling of an X-port (ie cross polarization) antenna.
  • the present proposal sets / applies different oversampling values according to the value of X, which is the number of ports that the UE supports LC codebook. It is characterized by performing subsampling.
  • Table 28 illustrates the combination of (,, combinations for the subsampling of LC codebooks with 2 ⁇ [ ⁇ 1 2 > 12 ⁇ .
  • the proposal 2 proposes a method of selecting a second beam (a beam floating on an index having a superscript of Equation 13 below). That is, a 1-bit second beam selection technique is proposed by subsamples the payload of the second beam selection.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a subsampling method for second beam selection according to an embodiment of the present invention.
  • the payload size of the pan selection can be subsampled into 2 bits.
  • various subsampling schemes are proposed as shown in FIGS. 19 (b) to 19 (e).
  • the second beam selection is reduced to flog 2 bits.
  • the orthogonal basis may be characterized by only this particular domain.
  • the proposed scheme 2-3 is illustrated in FIG. 9 (d) and Table 31 below.
  • 20 is a diagram illustrating a subsampling method for second beam selection according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a subsampling method for second beam selection according to an embodiment of the present invention.
  • Table 33 illustrates the (d 1 ( d 2 )) combination for subsampling of LC codebooks> 16.
  • bit size for the second beam selection is determined by [log 2 NjNzOxOz + log 2 ( ⁇ )
  • [log 2 10 * 4 * 4 * ( ⁇ )
  • Can be subsampled into 9 bits.
  • Table 34 lists the number of second beam candidates required when performing subsampling on second beam selecti! In a 2D port layout requiring subsampling as described above, and is independent of joint encoding of leading beam selection and second beam selection. This value considers the case of encoding with.
  • the example of the second beam candidates corresponding to each number may include the example of FIGS. 19 to 21 described above.
  • which value / pattern second beam candidates are to be used for subsampling purposes may be configured for the UE by higher layer signaling (eg, RRC and / or MAC CE).
  • Table 34 illustrates the maximum number of second beam candidates for the 2D X-port layout.
  • the second beam power is set to 1 to apply zero bit payload.
  • the UE may be configured with higher layer signaling (eg, RRC and / or MAC CE) to determine what value of pi or pi combination to use for subsampling purposes.
  • the maximum number of second beam candidates may include examples of proposals 2-1, 2-2, 2-3, and 2-4 described above.
  • Table 36 is a table illustrating subsampling for 2N ⁇ 2 > 16.
  • proposal 4-4 all or two elements of the leading beam index, the second beam selection, and the power coefficient are jointly encoded. Examples of proposal 4-4 are summarized in Table 38 below.
  • the beam patterns of FIGS. 22 and 20 may be considered, respectively.
  • modified P-CSI mode 1-1 submode 1 for LC is as follows.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • W21 and W22 may have payloads of 6 bits in the same manner as in the LC codebook configuration.
  • RI is 3 bits
  • W11 can have an 8 bit payload.
  • Equation 14 the final rank 2 codebook may be determined as in Equation 14 below.
  • the load size is 4 bits.
  • the precoding matrix is a first precoding vector for the first layer (that is, [r b oJh D + i ⁇ C 0,0 *, l * b * D * Pi 2 h ⁇ 2J) and the second pre-coding for second layer Can be constructed
  • the first precoding vector is a linearly coupled vector of the first codeword (ie, []) and the second codeword (ie, [co * Pl * b 2 ]) for the first polarization (ie, [l] + c 0 , i * Pl * b 2 ]) and the third codeword for the second polarization (that is, [, ⁇ * ⁇ ] ⁇ and the fourth codeword (that is, [, 0 * * Pl * b 2 ]) linearly coupled vector (ie + ⁇ , ⁇ ,! *
  • the second precoding vector is a linearly coupled vector (i.e., [a * co * Pl * b 2 ]) of the fifth codeword (i.e. + a * Co * Pl * b 2 ]> and the seventh codeword (ie ["C o * ⁇ ]) and the eighth codeword (ie [" C o * a * * Pl *) for the second polarization b 2 ]) linearly coupled vectors (ie, [ ⁇ .oo * C * ⁇ * ⁇ )]).
  • a codeword corresponding to a leading beam in a precoding vector ie, a first precoding vector and a second precoding vector
  • a first codeword ([b) and a fifth code ie, a first codeword ([b) and a fifth code
  • the phase coefficient applied to the word ([]) may be defined as 1 in advance.
  • a codeword corresponding to one of the second beams in the precoding vector (ie, the first precoding vector and / or the second precoding vector) for each layer e.g., g., the second code word ([c (u * Pl * b 2])) phase coefficients (i. e., 2 bits (e. g., QPSK alphabet (i.e., 1, j, -1, applied to the - j) That is, the values of the phase coefficients applied to the codewords corresponding to one beam of the second beam increment in the precoding vector for each layer are ⁇ l, -l, j,- j ⁇ may be determined by the second PMI.
  • a codeword (eg, a third code) that complements the two beams of the second beam in the precoding vector (ie, the first precoding vector and / or the second precoding vector) for each layer.
  • the phase coefficients (ie c li0 , 0 and a) applied to the word ([oo * ⁇ ]) and the sixth codeword ([a * Coo i * Pl * b 2 ] ) are each one bit (eg , ⁇ L, j ⁇ respectively. That is, the phase coefficient applied to the codewords corresponding to two beams of the second beam in the precoding vector for each layer is It can be determined by the second PMI within two elements (eg ⁇ l, j ⁇ ).
  • phase coefficient applied to the codeword corresponding to any one of the second beams excluding the leading beam is 2 bits of W2 (e.g., QPSK alphabet (i.e., 1, j , -1, -j)).
  • the phase coefficients applied to the codewords commingling the two beams in the second beam increment may be indicated by 1 bit of W2, respectively.
  • the phase coefficient applied to the codeword corresponding to the other remaining second beam is
  • the value of the phase coefficient ( 0,0 *) applied to the fourth codeword may be determined based on the value of the phase coefficient (, 0,0 ) applied to the third codeword. have.
  • the value of the phase coefficient ( ⁇ Cl, 0,0 * a *) applied to the eighth codeword may be determined based on the value ( ⁇ , ⁇ ) of the phase coefficient applied to the seventh codeword.
  • the values of the phase coefficients applied to the fourth and eighth codewords are the values of the phase coefficients applied to the third and seventh codewords and the values determined by the second p M] I , respectively. Can be determined by the product.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second i nstance may be an integer multiple of the period of low 3 instances.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of low 1 2 instances may be an integer multiple of the period of nearly b instances.
  • the UE reports the RI to the base station in the first instance, reports the W1 to the base station in the second instance, reports the W2 (or CQI) to the base station in the third instance, and the CQI (or W2) in the fourth instance. Can be reported to the base station.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • the period of each upper instance may be an integer multiple of the period of the immediately lower instance.
  • the period of the second instance may be an integer multiple of the period of the third instance.
  • each can be classified into a leading beam selection subsampling, a second beam selection subsampling, and a power coefficient subsampling.
  • the use of 2 bits to reduce is shown in Table 40 below.
  • the terminal receives a channel state information reference signal (CSI-RS) from a base station through a multiplex antenna port (S2101).
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • the terminal may generate (calculate) channel state information based on the CSI-RS received from the base station and report the channel state information to the base station.
  • the channel state information may include CQI, PMI, RI, PTI, CRI, and the like.
  • CSI may be reported aperiodically to the base station (eg, on the PUSCH).
  • the terminal may select its most preferred precoding matrix in a linear combination codebook (LC codebook) and report information for indicating this to the base station.
  • LC codebook linear combination codebook
  • the precoding matrix may be generated based on a linear combination of a plurality of codewords.
  • LC codebook Linear Combination Codebook
  • the plurality of codewords to which the power coefficient and the phase coefficient are applied may be linearly combined.
  • the CSI may include selection information indicating a plurality of codewords used to generate the precoding matrix, information indicating a power coefficient and / or information indicating a phase coef icient>. Such information may be reported to the base station at different CSI reporting time points / instances.
  • the information indicating the power coefficient is sent in the same first CSI reporting instance as the RI and is selected.
  • Information may be included in W1 and transmitted in the second CSI reporting instance, and information indicating a phase coefficient may be included in W2 and transmitted in the third CSI reporting instance.
  • the value of the phase coefficient (for example, 1) applied to the first codeword and the fifth codeword may be predefined.
  • only values of phase coefficients applied to the second codeword, the third codeword, the fourth codeword, the sixth codeword, the seventh codeword, and the eighth codeword may be determined by the second PM.
  • the value of the phase coefficient applied to the second codeword and the sixth codeword is 1, j, -j ⁇ can be determined by the second PMI,
  • the terminal 2420 includes a processor 2421, a memory 2422>, and an RF unit 2423.
  • the processor 2421 implements the functions, processes, and / or methods proposed in Figs. The tradeoffs of the interface protocol may be implemented by the processor 2421.
  • the memory 2422 is connected to the processor 2421 and stores various information for driving the processor 2421.
  • the RF unit 2423 is a processor And connected to 2421 to transmit and / or receive wireless signals.
  • the memories 2412 and 2422 may be internal or external to the processors 2411 and 2421 and may be connected to the processors 2411 and 2421 by a variety of well known means, and also the base station 2410 and / or the terminal 2420. May have a single antenna or multiple antennas.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • one embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Abstract

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment)가 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI— RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 및 CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보를 포함하고, 상기 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위상 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 상기 파워 계수 및 상기 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성되고, 상기 선택 정보 및 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 다증 안테나 시스템 (특히 , 2차원 능동 안테나 시스템 ( 2D AAS： 2 dimensional active antenna system)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며 , 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로 , 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 ( End- to-End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이증 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO : Mass ive Mul tiple Input Mul tiple Output ) , 전이중 ( In— band Ful l Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Mul tiple Access ) , 초광대역 (Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 다중 압테나 시스템 (예를 들어 , 2D AAS, 매시브 (massive)한 안테나 포트를 구비한 3 차원 다중 입출력 (3D-MIMO: 3 dimensional multi-input multi-output) 시스템 )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법을 제안한다.
본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 다증 사용자 (MU: multi-user) 성능 향상을 위한 코드북을 설계하는 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 목적은 기존에 정의된 PUCCH (Physical Uplink Control Channel) 포맷을 이용하여 새롭게 정의된 코드북에 대한 채널 상태 정보를 전송하가 위한 방법을 제안한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment)가 채널 ：상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 및 CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보를 포함하고, 상기 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위상 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 상기 파워 계수 및 상기 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성되고, 상기 선택 정보 및 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송될 수 있다. 본 발명의 다른 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하기 위한 사용자 장치 (UE: User Equipment)에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 상기 RF 유닛을 통해 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하고, 상기 RF 유닛을 통해 CSI를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보를 포함하고 , 상기 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위^" 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 상기 파워 계수 및 상기 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성되고, 상기 선택 정보 및 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송될 수 있다. 바람직하게, 상기 파워 계수를 지시하는 정보 및 상기 위상 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점에서 전송될 수 있다 .
til "람직 게 , 상기 CSI는 랭크 지시 ( RI : rank indicat ion)올 포함히 "고, 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 상기 RI와 동일한 CSI 보고 시점 ( reporting instance )에서 전송될 수 있다.
바람직하게, 상기 CSI는 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix
Indicator)를 포함하고, 상기 선택 정보는 제 1 PMI에 포함되고, 상기 위상 계수를 지시하는 정보는 제 2 PMI에 포함될 수 있다 .
바람직하게, 상기 제 2 PMI는 서브샘플링 ( subsampl ing)되어 4 비트로 전송될 수 있다.
바람직하게 , 상기 서브샘플링 ( subsampling )은 상기 RI가 1인 경우에는 수행되지 않으며, 상기 RI가 2인 경우에만 수행될 수 있다.
바람직하게, 상기 RI가 2인 경우, 상기 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터 및 제 2 레이어에 대한 제 2 프리코딩 백터로 구성되고, 상기 제 1 프라코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 3 코드워드 및 제 4 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되고, 상기 제 2 프리코딩 백터는 게 1 편파를 위한 제 5 코드워드 및 제 6 코드워드의 선형 결합된 백터와 계 2 편파를 위한 제 7 코드워드 및 제 8 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되고, 상기 제 1 코드워드 및 상기 제 5 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 미리 정의될 수 있다.
바람직하게, 상기 제 2 코드워드, 상기 제 3 코드워드, 상기 제 4 코드워드, 상기 제 6 코드워드, 상기 제 7 코드워드, 상기 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 상기 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있다. 바람직하게, 상기 제 2 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 {l, -l,j , -j } 내에서 상기 제 2 PM工에 의해 정해질 수 있다.
바람직하게, 상기 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 {l, j } 내에서 상기 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있다.
바람직하게 , 상기 제 4 코드워드 및 상기 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 상기 제 3 코드워드 및 상기 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값을 기반으로 정해질 수 있다 .
바람직하게, 상기 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 각각 상기 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값에 -1이 곱해진 값과 동일할 수 있다.
바람직하게 , 상기 CSI는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel) 포맷 2/2a/2b를 통해 전송될 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면 , 다중 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 MU 전송의 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 , 다증 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간의 다증 경로 (multipath) 채널을 보다 정확히 반영함으로써 보다 정교한 빔을 생성할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 다증 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보의 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 , 새로운 PUCCH 포맷을 정의하지 않고도 기존에 정의된 PUCCH 포맷을 이용하여 채널 상태 정보를 피드백할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid )를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷들이 상향링크 물리자원블록의 PUCCH 영역에 매핑되는 형태의 일례를 나타낸다. 도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우의 CQI 채널의 구조를 나타낸다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우에 ACK/NACK 채널의 구조를 나타낸다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP를 위한 HARQ ACK/NACK의 성상 매핑을 예시하는 도면이다. 도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 확장된 CP의 경우 HARQ ACK/NACK 및 CQ工의 조인트 인코딩을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 SR과 ACK/NACK의 다증화를 예시한다 .
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 ACK/NACK과 SR의 성상 매핑을 예시한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인코딩된 비트의 자원 매핑을 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 이증 리드- 뮬러를 예시한다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 범 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 (cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
도 18은 본, 발명이 적용€ 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북의 구성올 예시하는 도면이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 빔 (second beam) 선택을 위한 서브샘플링 ( subsampl ing ) 방법을 예시하는 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 빔 ( second beam) 선택을 위한 서브샘플링 ( subsampling) 방법을 예시하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 빔 ( second beam) 선택을 위한 서브샘풀링 ( subsampl ing) 방법을 예시하는 도면이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 6개의 범을 가지는 차순위 빔 ( second beam) 선택을 위한 서브샘플링 ( subsampl ing )을 예시하는 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .
【발명의 실시를 위한 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, ，단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , A S (Advanced Mobile Station) , T (Wireless terminal ) , MTC (Machine-Type Communication) 장치 , M2M (Machine- to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다. 이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA (frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC-FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 .수 있다, TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution) 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA^ IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20 , E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE (long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 설명을 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE— A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 Ί Ι (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB: Resource Block)을 포함한다 . 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA# λ}^- } .^ OFDM 심 의 심 1" (symbol period) 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC— FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다 . 도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성되며 , 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며 , 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다증경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다. 표 1은 상향링크- 하향링크 구성을 나타낸다.
【표 1】
Figure imgf000014_0001
참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, ' D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며 , ' S '는 DwPTS , GP , UpPTS 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 ( special subf rame )을 나타낸다. 상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 ( Switch-point periodici ty)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 ( S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프 -프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있올 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 口] "찬가지로 PDCCH ( Physical Downl ink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다. 표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 예시한다.
【표 2)
Figure imgf000016_0001
무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NADL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) °1 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel) , PHICH (Physical Hybrid— ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한
ACK (Acknowledgemen ) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다 . PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (TX) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL— SCH (Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포떳 (이를 하향링크 그랜트칵고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH (Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL— SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답 (random access response)과 같은 상위 레이어 (upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성된다 . CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대웅된다 . PDCCH의 포 및 용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보어 j CRC (Cyclic Redundancy Check) 붙인다 . CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.〉가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별 예를 들어 C-RNTI (Cell-RNTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging-RNTI)가 CRC에 口! "스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 웅답을 지시하기 위하여 , RA-R TI (random access- NTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 \^- 데이터를 나르는 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) °1 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다. 참조 신호 (RS : Reference Signal)
이동통신 시스템에서 신호를 무선 채널을 통해 전송할 때 왜곡이 발생한다. 수신단에서 왜곡된 신호로부터 을바로 정보를 얻기 위해서는 채널 상황을 알아내어 수신 신호의 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 상황을 알아내기 위해서는 송신단과 수신단 모두가 알고 있는 신호를 채널을 통과하여 전달하고 수신된 신호의 왜곡 정도를 측정하여 채널 추정을 하는데, 이러한 전송 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 싣호 (RS: Reference Signal) 라고 한다. 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신안테나 별로 RS가 전송되어, 각 송신안테나와 수신안테나 사이의 채널 상황을 추정해야 한다.
이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information) 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크 CSI를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 수신할 수 있어야 한다. 또한ᅵ이 RS는 핸드 오버 등의 RRM(Radio Resource Management) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크 데이터를 보낼 때 해당 서브 프레임에서 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널을 추정하고 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 대역에 전송되어야 한다.
LTE 시스템에서는 유니캐스트 서비스를 위해서 셀 -특정 RS (CRS: Cell- specific RS)와 UE-특정 RS (UE-specif icᅵ RS)의 두 .가지 종류의 하향 링크 RS가 정의되어 있다. UE-specific RS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 데이터 복조 이외에도 CSI 획득 및 핸드오버 등의 RRM 측정 등의 목적으로 다 사용된다. CRS는 시스템 전체 대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송되며, 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 송된다. LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다 . LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 변조 및 코딩 기법 (MCS: Modulation and Coding Scheme) , 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 등의 선텍을 위한 CSI 측정 목적의 CSI- RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS (Demodulation— RS)로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다 . CSI-RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다 . CSI-RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다. 그러므로 CS RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다 . 데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하게 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송된다.
PUCCH (Physical Uplink Control Channel) 상의 시그널링
PUCCH를 통하여 전송되는 상향링크 제어 정보 (UCI: Uplink Control Information)는, 다음과 같은 스케줄링 요청 (SR: Scheduling Request) , HARQ ACK/NACK 정보 및 하향링크 채널 측정 정보를 포함할 수 있다.
- SR (Scheduling Request)： 상향링크 UL-SCH 자원올 요청하는데 사용되는 정보이다. OOK(On-off Keying) 방식을 이용하여 전송된다.
- HARQ ACK/NACK: PDSCH 상의 하향링크 데이터 패킷에 대한 웅답 신호이다. 하향링크 데이터 패킷이 성공적으로 수신되었는지 여부를 나타낸다. 단일 하향링크 코드워드 (codeword)에 대한 응답으로 ACK/NACK 1비트가 전송되고, 2 개의 하향링크 코드워드에 대한 웅답으로 ACK/NACK 2비트가 전송된다.
一 CSI (Channel State Information)： 하향링크 채널에 대한 피드백 정보이다. CSI는 CQI (Channel Qualoty Indicator) , RI (rank indicator) , PMI (Precoding Matrix Indicator) 및 ΡΊΊ ( Precoding Type Indicator) 증 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 서브프레임 당 20비트가 사용된다.
HARQ ACK/NACK 정보는 PDSCH 상의 하향링크 데이터 패킷의 디코딩 성공 여부에 따라 생성될 수 있다. 기존의 무선 통신 시스템에서, 하향링크 단일 코드워드 (codeword) 전송에 대해서는 ACK/NACK 정보로서 1 비트가 전송되고, 하향링크 2 코드워드 전송에 대해서는 ACK/NACK 정보로서 2 비트가 전송된다 . 채널 측정 정보는 다증입출력 (MIMO: Multiple Input Multiple Output) 기법과 관련된 피드백 정보를 지칭하며, 채널품질지시자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 프리코딩미!트릭스인덱스 ( PMI： Precoding Matrix Index) 및 탱크 지시자 (RI: Rank Indicator) 1： 포함할 수 있다. 이들 채널 측정 정보를 통칭하여 CQI 라고 표현할 수도 있다.
CQI 의 전송을 위하여 서브프레임 당 20 비트가 사용될 수 있다.
PUCCH는 BPSK (Binary Phase Shift Keying)고!" QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 기법을 사용하여 변조될 수 있다. PUCCH를 통하여 복수개의 단말의 제어 정보가 전송될 수 있고, 각 단말들의 신호를 구별하기 위하여 코드분할다중화 (CDM: Code Division Multiplexing)을 수행하는 경우에 길이 12 의 CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 시퀀스를 주로 사용한다. CAZAC 시원스는 시간 영역 (time domain) 및 주파수 영역 (frequency domain)에서 일정한 크기 (amplitude)를 유지 는 특성을 가지므로 단말의 PAPR (Peak- o-Average Power Ratio) 또는 CM (Cubic Metric)을 낮추어 커버리지를 증가시키기에 적합한 성질을 가진다. 또한, PUCCH를 통해 전송되는 하향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보는 직교 시 ¾스 (orthgonal sequence) 또는 직교 커버 (OC: orthogonal cover)를 이용하여 커버링된다.
또한, PUCCH 상으로 전송되는 제어정보는 서로 다른 순환 시프트 (CS: cyclic shift) 값을 순환 人 1프트된 人 1 스 (cyclically shifted sequence)를 이용하여 구별될 수 있다 . 순환 시프트된 시퀀스는 기본 시뭔스 (base . sequence)를 특정 CS 양 (cyclic shift amount) 만큼 순환 시프트시켜 생성할 수 있다. 특정 CS 양은 순환 시프트 인덱스 (CS index)에 의해 지시된다 . 채널의 지연 확산 (delay spread)에 따라 사용 가능한 순환 시프트의 수는 달라질 수 있다. 다양한 종류의 시퀀스가 기본 시퀀스로 사용될 수 있으며, 전술한 CAZAC 시퀀스는 그 일례이다.
또한, 단말이 하나의 서브프레임에서 전송할 수 있는 제어 정보의 양은 제어 정보의 전송에 이용가능한 SC-FDMA 심볼의 개수 (즉, PUCCH 의 코히어런트 (coherent) 검출을 위한 참조신호 (RS) 전송에 이용되는 SC-FDMA 심볼을 제외한 SC-FDMA 심볼들)에 따라 결정될 수 있다.
3GPP LTE 시스템에서 PUCCH 는, 전송되는 제어 정보, 변조 기법, 제어 정보의 양 등에 따라 총 7 가지 상이한 포맷으로 정의되며, 각각의 PUCCH 포맷에 따라서 전송되는 상향링 3 제어 정보 (UCI : uplink control information)의 속성은 다음의 표 3과 같이 요약할 수 있다.
【표 3]
Figure imgf000024_0001
PUCCH 포맷 1은 SR의 단독 전송에 사용된다 . SR 단독 전송의 경우에는 변조되지 않은 파형이 적용되며, 이에 대해서는 후술하여 자세하게 설명한다.
PUCCH 포맷 la 또는 lb는 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용된다. 임의의 서브프레임에서 HARQ ACK/NACK이 단독으로 전송되는 경우에는 PUCCH 포맷 la 또는 lb를 사용할 수 있다. 또는, PUCCH 포맷 la 또는 lb를 사용하여 HARQ ACK/NACK 및 SR이 동일 서브프레임에서 전송될 수도 있다.
PUCCH 포 2는 CQI의 전송에 人 !·용되고, PUCCH 포맷 2a 또는 2b는 CQI 및 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용된다. 확장된 CP 의 경우에는 PUCCH 포맷 CQI 및 HARQ ACK/NACK 의 전송에 용될 수도 있다.
PUCCH 포맷 3는 48 비트의 인코딩된 UCI를 나르는데 사용된다. PUCCH 포맷 .3는 복수의 서빙셀에 대한 HARQ ACK/NACK, SR (존재하는 경우) 및 하나의 서빙셀에 대한 CSI 보고를 나를 수 있다 .
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷들이 상향링크 물리자원블록의 PUCCH 영역에 매핑되는 형태의 일례를 나타낸다.
도 5에서 N_RBAUL는 상향링크에서의 자원블톡의 개수를 나타내고, 0, 1, ... , N_RBAUL-1는 물리자원블록의 번호를 의미한다. 기본적으로, PUCCH는 상향링크 주파수 블톡의 양쪽 끝단 (edge)에 매핑된다. 도 5에서 도시하는 바와 같이, m=0, l로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 2/2a/2b 가 매핑되며, 이는 PUCCH 포맷 2/2a/2b가 대역 -끝단 (bandedge)에 위치한 자원블록들에 매핑되는 것으로 표현할 수 있다. 또한, m=2 로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 2/2a/2b 및 PUCCH 포맷 l/la/lb 가 함께 (mixed) 매핑될 수 있다. 다음으로, m=3,4, 5 로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 l/la/lb 가 매핑될 수 있다. PUCCH 포맷 2/2a/2b 에 의해 사용가능한 PUCCH RB들의 개수 (N_RBA (2) )는 브로드캐스팅 시그널링에 의해서 셀 내의 단말들에게 지시될 수 있다.
1) PUCCH 포맷 2 상의 CQI 전송
PUCCH 포맷 2/2a/2b에 대하여 설명한다 . PUCCH 포맷 2/2a/2b는 채널 측정 피드백 (CQI, PMI, RI)을 전송하기 위한 제어 채널이다.
채,널측정피드백 (이하에서는, 통칭하여 CQI 정보라고 표현함)의 보고 주기 및 측정 대상이 되는 주파수 단위 (또는 주파수 해상도 (resolution)〉는 기지국에 의하여 제어될 수 있다. 시간 영역에서 주기적 및 비주기적 CQI 보고가 지원될 수 있다. PUCCH 포맷 2 는 주기적 보고에만 사용되고, 비주기적 보고를 위해서는 PUSCH가 사용될 수 있다 . 비주기적 보고의 경우에 기지국은 단말에게 상향링크 데이터 전송을 위하여 스케줄링된 자원에 개별 CQI 보고를 실어서 전송할 것을 지시할 수 있다. 도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우의 CQI 채널의 구조를 나타낸다.
하나의 슬롯의 SC-FDMA 심볼 0 내지 6 중에서, SC-FDMA 심볼 1 및 5 (2 번째 및 6 번째 심볼)는 복조참조신호 (DMRS : Demodulation Reference Signal) 전송에 사용되고, 나머지 SC-FD A 심볼에서 CQI 정보가 전송될 수 있다. 한편, 확장된 CP 의 경우에는 하나의 SC-FDMA 심볼 (SC-FDMA 심볼 3) 이 DMRS 전송에 사용된다.
PUCCH 포맷 2/2a/2b 에서는 CAZAC 시뭔스에 의한 변조를 지원하고, QPSK 변조된 심볼이 길이 12 의 CAZAC 시퀀스로 승산된다 . 시퀀스의 순환 시프트 (CS)는 심볼 및 슬롯 간에 변경된다. DMRS에 대해서 직교 커버링이 사용된다.
하나의 슬롯에 포함되는 7 개의 SC-FDMA 심볼 중 3개의 SC-FDMA 심볼 간격만큼 떨어진 2개의 SC-FDMA 심볼에는 참조신호 (DMRS)가 실리고, 나머지 5개의 SC-FDMA 심볼에는 CQI 정보가 실린다 . 한 슬롯 안에 두 개의 RS가 사용된 것은 고속 단말을 지원하기 위해서이다. 또한, 각 단말은 순환 시프트 (CS) 시퀀스를 사용하여 구분된다. CQI 정보 심볼들은 SC-FDMA 심볼 전체에 변조되어 전달되고, SC-FDMA 심볼은 하나의 시뭔스로 구성되어 있다. 즉, 단말은 각 시퀀스로 CQI를 변조해서 전송한다 .
10개의 CQI 정보 비트가 1/2 레이트 펑처링된 (punctured) (20, k) 리드 -뮬러 (RM: Reed-Muller) 코드로 채널 코딩되어 20 코딩 비트 (coded bit) 7} 생성된다. 코딩 비트 (coded bit)는 QPSK 성상 매핑 (constellation mapping) 이전에 스크램블 (scrambled)된다 (31 길이의 골드 (Gold) 시뭔스로 PUSH 데이터가 스크램블되는 것과 유사하게) .
하나의 TTI에 전송할 수 있는 심볼 수는 10개이고, CQI 정보의 변조는 QPSK까지 정해져 있다. SC-FDMA 심볼에 대해 QPSK 매핑을 사용하는 경우 2비트의 CQI 값이 실릴 수 있으므로, 한 슬롯에 10비트의 CQI 값을 실을 수 있다. 따라서, 한 서브프레임에 최대 20비트의 CQI 값을 실을 수 있다. CQI 정보를 주파수 영역에서 확산시키기 위해 주파수 영역 확산 부호를 사용한다. 주파수 영역 확산 부호로는 길이 -12 의 CAZAC 시퀀스 (예를 들어 , ZC 시뭔스)를 사용할 수 있다. 각 제어채널은 서로 다른 순환 시프트 (cyclic shift) 값을 갖는 CAZAC 시원스를 적용하여 구분될 수 있다. 주파수 영역 확산된 CQI 정보에 IFFT가 수행된다.
12 개의 동등한 간격을 가진 순환 시프트에 의해서 12 개의 상이한 단말들이 동일한 PUCCH RB 상에서 직교 다중화될 수 있다. 일반 CP 경우에 SC-FDMA 심볼 1 및 5 상의 (확장된 CP 경우에 SC-FEMA 심볼 3 상의) DMRS 시퀀스는 주파수 영역 상의 CQI 호 시퀀스와 유사하지만 CQI 정보와 같은 변조가 적용되지는 않는다.
단말은 PUCCH 자원 "PUCCH T "PUCCH T "PUCCH ) S- 지시되는 PUCCH 자원 상에서 주기적으로 상이한 CQI, PMI 및 RI 타입을 보고하도록 상위 계층 시그널링에 의하여 반-정적으로 (semi-statically) 설정될 수 있다. 여기서 ,
PUCCH 자원 인덱스 ( "PUCCH ) 는 PUCCH 포1 ¾ 2/2a/2b 전송에 사용되는 PUCCH 영역 및 사용될 순환 시프트 (CS) 값을 지시하는 정보이다.
2) PUCCH 포맷 la/lb 상의 HARQ ACK/NACK 전송
PUCCH 포맷 la/lb에 있어서 BPSK 또는 QPSK 변조 방식을 이용하여 변조된 심볼은 길이 12 의 CAZAC 시퀀스로 승산 (multiply)된다 . 예를 들어 , 변조 심볼 d(0)에 길이 N 의 CAZAC 시퀀스 r(n) (n=0, 1, 2, ... , N-l) 가 승산된 결과는 y(0) , y(l) , y(2) , .. . , y(N-l) 이 된다. y(o) , . .. , ■y (N-l) 심볼들을 심볼 블톡 (block of symbol)이라고 칭할 수 있다 . 변조 심볼에 CAZAC 시퀀스를 승산한 후에 , 직교 시퀀스를 이용한 블톡 -단위 (block- wise)확산이 적용된다.
일반 ACK/NACK 정보에 대해서는 길이 4의 하다마드 (Hadamard) 시퀀스가 사용되고, 짧은 (shortened) ACK/NACK 정보 및 참조신호 (Reference Signal)에 대해서는 길이 3의 DFT (Discrete Fourier Transform) 시퀀스가 사용된다 .
확장된 CP의 경우의 참조신호에 대해서는 길이 2의 하다마드 시퀀스가 사용된다. .
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우에 ACK/NACK 채널의 구조를 나타낸다.
도 7에서는 CQI 없이 HARQ ACK/NACK 전송을 위한 PUCCH 채널 구조를 예시적으로 나타낸다.
하나의 슬롯에 포함되는 7 개의 SC-FDMA 심볼 증 중간 부분의 3개의 연속되는 SC-FDMA 심볼에는 참조신호 (RS)가 실리고, 나머지 4 개의 SC-FDMA 심볼에는 ACK/NACK 신호가 실린다 .
한편, 확장된 CP 의 경우에는 중간의 2 개의 연속되는 심볼에 RS 가 실릴 수 있다. RS에 사용되는 심볼의 개수 및 위치는 제어채널에 따라 달라질 수 있으며 이와 연관된 ACK/NACK 신호에 사용되는 심볼의 개수 및 위치도 그에 따라 변경될 수 있다.
1 비트 및 2 비트의 확인웅답 정보 (스크램블링되지 않은 상태)는 각각 BPSK 및 QPSK 변조 기법을 사용하여 하나의 HARQ ACK/NACK 변조 심볼로 표현될 수 있다 . 긍정확인웅답 (ACK)은 ' 1' 로 인코딩될 수 있고, 부정확인응답 (NACK)은 ' 0'으로 인코딩될 수 있다 .
CQI 전송의 경우, OFDM 변조 이전에 길이 12의 기본 RS 시퀀스의 순환 시간 시프트가 적용됨으로써 (즉, 주파수 영역 CDM) 하나의 BPSK/QPSK 변조 심볼은 각 SC-FDMA 데이터 심볼 상에서 전송된다.
할당되는 대역 내에서 제어신호를 전송할 때, 다중화 용량을 높이기 위해 2 차원 확산이 적용된다. 즉, 다중화할 수 있는 단말 수 또는 제어 채널의 수를 높이기 위해 주파수 영역 확산과 시간 영역 확산을 동시에 적용한다.
ACK/NACK 신호를 주파수 영역에서 확산시키기 위해 주파수 영역 시뭔스를 기본 시뭔스로 사용한다 . 주파수 영역 시퀀스로는 CAZAC 시원스 중 하나인 Zadof f-Chu (ZC) 시퀀스를 사용할 수 있다. 예를 들어, 기본 시퀀스인 ZC 시퀀스에 서로 다른 순환 시프트 (CS: Cyclic Shift)가 적용됨으로써, 서로 다른 단말 또는 서로 다른 제어 채널의 다중화가 적용될 수 있다. HARQ ACK/NACK 전송을 위한 PUCCH RB 들을 위한 SC-FDMA 심볼에서 지원되는 CS 자원의 개수는 셀 -특정 상위 -계층 시그널링 파라미터 ( A_shiftAPUCCH)에 의해 설정된다.
주파수 영역 확산된 ACK/NACK 신호는 직교 확산 (spreading) 코드를 사용하여 시간 영역에서 확산된다. 직교 확산 코드로는 월시-하다마드 (Walsh- Hadamard) 시퀀스 또는 DF 시퀀스가 사용될 수 있다 . 예를 들어 , ACK/NACK 신호는 4 심볼에 대해 길이 4의 직교 시뭔스 (wO, wl, w2, W3)를 이용하여 확산될 수 있다. 또한, RS도 길이 3 또는 길이 2의 직교 시퀀스를 통해 확산시킨다. 이를 직교 커버링 (OC: Orthogonal Covering)이라 한다.
전술한 바와 같은 주파수 영역에서의 CS 자원 및 시간 영역에서의 OC 자원을 이용해서 다수의 단말들이 코드분할다중화 (CDM: Code Division Multiplexing) 방식으로 다중화될 수 있다. 즉, 동일한 PUCCH RB 상에서 많은 개수의 단말들의 ACK/NACK 정보 및 RS 가 다중화될 수 있다.
이와 같은 시간 영역 확산 CDM 에 대해서 , ACK/NACK 정보에 대해서 지원되는 확산 코드들의 개수는 RS 심볼들의 개수에 의해서 제한된다. 즉 , RS 전송 SC-FDMA 심볼들의 개수는 ACK/NACK 정보 전송 SC-FDMA 심볼들의 개수보다 적기 때문에 , RS 의 다증화 용량 (capacity)이 ACK/NACK 정보의 다중화 용량에 비하여 적게 된다.
예를 들어, 일반 CP 의 경우에 4 개의 심볼에서 ACK/NACK 정보가 전송될 수 있는데, ACK/NACK 정보를 위하여 4 개가 아닌 3개의 직교 확산 코드가 사용되며, 이는 RS 전송 심볼의 개수가 3 개로 제한되어 RS 를 위하여 3 개의 직교 확산 코드만이 사용될 수 있기 때문이다.
일반 CP 의 서브프레임에서 하나의 슬롯에서 3 개의 심볼이 RS 전송을 위해서 사용되고 4 개의 심볼이 ACK/NACK 정보 전송을 위해서 사용되는 경우에 예를 들어, 주파수 영역에서 6 개의 순환시프트 (CS) 및 시간 영역에서 3개의 직교커버 (OC) 자원을 사용할 수 있다면, 총 18 개의 상이한 단말로부터의 HARQ 확인응답이 하나의 PUCCH RB 내에서 다증화될 수 있다. 만약, 확장된 CP 의 서브프레임에서 하나의 슬롯에서 2 개의 심볼이 RS 전송을 위해서 사용되고 4 개의 심볼이 ACK/NACK 정보 전송을 위해서 사용되는 경우에, 예를 들어, 주파수 영역에서 6 개의 순환시프트 (CS) 및 시간 영역에서 2 개의 직교커버 (OC) 자원을 사용할 수 있다면, 총 12 개의 상이한 단말로부터의 HARQ 확인응답이 하나의 PUCCH RB 내에서 다증화될 수 있다.
다음으로, PUCCH 포맷 1에 대하여 설명한다. 스케줄링 요청 (SR)은 단말이 스케줄링되기를 요청하거나 또는 요청하지 않는 방식으로 전송된다. SR 채널은 PUCCH 포맷 la/lb 에서의 ACK/NACK 채널 구조를 재사용하고, ACK/NACK 채널 설계에 기초하여 OOK(On-Off Keying) 방식으로 구성된다 . SR 채널에서는 참조신호가 전송되지 않는다 . 따라서 , 일반 CP 의 경우에는 길이 7 의 시퀀스가 이용되고, 확장된 CP 의 경우에는 길이 6 의 시퀀스가 이용된다 . SR 및 ACK/NACK 에 대하여 상이한 순환 시프트 또는 직교 커버가 할당될 수 있다. 즉, 긍정 (positive) SR 전송을 위해 단말은 SR용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송한 . 부정 (negative) SR 전송을 위해서는 단말은 ACK/NACK용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송한다.
3) UE로부터 CQI 및 ACK/NACK의 다중화
UE 특정 상위 계층 시그널링에 의해 UE의 HARQ ACK/NACK 및 CQ工의 동시 (simultaneous) 전송은 수행될 수 있다. 동시 (simultaneous) 전송이 가능하지 않은 경우, UE는 CQI 보고가 설정된 서브프레임과 동일한 서브프레밍 내 PUCCH 상에서 HARQ ACK/NACK를 전송할 필요가 있다. 이때, CQI를 드랍 (drop)되고, HARQ ACK/NACK만이 PUCCH 포맷 la/lb를 이용하여 전송된다. ΘΝΒ 스케줄러가 UE로부터의 CQI 및 HARQ ACK/NACK의 동시 (simultaneous) 전송을 허용한 서브프레임 내에서 , CQI와, 1 또는 2- 비트 ACK/NACK 정보는 동일한 PUCCH RB 내에서 다중화될 필요가 있다. 이 결과, 신호의 낮은 CM (Cubic Metric) 단일 캐리어 특성을 유지할 수 있다. 일반 CP와 확장된 CP의 경우에 있어서 이를 달성하는 방법은 상이하다 .
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP를 위한 HARQ ACK/NACK의 성상 매핑을 예시하는 도면이다.
일반 CP의 경우 , CQI와 함께 1- 또는 2-비트 HARQ ACK/NACK를 전송하기 위해 (포맷 2a/2b) , ACK/NACK 비트 (스크램블링되지 않은)는 도 8에서 예시와 같이 BPSK/QPSK 변조된다. 이 결과 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 (dHARQ)이 생성된다 .
ACK은 이진 (binary) '1'로 인코딩되고, NACK은 이진 (binary) '0'로 인코딩된다. 그 다음, 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 (dHARQ)은 각 CQI 슬롯 내 두 번째 RS 심볼 (SC-FDMA 심볼 5)를 변조하기 위하여 이용된다. 즉, ACK/NACK은 RS를 이용하여 시그널링된디- .
도 8에서 볼 수 있듯이, 변조 매핑은 NACK (또는 2개의 하향링크 MIMO 코드워드의 경우에 NACK, NACK)가 +1로 매핑되고, 그 결과 UE가 PDCCH 상의 하향링크 그랜트 (grant)를 검출하는데 실패한 경우와 같이 ACK도 아니고 NACK도 아닌 경우 (불연속 송신 (DTX: Discontinuous Transmission)로 지칭) , 기본 NACK이 전송된다. 다시 말해, DTX(RS 변조 없음)은 eNB에 의해 하향링크 재전송을 트리거링하는 NACK으로 해석된다 .
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 확장된 CP의 경우 HARQ ACK/NACK 및 CQI의 조인트 인코딩을 예시하는 도면이다.
확장 CP의 경우 (슬롯 당 하나의 RS 심볼을 포함〉 , 1- 또는 2- HARQ ACK/NACK은 조인트 인코딩 (joint encoding)되어 하나의 리드 -물러 (RM) 기반 블록 코드 (20, kCQI + kA/N)를 생성된다. 20 비트 코드워드는 도 6의 CQI 채널 구조를 이용하여 PUCCH 상에서 전송된다.
ACK/NACK과 CQI의 조인트 인코딩은 도 9와 같이 수행된다.
블특 코드에 의해 지원되는 정보 비트의 최대 수는 13이고, 이는 kCQI = ll 비트 그리고 kA/N=2 비트 (하향링크 내 2개의 코드워드 전송을 위해〉에 해당한다.
4) UE로부터 SR과 ACK/NACK의 다중화
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 SR과 ACK/NACK의 다증화를 예시한다 .
도 10를 참조하면, SR 신호와 ACK/NACK 신호가 동일한 서브프레임 내에서 발생되면, UE는 긍정 (positive) SR의 경우 할당된 SR PUCCH 자원 상에서 ACK/NACK을 전송하고, 또는 부정 (negative) SR의 경우 할당된 ACK/NACK PUCCH ¾ 入 에서 ACK/NACK을 전송한다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 ACK/NACK과 SR의 성상 매핑을 예시한다.
ACK/NACK과 SR의 동시의 (simultaneous) 전송을 위한 성상 매핑은 도 11과 같다.
5) TDD의 경우, HARQ ACK/NACK 전송
TDD (Time Division Multiplexing)의 경우, UE가 다중의 서브프레임 동안 PDSCH들을 수신할 수 있으므로, UE는 eNB에게 다중의 PDSCH들에 대한 HARQ ACK/NACK을 피드백할 수 있다. TDD를 위한 HARQ ACK/NACK 전송은 다음과 같이 2가지의 타입이 있다.
- ACK/NACK 번들링 (bundling)
ACK/NACK 번들링 (bundling)으로, 다중의 데이터 유닛을 위한 ACK/NACK은 논리적인 AND 함수에 의해 결합된다. 예를 들어 , 수신 (RX: Receiver) 노드가 모든 데이터 유닛을 성공적으로 디코딩하면, RX 노드는 하나의 ACK/NACK 유닛을 이용하여 ACK을 전송한다 . 그렇지 않으면 , RX 노드가 RX 노드에게 전송된 데이터 유닛 중 어느 하나라도 디코딩 (또는 검출〉에 실패하면 , RX 노드는 하나의 ACK/NACK 유닛을 이용하여 NACK을 전송하거나 또는 ACK/NACK 모두를 전송하지 않을 수 있다.
- ACK/NACK 다중화 (multiplexing) ACK/NACK 다중화 (multiplexing)로
다중의 데이터 유닛을 위한 ACK/NACK 응답의 컨텐츠는 실제로 ACK/NACK 전송에 사용되는 ACK/NACK 유닛과 QPSK 변조 심볼 (전송되는 ACK/NACK의 컨텐츠를 나타냄〉 증 하나의 조합으로 식별된다 . 예를 들어 , 하나의 ACK/NACK 유닛이 2 비트를 나르고 최대로 2개의 데이터 유닛이 전송될 수 있다고 가정하면 (여기서, 각 데이터 유닛을 위한 HARQ 동작은 단일의 ACK/NACK 비트에 의해 관리된다고 가정됨) , ACK/NACK 결과는 아래 표 4와 같이 전송 (TX: Transmitter) 노드에서 식별될 수 있다.
표 4는 단일의 ACK/NACK 유닛 선택에 기반하여 ACK/NACK 다증화를 예시하는 표이다.
【표 4】
HARQ-ACK (0) , HARQ-ACK(l) PUCCH b(0),b(\) ACK, ACK ''PUCCH.I 1, 1
ACK, NACK/DTX "PUCCH.O 0, 1
NACK/DTX , ACK "PUCCH.I 0 , 0
NACK/DTX, NACK ' UCCH.I i, o
NACK, DTX "PUCCH.O 1, o
DTX , DTX N/A N/A
표 4에서, HARQ-ACK(i)은 데이터 유닛 i를 위한 ACK/NACK 결과를 지시한다 (이 예제에서 최대 2 데이터 유닛 , 즉 데이터 유닛 0 및 데이터 유닛 1이 존재함) . 표 4에서 DTX는 해당 HARQ-ACK(i)를 위해 전송된 데이터 유닛이 없거나 또는 RX 노드가 HA Q-ACK(i)에 대웅하는 데이터 유닛의 존재를 검출하지 못하였음을 의미한다 . "PUCCH^ 는 실제 ACK/NACK 전송에 사용되는 ACK/NACK 유닛을 지시하고, 여기서 최대 2개의 ACK/NACK 유닛 , 즉 PUCCH0 and "씨어ᅳ네 존재한다. 는 선텍된 ACK/NACK 유닛에 의해 전달되는 2 비트를 지시한다 . ACK/NACK 유닛을 통해 전송되는 변조 심볼은 비트에 따라 결정된다. 예를 들어, RX 노드가 2개의 데이터 유닛을 성공적으로 수신하고 디코딩하였으면, RX 노드는 ACK/NACK 유닛 "PUCCHJ을 이용하여 2 비트 (1, 1)을 전송하여야 한다. 또 다른 예로, RX 노드가 2개의 데이터 유닛을 수신하고 첫 번째 데이터 유닛 (HARQ-ACK(O)에 대웅〉의 디코딩에 실패 (또는 손실)하고 두 번째 데이터 유닛 (HARQ-ACK(l)에 대웅)을 성공적으로 디코딩하였으면, RX 노드는 "PUCCHJ를 이용하여 (0, 0)을 전송하여야 한다. 실제 ACK/NACK 컨텐츠와 ACK/NACK 유닛 선택과 전송된 ACK/NACK 내 실제 비트 컨텐츠의 조합 간의 링크에 의해, 다중의 데이터 유닛을 위한 단일의 ACK/NACK 유닛을 이용한 ACK/NACK 전송이 가능하다. 상술한 예제는 일반화하여 2개의 데이터 유닛 이상의 ACK/NACK 전송으로 확장될 수 있다. ACK/NACK 다증화 방법에서, 기본적으로, 모든 데이터 유닛에 대해 적어도 ᄒ！"나의 ACK이 존재히 "면, NACK 및 DTX는 표 4에서 볼 수 있듯이 NACK/DTX와 같이 결합된다. 이는 ACK/NACK 유닛과 QPSK 심볼 간의 조합이 NACK과 DTX의 분리를 기반으로 모든 ACK/NACK 가정 ( hypotheses )을 커버하기 층분하지 않기 때문이다. 반면, 모든 데이터 유닛에 대하여 ACK이 존재하지 않으면 (다시 말해, 모든 데이터 유닛에 있어서 NACK 또는 DTX만이 존재하면) , HARQ -ACK ( i ) 중 하나만이 DTX와 분리된 NACK인 경우와 같이 단일의 명시적인 NACK 경우가 정의된다. 이 경우, 단일의 명시적인 NACK에 해당하는 데이터 유닛에 링크된 ACK/NACK 유닛은 다중의 ACK/NACK의 신호를 전송하기 위해 예약 ( reserved)될 수 있다.
ACK/NACK 다중화 접근에 초점을 맞추면, 주어진 물리 자원의 양 내에서 전송될 수 있는 최대의 데이터 유닛의 수가 커질 때, 모든 데이터 유닛에 대하여
ACK/NACK 다증화를 위해 요구되는 ACK/NACK 가정 ( hypothese )은 기하급수적으로 증가될 수 있다. 데이터 유닛의 최대 수 및 대웅하는 ACK/NACK 유닛의 수를 각각 N 및 N_A로 각각 나타낼 때, DTX 경우가 배제되는 경우에도 ACK/NACK 다중화를 위해 2 " 개의 ACK/NACK 가정 ( hypothese )이 필요하다. 반면, 위의 예에서와 같이 단일 ACK/NACK 유닛 선택을 적용하면, 최대 4 N_A ACK/NACK 가정 ( hypothese )만이 지원될 수 있다. 다시 말해서 , 데이터 유닛의 수가 증가함에 따라, 단일 ACK/NACK 유닛 선택은 비교적 많은 양의 ACK/NACK 유닛을 요구하며, 이는 다중 ACK/NACK에 대한 신호를 송신하는데 필요한 제어 채널 자원의 오버해드를 증가시킨다. 예를 들어, 최대로 5개의 데이터 유닛 ( N= 5 )이 전송될 수 있으면, ACK/NACK 다중화를 위한 ACK/NACK 가정 (hypothese)의 요구되는 수가 2AN=32 (=4N_A)이므로, 8개의 ACK/NACK 유닛 (N_A=8)이 ACK/NACK 전송을 위해 이용 가능해야 한다.
LTE PUCCH 포맷 2를 위한 상향링크 채널 코딩
LTE 상향링크 전송에 있어서, 특정 제어 채널은 아래 표 5와 같이 선형 코드를 활용하여 인코딩된다. 선형 블록 코드로의 입력 비트는
'"2'"''a.4 와 같이 표시되고, 인코딩 이후의 비트는 6οΑ' '…， 와 같이 표시된다. 여기서, Β = 20이고
Figure imgf000037_0001
(여기서 , 0 2,… , Β— 1)이다.
표 5는 (20, A) 코드를 위한 기저 (basis) 시¾스를 예시한다.
【표 5】
i Mi.o Mi(i Mif 2 Mi( 3 Mi, 4 Mi, 5 Mi, 6 Mi, 7 Mi, 9 Mi, lo i.n Mi, 12
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인코딩된 비트의 자원 매핑을 설명하기 위한 도면이다.
도 12와 같이 인코딩된 비트 (encoded bit)는 코드-시간-주파수 자원에 매핑된다. 처음 10 인코딩된 비트는 특정 코드-시간-주파수 자원에 매핑되고, 마지막 10 인코딩된 비트는 이와 상이한 코드-시간-주파수 자원에 매핑된다. 여기서, 처음 10 인코딩된 비트와 마지막 10 인코딩된 비트 간의 주파수 분리 (separation)는 일반적으로 크다. 이는 인코딩된 비트에 대한 주파수 다이버시티 (frequency diversity)를 달성하기 위함이다.
LTE-A에서 상향링크 채널 코딩
앞서 설명한 바와 같이 LTE-Rel 8에서는, UCI가 PUCCH 포맷 2로 전송될 경우 최대 13 비트의 CSI는 앞서 표 5의 (20, A)의 리드 -물러 (RM) 코딩된다. 반면, UCI가 PUSCH로 전송될 경우 최대 11비트의 CQI는 아래 표 6의 (32, A)의 리드 -물러 (RM) 코딩되며, PUSCH에 전송될 코드 레이트 (code rate)를 맞추기 위해서 절삭 ( truncation) 또는 순환 반복 (circular repetition)이 수행된다.
표 6은 (32,0) 코드를 위한 기저 (basis) 시뭔스를 예시한다.
【표 6] i Mi,0 Mi(1 Mi, 2 Mi, 3 Mi, 4 Mi, 5 Mi, 6 Mi, 7 Mi, 8 Mi, 9 M , lo
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0
20 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 1
21 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1
22 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1
23 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1
24 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 0
25 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1
26 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0
27 1 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0
28 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 0
29 1 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0
30 1 1 1 1 1 1 1 1 " 1 1 1
31 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 이중 리드- 물러를 예시한다 .
LTE-A에서는 최대 21 비트의 UCI (A/N 및 SR) 비트를 전송하기 위해서 PUCCH 포맷 3가 도입되었다. PUCCH 포맷 3의 일반 CP인 상황에서는 48비트의 코딩된 비트 (coded bit) 7} 전송될 수 있다.
따라서, UCI 비트 수가 11이하 일 때는 (32, A) 리드 -물러 (RM) 코딩이 사용되며, 코딩된 비트를 PUCCH 포맷 3 코딩된 비트 (coded bit) 수에 맞춰 늘이기 위해서 순환 반복 (circular repetition)이 사용된다.
반면, UCI 비트 수가 11을 초과할 경우, 앞서 표 6의 (32, A) 리드ᅳ 뮬러 (RM) 코드 기저 시뭔스 수가 부족하기 때문에, 이를 도 13과 같이 두 개의 (32, A) 리드 -물러 (RM) 코딩 블록을 사용하여 두 개의 코딩된 비트가 생성된다 (이를 이중 리드 -뮬러 (Dual RM)로 지칭한다) . 두 개의 코딩된 비트들을 PUCCH 포맷 3 코딩된 비트 (coded bit) 수에 맞춰 줄이기 위해서 절삭 (truncation)되고 , 인터리빙 ( interleaving)되어 전송된다 .
이러한 최대 21비트의 UCI가 PUSCH로 전송될 경우, UCI 비트 수가 11이하 일 때는 기존 Rel-8과 같이 (32, A) 리드 -물러 (RM) 코딩을 사용하여 PUSCH에 전송될 코드 레이트 (code rate)를 맞추기 위해서 절삭 (truncation) 또는 순환 반복 (circular repetition) °1 수행된다. 반면 , UCI 비트 수가 11을 초과할 경우 Dual RM을 사용하여 두 개의 코딩된 비트를 만들고, 이들을 PUSCH에 전송될 코드 레이트 (code rate)를 맞추기 위해서 절삭 (truncation) 또는 순환 반복 (circular repetition)이 수행된다.
보다 구체적으로 UCI 내용 별로 비트 구성 순서를 살펴보면 , SR 전송 서브프레임에서 PUCCH 포맷 3의 사용이 설정된 경우, PUCCH 포맷 3 또는 PUSCH로 SR과 A/N이 전송될 때, A/N이 우선적으로 배치되고, SR이 A/N 다음으로 배치되어, UCI 비트가 구성된다. 주기적인 CSI 보고
단말은 상위 계층에 의해 반정적 (semi-statically)으로 주기적으로 서로 다른 CSI 컴포넌트 (CQI, PMI, PTI 및 /또는 RI)를 아래 표 7에서 정해진 보고 모드를 이용하여 PUCCH 상에서 피드백하도록 설정된다 .
표 7은 PUCCH CSI 보고 모드를 위한 CQI 및 PMI 피드백 타입을 예시한다 . 【표 7】
Figure imgf000041_0001
각 전송 모드 (Transmission mode)에서 , PUCCH 상에서 아래와 같은 보고 모드가 지원된다. 전송 모드 1: 모드 1-0, 2-0 전송 모드 2: 모드 1-0, 2-0 전송 모드 3 : 모드 1-0, 2-0 전송 모드 4 : 모드 1-1, 2-1 전송 모드 5: 모드 1-1, 2-1 전송 모드 6: 모드 1-1, 2-1 전송 모드 7: 모드 1-0, 2-0 전송 모드 8: 단말이 PMI/RI를 전송하도록 설정되면, 모드 1-1, 2-1; 단말이 PMI/RI를 보고 하지 않도록 설정되면, 모드 1-0, 2-0 전송 모드 9: 단말이 PMI/RI를 보고하도록 설정되고 CSI-RS 포트의 수가 1을 초과하면, 모드 1— 1, 2-1; 단말이 PMI/RI를 보고하지 않도록 설정되고 CSI-RS 포트의 수가 1이면, 모드 1-0, 2-0 표 8은 전송 모드 (transmission mode)를 예시한다. 【표 8】
전송 모드 PDCCH에 대응되는 PDSCH 전송 기법
(Transmission
mode)
모드 1 단일 안테나 포트, 포트 0 모드 2 전송 다이버시티 (Transmit diversity) 모드 3 큰 지연 순환 지연 다이버시티 (CDD: Cyclic Delay
Diversity) 또는 전송 다이버시티
모드 4 폐루프 (Closed- loop) 공간 다중화 또는 전송 다이버시티 모드 5 전송 다이버시티 또는 다증-사용자 MIMO
모드 6 전송 다이버시티 또는 단일 전송 레이어를 이용한 폐루프 공간 다중화
모 c 7 물리 방송 채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 안테나 포트의 수가 1이면, 단일 안테나 포트, 포트 1이 사용되고, 그렇지 않으면 단일 안테나 포트, 포트 5 모드 8 PBCH 안테나 포트의 수가 1이면, 단일 안테나 포트, 포트
0이 사용되고, 그렇지 않으면, 전송 다이버시티 이중 레이어 전송, 포트 7 및 8 또는 단일 안테나 포트, 포트 7 또는 8 모드 9 비— MBSFN (Non-MBSFN: on Multicast Broadcast
Signal Frequency Network) 서브프레임 : PBCH 안테나 포트의 수가 1이면, 단일 안테나 포트, 포트 0이 사용되고, 그렇지 않으면, 전송 다이버시티 .
MBSFN 서브프레임 : 단일 안테나 포트, 포트 7, 최대 8 레이어 전송, 포트 그 14
각 서빙 셀에 대한 주기적인 CSI 보고 모드는 상위 계층 시그널링에 의해 설정된다 . 모드 1-1은 매개 변수 " PUCCH_formatl-
1— CSI_reporting_mode"를 사용하는 상위 계층 시그널링을 통해 서브 모드 1 또는 서브 모드 2로 설정된다. 단말 선택 (UE-selected) 서브맨드 CQI에 있어서, 특정 서빙 셀의 특정 서브프레임에서 CQI 보고는 대역폭 부분 (BP: Bandwidth Part) 또는 BP들로서 기술되는 서빙 씰의 대역폭의 특정 부분 또는 일부분 (들)에 대한 채널 품질을 나타낸다 . BP는 가장 낮은 주파수에서 시작하여 주파수가 증가하는 순서로 대역폭 크기의 증가 없이 인덱스가 부여된다. 각 서빙 샐에 대하여, N ^로 주어지는 시스템 대역폭은 N 개의 서브밴드로 나뉠 수 있다. 여기서, ^ / :」 개의 서브밴드는 크기 k를 가진다. 만약, [Λ¾ 1 - R D B L/^>0이면, 서브밴드 중의 하나의 크기는 / R D B L - ^VR D B L J이다.
BP 주파수-연속적 (frequency- consecutive)이고, N 서브밴드를 포함한다. BP M'는 아래 표 9내에서 주어진 서브밴드 세트 (S) 또는 DL
에 걸쳐서 정해질 수 있다. J=1이면, N 이다. J>1이면 " , 및 N^/k
N_j는 k J에 따라 /J
RB ' 또는 I"RB ' A '이다. 각 BP (j ) (0≤ j ≤J-1)는 증가되는 주파수에 따라 연속적인 순서로 스캔된다. 단말 선택 (UE selected) 단일 서브밴드 피드백에 있어서, 주파수가 증가되는 순서로 인텍싱된 L 비트 라벨과 함께 BP의 N_j개 서브밴드 중에서 log2 R D B L/ :/J
단일의 서브밴드가 선택된다. 여기서 I 11 이다.
표 9는 서브 밴드 크기 (k) , 대역폭 부분들 ( ' J ) , 하향링크 시스템 대역폭을 예시한다. 【표 9】
Figure imgf000043_0001
아래 CQI/PMI 및 RI 보고 타입은 각각 구분되는 주기 가지고, PUCCH CSI 보고 모드를 지원한다 .
- 타입 1 보고는 단말 선택 (UE-selected) 서브밴드 피드백을 지원한다. - 타입 la 보고는 서브밴드 CQI 및 W2 (즉, 제 2 PMI) 피드백을 지원한다.
- 타입 2, 타입 2b, 및 타입 2C 보고는 광대역 CQI 및 PMI 피드백을 지원한다.
- 타입 2a 보고는 광대역 PMI 피드백을 지원한다.
- 타입 3 보고는 RI 피드백을 지원한다 .
- 타입 4 보고는 광대역 CQI를 지원한다.
- 타입 5 보고는 RI 및 광대역 PMI 피드백을 지원한다.
- 타입 6 보고는 RI 및 PTI 피드백을 지원한다.
- 타입 7 보고는 CRI (CSI-RS Resource Indicator) 및 . RI 피드백을 지원한다.
- 타입 8 보고는 CRI, RI 및 광대역 PMI 피드백을 지원한다.
- 타입 9 보고는 CRI, RI 및 PTI 피드백을 지원한다.
- 타입 10 보고는 CRI 피드백을 지원한다. 각 서빙 셀에 있어서, CQI/PMI 보고를 위한 주기 (periodicity) Npd (서브프레임들 내) 및 오프셋 (서브프레임들 내〉은 파라미터 'cqi- pmi-eonfiglndex- ( )에 기반하여 결정된다. RI 보고를 위한 주기 (periodicity) 및 상대적인 오프셋 은 파라미터 'ri-
Configlndex1 ( ^ )에 기반하여 결정된다 . · cqi -pmi -Conf iglndex ' 및 'ri-Configlndex1 모두 상위 계층 시그널리에 의해 설정된다. RI를 위한 상대적인 보고 오프셋 NOF J"는 세트 {0'ᅳ1 '…' -(^ — 로부터 값이 정해진다. UE가 하나의 CSI 서브프레임 세트 이상에서 보고하도록 설정되면, 파라미터 ' cqi -pmi -Conf iglndex' 및 1 ri-Conf iglndex ' 각각은 CQI/PMI 및 RI 주기 (periodicity) 그리고 서브프레임 세트 1에 대한 상대적인 보고 오프셋에 해당하고, ' cqi-pmi-Conf iglndex2 ' 및 ' ri -Conf iglndex2 · 각각은 CQI/PMI 및 RI 주기 (periodicity) 그리고 서브프레임 세트 2에 대한 상대적인 보고 오프셋에 해당한다.
먼저, 광대역 CQI/PMI 보고만이 설정된 경우, 광대역 CQI/PMI 보고가 전송되는 서브프레임은 아래 수학식 1과 같이 정해진다.
【수학식 1】
(\0xnf +lns /2j- N0FFSET ,c )mod(N pd J = 0
수학식 1에서 n_f는 시스템 프레임 번호, n_s는 무선 프레임 내 슬롯 번호를 나타낸다.
RI 보고가 설정되는 경우, RI 보고의 보고 간격은 N pd 의 M_RI 정수 배수이고, RI 보고가 전송되는 서브프레임은 아래 수학식 2와 같이 정해진다. 【수학식 2】
(10 X + L / 2」 - N0FFSET,CQI - NOFFSETiRI)mod(NPD -M )= 0 수학식 2에서 RI 보고를 위한 상대적인 오프셋 N_OFFSET,RI 및 주기 M_RI 는 상위 계층 파라미터에 의해 결정된다 .
광대역 CQI/PMI 보고 및 서브밴드 CQI 보고가 모두 설정된 경우, 광대역 CQI/PMI 및 서브밴드 CQI 보고가 전송되는 서브프레임은 아래 수학식 3과 같이 정해진다 .
【수학식 3】
(10 X "/ + L / 2」 N OFFSET, CQI )mod Npd =°
PTI가 전송되지 않^ 경우 (설정되지 않아서 ) 또는 가장 최근에 전송된 PTI가 1일 때 , 광대역 CQI/광대역 ΡΜΙ 보고 (또는 전송 모드 9를 위한 광대역 CQI/광대역 제 1 ΡΜΙ 보고)의 주기는 Η*Νᅳ pd와 같으며 , 전송되는 서브프레임은 아래 수학식 4와 같이 정해진다 .
【수학식 4】
(10 X + L / 2」 - N OF隱 ,c& )mod (H-N^)=0 여기서, H는 H = J*K+1를 만족하며, J는 BP의 수를 나타낸다.
두 개의 연속적인 광대역 CQI/광대역 PMI (또는 전송 모드 9의 광대역 CQI/광대역 제 2 PMI) 보고 사이에서 , 남은 J*K 보고 인스턴스 (instance)는 BP들의 K 전체 사이클 상에서 연속적인 서브밴드 CQI 보고에 사용된다. 다만, 0으로 시스템 프레임 번호 천이 (transition)로 인하여 , 두 개의 연속적인 광대역 CQI/PMI 보고 사이의 간격이 J*K 보고 인스턴스 (instance) 보다 작으면, 이 경우 UE는 두 개의 광대역 CQI/광대역 PMI (또는 전송 모드 9를 위한 광대역 CQI/광대역 제 2 PMI 보고) 증 두 번째 이전에 전송되지 않았던 남은 서브밴드 CQI 보고를 전송하지 않는다. 각 BP의 전체 사이클은 BP 0로부터 시작하여 BP J-1까지 증가된다. 파라미터 K는 상위 계층 시그널링에 의해 설정된다. 가장 최근에 전송된 PTI가 0일 때, 광대역 제 1 PMI 보고는 주기 H'' NPd 가지고, 보고되는 서브프레임은 아래 수학식 5와 같이 정해진다.
【수학식 5】
(10 X + L 2」 - N0FFSET>CQI )mod(H' -Npd)=0 여기서 , H'는 상위 계층에 의해 시그널링된다.
매 두 개의 연속적인 광대역 제 1 PMI 보고 사이에, 남은 보고 인스턴스 (instance)는 아래 기술되는 바와 같이 광대역 CQI와 함께 광대역 제 2 PMI를 위해 사용된다.
RI 보고가 설정된 경우, RI의 보고 간격은 광대역 CQI/PMI 주기 H ' N Pd 의 M_RI 배이고, RI는 광대역 CQI/PMI 및 서브밴드 CQI 보고 모두와 동일한 PUCCH 순환 시프트 자원 상에서 보고된다.
RI가 보고되는 서브프레임은 아래 수학식 6과 같이 정해진다.
【수학식 6】
(10 X "/ + L / 2」 - NOFFSET,CQI - N0FFSET,RI )mod(// -NPD -MRI)^0
하나의 서빙 셀의 CSI 타입 3, 5 또는 6의 CSI 보고와 동일한 서빙 셀의 CSI 타입 1, la, 2, 2a, 2b, 2c 또는 4의 CSI 보고가 층돌되는 경우, CSI 타입 1, la, 2, 2a, 2b, 2c 또는 4의 CSI 보고는 낮은 우선순위를 가지며, 드랍 (drop)된다.
UE가 하나 이상의 서빙 셀이 설정되면, UE는 주어진 서브프레임 내 단 하나의 서빙 셀의 CSI 보고를 전송한다. 주어진 서브프레임에 있어서, 하나의 서빙 셀의 CSI 보고 타입 3, 5, 6 또는 2a의 CSI 보고와 또 다른 서빙 셀의 CSI 보고 타입 1, la, 2, 2b, 2c 또는 4의 CSI 보고와 충돌되는 경우, CSI 보고 타입 1, la, 2, 2b, 2c 또는 4의 CSI 보고는 낮은 우선순위를 가지며, 드랍 (drop)된다. 또한, 주어진 서브프레임에서 , 하나의 서빙 셀의 CSI 타입 2, 2b, 2C 또는 4의 CSI 보고가 또 다른 서빙 셀의 CSI 타입 1 또는 la의 CSI 보고와 층돌되면, CSI 타입 1 또는 la의 CSI 보고는 낮은 우선순위를 가지며, 드랍 (drop)된다 .
주어진 서브프레임에서, 동일한 우선순위를 가지는 CSI 타입의 서로 다른 서빙 셀의 CSI 보고 간에 충돌되는 경우, 가장 낮은 ServCelllndex를 가지는 서빙 샐의 CSI가 보고되고, 모든 다른 서빙 셀의 CSI는 드람 (drop)된다 . 비주기적인 (aperiodic) CSI 보고
비주기적인 (aperiodic) CSI 보： Q의 경우는 PDCCH로 전송되는 PUSCH 스케줄링 제어신호 (UL grant)에 CQI를 전송하도록 요청하는 제어 신호 (aperiodic CQI request)가 포함된다.
표 10은 PUSCH를 통하여 CQI/PMI/RI를 전송할 때의 모드를 나타낸 것이다 .
【표 10]
Figure imgf000048_0001
표 10의 전송 모드는 상위 계층에 의해 선텍되며, CQI/PMI/RI는 모두 같은 PUSCH 서브프레임에서 전송된다.
1-1) 모드 1-2
각각의 서브밴드에 대해서 데이터가 서브밴드만을 통해서 전송된다는 가정하에 프리코딩 행렬이 선택된다. 단말은 시스템 대역 또는 상위 계층에서 지정한 대역 (세트 S) 전체에 대해서 앞서 선택한 프리코딩 행렬을 가정하여 CQI를 생성한다 .
단말은 CQI와 각 서브밴드의 PMI 값을 전송한다. 이때, 각 서브밴드의 크기는 시스템 대역의 크기에 따라 달라질 수 있다.
1-2) 모드 2-0
단말은 시스템 대역 또는 상위 계층에서 지정한 대역 (세트 S)에 대해서 선호하는 M개의 서브벤드를 선택한다 .
단말은 선택된 M개의 서브밴드에 대해서 데이터를 전송한다는 가정으로 하나의 CQI 값을 생성한다 .
단말은 추가로 시스템 대역 또는 세트 S에 대해서 하나의 CQI (광대역 CQI) 값을 생성한다 .
선택된 M개의 서브밴드들에 대해서 다수 개의 코드워드가 있을 경우 각 코드워드에 대한 CQI 값은 차분 형식으로 정의한다 .
- 차분 CQI (Differential CQI) = 선택된 M 개의 서브밴드에 대한 CQI 값에 해당하는 인덱스 - 광대역 CQI 인덱스
단말은 선택된 M개의 서브밴드의 위치에 대한 정보, 선텍된 M개의 서브벤드들에 대한 하나의 CQI 값, 전 대역 또는 set S에 대해서 생성된 CQI 값을 전송한다. 이때, 서브맨드크기 및 M 값은 시스템 대역의 크기에 따라 달라질 수 있다.
1-3) 모드 2-2
단말은 M개의 선호된 서브밴드를 통하여 데이터를 전송한다는 가정하에 M개의 선호 서브밴드의 위치와 M개의 선호 서브밴드에 대한 단일 프리코딩 행렬을 동시에 선택한다 .
M개의 선호 서브밴드에 대한 CQI값은 코드워드마다 정의된다.
단말은 추가로 시스템 대역 또는 세트 S에 대해서 광대역 CQI 값을 생성한다 .
단말은 M개의 선호된 서브밴드의 위치에 대한 정보, 선텍된 M개의 서브밴드들에 대한 하나의 CQI 값, M개의 선호된 서브밴드에 대한 단일 프리코딩 행렬 인덱스, 광대역 프리코딩 행렬 인덱스, 광대역 CQI 값을 전송한다. 이때, 서브밴드크기 및 M 값은 시스템 대역의 크기에 따라 달라질 수 있다.
1 - 4 ) 모드 3 - 0
단말은 광대역 CQI 값을 생성한다 .
단말은 각 서브밴드를 통해서 데이터를 전송한다는 가정하에 각 서브밴드에 대한 CQI 값을 생성한다 . 이 때 RI > 1이더라도 CQI 값은 첫 번째 코드워드에 대한 CQI 값만을 나타낸다.
1 - 5 ) 모드 3 - 1
단말은 시스템 대역 또는 set S에 대해서 단일 프리코딩 행렬을 생성한다. 단말은 각 서브밴드에 대해서 앞서 생성한 단일 프리코딩 행렬을 가정하고 codeword 별로 서브밴드 CQI를 생성한다 .
단말은 단일 프리코딩 행렬을 가정하고 광대역 CQI를 생성한다.
각 서브밴드의 CQI 값은 차분 형식으로 표현된다.
- 서브밴드 CQI = 서브밴드 CQI 인텍스 ᅳ 광대역 CQI 인덱스
여기서, 서브밴드크기는 시스템 대역의 크기에 따라 달라질 수 있다. PUCCH 포맷 3
현재 LTE-A 규격에 따르면, PUCCH 포맷 3은 UE가 DL 데이터에 대한 ACK/NAK 피드백 용도로 사용 ¾다. LTE 규격에 따르면, PUCCH 포맷 la/lb를 통해 UE는 최대 2 비트 ACK/NAK 정보를 기지국에게 전송할 수 있었다 . 하지만 TDD 시스템 및 캐리어 병합 (CA: Carrier Aggeregation) 환경이 구축됨에 따라 ACK/NAK 정보의 오버헤드가 늘어났고 , 늘어난 오버헤드를 해결하기 위해 더 큰 용량의 PUCCH 포맷 3이 도입되었다.
예를 들어, TDD 시스템에서 UL/DL 구성 (configuration) 2인 경우 (앞서 표 1 참조) UL/DL 서브프레임 비율이 1:4로 비대칭이기 때문에, 단말은 하나의 UL 서브프레임에 4개의 DL 서브프레임에 해당하는 ACK/NAK 정보를 보고하여야 한다. 게다가 n개의 컴포년트 캐리어 (CC: Component Carrier)에 대한 CA가 적용된 경우, 단말은 하나의 UL 서브프레임에 최대 4n개의 DL 서브프레임에 해당하는 ACK/NAK 정보를 보고하여야 한다 . 즉 , 5CC CA인 경우, 단말은 20개의 DL 서브프레임에 해당하는 ACK/NAK 정보를 보고하여야 한다. 단말이 하나의 서브프레임에서 동시에 전송되는 두 개의 코드워드에 대한 ACK/NAK 정보를 공간적 번들링 (spatial bundling)하여 2 비트 정보를 1 비트로 압축하여 보고하더라도, 앞서 예시와 같이 UL/DL 구성 (configuration 2에서 5CC CA가 적용되면 최대 20 비트의 ACK/NAK 정보가 하나의 UL 서브프레임을 통해 보고되어야 한다. 그 결과 LTE-A에서는 최대 22 비트의 용량을 가진 PUCCH 포맷 3이 정의되었고, 기지국이 UE에게 RRC 설정을 통해 PUCCH 포맷 3의 이용 여부를 알려 줄 수 있다. PUCCH 포맷 2로 주기적 전송되는 CSI 피드백과 PUCCH 포맷 3의 ACK/NAK 정보 보고가 하나의 UL 서브프레임에서 충돌된 경우, 현재 LTE-A 규격에 따르면, 다음과 같이 동작한다. PUCCH 3의 전체 22 비트 용량에서 ACK/NAK 페이로드 (SR 정보가 존재하는 경우, SR 정보의 페이로드 크기 1 비트도 합쳐 계산됨 )를 제외한 PUCCH 3의 여유 용량이 CSI 페이로드 크기 이상인 경우 ACK/NAK과 CSI는 PUCCH 3을 통해 동시에 전송된다. 그렇지 않은 경우 CSI는 전송되지 않고 (즉 CSI는 드랍 (drop) 되며 ) ACK/NAK 만 전송된다. 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 정의 전송 모드 4, 5 및 6의 경우, 프리코딩 피드백은 채널 종속적인 코드북 기반 프리코딩을 위해 사용되고, PMI를 보고하는 UE (들)에 의존한다 . 전송 모드 8의 경우, UE는 PMI를 보고한다. 전송 모드 9 및 10의 경우, PMI/RI 보고가 설정되고 CSI-RS 포트가 1 보다 크면 UE는 PMI를 보고한다. UE는 피드백 모드에 기반하여 PMI를 보고한다. 다른 전송 모드의 경우 , PMI 보고는 지원되지 않는다 .
2개의 안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 11과 코드북 인덱스에 해당한다.
- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 1S}이고, 관련된 RI 값이 1인 경우, PMI 값은 아래 표 11에서 υ =1일 때의 코드북 인덱스 η에 해당한다 (" 0'1'2'3}) .
- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 1S}이고, 관련된 RI 값이 2인 경우, PMI 값은 아래 표 11에서 U =2일 때의 코드북 인텍스 n+1에 해당한다 (" 0'1}) .
표 11은 안테나 포트 {0, 1} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트 {0:1} 또는 {15, 16} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다. 【표 11】
Figure imgf000053_0001
4개의 안테나 포트가 {0, 1, 2, 3} 또는 {15, 16, I7, 18}인 경우, 각 PMI 값은 다음과 같이 아래 표 12에서 주어진 코드북 인텍스에 해당하거나, 아래 표 13 내지 표 16에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 해당한다 .
- PMI 값은 연관된 RI 값과 동일한 "에 대하여 아래 표 12에서 주어진 코드북 인덱스 n에 해당할 수 있다 ("^ 0，1'…，15)) .
- 또는, 각 PMI 값은 표 13 내지 표 16에서 주어진 코드북 인텍스들의 쌍에 해당할 수 있다. 여기서, 표 13 및 표 16에서 φ" , φ'" 및 "'는 아래 수학식 7과 같다.
【수학식 7】 φη = ejm'2
φ n = e
V ... = li eJ2mn/i2 Tr 제 1 PMI 값 ( {0,1,.ᅳ.,/( -1} ) 및 제 2 PMI 값 ( /^{Ο,Ι,...,^)-!} )은 각각 연관된 RI 값과 동일한 ^에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 인덱스 ^ 및 '2에 해당한다. 여기서 , = {l,2,3,4}, /(u) = {16,16,1,1} 및 g( )= {16,16,16,16}일 때 각각 j는 8, 9, 10, 11에 해당한다. 표 15 및 표 16에서 는 = /— 2"""" "" W""으로부터 세트 W에 의해 주어진 열들에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 여기서, 는 4x4 단위 행렬이고, 백터 ""는 표 7에서 정해진다. 그리고, " = /2이다.
경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다.
표 12는 안테나 포트 {0, 1,2, 3} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트
{0, 1, 2, 3} 또는 {15, 16, 17, 18} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
【표 12】
Figure imgf000054_0001
표 13은 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다
【표 13】
Figure imgf000055_0001
표 14는 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 2 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 14】
Figure imgf000055_0002
표 15는 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 3 레이어 CSI 보고를 위한 북을 예시한다 .
【표 15】
Figure imgf000056_0001
표 16은 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 16】
Figure imgf000056_0002
8 안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 17 내지 표 24에서 주어진 코드북 인텍스들의 쌍에 해당한다. 여기서 , 및 V 는 아래 수학식 8과 같다.
【수학식 8】 φη = e
1 ej2m/ 2 ej4 tt/32 Tr
v, 뼤、
Λ, , , ᅳ {15,16,17,18,19,20,21,22 ) Λΐ ^ 0 ，，
8 안테나 쏘트 1 ' 의 경우, 제 1 ΡΜΙ 값 ( /1 £ {0，1,:..，/(")-1} ) 및. 제 2 丽 값 (./2ε{0,1,…，에)-1})은 각각 연관된 RI 값과 동일한 "에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 ¾덱스 및 /2에 해당한다 . 여기서, j = y이고, /(") = {16,16,4,4,4,4,4，1}이며, g(") = {l6,l6,l6,8,l,Ul}이다. 경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다. 표 17은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한
Figure imgf000057_0004
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'2
'Ί
4 5 6
0 - 3 r 8/|+2,8l+2,81+10 8 ,8/l+2.8(l + 10 " 8/|+2.8/|+ 0,8 0
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+2,8;, +2
'2
'Ί
9 10 11
0 - 3
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"8| + l2,8/l+4.8i| + l2 "8/|+4,8/1+12.8i1+l2 "8il+12,8/l+4,8/|+4
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12 13 14 15
0 - 3 卜
+14 "β/,+ ,δι,+δ,βι+Η ,+|4 /|+14 /|+M
< <
33
2
표 20은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 20】
II ^' 33
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표 21은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 5 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 21】
Figure imgf000058_0004
표 22는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 6 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 22】
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표 23은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 7 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【
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표 24는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 8 레이어 CSI 보고를 위한 북을 예시한다.
【
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미 1시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy efficiency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위합 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전 -차원 MIMO (FD-MIMO: Ful 1 -Dimension MIMO)로도 지칭된다. LTE 릴리즈 (Rel : release ) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다 .
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 범 제어 ( electronic beam control ) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 범 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 범 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
AAS 둥의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다 . 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension ) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 14에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며, 도 14와 같이 Nᅳ t=N_v · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N— V는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 범을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave )이 수직 방향 (고도 ( elevat ion) ) 및 수평 방향 (방위각 (azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 15은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D-AAS )를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다.
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 둥의 웅용을 고려할 수 있다.
또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서 , 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polari zation) # 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
편파 ( Polari zation)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (pi anar antenna array) 모델의 경우, 도 16과 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (pass ive antenna )에 따른 기존의 MIMO 시스템고 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가증치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 (radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 (spacing) 등과 같은 안테나 배치 (arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.
도 16의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.
. M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 (antenna element)의 개수 (즉, 각 열에서 + 45° 경사 (siant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 (slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 16의 경우와 같이 교차 편파 (cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 (co-polarization)의 경우 P=l이다.
테 4 (antenna port) ^ "리적 ¾테 (physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 (antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나. 포트 0는 CRS (Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS (Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 ( cross polari zation) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍 (beamforming )을 위해 사용되는 경우 둥이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다증의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도특 할 수 있다 . 일반적으로 다중의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 ( column)로 구성되는 안테나 배열 ( antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.
즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다른 일례로 , 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다 . 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관¾된다.
FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) (TXRU: transceiver unit) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.
안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다 . TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다 . 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 (directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 (transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 (TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿 )와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도톡 CSI— RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다. TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization)이 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
ID TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 16의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M_TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M_TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M_TXRUXNXP와 같다.
TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 17 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 옵션 1: 서브 -배열 분할 모델 (sub— array partition model)과 도 17 (b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션 -2: 전역 연결 (full-connection) 모델로 구분될 수 있다.
도 17 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 17 (b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 17에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가증치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다.
여기서, 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1-to-many)일 수 있다.
도 17에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.
CSI 보고 (CSI reporting)
현재 3GPP Rel-13에서는 클래스 (Class) A로 정의되는 프리코딩되지 않은 방식 (non-precoded scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스가 하나의 CSI-RS 자원과 하나의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)과 Class B로 정의되는 빔포밍된 방식 (beamformed scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원과 하나 또는 그 이상의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)을 정의한다.
1) 클래스 A CSI 보고 (Class A CSI reporting)
FD (Full Dimension)—MIMO (또는, 매시브 (Massive) -MIMO, 진보된 (enhanced) -MIMO, 대규모 안테나 시스템 (Large-Scale Antenna System) , 매우 큰 (Very Large) MIMO, 하이퍼 (Hyper) -MIMO 등으로 지칭될 수 있음) 시스템에서 기지국은 UE에게 하나의 CSI 프로세스 (process) 내 여러 개의 CSI-RS 자원을 설정할 수 있다. 이 경우, UE는 하나의 CSI process 내에서 설정된 CSI-RS 자원을 독립적인 채널로 간주하지 않고, 해당 자원들을 병합 (aggregation)하여 하나의 (거대한) CSI-RS 자원을 가정한다. 그리고, UE는 하나의 CSI-RS 자원으로부터 CSI를 계산하고, 기지국에게 피드백한다. 예를 들어 , 기지국은 UE에게 ᄒ 1"나의 CSI process 내에 4 포트 (port) CSI- RS 자원을 3개 설정하고, UE는 이를 병합하여 12 port CSI-RS 자원 하나를 가정한다 . 이 자원으로부터 12 port PMI를 이용하여 CSI를 계산하고 기지국에게 피드백 한다 .
2) 클래스 B CSI 보고 (Class B CSI reporting)
FD MIMO 시스템에서 기지국은 UE에게 하나의 CSI process 내에 여러 개의 CSI-RS 자원을 설정할 수 있다. 예를 들어, 하나의 CSI process 내 8개의 CSI-RS 자원을 configure할 수 있으며, 8개의 CSI-RS 자원은 각각 4 port CSI-RS로 구성될 수 있다. 8개의 4 port CSI-RS 자원 각각은 서로 다른 가상화 (virtualization)가 적용됨에 따라 서로 다른 범포밍 (beamforming)이 적용되어 있다. 예를 들어 , 첫 번째에 해당하는 CSI- RS 자원은 100도의 천정각 (zenith angle)으로 수직 범포밍 (vertical beamforming)이 적용되고, 각 CSI-RS 자원은 ^차적으로 5도의 천정각 차이를 두고 CSI— RS가 설정되어, 8번째에 해당하는 CSI-RS 자원은 135도의 천정각으로 수직 빔포밍이 적용될 수 있다 . UE는 각 CSI— RS 자원을 독립적인 채널로 가정하며 CSI-RS 자원 중 하나를 택하고 선택된 자원을 기준으로 CSI를 계산하고 기지국에게 보고한다. 즉, UE는 상기 8개의 CSI-RS 중 채널이 강한 CSI-RS 자원을 선택하고, 선택된 CSI-RS 자원을 기준으로 CSI를 계산하여 기지국으로 보고하게 된다. 이때 , 선택된 CSI-RS 자원을 CSI-RS 자원 지시자 (CRI: CSI-RS resource indicator) 값을 통해 추가로 기지국에게 보고한다. 예를 들어, 첫 번째 CSI- RS의 채널이 가장 강한 경우, UE는 CRI = 0로 설정하여 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 특징을 효과적으로 나타내기 위해 클래스 B에서 CSI process에 대해 다음과 같은 변수를 정의할 수 있다. K 는 CSI process 내에 존재하는 CSI- RS 자원의 수를 의미한다. N_k는 k번째 CSI-RS 자원의 CSI-RS port 수를 의미한다 . 상기 예제에서 K=8이며, N_k는 k값에 무관하게 4로 설정된 경우를 나타낸다.
현재 3GPP Rel-13에서 CRI는 특정 CSI-RS 자원을 지시해 주시만, 향후 CRI는 특정 CSI— RS 자원에 특정 port 조합을 나타내는 것으로 더 구체화 할 수도 있다.
예를 들어, CRI는 CSI process 내 8 개 CSI-RS 중 하나를 선택하고 , 추가적으로 선택된 CSI-RS 자원 내에서 port 15, 16 번 조합을 선택하는 것으로 구체화 될 수 있다. 이와 같이, 각 CSI-RS에서 port 15, 16 조합 또는 port 17, 18 조합 중 하나를 선택할 수 있게 되면, CRI는 16개 증 한 값을 나타낸다. 첫 번째 CSI-RS 자원의 port 15, 16 조합이 CRI = 0, 첫 번째 CSI-RS 자원의 port 17, 18 합이 CRI = 1, 두 번째 CSI-RS 자원의 port 15, 16 조합이 CRI = 2, 두 번째 CSI-RS 자원의 port 17, 18 조합이 CRI = 3 순서로 매핑되어, 마지막 여덟 번째 CSI-RS 자원의 port 17, 18 조합이 CRI = 15로 최종 매핑될 수 있다.
3GPP Rel-13 코드북은 Rel-10, Rel-12 코드북의 이중 (dual) 구조를 따른다. 즉, W_l (W1) (장기 (long-term) , 광대역 (wideband) , 빔 그룹 선택) W— 2 (W2) (단기 (short— term) , 서브벤드 (subband) , 빔 선택+위상일치 (co- phasing)〉의 특성을 가지고 두 개의 곱 (즉, W_l 및 W_2의 곱〉으로 최종 코드북이 형성된다.
다만, Rel-10, Rel-12 코드북과의 차이점은, 고려하는 안테나 포트 레이아웃 (antenna port layout)이 2 차원 (2D: 2 Dimensional) 포함하기 때문에, 코드북을 구성하는 각 범들이 수직 (vertical) 비 수평 (horizontal) 범의 크로네커 곱 (kronecker product) 형태로 나^"나게 된다. 3GPP Rel-13 랭크 (Rank) 1-2 코드북을 수식으로 나타내면 아래 수학식 9와 같다.
【수학식 9]
W = WTW-
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1 jinn
(2) = , , φη = exp ," = 0，1
^,vm, ® unh -φηνηι
Figure imgf000069_0002
..2ππιΛΝ -1),
1 ··· exp(y—— 2—f—— )
Figure imgf000070_0001
수학식 9에서 WA (1)는 랭크 1 코드북의 최종형태를 나타내고, WA(2)는 랭크 2 코드북의 최종형태를 나타낸다. 여기서 , N_l 및 N_2는 각각 제 1 차원 (1st dimension) 및 제 2 차원 (2nd dimension) 내 각 편파 (polarization) 별 antenna port의 牛이 . o_l ¾ o_2^ 제 1 치"원 (1st dimension) 및 제 2 치 "원 (2nd dimension) 내 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이다. 그리고, m_l, tn— 2는 각각 수평 (horizontal)과 수평 (vertical) (또는 제 l(lst) 및 제 2 (2nd) 도메인 (domain) )에서 이산 푸리에 변환 (DFT: Discrete Fourier Transform) 백터의 선택 방법을 나타낸다. 01_1(¾크 2인 경우, m_l 및 m'_l)과 m_2(탱크 2인 경우, m_2 및 m'— 2)를 통하여 특정 W1 (즉, 제 1 PMI) 2D 범그룹 (즉, 코드북 구성 (Codebook Config) 1 내지 4)를 구성할 수 있다. 그리고, 아래첨자 n은 위상일치 (co-phasing)를 나타낸다. 즉, 3GPP Rel-13 코드북은 크로네커 곱의 연산을 이용하여 Rel-10의 8TX(8 port 전송) 코드북을 2 차원으로 확장한 것으로 볼 수 있다. 또한, 3GPP Rel-13 코드북은 밀접한 간격의 범 (들) (closely spaced beams)을 형성할 수 있다. 또한, 3GPP Rel-13 코드북은 계속되는 일정 모들러스 코드북 (constant modulus codebook)으로 볼 수 있다. 즉, 백터 (즉, v 및 u)를 구성하는 요소들의 크기 (amplitude)는 모두 1이고, 각도만 순환적으로 변하는 것을 의미한다.
또한, 3GPP Rel-13 코드북은 N— 1, Ν_2 , ο_1 , o_2 파라口 1터를 이용하여 확장 가능한 (scalable) 코드북에 해당한다.
또한, 3GPP Rel-13 코드북을 4 가지의 구성 (Conf ig)으로 분류될 수 있다.
도 18은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북의 구성을 예시하는 도면이다.
도 18에서는 각 코드북 구성 (Config) 별 범 그룹 패턴을 예시한다.
구성 1 (Config 1) 코드북의 경우, 하나의 범으로 구성되는 범 그룹 패턴 (즉, (X, y) , 여기서 , X는 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원〉 인덱스, y는 제 2 차원 (예를 들어 , 수직 차원) 인덱스)을 나타낸다. 즉, W_l에 의해 하나의 범이 선텍됨으로써 , W— 2 내 범 선택 (beamselection)이 존재하지 않는다. 구성 2 (Config 2) 코드북의 경우, 4개의 범이 정사각형 형태로 구성되는 범 그룹 패턴 (즉, (X, y) , (X, y+1) , (x+1, y) , (x+1, y+1) , 여기서 , x는 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 인덱스, y는 제 2 차원 (예를 들어 , 수직 차원 ) 인텍스)을 나타낸다 . 이는 제 1 차원 및 제 2 차원 모두에서 중간 각도 범위 (medium angle spread)에 적용될 수 있다.
구성 3 (Config 3) 코드북의 경우, 4개의 빔이 지그재그 형태로 구성되는 범 그룹 패턴 (즉, (X, y) , (x+1, y+1) , (x+2, y) , (x+3, y+1) , 여기서, x는 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 인덱스, y는 제 2 차원 (예를 들어 , 수직 차원) 인덱스)을 나타낸다. 이는 제 1 차원 및 제 2 차원 각각에서 큰 각도 범위 (large angle spread) 및 중간 각도 범위 (medium angle spread)에 적용될 수 있다.
구성 4 (Config 4) 코드북의 경우, 4개의 빔이 직사각형 (일자형) 형태로 구성되는 범 그룹 패턴 (즉, (X, y) , (x+i , y) , (χ+2, y) , (x+3, y) , 여기서 , x는 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 인덱스, y는 제 2 차원 (예를 들어 수직 차원) 인덱스)을 나타낸다. 이는 제 1 차원 및 제 2 차원 각각에서 큰 각도 범위 (large angle spread) 및 작은 각도 범위 (small angle spread)에 적용될 수 있다.
여기서 , 3GPP Rel-13 코드북에 대한 4가지의 코드북 구성 간에 성능 차이는 미약하다 (5% 내 ) .
또한, 3GPP Rel-13 코드북은 탱크 간에 네스티드 속성 (Nested property)은 만족되지 않는다. 즉, 탱크 1과 랭크 2가 상이한 빔 패턴을 가진다.
또한, 3GPP Rel-13 코드북에서 1 차원을 위해 적용 가능한 코드북은 구성 1 (Config 1) 및 구성 4 (Config 4)이다. 선형 결합 (LC: Linear Combination) 코드북을 위한 CSI 피드백 방법 FD-MIMO가 도입 되면서, 기지국은 N (N>>1, 예를 들어, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32) 안테나 포트 (또는, 특정 포트-대 -요소 (port— to - element ) 가상화 (virtualization)에 따라서 "요소 (element ) "가 해당될 수도 있으며 , 이하 설명의 편의 상 "포트 (port) "로 통칭하여 설명함)를 가지고 3D-범포밍 등을 수행함으로써 , 시스템의 수율 (throughput)을 높일 수 있다. 기존 3GPP LTE, LTE-A에서는 단일 사용자 MI O (SU-MIMO: Single User-MIMO) 목적으로 DFT 행렬을 기반으로 하는 코드북을 사용하였다.
다만, MU-MIMO를 위해서는 보다 정확하게 정밀한 빔 (beam)을 형성는 것이 증요하나, 안테나 포트의 수 , 오버샘플링 인자 (oversampling factor)만으로 코드북을 구성한다면 분해능 (resolution)이 부족하다는 단점이 있다. 또한, DFT 행렬의 경우 3기가 모두 1이므로 채널 정보를 정확히 반영하기 어렵다는 단점이 있다 .
이에 따라, 다증 人！"용 ！" MIMO (MU-MIMO: Multi User-MIMO) 향상 (enhancement)을 목적으로 UE에 의한 좀더 정확한 CSI 피드백을 위해 선형 결합 (LC: linear combination) 코드북이 논의되고 있다. 이하, 선형 결합 (LC) 코드북에 대하여 살펴본다.
LC 코드북의 경우, 이중 코드북 (dual codebook) 구조에서, W1 (또는 (즉, 제 1 PMI)으로 광대역 (wideband) /장기 (longterm) 성격의 범 그룹을 설정하고, W2(또는 W2) (즉, 제 2 PMI)의 서브밴드 (subband)/단기 (shortterm) 보고 시 W1을 구성하고 있는 범들을 선형 결합 (linear combination)하여 빔의 단위 /입상 (granularity)를 확장하는 코드북을 의미한다 .
여기서, W1은 Class A 코드북로 대표되는 이증 -단계 (dual-stage) 코드북의 W1이거나, 혹은 Linear combination을 위하여 새롭게 설계된 W1 흑은 단일 단계 (single stage)의 레가시 (legacy) 코드북 (예를 들어 , 3GPP Rel-8 4Tx)를 W1으로 적용하여 사용할 수 있다 .
LC 코드북을 수식으로 나타내면 수학식 10과 같다. 【수학식 10】
1 ( βπη
w; ,φη = ex미 \,n = 0,1
Figure imgf000074_0001
where at =^c( k c\p(jdi k )b, , cik(0≤clk < 1) is an amplitude coefficient, N is a number of beams in W, Θ, is a phase coefficient, b, e {(mi,m2 ) | vm, <Ξ> w„ } is an DFT vector from W, .
수학식 10에서 , Ci,k (0 <c_i,k≤l)은 진폭 계수 (amplitude coefficient)이고, N은 내 빔의 개수이고, 는 위상 계수 (phase coefficient)이고, vml i um2는 내 속하는 DFT 백터이다. 는 크로네커 곱 (Kronecker product)를 의미한다.
수학식 10을 살펴보면, 주어진 W1에 대하여, W2에서 단말이 보고해야 하는 성분들은 다음을 포함할 수 있다 . i) W1의 N개의 범 증에서 LC 동작에 사용되는 최적의 (best) L개의 범을 선택에 관여하는 인텍스, ii) LC의 계수 (예를 들어 , phase, amplitude 또 phase + amplitude)와 관련된 인덱스, iii) 크로스 편파 (cross polarization) (X-pol) 안테나의 위상 -일치 (co-phase) 성분과 관련된 인덱스 등을 포함할 수 있다. 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의를 위해 2D 안테나 어레이 (array)에서 제 1 차원 (dimension) /도메인 (domain)은 주로 수평 차원 /도메인으로 지칭하고, 제 2 차원 /도메인은 주로 수직 차원 /도메인을 지칭하는 것으로 설명하나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
또한, 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 특별한 설명이 없는 한 각 수학식에서 사용되는 동일한 변수들은 동일한 기호로 표시될 수 있으며, 동일하게 해석될 수 있다.
또한, 이하 본 발명의 설명에 있어서 , 빔 (beam)은 해당 빔 (beam)을 생성하기 위한 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터 또는 코드워드)로 해석될 수 있으며 , 범 그룹은 프리코딩 행렬의 세트 (또는 프리코딩 백터의 세트)와 동일한 의미로 해석될 수 있다.
또한, 이하 본 발명의 설명에 있어서 3GPP TS 36.213 V13.6.0 문서가 본 명세서에 참조로서 병합 (incorporated by reference)된다.
A. PUCCH 포맷 2 혹은 PUCCH 포맷 3를 사용한 CSI 피드백 방법 이하, 본 발명에서는 상술한 성분들을 현재 규격에서 정의된 PUCCH 포맷 2 혹은 . PUCCH 포맷 3를 사용하여 피드백하는 방법을 제안한다.
표 25는 LC 코드북의 코드워드 (codeword)의 수를 예시하는 표이다.
【표 25】
Figure imgf000075_0001
표 25의 예제에서는 Wl의 빔 그륨이 4개의 빔으로 구성되어있는 경우, 그리고 , Phase Coefficient는 { 1 , j , -1, - j } , Ampli ude Coefficient는 {0.25, 0.5, 0.75, l}으로 가정하였다. 즉, 탱크 1에서 범의 개수 (L)가 2일 때 , 범은 빔 그룹에 속한 4개의 빔 중에서 2개를 선택하므로 6가지 (4C2)의 경우의 수를 가질 수 있다. 또한, Phase Coefficient 및 Amplitude Coefficient는 각 빔 별로 4가지의 경우를 가질 수 있으므로, 총 4A2의 경우의 수를 가질 수 있다. 이를 일반화하면, N(W1 내 빔의 수) , P (phase coefficient의 수) , A (amplitude coefficient의 수)를 이용하여 , 각각 LC 코드북의 NCL로 범 선택 (beamselecti 1〉 , PAL로 phase coefficient의 크기, AAL로 amplitude coefficient의 크기를 나타낼 수 있다.
N
at=∑c exP(7쒜 ) b, 또한, LC가 실시되는 경우, 앞서 수학식 10에서 '=1 ' ' 를 아래 수학식 工과 같이 변형하여 적용함으로써 , 페이로드 크기를 줄일 수 있다 .
【수학식 11]
N
ai=bi +∑c,,i exp이) b, 수학식 11과 같이 변경하면 , 기준이 되는 ！이의 빔을 기준으로 LC가 수행된다. 즉, 수학식 10에 따르면 W1 범 그룹에 속한 어떠한 범도 LC를 위해 선택될 수 았으나, 수학식 11에 따르면 W1 빔 그룹에 속한 특정 하나의 범은 정해진 상황에서 나머지 빔 증에서 LC를 위한 범이 선택될 수 있다. 따라서 , 전체 LC 코드북 사이즈를 적용한 것 (즉, 앞서 수학식 10의 케이스〉과 비교하여 큰 성능 손실 없이도 LC를 적용할 수 있다 . 앞서 수학식 10 혹은 수학식 11 (즉, 수학식 10에 수학식 11에 적용되는 방식)이 사용되어 LC 코드북이 구성되는지 여부는 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )에 의해 UE에게 설정될 수 있으며 , 기지국과 UE가 사전에 약속할 수 있다. 이하, PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서의 CSI 피드백 방법에 대하여 살펴본다 레가시 시스템에서 주기적인 CSI (P— CSI: Periodic-CSI) 모드 (mode) 1-1 (앞서 표 7 참조〉의 서브모드 (submode) 1의 경우는 다음과 같이 CS工 피드백이 지원된다.
하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 저 ll (lst) 인스턴스: RI
- 제 2 (2nd〉 인스턴스: W1
- 제 3 (3rd) 인스턴스: CQI + W2
즉, UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W1를 기지국에게 보고 "며, 저 ]3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에게 보고할 수 있다.
P-CSI 모드 1-1 서브모드 1에 있어서, RRC에 의해 주어진 Config의
3GPP Rel .13 클래스 A 코드북 (즉, 3GPP TS 36.213 vl3.6.0의 표 7.2.4- 10, 7.2.4-11, 7.2.4-12, 7.2.4-13, 7.2.4-14, 7.2.4-15, 7.2.4-16 , or 7.2.4-17)이 가정된다.
코드북 서브샘플링 (subsampling)은 필요로 하지 않는다.
W1 피드백 주기 (feedback periodicity)는 Η' * Npd이다.
여기서, Npd 주기 (서브프레임 내)는 주어진 파라미터 "cqi-pmi- Conf iglndex" (IC /PMI)에 따라 3GPP TS 36.213 V13.6.0의 표 7.2.2- 1A의 값에 기초하여 결정되며 , H'은 상위 계층에서 시그널링되는 정수 값이다.
3GPP Rel-13의 클래스 A 코드북의 경우, W1의 최대 비트 길이 (bit width)는 Configl을 사용할 때, rank 1-2의 경우, 9 비트이다. 3GPP Rel- 14에서 지원되는 최대 32 안테나 포트 구성에서는 최대 오버샘폴링 인자 (oversampling factor)가 (8,4〉이므로, 최대 9 비트의 비트 길이 (bit width)를 가질 수 있다. 본 발명에 따르면, LC 코드북의 경우, P-CSI mode 1-1의 submode 1인 LC 코드북은 다음과 갈을 수 있다.
먼저, 이하 본 발명의 설명의 편의를 위하여, 아래과 같이 i2를 정의할 수 있다.
- 121: 범 선택 (N개 범 중에서 L개의 빔〉
- i22： LC coefficient를 위한 인텍스
- i23： Co-phase를 위한 인덱스
즉, 본 발명의 실시예에 따른 프리코딩 행렬을 생성하기 위하여 LC에 이용되는 범 (즉, 코드워드)를 지시하기 위한 선택 정보 (즉, i21) , LC 시 각 범 (즉, 코드워드)에 적용되는 LC 계수를 지시하기 위한 정보 (예를 들어 , 파워 계수, 위상 계수를 지시하기 위한 정보) (즉, i22) , 크로스 편파 (cross polarization) 안테나 레이아웃에서 각 편파 (즉, 도메인)에서 전송되는 빔의 위상 일치 (co-phase)를 위한 위상 일치를 지시하기 위한 정보 (즉, i23)가 구분될 수 있다. 여기서, LC 계수의 일례로 설명한 위상 계수와 위상 일치 (Co- phse)는 하나의 위상 계수로서 지시될 수도 있다.
후술하는 바와 같이, i21, 122, i23은 각각 독립적인 CSI 보고 시점 /인스턴스 (instance)에서 전송될 수 있다. 이하, 이에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다 . 본 발명에서 제안하는 P-CSI mode 1-1의 submode 1은 다음과 같이 고려될 수 있다.
제안 A.1) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 저 ll instance: RI
- 제 2 instance: Wl + 2 (i21)
- 저 b instance: CQI + W2 (i22 + i23)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 W1과 W2 (i21)를 기지국에게 보고히며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2(i22 + i23>를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
본 발명에서 제안하는 방법을 사용하는 경우 , 페이로드 크기가 11 비트임을 감안할 때 , 다음과 같은 LC 코드북의 제한 (restriction)이 동반되는 것이 바람직하다.
UE는 LC 코드북이 설정될 때, Class A 코드북 Config 1이 설정되는 것을 기대하지 않을 수 있다. 또한, LC에 적용되는 L = 2로 설정 되며, 제 3 인스턴스의 W2의 피드백 비트 크기를 4 비트 (Rank 2에서 CQI = 7 비트이므로)에 맞추기 위하여, Phase 흑은 Amplitude 증 어느 하나만을 피드백하는 것을 고려하여 앞서 수학식 11 (즉, 수학식 10에 수학식 11을 적용)을 적용하도록 제한될 수 있다.
또는, PUCCH 포맷 2의 페이로드 크기를 보다 효율적으로 사용하기 위하여 rank 별 (Rank 1 또는 2)로 서로 다른 단위 /입상 (granularity)의 LC 코드북을 사용할 수도 있다.
즉, Rank 1의 경우, CQI의 페이로드 크기는 4 비트이므로, UE가 7 비트에 상응하는 PMI (i22 + i23)를 보고하도록 설정될 수 있다. 예를 들어 , Rank 1에 대해서는 i22를 Phase와 Amplitude를 모두 고려 ]·는데 비 여 , Rank 2에 대해서는 i22를 Phase (혹은 phase와 서브샘플링된 (subsample) amplitude)만 고려하는 LC 코드북을 고려할 수 있다. 이는 동일하게 Rank
1과 Rank 2는 동일한 beam granularity의 LC 코드북을 사용하지만, Rank
2 보고 시 Rank 1 122 내에서 특정 계수에 상웅하는 코드북 i22 인덱스만을 서브샘플링하는 것으로 이해 될 수도 있다.
또는, rank 1에서는 앞서 수학식 10과, Phase 혹은 Amplitude 중에 어느 하나만의 피드백을 고려한 i22를 사용하고, Rank 2에서는 앞서 수학식 11과, Phase 혹은 Amplitude 증에 어느 하나만의 피드백을 고려한 i22를 사용할 수도 있다. 또 다른 예제로, 제 2 instance에서 W1과 조인트 인코딩 (joint encoding)되는 W2의 성분은 i23°l 되며 , 제 2 instance에서 CQI와 조인트 인코딩되는 W2는 i21과 i22로 구성될 수 있으며 , 이는 아래 제안 A.1-1)과 같다.
제안 A.1-1) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance： RI
- 저 instance: Wl + W2 (i23)
- 제 3 instance： CQI + W2 (i21 + i22)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 W1과 W2 (i23)를 기지국에게 보고히 "며, 저 b instance에서 CQI와 W2 (i21 + i22)를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 앞서 설명한 실시예에서는 amplitude 성분과 phase 성분이 i22 성분에 조인트 인코딩 (joint encoding)되어 전송되었으나, 이와 상이하게, 또 다른 일례로, i22의 성분을 amplitude와 phase 성분으로 나누어 서로 다른 instance로 전송될 수도 있다.
이하, 설명의 편의를 위하여 , amplitude coefficient는 i221, phase coefficient는 i222로 가정한다. 변형된 제안은 아래 제안 A.1-2) , 제안 A.1-3)과 같다. X-pol 안테나 구조를 위한 현재 LTE 코드북은 co-phase 정보 (즉, phase 성분의 변화)를 보고한다. 이는 수평-슬랜트 (H-slant : Horizontal slant)와 수직 -슬랜트 (V-slant : Vertical slant) 안테나로부터의 채널 차이는 phase 성분의 차이가 우세 (dominant )하다는 것을 의미한다. 따라서 , LC 코드북에서도 이를 반영하여 , amplitude를 phase보다 상대적으로 긴 주기로 보고될 수 있다. 이러한 피드백 방식을 통해 피드백 오버헤드를 절감하는 효과를 얻을 수 있다.
제안 A.1-2) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance： RI
- 제 2 instance： W1 + W2 (i221 + i21)
- 제 3 instance： CQI + W2 (±222 + i23)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 W1과 W2 (i221 + i21)를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2 (i222 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 제안 A.1-3) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance： RI - 제 2 instance： l + W2 (i221)
- 저 instance: CQI + W2 (i21 + i222 + i23)
즉, UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W1고 }· W2 (i221)를 기지국에게 보고 며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2 (i21 + i222 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 본 발명에서 제안하는 P-CSI mode 1-1의 submode 1은 다음과 같이 고려될 수 있다.
제안 A.2) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 4개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 ' instance': RI
- 저 ]2 instance： 1
- 제 3 instance： W2 (i21 + i22)
- 제 4 instance: CQI + W2 (i23)
즉, UE는 제 1 instance에서 R工를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 W2 (i21 + i22) # 기지국에게 보고 며 , 제 4 instance에서 CQI와 W2 (i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
제안 A.2)의 경우, 앞서 설명한 제안 A.1)에서와 같이 , 코드북 Config에 대한 제한이 없을 수 잇다. 또한, Configl과 같은 W1의 피드백 비트를 가지는 새로운 코드북도 포함할 수 있다 (즉, UE는 W1 범 그룹의 간격 (spacing)을 의미하는 sl = s2 = l로 설정 /적용 받을 수 있음) . 또한, 제 3 instance의 경우, Phase와 Amplitude (혹은 phase만으로)를 고려하여 LC를 구성할 수도 있다. 또 다른 일례로, i22의 성분을 amplitude와 phase 성분으로 나누어 서로 다른 instance로 전송될 수도 있다.
이하, 설명의 편의를 위하여, ampli ude coefficient^ i221, phase coefficient는 i222로 가정한다.
제안 A.2-1) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 4개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 i함한다.
- 제 1 instance: RI
- 제 2 instance： W1 + W2 (i221)
- 제 3 instance： W2 (i21 + i222)
- 제 4 instance： CQI + W2 (i23)
즉, UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고히 "고, 제 2 instance에서 W1과 W2 (i22l)를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 W2 (121 + i222)를 기지국에게 보고하며 , 제 4 instance에서 CQI와 W2(i23)를 기지국에게 보고할 수 있다. 상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 다음으로, P-CSI mode 2-1 (앞서 표 7 참조)를 살펴본다.
레가시 시스템에서 P-CSI mode 2-1의 경우는 다음과 같이 CSI 피드백이 지원된다.
제안 A.3) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI + PTI = 0
- 거 12 instance： 1
- 제 3 instance： CQI + WB W2
즉, UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, PTI = 0 인 경우, UE는 제 2 instance에서 W1를 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 CQI와 WB (Wideband) W2를 기지국에게 보고할 수 있다 .
- 제 1' instance： RI + PTI = 1
一 제 2 instance： WB CQI + W2
一 제 3 instance: SB CQI + W2 + L'
또는, UE는 제 1 instance에서 RI와 PT工를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, ΡΤΙ = 1 인 경우, UE는 제 2 instance에서 WB CQI와 W2를 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 SB(Subband) CQI와 W2와 L'를 기지국에게 보고할 수 있다. 여기서 , L'는 상기 설명한 선택된 범의 수가 아니며 , BP (bandwidth part)의 SB 선택 인텍스를 나타낸다.
PTI = 0인 경우, 앞서 설명한 제안 A.1)과 제안 Α.2)의 방식을 그대로 재사용할 수 있다. 차이는 제 1 instance에 RI와 PTI가 피드백되는 것이다. 제안 A.3-1) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 4개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
이때, PTI = 1인 경우는 아래와 같은 모드를 고려할 수 있다.
1st instance： RI + PTI
2nd instance： W2 (i21 + i22)
3rd instance: B CQI + W2 (i23)
4th instance： SB CQI + W2 (i23) + L'
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에거 1 보고할 수 있다 . 이때, PTI = 1 인 경우, UE는 제 2 instance에서 W2 (i21 + i22)를 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 WB CQI와 W2 (i23) 기지국에게 보고하며 , 제 4 instance에서 SB CQI와 W2(i23)와 L'를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
제 2 instance의 경우, Phase와 Amplitude (혹은 phase만)을 고려하여 LC를 구성할 수 있다. 상기 제안 방법은 LC 계수가 광대역 (Wideband) /서브밴드 (Subband) 별로 구분되는 경우, 예를 들어 , Wideband로는 파워 진폭 (Power ampli ude) , Subband로는 위상 계수 (Phase coefficient) 고려하는 경우에도 확장적용 가능함은 자명하다. 혹은, LC 코드북으로 설정 /적용 받은 단말은 PTI = 1을 수반하는 PUCCH 기반 P-CSI 보고인 경우, CS工를 기지국에게 보고하지 않을 수도 있다. 또 다른 일례로, i22의 성분을 amplitude와 phase 성분으로 나누어 서로 다른 instance로 전송될 수도 있다.
이하, 설명의 편의를 위하여, amplitude coefficient는 i221, phase coefficient는 i222로 가정한다.
제안 A.3-2) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI + PTI=0
- 제 2 instance： 1 + W2 (i21 + i221)
- 저 )3 instance： CQI + W2 (ί222 + i23 )
즉, UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, , PTI = 0 '인' 경우, UE는 거 12 instance에서 W1고 W2 (i21 + i221)를 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 CQI와 W2 (ί222 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
- 제 1 instance： RI + PTI = 1
- 제 2 instance： WB CQI + W2 (i21 + Ϊ221)
一 제 3 instance: SB CQI + 2 (i222 + i23) + L' 또는, UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, ΡΤΙ = 1 인 경우, UE는 제 2 instance에서 WB CQI와 2 (i21 + 1221) -Ϊ 기지국에거 1 보고하고, 제 3 instance에서 SB CQI와 W2 (i222 + i23)와 L'를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 혹은 PTI의 용도를 진폭 계수 (amplitude coefficient)와 위상 계수 (phase coefficient)를 지시하는 용도로도 사용될 수 있다. 즉, ΡΤΙ = 0으로 설정 /적용되는 경우, W2는 amplitude coefficient 및 /또는 범 선택 성분을 포함하는 것으로 i21의 용도를 제한하고, PTI = 1으로 설정 /적용되는 경우, W2는 phase coefficient와 위상 일치 (co-phase) 성분을 포함할 수 있다.
제안 A.3-3) 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI + PTI=0
― 제 2 instance： 1
- 저 b instance： CQI + WB W2 (i21 + i221)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다 . 이때, PTI = 0 인 경우, UE는 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 CQI와 WB W2 (i21 + i221)를 기지국에게 보고할 수 있다. - 제 1 instance: RI + PTI=1
- 제 2 instance： WB CQI + W2 (i222 + i23)
- 제 3 instance: SB CQI + W2 (i222 + i23) + L'
또는, UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, ΡΤΙ = 1 인 경우, UE는 제 2 instance에서 WB CQI와 W2 (i222 + i23) 1- 기지국에게 보고ᄒ }·고, 제 3 instance에서 SB CQI와 W2 (i222 + i23)와 L'를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 이하, PUCCH 포맷 3 상에서의 CSI 피드백 방법에 대하여 살펴본다.
상기 설명한 LC 코드북의 경우, LC의 계수의 크기 등으로 인하여, 그 피드백 크기가 매우 커질 수 있다. 따라서, 이를 위하여 최대 22 비트의 용량을 가진 PUCCH 포맷 3이 이용될 수 있다.
이하, LC 코드북을 이용한 대용량의 CSI가 PUCCH 포맷 3을 통해 주기적 보고되는 방법에 대하여 살펴본다 . 제 A.4) P-CSI mode 1-1 submode 1의 경早, 斜 의 전체 卫는 PUCCH 포맷 3 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI
- 제 2 instance： W1 - 제 3 instance： CQI + W2 (i21 + i22 + i23)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고 며 , 제 3 instance에서 CQ工와 W2 (i21 + i22 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
또한, 제 2 instance에서 보고되는 코드북 Config어 1 대한 제한이 없을 수 있다. 또한, Configl과 같은 W1의 피드백 비트를 가지는 새로운 코드북도 포함할 수도 있다 (즉, UE는 W1 범 그룹의 간격 (spacing)을 의미하는 sl = s2 = l로 설정 /적용 받을 수 있음) .
또한, 제 3 instance의 W2는 상기 설명한 i2l + i22 + i23의 정보를 모두 포함할 수 있으며, phase와 amplitude를 모두 고려하게 되면, 최대 W2의 인덱스는 18 비트가 된다. 이 경우, CQI가 7 비트일 수 있으므로, 22 비트의 페이로드 크기를 초과하게 된다 . 이를 방지하기 위하여 i22를 계산할 때 수학식 U (즉, 수학식 10에 수학식 11을 적용)하기로 사전에 기지국과 UE 간에 약속하거나, 또는 phase만 (또는 amplitude만)을 고려하는 LC 코드북이 이용될 수 있다.
또한, UE가 주어진 페이로드 크기에 적응적으로 (adaptive) 피드백을 하게 수행하기 위하여, LC에 적용되는 계수의 크기를 지시해주는 인덱스가 추가됨으로써 (예를 들어 , i24) 좀 더 유연한 피드백 동작이 수행될 수도 있다 . 예를 들어 1 비트 i24를 고려하여 ampli ude coefficient를 조절할 수 있다. 즉, i24 = 0 이면, {0.25, 0.5, 0.75, l}의 amplitude LC coefficient가 사용되며, i24 = l인 경우, {0.5, l}의 amplitude LC coefficient가 사용될 수 있다. 이와 유사하게, phase도 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, i24 = 0 이면, QPSK, i24 = l인 경우, 8PSK(8 Phase Shift Keying)의 위
Figure imgf000091_0001
(phase weighting) A ·ϋ려될 있 . LC coefficient에 관한 인텍스는 phase와 amplitude에 관하여 독립적으로 적용되거나 혹은 통합적으로 적용될 수 있다. 이 새로운 인덱스의 경우, LC 코드북의 서브샘플링 (subsampling)의 용도로 사용됨으로써 , CSI 보고의 페이로드 크기가 유연하게 조절될 수 있으며 , PUCCH 포맷 3를 좀더 효율적으로 사용할 수 있게 해주는 장점이 있다.
또한, 상술한 새로운 index를 도입하여, 유연하게 CSI를 피드백하는 방법 이외에 , 제안 A.1)과 유사하게 i22가 rank 별로 서브샘풀링 (subsampling)되도록 기지국과 UE 간에 사전에 약속할 수도 있다. 예를 들어, Rank 1에 대해서는 i22를 Phase와 Amplitude를 모두 고려하는데 비하여, Rank 2에 대해서는 i22를 Phase (혹은 phase와 서브샘플링된 (subsample) amplitude)만 고려하는 LC 코드북이 이용될 수도 있다.
i22의 성분을 amplitude와 phase 성분으로 나누어 서로 다른 instance로 전송하는 방식을 고려하면, 제안 A.4)는 다음과 같이 변형될 수 있다.
제안 A.4-1) P-CSI mode 1-1 submode 1의 경우, 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 3 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다. - 제 1 instance: RI
- 제 2 instance： Wl + W2 (i21 + i221)
- 제 3 instance： CQI + W2 (i222 + i23)
즉 , UE는 저 h instance에서 RI를 기지국에거 1 보고하고 , 제 2 instance에서 W1과 W2 (i21 + i221)를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2 (i222 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 게안 A.5) P-CSI mode 1-1 submode 2의 경우, 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 3 상에서 2개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI
- 제 2 instance： CQI + Wl + W2(i21 + i22 + i23)
즉 , UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 CQI와 W1와 W2(i21 + i22 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 1 instance의 주기는 제 2 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
상술한 제안 A.5)의 경우, 제 2 instance에 W1과 W2가 모두 보고되기 때문에 최대 22 비트의 페이로드 크기에 맞추기 위하여, UE는 코드북 Config 1 혹은 Config 1과 같은 크기의 코드북이 설정되는 것을 기대하지 않을 수 있다. 또한, 이 경우, Phase 혹은 Amplitude 중에서 어느 하나만의 피드백 기반의 LC 코드북이 이용될 수 있다. 제안 A.6) P-CSI mode 2-1의 경우, 하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 3 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 저 instance: RI + PTI = 0
- 제 2 instance： W1
- 저 b instance： CQI + 2 (i21 + i22 + i23)
즉, UE는 제 1 instance에서 RI와 PT工를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, PTI = 0 인 경우, UE는 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 CQI와 W2(i21 + i22 + i23)를 기지국에게 보고할 수 있다.
- 제 1 instance: RI + PTI=1
- 제 2 instance: WB CQI + W2 (i21 + i22 + i23)
- 저 13 instance: SB CQI + 2 (i21 + i22 + i23) + L'
또는, UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, ΡΤΙ = 1 인 경우, UE는 제 2 instance에서 WB CQI와 W2 (i21 + i22 + i23) - 기지국에게 보고하고, 제 3 instance에서 SB CQI와 + 2 (i21 + i22 + i23)와 L'를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
ΡΤΙ = 0인 경우, 상기 제안 Α.4)의 방식과 유사하게 동작할 수 있음은 자명하다. 즉, 차이는 제 1 instance에 RI와 PTI가 피드백되는 점 이외에 앞서 제안 A.4)에서 설명한 방식이 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어 , i22를 계산할 때 수학식 11(즉, 수학식 10에 수학식 11을 적용)하기로 사전에 기지국과 UE 간에 약속하거나, 또는 phase만 (또는 amplitude만〉을 고려하는 LC 코드북이 이용될 수 있다 . 또한, LC에 적용되는 계수의 크기를 지시해주는 인덱스가 추가됨으로써 (예를 들어 , i24) 좀 더 유연한 피드백 동작이 수행될 수도 있다.
또한, PTI = 1인 경우에도 W2에 대해서는 앞서 제안 Α.4)에서 설명한 방식이 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, i22를 계산할 때 수학식 11 (즉, 수학식 10에 수학식 11을 적용〉하기로 사전에 기지국과 UE 간에 약속하거나, 또는 phase만 (또는 amplitude만〉을 고려하는 LC 코드북이 이용될 수 있다. 또 다른 일례로, PTI = 1인 경우 다음과 같은 동작이 수행될 수 있다.
- 제 1 instance： RI + PTI=1
- 저 12 instance： B CQI + W2 (ί2' )
- 제 3 instance: SB CQI + 2 (i21 + i22 + i23) + L'
여기서 i2'는 LC 코드북의 기반이 되는 Class A 코드북의 i2 인덱스 (범 선택자 (beam selector)와 위상일치 (co-phase)로만 구성된 4 비트 인텍스)를 나타낸다 . 상기 예제는 WB와 SB가 서로 다른 단위 /입상 (granularity)의 코드북을 가지는 것을 그 특징으로 한다. UE는 위와 같이 설정 /적용됨으로써 , WB 보고 시 복잡도를 감소시키는 장점이 있다. 또한, PUCCH 포맷 2에서 제안된 제안 A.3-1) , 제안 A.3-2) , 제안 A.3-3) 방법도 PUCCH 포맷 3에 그대로 적용될 수 있다. 예를 들어, 제안 A.3-1) 설명과 같이 , Phase와 Amplitude (혹은 phase만)을 고려하여 LC를 구성할 수 있다. 또 다른 예로, 제압 A.3-2) 설명과 같이, i22의 성분을 amplitude와 phase 성분으로 나누어 서로 다른 instance로 전송될 수도 있다. 또 다른 예로, 제안 A.3-3〉 설명과 같이 , PTI의 용도를 진폭 계수 (amplitude coefficient)와 위상 계수 (phase coefficient)를 지시하는 용도로도 사용될 수 있다. 상기 설명한 것과 같이, PUCCH 포맷 3의 경우, PUCCH 포맷 2에 비하여 보다 큰 컨테이너 (container) 크기를 가지고 있으므로, LC 코드북으로 설정 /적용된 단말의 경우 PUCCH 포맷 3로만 사용되도록 설정 /적용될 수 있다.
PUCCH 포맷 3은 UE가 DL 데이터에 대한 ACK/NACK 피드백 용도로 사용된다. ACK/NAK의 페이로드 크기는 캐리어 병합 (CA)되는 컴포넌트 캐리어 (CC)의 개수 및 코드워드 (codeword)의 개수 등에 의하여 결정된다.
여기서, LC 코드북의 CSI와 ACK/NAK 정보와의 층돌을 방지하기 위해, 기지국은 UE에게 ACK/NAK 전송용 PUCCH 포1 ¾ 3와 CSI 전송용 PUCCH 포맷 3를 구별하여 설정해 줄 수 있다. 그리고, UE는 ACK/NAK 정보와 CSI 전송 시점이 충돌하더라도 두 PUCCH 포맷 3를 이용하여 해당 정보를 동시 전송할 수 있다. 만약, PUCCH 포맷 3의 전체 22 비트 용량에서 ACK/NAK 페이로드 (SR 정보가 존재하는 경우 SR 정보의 페이로드 크기 1 비트로 합쳐 계산됨 )를 제외한 PUCCH 포맷 3의 여유 용량이 CSI 페이로드 크기 이상인 경우 ACK/NAK과 CSI는 PUCCH 포맷 3을 통해 동시에 전송될 수 있으며, 그렇지 않은 경우 CSI는 전송되지 않고 (즉 CSI는 드랍 (drop)되며 ) ACK/NAK만 전송될 수 있다.
B. W1 코드북의 서브샘플링 (subsampling) 방법
상술한 바와 같이 LTE Rel-14에서 LC 코드북이 새롭게 정의됨에 따라 PUCCH 포맷 2/3를 이용하여 PMI를 피드백 할 때 , PMI 페이로드가 최대 전송 용량을 초과하는 문제가 발생한다 .
이를 해결하기 위해, 본 발명에서는 LC 코드북을 구성하는 W1 코드북의 다양한 서브샘플링 (subsampling) 기법에 대해서 제안한다.
W1 (제 1 PMI)의 경우, 직교 기반 (orthogonal basis)이며 , 비 - 등가 (non-equal) 이득 결합 (combining 2 비트 이용)은 광대역이며, 2개의 범 선택은 광대역이다.
먼저, 최대 8개의 균등한 간격의 (uniformly spaced) 직교 빔 (orthogonal beam)의 그룹을 선택한다. 그 다음, 그룹 내에서 2개의 범을 선택한다.
W2 (제 2 PMI)의 경우 , 빔들은 QPSK를 이용하여 W2 내 결합 (combined)되고, 레이어 별로 독립적으로 인코딩된다.
LC 코드북을 수학식으로 나타내면 아래 수학식 12와 같다. 【수학식 12】
[C0,0 c0,
cl,0 C\；.
Figure imgf000097_0001
Figure imgf000097_0002
의 개수이다. b) ,k2은 오버샘플링된 (oversampled) 그리드 2차원 (2D: 2 dimension) DFT 범이다 (여기서, ki = 0, 1, ... , χΟ^Ι, k2=0, 1, ... ,N202-1) . 여기서, N1 및 N2은 각각 제 1 차원 및 제 2 차원에서 안테나 포트의 수이다. 및 02은 각각 제 1 차원 및 제 2 차원에서 오버샘플링 인자 (over sampling factor)이다.
비
Figure imgf000097_0003
.에 대한 빔 파워 조정 /스케일링 (scaling) 인자이다 , 는 범 i에 대한 편파 r 및 레이어 1 상에서 결합 계수 (beam combining coefficient)이다.
i) Wl 빔 선택 (beam selection)
Oi = 02 = 4 (만약, N2 = 1이면, 02
- 2N!N2 ≡ {4,8,12,16,20,24,28,32:
리딩 (leading) (보다 강한〉 범 인텍스 : k iO) = 0,1, ... , ^0： k2 A (0) = 0, 1, ... , Ν202
차순위 (second) (보다 약한) 빔 인덱스: (： ki" (0) + ddx k2 A (1) k2 A (0) + 02d2； dx ≡ {0, ... ,min ( i, Lx) -l} , d2
0, ... ,min(N2 ) L2) -1}； (d!,d2) ≠ (0,0)； 여기서 , I , L2는 다음과 같 ( 정의된다. 만약, > N2 이고, N2 ≠ 1이면, 1 = 4, L2 = 2; 만약, 1 < N2 이고, ≠ 1이면, L2 = 4, I = 2; 만약, N2 = 1이면, = 8 , L2 = 1 ii) Wl 빔 파워 (beam power)
- 차순위 범 (second beam) 파워는 2 비트로 양자화된다.
Figure imgf000098_0001
iii) W2
- ¾" C0, 0, 0 = C0, 1, 0 = 1
- cr,1(i ≡ {l, j, -l, -j } , Vi,r,l iv) 코드북 페이로드 ! = N2 = 4인 경우, Wl 오버헤드는 다음과 같으며 , 하나의 서브밴드에 대하여 정리하면 아래 표 26과 같다 .
- 리딩 빔 (leading beam)을 지시하기 위한 오버헤드 : [log2 ^^(^의 = flog216N1N21 = 8 비트
- 차순위 빔 (second beam)을 지시하기 위한 오버헤드 : [이 = 3 비트
- 보다 약한 ¾ (weaker beam)의 상대적인 파워 (relative power)： 2
표 26은 = N2 = 4인 경우, 하나의 서브밴드 (subband)에 대하여, 각 ¾크 별로 W1 및 W2 오버헤드를 예시하는 표이다.
【표 26】
Rank Wl (비트) W2 (비트)
1 13 6
2 13 12 표 26을 참조하면, W1은 상술한 바와 같이 rank와 무관하게 13 비트가 필요하고, W2는 rank에 따라 6 비트 (즉, c0,0,0 = 1이므로 비트가 필요 없고,
Figure imgf000099_0001
대해 각각 2 비트씩 ) 또는 I2 비트 (즉, c0,0,0 =
Co, 1,0 = 1이므로 비트가 필요 없고, Ci, 0, 0/ C0, 0, 1 , Ci, 0, l , C1 ( i, 0 , Co, 1, 1 / 에 대해 각각 2 비트씩)가 필요하다. 이는 W1의 경우, 레이어에 무관하게 파워 계수 (power coefficient) 7\ 공통되어 적용되기 때문이고, W2의 경우, 각 레이어 별로 위상일치 (co-phase)가 독립적으로 적용되기 때문이다. 특히 , W2의 경우, 앞서 실시예 A.에서의 설명과 같이 i22의 phase 성분과 i23의 co-phase 성분이 합쳐져 co— phase 성분 하나로 표현될 수 있다. 현재 LTE PMI 피드백을 위해 주기적 PUCCH 피드백이 이용되고 있으며, 이때 PUCCH 포맷 2 (PF2)를 이용하여 CSI가 UE에 의해 인코딩 ( encoding)되고 기지국에 의해 디코딩 (decoding)된다.
PF2는 일반 (normal) CP에서는 최대 11 비트의 페이로드를 전송할 수 있으며 확장 (extended) CP에서는 최대 13 비트까지 늘어난다 . 현재 규격에 따르면, PMI 또는 PMI와 기타 CSI가 PF2를 통해 동시에 전송되면, 코드북 크기가 커서 11 비트를 초과하는 경우가 발생되는 문제가 있다. 이를 해결하기 위해서 코드북 서브샘플링 (codebook subsampling)을 적용하여 11 비트 용량을 초과하지 않게 되어 있다.
본 발명어)서는 이러한 Wl codebook subsampling 기법어) 대해 제안한 ^ .
Rel-14에서 지원되는 LC 코드북의 경우, Rank 2까지 지원될 수 있으며, Rank 1과 2가 동일한 Wl의 범 그룹을 사용한다.
LC 코드북에서 W1을 구성하는 요소는, 리딩 빔 인덱스 (leading beam index) , 범 선택 (beam selection) , 파워 결합 겨 1수 (power combining coefficient)를 포함할 수 있다.
Class A 코드북은 주기적인 CSI (P-SCI： Periodic CSI) mode 1-1의 submode 1의 경우, 다음과 같이 피드백이 지원된다.
하나의 전체 보고는 PUCCH 포떳 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 l(lst) 인스턴스 (instance)： RI
- 제 2 (2nd〉 인스턴스 (instance)： W1
- 제 3 (3rd) 인스턴스 (instance)： CQI + W2
즉, UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQ工와 W2를 기지국에게 보고할 수 있다 .
또한, Class A 코드북이 지원되는 P-CSI mode 2-1의 PTI = 0인 경우, P-CSI mode 1-1과 거의 유사하게 W1이 제 2 instance에서 단독으로 보고된다. 따라서 , 본 발명에서는 LC 코드북을 구성하는 W1이 P-CSI mode 1-1의 submode 1 혹은 P-CSI mode 2-1의 PTI = 1을 통하여 보고되는 방법을 제안하며, 특히 PUCCH 포맷 2의 Normal CP의 11 비트 페이로드에 맞는 W1 서브샘플링 (subsampling) 기법을 제안한다. 제안 1) 리딩 빔 인덱스 서브샘플링 (Leading beam index subsampling)
Rel-14에서 게안된 LC 코드북의 Wl의 경우, leading beam index에 상웅하는 페이로드 크기는 ogz^Nz^Ozl에 해당한다 . 예를 들어 , 2D 32-포트 레이아웃 (layout)에서 최대 값인 8 비트의 값을 갖는다.
이를 6 비트로 줄이기 위한 일례로, 아래의 표 27과 같은 subsampling 방법을 제안한다.
표 27은 X-포트 (즉, 교차 편파 (cross polarization) ) 안테나의 서브샘풀링을 예시하는 방법이다.
【표 27】
Figure imgf000101_0001
표 27에서 나타나있듯이 , LC 코드북을 지원하는 Xᅳ포트 (X> = 12)의 경우, 2-D 레이아웃을 가진 경우에, 서브샘풀링이 필요하다.
따라서, 본 제안은 UE가 LC 코드북을 지원하는 포트 수인 X 값에 따라 서로 상이한, 오버샘풀링 (oversampling) 값을 설정 /적용하여 , 서브 ¾플링 (subsampling)을 수행하는 것을 그 특징으로 한다.
또한, subsampling 목적으로 어떠한 값의 01( 02 조합 (combination)을 사용할지 , 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 및 /또는 MAC 제어 요소 (CE: Control Element) )에 의해 UE에게 설정될 수 있다. 또 다른 실시예로서, N1 N2의 값과 01( 02 값을 묶어 (tie) , 아래 28과 같은 sub samp ling 방법을 제안한다.
표 28은 2{^[\12 > 12를 가지는 LC 코드북의 subsampling을 위한 ( , 조합 (combination)을 예시한 ^ .
【표 28]
Figure imgf000102_0001
앞서 설명한 제안 1)의 경우, 각 포트 수 별로 subsampling은 독립적으로 적용될 수 있다. 제안 2) 차순위 빔 선택 서브샘플링 (Second beam selection subsampling)
LC 코드북에서, 선형 결합을 위한 second beam 선택을 위하여 , UE는 leading beam (즉, 아래 수학식 13의 윗첨자 ( superscript )가 (0)인 인덱스에 상응하는 범〉을 기준으로 leading beam과 직교한 범을 최대 7개 중에서 1개를 선택할 수 있다. 따라서 beam selection에 필요한 피드백 비트 수는 fl0g2(이로최대 3 비트에 해당한다.
이를 해결하기 위하여 , 제안 2)에서는 second beam (아래 수학식 13의 윗첨자 (superscript)가 (1)인 인텍스에 상웅하는 빔)을 선택하는 방법을 제안한다. 즉, second beam selection의 페이로드를 subsample하여 1 비트 second beam selection 기법을 제안한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 범 (second beam) 선택을 위한 서브샘플링 (subsampling) 방법을 예시하는 도면이다.
도 19에서는 N1 = 4, N2 = 2, 01 = 4 , 02 = 4인 경우를 예시한다 .
도 19 (a)는 주어진 리딩 범 (leading beam)에 대하여 7개의 직교한 범 중에서 UE가 가장 선호하는 (preferred) 차순위 범 (second beam)을 선택할 수 있다.
LC 코드북에서는 이러한 빔 세트는 아래 수학식 13과 같이 정해진다.
【수학식 13】
― Λ = 0) +ο2ά2
Figure imgf000104_0001
• d2 e{0 ,..·, min(iV2rL2)-l}
• Where ί¾, L2 are defined as:
- lfNt≥N2 andN2 ≠ 1
» ί¾ = 4, L2 = 2
- IfNi < N and a≠ 1
» La = 4, ii = 2
- if W2 = 1
» = 8,L2 = 1 수학식 13에서 1씨0) = 0,1 NiOi - l,k{ 2 } = 0,1 ,..·, N202 - 1이다. 따라서, 본 제안에서는 second beam을 선택하기 위한 직교한 빔 세트의 크기를 줄이는 방안을 제안한다.
12-포트, 16-포트의 경우, 범 선택의 페이로드 크기가 2 비트로 sub sample될 수 있다. 따라서, 2D 안테나 어레이 (array)로 설정 /적용된 12-포트ᅳ 16-포트의 경우, 도 19 (b) 내지 도 19 (e)와 같이 다양한 subsampling 방식을 제안한다. 제안 2-1과 2-2의 경우, 앞서 수학식 13의 ！^과 ^의 값을 변경하는 방식을 의미한다 . 이러한 방식을 이용하면, second beam 선택은 flog2 비트로 줄일
Figure imgf000104_0002
수 있다. 제안 방식 2-1의 경우 도 9 (b) 및 아래 표 29에서 예시하고 있으며, 제안방식 2-2의 경우 도 9 (c) 및 아래 표 30에 예시한다. 표 29는 2^^ = 12 및 2^^ = 16인 LC 코드북의 subsampling을 위한 (L^Ls) 조합을 예시한다. 【표 29】
Figure imgf000105_0001
표 30은 2N^2 = 12 및 2/\^ 2 = 16인 LC 코드북의 subsampling을 위한 (LX,L2) 조합을 예시한다.
【표 30]
Figure imgf000105_0002
제안 방식 2-2의 경우, 채널을 구성하는 성분이 특정 한 쪽 도메인 (예를 들어 , 제 1 도메인 또는 제 2 도메인)에 좀 더 종속적 (dependent)인 경우, 즉, 확산 각도 (angular spread)가 한 쪽 도메인이 보다 큰 경우 직교한 기저 (orthogonal basis)를 이 특정 도메인으로만 구성하는 특징이 있을 수 있다.
하지만, 12-포트의 경우, 최대 직교한 기저 (orthogonal basis)의 개수가 3인 점을 감안하면, 12-포트의 경우, second beam selection이 [l0g2 (^)] = 1 비트에 해당하여 그 성능이 열화 될 수 있다. 또한, 제안 2-1과 2- 2의 경우, second beam selection을 3개의 빔 중에 선택하므로, 하나의 상태 (state)가 낭비될 수 있다.
따라서, 제안 2 -3과 제안 2 -4는 이를 해결하기 위하여, second beam을 4개의 직교한 빔 중에서 선택하는 beam selection 방법을 제안한다.
제안 방식 2-3의 경우 도 9(d) 및 아래 표 31에서 예시하고 있다.
표 31은 21 2 = 12 및 2/\VV2 = 16인 LC 코드북의 subsampling을 위한 (d!,d2) 조합을 예시한다. 【표 31】
Figure imgf000106_0001
다만, 제안 방식 2-3의 경우에도 여전히 12-포트의 경우 second beam이 3개의 빔 중 선택된다. 이를 방지하기 위해 제안 방식 2-4의 경우 도 9(e) 및 아래 표 32에서 예시하고 있다.
표 32는 2^N2 = U 및 2/\/^2 = 16인 LC 코드북의 subsampling을 위한 (d!,d2) 조합을 예시한다.
【표 32】
Figure imgf000106_0002
앞서 표 29, 30, 31, 32에서 정리된 직교한 범 선택의 방식은 각 포트 수에 따라 독립적으로 적용될 수도 있다.
만약, 12-포트의 경우, leading beam index와 second beam selection이 조인트 인코딩 (joint encoding)된다면, subsampling은 필요 없을 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 범 (second beam) 선택을 위한 서브샘플링 (subsampling) 방법을 예시하는 도면이다.
도 20에서는 Ν1 = 3, Ν2 = 2, Οι = 4, 02 = 4인 경우를 예시한다.
도 20과 같이 , second beam selection이 5개의 ¾ 후보 (beam candidates)에서 선텍될 수 있으므로, second beam selection^- 위한 비트 크기는 + log
Figure imgf000107_0001
2Ql = [log26*4*4*요 9 비트에 해당한다. 따라서, power combining coefficient 2 비트를 고려하더라도 종 11 비트가 되므로 , subsampling이 필요없게 된다 .
따라서, 12-포트의 경우, leading beam index와 second beam
Figure imgf000107_0002
. 다음으로, 20-포트, 24 포트, 28-포트, 32-포트에 대하여 살펴본다. 먼저, W1을 구성하는 요소들 (즉, leading beam index, second beam selection, power combining coefficient)가 joint encoding°l 아니라 서로 독립적으로 인코딩되는 경우를 살펴본다.
이 경우, leading beam index가 차지하는 비트 수가 8 비트이고, power combining이 2 비트이므로, second beam selection의 경우, 1 비트의 subsampling이 필요하게 된다.
이 경우, 제안하는 다홧한 subsampling 방식은 도 21과 표 33에 정리되어 있다 .
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 차순위 빔 (second beam) 선택을 위한 서브샘플링 (subsampling) 방법을 예시하는 도면이다.
도 21에서는 Ν1 = 4, Ν2 = 4, Οι = 4, 02 = 4인 경우를 예시한다.
표 33은 > 16인 LC 코드북의 subsampling을 위한 (d1(d2) 조합을 예시한다 .
【표 33] 제안 2-5 제안 2-6 제안 2-7 제안 2-8
Figure imgf000108_0001
만약, leading beam index와 second beam selection이 joint encoding된다면, 각 포트 별로 필요한 second beam selection^ subsatnpling을 구성하는 범 후보 (candidates)의 수는 다음과 같이 달라질 수 있겠다.
20-포트의 경우, 도 21의 2 -beam subsampling이 아닌 3 -beam subsampling (예를 들어 , 제안 2-1 흑은 제안 2-2)을 수행하여 좀더 성능을 향상시킬 수도 있다. 즉, second beam selection을 위한 비트 크기를 [log2 NjNzOxOz + log2 (^)| = [log210 * 4 * 4 * (^)| =9 비트로 subsampling할 수 있다.
아래 표 34는 앞서 설명한, subsampling이 필요한 2D 포트 레이아웃에서 second beam selecti !에 관한 subsampling을 수행할 때의 필요한 second beam candidates의 개수를 나열한 것이며, leading beam selection과 second beam selection을 조인트 인코딩하는 경우와 독립적으로 인코딩하는 경우를 고려한 수치이다. 여기서, 각 숫자에 상응하는 second beam candidates의 예제는 앞서 설명한 도 19 내지 도 21의 예제를 포함할 수 있다.
또한, subsampling 목적으로 어떠한 값 /패턴의 second beam candidates을 사용할지 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 및 /또는 MAC CE) 에 의해 UE에게 설정될 수 있다. 표 34는 2D X-포트 레이아웃의 경우 second beam candidates의 최대 개수를 예시한다 .
【표 34]
Figure imgf000109_0001
제안 3〉 파워 결합 계수 인덱스 서브샘플링 (Power combining coefficient index subsampling)
LC 코드북에서, second beam의 power coefficient는 Pi e {l,VO5,VO25(0} 으로 2 비트의 페이로드 크기를 가진다. Power coefficient subsampling 만으로 Wl 페이로드를 11 비트로 맞추기 위해서는 12-포트, 16-포트의 경우, 1 비트 페이로드가 사용될 수 있으며, 20-포트, 24-포트, 28-포트, 32-포트의 경우, 0 비트 페이로드가 사용될 수 있다.
1 비트 페이로드 크기의 경우, Ρι€{1,0}로 구성하여, 결합되는 빔의 온- 오프 (on-off) 용으로 사용될 수 있다. 예를 들어 , pl = 0인 경우, LC 코드북은 Class A 코드북 Config 1으로 동작되며, pl = l인 경우, 위상만의 (phase- only) LC 코드북으로 동작될 수 있다.
또 다른 실시예로, Ρι Ε {ΐ,ν }으로 동작하도록 설정될 수도 있다. 이 경우, 결합에 참여하는 2개의 빔이 모두 (0이 아닌) 특정 진폭 (amplitude) 값을 가지고, 결합을 진행함으로써 다중 -경로 (multi-path) 환경에 좀더 유리할 수 있다.
20 포트, 24-포트, 28-포트, 32-포트의 경우는 0 비트 페이로드를 맞추기 위하여 , second beam의 파워를 1로 설정 /적용하여 위상만의 (phase- only) LC로 동작하도톡 설정될 수도 있다. 혹은, subsampling 목적으로 어떠한 값의 pi 혹은 pi 결합을 사용할지 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC 및 /또는 MAC CE)으로 UE에게 설정될 수도 있다.
제0 J" 4) 제안 1 내지 3의 조합 (combination) 제안 1-3를 단독으로 사용하는 경우, 특정 인자의 subsampling이 과도하게 적용되어, LC 코드북의 성능이 열화될 수 있다. 따라서, 본 제안에서는 상기 제안한 방법들의 조합으로 subsampling을 수행함으로써, W1의 페이로드 크기를 11 비트로 맞추는 방법을 제안한다.
12-포트와 16-포트의 경우, 1 비트 subsampling만 필요하므로, 앞서 설명한 제안 1 혹은 제안 2 혹은 제안 3을 단독으로 적용할 수 있다. 제안 4-1) 제안 1 + 제안 2
2D 안테나 레이아웃 20-포트, 24-포트, 28-포트, 32-포트의 경우, subsampling을 설정하는 방식은 아래 표 35와 같다. 표 35는 21^1^2〉 16의 경우 subsampling을 예시하는 표이다, 【표 35】
(θ!,02) second beam
candidates의 최대 개수
(4,2) 4
t < N2 (2,4) 4 표 35에서, second beam candidates의 최대 수는 앞서 설명한 제안 2-1, 2-2, 2-3, 2-4의 예제를 포함할 수 있다.
제안 4-2〉 제안 1 + 제안 3
2D 안테나 레이아웃 20-포트, 24-포트, 28-포트, 32-포트의 경우, subsampling을 설정하는 방식은 아래 표 36과 같다.
표 36은 2Ν^2 > 16의 경우 subsampling을 예시하는 표이다.
【표 36】
Figure imgf000111_0002
표 36에서, Second beam power coefficient의 개수는 앞서 설명한 제안 3에 상응하는 Pl
Figure imgf000111_0001
e{i, 의 예제를 포함할 수 있다.
제안 4-3) 제안 2 + 제안 3
2D 안테나 레이아웃 20-포트, 24-포트, 28 포트, 32 포트의 경우, subsampling을 설정하는 방식은 아래 표 37과 같다.
표 37은 2 ^N2 > 16의 경우 subsampling을 예시하는 표이다.
【표 37]
Figure imgf000111_0003
표 37에서, second beam candidates의 최대 개수는 앞서 설명한 제안
2-1, 2-2, 2-3, 2 -4의 예제를 포함할 수 있다. 또한, Second beam power coefficient의 개수는 앞서 설명한 제안 3의 e {l, V^jor e {1, 0}의 예제를 포함할 수 있다. 제안 4-4〉 제안 1 + 제안 2 + 제안 3
제안 4-4의 경우, leading beam index, second beam selection, power coefficient가 모두 혹은 두 개의 요소가 조인트 인코딩되는 경우에 해당한다. 제안 4-4의 예제는 아래 표 38에 정리된다.
표 38은 2I^N2 > 16의 경우 subsampling을 예시하는 표이다.
【표 38】
Figure imgf000112_0001
앞서 표 38에서 , second beam candidate의 수가 7인 경우와, second beam power coefficient가 4인 경우는 해당 인자를 subsampling을 하지 않는 경우에 해당한다.
Second beam candidate의 수가 6, 5인 경우는 각각 도 22와 도 20의 빔 패턴을 고려할 수 있다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 6개의 빔을 가지는 차순위 빔 (second beam) 선택을 위한 서브샘플링 ( subsampling)을 예시하는 도면이다.
도 22에서는 설명의 편의상, N1 = 4 (또는 3) , Ν2 = 2, 01 = 4 , 02 = 4인 경우를 예시하고 있으나, 자명하게 해당 범패턴은 다른 , N2 값으로도 확장 적용될 수 있다. 또한, second beam power coefficient가 3인 경우는 6
{ΐ, ϋ ί)}를 포함할 수 있다. 앞서 제안한 방식의 경우, 단독으로 W1를 보고하는 경우 11 비트로 subsampling을 하는 방식에 관한 발명이다 .
다만, subsampling이 성능열화를 가져을 수 있기 때문에, subsampling을 피하는 방식의 하나로서 새로운 보고 타입이 정의될 수 있다. 즉, W1을 구성하는 요소를 각각 Wll, W12, W13로 구분하여, 각각 leading beam index , second beam selection, power coefficient에 상응하는 인덱스로 가정할 수 있다.
즉, LC에 이용되는 leading beam (즉, 코드워드〉를 지시하는 leading beam index (즉, Wll) , LC에 이용되는 second beam (즉, 코드워드〉를 지시히 "는 second beam selection (즉, 12) , LC 수행 시 각 빔에 적용되는 파웨" 지시하는 power coefficient (즉, W13) , LC 수행 시 각 빔에 적용되는 위상을 지시하는 phase coefficient (즉, W2)는 각각 독립적으로 서로 다른 CSI 보고 시점 /인스턴스 (instance)에서 기지국에게 보고될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, LC를 위한 변형된 P-CSI mode 1-1 submode 1은 다음과 같다.
- 제 1 instance: RI + W13
- 저 12 instance： W11 + W12
- 제 3 instance： CQI + W2
UE는 제 1 instance에서 RI와 W13를 기지국에게 보고ᄒ ϋ, 제 2 instance에서 Wll와 W12를 기지국에게 보고 며, 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 5 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
또는, LC를 위한 변형된 P-CSI mode 1-1 submode 1은 다음과 같다.
- 제 1 instance: RI + 12
- 제 2 instance: Wll + W13
- 제 3 instance： CQI + W2
10 UE는 제 1 instance에서 RI와 W12를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W11와 W13를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 is instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
또는, LC를 위한 변형된 P-CSI mode 1-1 submode 1은 다음과 같다.
- 저 ll instance: RI + Wll
- 제 2 instance： 12 + W13
- 제 3 instance： CQI + W2
20 UE는 제 1 instance에서 RI와 Will- 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W12와 W13를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에게 보고할 수 있다. 상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
앞서 설명한 방식에서, 새로운 보고 타입 (예를 들어, 타입 5a , RI + W13 또는 RI + W12 또는 RI +W11 )가 고려될 수 있다. 상기 방식들 증에서, RI의 보다 높은 보호를 위하여, R工와 조인트 인코딩되는 인자는 2 -비트에 상응하는 W13이 보다 바람직하다 . 앞서 설명한 방식의 변형된 예제로,
- 저 l l instance : RI + Wl l
- 제 2 instance： W12 +W13 + W22 (또는 W21 )
- 제 3 instance： CQI + W21 (또는 W22 )
UE는 제 1 instance에서 R! [와 Wi ll- 기지국에게 보고하고 , 제 2 instance에서 W12+W13와 W22 (또는 W21 )를 기지국에게 보고 며 , 제 3 instance에서 CQ工와 W21 (또는 W22 )를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
앞서 예제에서, W21은 W2의 rank 1인 경우, 레이어 1의 PMI를 W22는 rank 2인 경우 레이어 2에 관한 PMI를 나타낸다.
여기서 W21과 W22는 LC 코드북 구성상 동일하게 6 비트씩 payload를 가질 수 있다. 이 경우, RI는 3 비트이므로, W11은 8 비트 페이로드를 가질 수 있으며, 상기 16-포트를 초과하는 X-포트에 대해서 01 = 4 , 02 = 2 등의 실시예처럼 1 비트를 줄이기 위해 subsampling이 적용될 수 있다 .
제 2 instance의 경우, 2 비트 + 2 비트 + 6 비트로 총 10 비트이므로 subsampling이 필요 없고, 제 3 instance의 경우, rank 1에서는 10 비트이므로 subsampling이 필요 없고, rank 2인 경우, 2 비트를 줄여 4- 비트로 subsampling이 필요하다.
2 비트를 줄이는 방식은 다양한 방식이 존재할 수 있으나, 일례로, 상기 LC 코드북을 구성할 때, Phase combining coefficients crU € {1, j, -1, -)}, r€ {0,1}, 1 e {0,1}, i e {0,1}.· 세 개 중 , 하나의 값을 제거함으로써 2 비트를 줄일 수 있다. 여기서 r은 X-pol 안테나를 구분하는 인텍스, 1은 레이어를 구분하는 index, i는 결합 (combining)되는 빔의 순서를 구분하는 인텍스를 나타낸다 .
보다 구체적인 예제로, = c^ 로 설정함으로써, LTE 코드북의 위상일치 (co-phase)역할만 수행하도록 설정될 수 있다.
또는, 보편성 (generality)이 손실되지 않고, 최종 rank 2 코드북은 아래 수학식 14와 같이 정해질 수 있다.
【수학식 14】
" b, + c0,o.i * *b2 b, +c0 , b2 "
ι,ο.ο * ·>, + cl 0 l * , * b2 cl a * b, + c, , , * A * b2. . 또한, 이 경우, 하나의 방안으로서 클래스 A와 같이 W2 구조가 이용될 수 있다. 다시 말해, ^시은 QPSK 알파벳 (즉, 1 , j , -1 , -j )을 가질 수 있으며, Cl,0,0G { l , j }이고, ae { l, j }일 수 있다. 그리고 다른 값들은 Cl, 0, l = Ci, o, 0*Co, 0, 1 C0, 1, l = a*C0, 0, 1 / Ciii,0=-Ci( 0,0 Ci, 크 ^ ^^^^^ ^에와 같이 정해질 수 있다. 이 경우에 대한 최종 rank 2 코드북은 아래 수학식 15와 같다.
【수학식 15】 b, + c00l * ι *b, b, + o* c00, * p, *b2
_ci.o,o(bi + Co.o.i V,*b2) -c,,o.o(b| + a * c001 *pt *b2 ) 수학식 15에 따르면 rank 2에 대한 최종 W2 페이로드 크기가 4 비트가 된다.
이러한 방식으로, 2개의 레이어의 직교성을 보장할 수 있다. 또한, 수평 슬랜트 (H-slant) 및 수직 슬랜트 (V-slant) 모두에 동일한 빔이 이용되고, 위상일치 (co-phase)는 ClA0' 에 의해 제어될 수 있다. 그리고, ae{i' 는 편파 당 2개의 범의 결과가 동일한지 또는 상이한지 결정한다. 이러한 방식으로 W2 subsampling°| 고려될 수 있다. 수학식 15를 예를 들어 보다 구체적으로 살펴보면, ¾크 2인 경우, 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터 (즉' [r boJhD+i十 C0,0 *,l * Pi b* *2h D2J ^ )와 제 2 레이어에 대한 제 2 프리코딩
Figure imgf000117_0001
구성될 수 있다 ·
또한, 제 l 프리코딩 백터는 제 1 편파에 대한 제 1 코드워드 (즉, [ ᅵ )와 제 2 코드워드 (즉, [co * Pl * b2] )의 선형 결합된 백터 (즉, [l + c0,으 i * Pl * b2] )와 제 2 편파에 대한 제 3 코드워드 (즉, [ ,^*^] 〉와 제 4 코드워드 (즉, [ ,으 0 * * Pl * b2] )의 선형 결합된 백터 (즉,
Figure imgf000117_0002
+Οο,ο,! *
Pl *b2)])로 구성될 수 있다. 그리고, 제 2 프리코딩 백터는 제 1 편파에 대한 제 5 코드워드 (즉, 몌]〉와 제 6 코드워드 (즉, [a * co * Pl * b2] )의 선형 결합된 백터 (즉, + a * Co * Pl *b2] 〉와 제 2 편파에 대한 제 7 코드워드 (즉, ["C o *^] )와 제 8 코드워드 (즉, ["C o * a * * Pl * b2] )의 선형 결합된 백터 (즉, [ᅳ .o.o * C *^ * ^)])로 구성될 수 있다.
이때, 각 레이어에 대한 프리코딩 백터 (즉, 제 1 프리코딩 백터 및 제 2 프리코딩 백터) 내 리딩 빔 (leading beam)에 상응하는 코드워드 (즉, 제 l 코드워드 ([b )와 5 코드워드 ([ ]) )에 적용되는 위상 계수는 미리 1로 정의될 수 있다.
그리고, 예를 들어 , 각 레이어에 대한 프리코딩 백터 (즉, 제 1 프리코딩 백터 및 /또는 제 2 프리코딩 백터) 내 차순위 범 (second beam) 중 어느 하나의 범에 상응하는 코드워드 (예를 들어 , 제 2 코드워드 ( [c (u * Pl * b2]) )에 적용되는 위상 계수 (즉, 는 2 비트 (예를 들어, QPSK 알파벳 (즉, 1, j , —1, - j) )으로 지시될 수 있다. 즉, 각 레이어에 대한 프리코딩 백터 내 차순위 범 (second beam) 증 어느 하나의 빔에 상응하는 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 {l, -l, j , -j } 내에서 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있다.
또한, 각 레이어에 대한 프리코딩 백터 (즉, 제 1 프리코딩 백터 및 /또는 제 2 프리코딩 백터) 내 차순위 범 (second beam) 증 2개의 범에 상웅하는 코드워드 (예를 들어 , 제 3 코드워드 ([ oo * ^] )와 제 6 코드워드 ( [a *Coo i *Pl * b2] ) )에 적용되는 위상 계수 (즉, cli0,0와 a)는 각각 1 비트 (예를 들어 , 각각 {l,j})로 지시될 수 있다. 즉, 각 레이어에 대한 프리코딩 백터 내 차순위 빔 (second beam) 중 2개의 빔에 상응하는 코드워드에 적용되는 위상 계수는 2개의 요소 (예를 들어, {l,j}) 내에서 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있다.
정리하면, 리딩 범 (leading beam)을 제외한 차순위 범 (second beam) 중에서 어느 하나의 빔에 상응하는 코드워드에 적용하는 위상 계수는 W2의 2 비트 (예를 들어, QPSK 알파벳 (즉, 1, j, -1, -j) )으로 지시될 수 있다. 그리고, 차순위 빔 (second beam) 증에서 2개의 빔에 상웅하는 코드워드에 적용하는 위상 계수는 각각 W2의 1 비트로 지시될 수 있다. 그 외의 나머지 차순위 빔 (second beam)에 상응하는 코드워드에 적용하는 위상 계수는 상기
3개의 차순위 범 (second beam)에 적용되는 위상 계수를 미리 정해진 규칙에 따라 조합함으로써 정해질 수 있다. 이러한 방식으로 W2를 서브샘플링 (subsampling)함으로써 W2의 비트를 총 4 비트로 줄일 수 있는 효과가 있다.
여기서, 미리 정해진 규칙의 일례로, 제 4 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 ( 0,0 * )은 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 ( ,0,0 )을 기반으로 정해질 수 있다. 마찬가지로, 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 ( -Cl,0,0 * a * )은 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 ( - ,^ )을 기반으로 정해질 수 있다. 예를 들어, 제 4 코드워드 및 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 각각 제 3 코드워드 및 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값과 제 2 pM]I에 의해 정해진 값의 곱으로 정해질 수 있다.
또 다른 일례로 , 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 (一 Cl, o)은 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 ((：^ 에 -1이 곱해진 값과 동일할 수 있다. 특히 , 편파 (polarization)는 모두 동일한 단위 /입상 (granual ity)의 간격 (span)을 가지는 것이 보다 높은 성능을 달성할 수 있으므로, 각 레이어 별로 제 1 편파에 대한 제 1 범의 phase coefficient는 1로 고정되어 있으므로 각 레이어의 제 1 편파어 j 대한 제 2 빔의 phase coefficient는 QPSK 알파벳 (즉, 1, j, -1, -j)을 가질 수 있다. 그리고, 각 레이어의 제 2 편파에 대한 제 1 빔과 제 2 빔의 phase coefficient는 각각 1 비트로 지시됨으로써, 제 2 편파에 대해서도 QPSK phase coefficient를 가지는 효과를 얻을 수 있다.
RI의 보다 높은 보호를 위하여, 다음과 같은 변형 예를 고려할 수 있다. - 제 1 instance： RI + W12 + W13
- 제 2 instance： W11+ W22 (or W21)
- 제 3 instance: CQI + W21 (or W22)
UE는 제 1 instance에서 RI와 W12와 W13을 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W12+W13와 W22 (또는 W21)를 기지국에게 보고 ¾}·며, 제 3 instance에서 CQI와 W21 (또는 W22)를 기지국에게 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 저 ]3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
이 경우 subsampling의 일례로서 , W22(또는 W21)를 앞서 설명한 방식과 유入] "하 "게 (예를 들어, Phase combining coefficients 중 어느 나의 값을 제거 등〉 4 비트로 줄일 수 있다.
또한, W11은 상술한 방식을 이용하여 (예를 들어 , 16 포트를 초과하는 X- 포트에 대해서 01 = 4, 02 = 2 등의 예시와 같이 1 비트를 줄이는 subsampling 적용) 7 비트로 줄일 수 있다.
또한, 하나의 instance를 추가하여 RI의 보다 높은 보호를 위하여 , 다음과 같은 변형 예를 고려할 수 있다.
一 제 1 instance : RI
一 제 2 instance： W11
- 저 b instance： W12 +W13 + 22 (또는 W21 )
- 제 4 instance： CQI + W21 (또는 W22 )
UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고히"고 , 제 2 instance에서 W11을 기지국에게 보고 !·며 , 제 3 instance에서 W12十 W13와 W22 (또는 W21 )를 기지국에게 보고하며 , 제 4 instance에서 CQI와 W21 (또는 W22 )를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 저 1 2 instance의 주기는 거 b instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
상기 예제들에서처럼, Wl + W2가 결합된 새로운 보고 타입도 정의 될 수 있다. 앞서 설명한 변형된 예제의 경우, 새로운 보고 타입을 정의해야 하며, UE는 제 3 instance와 제 4 instance를 대안적인 (al ternative ) 관계로 상정하여 전송할 수 있다. 즉, 제 3 instance와 제 4 instance는 동일한 주기 /오프셋을 가지고 서로 번갈아 가면서 전송될 수 있다.
또한, 다음과 같은 변형 예를 고려할 수 있다.
- 제 1 instance : RI
- 제 2 instance： W1 - 제 3 instance： 2 (또는 CQI)
- 제 4 instance： CQI (또는 W2)
UE는 제 1 instance에서 RI를 기지국에게 보고 }·고, 계 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 W2 (또는 CQI)를 기지국에게 보고하며 , 제 4 instance에서 CQI (또는 W2)를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
상기 예제는 4개의 보고 instance로 이루어진 실시 예이며, 이 경우 3번째와 4번째 CSI의 속성이 비슷하므로, 서로 대안적인 (alternative) 관계에 해당된다. 따라서, 제 3 instance와 제 4 instance는 동일한 주기 /오프셋을 가지고 서로 번갈아 가면서 전송될 수 있다 . 앞서 설명한 방식과 마찬가지로, P-CSI mode 2-1에서도 새로운 보고 타입 (예를 들어 , 타입 6a, RI + PTI+W13 또는 RI + PTI+W12)을 정의하여 다음과 같이 동작할 수 있다.
P-CSI mode 2-1 PTI = 0이 경우, 다음과 같은 보고 동작이 수행될 수 있다.
- 제 1 instance: RI + PTI=0 +W13
- 제 2 instance： W11+W12
- 제 3 instance： CQI + W2
UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI를 기지국에게 보고할 수 있다 . 그리고 PTI = 0인 경우, UE는 제 2 instance에서 W11과 W12를 기지국에게 보고하며, 거 13 instance에서 CQI와 W2를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
또는, P- CSI mode 2 - 1 PTI = 0이 경우, 다음과 같은 보고 동작이 수행될 수 있다.
1st instance： RI + PTI= 0 +W12
2nd instance： 11+W13
3 rd instance： CQI + W2
UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI와 W12를 기지국에게 보고할 수 있다. 그리고, PTI = 0인 경우, UE는 제 2 instance에서 Wl l ^f W13을 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
상기 방식에서 , PTI의 경우, 항상 ΡΤΙ = 0만 적용되도록 기지국과 UE 간에 사전에 약속하여 ΡΤΙ 1 비트 페이로드 없이 동작될 수도 있다 . 한편, 지금까지는 Class A의 경우, LC 코드북이 설정되는 경우에 대한 실시예를 설명하였다. Class B에서도 LC 코드북이 동작할 수 있으며, 이 경우 최대 지원되는 포트의 수는 8이기 때문에 , Λ ν2 = 4 혹은 8에 대한 실시예를 설명한다. 4-포트와 8-포트에 대해서 LC를 사용하는 경우, 최대 페이로드 크기를 아래 표 39와 같다 .
표 39는 21^^ = 4,8인 경우, 1 를 위한 페이로드 크기를 예시하는 표이다.
【표 39]
Figure imgf000124_0001
표 39에서 예시한 페이로드 크기에서 알 수 있듯이, PUCCH 포맷 2를 사용하는 경우, W1이 단독으로 보고되면 11 비트를 넘지 않기 때문에, 문제가 되지 않는다. 따라서, Class B에서 LC를 사용하는 경우, Class A에서 지원되는 P-CSI mode 1-1 submode 1과 P-CSI mode 2-1는 다음과 같이 설정 /적용될 수 있다 .
i ) P-CSI mode 1-1 submode 1
하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: RI 또는 RI+CRI
- 제 2 instance： 1
- 제 3 instance: CQI + W2
UE는 제 1 instance에서 RI (또는 RI와 CRI)를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고히 "며, 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에 보고할 수 있다 .
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
ii) P-CSI mode 2-1, PTI=0
- 저 instance: RI + PTI = 0 또는 RI + PTI = 0 + CRI
- 저 12 instance： Wl
- 제 3 instance: CQI + WB W2
UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI (또는 RI와 PTI와 CRI)를 기지국에게 보고할 수 있다. PTI = 0인 경우, UE는 제 2 instance에서 W1을 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서 CQI와 WB W2를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
iii) P-CSI mode 2-1 PTI=1
- 제 1 instance: RI + PTI = 1 또는 RI + PTI = 1 + CRI
― 제 2 instance： WB CQI + W2
- 제 3 instance： SB CQI + 2 + L'
UE는 제 1 instance에서 RI와 PTI (또는 RI와 PTI와 CRI)를 기지국에게 보고할 수 있다. PTI = 1인 경우, UE는 제 2 instance에서 WB CQI와 W2를 기지국에게 보고하며 , 제 3 instance에서' SB CQI와 W2와 L'를 기지국에 보고할 수 있다. 상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
여기서 L'는 대역폭 부분 (BP)의 서브벤드 ( SB ) 선택 인덱스이다. ΡΤΙ = 1인 경우, 포트 수와 무관하게 W2 페이로드는 Rank 1일 때 6 비트, rank 2일 때 12 비트이므로 , LC 코드북으로 설정 받은 단말은 항상 PTI = 0으로 가정하여 Ρ- CSI mode 2 - 1을 적용할 수 있다. 또한, Class B가 레가시 동작으로서, 아래와 같은 2 보고 instance로 P- CSI mode 1 - 1 submode 1가 적용되는 경우는 아래와 같다.
하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2 /2a/2b 상에서 2개의 보고 시점 /인스턴스 ( instance )를 포함한다.
- 제 1 instance : RI + W1 또는 RI + CRI+W1
- 제 2 instance： CQI + W2
UE는 제 1 instance에서 RI와 W1 (또는 RI와 CRI와 W1 )를 기지국에게 보고하고, 제 2 instance에서 CQI와 W2를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 1 instance의 주기는 제 2 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
RI = 3 비트, CRI = 3 비트임을 감안할 때, 4ᅳ포트의 경우 W1의 페이로드가 5 비트이므로 , 11 비트의 페이로드 크기를 만족하므로 , 상기 레가시 P— CSI mode 1— 1가 동일하게 이용될 수도 있다. 먼저, RI+W1의 경우를 살펴본다. 이 경우는 CRI가 단독 보고되는 보고 타입을 새롭게 정의하거나, K=l인 경우로 한정할 수 있겠다.
전자의 경우, 변형된 P-CSI mode 1-1는 다음과 같다.
하나의 전체 보고는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 상에서 3개의 보고 시점 /인스턴스 (instance)를 포함한다.
- 제 1 instance: CRI
- 제 2 instance： RI+W1
- 제 3 instance： CQI + W2
UE는 저 instance에서 CRI를 기지국에게 보고하고, 저 )2 instance에서 RI와 W1을 기지국에게 보고하며, 제 3 instance에서 CQI와 W2를 기지국에 보고할 수 있다.
상기 예제에서, 각 상위 instance의 주기는 바로 하위 instance의 주기의 정수 배일 수 있다. 예를 들어, 제 2 instance의 주기는 제 3 instance의 주기의 정수 배일 수 있다.
1D-레이아옷의 경우 그 페이로드 크기가 8 비트이므로, subsampling이 필요 없다.
반면, 2D 8-포트에서 RI+W1로 조인트 인코딩되는 경우, 아래 표 40에서 예시된 방법에 의해 subsampling이 적용될 수 있다.
Class B에서도 설명한 y) "와 같이, 각각 leading beam selection subsampling , second beam selection subsampling , power coefficient subsampling으로 구분할 수 있으며, 이 세 개의 인자를 이용하여 2 비트를 줄이는 경우는 아래 표 40과 같다.
Second beam selection의 subsampling의 경우, second beam candidates의 최대 개수가 3인 경우는 제안 2-1의 범 패턴과 같고, second beam candidates의 최대 개수가 2인 경우는 제안 2-5 혹은 2 -6의 예제를 포함할 수 있다. 그리고 second beam candidates의 최대 개수가 1인 경우는 특정 하나의 second beam을 2-1의 빔 패턴 내에서 선택하는 것으로 기지국과 UE간에 사전에 약속할 수 있다.
Power coefficient 또한 Second beam power coefficients의 개수가 4인 경우, subsampling을 수행하지 않는 것과 상웅하며, Second beam power coefficients의 개수가 2인 경우 £ (1, ^jor E {1,아의 예제를 포함할 수 있으며, Second beam power coefficients의 개수가 1인 경우, 특정 second beam의 파워 값 (예를 들어 , 1)로 기지국과 UE 간에 사전에 약속하거나, 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 또는 MAC CE)에 의해 UE에게 설정될 수 있다.
표 40은 21^^ = 8 경우 LC의 페이로드 크기를 예시한다.
【표 40】
Figure imgf000128_0001
레 7]·시 P-CSI mode 1-1 submode 1에서 RI (3 비트) + CRI + Wl (5 비트〉가 함께 보고되는 경우, 1D 레이아웃의 경우, 3 비트를 줄여야 하며 , 2D 레이아웃의 경우, 5 비트를 줄여야 한다 . 이에 관한 subsampling 방식은 아래 표 41에서 예시한다. 표 41은 표 40 ί)- 유 거 1 Second beam selection의 subsampling의 경우, second beam candidates의 최대 개수가 3인 경우는 제안 2-1의 범 패턴과 같고, second beam candidates의 최대 개수가 2인 경우는 제안 2-5 흑은 2-6의 예제를 포함할 수 있다. 그리고 second beam candidates의 최대 개수가 1인 경우는 특정 하나의 second beam을 2-1의 범 패턴 내에서 선택하는 것으로 기지국과 UE 간에 사전에 약속할 수 있다 .
Power coefficient 또한 Second beam power coefficients의 개수가 4인 경우, no-subsampling에 상응하며, Second beam power coefficients의 개수가 2인 경우 e (1, V }or € (1, 의 예제를 포함할 수 있으며, Second beam power coefficients의 개수가 1인 경우, 특정 second beam의 파워 값 (예를 들어 , 1)로 사전에 기지국과 UE 간에 사전에 약속하거나, 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC 또는 MAC CE)에 의해 UE에게 설정될 수 있다. 표 41은 21^1^ = 8, CRI = 3 비트인 경우, LC의 페이로드 크기를 예시한다.
【표 41】
(01(02) second beam Second beam power candidates의 최대 coefficients의 개수 개수
2 1
(4, 1)
1 2
Nx > N2 3 1
(2, 1) 1 4
2 2 (4, 2) 1 1
(2, 2) 2 1
또는 (4, 1) 1 2
Nx = N2
3 1
(2, 1) 1 4
2 2
8-포트 LC 코드북을 Class B에 적용하는 경우, 8개의 CSI 자원에 적용하는 것은 W1과 W2의 페이로드를 고려했을 때 , 지나치게 높은 페이로드가 요구된다. 따라서, Class B에서 LC가 적용되는 최대 자원 K의 개수를 특정 수 (예를 들어 , K=2)로 제한하는 것을 제안한다 . 그러면, CRI = 1 비트가 적용되며, 이때 요구되는 W1의 subsampling은 아래 표 42와 같다. 표 42는 2NiN2 = 8, CRI = 1 비트인 경우, LC의 페이로드 크기를 예시한다.
【표 42]
Figure imgf000130_0001
PUCCH 포맷 3 (PF3)를 사용하는 경우, LC 코드북을 사용하더라도, 최대 페이로드 크기가 22 비트이므로, W1 13 비트, W2가 6 비트 (rankl의 경우) 12 비트 (rank2의 경우)가 된다. 하지만, PUCCH format 3가 DL data에 대한 ACK/NACK 피드백 용도로도 사용되기 때문에, ACK/NACK에 상웅하는 정보와 LC 코드북의 CSI 정보가 조인트 인코딩되어야 한다. ACK/NAK의 페이로드 크기는 캐리어 병합 (CA)되는 컴포넌트 캐리어 (CC)의 개수 및 코드워드의 개수 등에 의하여 결정되므로, 항상 PF3를 사용하는 것 보다, PF2의 11 비트의 페이로드 크기가 넘는 보고 타입 전송 시에만 PF3를 사용하게 되면, subsampling을 회피할 수 있어 효율적인 전송이 될 수 있다.
보다 구체적으로, P-CSI mode 1-1 submode 1에서, ID 포트 레이아웃 설정 시 (즉, N1 = l 또는 N2 = l) , W1의 단독보고 될 수 있는 경우는 PF2로 설정될 수 있다. 2D 포트 레이아웃의 경우, Class B K=l로 설정된 4 -포트, 8-포트의 경우는 PF2로 전송될 수 있으며, subsampling이 필요한 Class A 12-포트 이상에서는 PF3로 W1 (보고 타입 2a)이 보고 될 수 있다. 또한, Rank 1인 경우, 보고 타입 2b, (광대역 CQI+W2 )는 PF2로 보고될 수 있다. 하지만 rank 2인 경우, CQI가 7 비트로 증가하므로, 보고 타입 2b는 PF3로 보고될 수 있다.
또한, P-CSI mode 2-1에서 , 보고 타입 la (서브밴드 CQI+W2 + L' )은 Rank에 상관없이 PF3로 보고될 수 있다.
또한, PF3를 사용하더라도, W1+W2+CQI (보고 타입 2c) 등이 보고되는 경우, 페이로드 크기 22 비트를 넘기 때문에, 이러한 보고 타입이 사용되는 P- CSI mode 1-1 submode 2는 LC 코드북을 위한 피드백에 사용되지 않을 수 있다. 즉, LC 코드북이 설정되면, P-CSI mode 1-1 submode 1 및 /또는 P- CSI mode 2-1이 사용될 수 있다. 도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.
도 23을 참조하면 , 단말은 기지국으로부터 다증 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS)를 수신한다 (S2101) .
단말은 채널 상태 정보 (CSI)를 기지국에게 보고한다 (S2102) .
여기서 , 단말은 기지국으로부터 수신한 CSI-RS를 기반으로 채널 상태 정보를 생성 (계산)하고 , 채널 상태 정보를 기지국에게 보고할 수 있다 .
상술한 바와 같이, 채널 상태 정보는 CQI, PMI, RI, PTI, CRI 등을 포함할 수 있다.
또한, 단말은 주기적으로 CSI를 기지국에 보고할 수도 있으며 (예를 들어 ,
PUCCH 상에서) , 비주기적으로 CSI를 기지국에 보고 (예를 들어 , PUSCH 상에서)할 수도 있다.
특히 , 단말은 선형 결합 코드북 (LC codebook: Linear Combination Codebook) 내에서 자신이 가장 선호하는 프리코딩 행렬을 선텍하고, 이를 지시하기 위한 정보를 기지국에게 보고할 수 있다 .
선형 결합 코드북 (LC codebook： Linear Combination Codebook)을 이용하는 경우, 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.
보다 구체적으로, ¾크 1인 경우, 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터로 구성될 수 있다. 그리고, 크로스 편파 (cross polarization) 안테나 레이아웃에서 제 1 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 3 코드워드 및 제 4 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성될 수 있다.
탱크 2인 경우, 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터와 제 2 레이어에 대한 계 2 프리코딩 백터로 구성될 수 있다. 그리고, 크로스 편파 (cross polarization) 안테나 레이아웃에서 제 1 프리코딩 백터는 저 편파를 위한 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 3 코드워드 및 제 4 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되고, 제 2 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 5 코드워드 및 제 6 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 7 코드워드 및 제 8 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성될 수 있다.
이때, 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위상 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 파워 계수 및 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드가 선형 결합될 수 있다.
CSI는 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 파워 계수 (power coefficient)를 지시하는 정보 및 /또는 위상 계수 (phase coef f icient >를 지시하는 정보를 포함할 수 있다. 그리고, 이러한 정보들은 서로 다른 CSI 보고 시점 /인스턴스 (instance)에서 기지국에게 보고될 수 있다.
이때, 선텍 정보와 위상 계수를 지시하는 정보는 PMI에 포함될 수 있다. 예를 들어, 선택 정보는 제 1 PMI에 포함되고, 상기 위상 계수를 지시하는 정보는 제 2 PMI에 포함될 수 있다.
예를 들어, R工가 보고되는 경우, 파워 계수 (power coefficient)를 지시하는 정보는 RI와 동일한 제 1 CSI 보고 인스턴스에서 전송되고, 선택 정보는 Wl에 포함되어 제 2 CSI 보고 인스턴스에서 전송되고, 위상 계수 (phase coefficient)를 지시하는 정보는 W2에 포함되어 제 3 CSI 보고 인스턴스에서 전송될 수 있다.
이에 대한 보다 구체적인 내용은 앞서 설명한 "A. PUCCH 포맷 2 혹은 PUCCH 포맷 3를 사용한 CSI 피드백 방법' '의 실시예 또는 "B. W1 코드북의 서브샘폴링 (subsampling) 방법"의 실시예를 따를 수 있으며, 구체적인 설명은 생략한다.
또한, 단말은 W1 및 /또는 W2의 페이로드는 PUCCH 포맷 (예를 들어, PUCCH 포맷 2/2a/2b 또는 PUCCH 포맷 3)에 맞추기 위하여, 1 및 /또는 W2를 서브샘플링 (subsampling)하여 기지국에 보고할 수 있다.
예를 들어, 상술한 바와 같이, 탱크 2의 경우, 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터 및 제 2 레이어에 대한 제 2 프리코딩 백터로 구성되고, 제 1 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 3 코드워드 및 제 4 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되며, 제 2 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 5 코드워드 및 제 6 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 7 코드워드 및 제 8 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성될 수 있다.
이때 , 제 1 코드워드 및 제 5 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값 (예를 들어, 1)은 미리 정의될 수 있다. 그리고, 제 2 코드워드, 제 3 코드워드, 제 4 코드워드, 제 6 코드워드, 제 7 코드워드, 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값만이 제 2 PM工에 의해 정해질 수 있다.
이때, 제 2 코드워드 및 제 6 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 1, j , -j } 내에서 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있으며,
이외 나머지 코드워드 중 2개의 코드워드의 각각에 적용되는 위상 계수의 값은 2개의 요소 (예를 들어, {l.j }) 내에서 제 2 PMI에 의해 정해질 수 있다. 그리고, 미리 정해지거나 제 2 PM工에 의해 정해지지 않은 나머지 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값들은 미리 정해진 규칙에 따라 정해질 수 있다 . 예를 들어 , 제 4 코드워드 및 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 제 3 코드워드 및 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값을 기반으로 정해질 수 있다 . 또한 , 상기 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 각각 상기 거 13 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값에 -1이 곱해진 값과 동일할 수 있다.
이에 대한 보다 구체적인 내용은 앞서 설명한 "B. W1 코드북의 서브샘플링 (subsampling) 방법"의 실시예를 따를 수 있으며, 구체적인 설명은 생략한다.
단말은 위와 같은 CSI를 PUCCH 포맷 2/2a/2b 및 /또는 PUCCH 포맷 3 상에서 기지국에게 전송할 수 있다.
또한, 단말은 주기적인 (또는 비주기적인) CSI 보고 동작 시 위와 같은 CSI를 기지국에 전송할 수 있다 .
본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .
도 24를 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (2410〉과 기지국 (2410) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2420)을 포함한다. 기지국 (2410)은 프로세서 (processor, 2411) , 메모리 (memory , 2412) 및 RF부 (radio frequency unit, 2413)을 포함한다. 프로세서 (2411)는 앞서 도 1 내지 도 23에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2411)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2412)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 프로세서 (2411)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2413)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다 .
단말 (2420)은 프로세서 (2421) , 메모리 (2422〉 및 RF부 (2423)을 포함한다. 프로세서 (2421)는 앞서 도 1 내지 도 23에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계충들은 프로세서 (2421)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2422)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 프로세서 (2421)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2423)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다 .
메모리 (2412, 2422〉는 프로세서 (2411, 2421) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2411, 2421)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2410) 및 /또는 단말 (2420)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs (digital signal processors) , DSPDs (digital signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 3GPP LTE/LTE -A 시스템에 적용되는 예를 증심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE -A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다 .

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment)가 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하기 위한 법에 있어서 , 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI- RS： Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계; 및
CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고 ,
상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보를 포함하고, 상기 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위상 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 상기 파워 계수 및 상기 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성되고,
상기 선택 정보 및 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 파워 계수를 지시하는 정보 및 상기 위상 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점에서 전송되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 3】
제 1항에 있어서, 상기 CSI는 랭크 지시 (RI: rank indication)을 포함하고, 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 상기 RI와 동일한 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 4】
제 2항에 있어서,
상기 CSI는 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 포함하고,
상기 선택 정보는 제 1 PMI에 포함되고, 상기 위상 계수를 지시하는 정보는 제 2 PMI에 포함되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 5】
제 4항에 있어서,
상기 제 2 PMI는 서브샘플링 (subsampling)되어 4 비트로 전송되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 6】
제 5항에 있어서,
상기 서브샘플링 (subsampling)은 상기 RI가 1인 경우에는 수행되지 않으며, 상기 RI가 2인 경우에만 수행되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 RI가 2인 경우, 상기 프리코딩 행렬은 제 1 레이어에 대한 제 1 프리코딩 백터 및 제 2 레이어에 대한 제 2 프리코딩 백터로 구성되고,
상기 제 1 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 3 코드워드 및 제 4 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되고,
상기 제 2 프리코딩 백터는 제 1 편파를 위한 제 5 코드워드 및 거 16 코드워드의 선형 결합된 백터와 제 2 편파를 위한 제 7 코드워드 및 제 8 코드워드의 선형 결합된 백터로 구성되고,
상기 제 1 코드워드 및 상기 제 5 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 미리 정의되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 8】
제 7항에 있어서,
상기 제 2 코드워드, 상기 제 3 코드워드, 상기 제 4 코드워드, 상기 제 6 코드워드, 상기 제 7 코드워드, 상기 제 8 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 상기 제 2 PMI에 의해 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 9】
제 8항에 있어서,
상기 제 2 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 {l, -l, j , -j } 내에서 상기 제 2 PMI에 의해 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 10】
제 9항에 있어서,
상기 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 {l,j } 내에서 상기 제 2 PMI에 의해 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 11】
제 10항에 있어서, 상기 제 4 코드워드 및 상기 거 18 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 상기 제 3 코드워드 및 상기 제 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값을 기반으로 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 12]
제 11항에 있어서,
상기 7 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값은 각각 상기 제 3 코드워드에 적용되는 위상 계수의 값에 -1이 곱해진 값과 동일한 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 13]
제 1항에 있어서,
상기 CSI는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel) 포맷 2/2a/2b를 통해 전송되는 하향링크 데이터 수신 방법 .
【청구항 14】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하기 위한 사용자 장치 (UE: User Equipment)에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및
상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고 ,
상기 프로세서는 상기 RF 유닛을 통해 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하고,
상기 RF 유닛을 통해 CSI를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보를 포함하고 , 상기 복수의 코드워드의 각각에 파워 계수 (power coefficient) 및 위상 계수 (phase coefficient)가 적용된 후, 상기 파워 계수 및 상기 위상 계수가 적용된 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성되고,
상기 선택 정보 및 상기 파워 계수를 지시하는 정보는 서로 다른 CSI 보고 시점 (reporting instance)에서 전송되는 단말.
PCT/KR2017/010613 2016-09-26 2017-09-26 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 WO2018056786A1 (ko)

Priority Applications (6)

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EP21193347.8A EP3955473A1 (en) 2016-09-26 2017-09-26 Method for transmitting and receiving channel state information in wireless communication system and apparatus for the same
JP2019516522A JP2019537300A (ja) 2016-09-26 2017-09-26 無線通信システムにおけるチャネル状態情報送受信方法及びこのための装置
US16/065,085 US11088732B2 (en) 2016-09-26 2017-09-26 Method for transmitting/receiving channel state information in wireless communication system and apparatus for same
CN201780047865.5A CN109565323B (zh) 2016-09-26 2017-09-26 在无线通信系统中发送/接收信道状态信息的方法及其装置
EP17853500.1A EP3477874A4 (en) 2016-09-26 2017-09-26 METHOD FOR TRANSMITTING / RECEIVING CHANNEL STATUS INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE THEREFOR
KR1020187019889A KR102015650B1 (ko) 2016-09-26 2017-09-26 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치

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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020092340A1 (en) * 2018-11-01 2020-05-07 Intel Corporation Frequency domain channel state information compression
WO2020177608A1 (zh) * 2019-03-07 2020-09-10 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的节点中的方法和装置
CN111836309A (zh) * 2019-08-23 2020-10-27 维沃移动通信有限公司 信道状态信息csi报告的传输方法、终端及网络侧设备
CN112771973A (zh) * 2018-08-01 2021-05-07 松下电器（美国）知识产权公司 终端及通信方法

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3518435A1 (en) * 2015-01-07 2019-07-31 LG Electronics Inc. Method for reporting channel quality information in tdd type wireless communication system, and device therefor
WO2017075803A1 (en) * 2015-11-06 2017-05-11 Qualcomm Incorporated Csi feedback processing and reporting for eb/fd-mimo
US10687296B2 (en) * 2017-03-24 2020-06-16 Qualcomm Incorporated Techniques for communicating synchronization signal block index in a physical broadcast channel payload
EP3672096A1 (en) * 2018-12-22 2020-06-24 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Methods and apparatuses for feedback reporting in a wireless communications network
US20190149294A1 (en) * 2019-01-14 2019-05-16 Intel IP Corporation Csi-rs sequence generation and mapping and dmrs scrambling id configuration
WO2020164108A1 (en) * 2019-02-15 2020-08-20 Qualcomm Incorporated Coefficient indication for channel state information
CN111756422B (zh) * 2019-03-29 2023-03-03 华为技术有限公司 指示信道状态信息的方法以及通信装置
WO2020199222A1 (en) * 2019-04-04 2020-10-08 Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. Uplink control information
CN111615142B (zh) * 2019-04-30 2023-09-22 维沃移动通信有限公司 信道状态信息csi报告的传输方法、终端及网络设备
EP3734852A1 (en) * 2019-05-02 2020-11-04 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Methods and apparatuses for csi reporting in a wireless communication system
US10992341B2 (en) * 2019-06-17 2021-04-27 Nokia Solutions And Networks Oy Low-complexity beamforming for a multi-line communication system
EP4014351A1 (en) * 2019-08-12 2022-06-22 Ntt Docomo, Inc. Channel state information (csi) omission procedure for rel.16 type ii csi
EP3780455A1 (en) * 2019-08-15 2021-02-17 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Three-component codebook based csi reporting
US20220303999A1 (en) * 2019-08-15 2022-09-22 Lg Electronics Inc. Method for reporting channel state information in wireless communication system, and device for same
US11956171B2 (en) * 2021-12-08 2024-04-09 Qualcomm Incorporated Cyclic shift reporting for a reference signal
CN116938294A (zh) * 2022-03-31 2023-10-24 上海华为技术有限公司 一种数据传输方法以及装置
WO2024026797A1 (zh) * 2022-08-04 2024-02-08 北京小米移动软件有限公司 上行mimo传输的预编码矩阵确定方法及其装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012144842A2 (ko) * 2011-04-20 2012-10-26 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치
US20140362783A1 (en) * 2013-06-07 2014-12-11 Nec Laboratories America, Inc. Channel State Information (CSI) Feedback and Subsampling
US20160072562A1 (en) * 2014-09-10 2016-03-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Channel state information reporting with basis expansion for advanced wireless communications systems
US20160142117A1 (en) * 2014-11-17 2016-05-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods to calculate linear combination pre-coders for mimo wireless communication systems
US20160218791A1 (en) * 2010-09-26 2016-07-28 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for efficient feedback in a wireless communication system supporting multiple antenna

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014042684A1 (en) * 2012-09-11 2014-03-20 Ntt Docomo, Inc. Method and apparatus for efficient channel state information dissemination for mu-mimo transmission schemes based on outdated channel state information
EP2899896B1 (en) * 2012-09-18 2018-08-08 LG Electronics Inc. Method for transmitting efficient feedback in multi-antenna wireless communication system and apparatus therefor
US9143212B2 (en) * 2013-02-25 2015-09-22 Texas Instruments Incorporated Codebook sub-sampling for CSI feedback on PUCCH for 4Tx MIMO
EP2975779B1 (en) * 2013-03-11 2018-07-25 LG Electronics Inc. Method and apparatus for reporting channel state information in wireless communication system
US9667328B2 (en) * 2014-03-31 2017-05-30 Samsung Electronics Co., Ltd. Precoding matrix codebook design and periodic channel state information feedback for advanced wireless communication systems
US9825742B2 (en) * 2014-10-03 2017-11-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Codebook design and structure for advanced wireless communication systems
US10164747B2 (en) * 2015-05-29 2018-12-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for operating MIMO measurement reference signals and feedback
US9918317B2 (en) * 2016-07-08 2018-03-13 Alcatel-Lucent Usa Inc. Apparatus configured to approximate a power coefficient in a cell-free massive MIMO wireless system and method of performing same
US11025322B2 (en) * 2016-08-12 2021-06-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Progressive advanced CSI feedback

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160218791A1 (en) * 2010-09-26 2016-07-28 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for efficient feedback in a wireless communication system supporting multiple antenna
WO2012144842A2 (ko) * 2011-04-20 2012-10-26 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치
US20140362783A1 (en) * 2013-06-07 2014-12-11 Nec Laboratories America, Inc. Channel State Information (CSI) Feedback and Subsampling
US20160072562A1 (en) * 2014-09-10 2016-03-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Channel state information reporting with basis expansion for advanced wireless communications systems
US20160142117A1 (en) * 2014-11-17 2016-05-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods to calculate linear combination pre-coders for mimo wireless communication systems

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3477874A4 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112771973A (zh) * 2018-08-01 2021-05-07 松下电器（美国）知识产权公司 终端及通信方法
JPWO2020026518A1 (ja) * 2018-08-01 2021-08-05 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 端末及び通信方法
JP7291144B2 (ja) 2018-08-01 2023-06-14 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 通信装置、通信方法及び集積回路
WO2020092340A1 (en) * 2018-11-01 2020-05-07 Intel Corporation Frequency domain channel state information compression
CN112913155A (zh) * 2018-11-01 2021-06-04 英特尔公司 频域信道状态信息压缩
WO2020177608A1 (zh) * 2019-03-07 2020-09-10 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的节点中的方法和装置
CN111836309A (zh) * 2019-08-23 2020-10-27 维沃移动通信有限公司 信道状态信息csi报告的传输方法、终端及网络侧设备
CN111836309B (zh) * 2019-08-23 2023-10-24 维沃移动通信有限公司 信道状态信息csi报告的传输方法、终端及网络侧设备

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Publication number Publication date
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EP3477874A4 (en) 2020-04-08

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