CN109565323B

CN109565323B - 在无线通信系统中发送/接收信道状态信息的方法及其装置

Info

Publication number: CN109565323B
Application number: CN201780047865.5A
Authority: CN
Inventors: 朴海旭; 金亨泰; 朴钟贤
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2016-09-26
Filing date: 2017-09-26
Publication date: 2022-08-02
Anticipated expiration: 2037-09-26
Also published as: CN109565323A; EP3477874A1; US11088732B2; KR102015650B1; JP2019537300A; EP3477874A4; KR20180086504A; EP3955473A1; US20190007106A1; WO2018056786A1

Abstract

公开了一种用于在无线通信系统中发送/接收信道状态信息的方法及其装置。具体地，用于在无线通信系统中由用户设备(UE)报告信道状态信息(CSI)的方法可以包括以下步骤：通过多个天线端口从基站接收信道状态信息参考信号(CSI‑RS)；以及将CSI报告给基站，其中CSI包括指示用于在用于报告CSI的码本内生成预编码矩阵的多个码字的选择信息，功率系数和相位系数被应用于多个码字的每个，并且预编码矩阵随后基于其每个应用了功率系数和相位系数的多个码字的线性组合来生成，并且选择信息和指示功率系数的信息在不同的CSI报告实例处被发送。

Description

在无线通信系统中发送/接收信道状态信息的方法及其装置

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及一种用于在支持多天线系统(特别是二维有源天线系统(2D AAS))的无线通信系统中发送和接收信道状态信息的方法及支持该方法的装置。

背景技术

移动通信系统已发展成在确保用户的活动的同时提供语音服务。然而，移动通信系统的服务覆盖甚至已扩展到数据服务以及语音服务。现今，业务的爆炸式增长已经导致资源的短缺和用户对高速服务的需求，从而需要更先进的移动通信系统。

下一代移动通信系统的要求可以包括支持巨大的数据流量、每个用户传送速率的显著增加、显著增加的连接设备的数目的容纳、非常低的端到端延迟以及高能量效率。为此，对各种技术(诸如双连接、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、对超宽带的支持以及设备联网)进行了研究。

发明内容

[技术问题]

本发明的目的是提出一种在支持多天线系统的无线通信系统(例如，配备2D AAS、大规模天线端口的三维多输入多输出(3D-MIMO)系统)中发送和接收信道状态信息的方法。

本发明的目的是提出一种用于在支持多天线系统的无线通信系统中配置用于提高多用户(MU)性能的码本的方法。

另外，本发明的目的是提出一种通过使用先前定义的物理上行链路控制信道(PUCCH)来发送用于新定义的码本的信道状态信息的方法。

将通过本发明实现的技术目的不限于上述目的，本发明所属领域的普通技术人员可以从下述描述清楚地理解未描述过的其他目的。

[技术方案]

根据本发明的方面，一种用于在无线通信系统中报告由用户设备(UE)执行的信道状态信息(CSI)的方法可以包括：从基站(BS)通过多个天线端口接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及将CSI报告给BS，以及CSI可以包括指示用于在用于报告CSI的码本中生成预编码矩阵的多个码字的选择信息，在将功率系数和相位系数应用于多个码字中的每个之后，可以基于应用了功率系数和相位系数的多个码字的线性组合来生成预编码矩阵，以及选择信息和指示功率系数的信息可以在不同的CSI报告实例中被发送。

根据本发明的另一方面，一种用于在无线通信系统中报告信道状态信息(CSI)的用户设备(UE)可以包括：射频(RF)单元，该RF单元用于发送和接收无线电信号；以及处理器，该处理器用于控制RF单元，其中处理器被配置为执行：通过RF单元从基站(BS)通过多个天线端口接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及通过RF单元将CSI报告给BS，CSI可以包括指示用于在用于报告CSI的码本中生成预编码矩阵的多个码字的选择信息，在将功率系数和相位系数应用于多个码字中的每个之后，可以基于应用了功率系数和相位系数的多个码字的线性组合来生成预编码矩阵，以及选择信息和指示功率系数的信息可以在不同的CSI报告实例中被发送。

优选地，可以在不同的CSI报告实例中发送指示功率系数的信息和指示相位系数的信息。

优选地，CSI可以包括秩指示(RI)，以及可以在与RI相同的CSI报告实例中发送指示功率系数的信息。

优选地，CSI可以包括预编码矩阵指示符(PMI)，以及选择信息可以被包括在第一PMI中，并且指示相位系数的信息可以被包括在第二PMI中。

优选地，第二PMI可以被子采样并且以4比特被发送。

优选地，当RI为1时可以不执行子采样，并且可以仅当RI为2时才执行子采样。

优选地，当RI为2时，预编码矩阵可以包括用于第一层的第一预编码向量和用于第二层的第二预编码向量，第一预编码向量可以包括其中第一码字和第二码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第三码字和第四码字针对第二极化被线性组合的向量，以及第二预编码向量可以包括第五码字和第六码字针对第一极化被线性组合的向量以及第七码字和第八码字针对第二极化被线性组合的向量。

优选地，应用于第二码字、第三码字、第四码字、第六码字、第七码字和第八码字的相位系数值可以由第二PMI确定。

优选地，应用于第二码字的相位系数值可以由{1,-1,j,-j}内的第二PMI确定。

优选地，应用于第三码字的相位系数值可以由{1,j}内的第二PMI确定。

优选地，可以基于应用于第三码字和第七码字的相位系数值来确定应用于第四码字和第八码字的相位系数值。

优选地，应用于第七码字的相位系数值可以与应用于第三码字的相位系数值乘以-1的值相同。

优选地，可以使用物理上行链路控制信道(PUCCH)格式2/2a/2b来发送CSI。

[技术效果]

根据本发明的实施例，可以在支持多天线系统的无线通信系统中提高MU传输的性能。

根据本发明的实施例，通过在支持多天线系统的无线通信系统中的用户设备和基站之间更准确地反射多径信道(multipath channel)，可以生成更精细的波束。

根据本发明的实施例，可以在支持多天线系统的无线通信系统中减少信道状态信息的反馈开销。

根据本发明的实施例，可以通过使用先前定义的PUCCH格式而不定义新的PUCCH格式来反馈信道状态信息。

可以通过本发明获得的效果不限于上述效果，并且本发明所属领域的普通技术人员可以从下述描述清楚地理解还未描述过的其他效果。

附图说明

附图作为说明书的一部分被包括在此，用于帮助理解本发明，提供本发明的实施例，并且借助于以下的说明来描述本发明的技术特征。

图1图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的无线电帧的结构。

图2是图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中用于下行链路时隙的资源网格的图。

图3图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

图4图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

图5图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的将PUCCH格式映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的类型的示例。

图6图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的在正常CP的情况下的CQI信道的结构。

图7图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的在正常CP的情况下的ACK/NACK信道的结构。

图8是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的对于正常CP的HARQ ACK/NACK的星座映射的图。

图9是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的对于扩展CP的HARQ ACK/NACK和CQI的联合编码的图。

图10图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的SR和ACK/NACK的复用。

图11图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的用于PUCCH格式1/1a/1b的ACK/NACK和SR的星座映射。

图12是根据本发明的实施例的用于描述编码比特的资源映射的图。

图13图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的双Reed-Muller。

图14图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的具有64个天线元件的2维有源天线系统。

图15图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的eNB或UE具有能够基于AAS来形成3D波束的多个发射/接收天线的系统。

图16图示了在可以应用本发明的无线通信系统中的具有交叉极化的2D天线系统。

图17图示了可以应用本发明的无线通信系统中的收发器单元模型。

图18是图示可以应用本发明的无线通信系统中的码本的配置的图。

图19是图示根据本发明的实施例的用于第二波束选择的子采样(subsampling)方法的图。

图20是图示根据本发明的实施例的用于第二波束选择的子采样方法的图。

图21是图示根据本发明的实施例的用于第二波束选择的子采样方法的图。

图22是图示根据本发明的实施例的用于包括6个波束的第二波束选择的子采样的图。

图23是图示根据本发明的实施例的用于发送和接收信道状态信息的方法的图。

图24图示了根据本发明的实施例的无线通信设备的框图。

具体实施方式

参考附图详细地描述本发明的一些实施例。要与附图一起公开的详细描述旨在描述本发明的一些实施例，并且不旨在描述本发明的唯一实施例。下面的详细描述包括更多细节以便提供对本发明的完全理解。然而，本领域的技术人员将会理解，可以在没有这样的更多细节的情况下实现本发明。

在一些情况下，为了避免本发明的构思变得模糊，可以省略已知结构和设备，或者可以基于每个结构和设备的核心功能以框图格式示出已知结构和设备。

在本说明书中，基站具有通过其基站直接地与设备通信的网络的终端节点的意义。在本文档中，被描述成由基站执行的特定操作根据情形可以由基站的上层节点执行。也就是说，显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点组成的网络中，为了与设备的通信而执行的各种操作可以由基站或除该基站以外的其他网络节点执行。基站(BS)可以由诸如固定站、节点B、eNB(演进型节点B)、基站收发系统(BTS)或者接入点(AP)的其他术语取代。另外，设备可以是固定的或者可以具有移动性，并且可以用诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动用户站(MSS)、用户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器型通信(MTC)设备、机器到机器(M2M)设备或者设备到设备(D2D)设备的其他术语取代。

在下文中，下行链路(DL)意指从eNB到UE的通信，并且上行链路(UL)意指从UE到eNB的通信。在DL中，发射机可以是eNB的一部分并且接收机可以是UE的一部分。在UL中，发射机可以是UE的一部分并且接收机可以是eNB的一部分。

在下面的描述中所使用的特定术语已经被提供以帮助理解本发明，并且在不脱离本发明的技术精神的情况下可以将这样的特定术语的使用更改为各种形式。

以下技术可以在诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、以及非正交多址(NOMA)的各种无线接入系统中使用。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强型数据率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电气电子工程师IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802-20、或者演进型UTRA(E-UTRA)的无线电技术来实现。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，并且其在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-高级(LTE-AA)是3GPP LTE的演进。

本发明的实施例可以由在IEEE 802、3GPP和3GPP2，即，无线接入系统中的至少一个中所公开的标准文档来支持。也就是说，属于本发明的实施例并且没有被描述以便于清楚地揭露本发明的技术精神的步骤或者部分可以由这些文档来支持。另外，本文档中公开的所有术语可以由标准文档来描述。

为了更加清楚地描述，主要对3GPP LTE/LTE-A进行描述，但是本发明的技术特征不限于此。

通用系统

图1示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的无线电帧的结构。

3GPP LTE/LTE-A支持无线电帧结构类型1，其可以被应用于频分双工(FDD)，和无线电帧结构类型2，其可以被应用于时分双工(TDD)。

图1(a)示出了无线电帧结构类型1。无线电帧由10个子帧组成。一个子帧由时域中的2个时隙组成。发送一个子帧所花费的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，一个子帧可以具有1ms的长度，并且一个时隙可以具有0.5ms的长度。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号并且在频域中包括多个资源块(RB)。在3GPP LTE中，因为在下行链路中使用OFDMA，所以OFDM符号被用来表示一个符号周期。OFDM符号可以被称为一个SC-FDMA符号或符号周期。RB是资源分配单元并且在一个时隙中包括多个连续的子载波。

图1(b)示出了帧结构类型2。无线电帧结构类型2由2个半帧组成。每个半帧由5个子帧、下行链路导频时隙(DwPTS)、保护周期(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)组成。一个子帧由2个时隙组成。DwPTS被用于UE中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS被用于eNB中的信道估计并且执行与UE的上行链路传输同步。保护周期是去除由于上行链路和下行链路之间的下行链路信号的多径延迟而在上行链路中生成的干扰的间隔。

在TDD系统的帧结构类型2中，上行链路-下行链路配置是指示是否向所有的子帧分配(或者保留)上行链路和下行链路的规则。表1示出上行链路-下行链路配置。

[表1]

参考表1，在无线电帧的每个子帧中，“D”表示用于下行链路传输的子帧，“U”表示用于上行链路传输的子帧，以及“S”表示包括三种类型DwPTS、GP和UpPTS的特殊子帧。上行链路-下行链路配置可以被分为7种类型。下行链路子帧、特殊子帧和上行链路子帧的位置和/或数目在每种配置中是不同的。

执行从下行链路到上行链路的变化的时间点或者执行从上行链路到下行链路的变化的时间点被称为切换点。切换点的周期性意指其中上行链路子帧和下行链路子帧被改变的周期被相同地重复。在切换点的周期性中支持5ms或10ms两者。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则在每个半帧中特殊子帧S存在。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则特殊子帧S仅存在于第一半帧中。

在所有配置中，0和5子帧以及DwPTS仅被用于下行链路传输。UpPTS以及继该子帧之后的子帧始终被用于上行链路传输。

对于eNB和UE两者来说可以已知作为系统信息的这样的上行链路-下行链路配置。不论何时改变上行链路-下行链路配置信息，eNB都可以通过向UE仅发送上行链路-下行链路配置信息的索引来通知UE无线电帧的上行链路-下行链路分配状态的变化。此外，配置信息是一种下行链路控制信息并且可以像其他的调度信息一样通过物理下行链路控制信道(PDCCH)被发送。通过广播信道可以将配置信息作为广播信息发送到小区内的所有的UE。

表2图示了特殊子帧的配置(DwPTS/GP/UpPTS长度)。

[表2]

无线电帧的结构仅是一个示例。可以以各种方式改变包括在无线电帧中的子载波的数目或包括在子帧中的时隙的数目以及包括在时隙中的OFDM符号的数目。

图2是图示本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的一个下行链路时隙的资源网格的图。

参考图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。仅为了示例性目的，在此描述一个下行链路时隙包括7个OFDM符号并且一个资源块在频域中包括12个子载波，并且本发明不限于此。

资源网格上的每个元素被称为资源元素，并且一个资源块包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目N^DL取决于下行链路传输带宽。

上行链路时隙的结构可以与下行链路时隙的结构相同。

图3示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

参考图3，位于子帧的第一时隙的前面部分中的最多三个OFDM符号对应于其中分配控制信道的控制区域，并且剩余的OFDM符号对应于其中分配物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道包括，例如，物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)以及物理混合ARQ指示符信道(PHICH)等。

PCFICH在子帧的第一OFDM符号中被发送并且携带关于被用于在子帧中发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。PHICH是用于上行链路的响应信道并且携带用于混合自动重传请求(HARQ)的肯定应答(ACK)/否定应答(NACK)信号。在PDCCH中发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息，或针对特定UE组的上行链路发射(Tx)功率控制命令。

PDCCH可以携带关于下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式的信息(还被称为“下行链路许可”)、关于上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(还被称为“上行链路许可”)、PCH上的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、诸如在PDSCH上发送的随机接入响应的上层控制消息的资源分配、针对特定UE组中的单个UE的发射功率控制命令的集合以及互联网语音协议(VoIP)的激活等等。可以在控制区域内发送多个PDCCH，并且UE可以监测多个PDCCH。PDCCH在单个控制信道元素(CCE)或者一些连续的CCE的聚合上被发送。CCE是被用于根据无线电信道的状态向PDCCH提供编译速率(coding rate)的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。通过在CCE的数目与由CCE提供的编译速率之间的关联关系确定PDCCH的格式和PDCCH的可用比特的数目。

eNB基于要被发送到UE的DCI来确定PDCCH的格式，并且将循环冗余检验(CRC)附加到控制信息。根据PDCCH的所有者或者使用，唯一标识符(无线电网络临时标识符(RNTI))被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于特定的UE的PDCCH，对于UE唯一的标识符，例如，小区-RNTI(C-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于寻呼消息的PDCCH，寻呼指示标识符，例如，寻呼-RNTI(P-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于系统信息(更加具体地，系统信息块(SIB))的PDCCH，系统信息标识符，例如，系统信息-RNTI(SI-RNTI)可以被掩蔽到CRC。随机接入-RNTI(RA-RNTI)可以被掩蔽到CRC以便于通过UE指示作为对随机接入前导的传输的响应的随机接入响应。

图4示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

参考图4，可以在频域中将上行链路子帧划分成控制区域和数据区域。携带上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。携带用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。为了保持单载波特性，一个UE不同时发送PUCCH和PUSCH。

在子帧内资源块(RB)对被分配给用于一个UE的PUCCH。属于RB对的RB在两个时隙中的每个中占据不同子载波。这被称为被分配给PUCCH的RB对在时隙边界处跳频。

参考信号(RS)

在无线通信系统中，信号可能在通过无线电信道的传输期间失真。为了使接收端准确地接收失真信号，需要使用信道信息来校正所接收的信号的失真。为了检测信道信息，通过测量当它们通过信道发送并被接收时发送侧和接收侧两者已知的信号的失真度来执行信道估计。上述传输信号被称为导频信号或参考信号(RS)。当使用多个天线发送和接收数据时，通过每个发射天线发送RS，并且应当检测发射天线和接收天线之间的信道状态。

在移动通信系统中，RS可以根据其目的基本上分为两种类型。存在具有获得信道状态信息(CSI)的目的的RS和用于数据解调的RS。前者的目的是通过UE在下行链路中获得CIS。因此，相应的RS应当在宽带中被发送，并且UE应当能够接收和测量RS，尽管UE没有在特定子帧中接收下行链路数据。此外，前者还被用于无线电资源管理(RRM)测量，例如切换。后者是当eNB发送下行链路时与相应资源一起发送的RS。UE可以通过接收相应的RS来执行信道估计，并且因此可以解调数据。相应的RS应当在发送数据的区域中被发送。

在LTE系统中，为单播服务定义了两种下行链路RS，其是小区特定RS(CRS)和UE特定RS。UE特定RS被仅用于数据解调，而CRS被用于所有RRM测量诸如CSI采集和切换等以及数据解调的目的。对整个系统频带，在每个子帧中发送CRS，并且根据eNB的发射天线的数目，发送用于最多四个天线端口的RS。例如，在eNB中存在两个发射天线的情况下，发送用于0#和#1天线端口的CRS。在eNB中存在四个发射天线的情况下，发送用于#0到#3天线端口的CRS。

在LTE-A系统中，在eNB的下行链路中支持最多八个发射天线。当以与传统LTE的CRS相同的方式，在整个频带中的每个子帧中发送用于最多八个发射天线的RS时，RS开销变得过大。因此，在LTE-A系统中，RS被分成为了CSI测量的目的，用于选择调制和编译方案(MCS)、预编码矩阵指示符(PMI)等的CSI-RS和用于数据解调的解调-RS(DM-RS)，因此，添加了两个RS。CSI-RS还可以被用于RRM测量的目的，但是设计用于CSI采集的主要目的。由于CSI-RS不被用于数据解调，因此不需要在每个子帧中发送CSI-RS。因此，为了减少CSI-RS开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。对于数据解调，DM-RS被专门发送到在相应的时频域中调度的UE。也就是说，仅在调度相应UE的域，即，在接收数据的时频域中发送特定UE的DM-RS。

物理上行链路控制信道(PUCCH)上的控制信令

通过PUCCH发送的上行链路控制信息(UCI)可以包括如下的调度请求(SR)、HARQACK/NACK信息和下行链路信道测量信息。

-调度请求(SR)：这是用于请求上行链路UL-SCH资源的信息。这通过使用开关键控(OOK)方案传输。

-HARQ ACK/NACK：这是用于PDSCH上的下行链路数据分组的响应信号。这表示是否成功接收到下行链路数据分组。响应于单个下行链路码字，发送ACK/NACK 1比特，并且响应于两条下行链路码字，发送ACK/NACK 2比特。

-信道状态信息(CSI)：这是用于下行链路信道的反馈信息。CSI可以包括信道质量指示符(CQI)、秩指示符(RI)、预编码矩阵指示符(PMI)和预编码类型指示符(PTI)中的至少一个。20比特被用于子帧。

可以根据在PDSCH上是否成功下行链路数据分组的解码来生成HARQ ACK/NACK信息。在传统的无线通信系统中，响应于单个下行链路码字传输，将1比特发送为ACK/NACK信息，并且响应于两个下行链路码字传输，2比特被发送为ACK/NACK信息。

信道测量信息被称为与多输入多输出(MIMO)技术有关的反馈信息，并且可以包括信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵指示符(PMI)和秩指示符(RI)。这些类型的信道测量信息可以被统称为CQI。

每个子帧的20比特可以被用于发送CQI。

可以通过使用二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)技术来调制PUCCH。可以通过PUCCH发送多个UE的控制信息。为了区分每个UE的信号，在执行码分复用(CDM)的情况下，主要使用长度为12的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列。CAZAC序列具有在时域和频域中维持预定幅度的特性，因此具有适合于通过降低UE的峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)来增加覆盖范围的质量。另外，使用正交序列或正交覆盖(OC)，覆盖关于通过PUCCH发送的DL数据的传输的ACK/NACK信息。

另外，可以使用具有不同循环移位(CS)值的循环移位序列来区分在PUCCH上发送的控制信息。可以通过使基本序列循环移位特定CS量来生成循环移位序列。特定CS量由CS索引指示。可以根据信道的延迟扩展来改变可用的循环移位的数目。各种序列可以被用作基本序列，并且上述CAZAC序列是示例。

此外，可以根据可用于发送控制信息的SC-FDMA符号(即，除了用于发送参考信号(RS)以用于PUCCH的相干检测的SC-FDMA之外的SC-FDMA符号)的数目来确定UE可以在单个子帧中发送的控制信息的量。

在3GPP LTE系统中，PUCCH取决于发送的控制信息、调制方案、控制信息的量等由总共八种不同格式定义，并且发送的上行链路控制信息(UCI)的属性可以根据PUCCH格式来概括，如下表3中所示。

[表3]

PUCCH格式1被用于单独的SR传输。在单独的SR传输的情况下，应用未调制波形。将在下文详细地描述。

PUCCH格式1a或1b被用于传输HARQ ACK/NACK。在某一子帧中单独发送HARQ ACK/NACK的情况下，可以使用PUCCH格式1a或1b。可替选地，可以使用PUCCH格式1a或1b在同一子帧中发送HARQ ACK/NACK和SR。

PUCCH格式2被用于发送CQI，并且PUCCH格式2a或2b被用于发送CQI和HARQ ACK/NACK。在扩展CP的情况下，PUCCH格式2可以被用于发送CQI和HARQ ACK/NACK。

PUCCH格式3被用于携带48比特的编码UCI。PUCCH格式3可以携带多个服务小区的HARQ ACK/NACK、SR(如果存在的话)和服务小区的CSI报告。

图5图示了在可以应用本发明的无线通信系统中将PUCCH格式映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的类型的示例。

在图5中，N_RB ^UL表示上行链路中的资源块的数目以及0,1,....,N_RB ^UL-1是指物理资源块的数目。基本上，PUCCH被映射到上行链路频率块的两个边缘。如图5所示，PUCCH格式2/2a/2b被映射到表示为m＝0,1的PUCCH区域，并且可以以PUCCH格式2/2a/2b被映射到位于频带边缘处的资源块的方式表示。此外，PUCCH格式2/2a/2b和PUCCH格式1/1a/1b两者可以被混合映射到表示为m＝2的PUCCH区域。接下来，PUCCH格式1/1a/1b可以被映射到表示为m＝3,4和5的PUCCH区域。可以由PUCCH格式2/2a/2b使用的PUCCH RB的数目(N_RB ⁽²⁾)可以通过广播信令指示给小区中的终端。

1)关于PUCCH格式2的CQI传输

描述了PUCCH格式2/2a/2b。PUCCH格式2/2a/2b是用于发送信道测量反馈(CQI、PMI和RI)的控制信道。

可以由eNB控制信道测量反馈的报告周期(下文中，统称为CQI信息)和将作为测量目标的频率单元(或频率分辨率)。在时域中，可以支持周期性和非周期性CQI报告。PUCCH格式2可以仅被用于周期性报告，以及PUSCH可以被用于非周期性报告。在非周期性报告的情况下，eNB可以指示终端发送加载有用于上行链路数据传输的单独CQI报告的调度资源。

在单个时隙的SC-FDMA符号0到6中，SC-FDMA符号1和5(第二符号和第六符号)被用于发送解调参考信号(DMRS)，并且CQI信息可以在其他剩余的SC-FDMA符号中被发送。同时，在扩展CP的情况下，一个SC-FDMA符号(SC-FDMA符号3)被用于DMRS传输。

PUCCH格式2/2a/2b支持基于CAZAC序列的调制，并且QPSK调制的符号乘以长度为12的CAZAC序列。序列的CS在符号和时隙之间改变。正交覆盖被用于DMRS。

在一个时隙中包括的七个SC-FDMA符号中，在由三个SC-FDMA符号间隔隔开的两个SC-FDMA符号中携带参考信号(DMRS)，并且在其他剩余的五个SC-FDMA符号中携带CQI信息。在一个时隙中使用两个RS来支持高速UE。另外，使用CS序列来区分每个UE。CQI信息符号在整个SC-FDMA符号中被调制并被传送，并且SC-FDMA符号被配置为一个序列。也就是说，UE将CQI调制到每个序列并发送它。

通过作为1/2速率删余(punctured)的(20,k)Reed-Muller(RM)码对10个CQI信息比特进行信道编译并且生成20个编译比特。在QPSK星座映射之前对编译比特进行加扰(这类似于通过长度为31的Gold序列加扰PUSH数据的情形)。

可以在一个TTI中发送的符号的数目是10个符号，并且CQI信息的调制被确定为QPSK。在对SC-FDMA符号使用QPSK映射的情况下，可以携带2比特的CQI值，因此，可以在一个时隙中携带10比特的CQI值。因此，可以在一个子帧中携带最大20比特的CQI值。为了在频域中扩展CQI信息，使用频域扩展码。

作为频域扩展码，可以使用长度为12的CAZAC序列。可以通过应用具有不同循环移位值的CAZAC序列来区分每个控制信道。对频域扩展CQI信息执行IFFT。

可以通过彼此均等隔开的12个循环移位，在相同的PUCCH RB上正交地复用12个不同的UE。在正常CP的情况下，SC-FDMA符号1和5上(在扩展CP的情况下，SC-FDMA符号3上)的DMRS序列类似于频域上的CQI信号序列，但是不应用与应用于CQI信息的相同调制。

UE可以由高层信令半静态地设置，以在由PUCCH资源索引

指示的PUCCH资源上周期性地报告不同的CQI、PMI和RI类型。此时，PUCCH资源索引

是指示被用于PUCCH格式2/2a/2b传输的PUCCH区域和将使用的循环移位(CS)值的信息。

2)关于PUCCH格式1a/1b的HARQ ACK/NACK传输

在PUCCH格式1a/1b中，将长度为12的CAZAC序列乘以通过使用BPSK或QPSK调制方案调制的符号。例如，通过将调制符号d(0)乘以长度为N的CAZAC序列r(n)(n＝0,1,2,...,N-1)而获得的结果变为y(0),y(1),y(2),...,y(N-1)。y(0),...,y(N-1)个符号可以被指定为符号块。经调制的符号乘以CAZAC序列，然后，采用使用正交序列的逐块扩展。

相对于一般的ACK/NACK信息，使用长度为4的哈达玛(Hadamard)序列，并且相对于ACK/NACK信息和参考信号，使用长度为3的离散傅立叶变换(DFT)序列。

在扩展CP的情况下，相对于参考信号，使用长度为2的哈达玛序列。

在图7中，示例性地图示了用于在没有CQI的情况下发送HARQACK/NACK的PUCCH信道结构。

在7个SC-FDMA符号的中间部分中的三个连续SC-FDMA符号上携带参考信号(RS)，并且在剩余的4个SC-FDMA符号上携带ACK/NACK信号。

同时，在扩展CP的情况下，可以在中间部分中的两个连续符号上携带RS。用在RS中的符号的数目和位置可以根据控制信道和数目而改变，并且与RS中使用的符号的位置相关联的ACK/NACK信号中使用的符号的数目和位置也可以根据控制信道而相应地改变。

可以通过分别使用BPSK和QPSK调制技术，将1比特和2比特的确认响应信息(非加扰状态)表示为一个HARQ ACK/NACK调制符号。肯定确认响应(ACK)可以被编码为“1”，而否定确认响应(NACK)可以被编码为“0”。

在CQI传输的情况下，在OFDM调制(即，频域CDM)之前应用长度为12的基本RS序列的循环时移，并且在每个SC-FDMA数据符号上发送单个BPSK/QPSK调制符号。

当在分配的频带中发送控制信号时，采用二维扩展以增加复用容量。也就是说，同时采用频域扩展和时域扩展，以便增加可以复用的终端或控制信道的数目。

频域序列被用作基本序列，以便在频域中扩展ACK/NACK信号。作为CAZAC序列之一的Zadoff-Chu(ZC)序列可以被用作频域序列。例如，将不同的循环移位(CS)应用于作为基本序列的ZC序列，因此，可以应用不同UE或不同控制信道的复用。由小区特定的高层信令参数(Δ_shift ^PUCCH)设置用于HARQ ACK/NACK传输的PUCCH RB的SC-FDMA符号中支持的CS资源的数目。

通过使用正交扩展码，在时域中扩展作为频域扩展的ACK/NACK信号。作为正交扩展码，可以使用Walsh-Hadamard序列或DFT序列。例如，针对4个符号,可以通过使用长度为4的正交序列(w0,w1,w2和w3)来扩展ACK/NACK信号。此外，还通过长度为3或2的正交序列来扩展RS。这被称为正交覆盖(OC)。

可以通过使用频域中的CS资源和上述时域中的OC资源，通过码分复用(CDM)方案来复用多个UE。也就是说，可以在同一PUCCH RB上复用许多UE的ACK/NACK信息和RS。

关于时域扩展CDM，相对于ACK/NACK信息支持的扩展码的数目受RS符号的数目限制。也就是说，由于发送SC-FDMA符号的RS的数目小于发送SC-FDMA符号的ACK/NACK信息的数目，因此RS的复用容量小于ACK/NACK信息的复用容量。

例如，在正常CP的情况下，ACK/NACK信息可以以四个符号发送，不是4个而是3个正交扩展码被用于ACK/NACK信息，这是因为发送符号的RS的数目限于3，以将仅3个正交扩展码用于RS。

在正常CP的子帧的情况下，当在一个时隙中，3个符号被用于发送RS并且4个符号被用于发送ACK/NACK信息时，例如，在可以使用频域中的6个CS和3个正交覆盖(OC)资源的情况下，可以在一个PUCCH RB中复用来自总共18个不同UE的HARQ确认响应。在扩展CP的子帧的情况下，当在一个时隙中，2个符号被用于发送RS并且4个符号被用于发送ACK/NACK信息时，例如，在可以使用频域中的6个CS以及2个正交覆盖(OC)资源的情况下，可以在一个PUCCH RB中复用来自总共12个不同UE的HARQ确认响应。

接下来，描述PUCCH格式1。通过UE请求调度或不请求调度的方案来发送调度请求(SR)。SR信道在PUCCH格式1a/1b中重用ACK/NACK信道结构，并且基于ACK/NACK信道设计，由开关键控(OOK)方案配置。在SR信道中，不发送参考信号。因此，在正常CP的情况下，使用长度为7的序列，而在扩展CP的情况下，使用长度为6的序列。可以将不同的循环移位(CS)或正交覆盖(OC)分配给SR和ACK/NACK。也就是说，终端通过为SR分配的资源发送HARQ ACK/NACK，以便发送肯定SR。UE通过为ACK/NACK分配的资源发送HARQ ACK/NACK，以便发送否定SR。

3)复用来自UE的CQI和ACK/NACK

可以通过UE特定的较高层信令来执行UE的HARQ ACK/NACK和CQI的同时传输。在同时传输不可用的情况下，要求UE在与设置CQI报告的子帧相同的子帧中，在PUCCH上发送HARQ ACK/NACK。在这种情况下，丢弃CQI并且通过使用PUCCH格式1a/1b仅发送HARQ ACK/NACK。在eNB调度器允许从UE同时发送CQI和HARQ ACK/NACK的子帧中，要求在同一PUCCH RB中复用CQI和1或2比特ACK/NACK信息。结果，可以保持信号的低立方度量(CM)单载波特性。对于正常CP和扩展CP，实现此目的的方法是不同的。

图8是图示可以应用本发明的无线通信系统中的用于正常CP的HARQ ACK/NACK的星座映射的图。

在正常CP的情况下，为了与CQI(格式2a/2b)一起发送1或2比特HARQ ACK/NACK，以图8中例示的BPSK/QPSK方案调制ACK/NACK比特(未加扰)。结果，生成单个HARQ ACK/NACK调制符号(dHARQ)。

ACK由二进制“1”编码，并且NACK由二进制“0”编码。接下来，单个HARQ ACK/NACK调制符号(dHARQ)被用于调制每个CQI时隙中的第二RS符号(SC-FDMA符号5)。也就是说，通过使用RS来用信号通知ACK/NACK。

如图8所示，在调制映射中，将NACK(或用于两个下行链路MIMO码字的NACK、NACK)被映射到+1，因此，在既非ACK也非NACK的情况下，类似于UE未能检测到PDCCH上的下行链路授权的情形(被称为不连续传输；DTX)，发送基本NACK。换句话说，DTX(无RS调制)被解释为触发eNB的下行链路重传的NACK。

图9是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的用于扩展CP的HARQ ACK/NACK和CQI的联合编码的图。

在扩展CP(每个时隙包括一个RS符号)的情况下，联合编码1或2比特HARQ ACK/NACK，并且生成单个基于RM的分组码(20,kCQI+kA/N)。通过使用PUCCH上的图6的CQI信道结构，发送20比特码字。

如图9所示，执行ACK/NACK和CQI的联合编码。

分组码支持的最大信息比特数是13，并且这对应于kCQI＝11比特以及kA/N＝2比特(用于在下行链路中发送两个码字)。

4)复用来自UE的SR和ACK/NACK

图10图示了可以应用本发明的无线通信系统中的SR和ACK/NACK的复用。

参见图10，当在同一子帧中生成SR信号和ACK/NACK信号时，在肯定SR的情况下，UE在分配的SR PUCCH资源上发送ACK/NACK，或者在否定SR的情况下，在分配的ACK/NACKPUCCH资源上发送ACK/NACK。

用于ACK/NACK和SR的同时传输的星座映射如图11所示。

5)用于TDD的HARQ ACK/NACK传输

在时分复用(TDD)的情况下，UE可以在多个子帧期间接收PDSCH，因此，UE可以将针对多个PDSCH的HARQ ACK/NACK反馈给eNB。有两种针对TDD的HARQ ACK/NACK传输如下。

-ACK/NACK捆绑

使用ACK/NACK捆绑，通过逻辑与(AND)功能组合用于多个数据单元的ACK/NACK。例如，当接收器(RX)节点成功地解码所有数据单元时，RX节点通过使用单个ACK/NACK单元发送ACK。否则，当RX节点未能解码(或检测)发送到RX节点的任何一个数据单元时，RX节点可以通过使用单个ACK/NACK单元来发送NACK，或者可以不发送ACK和NACK两者。

-ACK/NACK复用

使用ACK/NACK复用，

对多个数据单元的ACK/NACK响应的内容被区分为用于实际ACK/NACK传输的ACK/NACK单元和QPSK调制符号(称为发送的ACK/NACK的内容)的组合。例如，假设单个ACK/NACK单元携带2比特并且最多两个数据单元被发送(在此，假设每个数据单元的HARQ操作由单个ACK/NACK比特管理)，则在发射机(TX)节点中区分ACK/NACK结果，如表4所示。

表4例示了基于单个ACK/NACK单元选择的ACK/NACK复用。

[表4]

在表4中，HARQ-ACK(i)指示数据单元i的ACK/NACK结果(在该示例中，存在最多两个数据单元，即数据单元0和数据单元1)。在表4中，DTX是指没有针对相应的HARQ-ACK(i)发送的数据单元，或者RX节点未能检测到对应于HARQ-ACK(i)的数据单元的存在。

表示用于实际ACK/NACK传输的ACK/NACK单元，在此，存在最多两个ACK/NACK单元，即

和

b(0),b(1)指示由所选的ACK/NACK单元转发的2比特。根据比特来确定通过ACK/NACK单元发送的调制符号。例如，在RX节点成功地接收和解码两个数据单元的情况下，RX节点应该通过使用ACK/NACK单元

发送2比特(1,1)。作为另一示例，在RX节点接收两个数据单元，未能解码(或丢失)(对应于HARQ-ACK(0)的)第一数据单元并且成功地解码(对应于HARQ-ACK(1)的)第二数据单元的情况下，RX节点应当通过使用

传输(0,0)。通过实际ACK/NACK内容之间的链接、ACK/NACK单元选择和发送的ACK/NACK中的实际比特内容的组合，通过将单个ACK/NACK单元用于多个数据单元，可以获得ACK/NACK传输。上文所述的示例可以被概括，并且扩展到两个或更多个数据单元的ACK/NACK传输。

在ACK/NACK复用方法中，基本上，当对所有数据单元存在至少一个ACK时，NACK和DTX与NACK/DTX组合，如表4所示。这是因为基于NACK和DTX的分隔，ACK/NACK单元和QPSK符号之间的组合不足以覆盖所有ACK/NACK假设。相反，在对于所有数据单元不存在ACK(换句话说，对于所有数据单元存在NACK或DTX中的任何一个)的情况下，定义单个显式NACK情况，类似于仅HARQ-ACK(i)之一与DTX分开的情形。在这种情况下，可以预留链接到对应于单个显式NACK的数据单元的ACK/NACK单元以发送多个ACK/NACK信号。

专注于ACK/NACK复用方法，当可以在给定物理资源量中发送的最大数据单元的数目变得更大时，所有数据单元的ACK/NACK复用所需的ACK/NACK假设会几何地增加。当数据单元的最大数目和相应的ACK/NACK单元的数目被分别表示为N和N_A时，即使在排除DTX情况的情形下，对ACK/NACK复用，需要2^N个ACK/NACK假设。另一方面，当如在上文的示例中所述，应用单个ACK/NACK单元选择时，仅支持最大4N_A个ACK/NACK假设。换句话说，随着数据单元的数目增加，单个ACK/NACK单元选择需要相对大量的ACK/NACK单元，并且这增加了发送用于多个ACK/NACK的信号所需的控制信道资源的开销。例如，在最多五个数据单元(N＝5)可用于发送的情况下，由于用于ACK/NACK复用的所需ACK/NACK假设的数目是2^N＝32(＝4N_A)，所以八个ACK/NACK单元(N_A＝8)应当可用于ACK/NACK传输。

用于LTE PUCCH格式2的上行链路信道编译

在LTE上行链路传输中，通过利用线性分组码来编码特定控制信道，如下表5所示。线性分组码的输入比特被表示为a₀,a₁,a₂,…,a_A，并且在编码之后，比特被表示为b₀,b₁,b₂,…,b_B。此时，B＝20并且

(此时，i＝0,1,2,...,B-1)

表5图示了用于(20,A)代码的基本序列。

[表5]

如图12所示，编码比特被映射到代码时频资源。前十个编码比特被映射到特定的代码时频资源，并且最后十个编码比特被映射到不同的代码时频资源。在此，通常，前十个编码比特和后十个编码比特之间的频率间隔很大。这是为了获得编码比特的频率分集而设计的。

LTE-A中的上行链路信道编译

如上所述，在LTE第8版中，当以PUCCH格式2发送UCI时，最大13比特的CSI是上表5中表示的(20，A)的RM编译。另一方面，当在PUSCH中发送UCI时，最大11比特的CQI是下表6中表示的(32,A)的RM编译，并且为了匹配将发送到PUSCH的码率，执行截断或循环重复。

表6例示了(32,O)代码的基本序列。

[表6]

i	Mi,0	Mi,1	Mi,2	Mi,3	Mi,4	Mi,5	Mi,6	Mi,7	Mi,8	Mi,9	Mi,10
												0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1
												2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1
												4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1
												6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1
												8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1
												10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1
												12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1
												14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1
												16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0
												18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0
												20	1	0	1	0	0	0	1	0	0	0	1
21	1	1	0	1	0	0	0	0	0	1	1
												22	1	0	0	0	1	0	0	1	1	0	1
23	1	1	1	0	1	0	0	0	1	1	1
												24	1	1	1	1	1	0	1	1	1	1	0
25	1	1	0	0	0	1	1	1	0	0	1
												26	1	0	1	1	0	1	0	0	1	1	0
27	1	1	1	1	0	1	0	1	1	1	0
												28	1	0	1	0	1	1	1	0	1	0	0
29	1	0	1	1	1	1	1	1	1	0	0
												30	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
31	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0

图13图示了可以应用本发明的无线通信系统中的双Reed-Muller。

在LTE-A中，为了发送最大21比特的UCI(A/N和SR)比特，引入PUCCH格式3。在PUCCH格式3的正常CP情况下，可以发送48比特的编译比特。

因此，当UCI比特的数目是11或更少时，使用RM编译，并且循环重复被用于根据以PUCCH格式3编译的编译比特的数目来延长编译比特。

另一方面，在UCI比特的数目超过11的情况下，由于上表6的(32,A)RM码的基本序列的数目短，所以通过使用两个(32,A)RM编译块生成两个编译比特(这被称为双RM)，如图13所示。截断和交织这两个编译比特，以便根据以PUCCH格式3的编译比特的数目而延长。

在PUSCH中发送这样的最大21比特的UCI的情况下，当UCI比特的数目是11或更少时，以与现有版本8相同的方式，为了通过使用(32,A)RM编译，匹配在PUSCH中发送的码率，执行截断或循环重复。相反，在UCI比特数超过11的情况下，通过使用双RM进行两个编译比特，并且执行截断或循环重复以使这些与将在PUSCH中发送的码率匹配。

在更详细地描述每个UCI内容的比特配置顺序时，在SR传输子帧中设置使用PUCCH格式3的情况下，当在PUCCH格式3或PUSCH中发送SR和A/N时，优先设置A/N，并且在A/N后，设置SR，因此配置UCI比特。

周期性CSI报告

UE被配置为通过使用下表7中确定的报告模式，由较高层周期性地和半静态地反馈不同的CSI分量(CQI、PMI、PTI和/或RI)。

表7例示了用于PUCCH CSI报告模式的CQI和PMI反馈类型。

[表7]

在每种传输模式中，在PUCCH上支持以下报告模式。

传输模式1：模式1-0,2-0

传输模式2：模式1-0,2-0

传输模式3：模式1-0,2-0

传输模式4：模式1-1,2-1

传输模式5：模式1-1,2-1

传输模式6：模式1-1,2-1

传输模式7：模式1-0,2-0

传输模式8：当UE被配置为发送PMI/RI时，模式1-1,2-1；当UE未被配置为发送PMI/RI时，模式1-0,2-0

传输模式9：当UE被配置为发送PMI/RI并且CSI-RS端口的数目超过1时，模式1-1,2-1；当UE未被配置为发送PMI/RI并且CSI-RS端口的数目是1时，模式1-0,2-0

表8例示了传输模式。

[表8]

通过较高层信令配置每个服务小区的周期性CSI报告模式。模式1-1由子模式1或子模式2通过使用参数“PUCCH_format1-1_CSI_reporting_mode”的较高层信令配置。

在UE选择的子带CQI中，特定服务小区中的特定子帧中的CQI报告表示被描述为带宽部分(BP)或BP的服务小区的带宽的特定部分或一部分(多个部分)的信道质量。以从最低频率开始的顺序向BP提供索引，该最低频率在不增加带宽大小的情况下增加。

对于每个服务小区，由

给定的系统带宽可以被划分为N个子带。在此，

数目的子带具有大小k。在

的情况下，子带之一的大小是

BP'j'是频率连续的，并且包括N_j个子带。可以在下表9中给出的整个子带集(S)或

中确定BP'J'。当J＝1时，N_j是

当J>1时，N_j取决于k和J而是

或

根据增加的频率，按连续顺序扫描每个BP(j)(0≤j≤J-1)。在UE选择的单个子带反馈中，在N_j个子带中选择单个子带以及以频率递增的顺序索引的L比特标签。这里，

表9例示了子带大小(k)，带宽部分('J')和下行链路系统带宽。

[表9]

下述CQI/PMI和RI报告类型支持具有各自区分的周期和偏移的PUCCH CSI报告模式。

-类型1报告支持UE选择的子带的CQI反馈。

-类型1a报告支持子带CQI和W2(即，第二PMI)反馈。

-类型2、类型2b和类型2c报告支持宽带CQI和PMI反馈。

-类型2a报告支持宽带PMI反馈。

-类型3报告支持RI反馈。

-类型4报告支持宽带CQI。

-类型5报告支持RI和宽带PMI反馈。

-类型6报告支持RI和PTI反馈。

-类型7报告支持CSI-RS资源指示符(CRI)和RI反馈。

-类型8报告支持CRI、RI和宽带PMI反馈。

-类型9报告支持CRI、RI和PTI反馈。

-类型10报告支持CRI反馈。

在每个服务小区中，基于参数'cqi-pmi-ConfigIndex'(I_CQI/PMI)确定(子帧中的)CQI/PMI报告的周期性N_pd和(子帧中的)偏移N_OFFSET,CQI。基于参数'ri-ConfigIndex'(I_RI)确定RI报告的周期性M_RI和相对偏移N_OFFSET,RI。'cqi-pmi-ConfigIndex'和'ri-ConfigIndex'二者均由较高层信令配置。从集合{0,-1,...,-(N_pd-1)}确定用于RI的相对报告偏移的值N_OFFSET,RI。当UE被配置为在单个CSI子帧集或更多子帧集中报告时，参数'cqi-pmi-ConfigIndex'和'ri-ConfigIndex'中的每个对应于CQI/PMI以及RI周期性和帧集1的相对报告偏移，以及参数'cqi-pmi-ConfigIndex2'和'ri-ConfigIndex2'中的每个对应于CQI/PMI以及RI周期性和帧集2的相对报告偏移。

首先，仅配置宽带CQI/PMI报告，由下文的等式1确定发送宽带CQI/PMI报告的子帧。

[等式1]

在等式1中，n_f表示系统帧号，从及n_s表示无线电帧中的时隙号。

当配置RI报告时，RI报告的报告间隔是N_pd的M_RI整数的倍数，并且由下文的等式2确定发送RI报告的子帧。

[等式2]

在等式2中，由较高层信令确定用于RI报告和周期M_RI的相对偏移N_OFFSET,RI。

在配置宽带CQI/PMI报告和子带CQI报告两者的情况下，确定发送宽带CQI/PMI报告和子带CQI报告的子帧，如下文的等式3所示。

[等式3]

在未发送PTI(因为未配置)的情况下或者当最近发送的PTI是1时，宽带CQI/宽带PMI报告(或用于传输模式9的宽带CQI/宽带第一PMI报告)的周期为H*N_pd，并且确定所传输的子帧，如下文的等式4所示。

[等式4]

在此，H满足关系H＝J*K+1，并且J表示BP的数目。

在两个连续的宽带CQI/宽带PMI(或用于传输模式9的宽带CQI/宽带第一PMI报告)报告之间，剩余的J*K报告实例被用于BP的K个整个循环上的连续子带CQI报告。然而，在由于系统帧号转换为0，两个连续宽带CQI/宽带PMI报告之间的间隔小于J*K报告实例的情况下，在两个连续宽带CQI/宽带PMI(或用于传输模式9的宽带CQI/宽带第一PMI报告)报告之间，UE不发送在第二时间之前未发送的剩余子带CQI报告。每个BP的整个循环从0开始并且增加到BP J-1。参数K由较高层信令配置。

当最近发送的PTI是1时，宽带第一PMI报告具有周期H′·N_pd，并且确定报告子帧，如下文的等式5所示。

[等式5]

此时，H'由较高层用信号通知。

在每两个连续宽带第一PMI报告之间，剩余报告实例与宽带CQI一起被用于宽带第二PMI，如下所述。

当配置RI报告时，RI的报告间隔是宽带CQI/PMI周期H·N_pd的M_RI倍，并且在与所有宽带CQI/PMI和子带CQI报告相同的PUCCH循环移位资源上报告RI。

如下文的等式6所示，确定报告RI的子帧。

[等式6]

在服务小区的CSI类型3,5或6的CSI报告与同一服务小区的CSI类型1,1a,2,2a,2b,2c或4的CSI报告冲突的情况下，CSI类型1,1a,2,2a,2b,2c或4的CSI报告具有较低的优先级，因此被丢弃。

当为UE配置一个或多个服务小区时，UE在给定子帧中发送仅一个服务小区的CSI报告。在服务小区的CSI类型3,5,6或2a的CSI报告与另一服务小区的CSI类型1,1a,2,2b,2c或4的CSI报告冲突的情况下，CSI类型1,1a,2,2b,2c或4的CSI报告具有较低的优先级，因此被丢弃。另外，在给定子帧中，在服务小区的CSI类型2,2b,2c或4的CSI报告与另一服务小区的CSI类型1或1a的CSI报告冲突的情况下，CSI类型1或1a的CSI报告具有较低的优先级，因此被丢弃。

在给定子帧中，在具有相同优先级的CSI类型的不同服务小区的CSI报告之间发生冲突，报告具有最低ServCellIndex的服务小区的CSI，以及丢弃所有其他服务小区的CSI。

非周期性CSI报告

非周期性CSI报告包括请求通过在PDCCH中发送的PUSCH调度控制信号(UL许可)发送CQI的控制信号(非周期性CQI请求)。

表10表示当通过PUSCH发送CQI/PMI/RI时的模式。

[表10]

表10的传输模式由较高层选择，并且所有CQI/PMI/RI在同一PUSCH子帧中被传输。

1-1)模式1-2

在假设仅对每个子带，通过子带发送数据的情况下，选择预编码矩阵。

UE通过假设上文选择的预编码矩阵，对由系统带宽或较高层指定的整个频带(集合S)生成CQI。

UE发送每个频带的CQI和PMI值。此时，可以取决于系统带宽的大小来改变每个子带的大小。

1-2)模式2-0

UE对由系统带宽或较高层指定的频带(集合S)选择M个优选子带。

UE通过假设对所选择的M个子带发送数据来生成CQI值。

UE对系统带宽或集合S另外生成CQI(宽带CQI)值。

在对所选择的M个子带存在多个码字的情况下，将每个码字的CQI值定义为差分格式。

-差分CQI＝对应于所选择的M个子带的CQI值的索引-宽带CQI索引

UE发送所选择的M个子带的位置的信息、所选择的M个子带的CQI值，以及对整个频带或集合S生成的CQI值。此时，可以根据系统带宽的大小，改变子带大小和M值。

1-3)模式2-2

在假设通过M个优选子带发送数据的情况下，UE同时选择M个优选子带的位置和M个优选子带的单个预编码矩阵。

为每个码字定义M个优选子带的CQI值。

UE为系统带宽或集合S另外生成宽带CQI值。

UE发送所选择的M个子带的位置的信息、所选择的M个子带的CQI值、用于M个优选子带的单个预编码矩阵、宽带预编码矩阵索引和宽带CQI值。此时，可以根据系统带宽的大小来改变子带大小和M值。

1-4)模式3-0

UE生成宽带CQI值。

在假设通过每个子带发送数据的情况下，UE对每个子带生成CQI值。此时，即使在RI>1的情况下，CQI值也仅指示用于第一码字的CQI值。

1-5)模式3-1

UE对系统带宽或集合S生成单个预编码矩阵。

UE通过假设上文对每个子带生成的单个预编码矩阵，生成用于每个码字的子带CQI。

UE通过假设单个预编码矩阵来生成宽带CQI。

每个子带的CQI值被表示为差分格式。

-子带CQI＝子带CQI索引-宽带CQI索引

此时，可以根据系统带宽的大小来改变子带大小。

PUCCH格式3

根据LTE-A标准，PUCCH格式3被用于UE对DL数据的ACK/NACK反馈。根据LTE标准，UE能够通过PUCCH格式1a/1b，向eNB发送最大2比特的ACK/NACK信息。然而，在构造TDD系统和载波聚合(CA)环境的同时，增加了ACK/NACK信息的开销，并且引入了更大容量的PUCCH格式3以便解决增加的开销。

例如，在TDD系统中，由于在UL/DL配置2中，UL/DL子帧比不对称为1:4(参见上表1)，因此UE应当报告对应于一个UL子帧和四个DL子帧的ACK/NACK信息。另外，在应用用于n个分量载波(CC)的CA的情况下，UE应当在单个UL子帧中报告对应于最大4n个DL子帧的ACK/NACK信息。也就是说，在5CC CA的情况下，UE应当报告对应于20个DL子帧的ACK/NACK信息。

即使在UE对在子帧中同时发送的两个码字的ACK/NACK信息执行空间捆绑并且通过将2比特信息压缩为1比特进行报告的情况下，当在UL/DL配置中应用5CC CA时，如上所例示的，应当通过单个UL子帧报告最大20比特的ACK/NACK信息。结果，在LTE-A中，定义了最大22比特容量的PUCCH格式3，并且eNB可以通过RRC配置向UE告知使用PUCCH格式3。

在以PUCCH格式2周期性发送的CSI反馈与UL子帧中的PUCCH格式3的ACK/NACK信息报告冲突的情况下，根据当前LTE-A标准操作如下。在PUCCH 3的整个22比特容量的情况下，除了ACK/NACK有效载荷之外的PUCCH 3的备用容量(在存在SR信息的情况下，还添加和计算SR信息的有效载荷大小1比特)是CSI有效载荷大小或更大，通过PUCCH 3发送ACK/NACK和CSI。否则，不发送CSI(即，CSI被丢弃)，而是仅发送ACK/NACK。

预编码矩阵指示符(PMI)的定义

在传输模式4,5和6中，预编码反馈被用于基于信道相关码本的预编码并且取决于报告PMI的UE。在传输模式8中，UE报告PMI。在传输模式9和10中，配置PMI/RI报告，并且当CSI-RS端口大于1时，UE报告PMI。UE基于反馈模式来报告PMI。在其他传输模式中，不支持PMI报告。

在两个天线端口的情况下，每个PMI值对应于下表11中表示的码本索引。

-在两个天线端口是{0,1}或{15,16}并且相关RI值是1的情况下，当下表11中的υ＝1时，PMI值对应于码本索引n(n∈{0,1,2,3})。

-在两个天线端口是{0,1}或{15,16}并且相关RI值是2的情况下，当下表11中的υ＝2时，PMI值对应于码本索引n+1(n∈{0,1})。

表11例示了用于天线端口{0,1}上的传输的码本以及基于天线端口{0,1}或{15,16}的CSI报告。

[表11]

在四个天线端口为{0,1,2,3}或{15,16,17,18}的情况下，每个PMI值对应于下表12中提供的码本索引或对应于下表13至16中提供的一对码本索引。

-对相关联的RI值和相同的υ，PMI值可以对应于下表12中提供的码本索引n(n∈{0,1,…,15})。

-可替选地，每个PMI值可以对应于下表13至16中提供的一对码本索引。在此，在表13和表16中，

和v'_m如下文的等式7所示。

[等式7]

v'_m＝[1 e^j2πm/32]^T

对关联的RI值和同一υ，第一PMI值i₁∈{0,1,…,f(υ)-1}和第二PMI值i₂∈{0,1,…,g(υ)-1}分别对应于在表j中提供的i₁和i₂。在此，当υ＝{1,2,3,4}、f(υ)＝{16,16,1,1}和g(υ)＝{16,16,16,16}时，j分别对应于8,9,10和11。

在表15和表16中，

表示由

按由集合{s}提供的列定义的矩阵。在本文中，I是4×4单位矩阵，并且在表7中确定向量u_n，并且n＝i₂。

在某些情况下，支持码本子采样。

表12例示了用于在天线端口{0,1,2,3}上的传输的码本以及基于天线端口{0,1,2,3}或{15,16,17,18}的CSI报告。

[表12]

表13例示了使用天线端口0到3或15到18的1层CSI报告的码本。

[表13]

表14例示了使用天线端口0到3或15到18的2层CSI报告的码本。

[表14]

表15例示了使用天线端口15至18的3层CSI报告的码本。

[表15]

表16例示了使用天线端口15至18的4层CSI报告的码本。

[表16]

在8个天线端口的情况下，每个PMI值对应于由下表17至表24给出的一对码本索引。在本文中，

和v_m如下文的等式8所示。

[等式8]

v_m＝[1 e^j2πm/32 e^j4πm/32 e^j6πm/32]^T

在8个天线端口{15,16,17,18,19,20,21,22}的情况下，第一PMI值(i₁∈{0,1,…,f(υ)-1})和第二PMI值(i₂∈{0,1,…,g(υ)-1})分别对应于相对于与相关RI值相同的υ，由表j给出的码本索引i₁和i₂。此时，j＝υ、f(υ)＝{16,16,4,4,4,4,4,1}并且g(υ)＝{16,16,16,8,1,1,1,1}。

表17例示了使用天线端口15至22的1层CSI报告的码本。

[表17]

表18例示了使用天线端口15至22的2层CSI报告的码本。

[表18]

表19例示了使用天线端口15至22的3层CSI报告的码本。

[表19]

表20例示了使用天线端口15至22的4层CSI报告的码本。

[表20]

表21例示了使用天线端口15至22的5层CSI报告的码本。

[表21]

表22例示了使用天线端口15至22的6层CSI报告的码本。

[表22]

表23例示了使用天线端口15至22的7层CSI报告的码本。

[表23]

表24例示了使用天线端口15至22的8层CSI报告的码本。

[表24]

大规模MIMO

具有多个天线的MIMO系统可以被称为大规模MIMO系统，并且作为用于提高频谱效率、能量效率和处理复杂性的手段而备受关注。

在最近的3GPP中，为了满足未来移动通信系统的频谱效率的要求，关于大规模MIMO系统的讨论已开始。大规模MIMO也被称作全维MIMO(FD-MIMO)。

在LTE版本(Rel)-12之后的无线通信系统中，考虑引入有源天线系统(AAS)。

与已经使能够调整信号的相位和大小的放大器和天线分离的现有无源天线系统不同，AAS意指每个天线被配置成包括有源元件(诸如放大器)的系统。

因为使用有源天线，所以AAS不需要用于连接放大器和天线的单独的电缆、连接器和其他硬件，并且因此在能量和运行成本方面具有高效率特性。特别地，因为AAS支持每个电子波束控制方法，所以AAS能够实现先进MIMO技术，诸如考虑波束方向和波束宽度的精确波束图案或3D波束图案的形成。

由于诸如AAS的先进天线系统的引入，也考虑具有多个输入/输出天线的大规模MIMO结构和多维天线结构。例如，与在现有的直型天线阵列中不同，如果形成二维(2D)天线阵列，则可通过AAS的有源天线形成3D波束图案。

图14图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中具有64个天线元件的2维有源天线系统。

图14图示了常见的2D天线阵列。可以考虑如在图14中一样N_t＝N_y·N_h个天线具有正方形的情况。在这种情况下，N_h指示水平方向上的天线列的数目，以及N_y指示垂直方向上的天线行的数目。

当使用这种2D结构的天线阵列时，可以在垂直方向(仰角)和水平方向(方位角)两者上控制无线电波，使得可在3D空间中控制发射波束。这种类型的波长控制机制可以被称作3D波束形成。

图15图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中eNB或UE具有能够基于AAS形成3D波束的多个发射/接收天线的系统。

图15是前述示例的图并图示使用2D天线阵列(即，2D-AAS)的3D MIMO系统。

从发射天线的角度来看，在使用3D波束图案的情况下，除了水平方向之外，还可以在波束的垂直方向上形成半静态或动态波束。例如，可以考虑诸如在垂直方向上形成扇区的应用。

此外，从接收天线的角度来看，当使用大规模接收天线形成接收波束时，可以预期根据天线阵列增益的信号功率上升效应。因此，在上行链路的情况下，eNB可以通过多个天线从UE接收信号。在这种情况下，优点在于UE可以通过考虑大规模接收天线的增益来将其发射功率设置得非常低，以便减小干扰影响。

图16图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中具有交叉极化的2D天线系统。

可以如图16中所示的那样用图表示考虑极化的2D平面天线阵列模型。

与根据无源天线的现有MIMO系统不同，基于有源天线的系统可以通过对附接(或包括)有每个天线元件的有源元件(例如，放大器)应用权重来动态地控制天线元件的增益。因为辐射图案取决于天线元件的数目和天线布置(诸如天线间距)，所以可以在天线元件级别上对天线系统进行建模。

天线阵列模型(诸如图16的示例)可以通过(M、N、P)来表示。这对应于表征天线阵列结构的参数。

M指示在每列(即，垂直方向)上具有相同极化的天线元件的数目(即，在每列中具有+45°倾斜的天线元件的数目或在每列中具有-45°倾斜的天线元件的数目)。

N指示水平方向上的列数(即，水平方向上的天线元件的数目)。

P指示极化的维数。如在图16的情况下一样在交叉极化的情况下P＝2，或者在共极化的情况下P＝1。

天线端口可以被映射到物理天线元件。天线端口可以通过与相应天线端口有关的参考信号来定义。例如，在LTE系统中，天线端口0可以与小区特定参考信号(CRS)有关，而天线端口6可以与定位参考信号(PRS)有关。

例如，可以以一对一方式映射天线端口和物理天线元件。这可以对应于单个交叉极化天线元件被用于下行链路MIMO或下行链路发射分集的情况。例如，天线端口0被映射到一个物理天线元件，然而天线端口1可以被映射到另一个物理天线元件。在这种情况下，从UE的角度来看，存在两种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的参考信号有关，而另一个与用于天线端口1的参考信号有关。

针对另一个示例，单个天线端口可以被映射到多个物理天线元件。这可以对应于单个天线端口被用于波束形成的情况。在波束形成中，使用多个物理天线元件，所以下行链路传输可以被导向特定UE。一般而言，这可以利用使用多列多个交叉极化天线元件所配置的天线阵列来实现。在这种情况下，从UE的角度来看，存在从单个天线端口生成的一种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的CRS有关，而另一个与用于天线端口1的CRS有关。

也就是说，天线端口指示从UE的角度来看的下行链路传输，而不是通过eNB来自物理天线元件的实际下行链路传输。

针对另一个示例，多个天线端口被用于下行链路传输，但是每个天线端口可以被映射到多个物理天线元件。这可以对应于天线阵列被用于下行链路MIMO或下行链路分集的情况。例如，天线端口0和1中的每个可以被映射到多个物理天线元件。在这种情况下，从UE的角度来看，有两种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的参考信号有关，而另一个与用于天线端口1的参考信号有关。

在FD-MIMO中，数据流的MIMO预编码可以经历天线端口虚拟化、收发器单元(或发送和接收单元)(TXRU)虚拟化以及天线元件图案。

在天线端口虚拟化中，天线端口上的流在TXRU上被预编码。在TXRU虚拟化中，TXRU信号在天线元件上被预编码。在天线元件图案中，由天线元件辐射的信号可以具有定向增益图案。

在现有收发器建模中，假定了天线端口与TXRU之间的静态一对一映射，并且TXRU虚拟化效果被结合到包括TXRU虚拟化和天线元件图案的效果的静态(TXRU)天线图案中。

可以通过频率选择性方法来执行天线端口虚拟化。在LTE中，定义了天线端口以及参考信号(或导频)。例如，对于天线端口上的预编码数据传输，在与数据信号相同的带宽中发送DMRS，并且DMRS和数据两者由相同的预编码器(或相同的TXRU虚拟化预编码)来预编码。对于CSI测量，通过多个天线端口来发送CSI-RS。在CSI-RS传输中，表征CSI-RS端口与TXRU之间的映射的预编码器可以用唯一矩阵加以设计，使得UE可估计用于数据预编码向量的TXRU虚拟化预编码矩阵。

在下面参考下面的附图描述的1D TXRU虚拟化和2D TXRU虚拟化中对TXRU虚拟化方法进行讨论。

图17图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的收发器单元模型。

在1D TXRU虚拟化中，M_TXRU TXRU与在具有相同极化的单个列天线阵列中配置的M个天线元件有关。

在2D TXRU虚拟化中，可以通过(M_TXRU、N、P)来表示与图12的天线阵列模型配置(M、N、P)相对应的TXRU模型配置。在这种情况下，M_TXRU意指在2D同一列和同一极化中存在的TXRU的数目，并且总是满足M_TXRU≤M。也就是说，TXRU的总数与M_TXRU×N×P相同。

可以根据天线元件与TXRU之间的相关性将TXRU虚拟化模型划分成如在图17(a)中一样的TXRU虚拟化模型选项1：子阵列分割模型以及如在图17(b)中一样的TXRU虚拟化模型选项2：全连接模型。

参考图17(a)，在子阵列分割模型的情况下，天线元件被分割成多个天线元件组，并且每个TXRU连接到这些组中的一个。

参考图17(b)，在全连接模型的情况下，多个TXRU的信号被组合并传送到单个天线元件(或天线元件的布置)。

在图17中，q是在一列内具有M个共极化的天线元件的传输信号向量。W是宽带TXRU虚拟化向量，并且W是宽带TXRU虚拟化矩阵。X是M_TXRU TXRU的信号向量。

在这种情况下，天线端口与TXRU之间的映射可以是一对一或一对多。

在图17中，TXRU与天线元件之间的映射(TXRU到元件映射)图示一个示例，但是本发明不限于此。从硬件的角度来看，本发明可以被同样地应用于可以以各种形式实现的TXRU与天线元件之间的映射。

CSI报告

在当前的3GPP版本13中，定义了被定义为类A的非预编码方案的CSI-RS操作(或CSI报告操作)(每个CSI过程可以与单个CSI-RS资源和单个CSI-IM资源相关联)以及被定义为类B的波束形成方案CSI-RS操作(或CSI报告操作)(每个CSI过程可以与一个或多个CSI-RS资源以及一个或多个CSI-IM资源相关联)。

1)类A CSI报告

在全维(FD)-MIMO(或者也可以被称为大规模MIMO、增强型MIMO、大规模天线系统、超大型MIMO、超MIMO等)系统中，eNB可以将单个CSI过程中的多个CSI-RS配置给UE。在这种情况下，UE不将单个CSI过程中配置的CSI-RS资源视为独立信道，而是将通过聚合相应资源的单个(巨大)CSI-RS资源视为独立信道。另外，UE从单个CSI-RS资源计算CSI并且将其反馈给eNB。例如，eNB将单个CSI过程中的三个4端口CSI-RS资源配置给UE，以及UE聚合这些并假设单个12端口CSI-RS资源。UE通过使用来自资源的12端口PMI来计算CSI，并将其反馈给eNB。

2)类B CSI报告

在FD MIMO系统中，eNB可以将单个CSI过程中的多个CSI-RS资源配置给UE。例如，eNB可以在单个CSI过程中配置八个CSI-RS资源，并且八个CSI-RS过程中的每个可以包括4端口CSI-RS。将不同的虚拟化应用于八个4端口CSI-RS资源中的每个，并且不同的波束形成被应用。例如，将垂直波束形成应用于对应于具有100度的天顶角的第一个的CSI-RS资源，并且CSI-RS在每个CSI-RS资源中顺序地配置有5度的天顶角的间隔，并且垂直波束形成被应用于对应于具有135度的天顶角的第八个的CSI-RS资源。

UE将每个CSI-RS资源假设为独立信道。UE选择CSI-RS资源之一，并且基于所选择的资源来计算CSI，然后将其报告给eNB。也就是说，UE在八个CSI-RS中选择信道强的CSI-RS资源，并且基于所选择的CSI-RS资源来计算CSI，然后将其报告给eNB。此时，UE使用CSI-RS资源指示符(CRI)值，向eNB另外报告所选择的CSI-RS资源。例如，在第一CSI-RS的信道最强的情况下，UE可以通过配置CRI＝0，将其报告给eNB。

为了有效地表示上述特性，可以为类B中的CSI过程定义以下变量。K是指CSI过程中存在的CSI-RS资源的数目。N_k是指第k个CSI-RS资源的CSI-RS端口的数目。在上文的示例中，无论k值如何，K＝8并且N_k被设置为4。

在当前的3GPP版本13中，CRI指示特定的CSI-RS资源，但是在将来，可以进一步具体化CRI指示用于特定CRI-RS资源的特定端口组合。

例如，可以具体化CRI在CSI-RS过程中选择八个CRI-RS中的一个，并且另外，在所选择的CSI-RS资源中选择端口15和16的组合。这样，当在每个CSI-RS中可以选择端口15和16的组合或端口17和18的组合之一可用时，CRI指示16个值中的一个值。第一CSI-RS资源的端口15和16的组合被映射到CRI＝0，第一CSI-RS资源的端口17和18的组合被映射到CRI＝1，第二CSI-RS资源的端口15和16的组合被映射到CRI＝2，第二CSI-RS资源的端口17和18的组合被映射到CRI＝3，以及最后第八个CSI-RS资源的端口17和18的组合可以被最终映射到CRI＝15。

3GPP版本13码本遵循版本10和版本12码本的双重结构。也就是说，利用W₁(W1)(长期、宽带、波束组选择)和W₂(W2)(短期、子带、波束选择+共相)的特性，最终通过两个元素的乘法(即W₁和W₂的乘法)来构造码本。

然而，与版本10和版本12码本的不同之处在于，构成码本的每个波束被示为垂直波束和水平波束的Kronecker乘积，因为所考虑的天线端口布局包括2维(2D)。3GPP版本13秩1-2码本被表示为下文的等式9。

[等式9]

W＝W₁W₂

在等式9中，W⁽¹⁾表示秩1码本的最终格式，W⁽²⁾表示秩2码本的最终格式。

在此，N₁和N₂分别是第一维和第二维中的每个极化的天线端口的数目。o₁和o₂分别是第一维度和第二维度的过采样因子。

此外，m₁和m₂表示水平和垂直(或第一域和第二域)中的离散傅里叶变换(DFT)向量的选择方法。使用m₁(对于秩2，m₁和m'₁)和m2(对于秩2,m2和m'₂)，可以配置特定W1(即，第一PMI)2D波束组(即，码本配置1到4)。另外，下标n表示共相位。

也就是说，可以看出版本10 8Tx(8端口传输)码本使用Kronecker乘积操作被扩展到3GPP版本13码本。

另外，3GPP版本13码本可以形成紧密间隔的波束。

此外，可以看出3GPP版本13码本是连续的恒模码本。也就是说，这是指构成向量的元素(即，v和u)的所有幅度都是1，并且只以循环方式改变角度。

另外，3GPP版本13码本对应于使用N₁、N₂、o₁和o₂参数的可扩展码本。

此外，3GPP版本13码本可以被分类为四种配置。

图18例示了每个码本配置的波束组图案。

配置1(Config 1)码本表示包括单个波束(即，(x,y)，在本文中，x表示第一维度(例如，水平维度)索引以及y表示第二维度(例如，垂直维度)索引)的波束组图案。也就是说，通过W₁选择波束，因此，在W₂中不存在波束选择。

配置2(Config 2)码本表示波束组图案，其配置有方形的四个波束(即，(x,y)、(x,y+1)、(x+1,y)、(x+1,y+1)，在本文中，x表示第一维度(例如，水平维度)索引，而y表示第二维度(例如，垂直维度)索引)。这可以应用于第一维度和第二维度中的中间角扩展。

配置3(Config 3)码本表示波束组图案，其配置有锯齿形的四个波束(即，(x,y)、(x+1,y+1)、(x+2,y)、(x+3,y+1)，在本文中，x表示第一维度(例如，水平维度)索引，而y表示第二维度(例如，垂直维度)索引)。这可以应用于第一维度和第二维度的每个中的大角扩展和中间角扩展。

配置4(Config 4)码本表示波束组模式，其配置有矩形(线)状的四个波束(即，(x,y)、(x+1,y)、(x+2,y))、(x+3,y)，在本文中，x表示第一维度(例如，水平维度)索引，而y表示第二维度(例如，垂直维度)索引)。这可以应用于第一维度和第二维度中的每个中的大角扩展和小角扩展。

此时，四个码本配置之间的性能差异在3GPP版本13码本中非常小(在5％内)。

此外，在3GPP版本13码本中不满足嵌套属性。也就是说，秩1和秩2具有不同的波束图案。

另外，在3GPP版本13码本中，适合于第一维度的码本是配置1(Config 1)和配置4(Config 4)。

线性组合(LC)码本的CSI反馈方法

随着FD-MIMO的引入，eNB可以利用N(N>>1，例如，8,12,16,20,24,28,32)个天线端口(或根据特定端口到元件虚拟化的“元件”，在下文中，为了便于描述，将其通常描述为“端口”)执行3D波束形成，因此，可以提高系统的吞吐量。在现有3GPP LTE和LTE-A中，基于DFT矩阵的码本被用于单用户-MIMO(SU-MIMO)的目的。

对于MU-MIMO，更精确地形成精细波束是很重要的，但是当码本仅配置有天线端口的数目和过采样因子时，存在分辨率不足的缺点。此外，由于DFT矩阵的所有大小均为1，因此存在难以精确地反映信道信息的缺点。

因此，为了增强多用户-MIMO(MU-MIMO)的目的，为更精确的CSI反馈，已经讨论了线性组合(LC)码本。

在下文中，将描述LC码本。

LC码本是指通过用W1(或W₁)(即，第一PMI)配置宽带/长期属性的波束组来扩展波束的单位/粒度，并且线性组合当在双码本结构中子带/短期报告W2(或W₂)(即第二PMI)时构成W1的波束的码本。

此时，可以通过应用由类A码本表示的双级码本的W1、为线性组合新设计的W1或单个状态的传统码本(例如，3GPP版本8 4Tx)来使用W1。

LC码本由等式10表示。

[等式10]

其中，

是幅度系数，N是W₁中的波束的数目，θ_i是相位系数，

是来自W₁的DFT向量。

在等式10中，c_i,k(0≤c_i,k≤1)是幅度系数，N是W₁中的波束的数目，θ_i是相位系数，并且是属于W₁的DFT向量。

是指Kronecker乘积。

在等式10中，对于给定的W1，UE应当在W2中报告的分量可以包括如下。

i)参与在N个波束中，选择用在LC操作中的最佳L个波束的索引，ii)与LC的数目相关的索引(例如，相位、幅度或相位+幅度)，iii)与交叉极化(X-pol)天线的同相分量有关的索引。

此时，在本发明的描述中，为了便于描述，描述了在2D天线阵列中，第一维度/域主要被称为水平/域，以及第二维度/域主要被称为垂直/域，但是本发明不限于此。

此外，在本发明的下述描述中，除非另有说明，否则用在各个等式中的同一变量可以由相同的符号表示并且可以以相同的方式解释。

另外，在下文中，在本发明的描述中，波束可以被解释为用于生成相应波束的预编码矩阵(或预编码向量或码字)，并且波束组可以被解释为与一组预编码矩阵(或一组预编码向量)相同的含义。

此外，在下文中，在本发明的描述中，3GPP TS 36.213 v13.6.0文档通过引用结合在本公开中。

A.使用PUCCH格式2或PUCCH格式3的CSI反馈方法

在下文中，本发明提出了一种使用当前标准中定义的PUCCH格式2或PUCCH格式3来反馈上述分量的方法。

表25是例示LC码本中的码字的数目的表。

[表25]

在表25的示例中，假设W1的波束组包括四个波束的情况，相位系数是{1,j,-1,-j}，并且幅度系数是{0.25,0.5,0.75,1}。也就是说，当波束的数目(L)在秩1中为2时，波束选择属于该波束组的四个波束中的两个，并且存在6个(₄C₂)个数目的情形。另外，相位系数和幅度系数对于每个波束可以有四种情况，总共有4^2个数目的情况。

当概括时，使用N(W1中的波束的数目)、P(相位系数的数目)和A(幅度系数的数目)，_NC_L可以表示波束选择，P^L可以表示相位系数的大小，以及A^L可以表示幅度系数的大小。

另外，执行LC，上述等式10中的

被改变并且被应用，如在等式11中所示，因此，可以减小有效载荷的大小。

[等式11]

当如等式11所示改变项时，基于作为参考的b₁的波束执行LC。也就是说，根据等式10，可以为LC选择包括在W1波束组中的任何波束，但是根据等式11，在特定情况下，可以将属于W1波束组的特定波束选择为其余波束中的用于LC的波束。

因此，与应用整个LC码本大小的情况(即，上文等式10的情况)相比，可以在没有显著性能损失的情况下应用LC。

可以通过较高层信令(例如，RRC信令)向UE配置是否通过使用等式10或等式11来配置LC码本(即，将等式10应用于等式11的方案)，以及eNB和UE可以提前做出承诺。

在下文中，将描述关于PUCCH格式2/2a/2b的CSI反馈方法。

在传统系统中，在周期性CSI(P-CSI)模式1-1的子模式1的情况下(参考上表7)，如下支持CSI反馈。

单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+W2

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

在P-CSI模式1-1子模式1中，假设由RRC给出的配置的3GPP版本13类A码本(即，3GPP TS 36.213 v13.6.0的表7.2.4-10、7.2.4-11、7.2.4-12、7.2.4-13、7.2.4-14、7.2.4-15、7.2.4-16或7.2.4-17)。

不需要码本子采样。

W1反馈周期是H'*N_pd。

在本文中，根据给定参数“cqi-pmi-ConfigIndex”(I_CQI/PMI)，基于3GPP TS 36.213v13.6.0的表7.2.2-1A的值来确定(子帧内的)N_pd周期，并且H'是由较高层用信号通知的整数值。

当使用W1的最大比特宽度的Config1时，3GPP版本13的类A码本对于秩1-2是9比特。由于在3GPP版本14中支持的最大32个天线端口配置中，过采样因子是(8,4)，所以码本可以具有最大9比特的比特宽度。

根据本发明，在LC码本的情况下，P-CSI模式1-1的子模式1的LC码本可以如下所示。

首先，在下文中，为了便于描述本发明，i2可以如下定义。

-i21：波束选择(N个波束中的L个波束)

-i22：LC系数的指数

-i23：共相的指数

也就是说，为了根据本发明的实施例生成预编码矩阵，用于指示用于LC的波束(即，码字)的选择信息(即，i21)、用于指示当应用LC时应用于每个波束(即，码字)的LC系数的信息(即，i22)，以及用于指示在交叉极化天线布局中在每个极化(即，域)中发送的波束的共相的信息(即，i23)被区分开。此时，被描述为LC系数的示例的相位系数和共相可以被表示为相位系数。

如下所述，可以在每个独立的CSI报告时间/实例中发送i21、i22和i23。在下文中，将更详细地描述这一点。

可以如下考虑本发明中提出的P-CSI模式1-1的子模式1。

提案A.1)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i21)

-第三实例：CQI+W2(i22+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i21)，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i22+i23)。

在以上示例中，每个较高实例的周期可以是下一个较低实例的周期的整数倍。例如，第二实例的周期可以是第三实例的周期的整数倍。

当使用本发明中提出的方法时，考虑到有效载荷的大小是11比特，优选地伴随如下LC码本的限制。

当配置LC码本时，UE可能不期望设置类A码本配置1。另外，设置将L＝2应用于LC，并且为了将第三实例的W2的反馈比特大小与4比特匹配(因为秩2中，CQI＝7)，考虑到反馈相位或幅度中的任何一个，可以限制到应用等式11(即，等式11应用于等式10)。

可替选地，为了有效地使用PUCCH格式2的有效载荷大小，可以对每个秩(秩1或2)使用不同单位/粒度的LC码本。

也就是说，在秩1的情况下，由于CQI的有效载荷大小是4比特，因此UE可以被配置为报告对应于7比特的PMI(i22+i23)。例如，可以认为LC码本虽然对秩1，在i22中考虑相位和幅度两者，但是对秩2，在i22中仅考虑相位(或通过相位子采样的幅度)。以相同的方式，可以解释为Rand 1和Rand 2使用相同波束粒度的LC码本，但是当秩2报告时，仅对与秩1i22中的特定系数对应的码本i22索引进行子采样。

可替选地，在秩1中，可以使用考虑上述等式10之间的反馈、相位或幅度中的任何一个的i22，并且在秩2中，可以使用考虑上述等式11之间的反馈、相位或幅度中的任何一个的i22。

作为另一示例，在第二实例中与W1联合编码的W2的分量是i23，以及在第二实例中与CQI联合编码的W2被配置有i21和i22，其如在下文的提案A.1-1)中所示

提案A.1-1)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i23)

-第三实例：CQI+W2(i21+i22)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i23)，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i21+i22)。

在上述示例中，每个较高实例的周期可以是下一个较低实例的周期的整数倍。例如，第二实例的周期可以是第三实例的周期的整数倍。

在上述实施例中，通过与i22分量联合编码来发送幅度分量和相位分量，但与此不同，作为另一示例，可以将i22分量分成幅度分量和相位分量，并且在不同实例中传输。

在下文中，为了便于描述，假设幅度系数是i221，以及相位系数是i222。修改后的建议如下文提案A.1-2)和提案A.1-3)中所示。

用于X-pol天线结构的当前LTE码本报告共相信息(即，相位分量的改变)。这是指在来自水平倾斜(H倾斜)和垂直倾斜(V倾斜)天线的信道差异中，相位分量的差异占主导地位。因此，这也反映在LC码本上，并且通过比相位更长的周期报告幅度。通过这种反馈方法，可以获得减少反馈开销的效果。

提案A.1-2)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i221+i21)

-第三实例：CQI+W2(i222+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i221+i21)，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i222+i23)。

提案A.1-3)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i221)

-第三实例：CQI+W2(i21+i222+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i221)，以及在第三实例向eNB报告CQI和W2(i21+i222+i23)。

本发明中提出的P-CSI模式1-1的子模式1可以被认为如下。

提案A.2)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的四个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1

-第三实例：W2(i21+i22)

-第四实例：CQI+W2(i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1，在第三实例中向eNB报告W2(i21+i22)，以及在第四实例中向eNB报告CQI和W2(i23)。

在提案A.2)的情况下，与上述提案A.1)类似，在码本配置中可以没有限制。另外，还可以包括具有与Config1类似的W1的反馈比特的新码本(即，UE可以被配置/应用意指W1波束组的间隔的S1＝S2＝1)。此外，在第三实例的情况下，可以通过考虑相位和幅度(或仅相位)来配置LC。

作为另一示例，i22的分量被分成幅度和相位分量，并且在不同实例中传输。

在下文中，为了便于描述，假设幅度系数是i221，并且相位系数是i222。

提案A.2-1)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的四个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i221)

-第三实例：W2(i21+i222)

-第四实例：CQI+W2(i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i221)，在第三实例中向eNB报告W2(i21+i222)，以及在第四实例中向eNB报告CQI和W2(i23)。

接下来，描述P-CSI模式2-1(参考上表7)。

在传统系统中，如下所述，P-CSI模式2-1支持CSI反馈。

提案A.3)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI+PTI＝0

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+WB W2

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W1，以及在第三实例中向eNB报告CQI和宽带(WB)W2。

-第一实例：RI+PTI＝1

-第二实例：WB CQI+W2

-第三实例：SB CQI+W2+L'

可替选地，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告WB CQI和W2，以及在第三实例中向eNB报告子带(SB)CQI、W2和L'。

此时，L'不是上述所选择的波束的数目，而是表示带宽部分(BP)的SB选择指数。

在PTI＝0的情况下，可以在没有任何改变的情况下，重复使用上述提案A.1)和提案A.2)的方案。不同之处在于在第一实例中反馈RI和PTI。

提案A.3-1)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的四个报告时间/实例。

此时，在PTI＝1的情况下，可以考虑以下模式。

-第一实例：RI+PTI

-第二实例：W2(i21+i23)

-第三实例：WB CQI+W2(i23)

-第四实例：SB CQI+W2(i23)+L'

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W2(i21+i22)，在第三实例中向eNB报告WB CQI和W2(i23)，以及在第四实例中，向eNB报告SB CQI、W2(i23)和L'。

在第二实例中，可以通过考虑相位和幅度(或仅相位)来构造LC。显然，所提出的方法可以扩展地应用于对宽带/子带区分LC系数的情形，例如，对宽带考虑功率幅度，而对子带考虑相位系数。

可替选地，在其是伴随PTI＝1的基于PUCCH的P-CSI报告的情况下，配置/应用有LC码本的UE可以不向eNB报告CSI。

作为另一示例，i22的分量被分成幅度分量和相位分量，并且在不同的实例中传输。

提案A.3-2)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI+PTI＝0

-第二实例：W1+W2(i21+i221)

-第三实例：CQI+W2(i222+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W1和W2(i21+i221)，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i222+i23)。

-第一实例：RI+PTI＝1

-第二实例：WB CQI+W2(i21+i221)

-第三实例：SB CQI+W2(i222+i23)+L'

可替选地，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告WB CQI和W2(i21+i221)，以及在第三实例中向eNB报告SBCQI、W2(i222+i23)和L'。

可替选地，PTI的用途可以被用来指示幅度系数和相位系数。也就是说，在配置/应用有PTI＝0的情况下，限制使用i21，其中，W2包括幅度系数和/或波束选择分量，并且在配置/应用有PTI＝1的情况下，W2可以包括相位系数和共相分量。

提案A.3-3)单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI+PTI＝0

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+WB W2(i21+i221)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和WB W2(i21+i221)。

-第一实例：RI+PTI＝1

-第二实例：WB CQI+W2(i222+i23)

-第三实例：SB CQI+W2(i222+i23)+L'

可替选地，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告WB CQI和W2(i222+i23)，以及在第三实例中向eNB报告SBCQI、W2(i222+i23)和L'。

在下文中，描述了关于PUCCH格式3的CSI反馈方法。

在上述LC码本的情况下，由于LC系数的大小，反馈大小可能变得显著更大。因此，为此，可以使用具有最大32比特的容量的PUCCH格式3。

在下文中，描述了一种用于使用LC码本通过PUCCH格式3周期性地报告大容量的CSI的方法。

提案A.4)在P-CSI模式1-1子模式1的情况下，单个完整报告包括关于PUCCH格式3的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+W2(i21+i22+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i21+i22+i23)。

另外，可以对第二实例中报告的码本配置没有限制。另外，还可以包括具有与Config1类似的W1的反馈比特的新码本(即，可以对UE配置/应用意指W1波束组的间隔的S1＝S2＝1)。

此外，第三实例的W2可以包括上述所有i21+i22+i23，并且考虑相位和幅度两者，最大W2的指数是18比特。在这种情况下，由于CQI可以是7比特，这超过了22比特的有效载荷大小。为了防止这种情况，当计算i22时，可以在eNB和UE之间假设应用等式11(即，等式11应用于等式10)，或者可以使用仅考虑相位(或仅幅度)的LC码本。

另外，为了使UE通过给定的有效载荷大小自适应地执行反馈，添加指示应用于LE的系数的大小的指数(例如，i24)，因此，可以执行更灵活的反馈操作。例如，可以通过考虑1比特i24来调整幅度系数。也就是说，当i24＝0时，使用幅度LC系数{0.25,0.5,0.75,1}，并且当i24＝1时，可以使用幅度LC系数{0.5,1}。类似地，这可以以相同的方式应用于相位。例如，当i24＝0时，在QPSK的情况下，i24＝1，可以考虑8相移键控(PSK)的相位加权。对相位和幅度，可以单独或共同地应用LC系数的索引。该新索引被用于使用LC码本的子采样，并且存在更有效地使用PUCCH格式3的优点。

此外，通过引入上述新索引，除了用于灵活地执行CSI的反馈的方法之外，类似于提案A.1)，可以在eNB和UE之间承诺对每个秩子采样i22。例如，可以考虑LC码本虽然对秩1，在i22中考虑相位和幅度两者，但是对秩2，在i22中仅考虑相位(或者通过相位子采样的幅度)。

考虑将i22的分量分成幅度和相位分量并在不同实例中发送它们的方案，可以如下修改提案A.4)。

提案A.4-1)在P-CSI模式1-1子模式1的情况下，单个完整报告包括关于PUCCH格式3的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1+W2(i21+i221)

-第三实例：CQI+W2(i222+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1和W2(i21+i221)，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i222+i23)。

提案A.5)在P-CSI模式1-1子模式1的情况下，单个完整报告包括关于PUCCH格式3的两个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：CQI+W1+W2(i21+i22+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI并且在第二实例中向eNB报告CQI、W1和W2(i21+i22+i23)。

在上述示例中，每个较高实例的周期可以是下一个较低实例的周期的整数倍。例如，第一实例的周期可以是第二实例的周期的整数倍。

在提案A.5)的情况下，由于在第二实例中报告W1和W2两者，为了匹配最大22比特的有效载荷大小，UE可能不期望配置码本Config1或与Config1相同大小的码本。另外，在这种情况下，可以使用基于来自相位或幅度之一的反馈的LC码本。

提案A.6)在P-CSI模式2-1的情况下，单个完整报告包括关于PUCCH格式3的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI+PTI＝0

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+W2(i21+i22+i23)

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2(i21+i22+i23)。

-第一实例：RI+PTI＝1

-第二实例：WB CQI+W2(i21+i22+i23)

-第三实例：SB CQI+W2(i21+i22+i23)+L'

可替选地，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。此时，在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告WB CQI和W2(i21+i22+i23)，并且在第三实例中向eNB报告SBCQI、W2(i21+i22+i23)和L'

在PTI＝0的情况下，很显然可以以与提案A.4)类似的方式操作。也就是说，不同之处在于除了在第一实例中反馈RI和PTI的事实之外，可以以相同的方式应用上面的提案A.4)中描述的方案。例如，当计算i22时，可以提出在eNB和UE之间应用等式11(即，等式11应用于等式10)，或者可以使用仅考虑相位(或仅幅度)的LC码本。另外，添加指示应用于LC的系数的大小的索引(例如，i24)，因此，可以执行更灵活的反馈操作。

另外，即使在PTI＝1的情况下，上面的提案A.4)中所述的方案也可以同样地应用于W2。例如，当计算i22时，可以提出在eNB和UE之间应用等式11(即，等式11应用于等式10)，或者可以使用仅考虑相位(或仅幅度)的LC码本。

作为另一示例，在PTI＝1的情况下，可以执行以下操作。

-第一实例：RI+PTI＝1

-第二实例：WB CQI+W2(i2')

-第三实例：SB CQI+W2(i21+i22+i23)+L'

在本文中，i2'表示作为LC码本的基础的类A码本的i2索引(仅包括波束选择器和共相的4比特索引)。该示例的特征在于WB和SB具有不同单位/粒度的码本。

当如此配置/应用UE时，存在降低WB报告的复杂性的优点。另外，以PUCCH格式2提出的提案A.3-1)、提案A.3-2)和提案A.3-3)的方法可以在没有任何改变的情况下应用于PUCCH格式3。例如，与提案A.3-1)的描述类似，可以通过考虑相位和幅度(或仅相位)来配置LC。作为另一示例，与提案A.3-2)的描述一样，i22的分量被分成幅度分量和相位分量并且在不同的实例中发送。作为另一示例，与提案A.3-3)的描述一样，PTI的使用可以被用于指示幅度系数和相位系数的使用。

如上所述，由于PUCCH格式3具有比PUCCH格式2更大的容器大小，因此配置/应用有LC码本的UE可以被配置/应用于仅与PUCCH格式3一起使用。

PUCCH格式3被用于UE ACK/NACK对DL数据反馈的用途。ACK/NACK的有效载荷大小由分量载波(CC)的数目和载波聚合(CA)的码字的数目确定。

此时，为了防止LC码本的CSI与ACK/NACK信息之间的冲突，eNB可以通过区分用于ACK/NACK传输的PUCCH格式3和用于CSI传输的PUCCH格式3来进行配置。此外，即使在发送ACK/NACK信息的实例与发送CSI的实例冲突的情况下，UE也可以同时使用两个PUCCH格式3来发送相应的信息。在PUCCH格式3的整个22比特容量中，除了ACK/NACK有效载荷之外的PUCCH格式3的备用容量(在存在SR信息的情况下，还添加和计算SR信息的有效载荷大小1比特)是CSI有效载荷大小或更大，通过PUCCH格式3发送ACK/NACK和CSI。否则，不发送CSI(即，CSI被丢弃)，而是仅发送ACK/NACK。

B.W1码本的子采样方法

如上所述，在LTE版本14中新定义了LC码本，当使用PUCCH格式2/3反馈PMI时，出现PMI有效载荷超过最大传输容量的问题。

为了解决这个问题，本发明提出了配置LC码本的W1码本的各种子采样技术。

W1(第一PMI)是以正交为基础，并且非相等组合(使用2比特)是宽带，以及两个波束选择是宽带。

首先，选择最多八个均匀间隔的正交波束组。接下来，在该组中，选择两个波束。

在W2(第二PMI)的情况下，使用QPSK在W2中组合波束，并且对每个层独立地编码波束。

LC码本表示为下文的等式12。

[等式12]

-对秩1：

以及

-对秩2：

以及

在等式12中，L(＝2)是波束的系数。b_k1,k2是过采样网格2维(2D)DFT波束(在本文中，k1＝0,1,...,N₁O₁-1，k2＝0,1,...,N₂O₂-1)。在本文中，N₁和N₂中的每个分别是第一维度和第二维度中的天线端口的数目。O₁和O₂中的每个分别是第一维度和第二维度中的过采样因子。p_i是波束i(0≤p_i≤1)的波束功率调整/比例因子。C_r,l,i是对于波束i的极化r和层1的波束组合系数。

i)W1波束选择

-O₁＝O₂＝4(在N₂＝1的情况下，O₂＝1)

-2N₁N₂∈{4,8,12,16,20,24,28,32}

-前导(更强)波束索引：k₁^(0)＝0,1,...,N₁O₁-1；k₂^(0)＝0,1,...,N₂O₂-1

-第二(较弱)波束索引：k₁^(1)＝k₁^(0)+O₁d₁；k₂^(1)＝k₂^(0)+O₂d₂；d₁∈{0,...,min(N₁,L₁)-1},d₂∈{0,...,min(N₂,L₂)-1}；(d₁,d₂)≠(0,0)；在本文中，L₁,L₂定义如下。

在N₁≥N₂且N₂≠1的情况下，L₁＝4，L₂＝2；在N₁<N₂、N₁≠1、L₂＝4、L₁＝2的情况下；在N₂＝1的情况下，L₁＝8，L₂＝1

ii)W1波束功率

-按2比特量化第二波束功率。

iii)W2

-c_0,0,0＝c_0,1,0＝1，适用于所有情况

iv)码本有效载荷

在N₁＝N₂＝4的情况下，W1开销表示如下，并且当它被安排用于子带时如下表26所示。

-指示前导波束的开销：

比特

-用于指示第二波束的开销：

比特

-较弱波束的相对功率：2比特

表例示了在N₁＝N₂＝4的情况下的子带的每个秩的W1和W2开销。

[表26]

秩	W1(比特)	W2(比特)
			1	13	6
2	13	12

参考表26，W1需要13比特，与如上所述的秩无关，并且W2需要6比特(即，因为c_0,0,0＝1，所以它不需要比特，并且对每个c_1,0,0、c_0,0,1，c_1,0,1，每个为2比特)或12比特(即，因为c_0,0,0＝c_0,1,0＝1，所以不需要比特，并且对c_1,0,0、c_0,0,1、c_1,0,1、c_1,1,0、c_0,1,1、c_1,1,1的每个，每个为2比特)。这是因为无论W1的层如何都通常应用功率系数，并且对于W2的每个层独立地应用共相。特别地，对于W2，与上述实施例A的描述类似，i22的相位分量和i23的同相分量被组合并且被表示为一个共相分量。

目前，周期性PUCCH反馈已经被用于LTE PMI反馈，并且此时，使用PUCCH格式2(PF2)，CSI由UE编码并且由eNB解码。

PF2可以在正常CP中发送最多11比特的有效载荷，并且这在扩展CP中增加到最多13比特。根据当前标准，当使用PF2同时发送PMI或PMI和其他CSI时，存在码本大小太大且超过11比特的问题。为了解决它，应用了码本子采样，因此，大小不超过11比特。

在本发明中，提出了这种W1码本子采样技术。

对于版本14中支持的LC码本，可以支持最高秩2，并且秩1和秩2使用相同W1的波束组。

在LC码本中，构成W1的分量可以包括前导波束索引、波束选择和功率组合系数。

在CSI(周期性CSI；P-SCI)模式1-1子模式1的情况下，在类A码本中支持以下反馈。

单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+W2

另外，对于支持类A码本的P-CSI模式2-1的PTI＝0的情况，与P-CSI模式1-1几乎相似，在第二实例中单独报告W1。

因此，本发明提出了一种报告W1的方法，该方法通过P-CSI模式1-1的子模式1或P-CSI模式2-1的PTI＝1来构成LC码本，并且特别地，提出了根据PUCCH格式2的正常CP的11比特有效载荷的W1子采样技术。

提案1)前导波束索引子采样

在版本14中提出的LC码本的W1的情况下，对应于前导波束索引的有效载荷大小对应于

例如，它具有8比特的值，这是2D 32端口布局中的最大值。

作为将其减少到6比特的示例，提出了子采样技术，如下表27中所示。

表27表示例示X端口(即交叉极化)天线的子采样的方法。

[表27]

如表27所示，对于支持LC码本的X端口(X>＝12)，对于包括2-D布局的情况，需要子采样。

因此，该提案的特征在于，通过配置/应用根据X值不同的过采样值来执行子采样，该X值是UE支持LC码本的端口号。

另外，可以通过更高层信令(例如，RRC和/或MAC控制元素(CE))，配置哪个O₁、O₂组合用于对UE进行子采样的目的。

作为另一实施例，提出了一种子采样方法，如下表28所示，其中N₁、N₂值与O₁、O₂值相关联。

表28例示了对具有2N₁N₂≥12的LC码本进行子采样的(O₁,O₂)组合。

[表28]

在上述提案1)的情况下，子采样可以独立地应用于每个端口号。

提案2)第二波束选择子采样

在LC码本中，对于用于线性组合的第二波束选择，UE可以选择最大7个波束中的一个，其基于前导波束(即，对应于下文的等式13中，上标为(0)的索引的波束)，与前导波束正交。因此，波束选择所需的反馈比特数是

并且对应于最多3比特。

为了解决它，提案2)提出了一种选择第二波束(对应于下文的等式13中的上标为(1)的索引的波束)的方法。也就是说，通过对第二波束选择的有效载荷进行子采样，提出了1比特的第二波束选择技术。

图19是图示根据本发明的实施例的用于第二波束选择的子采样方法的图。

图19例示了N₁＝4、N₂＝2、O₁＝4、O₂＝4的情况。

在图19(a)中，在相对于给定前导波束的七个正交波束中，UE可以选择最优的第二波束。

在LC码本中，确定这样的波束组，如下文的等式13所示。

[等式13]

·d₁∈{0，...，min(N₁，L₁)-1}

·d₂∈{0，...，min(N₂，L₂)-1}

·(d₁，d₂)≠(0，0)

·其中，L₁，L₂定义为：

-如果N₁≥N₂并且N₂≠1

>>L₁＝4，L₂＝2

-如果N₁＜N₂并且N₂≠1

>>L₂＝4，L₁＝2

-如果N₂＝1

>>L₁＝8，L₂＝1

在等式13中，

因此，本提案提出了一种减小用于选择第二波束的正交波束集的大小的方法。

在12端口和16端口的情况下，波束选择的有效载荷大小可以通过2比特进行子采样。因此，对于配置/应用有2D天线阵列的12端口和16端口的情况，提出了各种子采样方法，如图19(b)至图19(e)所示。

提案2-1和2-2是指在上文的等式13中改变L₁和L₂的值的方法。

通过使用这些方法，第二波束选择的大小可以减少

比特。

在图9(b)和下表29中例示所提出的方法2-1，以及在图9(c)和下表30中例示所提出的方法2-2。

表29例示了用于子采样2N₁N₂＝12和2N₁N₂＝16的LC码本的(L₁，L₂)组合。

[表29]

表30例示用于子采样2N₁N₂＝12和2N₁N₂＝16的LC码本的(L₁，L₂)组合

[表30]

对于所提出的方法2-2，在构造信道的组件更依赖于特定侧域(例如，第一域和第二域)的情况下，即，在对一侧的域的角扩展更大的情况下，可能存在仅通过特定域配置正交基的特征。

然而，在12端口的情况下，考虑到最大正交基的数目是3，第二波束选择对应于

比特，因此，性能可能降低。另外，对于提案2-1和2-2，在三个波束中选择第二波束选择，因此，可能浪费一个状态。

因此，为了解决该问题，提案2-3和提案2-4提出了一种在四个正交波束中选择第二波束的波束选择方法。

在图9(d)和下表31中例示所提出的方法2-3。

表31例示了用于子采样2N₁N₂＝12和2N₁N₂＝16的LC码本的(d₁，d₂)组合。

[表31]

	对12端口，(d<sub>1</sub>，d<sub>2</sub>)	对16端口，(d<sub>1</sub>，d<sub>2</sub>)
			N<sub>1</sub>≥N<sub>2</sub>，N<sub>2</sub>≠1	(1，0)，(2，0)，(0，1)	(1，0)，(2，0)，(3，0)，(0，1)
N<sub>1</sub>＜N<sub>2</sub>，N<sub>1</sub>≠1	(0，1)，(0，2)，(1，0)	(0，1)，(0，2)，(0，3)，(1，0)

然而，即使在所提出的方法2-3中，在12端口的情况下，仍然在三个波束中选择第二波束。为了防止这种情况，在图9(e)和下表32中例示了所提出的方法2-4。

表32例示了用于子采样2N₁N₂＝12和2N₁N₂＝16的LC码本的(d₁，d₂)组合。

[表32]

	(d<sub>1</sub>，d<sub>2</sub>)
		N<sub>1</sub>≥N<sub>2</sub>，N<sub>2</sub>≠1	(1，0)，(2，0)，(0，1)，(1，1)
N<sub>1</sub>＜N<sub>2</sub>，N<sub>1</sub>≠1	(0，1)，(0，2)，(1，0)，(1，1)

可以根据每个端口号，独立地应用在上面的表29、表30、表31和表32中排列的正交波束选择方法。

在对12端口联合编码前导波束索引和第二波束选择的情况下，可能不需要子采样。

图20例示了N₁＝3、N₂＝2、O₁＝4、O₂＝4的情况。

如图20所示，在五个波束候选中选择第二波束选择，因此，第二波束选择的比特大小对应于

比特。

因此，即使在考虑功率组合系数2比特的情况下，这也对应于总共11比特，因此不需要子采样。

因此，在12端口的情况下，优选地，联合编码前导波束索引和第二波束选择。

接下来，描述20端口、24端口、28端口和32端口。

首先，描述独立编码而不是联合编码构造W1的分量(即，前导波束索引、第二波束选择和功率组合系数)的情况。

在这种情况下，由于前导波束索引占用的比特数是8比特，并且功率组合占用的比特数是2比特，所以在第二波束选择的情况下，需要1比特的子采样。

在这种情况下，在图21和表33排列所提出的各种子采样方法。

图21例示了N₁＝4、N₂＝4、O₁＝4、O₂＝4的情况。

表33例示了用于对2N₁N₂＞16的LC码本进行子采样的(d₁，d₂)组合。

[表33]

在联合编码前导波束索引和第二波束选择的情况下，可以如下改变为每个端口构建所需第二波束选择的子采样的波束候选的数目。

对于20端口，通过执行3波束子采样(例如，提案2-1或提案2-2)，而不是图21中所示的2波束子采样，可以更好地提高性能。也就是说，可以通过比特大小，

比特来子采样第二波束选择。

下表34列举了在需要子采样的2D端口布局中对第二波束选择执行子采样时所需的第二波束候选的数目，并且表示联合编码并且独立编码前导波束选择和第二波束选择的情况的数目。此时，对应于每个数目的第二波束候选的示例可以包括图19至图21的示例。

另外，可以配置第二波束候选的哪个值/模式用于通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)对UE进行子采样的目的。

表34例示了用于2D X端口布局的第二波束候选的最大数目。

[表34]

X	联合编码	独立编码
			12端口	不执行子采样	4
16端口	4	4
			20端口	3	2
24端口	2	2
			28端口	2	2
32端口	2	2

提案3)功率组合系数索引子采样

在LC码本中，第二波束的功率系数是

并且具有2比特的有效载荷大小。为了仅使用功率系数子采样将W1有效载荷与11比特匹配，1比特有效载荷可以被用于12端口和16端口，0比特有效载荷可以被用于20端口、24端口、28端口和32端口。

1比特有效载荷大小被配置有p₁∈{1，0}，并且可以被用于耦合波束的开关。例如，在p1＝0的情况下，LC码本使用类A码本Config1操作，以及在p1＝1的情况下，LC码本使用仅相位LC码本操作。

作为另一示例，可以被配置为通过

操作。在这种情况下，参与耦合的两个波束都以(非零)特定幅度值耦合进行耦合，在多径环境中可能更有益。

对于20端口、24端口、28端口和32端口的情况，为了匹配0比特有效载荷，可以将其配置为通过配置/应用1作为第二波束功率来通过仅相位LC来操作。

可替选地，可以配置p1或p1组合的哪个值被用于通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)对UE进行子采样的目的。

提案4)提案1至3的组合

在单独使用提案1-3的情况下，特定因子的子采样过度应用，并且LC码本的性能可能降低。

因此，本提案提出了一种通过利用所提出的方法的组合执行子采样来将W1的有效载荷大小与11比特进行匹配的方法。

在12端口和16端口的情况下，仅需要1比特子采样，因此，可以单独地应用上述提案1、提案2或提案3。

提案4-1)提案1+提案2

在2D天线布局20端口、24端口、28端口和32端口的情况下，用于配置子采样的方法如下表35中所示。

表35例示了2N₁N₂＞16的子采样。

[表35]

	(O<sub>1</sub>，O<sub>2</sub>)	第二波束候选的最大数目
			N<sub>1</sub>≥N<sub>2</sub>	(4，2)	4
N<sub>1</sub>＜N<sub>2</sub>	(2，4)	4

在表35中，第二波束候选的最大数目可以包括提案2-1、2-2、2-3和2-4的示例。

提案4-2)提案1+提案3

在2D天线布局20端口、24端口、28端口和32端口的情况下，用于配置子采样的方法如下表36中所示。

表36例示了2N₁N₂＞16的子采样。

[表36]

	(O<sub>1</sub>，O<sub>2</sub>)	第二波束功率系数的数目
			N<sub>1</sub>≥N<sub>2</sub>	(4，2)	2
N<sub>1</sub>＜N<sub>2</sub>	(2，4)	2

在表36中，第二波束功率系数的数目可以包括对应于上述提案3的

或p₁∈{1，0}的示例。

提案4-3)提案2+提案3

在2D天线布局20端口、24端口、28端口和32端口的情况下，用于配置子采样的方法如下表37中所示。

表37例示了2N₁N₂＞16的子采样。

[表37]

第二波束候选的最大数目	第二波束功率系数的数目
		4	2

在表37中，第二波束候选的最大数目可以包括提案2-1、2-2、2-3和2-4的示例。另外，第二波束候选的数目可以包括对应于上述提案3的

或p₁∈{1，0}的示例。

提案4-4)提案1+提案2+提案3

提案4-4的情况对应于联合编码前导波束索引、第二波束选择和功率系数中的全部或两个的情况。在下表38中排列提案4-4的示例。

表38例示了2N₁N₂＞16的子采样。

[表38]

在表38中，第二波束候选的数目是7的情况和第二波束候选的数目是4的情况对应于不子采样相应的因子的情况。

在第二波束候选的数目是6和5的情况下，可以分别考虑图22和图20中所示的波束图案。

为了便于描述，图22例示了N₁＝4(或3)、N₂＝2、O₁＝4、O₂＝4的情况，但是很显然，相应的波束图案可以扩展地应用于其他N₁和N₂值。

另外，第二波束功率系数为3的情况可以包括

上文提出的方法对应于在分别报告W1的情况下，通过11比特进行子采样的方法的发明。

然而，由于子采样导致性能下降，因此可以将新报告类型定义为避免子采样的方法之一。也就是说，可以假设构成W1的分量被分成W11、W12和W13，它们分别是对应于前导波束索引、第二波束选择和功率系数的索引。

也就是说，可以在不同的CSI报告时间/实例中，独立地向eNB报告指示用在LC中的前导波束(即，码字)的前导波束索引(即，W11)、指示用在LC中的第二波束(即，码字)的第二波束选择(即，W12)、指示在执行LC时应用于每个波束的功率的功率系数(即，W13)，以及指示在执行LC时应用于每个波束的相位的相位系数(即，W2)。

根据本发明的实施例，对LC修改的P-CSI模式1-1子模式1如下。

-第一实例：RI+W13

-第二实例：W11+W12

-第三实例：CQI+W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和W13，在第二实例中向eNB报告W11和W12，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

可替选地，对LC修改的P-CSI模式1-1子模式1如下。

-第一实例：RI+W12

-第二实例：W11+W13

-第三实例：CQI+W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和W12，在第二实例中向eNB报告W11和W13，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

可替选地，对LC修改的P-CSI模式1-1子模式1如下。

-第一实例：RI+W11

-第二实例：W12+W13

-第三实例：CQI+W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和W11，在第二实例中向eNB报告W12和W13，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

在上述方法中，可以考虑新报告类型(例如，类型5a、RI+W13或RI+W12或RI+W11)。在这些方法中，为了更安全地保护RI，更优选W13作为与RI联合编码的因子。

作为上述方法的修改示例，

-第一实例：RI+W11

-第二实例：W12+W13+W22(或W21)

-第三实例：CQI+W21(或W22)

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和W11，在第二实例中向eNB报告W12+W13和W22(或W21)，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W21(或W22)。

在上面的示例中，W21表示秩1的情况下的层1的PMI，以及W22表示秩2的情况下的层2的PMI。

此时，W21和W22中的每个可以在LC码本配置上具有6比特的有效载荷。在这种情况下，由于RI是3比特，因此W11可以具有8比特有效载荷，并且可以应用子采样以减少1比特，如在对超过16端口的X端口的O₁＝4、O₂＝2等的实施例中那样。

在第二实例的情况下，总共10比特为2比特+2比特+6比特，因此不需要子采样。在第二实例的情况下，秩1总共有10比特，因此不需要子采样。但是，在秩2中，需要经由减少2比特，通过4比特进行子采样。

可以存在用于减少2比特的各种方法，例如，当配置LC码本时，可以通过去除三个相位组合系数C_r，l，i∈{1，j，-1，-j}，r∈{0，1}，l∈{0，1}，i∈{0，1}中的一个值来减少2比特。在本文中，r表示用于区分X-pol天线的索引，1是用于区分层的索引，以及i表示用于区分组合的波束顺序的索引。

作为更具体的示例，可以通过配置c_1，0，i＝-c_1，1，i，配置仅执行LTE码本的共相任务。

可替选地，不丢失通用性，并且最终秩2码本可以被确定为下文的等式14。

[等式14]

另外，在这种情况下，作为一种方法，W2结构可以如类A中一样使用。换句话说，c_0，0，1可以有QPSK字母表(即1，j，-1，-j)，它可能是c_1，0，0∈{1，j}并且a∈{1，j}，并且，可以确定其他值，诸如c_1，0，1＝c_1，0，0*c_0，0，1、c_0，1，1＝a*c_0，0，1、c_1，1，0＝c_1，0，0、c_1，1，1＝-a*c_1，0，0*c_0，0，1＝-a*c_1，0，1。

这种情况的最终秩2码本如下文的等式15所示。

[等式15]

根据等式15，秩2的最终W2有效载荷大小是4比特。

以这种方式，可以保证两层之间的正交性。另外，相同的波束可以被用于H倾斜和V倾斜，并且可以通过c_1，0，0控制共相。此外，a∈{1，j}确定每个极化的两个波束的结果是相同还是不同。以这种方式，可以考虑W2子采样。

在通过示例等式15更详细地描述时，在秩2的情况下，预编码矩阵可以包括用于第一层的第一预编码向量(即，

和用于第二层的第二预编码向量(即

)。

另外，第一预编码向量可以包括作为用于第一极化的第一码字(即[b₁])和第二码字(即[c_0，0，1*p₁*b₂])的线性组合的向量(即，

)以及作为用于第二极化的第三码字(即[c_1，0，0*b₁])和第四码字(即[c_1，0，0*c_0，0，1*p₁*b₂])的线性组合的向量(即，

)。

此外，第二预编码向量可以包括作为用于第一极化的第五码字(即[b₁])和第六码字(即[a*c_0，0，1*p₁*b₂])的线性组合的向量(即，

)以及作为用于第二极化的第七码字(即[-c_1，0，0*b₁])和第八码字(即[-c_1，0，0*a*c_0，0，1*p₁*b₂])的线性组合的向量(即，

)。

此时，相位系数可以被预定义为1，其被应用于对应于用于每一层的预编码向量(即，第一预编码向量和第二预编码向量)中的前导波束的码字(即，第一码字[b₁]和第五码字([b₁]))。

另外，例如，相位系数(即，c_0，0，1)可以由2比特(例如，QPSK字母表(即，1，j，-1，-j)表示，其被应用于对应于用于每一层的预编码向量(即，第一预编码向量和/或第二预编码向量)中的第二波束中的波束之一的码字(例如，第二码字[c_0，0，1*p₁*b₂])。也就是说，可以通过{1，j，-1，-j}内的第二PMI来确定应用于对应于在用于每个层的预编码向量中的第二波束中的波束之一的码字的相位系数的值。

此外，每个相位系数(即，c_1，0，0和a)可以由1比特(例如，{1，j})指示，其被应用于对应于用于每个层的预编码向量(即，第一预编码向量和/或第二预编码向量)中的第二波束中的两个波束的码字(例如，第三码字([c_1，0，0*b₁])和第六码字(

))。也就是说，可以通过两个元素(例如{1，j})内的第二PMI，确定应用于对应于用于每个层的预编码向量中的第二波束中的两个波束的码字的相位系数。

总之，相位系数可以由2比特(例如，W2的QPSK字母表(即，1，j，-1，-j))表示，其被应用于对应于除前导波束外的第二波束中的一个波束的码字。此外，施加到对应于第二波束中的两个波束的码字的每个相位系数可以由W2的1比特表示。根据预定规则，通过组合应用于三个第二波束的相位系数，确定应用于对应于除剩余第二波束外的码字的相位系数。以这种方式，子采样W2，并且具有将W2的比特总共减少为4比特的效果。

此时，作为预定规则的示例，可以基于应用于第三码字的相位系数值(c_1,0,0)来确定应用于第四码字的相位系数值(c_1,0,0*c_0,0,1)。同样地，可以基于应用于第七码字的相位系数值(-c_1,0,0)，确定应用于第八码字的相位系数值(-c_1,0,0*a*c_0,0,1)。例如，可以通过应用于第三码字和第七码字的相位系数值与由第二PMI预定的值的乘积来确定应用于第四码字和第八码字的每个相位系数值。

作为另一示例，应用于第七码字的相位系数值(-c_1,0,0)可以与应用于第三码字的相位系数值(c_1,0,0)乘以-1的值相同。

具体地，当所有极化具有相同单位/粒度的跨度时，可以获得更高的性能，并且对于每一层，用于第一极化的第一波束的相位系数被固定为1，因此，用于每一层的第一极化的第二波束的相位系数可以具有QPSK字母表(即，1,j,-1,-j)。另外，用于每一层的第二极化的第一波束和第二波束的相位系数中的每个用1比特表示，并且存在具有甚至针对第二极化的QPSK相位系数的效果。

为了更安全地保护RI，可以考虑以下修改示例。

-第一实例：RI+W12+W13

-第二实例：W11+W22(或W21)

-第三实例：CQI+W21(或W22)

UE可以在第一实例中向eNB报告RI、W12和W13，在第二实例中向eNB报告W12+W13和W22(或W21)，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W21(或W22)。

在这种情况下，作为子采样的示例，类似于上述方法(例如，移除相位组合系数的一个值)，W22(或W21)可以减少到4比特。

另外，通过使用上述方法(例如，对于超过16端口的X端口，作为O₁＝4，O₂＝2等的示例，通过减少1比特来应用子采样)，W11可以减少到7比特。

此外，为了更安全地保护RI，通过添加一个实例，可以考虑以下修改示例。

-第一实例：RI

-第二实例：W11

-第三实例：W12+W13+W22(或W21)

-第四实例：CQI+W21(或W22)

UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W11，在第三实例中报告W12+W13和W22(或W21)，并且在第四实例中向eNB报告CQI和W21(或W22)。

与上述示例类似，可以定义组合W1和W2的新报告类型。在上述修改示例中，应当定义新报告类型，并且UE可以通过假设第三实例和第四实例作为替代关系来进行发送。也就是说，可以以相同的周期/偏移交替地发送第三实例和第四实例。

另外，可以考虑以下修改示例。

-第一实例：RI

-第二实例：W1

-第三实例：W2(或CQI)

-第四实例：CQI(或W2)

UE可以在第一实例中向eNB报告RI，在第二实例中向eNB报告W1，在第三实例中报告W2(或CQI)，以及在第四实例中向eNB报告CQI(或W2)。

该示例是包括四个报告实例的实施例，并且在这种情况下，由于第三CSI和第四CSI的属性相似，所以第三实例和第四实例对应于彼此的替代关系。因此，可以以相同的周期/偏移交替地发送第三实例和第四实例。

类似于上述方法，定义了新报告类型(例如，类型6a、RI+PTI+W13或RI+PTI+W12)，并且甚至在P-CSI模式2-1中也如下操作。

在P-CSI模式2-1 PTI＝0的情况下，可以执行以下报告操作。

-第一实例：RI+PTI＝0+W13

-第二实例：W11+W12

-第三实例：CQI+W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI。另外，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W11和W12，以及在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

替代地，在P-CSI模式2-1 PTI＝0的情况下，可以执行下述报告操作。

-第一实例：RI+PTI＝0+W12

-第二实例：W11+W13

-第三实例：CQI+W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI、PTI和W12。另外，在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W11和W13，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

在该方法中，对于PTI，在eNB和UE之间承诺使得仅始终应用PTI＝0，并且可以在没有PTI 1比特有效载荷的情况下操作。

同时，在目前为止的类A的情况下，描述了用于配置LC码本的情况的实施例。即使在类B中，LC码本也可以运行。在这种情况下，由于最大支持的端口数是8，所以将描述N₁/N₂＝4或8的情况的实施例。在LC被用于4端口和8端口的情况下，最大有效载荷大小如下表39所示。

表39例示了对2N₁N₂＝4，8的LC的有效载荷大小。

[表39]

从表39中例示的有效载荷大小可知，当使用PUCCH格式2时，在单独报告W1的情况下，其不超过11比特，这不会引起问题。因此，当在类B中使用LC时，可以如下配置/应用类A中支持的P-CSI模式1-1子模式1和P-CSI模式2-1。

i)P-CSI模式1-1子模式1

单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：RI或RI+CRI

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+W2

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI(或RI和CRI)，在第二实例中向eNB报告W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

ii)P-CSI模式2-1，PTI＝0

-第一实例：RI+PTI＝0或RI+PTI＝0+CRI

-第二实例：W1

-第三实例：CQI+WB W2

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI(或RI、PTI和CRI)。在PTI＝0的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和WB W2。

iii)P-CSI模式2-1 PTI＝1

-第一实例：RI+PTI＝0或RI+PTI＝1+CRI

-第二实例：WB CQI+W2

-第三实例：SB CQI+W2+L'

UE可以在第一实例中向eNB报告RI和PTI(或RI、PTI和CRI)。在PTI＝1的情况下，UE可以在第二实例中向eNB报告WB CQI和W2，并且在第三实例中向eNB报告SB CQI、W2和L'。

此时，L'是带宽部分(BP)的子带(SB)选择索引。在PTI＝1的情况下，无论端口号如何，W2有效载荷对于秩1是6比特而对于秩2是12比特，因此，配置有LC码本的UE可以通过始终假设PTI＝0来应用P-CSI模式2-1。

另外，由于类B是传统操作，所以在第二报告实例中应用P-CSI模式1-1子模式1的情况如下。

单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的两个报告时间/实例。

-第一实例：RI+W1或RI+CRI+W1

-第二实例：CQI+W2

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告RI和W1(或RI、CRI和W1)，并且在第二实例中向eNB报告CQI和W2。

考虑到RI＝3比特且CRI＝3比特，由于W1的有效载荷对于4端口是5比特，因此这满足11比特的有效载荷大小。因此，可以以相同的方式使用传统P-CSI模式1-1。

首先，描述RI+W1的情况。这种情况可以是新定义单独报告CRI的报告类型的情况，或者限于K＝1的情况。

在前一种情况下，修改的P-CSI模式1-1如下。

单个完整报告包括关于PUCCH格式2/2a/2b的三个报告时间/实例。

-第一实例：CRI

-第二实例：RI+W1

-第三实例：CQI+W2

也就是说，UE可以在第一实例中向eNB报告CRI，在第二实例中向eNB报告RI和W1，并且在第三实例中向eNB报告CQI和W2。

在1D布局的情况下，有效载荷大小是8比特，因此，不需要子采样。

另一方面，在2D 8端口中与RI+W1联合编码，可以通过下表40中例示的方法来应用子采样。

如上所述，类B也可以区分为前导波束选择子采样、第二波束选择子采样和功率系数子采样，并且使用三个因子减少2比特的情况如下表40所示。

在对第二波束选择进行子采样的情况下，第二波束候选的最大数目为3的情况与提案2-1的波束图案相同，并且第二波束候选的最大数目为2的情况可以包括提案2-5或2-6的示例。另外，第二波束候选的最大数目是1的情况是在提案2-1的波束图案中选择特定第二波束的情况，其可以预先在eNB和UE之间承诺。

在第二波束功率系数的数目为2的情况下，功率系数还可以包括

或p₁∈{1，0}的示例，对应于当第二波束功率系数的数目为4时不执行子采样的情况。在第二波束功率系数的数目为1的情况下，可以在eNB和UE之间承诺特定的第二波束功率值(例如，1)，或者通过更高层信令(例如，RRC或MAC CE)配置给UE。

表40例示了2N₁N₂＝8的LC的有效载荷大小。

[表40]

当在传统P-CSI模式1-1子模式1中一起报告RI(3比特)+CRI(3比特)+W1(5比特)时，在1D布局的情况下，需要减少3比特，并且在2D布局的情况下，需要减少5比特。

在下表41中例示用于此的二次取样方法。

类似于表40，在第二波束选择的子采样的情况下，当第二波束候选的最大数目为3时，表41与提案2-1的波束图案相同，并且当第二波束候选的最大数目为2时，表41可以包括提案2-5或2-6的示例。此外，当第二波束候选的最大数目为1时，可以预先承诺在2-1的波束图案内选择特定的一个第二波束。

或p₁∈{1，0}的示例，对应于当第二波束功率系数的数目为4时无子采样的情况。在第二波束功率系数的数目为1的情况下，可以在eNB和UE之间承诺特定的第二波束功率值(例如，1)，或者通过更高层信令(例如，RRC或MAC CE)配置到UE。

表41例示了2N₁N₂＝8和CRI＝3的LC的有效载荷大小。

[表41]

在将8端口LC码本应用于类B的情况下，考虑到W1和W2的有效载荷，对8个CSI资源的应用需要过高的有效载荷。因此，提出在类B中应用LC的最大资源数目K限于特定数目(例如，K＝2)。然后，应用CRI＝1比特，并且在这种情况下所需的W1的子采样如下表42所示。

[表42]

当使用PUCCH格式3(PF3)时，甚至在使用LC码本的情况下，由于最大有效载荷大小是22比特，所以W1是13比特，以及W2是6比特(对于秩1)和12比特(对于秩2))。

然而，由于PUCCH格式3被用于DL数据的ACK/NACK反馈，因此需要联合编码对应于ACK/NACK的信息和LC码本的CSI信息。由于基于载波聚合(CA)的分量载波(CC)的数目、码字的数目等确定ACK/NACK的有效载荷大小，而不是针对所有情况使用PF3，所以当PF3仅用于发送哪个有效载荷大小超过PF2的11比特的报告类型时，可以避免子采样，因此，可以执行有效的传输。

更具体地，在P-CSI模式1-1子模式1中，当配置1D端口布局(即，N₁＝1或N₂＝1)时，可以通过PF2配置可以单独报告W1的情况。对于2D端口布局，可以通过PF2发送配置有类B K＝1的4端口和8端口，并且对需要子采样的类A 12端口或更多端口，通过PF3报告W1(报告类型2a)。此外，对于秩1，报告类型2b(宽带CQI+W2)可以通过PF2报告。然而，对于秩2，由于CQI增加到7比特，因此报告类型2b可以通过PF3报告。

另外，在P-CSI模式2-1中，无论秩如何，报告类型1a(子带CQI+W2+L')都可以通过PF3报告。

此外，甚至在使用PF3的情况下，当报告W1+W2+CQI(报告类型2c)等时，由于有效载荷大小超过22比特，因此使用这种报告类型的P-CSI模式1-1子模式2可以不被用于LC码本的反馈。也就是说，当配置LC码本时，可以使用P-CSI模式1-1子模式1和/或P-CSI模式2-1。

参考图23，UE从eNB通过多个天线端口接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)(步骤S2101)。

UE将信道状态信息(CSI)报告给eNB(步骤S2102)。

此时，UE可以基于来自eNB的CSI-RS来生成(计算)信道状态信息，并且可以将信道状态信息报告给eNB。

如上所述，信道状态信息可以包括CQI、PMI、RI、PTI、CRI等。

另外，UE可以(例如，在PUCCH上)向eNB周期性地报告CSI，并且还可以(例如，在PUSCH上)向eNB非周期性地报告CSI。

具体地，UE可以在线性组合(LC)码本中选择最优预编码矩阵，并且可以向eNB报告用于指示它的信息。

在使用线性组合(LC)码本的情况下，可以基于多个码字的线性组合来生成预编码矩阵。

更具体地，在秩1的情况下，预编码矩阵可以包括用于第一层的第一预编码向量。此外，交叉极化天线布局中的第一预编码向量可以包括其中第一码字和第二码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第三码字和第四码字针对第二极化被线性组合的向量。

在秩2的情况下，预编码矩阵可以包括用于第一层的第一预编码向量和用于第二层的第二预编码向量。此外，交叉极化天线布局中的第一预编码向量可以包括其中第一码字和第二码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第三码字和第四码字针对第二极化被线性组合的向量，以及第二预编码向量包括其中第五码字和第六码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第七码字和第八码字针对第二极化被线性组合的向量。

此时，在将功率系数和相位系数应用于多个码字中的每个之后，可以线性地组合功率系数和相位系数被应用到的多个码字。

CSI可以包括指示用于生成预编码矩阵的多个码字的选择信息、指示功率系数的信息，和/或指示相位系数的信息。此外，可以在不同的CSI报告时间/实例中报告信息的类型。

此时，选择信息和指示相位系数的信息可以被包括在PMI中。例如，选择信息可以被包括在第一PMI中，以及指示相位系数的信息可以被包括在第二PMI中。

例如，当报告RI时，可以在与RI相同的第一CSI报告实例中发送指示功率系数的信息，可以在W1中包括的第二CSI报告实例中发送选择信息，以及可以在W2中包括的第三CSI报告实例中发送指示功率系数的信息。

对此的详细描述可以遵循“A.使用PUCCH格式2或PUCCH格式3的CSI反馈方法”的实施例或“B.W1码本的子采样方法”的实施例，并且省略了详细描述。

此外，为了使UE将W1和/或W2的有效载荷与PUCCH格式(例如，PUCCH格式2/2a/2b或PUCCH格式3)相匹配，UE可以通过子采样W1和/或W2来向eNB报告。

例如，如上所述，在秩2的情况下，预编码矩阵可以包括用于第一层的第一预编码向量和用于第二层的第二预编码向量。第一预编码向量可以包括其中第一码字和第二码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第三码字和第四码字针对第二极化被线性组合的向量，以及第二预编码向量包括其中第五码字和第六码字针对第一极化被线性组合的向量以及其中第七码字和第八码字针对第二极化被线性组合的向量。

此时，可以预定义应用于第一码字和第五码字的相位系数值(例如，1)。此外，可以仅由第二PMI确定应用于第二码字、第三码字、第四码字、第六码字、第七码字和第八码字的相位系数值。

此时，可以通过{1,-1,j,-j}内的第二PMI来确定应用于第二码字和第六码字的相位系数值。

可以通过两个分量(例如，{1,j})内的第二PMI预先确定应用于剩余码字中的两个码字的每个的相位系数值。

另外，可以根据预定规则,确定预定或应用于不由第二PMI确定的剩余码字的相位系数值。例如，可以基于应用于第三码字和第七码字的相位系数值来确定应用于第四码字和第八码字的相位系数值。此外，应用于第七码字的相位系数值可以与应用于第三码字的相位系数值乘以-1的值相同。

对此的详细描述可以遵循“B.W1码本的子采样方法”的实施例，并且省略了详细描述。

UE可以使用PUCCH格式2/2a/2b和/或PUCCH格式3将CSI发送到eNB。

另外，UE可以在操作周期性(或非周期性)CSI报告时将CSI发送到eNB。

可以应用本发明的实施例的通用无线通信设备

图24图示了根据本发明的实施例的无线通信设备的框图。

参考图24，无线通信系统包括eNB 2410和位于eNB 2410的区域内的多个UE 2420。

eNB 2410包括处理器2411、存储器2412和射频(RF)单元2413。处理器2411实现参考图1至图23提出的功能、过程和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器2411实现。存储器2412连接到处理器2411并且存储用于驱动处理器2411的各种信息。RF单元2413连接到处理器2411并且发送和/或接收无线电信号。

UE 2420包括处理器2421、存储器2422和RF单元2423。处理器2421实现参考图1至图23提出的功能、过程和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器2421实现。存储器2422连接到处理器2421并且存储用于驱动处理器2421的各种信息。RF单元2423连接到处理器2421并且发送和/或接收无线电信号。

存储器2412,2422可以位于处理器2411,2421的内部或外部，并且可以通过众所周知的各种手段连接到处理器2411,2421。此外，eNB 2410和/或UE 2420可以具有单个天线或多个天线。

在下文中，参考附图详细描述了本发明的详细实施例。除非另外明确描述，否则可以认为每个元件或特性是可选的。每个元件或特性可以以不与其他元件或特性组合的方式实现。此外，可以组合一些元件和/或特性以形成本发明的实施例。可以改变结合本发明的实施例描述的操作顺序。实施例的一些元件或特性可以被包括在另一个实施例中，或者可以用另一个实施例的相应元件或特性代替。显然，在权利要求中，一个或多个实施例可以通过组合不具有明确引用关系的权利要求来构造，或者可以在提交申请之后通过修改将其包括为一个或多个新权利要求。

本发明的实施例可以通过各种手段来实现，例如，硬件、固件、软件或它们的组合。在通过硬件实现的情况下，可以使用一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器和/或微处理器来实现本发明的实施例。

在通过固件或软件实现的情况下，本发明的实施例可以以用于执行上述功能或操作的模块、过程或功能的形式实现。软件代码可以被存储在存储器中并由处理器驱动。存储器可以位于处理器内部或外部，并且可以通过各种已知手段与处理器交换数据。

对于本领域技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的基本特性的情况下，本发明可以以其他特定形式实现。因此，详细描述不应当被解释为对所有方面的限制，而应当被解释为说明性的。本发明的范围应当通过对所附权利要求的合理分析来确定，并且在本发明的等同范围内的所有变化都被包括在本发明的范围内。

[工业适用性]

已经将本发明图示为应用于3GPP LTE/LTE-A系统，但是可以将本发明应用于除3GPP LTE/LTE-A系统之外的各种无线通信系统。

Claims

1.一种用于在无线通信系统中报告由用户设备(UE)执行的信道状态信息(CSI)的方法，所述方法包括：

从基站(BS)通过第一维度和第二维度中排列的多个天线端口接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及

将所述CSI报告给所述BS，

其中，所述CSI包括i)指示多个波束的选择信息以及ii)系数信息，

其中，基于i)第一维度中的天线端口的数目，ii)第二维度中的天线端口的数目和iii)组合公式来选择多个波束，

其中，所述系数信息包括用于功率系数的信息和用于相位系数的信息，

其中，所述功率系数和所述相位系数被应用于多个波束中的每个，

其中，基于应用了所述功率系数和所述相位系数的多个波束的线性组合来生成预编码矩阵，

其中，所述CSI包括秩指示(RI)，

其中，基于所述RI为2，所述预编码矩阵包括用于第一层的第一预编码向量和用于第二层的第二预编码向量，

其中，所述第一预编码向量包括其中第一波束和第二波束针对第一极化被线性组合的向量以及其中第三波束和第四波束针对第二极化被线性组合的向量，以及

其中，所述第二预编码向量包括其中第五波束和第六波束针对第一极化被线性组合的向量以及其中第七波束和第八波束针对第二极化被线性组合的向量。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述选择信息和指示所述功率系数的信息在不同的CSI报告实例中被发送。

3.如权利要求1所述的方法，其中，指示所述功率系数的信息和指示所述相位系数的信息在不同的CSI报告实例中被发送。

4.如权利要求3所述的方法，其中，指示所述功率系数的信息在与所述RI相同的CSI报告实例中被发送。

5.如权利要求3所述的方法，其中，所述CSI包括预编码矩阵指示符(PMI)，以及

其中，所述选择信息被包括在第一PMI中，并且指示所述相位系数的信息被包括在第二PMI中。

6.如权利要求5所述的方法，其中，所述第二PMI被子采样并且以4比特被发送。

7.如权利要求6所述的方法，其中，当所述RI为1时不执行所述子采样，并且仅当所述RI为2时才执行所述子采样。

8.如权利要求7所述的方法，其中，应用于所述第二波束、所述第三波束、所述第四波束、所述第六波束、所述第七波束和所述第八波束的相位系数值由所述第二PMI确定。

9.如权利要求8所述的方法，其中，应用于所述第二波束的相位系数值由{1,-1,j,-j}内的所述第二PMI确定。

10.如权利要求9所述的方法，其中，应用于所述第三波束的相位系数值由{1,j}内的所述第二PMI确定。

11.如权利要求10所述的方法，其中，应用于所述第四波束和所述第八波束的相位系数值基于应用于所述第三波束和所述第七波束的相位系数值来确定。

12.如权利要求11所述的方法，其中，应用于所述第七波束的相位系数值与应用于所述第三波束的相位系数值乘以-1的值相同。

13.如权利要求2所述的方法，其中，使用物理上行链路控制信道(PUCCH)格式2/2a/2b来发送所述CSI。

14.一种用于在无线通信系统中报告信道状态信息(CSI)的用户设备(UE)，所述UE包括：

射频(RF)单元，所述RF单元用于发送和接收无线电信号；以及

处理器，所述处理器用于控制所述RF单元，

其中，所述处理器被配置为：

通过所述RF单元从基站(BS)通过第一维度和第二维度中排列的多个天线端口接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及

通过所述RF单元将所述CSI报告给所述BS，

其中，所述CSI包括i)指示多个波束的选择信息和ii)系数信息，

其中，所述CSI包括秩指示(RI)，